JP2010028470A - 受信装置、補償演算回路、および受信方法 - Google Patents
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Abstract
【解決手段】複数の搬送波(キャリアおよびサブキャリア)間の非線形相互作用による非線形波形歪を補償するため、複数の搬送波間の位相同期の前処理を行ったうえで、非線形波形歪を四光波混合光クロストークによる波形劣化モデルによって近似し、この波形劣化モデルの非線形方程式を逐次的近似解法等により線形化して簡易化し、この簡易化された波形歪みモデルにより、複雑な波形歪みの補償を、簡易な電気演算回路で実現する。
【選択図】図1
Description
に関する。
R. I. Kelley, et al., "Electronic dispersion compensation by signal predistorsion using a dual drive Mach-Zehender modulator," OFC2005, OThJ2, 2005 K. Kikuchi, et al., OFC/NFOEC2007, OTuA2, Anaheim, CA, Mar. 2007.
最初に、本発明の受信装置が適用される信号光の形態について説明する。本発明の受信装置においては、送信情報が符号化された複数の周波数の光搬送波(光キャリア、サブキャリア)、もしくは独立した偏波の光搬送波(光キャリア、サブキャリア)が多重化された信号光を受信することを想定する。
(受信装置の構成例の説明)
次に、本発明の第1の実施の形態に係わる受信装置の構成について説明する。従来の光ファイバ伝送システムでは、伝送路ファイバの非線形性が受信波形を歪ませる原因となり伝送特性を劣化させていた。この波形歪みは、伝送される光電界波形に依存して一意に決定されるものであり、その波形歪みは受信波形から予測可能である。つまり、WDM信号光の伝送であっても、OFDM信号、マルチキャリア信号の伝送であっても、隣接チャネルの受信波形を用いて受けた非線形波形歪を予測し、波形歪みを補償することが原理的に可能である。
図3に示す受信装置において、入力された複数の搬送波からなる信号光は、局発光発生部11から出力される局発光と共に光90度ハイブリッド102に入力される。
(補償パラメータ学習部については、図13において再度説明する)。
ここでは、前述した非線形補償演算部501内の位相同期部503を用いて行われる位相同期処理の一例について説明する。
キャリア分離された並列デジタル信号は、サブキャリア、キャリア間の時間遅延(スキュー)を補償される。これは、光ファイバ伝送路の出力端から非線形補償演算部501までの距離が、キャリア、サブキャリアによって異なる場合、また、主要な非線形波形劣化が発生する伝搬位置と、光ファイバ伝送路の出力端までの距離が、波長分散の影響、中継ノードの分波・合波によって、キャリア、サブキャリア間で異なる場合があるためである。
キャリア、およびサブキャリアのチャネル番号nを用いて、その光周波数がv0+nΔv と現されるとき、各キャリアの光ファイバ入力端の光電界波形ET1、ETm、ETnを用いて、出力端のFWM光電界波形ΔEkは次の式(1)で表される。ここで、φkは、キャリア、およびサブキャリアのチャネル番号kの光位相で、データ変調によって変化しない固定成分をあらわす。
この場合、受信信号から送信信号を直接求めるのではなく、受信信号と送信信号の差分、変動量を求める方法がある。この場合、変動量をΔEkとすると、ETk、ERk、ΔEkの関係は次式(4)になる。ここでは、多元非線形方程式の近似解法を用いて、変動量ΔEkを逐次的に高精度に推定していく。
FWMクロストークモデルによる波形歪みは、送信端の主信号の光波形に、クロストークの光波形を加えるという形で表される。従って、受信端の波形ERKからクロストーク変動量ΔEKを差し引くことで、送信端の波形ETKを求めることができる。また、受信端の波形ERKからクロストーク変動量ΔEkを推定できる。非線形方程式であり、直接解くのは困難なので、逐次的近似解法を用いて推定していく。
ここでは、前述の位相同期部503(例えば、図3を参照)を用いて行われるシンボル位相の同期処理の例について説明する。
また、上式における非線形結合係数κも補償演算に必要である。この値は、FWMクロストーク効率を決めるものである。
