WO2021210259A1 - フィルタ係数更新装置、フィルタ装置、復調装置、受信装置、送受信システム、フィルタ係数更新方法及び記録媒体 - Google Patents

フィルタ係数更新装置、フィルタ装置、復調装置、受信装置、送受信システム、フィルタ係数更新方法及び記録媒体 Download PDF

Info

Publication number
WO2021210259A1
WO2021210259A1 PCT/JP2021/005521 JP2021005521W WO2021210259A1 WO 2021210259 A1 WO2021210259 A1 WO 2021210259A1 JP 2021005521 W JP2021005521 W JP 2021005521W WO 2021210259 A1 WO2021210259 A1 WO 2021210259A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
filter
filter coefficient
stages
filters
updating
Prior art date
Application number
PCT/JP2021/005521
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
学 有川
Original Assignee
日本電気株式会社
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 日本電気株式会社 filed Critical 日本電気株式会社
Priority to US17/918,179 priority Critical patent/US20230130197A1/en
Priority to JP2022515220A priority patent/JPWO2021210259A5/ja
Publication of WO2021210259A1 publication Critical patent/WO2021210259A1/ja

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B10/00—Transmission systems employing electromagnetic waves other than radio-waves, e.g. infrared, visible or ultraviolet light, or employing corpuscular radiation, e.g. quantum communication
    • H04B10/60—Receivers
    • H04B10/61—Coherent receivers
    • H04B10/616—Details of the electronic signal processing in coherent optical receivers
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H21/00—Adaptive networks
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B10/00—Transmission systems employing electromagnetic waves other than radio-waves, e.g. infrared, visible or ultraviolet light, or employing corpuscular radiation, e.g. quantum communication
    • H04B10/60—Receivers
    • H04B10/61—Coherent receivers
    • H04B10/616—Details of the electronic signal processing in coherent optical receivers
    • H04B10/6166—Polarisation demultiplexing, tracking or alignment of orthogonal polarisation components
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04J—MULTIPLEX COMMUNICATION
    • H04J14/00—Optical multiplex systems
    • H04J14/06—Polarisation multiplex systems

