CN102907018B - 相干光接收机、用于检测相干光接收机中的通道间时滞的装置和方法 - Google Patents

Abstract

在相干光接收机中，如果出现通道间时滞，充分的解调变得不可能并因此接收性能恶化，因此，根据本发明的示例性方面的相干光接收机包括：本地光源；90度混合电路；光电转换器；模数转换器；以及数字信号处理单元，其中，所述90度混合电路使复用的信号光与来自所述本地光源的本地光相干涉，并输出被分离为多个信号分量的多个光信号；所述光电转换器检测所述光信号，并输出检测到的电信号；所述模数转换器对所述检测到的电信号进行量化，并输出量化信号；以及所述数字信号处理单元包括时滞补偿单元和解调单元，所述时滞补偿单元用于补偿所述多个信号分量之间的传播延迟差，所述解调单元用于解调所述量化信号。

Description

相干光接收机、用于检测相干光接收机中的通道间时滞的装置和方法

技术领域

本发明涉及相干光接收机以及用于检测相干光接收机中的通道间时滞(skew)的装置和方法，更具体地，涉及通过相干检测和数字信号处理接收极化复用光信号的相干光接收机，以及用于检测该相干光接收机中的通道间时滞的装置和方法。

背景技术

由于互联网的广泛分布，网络中的数据容量已在逐年增加。在连接城市区域的干线中，已经引入了其每通道传输能力为10Gb/s或40Gb/s的光传输链路。在10Gb/s传输中，使用开关键控(OOK)来作为调制方案。虽然也在40Gb/s传输中使用OOK方案，对于长距离的传输来说，这是不适合的，因为25ps的窄光脉冲宽度，传输特性受到色散的极大影响。因此，已经采用了使用相位调制的多级调制方案以及极化复用方案，并且针对100Gb/s种类的传输系统，主要使用双极化正交相移键控(DP-QPSK)方案。

相关光接收机对在发射机中通过DP-QPSK方案调制的光信号进行接收和解调(例如，参见非专利文献1)。图12示出了相关的相干光接收机的配置的示例。相关的相干光接收机600具有本地光源610、90度混合电路(90°HYBRID)620、光电转换器(O/E)630、模数转换器(ADC)640和数字信号处理单元(DSP)650。

可以通过以下公式将信号光和本地光分别表示为单个极化信号。

S(t)＝exp[jωt]               (1)

L(t)＝exp[j(ω+Δω)t]        (2)

在此，Δω表示信号光与本地光之间的频率时滞。将信号光和本地光输入到90度混合电路(90°HYBRID)620中，穿过光干涉系统，并由光电转换器(O/E)630转换为电信号，光电转换器(O/E)630中的每一个由不同配置的光电二极管组成。此时，从I_X端口和Q_X端口分别获得由以下的公式(3)和(4)表示的输出。

I_X(t)＝cos(Δωt)             (3)

Q_X(t)＝sin(Δωt)             (4)

在极化复用信号的情况下，信号光S(t)被表示为S(t)＝E_X+E_Y，从I_X端口和I_Y端口输出混合信号E_X+E_Y的余弦分量，以及从Q_X端口和Q_Y端口输出混合信号E_X+E_Y的正弦分量。

模数转换器(ADC)640对从每个端口输出的信号进行AD转换，然后输入到数字信号处理单元(DSP)650中。数字信号处理单元(DSP)650通过极化解复用处理将输入信号解复用为E_X信号和E_Y信号，并通过相位估计处理将E_X和E_Y信号解调为四个电平。

通过这种方式，可以使用相干光接收机来解调DP-QPSK信号。

非专利文献1：M.G.Taylor，“Coherent Detection Method UsingDSP for Demodulation of Signal and Subsequent Equalization ofPropagation Impairments”，IEEE Photonics Technology Letters，vol.16，No.2，February 2004，p.674-676

发明内容

本发明要解决的问题

上述公式(3)和(4)中的信号的表达式仅在以下情况下成立：在相干光接收机600中，从90度混合电路620的输出到模数转换器640的输入的所有四条信号线的长度都相等。然而，很难使这四条通道之间的长度(亦即，从90度混合电路620的输出到光电转换器630的输入的光纤缆线的长度以及从光电转换器630的输出到模数转换器640的输入的同轴缆线的长度)精确相等。

在此，如果这四个通道之间的线路的长度不相等，在信号传输中出现延迟，即，时滞。将参考图13来描述时滞的影响。图13是示出相关的90度混合电路620及其外设的配置的框图。在该图中，分别地，“PBS”表示极化波束分离器，“CPL”表示光耦合器，“τ”表示90度相差单元，以及“BR”表示作为光电转换器(O/E)630的均衡光检测器。

如果通道2(CH2)中存在与通道1(CH1)的时滞T，上述公式(4)改变为下面的公式(5)。

Q_X(t)＝sin(Δω(t+T))       (5)

在没有上述的时滞T的情况下，可以由数字信号处理使用上述的公式(3)和(4)来执行极化解复用和相位估计，并且可以完全地实现解调。然而，如果存在通道间时滞，由公式(4)表达的来自端口Q_X的输出信号改变为由公式(5)表达的输出信号，即使执行了数字信号处理，解调也变得不完整，从而不能够获得充足的性能。如上所述，在相干光接收机中存在如下问题：如果出现通道间时滞，充分的调解变得不可能，并因此接收性能恶化。

本发明的目标是提供相干光接收机以及用于检测该相干光接收机中的通道间时滞的装置和方法，其解决上述问题：在相干光接收机中，如果出现通道间时滞，充分的调解变得不可能，因此接收性能恶化。

解决问题的手段

根据本发明的示例性方面的相干光接收机包括：本地光源；90度混合电路；光电转换器；模数转换器；以及数字信号处理单元，其中，所述90度混合电路使复用的信号光与来自所述本地光源的本地光相干涉，并输出被分离为多个信号分量的多个光信号；所述光电转换器检测所述光信号，并输出检测到的电信号；所述模数转换器对所述检测到的电信号进行量化，并输出量化信号；以及所述数字信号处理单元包括时滞补偿单元和解调单元，所述时滞补偿单元用于补偿所述多个信号分量之间的传播延迟差，所述解调单元用于解调所述量化信号。

