JP5692245B2 - 光受信機および光受信方法 - Google Patents
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Description
本発明は、光受信機および光受信方法に関し、特にデジタルコヒーレント光受信方式を適用した光受信機および光受信方法に関する。
近年の光伝送容量の増大および、高速化に伴い、光ファイバ通信システムに使用される光受信機は、デジタルコヒーレント光受信方式を適用することで、機器コストの削減および信号伝送効率の向上が図られている。デジタルコヒーレント光受信方式は、光電場の振幅や位相に印加された情報を受信するために、受信した光を、それとほぼ同じ光の周波数を有する局部発振光（局発光）と混合し、混合により発生する干渉光を光検出器で検出して電気信号に変換する。
デジタルコヒーレント光受信方式を適用した光受信機は、光信号をコヒーレント受信して電気信号に変換した後に、デジタル信号処理により波長分散補償などの波形等化処理等を行う。つまり、デジタルコヒーレント光受信においては、受信光信号の光電場の振幅と位相の両方の情報を電気信号として取得できるので、電気的な等化フィルタによって高精度な波形歪み補償が可能である。そのため、デジタルコヒーレント光受信方式を適用した光受信機は、高価な分散補償ファイバなどを必要とせず大幅なコスト削減を図ることができる。
デジタルコヒーレント光受信方式を適用した光受信機の概要を説明する。
図１は、デジタルコヒーレント光受信方式を適用した光受信機の構成例を示すブロック図である。
この光受信機１は、例えば偏波多重された多値の位相シフト変調された信号光を入力信号光として、コヒーレント受信を行う。
図示されない光ファイバ伝送路を経由して伝搬されてくる信号光が、光受信機の偏波ビームスプリッタ１１に入力される。偏波ビームスプリッタ１１は入力された信号光をＸ成分の偏波とＹ成分の偏波に分離し、それぞれに対応する光ハイブリッド回路に出力する。例えばＸ成分は光ハイブリッド回路２１に出力され、Ｙ成分は光ハイブリッド回路２２に出力される。
また、局部発振光源６０から出力される局発光も、偏波ビームスプリッタ１２によりＸ成分およびＹ成分の偏波に分離され、それぞれに対応する光ハイブリッド回路に出力される。この場合、信号光と同様に、Ｘ成分が光ハイブリッド回路２１に出力され、Ｙ成分が光ハイブリッド回路２２に出力される。
それぞれの光ハイブリッド回路２１、２２は、入力した信号光および局発光を混合し、位相が互いに９０度異なる２組の光を出力する。２組の光とは、Ｉ（Ｉｎ−ｐｈａｓｅ：同相）成分の光及びＱ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ：直交）成分の光である。
これらのＩ成分の光およびＱ成分の光は、Ｏ／Ｅ（Ｏｐｔｉｃａｌ／Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌ）変換部にそれぞれ入力される。Ｏ／Ｅ変換部は、入力された光を光電変換し、光電変換された信号を適切なゲイン調整等が行われたアナログ電気信号として出力する。そして、このアナログ電気信号は、Ａ／Ｄ（Ａｎａｌｏｇ／Ｄｉｇｉｔａｌ）変換部に入力され、適切な時間間隔でサンプリングされて量子化されたデジタル信号に変換される。
図１から明らかなように、この光受信機１において、偏波成分Ｘを扱う光ハイブリッド回路２１から出力されたＩ成分の光は、Ｏ／Ｅ変換部３１ａおよびＡ／Ｄ変換部４１ａで処理される。そして、光ハイブリッド回路２１から出力されたＱ成分の光は、Ｏ／Ｅ変換部３１ｂおよびＡ／Ｄ変換部４１ｂで処理される。同様に、偏波成分Ｙを扱う光ハイブリッド回路２２から出力されたＩ成分の光は、Ｏ／Ｅ変換部３２ａおよびＡ／Ｄ変換部４２ａで処理される。そして、光ハイブリッド回路２２から出力されたＱ成分の光は、Ｏ／Ｅ変換部３２ｂおよびＡ／Ｄ変換部４２ｂで処理される。
光ファイバの持つ波長分散や、光ファイバにかかる応力などに起因する偏波モード分散により、光ファイバ伝送路を伝送する間に、信号光には波形劣化が生じる。そのため、各Ａ／Ｄ変換部から出力されたデジタル信号は、デジタル信号処理部５０に入力され、各種の波形等化処理が行われて元のデータ信号として復元されて出力される。なお、デジタル信号処理部５０では、ＸＩ、ＸＱ、ＹＩ、ＹＱのそれぞれの成分に対して波形等化処理が行われる。通常、これらの分散による波形劣化を補正する方法として、有限インパルス応答特性を持つＦＩＲ（Ｆｉｎｉｔｅ Ｉｍｐｕｌｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ：有限インパルス応答）デジタルフィルタによる波形等化が適用される。
図２は、図１におけるデジタル信号処理部５０の構成例を示すブロック図である。デジタル信号処理部５０は、信号光が光ファイバ伝送路を伝送されてくることにより発生する分散や位相回転、そして信号光と局部発振光源６０との周波数差に起因する周波数オフセットを補正する。デジタル信号処理部５０で復元された元のデータ信号は、光受信機１の後段に接続されるフレーマ回路や前方誤り訂正回路等に出力される。
デジタル信号処理部５０は、波長分散補償部５１、偏波モード分散補償部５２、周波数位相補償部５３および信号識別部５４を含む。
波長分散補償部５１は、波長分散により生ずる波形の歪みを補正する。波長分散は、光の媒質中での伝搬速度が波長によって異なることに起因して、光信号のスペクトル幅が広がる現象である。波長分散は、光ファイバの材料や構造、および、伝送距離などに依存する。このため、波長分散に起因して発生する波形の広がりは、ほぼ固定的なものとなる。
偏波モード分散補償部５２は、偏波に依存する偏波モード分散による波形歪みを補正する。偏波モード分散は、シングルモード光ファイバの微小な複屈折性により、２つの直交する偏波モード間に群遅延差が生じる現象である。偏波モード分散は、光ファイバに与えられる応力などに依存するため、これに起因して発生する波形の歪みは時間的に高速な変動を伴う。このため、通常、係数を定期的に最適な値に更新する適応等化フィルタが適用される。
周波数／位相補償部５３は、偏波の位相回転や、信号光と局部発振光源の周波数差を補正する。位相回転や周波数差も時間的に高速な変動を伴うものであり、通常、適応等化フィルタが適用される。
信号識別部５４は、波長分散補償部５１、偏波モード分散補償部５２および周波数位相補償部５３で処理されて出力されたデジタル信号が、０／１のどちらの論理を示すデータ信号であるかを判定し、その判定結果を出力する。
このようなデジタルコヒーレント光受信に関わる技術が特許文献１〜３に開示されている。
例えば特許文献１は、デジタルコヒーレント光受信装置で使用されるデジタル処理回路の精度を高めるための技術を開示する。特許文献１が開示する技術は、デジタル変換に使用するクロックを光信号から再生することなく、自走するクロック発振器のクロック信号をサンプリングクロックとして用いる。この特許文献１が開示するデジタルコヒーレント光受信装置は、次のように構成されている。
局部発振器、９０°位相ハイブリッド回路および光電変換素子は、受信した信号光を、信号光の複素電界を示す電気信号に変換する。自走サンプリングトリガ源は、信号光の周波数を基にあらかじめ設定された周波数のクロック信号を発振する。ＡＤＣ（Ａｎａｌｏｇ／Ｄｉｇｉｔａｌ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）は、局部発振器、９０°位相ハイブリッド回路および光電変換素子によって変換された電気信号をデジタル信号に変換する。具体的には、ＡＤＣは、自走サンプリングトリガ源によって発振されたクロック信号の周波数によって電気信号をサンプリングすることでデジタル変換を行う。復調部は、ＡＤＣによって変換されたデジタル信号を復調する。
また、特許文献２は、デジタルコヒーレント光受信装置において、光伝送路から受信した光信号を光電変換して得られた電気信号に対して非線形歪補償を高精度で行うことが可能な歪補償器を開示する。この歪補償器は、自己位相変調による非線形歪を補償する機能を有する。自己位相変調は、光ファイバ内の光信号パワーが大きくなると位相が変調されることにより生ずる、非線形歪である。実際の光伝送システムでは、線形効果と非線形効果とが同時又は交互に生じている。このため、複数の伝送スパンに対して一括して線形歪補償を行った後、非線形歪補償を行う方法では、歪補償、特に非線形歪補償を精度良く行うことができない。特許文献２が開示する歪補償器は、光信号の線形波形歪を補償する線形歪補償部と、光信号の非線形波形歪を補償する非線形歪補償部とを備えた歪補償部を複数個縦続接続した多段歪補償部を構成する。そして、多段歪補償部の歪補償が最適となるように線形歪補償部と非線形歪補償部を組み合わせる。
特許文献３は、複数のビットレート（例えば１０Ｇｂｐｓと４０Ｇｂｐｓ）に対応可能なデジタルコヒーレント光受信機を開示する。特許文献３が開示するデジタルコヒーレント光受信機は、第１及び第２の変換手段、並列数変更手段および信号処理手段を備える。第１の変換手段は、受信した光信号を電気信号に変換して出力し、第２の変換手段は、電気信号を並列データ信号に変換して出力する。並列数変更手段は、光信号のビットレートに応じて並列データ信号の並列数を変更し、変更された並列数を有する並列データ信号を出力する。信号処理手段は、その並列データ信号に基づいて受信信号を復調する。
このとき、並列数変更手段は、ビットレートに応じて、出力信号が常に同じデータレートになるようにデジタル信号の並列数（チャネル数）を切り替える。したがって、並列数変更手段から出力された出力信号の並列数は、ビットレートに応じて変わる。例えば、ビットレートが高いほど並列数は大きくなり、ビットレートが低いほど並列数は小さくなる。ただし、物理的な信号線の数は変化しない。このデジタルコヒーレント光受信機は、アナログ／デジタル変換時のサンプリング周波数を大きく変更することなく、また、並列データ信号のデータレートを可変にすることなく、複数のビットレートに対応することができる。
デジタルコヒーレント光受信方式を適用した光受信機は、光信号をコヒーレント受信して電気信号に変換した後に、デジタル信号処理により波長分散補償などの波形等化処理等を行う。つまり、デジタルコヒーレント光受信においては、受信光信号の光電場の振幅と位相の両方の情報を電気信号として取得できるので、電気的な等化フィルタによって高精度な波形歪み補償が可能である。そのため、デジタルコヒーレント光受信方式を適用した光受信機は、高価な分散補償ファイバなどを必要とせず大幅なコスト削減を図ることができる。
デジタルコヒーレント光受信方式を適用した光受信機の概要を説明する。
図１は、デジタルコヒーレント光受信方式を適用した光受信機の構成例を示すブロック図である。
この光受信機１は、例えば偏波多重された多値の位相シフト変調された信号光を入力信号光として、コヒーレント受信を行う。
図示されない光ファイバ伝送路を経由して伝搬されてくる信号光が、光受信機の偏波ビームスプリッタ１１に入力される。偏波ビームスプリッタ１１は入力された信号光をＸ成分の偏波とＹ成分の偏波に分離し、それぞれに対応する光ハイブリッド回路に出力する。例えばＸ成分は光ハイブリッド回路２１に出力され、Ｙ成分は光ハイブリッド回路２２に出力される。
また、局部発振光源６０から出力される局発光も、偏波ビームスプリッタ１２によりＸ成分およびＹ成分の偏波に分離され、それぞれに対応する光ハイブリッド回路に出力される。この場合、信号光と同様に、Ｘ成分が光ハイブリッド回路２１に出力され、Ｙ成分が光ハイブリッド回路２２に出力される。
それぞれの光ハイブリッド回路２１、２２は、入力した信号光および局発光を混合し、位相が互いに９０度異なる２組の光を出力する。２組の光とは、Ｉ（Ｉｎ−ｐｈａｓｅ：同相）成分の光及びＱ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ：直交）成分の光である。