この場合、光ファイバ伝送路の出力端の光信号波形から入力端の光信号波形を推定する。一般に、光ファイバ伝送路の伝搬による波形変化は、非線形シュレディンガー方程式でモデル化して記述される(次の参考文献3を参照)。
[参考文献3] Agrawal著, Nonlinear Fiber Optics, third edition, p.39-45
光ファイバ伝送路の非線形によるFWM発生は、簡単な数式によってモデル記述される(前述の参考文献1を参照)。
l、m、nの組み合わせにおいて、l=nに縮退した場合は、相互位相変調と呼ばれる現象を記述しており、これはn番目のキャリア、サブキャリアの強度に比例して、k番目のキャリアの位相回転が発生する。さらに、l=m=n=kの縮退の場合は、自己位相変調(SPM)に相当する。FWMクロストークを用いたモデルでは、上記のようにFWMクロストークとして解釈されている非線形現象だけでなく、XPM、SPMも記述することができる。
例えば、4つの異なる周波数のキャリア、サブキャリアの信号光に対して、送信データによる位相変調を含めた送信波形ET1, ET2, ET3, ET4と受信波形ER1、ER2、ER3、ER4の関係は次式(7)でモデル化できる。ここで、φ1、φ2、φ3、φ4は各キャリアの光源の光位相、κは非線形結合係数、φDlmnは波長分散による光位相回転をあらわしている。
受信信号波形は、送信信号の波形の各チャネルの値の積で表される。従って、受信信号から送信信号のシンボルを求める際には、非線形連立方程式を解くことになる。解析的に解くことが困難な場合が多く、非線形方程式を数値計算によって近似的に解く方法を用いる。数値計算法にはさまざまな方法が提案されている。一般的には、適当な初期値を与えて、解析的に解を求めることができるような簡単な方程式、例えば線形方程式に変換して近似解を求める。さらに、その近似解を用いて、同様の手順により精度の高い近似解を求める。この動作を繰り返し演算することで、徐々に真の解に近い値を求めていく方法である。
FWMクロストークモデルによる波形歪みは、送信端の主信号の光波形に、クロストークの光波形を加えるという形で表される。ここで、加わるクロストークの光波形が、自身キャリア(サブキャリア)だけでなく、周囲のキャリア、サブキャリアを含めた3つの光電界波形の積で表されるため、送信波形と受信波形の関係は多元連立非線形方程式になる。ここで、この解を近似的に求める方法として、多元ニュートン法がある(参考文献5を参照)。
FWMクロストークモデルによる波形歪みは、送信端の主信号の光波形に、クロストークの光波形を加えるという形で表される。従って、クロストークの光波形を求め、その値を受信された光波形から引くことで、送信光波形が求められる。この方法を図8に示した。
伝送路の非線形結合定数、波長分散、もしくはそれらによって決まるFWM発生効率、及びFWMと主信号の相対位相差が補償演算に必要である。また、送信端光源のキャリア、サブキャリア間の相対位相、もしくはそれによって決まるFWMクロストークと主信号の相対位相も補償演算に必要である。
3つの異なる周波数の搬送波をそれぞれ個別にPRBS NRZパターンで変調し、20kmの分散シフトファイバを伝送した。このとき、光ファイバへの入力パワーを増大させ、非線形波形歪が大きい状態に設定している。特に、3つのチャネルの中心のチャネル2では、非線形波形歪が大きい。受信端において3つのチャネルを分離し、チャネル2に対して観測された光電流値の確率分布を図15に示す。本来期待される確率分布では、デジタルデータ0と1に対応した2つのピークがみられるはずである。ところが、図15(A)に示す分布補償前の確率分布では、確率分布に3つのピークがみられ、他のチャネルからの干渉が発生していることがわかる。このとき、デジタル判別閾値を図のように設定した場合に誤り率が最小になり、4.7×10−3であった。これに対して、補償演算を実施したところ、図15(B)に示すような2つのピークを有する分布を示した。従って、波形歪みがない理想的な場合の確率分布に類似したものである。このとき、誤り率は5.0×10―4 まで1桁程度低減しており、補償効果が顕著にみられる。
本発明の第2の実施の形態として、偏波分離を行う例(例えば、2キャリア+偏波の例)について説明する。図16に偏波分離器を追加した受信装置の構成例を示す。
(3キャリア直接受信の例)