根据本发明的示例性方面的用于检测相干光接收机中的通道间时滞的装置包括：相干光接收机；测试光源；模数转换器；FFT运算单元；以及控制块；其中，所述相干光接收机包括本地光源、90度混合电路以及光电转换器；所述90度混合电路使来自所述测试光源的测试光与来自所述本地光源的本地光相干涉，并输出被分离为多个信号分量的多个光信号；所述光电转换器检测所述光信号，并输出检测到的电信号；所述模数转换器对所述检测到的电信号进行量化，并输出量化信号；所述FFT运算单元对所述量化信号执行快速傅里叶变换处理；以及所述控制块从所述快速傅里叶变换处理的结果计算所述多个信号分量之间的传播延迟差。

根据本发明的示例性方面的用于检测相干光接收机中的通道间时滞的方法包括以下步骤：通过使来自测试光源的测试光与来自本地光源的本地光相干涉，输出被分离为多个信号分量的多个光信号；检测所述光信号，并输出检测到的电信号；量化所述检测到的电信号，并输出量化信号；对所述量化信号执行快速傅里叶变换处理；以及从所述快速傅里叶变换处理的结果计算所述多个信号分量之间的传播延迟差。

发明效果

根据本发明的相干光接收机，即使在通道间出现时滞，也可以实现充分的解调，并因此抑制接收性能的恶化。

附图说明

图1是示出根据本发明的第一示例性实施例的相干光接收机的配置的框图。

图2是示出根据本发明的第一示例性实施例的用于检测相干光接收机中的通道间时滞的装置的配置的框图。

图3是示意根据本发明的第一示例性实施例的用于检测相干光接收机中的通道间时滞的方法的流程图。

图4是图表示意，其中，相对于点数绘出FFT数据，FFT数据是由根据本发明的第一示例性实施例的相干光接收机中的FFT运算单元导出的。

图5是图表示意，绘出了根据本发明的第一示例性实施例的相干光接收机的Q_X端口和I_Y端口处的相差和角频率之间的关系。

图6是示意根据本发明的第一示例性实施例，用于检测相干光接收机中的通道间时滞的另一方法的流程图。

图7是图表示意，绘出了根据本发明的第一示例性实施例的相干光接收机的Q_X端口和I_Y端口处的相差和角频率之间的另一组关系。

图8是示出根据本发明的第二示例性实施例，用于检测相干光接收机中的通道间时滞的装置的配置的框图。

图9是图表示意，其中，相对于点数绘出FFT数据，FFT数据是由根据本发明的第二示例性实施例的相干光接收机中的FFT运算单元导出的。

图10是示出根据本发明的第三示例性实施例，用于检测相干光接收机中的通道间时滞的装置的配置的框图。

图11是示意根据本发明的第三示例性实施例，用于检测相干光接收机中的通道间时滞的方法的流程图。

图12是示出相关的相干光接收机的配置的框图。

图13是示出相关的90度混合电路及其外设的配置的框图。

具体实施方式

下面将参考附图描述本发明的示例性实施例。

[第一示例性实施例]

图1是示出根据本发明的第一示例性实施例的相干光接收机100的配置的框图。相干光接收机100具有本地光源110、90度混合电路(90°HYBRID)120、光电转换器(O/E)130、模数转换器(ADC)140和数字信号处理单元(DSP)150。

90度混合电路(90°HYBRID)120使复用的信号光(SIGNAL)与来自本地光源110的本地光相干涉，并输出被分离为相应的信号分量的多个光信号。在本示例性实施例中，将描述和使用DP-QPSK调制方案的情况。因此，90度混合电路(90°HYBRID)120输出分别包括4通道信号分量的4波光信号，针对两个极化(X极化和Y极化)中的每一个，4通道信号分量由同相分量(I_X、I_Y)和正交分量(Q_X、Q_Y)组成。

光电转换器(O/E)130检测从90度混合电路120输出的相应光信号，并输出检测到的电信号。模数转换器(ADC)140对检测到的电信号进行量化，并输出量化信号。

数字信号处理单元(DSP)150具有时滞补偿单元151和解调单元152，时滞补偿单元151对多个信号分量之间的传播延迟差(此后称为“时滞”)进行补偿。例如，可以通过使用FIR(有限脉冲响应)滤波器等来配置时滞补偿单元151；以及在这种情况下，时滞补偿单元151保持基于时滞值确定的滤波器系数。解调单元152通过极化解复用处理将量化信号分离为X极化信号和Y极化信号，并在然后通过相位估计处理对4通道信号分量中的每一个进行解调。

接下来，将参考图2描述用于检测相干光接收机100中的通道间时滞的方法。下面将描述相干光接收机100中的数字信号处理单元(DSP)150具有缓冲单元(BUF)153和FFT运算单元(FFT)154的情况。此处的FFT运算单元154对模数转换器140输出的量化信号执行快速傅里叶变换(此后称为“FFT”)。在图2中，省略了对时滞补偿单元151和解调单元152的示意。

下面，首先将描述在90度混合电路中的I端口和Q端口之间存在90度误差的情况。亦即，虽然存在着与90度混合电路中的I端口和Q端口之间的90度信号周期相对应的延迟，由于90度混合电路的制造过程中的可变性，相差没有必要准确地对应于90度。考虑到由于90度相差中的误差造成的延迟Δτ，将上述的公式(5)改变为下面的公式(6)。

Q_X(t)＝sin(Δω(t+T)+Δτ)    (6)

当存在该90度误差时，由公式(4)表达的来自端口Q_X的输出信号改变为由公式(6)表达的输出信号，以及同样在该情况下，即使执行了数字信号处理，解调也变得不充分，从而不能够获得充足的性能。