これらのＩ成分の光およびＱ成分の光は、Ｏ／Ｅ（Ｏｐｔｉｃａｌ／Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌ）変換部にそれぞれ入力される。Ｏ／Ｅ変換部は、入力された光を光電変換し、光電変換された信号を適切なゲイン調整等が行われたアナログ電気信号として出力する。そして、このアナログ電気信号は、Ａ／Ｄ（Ａｎａｌｏｇ／Ｄｉｇｉｔａｌ）変換部に入力され、適切な時間間隔でサンプリングされて量子化されたデジタル信号に変換される。
図１から明らかなように、この光受信機１において、偏波成分Ｘを扱う光ハイブリッド回路２１から出力されたＩ成分の光は、Ｏ／Ｅ変換部３１ａおよびＡ／Ｄ変換部４１ａで処理される。そして、光ハイブリッド回路２１から出力されたＱ成分の光は、Ｏ／Ｅ変換部３１ｂおよびＡ／Ｄ変換部４１ｂで処理される。同様に、偏波成分Ｙを扱う光ハイブリッド回路２２から出力されたＩ成分の光は、Ｏ／Ｅ変換部３２ａおよびＡ／Ｄ変換部４２ａで処理される。そして、光ハイブリッド回路２２から出力されたＱ成分の光は、Ｏ／Ｅ変換部３２ｂおよびＡ／Ｄ変換部４２ｂで処理される。
光ファイバの持つ波長分散や、光ファイバにかかる応力などに起因する偏波モード分散により、光ファイバ伝送路を伝送する間に、信号光には波形劣化が生じる。そのため、各Ａ／Ｄ変換部から出力されたデジタル信号は、デジタル信号処理部５０に入力され、各種の波形等化処理が行われて元のデータ信号として復元されて出力される。なお、デジタル信号処理部５０では、ＸＩ、ＸＱ、ＹＩ、ＹＱのそれぞれの成分に対して波形等化処理が行われる。通常、これらの分散による波形劣化を補正する方法として、有限インパルス応答特性を持つＦＩＲ（Ｆｉｎｉｔｅ Ｉｍｐｕｌｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ：有限インパルス応答）デジタルフィルタによる波形等化が適用される。
図２は、図１におけるデジタル信号処理部５０の構成例を示すブロック図である。デジタル信号処理部５０は、信号光が光ファイバ伝送路を伝送されてくることにより発生する分散や位相回転、そして信号光と局部発振光源６０との周波数差に起因する周波数オフセットを補正する。デジタル信号処理部５０で復元された元のデータ信号は、光受信機１の後段に接続されるフレーマ回路や前方誤り訂正回路等に出力される。
デジタル信号処理部５０は、波長分散補償部５１、偏波モード分散補償部５２、周波数位相補償部５３および信号識別部５４を含む。
波長分散補償部５１は、波長分散により生ずる波形の歪みを補正する。波長分散は、光の媒質中での伝搬速度が波長によって異なることに起因して、光信号のスペクトル幅が広がる現象である。波長分散は、光ファイバの材料や構造、および、伝送距離などに依存する。このため、波長分散に起因して発生する波形の広がりは、ほぼ固定的なものとなる。
偏波モード分散補償部５２は、偏波に依存する偏波モード分散による波形歪みを補正する。偏波モード分散は、シングルモード光ファイバの微小な複屈折性により、２つの直交する偏波モード間に群遅延差が生じる現象である。偏波モード分散は、光ファイバに与えられる応力などに依存するため、これに起因して発生する波形の歪みは時間的に高速な変動を伴う。このため、通常、係数を定期的に最適な値に更新する適応等化フィルタが適用される。
周波数／位相補償部５３は、偏波の位相回転や、信号光と局部発振光源の周波数差を補正する。位相回転や周波数差も時間的に高速な変動を伴うものであり、通常、適応等化フィルタが適用される。
信号識別部５４は、波長分散補償部５１、偏波モード分散補償部５２および周波数位相補償部５３で処理されて出力されたデジタル信号が、０／１のどちらの論理を示すデータ信号であるかを判定し、その判定結果を出力する。
このようなデジタルコヒーレント光受信に関わる技術が特許文献１〜３に開示されている。
例えば特許文献１は、デジタルコヒーレント光受信装置で使用されるデジタル処理回路の精度を高めるための技術を開示する。特許文献１が開示する技術は、デジタル変換に使用するクロックを光信号から再生することなく、自走するクロック発振器のクロック信号をサンプリングクロックとして用いる。この特許文献１が開示するデジタルコヒーレント光受信装置は、次のように構成されている。
局部発振器、９０°位相ハイブリッド回路および光電変換素子は、受信した信号光を、信号光の複素電界を示す電気信号に変換する。自走サンプリングトリガ源は、信号光の周波数を基にあらかじめ設定された周波数のクロック信号を発振する。ＡＤＣ（Ａｎａｌｏｇ／Ｄｉｇｉｔａｌ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）は、局部発振器、９０°位相ハイブリッド回路および光電変換素子によって変換された電気信号をデジタル信号に変換する。具体的には、ＡＤＣは、自走サンプリングトリガ源によって発振されたクロック信号の周波数によって電気信号をサンプリングすることでデジタル変換を行う。復調部は、ＡＤＣによって変換されたデジタル信号を復調する。
また、特許文献２は、デジタルコヒーレント光受信装置において、光伝送路から受信した光信号を光電変換して得られた電気信号に対して非線形歪補償を高精度で行うことが可能な歪補償器を開示する。この歪補償器は、自己位相変調による非線形歪を補償する機能を有する。自己位相変調は、光ファイバ内の光信号パワーが大きくなると位相が変調されることにより生ずる、非線形歪である。実際の光伝送システムでは、線形効果と非線形効果とが同時又は交互に生じている。このため、複数の伝送スパンに対して一括して線形歪補償を行った後、非線形歪補償を行う方法では、歪補償、特に非線形歪補償を精度良く行うことができない。特許文献２が開示する歪補償器は、光信号の線形波形歪を補償する線形歪補償部と、光信号の非線形波形歪を補償する非線形歪補償部とを備えた歪補償部を複数個縦続接続した多段歪補償部を構成する。そして、多段歪補償部の歪補償が最適となるように線形歪補償部と非線形歪補償部を組み合わせる。
特許文献３は、複数のビットレート（例えば１０Ｇｂｐｓと４０Ｇｂｐｓ）に対応可能なデジタルコヒーレント光受信機を開示する。特許文献３が開示するデジタルコヒーレント光受信機は、第１及び第２の変換手段、並列数変更手段および信号処理手段を備える。第１の変換手段は、受信した光信号を電気信号に変換して出力し、第２の変換手段は、電気信号を並列データ信号に変換して出力する。並列数変更手段は、光信号のビットレートに応じて並列データ信号の並列数を変更し、変更された並列数を有する並列データ信号を出力する。信号処理手段は、その並列データ信号に基づいて受信信号を復調する。
このとき、並列数変更手段は、ビットレートに応じて、出力信号が常に同じデータレートになるようにデジタル信号の並列数（チャネル数）を切り替える。したがって、並列数変更手段から出力された出力信号の並列数は、ビットレートに応じて変わる。例えば、ビットレートが高いほど並列数は大きくなり、ビットレートが低いほど並列数は小さくなる。ただし、物理的な信号線の数は変化しない。このデジタルコヒーレント光受信機は、アナログ／デジタル変換時のサンプリング周波数を大きく変更することなく、また、並列データ信号のデータレートを可変にすることなく、複数のビットレートに対応することができる。
波長分散や偏波モード分散による波形歪みおよび信号光と局部発振光源の周波数差に関しては、上述したデジタル信号処理部の各補償部で補正される。しかし、デジタルコヒーレント光受信方式を適用した光受信機においては、それら以外にもアナログ的な特性劣化要因が内在している。
例えば、偏波ビームスプリッタは１つの偏波多重位相変調光信号をＸ／Ｙ偏波成分に分離する。そして、光ハイブリッド回路は、更にそれぞれの偏波成分の光信号をＩ成分およびＱ成分に分離する。結果として、偏波ビームスプリッタと光ハイブリッド回路により１つの光信号が４つの光信号に分離される。しかし、これら４つの光信号が通過する光導波路には、偏波ビームスプリッタや光ハイブリッド回路を構成する材料素材やそれらの製造過程により、その特性のばらつきが生じることがある。従って、このような場合には、光ハイブリッド回路から出力される４つの光信号のそれぞれの出力タイミングにばらつきが生じ、光信号間に遅延時間が発生する。また、偏波ビームスプリッタや光ハイブリッド回路には、Ｘ偏波成分とＹ偏波成分、Ｉ成分とＱ成分に完全に分離できない特性を有するものがある。つまり、一方の成分に、本来であれば分離されている他方の成分が一部残ることがある。また、Ｏ／Ｅ変換部に含まれるフォトダイオードやトランスインピーダンスアンプにも、部品や製造のばらつきに起因する光電変換利得の不均一や制御電圧に対する利得の不均一がある。更に、Ａ／Ｄ変換部においては、アナログ信号をデジタル信号に変換する過程において広帯域の信号成分の利得が劣化する帯域劣化が発生する。
このように、偏波ビームスプリッタ、光ハイブリッド回路、Ｏ／Ｅ変換部およびＡ／Ｄ変換部にアナログ的な特性劣化要因が内在していると、後段のデジタル信号処理部における各種の補償処理において、所望の補正特性が達成できない恐れがある。その結果として、光受信機の受信感度が劣化する恐れがある。
なお、上述した特許文献１乃至３のいずれにおいても、光受信機自体が有するアナログ的な特性劣化要因については考慮されていない。
本発明の目的は、デジタルコヒーレント光受信方式を適用した光受信機におけるアナログ的な特性劣化による受信感度の劣化を改善するという課題を解決する光受信機および光受信方法を提供することにある。
例えば、偏波ビームスプリッタは１つの偏波多重位相変調光信号をＸ／Ｙ偏波成分に分離する。そして、光ハイブリッド回路は、更にそれぞれの偏波成分の光信号をＩ成分およびＱ成分に分離する。結果として、偏波ビームスプリッタと光ハイブリッド回路により１つの光信号が４つの光信号に分離される。しかし、これら４つの光信号が通過する光導波路には、偏波ビームスプリッタや光ハイブリッド回路を構成する材料素材やそれらの製造過程により、その特性のばらつきが生じることがある。従って、このような場合には、光ハイブリッド回路から出力される４つの光信号のそれぞれの出力タイミングにばらつきが生じ、光信号間に遅延時間が発生する。また、偏波ビームスプリッタや光ハイブリッド回路には、Ｘ偏波成分とＹ偏波成分、Ｉ成分とＱ成分に完全に分離できない特性を有するものがある。つまり、一方の成分に、本来であれば分離されている他方の成分が一部残ることがある。また、Ｏ／Ｅ変換部に含まれるフォトダイオードやトランスインピーダンスアンプにも、部品や製造のばらつきに起因する光電変換利得の不均一や制御電圧に対する利得の不均一がある。更に、Ａ／Ｄ変換部においては、アナログ信号をデジタル信号に変換する過程において広帯域の信号成分の利得が劣化する帯域劣化が発生する。
このように、偏波ビームスプリッタ、光ハイブリッド回路、Ｏ／Ｅ変換部およびＡ／Ｄ変換部にアナログ的な特性劣化要因が内在していると、後段のデジタル信号処理部における各種の補償処理において、所望の補正特性が達成できない恐れがある。その結果として、光受信機の受信感度が劣化する恐れがある。
なお、上述した特許文献１乃至３のいずれにおいても、光受信機自体が有するアナログ的な特性劣化要因については考慮されていない。
本発明の目的は、デジタルコヒーレント光受信方式を適用した光受信機におけるアナログ的な特性劣化による受信感度の劣化を改善するという課題を解決する光受信機および光受信方法を提供することにある。
上記の目的を実現するために、本発明の一形態である光受信機は、信号光が光ファイバ伝送路を伝送されることに起因して生じる第１の波形歪みを補償する第１の等化フィルタ係数を算出する第１の係数計算手段と、光受信機を構成する部品のアナログ的な特性劣化に起因して生じる第２の波形歪みを補償する第２の等化フィルタ係数を予め設定している第２の係数設定手段と、前記第１の等化フィルタ係数と前記第２の等化フィルタ係数を演算して、第３の等化フィルタ係数を出力する係数演算手段と、前記第３の等化フィルタ係数に基づいて、前記第１の波形歪みと前記第２の波形歪みを含んだ入力信号に対して等化処理を施し、前記第１の波形歪みと前記第２の波形歪みをそれぞれ補正して出力信号を出力する波形等化フィルタ手段とを含む波形等化処理手段を備えたことを特徴とする。