受信端でコヒーレント検波を想定していたため、光位相も含めた光波形の情報を得られ、送信波形と受信波形の関係を記述する数式において、受信波形ER1、ER2、ER3、ER4を複素数として与えることができる。一方、従来の強度変調信号ではコヒーレント受信を用いないで、直接受信を用いる構成が一般的である。強度変調信号の場合、FWMクロストークと主信号の相対位相が不明であっても、個々のキャリア、サブキャリア間の相対位相差を推定できれば、非線形補償演算が可能である。
(自己位相変調(SPM)位相回転モデルを使用する例についての説明)
あるキャリア、サブキャリアの信号光の光強度波形を変化させて、他のキャリアが受ける位相回転を測定することでも、非線形定数などの演算パラメータを測定値から推定できる。その光強度波形の変化の傾きを変化させて、より高精度に測定することも可能である。また、キャリア、サブキャリアの周波数間隔を変化させて、受信端で観測されるビート信号を測定することで波長分散を測定することもできる。
従って、伝搬定数測定のためのパイロット光を信号光に含ませておくことが必要になる。パイロット光としては、各伝搬定数測定方法にあわせたものを用意する。さらに、伝搬定数測定に必要な情報のやりとりは、トランスポンダの上りと下りの経路、OSC(Optical Supervisory channel)などを用いて転送することが可能である。
次に、本発明の第5の実施の形態としてスプリットステップ法について説明する。光ファイバ伝送路の非線形波形劣化は、光電界強度に比例した光位相回転として捕らえることができる。しかし、光電界強度は波長分散(光の波長によって光の速度がわずかながら異なるため、波長の短い光と長い光では到達時間がわずかにずれる現象)によって伝播中に変化すること、非線形位相回転が波長分散によって光強度波形の変化をもたらすことから、非線形位相回転と波長分散は複雑に絡み合っている。
一般に、FWMとは3つの異なる周波数(ω1,ω2,ω3)の光がミキシングされ、新たな周波数ω、例えば、「ω=ω1+ω2+ω3」の光が生成される現象である。これは非縮退型FWMと呼ばれるが、3つの周波数のうち2つが縮退している場合もある。WDM伝送においては、FWMは3つ、若しくは2つのチャネルの信号光によって発生するFWM光が別のチャネルに重畳するというチャネル間クロストークを誘発する。
次に、本発明の第6の実施の形態に係わる受信装置の構成例について説明する。
(基本構成の説明)
伝送路が非線形であれば、周波数軸上で独立であり、互いの干渉がないようなチャネルであっても、光ファイバ伝送路の非線形を介して互いに干渉(クロストーク)を発生する。この干渉は、光ファイバ伝送路の特性に依存するものの、その波形歪みは主に隣接チャネルの送信波形から予測可能であり決定論的である。従って、光ファイバ伝送路の伝送特性を記述するモデルがあれば、主要な隣接チャネルの送信波形と、非線形波形歪を受けた受信波形との関係を記述できる。従って、この関係を逆に解くことで、隣接チャネルの受信波形から送信波形を求めることができる。
第6の実施の形態においては、受信端における局発光発生部として位相同期マルチモード局発光を使用する。受信端における局発光発生部として、各キャリア、サブキャリア間の相対位相が時間的に変化がなく、一意に固定されているマルチモード光源を利用すると、どのキャリア、サブキャリアの信号光もコヒーレント受信するための基準位相が共通化されるため、送信データ変調による位相変化を除いた互いのオフセット位相、オフセット周波数がわかる。
位相同期マルチモード光源を局発光として利用する場合、そのキャリア、サブキャリア間の相対位相関係を保持した状態で、各キャリア、サブキャリアを位相基準として信号光を検波することが望ましい。
この図21に示す例においては、分波器31により、受信光を同位相成分と直交位相成分に分離し、同位相成分を合波器141に入力し、直交位相成分を合波器142に入力する。また、マルチモード局発光発生部12から出力される局発光についても分波器32により分波し、局発光の同一位相成分を合波器142および光分離器134に入力し、分波器32から出力される局発光を位相シフト部41によりπ/2位相シフトして、合波器141および光分離器131に入力する。
各キャリア、サブキャリアが直接変調された信号光を受信する場合、従来の受信方法ではコヒーレント受信が不要である。しかし、FWMクロストークを受けた信号では、複素平面における受信波形の時間サンプリング値の変位の仕方は、FWMクロストークと主信号の相対位相に依存するため、直接受信で得られた振幅の変位量もその相対位相に依存する。