如图2中所示，测试光源170和控制块180连接到相干光接收机100，并由此对用于检测相干光接收机1000中的通道间时滞的装置进行配置。控制块180包括控制单元181、存储单元182和操作处理单元183。操作处理单元183具有峰值检测单元184和时滞计算单元185，并从FFT处理结果中计算时滞值。这里，可以由特定的信号处理电路来配置峰值检测单元184和时滞计算单元185，峰值检测单元184和时滞计算单元185还可以由中央处理单元(CPU)和用于使CPU执行处理的程序来配置。

测试光源(TEST)170连接到90度混合电路(90°HYBRID)120的信号端口121，以及本地光源110连接到本地端口122。将从作为90度混合电路(90°HYBRID)120的输出端口的I_X、Q_X、I_Y和Q_Y端口输出的光分量分别输入到光电转换器(O/E)130中。

在对相干光接收机100中的通道间时滞的检测中，首先，将频率为f_S的作为测试光的连续波(CW)光(其波长等于λ_S)从测试光源170输入到信号端口121中。在此，可以使用波长可调的光源作为测试光源170。另一方面，将频率为f_O的作为本地光的CW光(其波长等于λ_O)从本地光源110输入到本地端口122中。频率为f_S的测试光和频率为f_O的本地光在90度混合电路120中相干涉，并输出频率为f_IF＝|f_S-f_O|的节拍信号(beat signal)。在此，由以下从(7)到(10)的公式来分别表示从I_X、Q_X、I_Y和Q_Y端口输出的节拍信号。

I_X＝cos(2πf_IFt+φ_IX)        (7)

Q_X＝sin(2πf_IFt+φ_QX)        (8)

I_Y＝cos(2πf_IFt+φ_IY)        (9)

Q_Y＝sin(2πf_IFt+φ_QY)        (10)

这些节拍信号分别被光电转换器(O/E)130转换为电信号，由模数转换器(ADC)140进行量化，然后输入到数字信号处理单元(DSP)150中。在数字信号处理单元(DSP)150中，该信号由缓冲单元153相对于每个预定的处理单元(例如，4096比特)来分割为块，并在FFT运算单元(FFT)154中进行FFT处理。因此，获得矩阵I^_x(N)、Q^_x(N)、I^_y(N)和Q^_y(N)中的每一个，作为FFT运算单元154的每个输出。在此，“N”表示FFT的点数，例如等于从0到4095的值。

接下来，将参考图3中示出的流程图来描述根据当前示例性实施例的用于检测相干光接收机中的通道间时滞的方法。首先，将测试光源170的频率设置为频率f_S1(其波长等于λ_S1)(步骤S1)。相应地，从90度混合电路(90°HYBRID)120的各个输出端口输出频率为f_IF＝|f_S1-f_O|的节拍信号。

接下来，开始数据捕获过程(步骤S2)。此时，控制块180中的控制单元181向数字信号处理单元(DSP)发送数据捕获信号(步骤S3)。FFT运算单元154接收数据捕获信号，受该信号触发，FFT运算单元154在此时对存储在缓冲单元(BUF)153中的数据执行FFT处理(步骤S4)，并向控制单元181返回FFT数据I^_x(N)、Q^_x(N)、I^_y(N)和Q^_y(N)。控制单元181将所获取的FFT数据存储在存储单元182中(步骤S5)。

通过来自控制单元181的指令，操作处理单元183中的峰值检测单元184从4096个点的FFT数据I^_x(N)中提取具有最大幅值的数据I^_x(N_max)。通过计算导出该点处的频率(峰值频率)f_max和相位(峰值相位)φ_max(步骤6)。在图4中，示出了图表示意，其中，相对于点数N绘出I^_x(N)。在此，由于FFT数据I^_x(N)由复数组成，图的竖轴表示I^_x(N)的幅值|I^_x(N)|，以及横轴表示FFT数据中的点数N。如图4中示出的，如果|I^_x(N)|在点数N_max处具有峰值，峰值检测单元184检测到I^_x(N_max)。在此，f_T表示模数转换器(ADC)140中的采样频率，FFT处理的频率间隔等于f_T/4096。因此，I^_x(N)的峰值处的峰值频率f_max等于N_max f_T/4096。然后使用峰值频率f_max处的FFT数据I^_x(N_max)来计算峰值相位信息φ_max＝∠(I^_x(N_max))。

通过这种方式，峰值检测单元184导出FFT数据I^_x(N)的幅值峰值处的峰值频率f_max和峰值相位φ_max，以及控制单元181将其存储在存储单元182中作为频率f_IX(1，1)和相位φ_IX(1，1)(步骤S7)。此时，可以去除该FFT数据I^_x(N)的其他数据。

为了降低测量误差的干扰，将从步骤3至步骤7的处理重复n次，并将频率f_IX(1，n)和相位φ_IX(1，n)分别存储在存储单元182中(反馈循环FB1)。当已完成第n个循环时，设置结束旗标(步骤8)。

接下来，在将测试光源170的频率改变为频率f_S2(步骤S9)之后，再次重复从步骤2至步骤7的处理，并在然后将频率fI_X(2，n)和相位φ_{IX(2， n)}存储在存储单元182中(步骤S7)。当检测到结束旗标(步骤S8)时，进一步扫描测试光源170的频率(步骤S9)，并在然后再次重复从步骤2至步骤8的处理(反馈循环FB2)。通过重复反馈循环FB2m次，将频率f_IX(m，n)和相位φ_IX(m，n)分别存储在存储单元182中。通过针对Q^_x(N)、I^_y(N)以及Q^_y(N)执行类似的处理，将频率f_OX(m，n)、f_IY(m，n)和f_{QY (m，n)}以及相位φ_QX(m，n)、φ_IY(m，n)和φ_QY(m，n)分别存储在存储单元182中。

当已经完成上述的处理之后，通过来自控制单元181的指令，操作处理单元183中的时滞计算单元185计算时滞(步骤10)。例如，使用I_X端口作为参考，I_X端口中的时滞变为零，以及通过相对于I_X端口的相位领先或相位滞后来表示每个端口Q_X、I_Y和Q_Y中的时滞。具体地，首先，通过分别计算以下的量来针对测量循环数n和测量频率m获得相应端口中的相差。