また、本発明の他の形態である光受信方法は、信号光が光ファイバ伝送路を伝送されることに起因して生じる第１の波形歪みを補償する第１の等化フィルタ係数を算出し、光受信機を構成する部品のアナログ的な特性劣化に起因して生じる第２の波形歪みを補償する、予め設定している第２の等化フィルタ係数を取得し、前記第１の等化フィルタ係数と前記第２の等化フィルタ係数を演算して、第３の等化フィルタ係数を生成し、前記第３の等化フィルタ係数に基づいて、前記第１の波形歪みと前記第２の波形歪みを含んだ入力信号に対して等化処理を実施し、前記第１の波形歪みと前記第２の波形歪みがそれぞれ補正された出力信号を出力することを特徴とする。
また、本発明の他の形態である光受信方法は、信号光が光ファイバ伝送路を伝送されることに起因して生じる第１の波形歪みを補償する第１の等化フィルタ係数を算出し、光受信機を構成する部品のアナログ的な特性劣化に起因して生じる第２の波形歪みを補償する、予め設定している第２の等化フィルタ係数を取得し、前記第１の等化フィルタ係数と前記第２の等化フィルタ係数を演算して、第３の等化フィルタ係数を生成し、前記第３の等化フィルタ係数に基づいて、前記第１の波形歪みと前記第２の波形歪みを含んだ入力信号に対して等化処理を実施し、前記第１の波形歪みと前記第２の波形歪みがそれぞれ補正された出力信号を出力することを特徴とする。
本発明は、デジタルコヒーレント光受信方式を適用した光受信機におけるアナログ的な特性劣化による受信感度劣化を改善することが可能な光受信機を実現する。
本発明に係る光受信機は、デジタル信号処理部の各信号補償部において、アナログ的な特性劣化を改善する係数を含めたフィルタ係数を用いて波形等化処理を行うことを特徴とする。
通常、有限インパルス応答特性を持つＦＩＲデジタルフィルタが、時間領域等化フィルタとして波形等化に用いられる。
図３はＦＩＲフィルタの構成例を示すブロック図である。
ＦＩＲフィルタは、例えば、直列に接続された複数の遅延器を含む遅延部７１と、複数の複素乗算器を含む乗算部７２と、複素加算器から成る加算部７３から構成される。各遅延器は、入力する複素信号をサンプル時間Ｔだけ遅延させて後段に出力する。また、各遅延器の前後からタップされた信号は、各複素乗算器にて各タップに対する時間領域等化フィルタ係数ｃ０〜ｃＮ−１と複素乗算された後に、加算部７３に出力される。加算部７３は、複素加算器により各複素乗算器の総和をとることで、入力信号に対してｃ０〜ｃＮ−１を係数としたデジタルフィルタ処理を行った信号を生成して出力する。
ここで、各タップに対する時間領域等化フィルタ係数は、出力信号をモニタしてＣＭＡ（Ｃｏｎｓｔａｎｔ Ｍｏｄｕｌｕｓ Ａｌｇｏｒｉｔｈｍ）などの手法により、波形等化に必要な係数が適応的に算出される。ここでは、ＣＭＡなどの係数算出アルゴリズムの説明は割愛される。
この時間領域等化フィルタは、一般的に偏波モード分散の補償に用いられる。
波長分散を補償する場合には、時間領域等化フィルタを用いると、下記に説明するように非常に多くのタップ数を要するＦＩＲフィルタが必要になる。
光ファイバの波長分散はファイバの材料や構成に依存する。また、波長分散による信号光波形の広がりは距離に比例して増大する傾向がある。例えば、１０００ｋｍの距離を伝送することで、波長分散の量はおよそ２万ｐｓ／ｎｍとなる。例えば、１００Ｇｂｐｓ信号を５０ＧＨｚ間隔で波長多重して伝送するような場合には、波長分散による信号光波形の広がりはおよそ８千ｐｓとなる。また、１００Ｇｂｐｓ信号を偏波多重された４値位相シフト変調信号光で伝送する場合には、コヒーレント受信されたアナログ電気信号のシンボルレートは２５Ｇｂｐｓとなる。そのため、Ａ／Ｄ変換においてサンプリング定理を満たす２倍の周波数でサンプリングを行うと、サンプル間隔は２０ｐｓとなる。よって、波長分散を補償するためにＦＩＲフィルタを用いるとすると、２万ｐｓ／ｎｍの波長分散を補償するためには、タップ数が４００タップにもおよぶ巨大なＦＩＲフィルタが必要となる。
そこで、波長分散を補償する場合には、比較的小さな回路規模で多段のＦＩＲフィルタと等価な特性を実現できる周波数領域等化フィルタを用いる。
図４は周波数領域等化フィルタの構成例を示すブロック図である。
周波数領域等化フィルタは、離散フーリエ変換部８１、複素乗算部８２、逆離散フーリエ変換部８３および係数計算部８４を含んでいる。
離散フーリエ変換部８１は、前段の装置でサンプリングされデジタル化されて入力する複素信号に対して離散フーリエ変換を行い、周波数領域の複素信号に変換する。つまり、離散フーリエ変換部８１は、入力する時間領域信号に離散フーリエ変換を行うことで、サンプリング周波数により決定される離散的な周波数に対して値を持つ周波数領域の信号を得る。複素乗算部８２は、それぞれの複素乗算器により、離散フーリエ変換部８１から出力された周波数領域の複素信号に係数計算部にて算出された複素係数ｃ０〜ｃＮ−１を乗じて、波形等化された周波数領域の複素信号を得る。波形等化された周波数領域の複素信号は、逆離散フーリエ変換部８３に出力される。逆離散フーリエ変換部８３は、入力した周波数領域の複素信号に対して逆離散フーリエ変換を行い、時間領域の複素信号に変換して出力する。
ここで、波長分散を補償するフィルタ係数は、光キャリア信号の波長や波長分散などの値から算出することが可能である。なお、ここではその数式などについての説明は割愛する。
係数計算部８４は、測定器やモニタ回路などにより測定された波長、波長分散値の情報を入力として、上記の式によりｃ０〜ｃＮ−１の各フィルタ係数を算出する。例えば、特許文献２の段落００２５に記載された数式１を参照。
以上に説明した波形等化フィルタに使われるフィルタ係数は、アナログ的な波形劣化要因が無いことを前提に算出される。
本実施形態に係る光受信機は、当該光受信機の製造出荷検査時に、その光受信機の持つアナログ的な波形劣化要因が定量的に測定され、これを補正するフィルタ係数が別途設定される。
本発明を実施するための形態について図面を参照して説明する。
図５は、本発明の第１の実施形態の光受信機に含まれる波形等化処理部の構成を示すブロック図である。
尚、実施の形態は例示であり、開示の装置及びシステムは、以下の実施の形態の構成には限定されない。
波形等化処理部１００は、第１の係数計算部１１０、第２の係数設定部１２０、係数演算部１３０および波形等化フィルタ１４０を含んで構成される。
第１の係数計算部は、信号光が光ファイバ伝送路を伝送されることに起因して生じる第１の波形歪みを補償する第１の等化フィルタ係数を算出する。第２の係数設定部１２０は、当該光受信機のアナログ的な特性劣化に起因して生じる第２の波形歪みを補償する第２の等化フィルタ係数を予め設定している。係数演算部１３０は、第１の等化フィルタ係数と第２の等化フィルタ係数を演算して、第３の等化フィルタ係数を出力する。波形等化フィルタ１４０は、第３の等化フィルタ係数に基づいて、第１の波形歪みと第２の波形歪みを含んだ入力信号に対して等化処理を施し、第１の波形歪みと第２の波形歪みがそれぞれ補正された出力信号を出力する。
また図６は、本発明の第１の実施形態の光受信機に含まれる波形等化処理部の動作を示すフロー図である。
まず、信号光が光ファイバ伝送路を伝送されることに起因して生じる第１の波形歪みを補償する第１の等化フィルタ係数を算出する（Ｓ１０１）。当該光受信機のアナログ的な特性劣化に起因して生じる第２の波形歪みを補償する、予め設定している第２の等化フィルタ係数を取得する（Ｓ１０２）。第１の等化フィルタ係数と第２の等化フィルタ係数を演算して、第３の等化フィルタ係数を生成する（Ｓ１０３）。第３の等化フィルタ係数に基づいて、第１の波形歪みと第２の波形歪みを含んだ入力信号に対して等化処理を実施する（Ｓ１０４）。第１の波形歪みと第２の波形歪みがそれぞれ補正された出力信号を出力する（Ｓ１０５）。
以上のように、第１の実施形態の光受信機の波形等化処理部は、信号光が光ファイバ伝送路を伝送されることに起因して生じる第１の波形歪みを補償する第１の等化フィルタ係数を算出する第１の係数計算部に加えて第２の係数設定部を備える。
第２の係数設定部には、当該光受信機のアナログ的な特性劣化に起因して生じる第２の波形歪みを補償する第２の等化フィルタ係数が予め設定されている。例えば、まず、光受信機の製造出荷検査時に、その光受信機の持つアナログ的な波形劣化要因が定量的に測定される。そして、これを補正するフィルタ係数が第２の等化フィルタ係数として設定される。つまり、光受信機に搭載される各々の部品の持つ特性が測定され、それらの劣化度合いを補償する周波数／時間フィルタ係数が決定される。
そして、係数演算部で第１の等化フィルタ係数と第２の等化フィルタ係数が演算されて第３の等化フィルタ係数が生成される。波形等化フィルタは、この第３の等化フィルタ係数に基づいて、第１の波形歪みと第２の波形歪みを含んだ入力信号に対して等化処理を施して、第１の波形歪みと第２の波形歪みがそれぞれ補正された出力信号を出力する。このように、第１の実施形態の光受信機は、第２の係数設定部と演算部を備えた波形等化処理部で、部品ばらつき等のアナログ的な波形劣化要因により歪んでいる信号波形をデジタル的に補正することにより、感度劣化の改善を図ることができる。
つまり、第１の実施形態は、アナログ的な特性劣化を簡単な回路構成を付加してデジタル的に補正することにより、受信感度の劣化の改善が図られた光受信機を実現する。
次に、第２の実施形態について説明する。
第２の実施形態の光受信機に含まれる波形等化処理部は、図２における波長分散補償部５１に相当し、波形等化フィルタとして周波数領域等化フィルタが用いられる。なお、周波数領域等化フィルタは、図４に示した離散フーリエ変換部、複素乗算部および逆離散フーリエ変換部を含む。
図７は、本発明の第２の実施形態の光受信機に含まれる波形等化処理部の構成を示すブロック図である。波形等化処理部２００は、波長分散を補償する係数とアナログ的な特性劣化を改善する係数を元に演算したフィルタ係数を用いる。これにより、波形等化処理部２００は、同じ周波数領域等化フィルタを用いて波長分散補償とアナログ的な特性劣化の改善を図る。
波形等化処理部２００は、周波数領域等化フィルタ２４１−２４２、第１の係数計算部２１０、第２の係数設定部２２１−２２２、係数演算部２３１−２３２を含む。
波形等化処理部２００には、図１に示したＡ／Ｄ変換部４１ａ、４１ｂ、４２ａ、４２ｂから出力されたＸ偏波Ｉ成分、Ｘ偏波Ｑ成分、Ｙ偏波Ｉ成分、Ｙ偏波Ｑ成分のデジタル信号が入力される。
各成分のデジタル信号は、それぞれ対応する周波数領域等化フィルタで、波長分散補償とアナログ的な特性劣化の改善の処理が行われる。図７の波形等化処理部２００には、Ｘ偏波処理用の周波数領域等化フィルタ２４１とＹ偏波処理用の周波数領域等化フィルタ２４２とが示されている。そして、周波数領域等化フィルタ２４１−２４２は、いずれもＩ成分用とＱ成分用との周波数領域等化フィルタを含む。同様に、第２の係数設定部２２１、２２２および係数演算部２３１、２３２もＩ成分用とＱ成分用の周波数領域等化フィルタと対応して備えられている。
Ｘ偏波処理もＹ偏波処理も処理内容は同じであるので、第１の係数計算部２１０、第２の係数設定部２２１、係数演算部２３１および周波数領域等化フィルタ２４１を用いた構成を例にして波形等化処理部２００の動作を説明する。
第１の係数計算部２１０は、光キャリア信号の波長、波長分散値等の情報に基づいて、波長分散を補償する周波数フィルタ係数を算出して係数演算部２３１に出力する。
第２の係数設定部２２１には、特性劣化を補償する係数が、図示しない外部装置から予め設定されている。ここで、特性劣化を補償する係数とは、光受信機の偏波ビームスプリッタ、光ハイブリッド回路、Ｏ／Ｅ変換部およびＡ／Ｄ変換部等を構成する各々の部品に内在するアナログ的な特性劣化を補償する係数である。例えば、光受信機の製造出荷検査時に、その光受信機に搭載される各々の部品の持つ特性が定量的に測定され、それらの劣化度合いを補償する周波数フィルタ係数が第２の等化フィルタ係数として外部装置から第２の係数設定部２２１に設定される。そして、第２の係数設定部２２１は、予め設定されている周波数フィルタ係数を係数演算部２３１に出力する。