電気フィルタによるキャリアの分離を行うホモダインの受信装置について説明する。この受信装置では、単一波長で発振する光源を局発光として用いて、信号光と局発光とを光90度ハイブリッドによってミキシングし、光電変換器により光電流に変換する。その後、電気領域にて周波数分離フィルタを用いて各キャリア、サブキャリアを分離する構成がある。
単一波長で発振する光源を局発光として用いて、信号光と局発光とを光90度ハイブリッドによってミキシングし、光電変換器により光電流に変換する。もしくは、図28に示すように、合波器と差動光検出器を利用して、局発光と同相成分、もしくは直交成分のどちらかを受信する構成がある。
デジタル信号処理によるキャリア、サブキャリア分離の方法として、図29に示すように、ダウンコンバージョン部631と、ローパスフィルタ(LPF)632を用い、各キャリア、サブキャリアと局発光の光周波数差に相当する電気周波数領域のLO周波数(局発周波数)でダウンコンバージョンし、バンドパスフィルタに相当するDSP処理(Digital Signal Processorによる信号処理)を実施して各キャリアごとのデジタル信号を得る。
キャリア、およびサブキャリアのデジタル分離をホモダイン・イントラダイン方式により行う受信装置を構成できる。この場合、単一波長で発振する光源を局発光として用いて、信号光と局発光とを合波器に入力し、その2つの出力を光90度ハイブリッドによってミキシングし、光電変換器により光電流に変換する。
光ファイバ伝送路では、波長分散によって信号波形の歪みが生じる。光ファイバの種類によって波長分散の値は典型値があり、線形な周波数依存の伝達関数として表現される。従って、そのフーリエ変換によってインパルス時間応答関数が予測され、そのインパルス応答の波形広がりを補償するようなデジタルFIRフィルタを適用することで波長分散を補償できる。詳細は、単一キャリアの場合における波長分散のデジタル信号処理を使った補償方法は上述した参考文献8にある。
Claims (19)
- 光ファイバ伝送路を用いた光伝送システムにおいて、送信情報によって符号化された複数の周波数の搬送波、もしくは独立な偏波の搬送波を多重された信号光を受信する受信装置であって、
前記信号光の周波数、もしくは偏波によって個々の搬送波ごとに信号を分離する分離装置と、
前記分離装置から出力される複数の搬送波間のシンボル位相の同期処理を行う位相同期部と、
前記位相同期部により同期処理が行われた搬送波の信号を基に、前記光ファイバ伝送路における多重された信号光の非線形波形歪を四光波混合クロストークを含む所定のモデルによりモデル化して算出するとともに、該非線形波形歪を補償する演算を行う補償演算部と、
を備え、
前記位相同期部と前記補償演算部とにおける演算処理を電気演算回路により実行するように構成されたこと、
を特徴とする受信装置。 - 光ファイバ伝送路を用いた光伝送システムにおいて、送信情報によって符号化された複数の周波数の搬送波、もしくは独立な偏波の搬送波を多重された信号光を受信する受信装置であって、
偏波多重された信号光を偏波によって2つに分離する偏波分離装置と、
周波数によって個々の搬送波ごとに信号を分離する分離装置と、
前記分離装置から出力される各周波数の搬送波ごとの2つの偏波の受信信号を入力し、該入力された2つの偏波の受信信号間の干渉を取り除いて独立する2つの信号に偏波分離する偏波分離演算部と、
前記偏波分離演算部から出力される複数の搬送波間の位相の同期処理を行う位相同期部と、
前記位相同期部により同期処理が行われた搬送波の信号を基に、前記光ファイバ伝送路における多重された信号光の非線形波形歪を四光波混合クロストークを含む所定のモデルによりモデル化して算出するとともに、該非線形波形歪を補償する演算を行う補償演算部と、
を備え、
前記偏波分離演算部、前記位相同期部および前記補償演算部における演算処理を電気演算回路により実行するように構成されたこと、
を特徴とする受信装置。 - 請求項1または請求項2に記載の受信装置内の前記補償演算部を構成する補償演算回路であって、
前記周波数多重および偏波多重信号光が光ファイバ伝送路伝搬中に生じる非線形波形歪を、複数の周波数の信号光、および異なる偏波の信号光の間で生じる四光波混合クロストークによる波形歪みによってモデル化し、受信信号と送信信号の波形の関係を多元非線形方程式で関連付けし、