φ_IX(m，n)＝0

φ_QX(m，n)-φ_IX(m，n)

φ_IY(m，n)-φ_IX(m，n)

φ_QY(m，n)-φ_IX(m，n)

图5示出了图表示意，该图表示意绘出了使用I_X端口做为参考的Q_X端口和I_Y端口中的各个相差φ_QX-IX和φ_IY-IX与角频率2πf_max之间的关系。通过使用该图，分别针对Q_X端口和I_Y端口导出由线性函数表示的近似公式，如下所示。

φ_QX-IX＝T₁(2πf)+φ₁

φ_IY-IX＝T₂(2πf)+φ₂

针对Q_Y端口类似地导出近似公式，如下所示。

φ_QY-IX＝T₃(2πf)+φ₃

在此获得的每个梯度T₁、T₂和T₃表示相对于I_X端口的时滞。在此通过FFT处理的点数N与f_IF之间的关系来获得时滞检测的精确度。例如，因为周期等于1ns(＝1000ps)，f_IF等于1GHz，当N等于4096时，时滞检测的精确度变为等于0.24ps。亦即，随着f_IF降低，发现检测精确度恶化了。

另一方面，如下表示Q_Y端口中相对于I_Y端口的相差。

φ_QY(m，n)-φ_IY(m，n)

在此，如上述的情况一样，通过下面的线性函数来近似地表示与角频率2πf_max的关系。

φ_QY-IY＝T₄(2πf)+φ₄

因为在没有频率偏移的情况下相差φ_QX-IX和φ_QY-IY中的每一个都等于π/2，φ₁和φ₄中的每一个应该变为π/2。因此，I_X端口和Q_X端口之间的90度误差以及I_Y端口和Q_Y端口之间的90度误差分别变为φ₁-π/2和φ₄-π/2。相应地，通过从图5中示出的线性函数的y截距导出φ₁和φ₄，获得I_Y端口和Q_Y端口中的90度误差。

如上所述，根据本示例实施例中用于检测相干光接收机中的通道间时滞的装置和方法，可以计算输出端口之间的时滞和I端口与Q端口之间的90度误差。也就是说，可能将测试光输入到90度混合电路的信号端口，通过模数转换器观察测试光和本地光之间的节拍信号，并通过使用执行FFT运算所获得的相位信息来计算时滞和90度误差。

此外，根据本示例实施例的相干光接收机100，通过在数字信号处理单元150的时滞补偿单元151中补偿以上获得的时滞值，即使在通道之间出现时滞也可以充分地解调并抑制接收性能的退化。

在上述的示例性实施例中，使用图3中由反馈循环FB2示出的对测试光源的频率进行扫描，通过在每个频率处获得通道间的峰值相位差来计算I端口和Q端口之间的90度误差。然而，如果可以忽略90度误差，可以更简单地检测通道间时滞。

图6示出了针对这种情况用于检测通道间时滞的方法的流程图。首先，将测试光源170的频率设置为频率f_S1(其波长等于λ_S1)(步骤S1)。相应地，从90度混合电路(90°HYBRID)120的各个输出端口输出频率为f_IF＝|f_S1-f_O|的节拍信号。

接下来，开始数据获取过程(步骤S2)。此时，控制块180中的控制单元181向数字信号处理单元(DSP)150发送数据捕获信号(步骤S3)。FFT运算单元154接收数据捕获信号，受该信号触发，FFT运算单元154在此时对存储在缓冲单元(BUF)153中的数据执行FFT处理(步骤S4)，并向控制单元181返回FFT数据I^_x(N)、Q^_x(N)、I^_y(N)和Q^_y(N)。控制单元181将所获取的FFT数据存储在存储单元182中(步骤S5)。

通过来自控制单元181的指令，操作处理单元183中的峰值检测单元184从4096个点的FFT数据I^_x(N)中提取具有最大幅值的数据I^_x(N_max)。通过计算导出该点处的频率(峰值频率)f_max和相位(峰值相位)φ_max(步骤S6)。控制单元181将该峰值频率和该峰值相位存储在存储单元182中作为频率f_IX(1)和相位φ_IX(1)(步骤S7)。

为了降低测量误差的干扰，将从步骤3至步骤7的处理重复n次，并将频率f_IX(1，n)和相位φ_IX(1，n)分别存储在存储单元182中(反馈循环FB1)。当已完成第n个循环时，设置结束旗标(步骤8)。

当检测到结束旗标时，通过来自控制单元181的指令，操作处理单元183中的时滞计算单元185计算时滞(步骤S9)。例如，分别针对测量数目n，使用I_X端口作为参考来获得Q_X、I_Y和Q_Y端口的相差，如下所示。

φ_IX(n)＝0

φ_QX(n)-φ_IX(n)

φ_IY(n)-φ_IX(n)

φ_QY(n)-φ_IX(n)

图7示出了图表示意，该图表示意绘出了使用I_X端口做为参考的Q_X端口和I_Y端口中的各个相差φ_QX-IX和φ_IY-IX与2πf_max的角频率之间的关系。在此，如果I端口和Q端口之间的90度误差可以忽略，针对Q_X端口和I_Y端口分别导出由线性函数来表示的近似公式，如下所示。

φ_QX-IX＝a₁(2πf)+π/2

φ_IY-IX＝a₂(2πf)

可以针对Q_Y端口类似地导出近似公式，如下所示。

φ_QY-IX＝a₃(2πf)

在此获得的每个梯度a₁、a₂和a₃表示相对于I_X端口的时滞。

通过这种方式，如果可以忽略90度误差，可以更简单地检测通道间时滞。

[第二示例性实施例]

接下来描述本发明的第二示例性实施例。图8是示出根据本发明的第二示例性实施例，用于检测相干光接收机2000中的通道间时滞的装置的配置的框图。用于检测相干光接收机2000中的通道间时滞的装置包括相干光接收机200、连接到相干光接收机200的测试光源270和控制块280。