係数演算部２３１には、波長分散を補償する周波数フィルタ係数とアナログ的な特性劣化を補償する周波数フィルタ係数とが入力される。そして、係数演算部２３１は、それらの２種類の周波数フィルタ係数を元に複素乗算などの演算を行い、周波数領域等化フィルタ２４１で用いるフィルタ係数ｃｘ０〜ｃｘＮ−１を出力する。つまり、係数演算部２３１は、各離散周波数成分に対応する２種類の係数を複素乗算などの演算を行って、周波数領域等化フィルタ２４１を構成する複素乗算部で用いるフィルタ係数を出力する。係数演算部２３１は、上述した複素乗算を行ってもよいし、畳み込み演算や各種の変換処理で通常行われるような非線形な演算（例えば２乗演算やＬｏｇ演算）を行ってもよい。
周波数領域等化フィルタ２４１を構成する複素乗算部では、波長分散の補償とアナログ的な特性劣化の補償の２つの特性を持つ周波数フィルタ係数が、入力された複素信号の各離散周波数成分に対応して複素乗算される。その結果、第２の実施形態の光受信機は、波長分散の補償と部品ばらつきを要因とするアナログ的な特性劣化の補償を波形等化処理部２００において同時に実施することができる。
このように、第２の実施形態の光受信機は、第２の係数設定部と係数演算部とをそれぞれ備えた波形等化処理部において、部品ばらつき等のアナログ的な波形劣化要因により歪んでいる信号波形をデジタル的に補正する。その結果、第２の実施形態の光受信機は、受信感度の劣化の改善を図ることができる。
つまり、第２の実施形態は、アナログ的な特性劣化を簡単な回路構成を付加してデジタル的に補正することにより、受信信号の感度劣化の改善を図った光受信機を実現する。
次に、第２の実施形態の変形例について説明する。
第２の実施形態の変形例は、図７を参照して説明した第２の実施形態における波形等化処理部２００と同じ構成を備えている。この変形例と第２の実施形態とが相違する点は、第２の係数設定部２２１、２２２に第２の等化フィルタ係数として外部装置から予め設定される周波数フィルタ係数が、変形例では複数設定されていることである。そして、その複数の周波数フィルタ係数から最適な周波数フィルタ係数が選択されて使用される。
まず、偏波ビームスプリッタ、光ハイブリッド回路、Ｏ／Ｅ変換部およびＡ／Ｄ変換部等の設計仕様、あるいは、工場出荷時に測定したアナログ特性から、補正すべき周波数特性を有する周波数領域等化フィルタ係数が予め求められる。例えば部品特性のばらつきなどのアナログ的な波形劣化要因による波形歪みを補正するための周波数特性は、高い周波数成分の利得を高めるような特性となる。
そして、部品劣化の経時的な変化に対応して補正すべき周波数特性を有する周波数領域等化フィルタ係数が、時間経過に対応させて複数用意される。
図８は、第２の実施形態の変形例における第２の係数設定部の構成を示すブロック図である。
この変形例における第２の係数設定部は、複数の周波数領域等化フィルタ係数を外部から設定されて記憶しておく記憶部２２３と、外部からの選択情報に基づいて複数の周波数領域等化フィルタ係数から１つを選択する選択部２２４とを含む。
この場合、図示されない計時手段により当該光受信機の稼動累積時間が計時され、その稼動累積時間に応じてどの周波数領域等化フィルタ係数を用いるかが外部から選択情報により指示される。選択部２２４は、指示された周波数領域等化フィルタ係数を記憶部２２３から選択し、選択した周波数領域等化フィルタ係数を演算部２３１に出力する。
また、変形例における第２の係数設定部は図８に示す構成でなくてもかまわない。例えば、前述した計時手段を含む当該光受信機の共通部において複数の周波数領域等化フィルタ係数が記憶されており、使用すべき周波数領域等化フィルタ係数が適宜、第２の係数設定部に設定される形態でもかまわない。
また、複数の周波数領域等化フィルタ係数を別の観点で設定する形態でもかまわない。例えば、光受信機に搭載される部品のロットに依存した特性のばらつきの情報に基づいて、その特性のばらつきに対応して補正すべき周波数特性を有する周波数領域等化フィルタ係数が、部品のロットに対応させて複数用意されてもよい。この場合は、当該光受信機の共通部において複数の周波数領域等化フィルタ係数が記憶されており、当該光受信機に使用されている部品のロット情報に基づいて、使用すべき周波数領域等化フィルタ係数が予め第２の係数設定部に設定される。
このように変形例では、複数のフィルタ係数が予め用意され、光受信機の状況に応じて最適なフィルタ係数が選択されて使用されることにより、所望のアナログ特性劣化の補正を効率的に実施できる光受信機を提供することができる。
次に、第３の実施形態について説明する。
第３の実施形態の光受信機に含まれる波形等化処理部は、図２における偏波モード分散補償部５２に相当し、波形等化フィルタとして時間領域等化フィルタが用いられる。なお、時間領域等化フィルタは、図３に示した遅延部、乗算部および加算部を含む。
図９は、本発明の第３の実施形態の光受信機に含まれる波形等化処理部の構成を示すブロック図である。波形等化処理部３００は、偏波モード分散を補償する係数とアナログ的な特性劣化を改善する係数を元に演算したフィルタ係数を用いることで、同じ時間領域等化フィルタを用いて、偏波モード分散補償とアナログ的な特性劣化の改善を図る。
波形等化処理部３００は、時間領域等化フィルタ３４１〜３４４、適応係数計算部３１０、第１係数設定部３２１、第２係数設定部３２２、第３係数設定部３２３、第４係数設定部３２４および演算部３３１〜３３４を含む。
適応係数計算部３１０は、当該波形等化処理部３００から出力されるＸ偏波信号ＸＩ’’、ＸＱ’’、および、Ｙ偏波信号ＹＩ’’、ＹＱ’’をモニタしており、そのモニタ結果に対して適応的に時間領域等化フィルタ係数を算出する。つまり、適応係数計算部３１０は、ＣＭＡなどの係数算出アルゴリズムにより、偏波モード分散を補償するための時間領域等化フィルタ係数を算出して演算部３３１〜３３４に出力する。
第１係数設定部３２１にはＸ偏波、第２係数設定部３２２にはＸ−Ｙ偏波間、第３係数設定部３２３にはＹ−Ｘ偏波間、そして第４係数設定部３２４にはＹ偏波における各タップに対する時間領域等化フィルタ係数が予め設定されている。例えば、Ｘ偏波における係数を設定する第１係数設定部３２１およびＹ偏波における係数を設定する第４係数設定部３２４は、各偏波成分に対する周波数特性を補正するためのフィルタ係数が設定される。そして、Ｘ−Ｙ偏波間における係数を設定する第２係数設定部３２２およびＹ−Ｘ偏波間における係数を設定する第３係数設定部３２３は偏波ビームスプリッタや光ハイブリッド回路の不完全性を補償するためのフィルタ係数が設定される。
ここで、不完全性とは、偏波ビームスプリッタにおいては、設計・製造ばらつきにより、分離されたＸ偏波成分に一部Ｙ偏波成分が残ったり、Ｙ偏波成分に一部Ｘ偏波成分が残ったりすることを指す。また、光ハイブリッド回路においては、不完全性とは、設計・製造ばらつきにより、分離したＩ成分にＱ成分が一部残ったり、Ｑ成分にＩ成分が一部残ったりすることを指す。そして、これらの不完全性は製造出荷検査時に試験光を入力するなどの試験手段を用いて測定される。その測定結果に基づいて、例えば、Ｘ偏波成分に一部残っているＹ偏波成分をＹ偏波成分に戻すような係数がフィルタ係数として設定される。
第１係数設定部３２１、第２係数設定部３２２、第３係数設定部３２３、第４係数設定部３２４のそれぞれは、設定されている時間領域等化フィルタ係数を、対応する演算部３３１〜３３４に出力する。
また、第１係数設定部３２１、第２係数設定部３２２、第３係数設定部３２３、第４係数設定部３２４のそれぞれに設定される係数により、適応係数計算部３１０には適切な初期値が与えられてもよい。つまり、適応係数計算部３１０における適応係数決定のアルゴリズムは、アナログ的な波形劣化要因が無いことを前提に構成されている。また、一般的に、係数を決定する多くのアルゴリズムは、適切な初期値を設定することで、所望のフィルタ特性を示す係数への収束を早めることができる。そのため、出荷検査時に光受信機の持つアナログ的な波形劣化要因を定量的に測定し、これを補正するフィルタ係数を初期値として設定することで、適応係数計算部３１０に対してアナログ的な劣化の無い状態を作り出すことができる。その結果、適応係数計算部３１０における等化フィルタの係数計算の収束を早めることができる。
各演算部３３１〜３３４は、適応係数計算部３１０で算出される偏波モード分散を補償するフィルタ係数と、対応する係数設定部３２１〜３２４に設定される前述したフィルタ係数を元に、複素乗算などの演算を行う。その結果、対応する時間領域等化フィルタ３４１〜３４４で用いる時間領域等化フィルタ係数が算出され、各時間領域等化フィルタ３４１〜３４４の乗算部に出力される。なお、演算部３３１〜３３４で行う演算は、上述した複素乗算でもよいし、畳み込み演算や各種の変換処理で通常行われるような非線形な演算（例えば２乗演算やＬｏｇ演算）でもよい。
時間領域等化フィルタ３４１には係数ｃｘｘ０〜ｃｘｘＮ−１が、時間領域等化フィルタ３４２には係数ｃｘｙ０〜ｃｘｙＮ−１が出力される。そして、時間領域等化フィルタ３４３には係数ｃｙｘ０〜ｃｙｘＮ−１が、時間領域等化フィルタ３４４には係数ｃｙｙ０〜ｃｙｙＮ−１が出力される。
各時間領域等化フィルタ３４１〜３４４の乗算部では、偏波モード分散の補償とアナログ的な特性劣化の補償の２つの特性を持つフィルタ係数が、入力される複素信号の各タップ成分に対応して複素乗算される。その結果、第３の実施形態の光受信機は、偏波モード分散の補償と部品ばらつきを要因とするアナログ的な特性劣化の補償を波形等化処理部３００において同時に実施することができる。
このように、第３の実施形態の光受信機は、係数設定部と演算部とをそれぞれ備えた波形等化処理部によって部品ばらつき等のアナログ的な波形劣化要因により歪んでいる信号波形をデジタル的に補正することにより、感度劣化の改善を図ることができる。
つまり、第３の実施形態は、アナログ的な特性劣化を簡単な回路構成を付加してデジタル的に補正することにより、受信感度の劣化の改善を図った光受信機を実現する。
第３の実施形態の変形例も第２の実施形態の変形例と同様に構成することができる。つまり、第３の実施形態の変形例では、第１係数設定部３２１、第２係数設定部３２２、第３係数設定部３２３、第４係数設定部３２４のそれぞれ、またはいずれかに複数の時間領域等化フィルタ係数が予め設定される。この場合も、偏波ビームスプリッタ、光ハイブリッド回路、Ｏ／Ｅ変換部およびＡ／Ｄ変換部等の設計仕様、あるいは、工場出荷時に測定したアナログ特性から、補正すべき周波数特性や適応計算の初期値となる係数が予め求められている。そして、それらの複数の時間領域等化フィルタ係数から、必要な条件に合致する時間領域等化フィルタ係数が選択して使用される。
この変形例においても、光受信機の状況に応じて、予め用意してある複数のフィルタ係数から最適なフィルタ係数を選択して使用することにより、所望のアナログ特性劣化の補正を効率的に実施できる光受信機を提供することができる。
続いて、第４の実施形態について説明する。
図１０は、本発明の第４の実施形態の光受信機のデジタル信号処理部９０の構成を示すブロック図である。
図２に示したデジタル信号処理部５０との違いは、図２における波長分散補償部５１および偏波モード分散補償部５２が、波長分散補償／偏波モード分散補償部９１として１つの機能ブロックとなっている点である。従って、周波数／位相補償部９２および信号識別部９３は、図２における周波数／位相補償部５３および信号識別部５４と同じ構成である。
図１１は、本発明の第４の実施形態の光受信機のデジタル信号処理部９０に含まれる波長分散補償／偏波モード分散補償部９１である波形等化処理部の構成を示すブロック図である。