前記多元非線形方程式を解くことによって、受信信号から送信信号を算出する電気演算回路を備えること、
を特徴とする補償演算回路。 - 請求項3に記載の補償演算回路であって、
前記周波数多重および偏波多重信号光が光ファイバ伝送路伝搬中に生じる非線形波形歪を、複数の周波数の信号光、および異なる偏波の信号光の間で生じる四光波混合クロストークによる波形歪みによってモデル化し、受信信号と送信信号の波形の関係を多元非線形方程式で関連付けし、前記多元非線形方程式を基に受信波形から送信波形を逐次的に推定する場合に、
第n段目の送信波形推定ステップから出力される第nの送信波形推定値を、一時的に前記多元非線形方程式の一部の送信波形として用いて、前記多元非線形方程式を線形化して、第n+1の送信波形を推定する第n+1段目の送信波形推定ステップを有し、
逐次的に補償波形を推定する演算回路で構成されることを特徴とする補償演算回路。 - 請求項4に記載の補償演算回路であって、
第1段目の送信波形推定ステップにおいて、補償前の受信波形を、初期値として前記多元非線形方程式の一部の送信波形として用いる演算回路を
備えることを特徴とする補償演算回路。 - 請求項4に記載の補償演算回路であって、
第1段目の送信波形推定ステップにおいて、予め定められている任意の波形を、初期値として前記多元非線形方程式の一部の送信波形として用いる演算回路を
備えることを特徴とする補償演算回路。 - 請求項3に記載の補償演算回路であって、
前記周波数多重および偏波多重信号光が光ファイバ伝送路伝搬中に生じる非線形波形歪を、複数の周波数の信号光、および異なる偏波の信号光の間で生じる四光波混合クロストークによる波形歪みによってモデル化し、受信波形と送信波形の非線形歪み変動量の関係を多元非線形方程式で関連付けし、
前記非線形歪み変動量を逐次的に推定する場合に、
第n番目の変動量推定ステップから出力される第n段目の補償波形を、一時的に前記多元非線形方程式の一部の送信波形として用いて、前記多元非線形方程式を線形化して、第n+1段目の受信波形の非線形歪み変動量を推定する第n+1段目の変動量推定ステップと、
前記第n+1番目の変動量推定ステップからの出力値を受信データから減算し、第n+1段目非線形歪み補償後の波形を出力する第n+1段目の変動量補償ステップと、
を有し、
逐次的に補償波形を推定する演算回路で構成されることを特徴とする補償演算回路。 - 請求項7に記載の補償演算回路であって、
第1段目の変動量推定ステップにおいて、補償前の受信波形を一時的に前記多元非線形方程式の一部の送信波形として用いる演算回路で構成されること、
を特徴とする補償演算回路。 - 請求項7に記載の補償演算回路であって、
第1段目の変動量推定ステップにおいて、予め定められている任意の波形を、初期値として前記多元非線形方程式の一部の送信波形として用いることを特徴とする演算回路を、
備えることを特徴とする補償演算回路。 - 請求項7に記載の補償演算回路であって、
第1段目の変動量推定ステップにおいて、初期値として用いる値を変化させて、補正効果が得られる値を検出する演算回路を、
備えることを特徴とする補償演算回路。 - 請求項3に記載の補償演算回路であって、
前記周波数多重および偏波多重信号光が光ファイバ伝送路伝搬中に生じる非線形波形歪を、前記複数の周波数の信号光を合成した時間波形、及びその直交偏波の時間波形の強度に比例して信号光電界の光位相が回転する自己位相変調によってモデル化し、前記自己位相変調のモデルによって伝送前波形と伝送後波形の関係を非線形方程式で関連付けし、
伝送後波形から伝送前波形を推定することを特徴とする演算回路で構成されること、
を特徴とする補償演算回路。 - 請求項3に記載の補償演算回路であって、
光ファイバ伝送路における波長分散、及び損失を線形な伝達関数によって記述し、前記伝達関数の逆関数を作用させる線形波形歪み補償演算と、前記四光波混合クロストークモデルを含む所定のモデルにより算出された非線形波形歪の補償演算とを繰り返し実施することで、伝送後波形から伝送前波形を推定する送信前波形推定する演算回路で構成されること、
を特徴とする補償演算回路。 - 前記非線形波形歪を補償する演算の際に用いる光ファイバ伝送路の波長分散、波長分散スロープ、非線形定数を含む伝送パラメータ、及び多重信号光のキャリア間の相対位相に依存する補償パラメータを学習し、該補償パラメータ値を前記補償演算回路に入力する補償パラメータ学習部を備えること、