相干光接收机200具有本地光源210、90度混合电路(90°HYBRID)220、光电转换器(O/E)230、模数转换器(ADC)240和数字信号处理单元(DSP)250。控制块280包括控制单元281、存储单元282和操作处理单元283，以及操作处理单元283具有峰值检测单元284和时滞计算单元285。

在本示例性实施例的相干光接收机200中，数字信号处理单元(DSP)250的配置与根据第一示例性实施例的数字信号处理单元(DSP)150的配置不同。数字信号处理单元(DSP)250具有复信号产生器252、缓冲单元(BUF)253和FFT运算单元(FFT)254。

测试光源(TEST)270连接到90度混合电路(90°HYBRID)221的信号端口220，以及本地光源210连接到本地端口222。将从作为90度混合电路(90°HYBRID)220的输出端口的I_X、Q_X、I_Y和Q_Y端口输出的光分量分别输入到光电转换器(O/E)230中。

在对相干光接收机200中的通道间时滞的检测中，首先，将频率为f_S的作为测试光的连续波(CW)光(其波长等于λ_S)从测试光源270输入到信号端口221中。在此，可以使用波长可调的光源作为测试光源270。另一方面，将频率为f_O的作为本地光的CW光(其波长等于λ_O)从本地光源210输入到本地端口222中。频率为f_S的测试光和频率为f_O的本地光在90度混合电路220中相干涉，并输出频率为f_IF＝|f_S-f_O|的节拍信号。如第一示例性实施例中的情况一样，在此，由以下从(7)到(10)的公式来分别表示从I_X、Q_X、I_Y和Q_Y端口输出的节拍信号。

这些节拍信号分别被光电转换器(O/E)230转换为电信号，由模数转换器(ADC)240进行量化，并在然后输入到数字信号处理单元(DSP)250中。在数字信号处理单元(DSP)250中，将来自I端口和Q端口的信号进行合并，然后处理为复信号。亦即，复信号产生器252接收I_x和Q_x，并输出复信号E_x＝I_x+jQ_x。类似地，其接收I_y和Q_y，并输出复信号E_y＝I_y+jQ_y。

这些复信号E_x和E_y由缓冲单元253相对于每个预定的处理单位(例如，4096比特)来分割为块，并在FFT运算单元(FFT)254中进行FFT处理。因此，获得矩阵E^_x(N)和E^_y(N)中的每一个，作为FFT运算单元254的各个输出。在此，“N”表示FFT的点数，例如等于从0到4095的值。

在该情况下，由以下的公式来表示E^_x(N)。

$\cos \left[\mathrm{\Δ\ω}(t-T_1)\right]+j\sin \left[\mathrm{\Δ\ω}(t-T_2)\right]$

$=\frac{1}{2}(e^{\mathrm{j\Δ\ω}(t-T_1)}+e^{-\mathrm{j\Δ\ω}(t-T_1)})+\frac{1}{2}(e^{\mathrm{j\Δ\ω}(t-T_2)}-e^{-\mathrm{j\Δ\ω}(t-T_2)})$

$=\frac{1}{2}\{e^{\mathrm{j\Δ\ωt}}(e^{{-\mathrm{j\Δ\ωT}}_1}+e^{{-\mathrm{j\Δ\ωT}}_2})+e^{-\mathrm{j\Δ\ωt}}(e^{{\mathrm{j\Δ\ωT}}_1}-e^{{\mathrm{j\Δ\ωT}}_2})\}$

$=\frac{1}{2}\{e^{\mathrm{j\Δ\ωt}}{P}_1+e^{-\mathrm{j\Δ\ωt}}{P}_2\}$

其中，由以下的公式来表示P₁、P₂和Δω。

$P_1=e^{-j{\mathrm{\Δ\ωT}}_1}+e^{-{\mathrm{j\Δ\ωT}}_2}$

$P_2=e^{j{\mathrm{\Δ\ωT}}_1}-e^{{\mathrm{j\Δ\ωT}}_2}$

Δω＝2πf_IF

接下来，将描述根据当前示例性实施例用于检测相干光接收机中的通道间时滞的方法。其处理的流程类似于第一示例性实施例中的流程，并因此下面也将参考图3中示出的流程图来给出以下描述。首先，将测试光源270的频率设置为频率f_S1(其波长等于λ_S1)(步骤S1)。相应地，从90度混合电路(90°HYBRID)220的各个输出端口输出频率为f_IF＝|f_S1-f_O|的节拍信号。

接下来，开始数据捕获过程(步骤S2)。此时，控制块280中的控制单元281向数字信号处理单元(DSP)250发送数据捕获信号(步骤S3)。FFT运算单元254接收数据捕获信号，受该信号触发，FFT运算单元253在此时对存储在缓冲单元(BUF)153中的数据执行FFT处理，并向控制单元281返回FFT数据E^_x(N)和E^_y(N)(步骤S4)。控制单元281将所获取的FFT数据存储在存储单元282中(步骤S5)。

通过来自控制单元281的指令，操作处理单元283中的峰值检测单元284从4096个点的FFT数据E^_x(N)提取两个峰值P₁＝|E^_x(N_peak1)|和P₂＝|E^_x(N_peak2)|。然后可以通过计算导出该点处的频率±2πf_IF(步骤S6)。在图9中，示出了图表示意，其中，相对于点数N绘出E^_x(N)。在此，由于FFT数据E^_x(N)由复数组成，图的竖轴表示E^_x(N)的幅值|E^_x(N)|，以及横轴表示FFT数据中的点数N。如图9中示出的，如果|E^_x(N)|在该点数N_peak1和N_peak2处具有峰值，峰值检测单元284检测到P₁和P₂。在此，f_T表示模数转换器(ADC)240中的采样频率，FFT处理的频率间隔等于f_T/4096。因此，E^_x(N)的峰值处的峰值频率分别等于f_peak1＝N_peak1 f_T/4096和f_peak2＝-(4096-N_peak2)f_T/4096。