波形等化処理部４００は、波長分散を補償する係数と、偏波モード分散を補償する係数と、アナログ的な特性劣化を改善する係数とを元に演算した係数を用いる。そして、波形等化処理部４００は、これらの係数を用いることで、波長分散補償、偏波モード分散補償およびアナログ的な特性劣化の改善を図る。なお、波形等化処理部４００は、周波数領域等化フィルタで波形等化フィルタを構成する。そして、波形等化処理部４００は、離散フーリエ変換部４４１〜４４２、複素乗算部４５１〜４５４、複素加算部４７１〜４７２および逆離散フーリエ変換部４６１〜４６２を波形等化フィルタとして備える。また、波形等化処理部４００は、係数計算部４１０、適応係数計算部４１５、第１係数設定部４２１〜第４係数設定部４２４および演算部４３１〜４３４を含む。
離散フーリエ変換部４４１、４４２は、入力する複素信号に対して離散フーリエ変換を行い、周波数領域の複素信号に変換する。複素乗算部４５１〜４５４は、離散フーリエ変換部４４１、４４２にて出力された周波数領域の複素信号に、対応する演算部４３１〜４３４から出力されるフィルタ係数を乗じて、その結果を複素加算器４７１、４７２に出力する。複素加算器４７１、４７２は、複素乗算部４５１〜４５４より入力される複素信号を複素加算して逆離散フーリエ変換部４６１、４６２に出力する。逆離散フーリエ変換部４６１、４６２では、入力される周波数領域の複素信号に対して逆離散フーリエ変換を行い、時間領域の複素信号に変換して出力する。
係数計算部４１０は、光キャリアの波長や波長分散値等の情報より、波長分散を補償するような周波数領域等化フィルタ係数を算出し、演算部４３１〜４３４に出力する。
適応係数計算部４１５は、当該波形等化処理部４００から出力されるＸ偏波信号ＸＩ’’、ＸＱ’’、および、Ｙ偏波信号ＹＩ’’、ＹＱ’’をモニタしており、そのモニタ結果に対して周波数領域等化フィルタ係数を算出する。つまり、適応係数計算部４１５は、ＣＭＡなどの係数算出アルゴリズムにより、偏波モード分散を補償するための周波数領域等化フィルタ係数を算出して演算部４３１〜４３４に出力する。
第１係数設定部４２１にはＸ偏波、第２係数設定部４２２にはＸ−Ｙ偏波間、第３係数設定部４２３にはＹ−Ｘ偏波間、そして第４係数設定部４２４にはＹ偏波における周波数領域等化フィルタ係数が予め設定されている。
これらの係数の内容は、第３の実施形態で説明したものと同じである。つまり、Ｘ偏波における係数を設定する第１係数設定部４２１およびＹ偏波における係数を設定する第４係数設定部４２４は、各偏波成分に対する周波数特性を補正するためのフィルタ係数が設定される。そして、Ｘ−Ｙ偏波間における係数を設定する第２係数設定部４２２およびＹ−Ｘ偏波間における係数を設定する第３係数設定部４２３は偏波ビームスプリッタや光ハイブリッド回路の不完全性を補償するためのフィルタ係数が設定される。
また、第３の実施形態と同様に、第１係数設定部４２１、第２係数設定部４２２、第３係数設定部４２３、第４係数設定部４２４のそれぞれに設定される係数により、適応係数計算部４１５に対して適切な初期値を与えてもよい。つまり、第３の実施形態でも説明したように、適応係数計算部４１５における適応係数決定のアルゴリズムは、アナログ的な波形劣化要因が無いことを前提に構成されている。また、一般的に、係数を決定する多くのアルゴリズムは、適切な初期値を設定することで、所望のフィルタ特性を示す係数への収束を早めることができる。そのため、出荷検査時に光受信機の持つアナログ的な波形劣化要因を定量的に測定し、これを補正するフィルタ係数を初期値として設定することで、適応係数計算部４１５に対してアナログ的な劣化の無い状態を作り出すことができる。その結果、適応係数計算部４１５における等化フィルタの係数計算の収束を早めることができる。
演算部４３１〜４３４は、係数計算部４１０、適応係数計算部４１５および対応する係数設定部４２１〜４２４からそれぞれ出力されるフィルタ係数を元に複素乗算などの演算を行う。つまり、演算部４３１〜４３４には、係数計算部４１０で算出される波長分散を補償するフィルタ係数と、適応係数計算部４１５で算出される偏波モード分散を補償するフィルタ係数と、各係数設定部４２１〜４２４に設定されるフィルタ係数とが入力される。そして、演算部４３１〜４３４は、複素乗算または畳み込み演算や各種の変換処理で通常行われるような非線形な演算（例えば２乗演算やＬｏｇ演算）を行って、周波数領域の複素信号に乗じられる係数を対応する複素乗算部４５１〜４５４に出力する。周波数領域の複素信号に乗じられる係数として、図１１に示すように、複素乗算部４５１には係数ｃｘｘ０〜ｃｘｘＮ−１が、複素乗算部４５２には係数ｃｘｙ０〜ｃｘｙＮ−１が出力される。そして、複素乗算部４５３には係数ｃｙｘ０〜ｃｙｘＮ−１が、複素乗算部４５４には係数ｃｙｙ０〜ｃｙｙＮ−１が出力される。
このように、第４の実施形態は、波形等化処理部４００において、波長分散補償、偏波モード分散補償およびアナログ的な特性劣化の補償の３つの特性を持つ係数を演算した結果が周波数領域等化フィルタ係数とされる。そのため、第４の実施形態では、波形等化処理部４００は、波長分散補償、偏波モード分散補償およびアナログ的な特性劣化の補償を同時に実施することができる。
また、第４の実施形態では、波長分散補償部と偏波モード分散補償部とが結合されているので、複素乗算器や演算部などの回路数を削減することができる。
このように、第４の実施形態の光受信機は、係数設定部と演算部とをそれぞれ備えた波形等化処理部で、部品ばらつき等のアナログ的な波形劣化要因により歪んでいる信号波形をデジタル的に補正することにより、感度劣化の改善を図ることができる。
つまり、第４の実施形態は、アナログ的な特性劣化を簡単な回路構成を付加してデジタル的に補正することにより、受信信号の感度劣化の改善を図った光受信機を実現する。
なお、第４の実施形態の変形例も第２の実施形態の変形例や第３の実施形態の変形例と同様に構成することができる。つまり、第１係数設定部４２１、第２係数設定部４２２、第３係数設定部４２３、第４係数設定部４２４のそれぞれ、またはいずれかに複数の周波数領域等化フィルタ係数が予め設定されていてもよい。この場合も、偏波ビームスプリッタ、光ハイブリッド回路、Ｏ／Ｅ変換部およびＡ／Ｄ変換部等の設計仕様、あるいは、工場出荷時に測定したアナログ特性から、補正すべき周波数特性や適応計算の初期値となる係数が予め求められる。そして、それらの複数の周波数領域等化フィルタ係数から、必要な条件に合致するフィルタ係数が選択されて使用される。
従って、この変形例においても、光受信機の状況に応じて、予め用意してある複数のフィルタ係数から最適なフィルタ係数を選択して使用することにより、所望のアナログ特性劣化の補正を効率的に実施できる光受信機を提供することができる。
以上に複数の実施形態および変形例で説明したように、本発明の実施形態にかかる光受信機においては、その製造出荷検査時等において、搭載される各々の部品の持つ特性が測定される。そして、それらの特性の劣化度合いを補償する周波数／時間フィルタ係数が決定される。そして、各実施形態にかかる光受信機は、そのフィルタ係数と、波長分散や偏波モード分散などの伝送路による劣化要因を補償するフィルタ係数とを前もって演算し、演算した結果のフィルタ係数を受信信号の波形等化フィルタに適用する。つまり、アナログ特性に基づく劣化要因を補償する係数を予め設定する回路と複数種類の係数を演算する回路を設けることで、光受信機は、アナログ特性に基づく劣化要因を波長分散や偏波モード分散などの伝送路による劣化要因と併せて補償することができる。このように構成された光受信機においては、受信信号波形の等化の段階で伝送路による劣化要因のみならずアナログ特性に基づく劣化要因も補償されるので、受信感度の劣化の改善が図られる。
以上、実施形態を参照して本願発明を説明したが、本願発明は上記実施形態に限定されものではない。本願発明の構成や詳細には、本願発明のスコープ内で当業者が理解し得る様々な変更をすることができる。
この出願は、２０１１年２月２日に出願された日本出願特願２０１１−０２０７０７を基礎とする優先権を主張し、その開示のすべてをここに取り込む。
通常、有限インパルス応答特性を持つＦＩＲデジタルフィルタが、時間領域等化フィルタとして波形等化に用いられる。
図３はＦＩＲフィルタの構成例を示すブロック図である。
ＦＩＲフィルタは、例えば、直列に接続された複数の遅延器を含む遅延部７１と、複数の複素乗算器を含む乗算部７２と、複素加算器から成る加算部７３から構成される。各遅延器は、入力する複素信号をサンプル時間Ｔだけ遅延させて後段に出力する。また、各遅延器の前後からタップされた信号は、各複素乗算器にて各タップに対する時間領域等化フィルタ係数ｃ０〜ｃＮ−１と複素乗算された後に、加算部７３に出力される。加算部７３は、複素加算器により各複素乗算器の総和をとることで、入力信号に対してｃ０〜ｃＮ−１を係数としたデジタルフィルタ処理を行った信号を生成して出力する。
ここで、各タップに対する時間領域等化フィルタ係数は、出力信号をモニタしてＣＭＡ（Ｃｏｎｓｔａｎｔ Ｍｏｄｕｌｕｓ Ａｌｇｏｒｉｔｈｍ）などの手法により、波形等化に必要な係数が適応的に算出される。ここでは、ＣＭＡなどの係数算出アルゴリズムの説明は割愛される。
この時間領域等化フィルタは、一般的に偏波モード分散の補償に用いられる。
波長分散を補償する場合には、時間領域等化フィルタを用いると、下記に説明するように非常に多くのタップ数を要するＦＩＲフィルタが必要になる。
光ファイバの波長分散はファイバの材料や構成に依存する。また、波長分散による信号光波形の広がりは距離に比例して増大する傾向がある。例えば、１０００ｋｍの距離を伝送することで、波長分散の量はおよそ２万ｐｓ／ｎｍとなる。例えば、１００Ｇｂｐｓ信号を５０ＧＨｚ間隔で波長多重して伝送するような場合には、波長分散による信号光波形の広がりはおよそ８千ｐｓとなる。また、１００Ｇｂｐｓ信号を偏波多重された４値位相シフト変調信号光で伝送する場合には、コヒーレント受信されたアナログ電気信号のシンボルレートは２５Ｇｂｐｓとなる。そのため、Ａ／Ｄ変換においてサンプリング定理を満たす２倍の周波数でサンプリングを行うと、サンプル間隔は２０ｐｓとなる。よって、波長分散を補償するためにＦＩＲフィルタを用いるとすると、２万ｐｓ／ｎｍの波長分散を補償するためには、タップ数が４００タップにもおよぶ巨大なＦＩＲフィルタが必要となる。
そこで、波長分散を補償する場合には、比較的小さな回路規模で多段のＦＩＲフィルタと等価な特性を実現できる周波数領域等化フィルタを用いる。
図４は周波数領域等化フィルタの構成例を示すブロック図である。
周波数領域等化フィルタは、離散フーリエ変換部８１、複素乗算部８２、逆離散フーリエ変換部８３および係数計算部８４を含んでいる。
離散フーリエ変換部８１は、前段の装置でサンプリングされデジタル化されて入力する複素信号に対して離散フーリエ変換を行い、周波数領域の複素信号に変換する。つまり、離散フーリエ変換部８１は、入力する時間領域信号に離散フーリエ変換を行うことで、サンプリング周波数により決定される離散的な周波数に対して値を持つ周波数領域の信号を得る。複素乗算部８２は、それぞれの複素乗算器により、離散フーリエ変換部８１から出力された周波数領域の複素信号に係数計算部にて算出された複素係数ｃ０〜ｃＮ−１を乗じて、波形等化された周波数領域の複素信号を得る。波形等化された周波数領域の複素信号は、逆離散フーリエ変換部８３に出力される。逆離散フーリエ変換部８３は、入力した周波数領域の複素信号に対して逆離散フーリエ変換を行い、時間領域の複素信号に変換して出力する。
ここで、波長分散を補償するフィルタ係数は、光キャリア信号の波長や波長分散などの値から算出することが可能である。なお、ここではその数式などについての説明は割愛する。
係数計算部８４は、測定器やモニタ回路などにより測定された波長、波長分散値の情報を入力として、上記の式によりｃ０〜ｃＮ−１の各フィルタ係数を算出する。例えば、特許文献２の段落００２５に記載された数式１を参照。
以上に説明した波形等化フィルタに使われるフィルタ係数は、アナログ的な波形劣化要因が無いことを前提に算出される。
本実施形態に係る光受信機は、当該光受信機の製造出荷検査時に、その光受信機の持つアナログ的な波形劣化要因が定量的に測定され、これを補正するフィルタ係数が別途設定される。
本発明を実施するための形態について図面を参照して説明する。
図５は、本発明の第１の実施形態の光受信機に含まれる波形等化処理部の構成を示すブロック図である。