を特徴とする請求項3から請求項11のいずれかに記載の補償演算回路。 - 複数の周波数の連続光を出力するマルチモード局発光発生部と、
前記複数の周波数の局発光と入力信号光とを入力し、両方の光位相が一致する成分と直交する成分に分離して異なるポートに出力する光90度ハイブリッドと、
前記光90度ハイブリッドからの出力光を入力し、波長分散媒質によって波長毎に分離するそれぞれの光分離器と、
前記それぞれの光分離器のから出力光を入力し、それぞれを電気信号に変換する光電変換器と、
前記それぞれの光電変換器の電気信号をデジタル信号に変換するそれぞれのアナログ・デジタル変換器と、
を備えることを特徴とする請求項1または請求項2に記載の受信装置。 - 複数の周波数の連続光を局発光として出力するマルチモード局発光発生部と、
入力信号光を入力し、波長分散媒質によって波長毎に分離して異なるポートに出力する信号光の光分離器と、
前記マルチモード局発光発生部から出力される局発光を入力し、波長分散媒質によって波長毎に分離して異なるポートに出力する局発光の光分離器と、
前記信号光の光分離器のそれぞれのポートからの出力光と、前記局発光の光分離器のそれぞれのポートからの出力光とを入力し、両方の光位相が一致する成分と直交する成分に分離して異なるポートに出力するそれぞれの搬送波の光90度ハイブリッドと、
前記それぞれの光90度ハイブリッドからの出力光を電気信号に変換するそれぞれの光電変換器と、
前記それぞれの光電変換器の電気信号をデジタル信号に変換するそれぞれのアナログ・デジタル変換器と、
を備えることを特徴とする請求項1または請求項2に記載の受信装置。 - 入力信号光を入力し、波長分散媒質によって波長毎に分離して異なるポートに出力する信号光の光分離器と、
互いに異なる周波数の連続光を出力する複数の局発光発生部と、
前記信号光の光分離器のそれぞれのポートからの出力光と、前記それぞれの局発光発生部からの出力光とを入力し、両方の光位相が一致する成分と直交する成分に分離して異なるポートに出力する光90度ハイブリッドと、
前記それぞれの波長分離機からの出力光を電気信号に変換するそれぞれの光電変換器と、
前記それぞれの光電変換器の電気信号をデジタル信号に変換するそれぞれのアナログ・デジタル変換器と、
を備えることを特徴とする請求項1または請求項2に記載の受信装置。 - 1つの周波数成分を有する連続光を出力する局発光発生部と、
前記局発光と入力信号光とを入力し、両方の光位相が一致する成分と直交する成分に分離して出力する光90度ハイブリッドと、
前記光90度ハイブリッドからの出力光を電気信号に変換するそれぞれの光電変換器と、
前記光電変換器からの出力信号を周波数によって複数の電気信号に分離する電気フィルタと、
前記それぞれの電気フィルタからの出力電気信号をデジタル信号に変換するそれぞれのアナログ・デジタル変換器と、
を備えることを特徴とする請求項1または請求項2に記載の受信装置。 - 1つの周波数の成分を有する連続光を出力する局発光発生部と、
前記局発光と入力信号光とを入力し、両方の光位相が一致する成分と直交する成分に分離して出力する光90度ハイブリッドと、
前記光90度ハイブリッドからの出力光を電気信号に変換する光電変換器と、
前記光電変換器の電気信号をデジタル信号に変換するアナログ・デジタル変換器と、
前記それぞれのアナログ・デジタル変換器からの出力信号を周波数によって複数のチャネルに分離するデジタルフィルタと、
を備えることを特徴とする請求項1または請求項2に記載の受信装置。 - 光ファイバ伝送路を用いた光伝送システムにおいて、送信情報によって符号化された複数の周波数の搬送波、もしくは独立な偏波の搬送波を多重された信号光を受信する受信装置における前記信号光の受信方法であって、
前記信号光の周波数、もしくは偏波によって個々の搬送波ごとに信号を分離する分離手順と、
前記分離手順により出力される複数の搬送波間のシンボル位相の同期処理を行う位相同期手順と、
前記位相同期手順により同期処理が行われた搬送波の信号を基に、前記光ファイバ伝送路における多重された信号光の非線形波形歪を四光波混合クロストークを含む所定のモデルによりモデル化して算出するとともに、該非線形波形歪を補償する演算を行う補償演算手順と、
を含むことを特徴とする受信方法。
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