接下来，通过计算导出相位信息φ_IX和φ_QX。首先，通过以下公式给出峰值的值P₁。

$P_1=e^{{-\mathrm{j\Δ\ωT}}_1}+e^{{-\mathrm{j\Δ\ωT}}_2}$

$=({\cos \mathrm{\Δ\ωT}}_1+{\cos \mathrm{\Δ\ωT}}_2)+j({-\sin \mathrm{\Δ\ωT}}_1-{\sin \mathrm{\Δ\ωT}}_2)$

$=R_1+{\mathrm{jI}}_1$

其中，由以下公式来表示R₁和I₁。

R₁＝coSΔωT₁+coSΔωT₂

I₁＝-sinΔωT₁-sinΔωT₂

此外，通过以下公式给出峰值的值P₂。

$P_2=e^{-j{\mathrm{\Δ\ωT}}_1}-e^{-{\mathrm{j\Δ\ωT}}_2}$

$=({\cos \mathrm{\Δ\ωT}}_1-{\cos \mathrm{\Δ\ωT}}_2)+j({-\sin \mathrm{\Δ\ωT}}_1+{\sin \mathrm{\Δ\ωT}}_2)$

$=R_2+{\mathrm{jI}}_2$

其中，由以下公式来表示R₂和I₂。

R₂＝coSΔωT₁-coSΔωT₂

I₂＝-sinΔωT₁+sinΔωT₂

通过上述这些公式，获得下面的关系式。

R₁+R₂＝2cosΔωT₁

R₁-R₂＝2cosΔωT₂

I₁+I₂＝-2sinΔωT₁

I₁-I₂＝-2sinΔωT₂

通过对这些关系式求解，分别获得相位信息φ_IX和φ_QX，如下所示。

${\mathrm{\φ}}_{\mathrm{IX}}={\mathrm{\Δ\ωT}}_1={\tan }^{-1}\left(\frac{-(I_1+I_2)}{R_1+R_2}\right)$

${\mathrm{\φ}}_{\mathrm{QX}}={\mathrm{\Δ\ωT}}_2={\tan }^{-1}\left(\frac{-(I_1-I_2)}{R_1-R_2}\right)$

通过这种方式，峰值检测单元284导出FFT数据E^_x(N)的幅值峰值处的频率f_peak1以及峰值相位φ_IX和φ_QX，以及控制单元281将其分别存储在存储单元282中作为频率f_X(1，1)以及相位φ_IX(1，1)和φ_QX(1，1)(步骤S7)。此时，可以去除该FFT数据E^_x(N)的其他数据。

为了降低测量误差的干扰，将从步骤3至步骤7的处理重复n次，并将频率f_X(1，n)以及相位φ_IX(1，n)和φ_QX(1，n)分别存储在存储单元282中(反馈循环FB1)。当已完成第n个循环时，设置结束标记(步骤S8)。

接下来，在将测试光源270的频率改变为频率f_S2(步骤S9)之后，再次重复从步骤2至步骤8的处理，并在然后将频率f_X(2，n)以及相位φ_IX(2，n)和φ_QX(2，n)存储在存储单元282中(步骤S7)。当检测到结束旗标(步骤S8)时，进一步扫描测试光源270的频率(步骤S9)，然后再次重复从步骤2至步骤8的处理(反馈循环FB2)。通过重复反馈循环FB2m次，将频率f_X(m，n)以及相位φ_IX(m，n)和φ_QX(m，n)分别存储在存储单元282中。通过针对E^_y(N)执行类似的操作，将频率f_Y(m，n)以及相位φ_IY(m，n)和φ_QY(m，n)分别存储在存储单元282中。

当已经完成上述的处理之后，通过来自控制单元281的指令，操作处理单元283中的时滞计算单元285通过与第一示例性实施例中的方法相类似的方法来计算时滞(步骤10)。

如上所述，根据本示例实施例中用于检测相干光接收机中的通道间时滞的装置和方法，可以计算输出端口之间的时滞和I端口与Q端口之间的90度误差。此外，通过在根据第一示例性实施例的相干光接收机具有的数字信号处理单元的时滞补偿单元中补偿以上获得的时滞值，即使在通道之间出现时滞也可以充分地解调信号并抑制接收性能的退化。

[第三示例性实施例]

接下来描述本发明的第三示例性实施例。图10是示出根据本发明的第三示例性实施例，用于检测相干光接收机3000中的通道间时滞的装置的配置的框图。用于检测相干光接收机3000中的通道间时滞的装置具有相干光接收机300、连接到相干光接收机300的测试光源370、控制块380和采样示波器390。

相干光接收机300包括本地光源310、90度混合电路(90°HYBRID)320和光电转换器(O/E)330。控制块380包括控制单元381、存储单元382和操作处理单元383，以及操作处理单元383具有峰值检测单元384、时滞计算单元385和FFT运算单元(FFT)386。

在本示例实施例中，配置与第一示例性实施例和第二示例性实施例中的每一个的不同之处在于其包括了采样示波器390而不是数字信号处理单元(DSP)，以及控制块380具有FFT运算单元(FFT)386。采样示波器390具有4通道模数转换器(ADC)391和存储器单元392。

测试光源(TEST)370连接到90度混合电路(90°HYBRID)320的信号端口321，以及本地光源310连接到本地端口322。如第一示例性实施例中的情况一样，由上述从(7)到(10)的公式来表示从90度混合电路(90°HYBRID)320的输出端口(即，I_X端口、Q_X端口、I_Y端口以及Q_Y端口)输出的节拍信号。

由光电转换器(O/E)330将这些节拍信号转换为电信号，由示波器390中的模数转换器(ADC)391进行量化，并在然后将I_x(N)、Q_x(N)、I_y(N)和Q_y(N)的波形数据存储在存储单元392中。在此，“N”表示数据的编号，例如取从0到4095的值。

接下来，将参考图11中示出的流程图来描述根据当前示例性实施例的用于检测相干光接收机中的通道间时滞的方法。首先，将测试光源370的频率设置为频率f_S1(其波长等于λ_S1)(步骤S1)。相应地，从90度混合电路(90°HYBRID)320的各个输出端口输出频率为f_IF＝|f_S1-f_O|的节拍信号。