尚、実施の形態は例示であり、開示の装置及びシステムは、以下の実施の形態の構成には限定されない。
波形等化処理部１００は、第１の係数計算部１１０、第２の係数設定部１２０、係数演算部１３０および波形等化フィルタ１４０を含んで構成される。
第１の係数計算部は、信号光が光ファイバ伝送路を伝送されることに起因して生じる第１の波形歪みを補償する第１の等化フィルタ係数を算出する。第２の係数設定部１２０は、当該光受信機のアナログ的な特性劣化に起因して生じる第２の波形歪みを補償する第２の等化フィルタ係数を予め設定している。係数演算部１３０は、第１の等化フィルタ係数と第２の等化フィルタ係数を演算して、第３の等化フィルタ係数を出力する。波形等化フィルタ１４０は、第３の等化フィルタ係数に基づいて、第１の波形歪みと第２の波形歪みを含んだ入力信号に対して等化処理を施し、第１の波形歪みと第２の波形歪みがそれぞれ補正された出力信号を出力する。
また図６は、本発明の第１の実施形態の光受信機に含まれる波形等化処理部の動作を示すフロー図である。
まず、信号光が光ファイバ伝送路を伝送されることに起因して生じる第１の波形歪みを補償する第１の等化フィルタ係数を算出する（Ｓ１０１）。当該光受信機のアナログ的な特性劣化に起因して生じる第２の波形歪みを補償する、予め設定している第２の等化フィルタ係数を取得する（Ｓ１０２）。第１の等化フィルタ係数と第２の等化フィルタ係数を演算して、第３の等化フィルタ係数を生成する（Ｓ１０３）。第３の等化フィルタ係数に基づいて、第１の波形歪みと第２の波形歪みを含んだ入力信号に対して等化処理を実施する（Ｓ１０４）。第１の波形歪みと第２の波形歪みがそれぞれ補正された出力信号を出力する（Ｓ１０５）。
以上のように、第１の実施形態の光受信機の波形等化処理部は、信号光が光ファイバ伝送路を伝送されることに起因して生じる第１の波形歪みを補償する第１の等化フィルタ係数を算出する第１の係数計算部に加えて第２の係数設定部を備える。
第２の係数設定部には、当該光受信機のアナログ的な特性劣化に起因して生じる第２の波形歪みを補償する第２の等化フィルタ係数が予め設定されている。例えば、まず、光受信機の製造出荷検査時に、その光受信機の持つアナログ的な波形劣化要因が定量的に測定される。そして、これを補正するフィルタ係数が第２の等化フィルタ係数として設定される。つまり、光受信機に搭載される各々の部品の持つ特性が測定され、それらの劣化度合いを補償する周波数／時間フィルタ係数が決定される。
そして、係数演算部で第１の等化フィルタ係数と第２の等化フィルタ係数が演算されて第３の等化フィルタ係数が生成される。波形等化フィルタは、この第３の等化フィルタ係数に基づいて、第１の波形歪みと第２の波形歪みを含んだ入力信号に対して等化処理を施して、第１の波形歪みと第２の波形歪みがそれぞれ補正された出力信号を出力する。このように、第１の実施形態の光受信機は、第２の係数設定部と演算部を備えた波形等化処理部で、部品ばらつき等のアナログ的な波形劣化要因により歪んでいる信号波形をデジタル的に補正することにより、感度劣化の改善を図ることができる。
つまり、第１の実施形態は、アナログ的な特性劣化を簡単な回路構成を付加してデジタル的に補正することにより、受信感度の劣化の改善が図られた光受信機を実現する。
次に、第２の実施形態について説明する。
第２の実施形態の光受信機に含まれる波形等化処理部は、図２における波長分散補償部５１に相当し、波形等化フィルタとして周波数領域等化フィルタが用いられる。なお、周波数領域等化フィルタは、図４に示した離散フーリエ変換部、複素乗算部および逆離散フーリエ変換部を含む。
図７は、本発明の第２の実施形態の光受信機に含まれる波形等化処理部の構成を示すブロック図である。波形等化処理部２００は、波長分散を補償する係数とアナログ的な特性劣化を改善する係数を元に演算したフィルタ係数を用いる。これにより、波形等化処理部２００は、同じ周波数領域等化フィルタを用いて波長分散補償とアナログ的な特性劣化の改善を図る。
波形等化処理部２００は、周波数領域等化フィルタ２４１−２４２、第１の係数計算部２１０、第２の係数設定部２２１−２２２、係数演算部２３１−２３２を含む。
波形等化処理部２００には、図１に示したＡ／Ｄ変換部４１ａ、４１ｂ、４２ａ、４２ｂから出力されたＸ偏波Ｉ成分、Ｘ偏波Ｑ成分、Ｙ偏波Ｉ成分、Ｙ偏波Ｑ成分のデジタル信号が入力される。
各成分のデジタル信号は、それぞれ対応する周波数領域等化フィルタで、波長分散補償とアナログ的な特性劣化の改善の処理が行われる。図７の波形等化処理部２００には、Ｘ偏波処理用の周波数領域等化フィルタ２４１とＹ偏波処理用の周波数領域等化フィルタ２４２とが示されている。そして、周波数領域等化フィルタ２４１−２４２は、いずれもＩ成分用とＱ成分用との周波数領域等化フィルタを含む。同様に、第２の係数設定部２２１、２２２および係数演算部２３１、２３２もＩ成分用とＱ成分用の周波数領域等化フィルタと対応して備えられている。
Ｘ偏波処理もＹ偏波処理も処理内容は同じであるので、第１の係数計算部２１０、第２の係数設定部２２１、係数演算部２３１および周波数領域等化フィルタ２４１を用いた構成を例にして波形等化処理部２００の動作を説明する。
第１の係数計算部２１０は、光キャリア信号の波長、波長分散値等の情報に基づいて、波長分散を補償する周波数フィルタ係数を算出して係数演算部２３１に出力する。
第２の係数設定部２２１には、特性劣化を補償する係数が、図示しない外部装置から予め設定されている。ここで、特性劣化を補償する係数とは、光受信機の偏波ビームスプリッタ、光ハイブリッド回路、Ｏ／Ｅ変換部およびＡ／Ｄ変換部等を構成する各々の部品に内在するアナログ的な特性劣化を補償する係数である。例えば、光受信機の製造出荷検査時に、その光受信機に搭載される各々の部品の持つ特性が定量的に測定され、それらの劣化度合いを補償する周波数フィルタ係数が第２の等化フィルタ係数として外部装置から第２の係数設定部２２１に設定される。そして、第２の係数設定部２２１は、予め設定されている周波数フィルタ係数を係数演算部２３１に出力する。
係数演算部２３１には、波長分散を補償する周波数フィルタ係数とアナログ的な特性劣化を補償する周波数フィルタ係数とが入力される。そして、係数演算部２３１は、それらの２種類の周波数フィルタ係数を元に複素乗算などの演算を行い、周波数領域等化フィルタ２４１で用いるフィルタ係数ｃｘ０〜ｃｘＮ−１を出力する。つまり、係数演算部２３１は、各離散周波数成分に対応する２種類の係数を複素乗算などの演算を行って、周波数領域等化フィルタ２４１を構成する複素乗算部で用いるフィルタ係数を出力する。係数演算部２３１は、上述した複素乗算を行ってもよいし、畳み込み演算や各種の変換処理で通常行われるような非線形な演算（例えば２乗演算やＬｏｇ演算）を行ってもよい。
周波数領域等化フィルタ２４１を構成する複素乗算部では、波長分散の補償とアナログ的な特性劣化の補償の２つの特性を持つ周波数フィルタ係数が、入力された複素信号の各離散周波数成分に対応して複素乗算される。その結果、第２の実施形態の光受信機は、波長分散の補償と部品ばらつきを要因とするアナログ的な特性劣化の補償を波形等化処理部２００において同時に実施することができる。
このように、第２の実施形態の光受信機は、第２の係数設定部と係数演算部とをそれぞれ備えた波形等化処理部において、部品ばらつき等のアナログ的な波形劣化要因により歪んでいる信号波形をデジタル的に補正する。その結果、第２の実施形態の光受信機は、受信感度の劣化の改善を図ることができる。
つまり、第２の実施形態は、アナログ的な特性劣化を簡単な回路構成を付加してデジタル的に補正することにより、受信信号の感度劣化の改善を図った光受信機を実現する。
次に、第２の実施形態の変形例について説明する。
第２の実施形態の変形例は、図７を参照して説明した第２の実施形態における波形等化処理部２００と同じ構成を備えている。この変形例と第２の実施形態とが相違する点は、第２の係数設定部２２１、２２２に第２の等化フィルタ係数として外部装置から予め設定される周波数フィルタ係数が、変形例では複数設定されていることである。そして、その複数の周波数フィルタ係数から最適な周波数フィルタ係数が選択されて使用される。
まず、偏波ビームスプリッタ、光ハイブリッド回路、Ｏ／Ｅ変換部およびＡ／Ｄ変換部等の設計仕様、あるいは、工場出荷時に測定したアナログ特性から、補正すべき周波数特性を有する周波数領域等化フィルタ係数が予め求められる。例えば部品特性のばらつきなどのアナログ的な波形劣化要因による波形歪みを補正するための周波数特性は、高い周波数成分の利得を高めるような特性となる。
そして、部品劣化の経時的な変化に対応して補正すべき周波数特性を有する周波数領域等化フィルタ係数が、時間経過に対応させて複数用意される。
図８は、第２の実施形態の変形例における第２の係数設定部の構成を示すブロック図である。
この変形例における第２の係数設定部は、複数の周波数領域等化フィルタ係数を外部から設定されて記憶しておく記憶部２２３と、外部からの選択情報に基づいて複数の周波数領域等化フィルタ係数から１つを選択する選択部２２４とを含む。
この場合、図示されない計時手段により当該光受信機の稼動累積時間が計時され、その稼動累積時間に応じてどの周波数領域等化フィルタ係数を用いるかが外部から選択情報により指示される。選択部２２４は、指示された周波数領域等化フィルタ係数を記憶部２２３から選択し、選択した周波数領域等化フィルタ係数を演算部２３１に出力する。
また、変形例における第２の係数設定部は図８に示す構成でなくてもかまわない。例えば、前述した計時手段を含む当該光受信機の共通部において複数の周波数領域等化フィルタ係数が記憶されており、使用すべき周波数領域等化フィルタ係数が適宜、第２の係数設定部に設定される形態でもかまわない。
また、複数の周波数領域等化フィルタ係数を別の観点で設定する形態でもかまわない。例えば、光受信機に搭載される部品のロットに依存した特性のばらつきの情報に基づいて、その特性のばらつきに対応して補正すべき周波数特性を有する周波数領域等化フィルタ係数が、部品のロットに対応させて複数用意されてもよい。この場合は、当該光受信機の共通部において複数の周波数領域等化フィルタ係数が記憶されており、当該光受信機に使用されている部品のロット情報に基づいて、使用すべき周波数領域等化フィルタ係数が予め第２の係数設定部に設定される。
このように変形例では、複数のフィルタ係数が予め用意され、光受信機の状況に応じて最適なフィルタ係数が選択されて使用されることにより、所望のアナログ特性劣化の補正を効率的に実施できる光受信機を提供することができる。
次に、第３の実施形態について説明する。
第３の実施形態の光受信機に含まれる波形等化処理部は、図２における偏波モード分散補償部５２に相当し、波形等化フィルタとして時間領域等化フィルタが用いられる。なお、時間領域等化フィルタは、図３に示した遅延部、乗算部および加算部を含む。
図９は、本発明の第３の実施形態の光受信機に含まれる波形等化処理部の構成を示すブロック図である。波形等化処理部３００は、偏波モード分散を補償する係数とアナログ的な特性劣化を改善する係数を元に演算したフィルタ係数を用いることで、同じ時間領域等化フィルタを用いて、偏波モード分散補償とアナログ的な特性劣化の改善を図る。
波形等化処理部３００は、時間領域等化フィルタ３４１〜３４４、適応係数計算部３１０、第１係数設定部３２１、第２係数設定部３２２、第３係数設定部３２３、第４係数設定部３２４および演算部３３１〜３３４を含む。
適応係数計算部３１０は、当該波形等化処理部３００から出力されるＸ偏波信号ＸＩ’’、ＸＱ’’、および、Ｙ偏波信号ＹＩ’’、ＹＱ’’をモニタしており、そのモニタ結果に対して適応的に時間領域等化フィルタ係数を算出する。つまり、適応係数計算部３１０は、ＣＭＡなどの係数算出アルゴリズムにより、偏波モード分散を補償するための時間領域等化フィルタ係数を算出して演算部３３１〜３３４に出力する。
第１係数設定部３２１にはＸ偏波、第２係数設定部３２２にはＸ−Ｙ偏波間、第３係数設定部３２３にはＹ−Ｘ偏波間、そして第４係数設定部３２４にはＹ偏波における各タップに対する時間領域等化フィルタ係数が予め設定されている。例えば、Ｘ偏波における係数を設定する第１係数設定部３２１およびＹ偏波における係数を設定する第４係数設定部３２４は、各偏波成分に対する周波数特性を補正するためのフィルタ係数が設定される。そして、Ｘ−Ｙ偏波間における係数を設定する第２係数設定部３２２およびＹ−Ｘ偏波間における係数を設定する第３係数設定部３２３は偏波ビームスプリッタや光ハイブリッド回路の不完全性を補償するためのフィルタ係数が設定される。
ここで、不完全性とは、偏波ビームスプリッタにおいては、設計・製造ばらつきにより、分離されたＸ偏波成分に一部Ｙ偏波成分が残ったり、Ｙ偏波成分に一部Ｘ偏波成分が残ったりすることを指す。また、光ハイブリッド回路においては、不完全性とは、設計・製造ばらつきにより、分離したＩ成分にＱ成分が一部残ったり、Ｑ成分にＩ成分が一部残ったりすることを指す。そして、これらの不完全性は製造出荷検査時に試験光を入力するなどの試験手段を用いて測定される。その測定結果に基づいて、例えば、Ｘ偏波成分に一部残っているＹ偏波成分をＹ偏波成分に戻すような係数がフィルタ係数として設定される。
第１係数設定部３２１、第２係数設定部３２２、第３係数設定部３２３、第４係数設定部３２４のそれぞれは、設定されている時間領域等化フィルタ係数を、対応する演算部３３１〜３３４に出力する。
また、第１係数設定部３２１、第２係数設定部３２２、第３係数設定部３２３、第４係数設定部３２４のそれぞれに設定される係数により、適応係数計算部３１０には適切な初期値が与えられてもよい。つまり、適応係数計算部３１０における適応係数決定のアルゴリズムは、アナログ的な波形劣化要因が無いことを前提に構成されている。また、一般的に、係数を決定する多くのアルゴリズムは、適切な初期値を設定することで、所望のフィルタ特性を示す係数への収束を早めることができる。そのため、出荷検査時に光受信機の持つアナログ的な波形劣化要因を定量的に測定し、これを補正するフィルタ係数を初期値として設定することで、適応係数計算部３１０に対してアナログ的な劣化の無い状態を作り出すことができる。その結果、適応係数計算部３１０における等化フィルタの係数計算の収束を早めることができる。
各演算部３３１〜３３４は、適応係数計算部３１０で算出される偏波モード分散を補償するフィルタ係数と、対応する係数設定部３２１〜３２４に設定される前述したフィルタ係数を元に、複素乗算などの演算を行う。その結果、対応する時間領域等化フィルタ３４１〜３４４で用いる時間領域等化フィルタ係数が算出され、各時間領域等化フィルタ３４１〜３４４の乗算部に出力される。なお、演算部３３１〜３３４で行う演算は、上述した複素乗算でもよいし、畳み込み演算や各種の変換処理で通常行われるような非線形な演算（例えば２乗演算やＬｏｇ演算）でもよい。
時間領域等化フィルタ３４１には係数ｃｘｘ０〜ｃｘｘＮ−１が、時間領域等化フィルタ３４２には係数ｃｘｙ０〜ｃｘｙＮ−１が出力される。そして、時間領域等化フィルタ３４３には係数ｃｙｘ０〜ｃｙｘＮ−１が、時間領域等化フィルタ３４４には係数ｃｙｙ０〜ｃｙｙＮ−１が出力される。
各時間領域等化フィルタ３４１〜３４４の乗算部では、偏波モード分散の補償とアナログ的な特性劣化の補償の２つの特性を持つフィルタ係数が、入力される複素信号の各タップ成分に対応して複素乗算される。その結果、第３の実施形態の光受信機は、偏波モード分散の補償と部品ばらつきを要因とするアナログ的な特性劣化の補償を波形等化処理部３００において同時に実施することができる。
このように、第３の実施形態の光受信機は、係数設定部と演算部とをそれぞれ備えた波形等化処理部によって部品ばらつき等のアナログ的な波形劣化要因により歪んでいる信号波形をデジタル的に補正することにより、感度劣化の改善を図ることができる。
つまり、第３の実施形態は、アナログ的な特性劣化を簡単な回路構成を付加してデジタル的に補正することにより、受信感度の劣化の改善を図った光受信機を実現する。
第３の実施形態の変形例も第２の実施形態の変形例と同様に構成することができる。つまり、第３の実施形態の変形例では、第１係数設定部３２１、第２係数設定部３２２、第３係数設定部３２３、第４係数設定部３２４のそれぞれ、またはいずれかに複数の時間領域等化フィルタ係数が予め設定される。この場合も、偏波ビームスプリッタ、光ハイブリッド回路、Ｏ／Ｅ変換部およびＡ／Ｄ変換部等の設計仕様、あるいは、工場出荷時に測定したアナログ特性から、補正すべき周波数特性や適応計算の初期値となる係数が予め求められている。そして、それらの複数の時間領域等化フィルタ係数から、必要な条件に合致する時間領域等化フィルタ係数が選択して使用される。
この変形例においても、光受信機の状況に応じて、予め用意してある複数のフィルタ係数から最適なフィルタ係数を選択して使用することにより、所望のアナログ特性劣化の補正を効率的に実施できる光受信機を提供することができる。
続いて、第４の実施形態について説明する。
図１０は、本発明の第４の実施形態の光受信機のデジタル信号処理部９０の構成を示すブロック図である。
図２に示したデジタル信号処理部５０との違いは、図２における波長分散補償部５１および偏波モード分散補償部５２が、波長分散補償／偏波モード分散補償部９１として１つの機能ブロックとなっている点である。従って、周波数／位相補償部９２および信号識別部９３は、図２における周波数／位相補償部５３および信号識別部５４と同じ構成である。
図１１は、本発明の第４の実施形態の光受信機のデジタル信号処理部９０に含まれる波長分散補償／偏波モード分散補償部９１である波形等化処理部の構成を示すブロック図である。
波形等化処理部４００は、波長分散を補償する係数と、偏波モード分散を補償する係数と、アナログ的な特性劣化を改善する係数とを元に演算した係数を用いる。そして、波形等化処理部４００は、これらの係数を用いることで、波長分散補償、偏波モード分散補償およびアナログ的な特性劣化の改善を図る。なお、波形等化処理部４００は、周波数領域等化フィルタで波形等化フィルタを構成する。そして、波形等化処理部４００は、離散フーリエ変換部４４１〜４４２、複素乗算部４５１〜４５４、複素加算部４７１〜４７２および逆離散フーリエ変換部４６１〜４６２を波形等化フィルタとして備える。また、波形等化処理部４００は、係数計算部４１０、適応係数計算部４１５、第１係数設定部４２１〜第４係数設定部４２４および演算部４３１〜４３４を含む。
離散フーリエ変換部４４１、４４２は、入力する複素信号に対して離散フーリエ変換を行い、周波数領域の複素信号に変換する。複素乗算部４５１〜４５４は、離散フーリエ変換部４４１、４４２にて出力された周波数領域の複素信号に、対応する演算部４３１〜４３４から出力されるフィルタ係数を乗じて、その結果を複素加算器４７１、４７２に出力する。複素加算器４７１、４７２は、複素乗算部４５１〜４５４より入力される複素信号を複素加算して逆離散フーリエ変換部４６１、４６２に出力する。逆離散フーリエ変換部４６１、４６２では、入力される周波数領域の複素信号に対して逆離散フーリエ変換を行い、時間領域の複素信号に変換して出力する。
係数計算部４１０は、光キャリアの波長や波長分散値等の情報より、波長分散を補償するような周波数領域等化フィルタ係数を算出し、演算部４３１〜４３４に出力する。
適応係数計算部４１５は、当該波形等化処理部４００から出力されるＸ偏波信号ＸＩ’’、ＸＱ’’、および、Ｙ偏波信号ＹＩ’’、ＹＱ’’をモニタしており、そのモニタ結果に対して周波数領域等化フィルタ係数を算出する。つまり、適応係数計算部４１５は、ＣＭＡなどの係数算出アルゴリズムにより、偏波モード分散を補償するための周波数領域等化フィルタ係数を算出して演算部４３１〜４３４に出力する。
第１係数設定部４２１にはＸ偏波、第２係数設定部４２２にはＸ−Ｙ偏波間、第３係数設定部４２３にはＹ−Ｘ偏波間、そして第４係数設定部４２４にはＹ偏波における周波数領域等化フィルタ係数が予め設定されている。
これらの係数の内容は、第３の実施形態で説明したものと同じである。つまり、Ｘ偏波における係数を設定する第１係数設定部４２１およびＹ偏波における係数を設定する第４係数設定部４２４は、各偏波成分に対する周波数特性を補正するためのフィルタ係数が設定される。そして、Ｘ−Ｙ偏波間における係数を設定する第２係数設定部４２２およびＹ−Ｘ偏波間における係数を設定する第３係数設定部４２３は偏波ビームスプリッタや光ハイブリッド回路の不完全性を補償するためのフィルタ係数が設定される。
また、第３の実施形態と同様に、第１係数設定部４２１、第２係数設定部４２２、第３係数設定部４２３、第４係数設定部４２４のそれぞれに設定される係数により、適応係数計算部４１５に対して適切な初期値を与えてもよい。つまり、第３の実施形態でも説明したように、適応係数計算部４１５における適応係数決定のアルゴリズムは、アナログ的な波形劣化要因が無いことを前提に構成されている。また、一般的に、係数を決定する多くのアルゴリズムは、適切な初期値を設定することで、所望のフィルタ特性を示す係数への収束を早めることができる。そのため、出荷検査時に光受信機の持つアナログ的な波形劣化要因を定量的に測定し、これを補正するフィルタ係数を初期値として設定することで、適応係数計算部４１５に対してアナログ的な劣化の無い状態を作り出すことができる。その結果、適応係数計算部４１５における等化フィルタの係数計算の収束を早めることができる。
演算部４３１〜４３４は、係数計算部４１０、適応係数計算部４１５および対応する係数設定部４２１〜４２４からそれぞれ出力されるフィルタ係数を元に複素乗算などの演算を行う。つまり、演算部４３１〜４３４には、係数計算部４１０で算出される波長分散を補償するフィルタ係数と、適応係数計算部４１５で算出される偏波モード分散を補償するフィルタ係数と、各係数設定部４２１〜４２４に設定されるフィルタ係数とが入力される。そして、演算部４３１〜４３４は、複素乗算または畳み込み演算や各種の変換処理で通常行われるような非線形な演算（例えば２乗演算やＬｏｇ演算）を行って、周波数領域の複素信号に乗じられる係数を対応する複素乗算部４５１〜４５４に出力する。周波数領域の複素信号に乗じられる係数として、図１１に示すように、複素乗算部４５１には係数ｃｘｘ０〜ｃｘｘＮ−１が、複素乗算部４５２には係数ｃｘｙ０〜ｃｘｙＮ−１が出力される。そして、複素乗算部４５３には係数ｃｙｘ０〜ｃｙｘＮ−１が、複素乗算部４５４には係数ｃｙｙ０〜ｃｙｙＮ−１が出力される。
このように、第４の実施形態は、波形等化処理部４００において、波長分散補償、偏波モード分散補償およびアナログ的な特性劣化の補償の３つの特性を持つ係数を演算した結果が周波数領域等化フィルタ係数とされる。そのため、第４の実施形態では、波形等化処理部４００は、波長分散補償、偏波モード分散補償およびアナログ的な特性劣化の補償を同時に実施することができる。
また、第４の実施形態では、波長分散補償部と偏波モード分散補償部とが結合されているので、複素乗算器や演算部などの回路数を削減することができる。
このように、第４の実施形態の光受信機は、係数設定部と演算部とをそれぞれ備えた波形等化処理部で、部品ばらつき等のアナログ的な波形劣化要因により歪んでいる信号波形をデジタル的に補正することにより、感度劣化の改善を図ることができる。
つまり、第４の実施形態は、アナログ的な特性劣化を簡単な回路構成を付加してデジタル的に補正することにより、受信信号の感度劣化の改善を図った光受信機を実現する。
なお、第４の実施形態の変形例も第２の実施形態の変形例や第３の実施形態の変形例と同様に構成することができる。つまり、第１係数設定部４２１、第２係数設定部４２２、第３係数設定部４２３、第４係数設定部４２４のそれぞれ、またはいずれかに複数の周波数領域等化フィルタ係数が予め設定されていてもよい。この場合も、偏波ビームスプリッタ、光ハイブリッド回路、Ｏ／Ｅ変換部およびＡ／Ｄ変換部等の設計仕様、あるいは、工場出荷時に測定したアナログ特性から、補正すべき周波数特性や適応計算の初期値となる係数が予め求められる。そして、それらの複数の周波数領域等化フィルタ係数から、必要な条件に合致するフィルタ係数が選択されて使用される。