接下来，在采样示波器390中捕获波形数据(步骤S2)。此时，控制块380中的控制单元381向采样示波器390发送波形捕获信号(步骤S3)。然后，将此时存储在采样示波器390中的存储单元392中的波形数据存储在控制块380中的存储单元382中(步骤S4)。

控制块380中的FFT运算单元(FFT)386对存储在存储单元382中的波形数据I_x(N)、Q_x(N)、I_y(N)和Q_y(N)执行FFT处理(步骤S5)。然后，控制块380中的FFT运算单元(FFT)386向控制单元381返回FFT数据I^_x(N)、Q^_x(N)、I^_y(N)和Q^_y(N)的处理结果。控制单元381将所获取的FFT数据存储在存储单元382中(步骤S6)。

通过来自控制单元381的指令，操作处理单元383中的峰值检测单元384从4096个点的FFT数据I^_x(N)中提取具有最大幅值的数据I^_x(N_max)。然后，通过计算导出该点处的频率f_max和相位φ_max(步骤S7)。

为了降低测量误差的干扰，将从步骤2至步骤7的处理重复n次，并将频率f_IX(1，n)和相位φ_IX(1，n)分别存储在存储单元382中(反馈循环FB1)。当已完成第n此循环时，将测试光源370的频率改变为频率f_S2(步骤S8)，再次重复从步骤2至步骤7的处理，并在然后将频率f_IX(2，n)和相位φ_IX(2，n)存储在存储单元382中(反馈循环FB2)。通过进一步扫描测试光源370的频率并重复反馈循环FB2m次，将频率f_IX(m，n)和相位φ_IX(m，n)分别存储在存储单元382中。通过针对Q^_x(N)、I^_y(N)以及Q^_y(N)执行类似的处理，将频率f_QX(m，n)、f_IY(m，n)、f_QY(m，n)以及相位φ_{QX(m， n)}、φ_IY(m，n)和φ_QY(m，n)分别存储在存储单元382中。

当已经完成上述的处理之后，通过来自控制单元381的指令，操作处理单元383中的时滞计算单元385通过与第一示例性实施例中的方法相类似的方法来计算时滞(步骤S9)。

如上所述，根据本示例实施例中用于检测相干光接收机中的通道间时滞的装置和方法，可以计算输出端口之间的时滞和I端口与Q端口之间的90度误差。此外，通过在根据第一示例性实施例的相干光接收机具有的数字信号处理单元的时滞补偿单元中补偿以上获得的时滞值，即使在通道之间出现时滞也可以充分地解调信号并抑制接收性能的退化。

在上述示例性实施例中，相干光接收机具有极化分集类型的90度混合电路。然而，90度混合电路不限于此，可以使用单极化类型的90度混合电路或其组合。

此外，虽然在上述实施例中，测试光源连接到90度混合电路的信号端口并扫描频率，然而不限于此，通过使用波长可调的激光来作为本地光源，可以在测试光源的波长恒定的情况下扫描本地光源的波长。

在以上描述中，“I端口”和“Q端口”指的是分别从作为物理端口的I端口和Q端口输出的信号。然而，与从(7)到(10)的公式有关的描述中的“I_X端口”、“Q_X端口”、“I_Y端口”和“Q_Y端口”分别表示物理端口。

在与图12和图13有关的描述中，“4个通道的相位”指示了90度混合电路620的输出与模数转换器640的输入之间的4根信号线。以及分别地，“通道1(CH1)”指示I_X端口，“通道2(CH2)”指示Q_X端口。

本发明不限于上述的示例性实施例，并可以在权利要求所描述的本发明的范围内进行各种修改。不用说，这些修改也包括在本发明的范围内。

本申请基于2010年5月21日提交的日本专利申请No.2010-116878，并要求其优先权，将其公开以引用方式整体并入本文。

代码描述

100、200、300 相干光接收机

110、210、310 本地光源

120、220、32090 度混合电路(90°HYBRID)

121、221、321 信号端口

122、222、322 本地端口

130、230、330 光电转换器(O/E)

140、240 模数转换器(ADC)

150、250 数字信号处理单元(DSP)

151 时滞补偿单元

152 解调单元

153、253 缓冲单元(BUF)

154、254、386 FFT运算单元(FFT)

170、270、370 测试光源

180、280、380 控制块

181、281、381 控制单元

182、282、382、392 存储单元

183、283、383 操作处理单元

184、284、384 峰值检测单元

185、285、385 时滞计算单元

252 复信号产生器

390 采样振荡器

600 相关的相干光接收机

610 本地光源

620 90度混合电路(90°HYBRID)

630 光电转换器(O/E)

640 模数转换器(ADC)

650 数字信号处理单元(DSP)

1000、2000、3000 用于检测相干光接收机中的通道间时滞的装置

Claims (12)