従って、この変形例においても、光受信機の状況に応じて、予め用意してある複数のフィルタ係数から最適なフィルタ係数を選択して使用することにより、所望のアナログ特性劣化の補正を効率的に実施できる光受信機を提供することができる。
以上に複数の実施形態および変形例で説明したように、本発明の実施形態にかかる光受信機においては、その製造出荷検査時等において、搭載される各々の部品の持つ特性が測定される。そして、それらの特性の劣化度合いを補償する周波数／時間フィルタ係数が決定される。そして、各実施形態にかかる光受信機は、そのフィルタ係数と、波長分散や偏波モード分散などの伝送路による劣化要因を補償するフィルタ係数とを前もって演算し、演算した結果のフィルタ係数を受信信号の波形等化フィルタに適用する。つまり、アナログ特性に基づく劣化要因を補償する係数を予め設定する回路と複数種類の係数を演算する回路を設けることで、光受信機は、アナログ特性に基づく劣化要因を波長分散や偏波モード分散などの伝送路による劣化要因と併せて補償することができる。このように構成された光受信機においては、受信信号波形の等化の段階で伝送路による劣化要因のみならずアナログ特性に基づく劣化要因も補償されるので、受信感度の劣化の改善が図られる。
以上、実施形態を参照して本願発明を説明したが、本願発明は上記実施形態に限定されものではない。本願発明の構成や詳細には、本願発明のスコープ内で当業者が理解し得る様々な変更をすることができる。
この出願は、２０１１年２月２日に出願された日本出願特願２０１１−０２０７０７を基礎とする優先権を主張し、その開示のすべてをここに取り込む。
１ 光受信機
１１、１２ 偏波ビームスプリッタ
２１、２２ 光ハイブリッド回路
３１ａ、３１ｂ、３２ａ、３２ｂ Ｏ／Ｅ変換部
４１ａ、４１ｂ、４２ａ、４２ｂ Ａ／Ｄ変換部
５０、９０ デジタル信号処理部
６０ 局部発振光源
５１ 波長分散補償部
５２ 偏波モード分散補償部
５３、９２ 周波数／位相補償部
５４、９３ 信号識別部
７１ 遅延部
７２ 乗算部
７３ 加算部
８１、４４１、４４２ 離散フーリエ変換部
８２、４５１、４５２、４５３、４５４ 複素乗算部
８３、４６１、４６２ 逆離散フーリエ変換部
８４、４１０ 係数計算部
９１ 波長分散補償／偏波モード分散補償部
１００、２００、３００、４００ 波形等化処理部
１１０、２１０ 第１の係数計算部
１２０、２２１、２２２ 第２の係数設定部
１３０、２３１、２３２ 係数演算部
１４０ 波形等化フィルタ
２２３ 記憶部
２２４ 選択部
２４１、２４２ 周波数領域等化フィルタ
３１０、４１５ 適応係数計算部
３２１、４２１ 第１係数設定部
３２２、４２２ 第２係数設定部
３２３、４２３ 第３係数設定部
３２４、４２４ 第４係数設定部
３３１、３３２、３３３、３３４ 演算部
４３１、４３２、４３３、４３４ 演算部
４７１、４７２ 複素加算部
１１、１２ 偏波ビームスプリッタ
２１、２２ 光ハイブリッド回路
３１ａ、３１ｂ、３２ａ、３２ｂ Ｏ／Ｅ変換部
４１ａ、４１ｂ、４２ａ、４２ｂ Ａ／Ｄ変換部
５０、９０ デジタル信号処理部
６０ 局部発振光源
５１ 波長分散補償部
５２ 偏波モード分散補償部
５３、９２ 周波数／位相補償部
５４、９３ 信号識別部
７１ 遅延部
７２ 乗算部
７３ 加算部
８１、４４１、４４２ 離散フーリエ変換部
８２、４５１、４５２、４５３、４５４ 複素乗算部
８３、４６１、４６２ 逆離散フーリエ変換部
８４、４１０ 係数計算部
９１ 波長分散補償／偏波モード分散補償部
１００、２００、３００、４００ 波形等化処理部
１１０、２１０ 第１の係数計算部
１２０、２２１、２２２ 第２の係数設定部
１３０、２３１、２３２ 係数演算部
１４０ 波形等化フィルタ
２２３ 記憶部
２２４ 選択部
２４１、２４２ 周波数領域等化フィルタ
３１０、４１５ 適応係数計算部
３２１、４２１ 第１係数設定部
３２２、４２２ 第２係数設定部
３２３、４２３ 第３係数設定部
３２４、４２４ 第４係数設定部
３３１、３３２、３３３、３３４ 演算部
４３１、４３２、４３３、４３４ 演算部
４７１、４７２ 複素加算部
Claims (5)
- 信号光が光ファイバ伝送路を伝送されることに起因して生じる第１の波形歪みを補償する第１の等化フィルタ係数を算出する第１の係数計算手段と、
光受信機を構成する部品のアナログ的な特性劣化に起因して生じる第２の波形歪みを補償する第２の等化フィルタ係数を予め設定している第２の係数設定手段と、
前記第１の等化フィルタ係数と前記第２の等化フィルタ係数を演算して、第３の等化フィルタ係数を出力する係数演算手段と、
前記第３の等化フィルタ係数に基づいて、前記第１の波形歪みと前記第２の波形歪みを含んだ入力信号に対して等化処理を施し、前記第１の波形歪みと前記第２の波形歪みをそれぞれ補正して出力信号を出力する波形等化フィルタ手段とを含む波形等化処理手段を備えた光受信機であって、
前記第２の係数設定手段は、前記光受信機を構成する部品の特性劣化を、経時的な変化に対応して補償する等化フィルタ係数を、前記第２の等化フィルタ係数として時間経過に対応させて予め複数記憶し、前記光受信機の稼動累積時間に応じた指示に基づいて、記憶した複数の前記第２の等化フィルタ係数から１つの前記第２の等化フィルタ係数を選択して出力することを特徴とする光受信機。 - 前記波形等化フィルタ手段は、周波数領域等化フィルタであって、前記第１の係数計算手段は、波長分散を補償する等化フィルタ係数を算出し、前記係数演算手段は、前記波長分散を補償する等化フィルタ係数と前記第２の等化フィルタ係数を演算して、前記第３の等化フィルタ係数を出力することを特徴とする請求項１に記載の光受信機。
- 前記波形等化フィルタ手段は、時間領域等化フィルタであって、前記第１の係数計算手段は、偏波モード分散を補償する等化フィルタ係数を算出し、前記係数演算手段は、前記偏波モード分散を補償する等化フィルタ係数と前記第２の等化フィルタ係数を演算して、前記第３の等化フィルタ係数を出力することを特徴とする請求項１に記載の光受信機。
- 前記波形等化フィルタ手段は、周波数領域等化フィルタであって、前記第１の係数計算手段は、波長分散を補償する等化フィルタ係数を算出する係数計算手段と、偏波モード分散を補償する等化フィルタ係数を算出する適応係数計算手段とを含み、前記係数演算手段は、前記波長分散を補償する等化フィルタ係数、前記偏波モード分散を補償する等化フィルタ係数および前記第２の等化フィルタ係数を演算して、前記第３の等化フィルタ係数を出力することを特徴とする請求項１に記載の光受信機。
- 信号光が光ファイバ伝送路を伝送されることに起因して生じる第１の波形歪みを補償する第１の等化フィルタ係数を算出し、
光受信機を構成する部品のアナログ的な特性劣化に起因して生じる第２の波形歪みを補償する、予め設定している第２の等化フィルタ係数を取得し、
前記第１の等化フィルタ係数と前記第２の等化フィルタ係数を演算して、第３の等化フィルタ係数を生成し、
前記第３の等化フィルタ係数に基づいて、前記第１の波形歪みと前記第２の波形歪みを含んだ入力信号に対して等化処理を実施し、
前記第１の波形歪みと前記第２の波形歪みがそれぞれ補正された出力信号を出力する
ことを特徴とする光受信方法であって、さらに、
前記光受信機を構成する部品の特性劣化を、経時的な変化に対応して補償する等化フィルタ係数を、前記第２の等化フィルタ係数として時間経過に対応させて予め複数記憶し、前記光受信機の稼動累積時間に応じた指示に基づいて、記憶した複数の前記第２の等化フィルタ係数から１つの前記第２の等化フィルタ係数を選択して出力することを特徴とする光受信方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2012556004A JP5692245B2 (ja) | 2011-02-02 | 2012-02-01 | 光受信機および光受信方法 |
Applications Claiming Priority (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2011020707 | 2011-02-02 | ||
| JP2011020707 | 2011-02-02 | ||
| JP2012556004A JP5692245B2 (ja) | 2011-02-02 | 2012-02-01 | 光受信機および光受信方法 |
| PCT/JP2012/052792 WO2012105714A1 (ja) | 2011-02-02 | 2012-02-01 | 光受信機および光受信方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPWO2012105714A1 JPWO2012105714A1 (ja) | 2014-07-03 |
| JP5692245B2 true JP5692245B2 (ja) | 2015-04-01 |
Family
ID=46602911
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2012556004A Active JP5692245B2 (ja) | 2011-02-02 | 2012-02-01 | 光受信機および光受信方法 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US20130302041A1 (ja) |
| JP (1) | JP5692245B2 (ja) |
| CN (1) | CN103339884B (ja) |
| WO (1) | WO2012105714A1 (ja) |
Families Citing this family (17)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US9178625B1 (en) * | 2012-12-03 | 2015-11-03 | Clariphy Communications Inc. | Timing recovery for optical coherent receivers in the presence of polarization mode dispersion |
| WO2014122815A1 (ja) * | 2013-02-07 | 2014-08-14 | 日本電気株式会社 | 信号処理装置及び信号処理方法 |
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-
2012
- 2012-02-01 US US13/981,209 patent/US20130302041A1/en not_active Abandoned
- 2012-02-01 JP JP2012556004A patent/JP5692245B2/ja active Active
- 2012-02-01 WO PCT/JP2012/052792 patent/WO2012105714A1/ja active Application Filing
- 2012-02-01 CN CN201280007625.XA patent/CN103339884B/zh active Active
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Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CN103339884B (zh) | 2016-04-20 |
| WO2012105714A1 (ja) | 2012-08-09 |
| JPWO2012105714A1 (ja) | 2014-07-03 |
| US20130302041A1 (en) | 2013-11-14 |
| CN103339884A (zh) | 2013-10-02 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20140617 |
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