1.一种用于检测相干光接收机中的通道间时滞的装置，包括：

相干光接收机；

测试光源；

模数转换器；

FFT运算单元；以及

控制块；

其中，所述相干光接收机包括本地光源、90度混合电路以及光电转换器；

所述90度混合电路使来自所述测试光源的测试光与来自所述本地光源的本地光相干涉，并输出被分离为多个信号分量的多个光信号；

所述光电转换器检测所述光信号，并输出检测到的电信号；

所述模数转换器对所述检测到的电信号进行量化，并输出量化信号；

所述FFT运算单元对所述量化信号执行快速傅里叶变换处理；以及

所述控制块根据所述快速傅里叶变换处理的结果，计算所述多个信号分量之间的传播延迟差，并且所述控制块包括峰值检测单元和时滞计算单元；

所述峰值检测单元针对所述多个信号分量中的每一个信号分量，计算所述快速傅里叶变换处理的结果中的最大值处的峰值频率和峰值相位；以及

所述时滞计算单元根据所述峰值频率和所述峰值相位，计算所述传播延迟差。

2.根据权利要求1所述的用于检测相干光接收机中的通道间时滞的装置，

其中，所述时滞计算单元将所述传播延迟差设置为等于线性函数的梯度，由此与所述多个信号分量中的每一个信号分量相对应的所述峰值相位之差近似于所述峰值频率。

3.一种用于检测相干光接收机中的通道间时滞的装置，包括：

相干光接收机；

测试光源；

模数转换器；

FFT运算单元；以及

控制块；

其中，所述相干光接收机包括本地光源、90度混合电路以及光电转换器；

所述90度混合电路使来自所述测试光源的测试光与来自所述本地光源的本地光相干涉，并输出被分离为多个信号分量的多个光信号；

所述光电转换器检测所述光信号，并输出检测到的电信号；

所述模数转换器对所述检测到的电信号进行量化，并输出量化信号；

所述FFT运算单元对所述量化信号执行快速傅里叶变换处理；以及

所述控制块根据所述快速傅里叶变换处理的结果，计算所述多个信号分量之间的传播延迟差，并且所述控制块包括峰值检测单元和时滞计算单元；

所述FFT运算单元对通过合成与所述多个信号分量相对应的所述量化信号而得到的信号执行快速傅里叶变换处理；

所述峰值检测单元根据所述快速傅里叶变换处理的结果，检测多个峰值，并计算所述多个峰值中的每个峰值处的峰值频率和峰值相位；以及

所述时滞计算单元根据所述峰值频率和所述峰值相位，计算所述传播延迟差。

4.根据权利要求3所述的用于检测相干光接收机中的通道间时滞的装置，

其中，所述时滞计算单元将所述传播延迟差设置为等于线性函数的梯度，由此与所述多个信号分量中的每一个信号分量相对应的所述峰值相位之差近似于所述峰值频率。

5.一种用于检测相干光接收机中的通道间时滞的方法，包括以下步骤：

通过使来自测试光源的测试光与来自本地光源的本地光相干涉，输出被分离为多个信号分量的多个光信号；

检测所述光信号，并输出检测到的电信号；

对所述检测到的电信号进行量化，并输出量化信号；

对所述量化信号执行快速傅里叶变换处理；以及

根据所述快速傅里叶变换处理的结果，计算所述多个信号分量之间的传播延迟差，其中

针对所述多个信号分量中的每一个信号分量，计算所述快速傅里叶变换处理的结果中的最大值处的峰值频率和峰值相位；以及

根据所述峰值频率和所述峰值相位，计算所述多个信号分量之间的传播延迟差。

6.根据权利要求5所述的用于检测相干光接收机中的通道间时滞的方法，还包括：

在所述计算所述多个信号分量之间的传播延迟差的步骤中，

将所述多个信号分量之间的传播延迟差设置为等于线性函数的梯度，由此与所述多个信号分量中的每一个信号分量相对应的所述峰值相位之差近似于所述峰值频率。

7.一种用于检测相干光接收机中的通道间时滞的方法，包括以下步骤：

通过使来自测试光源的测试光与来自本地光源的本地光相干涉，输出被分离为多个信号分量的多个光信号；

检测所述光信号，并输出检测到的电信号；

对所述检测到的电信号进行量化，并输出量化信号；

对所述量化信号执行快速傅里叶变换处理；以及

根据所述快速傅里叶变换处理的结果，计算所述多个信号分量之间的传播延迟差，其中

对通过合成与所述多个信号分量相对应的所述量化信号而得到的信号执行快速傅里叶变换处理；

根据所述快速傅里叶变换处理的结果，检测多个峰值，并计算所述多个峰值中的每个峰值处的峰值频率和峰值相位；以及

根据所述峰值频率和所述峰值相位，计算所述多个信号分量之间的传播延迟差。

8.根据权利要求7所述的用于检测相干光接收机中的通道间时滞的方法，还包括：

在所述计算所述多个信号分量之间的传播延迟差的步骤中，

将所述多个信号分量之间的传播延迟差设置为等于线性函数的梯度，由此与所述多个信号分量中的每一个信号分量相对应的所述峰值相位之差近似于所述峰值频率。

9.一种具有时滞补偿单元的相干光接收机，所述时滞补偿单元用于补偿由根据权利要求1所述的用于检测所述相干光接收机中的通道间时滞的装置计算得到的传播延迟差，所述相干光接收机包括：

本地光源；

90度混合电路；

光电转换器；

模数转换器；以及

数字信号处理单元，其中

所述90度混合电路使复用信号光与来自所述本地光源的本地光相干涉，并输出被分离为多个信号分量的多个光信号；

所述光电转换器检测所述光信号，并输出检测到的电信号；

所述模数转换器对所述检测到的电信号进行量化，并输出量化信号；以及

所述数字信号处理单元包括所述时滞补偿单元和解调单元，所述解调单元用于解调所述量化信号。

10.根据权利要求9所述的相干光接收机，其中，所述数字信号处理单元包括FFT运算单元，所述FFT运算单元用于对所述量化信号执行快速傅里叶变换处理，以及所述传播延迟差是根据所述快速傅里叶变换处理的结果计算的。

11.一种具有时滞补偿单元的相干光接收机，所述时滞补偿单元用于补偿由根据权利要求3所述的用于检测所述相干光接收机中的通道间时滞的装置计算得到的传播延迟差，所述相干光接收机包括：

本地光源；

90度混合电路；

光电转换器；

模数转换器；以及

数字信号处理单元，其中

所述90度混合电路使复用信号光与来自所述本地光源的本地光相干涉，并输出被分离为多个信号分量的多个光信号；

所述光电转换器检测所述光信号，并输出检测到的电信号；

所述模数转换器对所述检测到的电信号进行量化，并输出量化信号；以及

所述数字信号处理单元包括所述时滞补偿单元和解调单元，所述解调单元用于解调所述量化信号。

12.根据权利要求11所述的相干光接收机，其中，所述数字信号处理单元包括FFT运算单元，所述FFT运算单元用于对所述量化信号执行快速傅里叶变换处理，以及所述传播延迟差是根据所述快速傅里叶变换处理的结果计算的。