Definitions

  • the present invention relates to a filter for signal processing and derivation of a filter coefficient.
  • a multi-level modulation method such as the QAM modulation method is generally adopted in order to realize high utilization efficiency of the signal spectrum.
  • QAM is an abbreviation for Quadrature Amplitude Modulation. Since the introduction of coherent reception technology, flexible equalization processing of received signals by digital signal processing has become possible. However, optical transmission using a multi-valued modulated signal is generally vulnerable to distortion generated in the signal (hereinafter, also referred to as "signal distortion"). Therefore, it is necessary to perform processing for compensating for the influence of signal distortion on the received data.
  • FIG. 1 is a conceptual diagram showing the configuration of an optical communication system 100, which is an example of a general optical communication system that performs optical transmission by a signal of a QAM modulation method.
  • the optical communication system 100 includes an optical transmitter 110, a transmission line 120, and an optical receiver 130.
  • the optical transmitter 110 includes a coding unit 111, an LD 112, and an optical modulator 113.
  • LD is an abbreviation for Laser diode.
  • the coding unit 111 inputs the coded data obtained by encoding the input data to the optical modulator 113.
  • the coded data is divided into, for example, four series and input to the optical modulator 113 in parallel.
  • the coding unit 111 generates a total of four sequences of signals having quadrature phase amplitudes I and Q of X-polarized light and Y-polarized light orthogonal to the X-polarized wave.
  • I is an abbreviation for In-phase.
  • Q is an abbreviation for Quadrature.
  • the LD 112 inputs laser light, which is CW light, to the light modulator 113.
  • CW is an abbreviation for Continuous wave.
  • the light modulator 113 modulates the CW light input from the LD 112 with the coded data input from the coding unit 111.
  • the modulated optical signal is transmitted to the optical receiver 130 via the transmission line 120.
  • the transmission line 120 transmits the optical signal input from the optical transmitter 110 to the optical receiver 130.
  • the transmission line 120 is an optical transmission line composed of, for example, an optical fiber or an EDFA.
  • EDFA is an abbreviation for Erbium Doped Optical Fiber Amplifier.
  • the optical receiver 130 includes an LD 131, a coherent receiver 132, an ADC 133, a demodulation unit 134, and a decoding unit 135.
  • ADC is an abbreviation for Analog-to-digital converter.
  • the LD 131 inputs LD light to the coherent receiver 132 as a so-called local oscillator.
  • the coherent receiver 132 is, for example, a polarization diversity type coherent receiver.
  • the coherent receiver 132 detects the optical signal sent from the optical transmitter 110 via the transmission line 120 using the laser beam input from the LD 131, and corresponds to the orthogonal phase amplitude of each polarized light.
  • the four series of received signals are input to the ADC 133.
  • the ADC 133 converts each of the input 4 series of analog signals into reception data which is a digital 4 series reception sample value by sampling, and inputs the input to the demodulation unit 134.
  • the demodulation unit 134 performs data processing for demodulation in the digital region of the input four series of received data. When demodulating, the demodulation unit 134 performs compensation processing described later. The demodulation unit 134 inputs four series of received data after demodulation and compensation processing to the decoding unit 135.
  • the decoding unit 135 decodes the input four series of received data after demodulation corresponding to the coding performed by the coding unit 111. As a result, the decoding unit 135 restores and outputs data corresponding to the data input to the optical transmitter 110 from the received data transmitted by the optical transmitter 110.
  • the demodulation unit 134 and the decoding unit 135 are configured by a computer or a processor as a hardware configuration. The processing performed by the demodulation unit 134 and the decoding unit 135 is typically executed by a program or information.
  • FIG. 2 is a conceptual diagram showing an example of compensation processing performed for demodulation of received data in the demodulation unit 134 of the optical receiver 130 of FIG.
  • the demodulation unit 134 sequentially performs the wavelength dispersion compensation process 201, the polarization fluctuation compensation process 202, and the carrier phase compensation process 203 on the input four series of received data.
  • the wavelength dispersion compensation process 201 is a process for compensating for signal distortion caused by wavelength dispersion generated during optical fiber transmission.
  • the polarization variation compensation process 202 is a process for compensating for signal distortion caused by polarization state variation and polarization mode dispersion that occur during optical fiber transmission.
  • the carrier phase compensation process 203 is a process for compensating for signal distortion caused by a frequency offset and a phase offset between the carrier of the transmitted light signal and the local oscillator light on the receiving side.
  • the compensation process of FIG. 2 is performed on the four series of received data input from the ADC 133 of FIG. 1 to the demodulation unit 134.
  • the wavelength dispersion compensation process 201 and the carrier phase compensation process 203 are performed on each of the two series of received data of the IQ component for each polarization.
  • the polarization fluctuation compensation process 202 (sometimes called polarization separation process) is performed on the received data of four series of both polarizations.
  • FIG. 3 is a conceptual diagram showing MIMO signal processing having a general 2 ⁇ 2 configuration in which the polarization fluctuation compensation processing 202 of FIG. 2 is performed.
  • the (first number) ⁇ (second number) configuration indicates that the filters are arranged in a matrix of (first number) ⁇ (second number).
  • MIMO is an abbreviation for Multiple-Input and Multiple-Output.
  • each of the received data of each polarization series is converted into complex number data composed of I component and Q component.
  • the complex number data of each series is filtered by a filter having a 2 ⁇ 2 configuration.
  • a filter process FIR process
  • FIR Finite impulse response
  • the filter coefficient is updated by the adaptation equalization method in order to perform compensation processing capable of following changes due to various causes.
  • CMA or DDLMS disclosed in Non-Patent Document 1 can be used as the algorithm for updating the filter coefficient.
  • CMA is an abbreviation for Constant modulus algorithm.
  • DDLMS is an abbreviation for Decision directed first mean squares.
  • the causes of signal distortion that occur in optical fiber communication include the time skew between the I component and Q component of the received signal that occurs in the transmitter or receiver (hereinafter, "IQ skew"). Also called.).
  • IQ skew cannot be compensated by MIMO filtering of complex signals as shown in FIG.
  • IQ skew often does not know the exact amount of IQ skew. Therefore, it is desirable that the IQ skew be adaptively compensated.
  • WL Wideline liner
  • the data processing shown in FIG. 4 is data processing using a filter of 16 real number coefficients having a 4 ⁇ 4 configuration.
  • the data processing (WL complex 4 ⁇ 2 MIMO signal processing) of FIG. 5 performs data processing by a filter of 16 real number coefficients also having a 4 ⁇ 2 ⁇ 2 configuration. Therefore, the configurations of FIG. 4 and the configurations of FIG. 5 are different but equivalent.
  • the filter configuration of FIGS. 4 and 5 the received data of the I component and the received data of the Q component can be handled independently. Therefore, in the filter configurations of FIGS. 4 and 5, it is possible to compensate for IQ skew, IQ imbalance, frequency characteristics of each I component or Q component, and the like.
  • the signal distortions caused by the wavelength dispersion, polarization variation dispersion, carrier phase, and IQ skew described above are all linear distortions. Therefore, these signal distortions can be collectively compensated by one MIMO filter.
  • signal distortion due to wavelength dispersion can usually be treated as static unless the transmission path is switched.
  • the signal distortion due to wavelength dispersion does not depend on polarization and has a large temporal spread. Therefore, the filter that compensates for the signal distortion due to wavelength dispersion has a large fixed temporal spread that does not depend on polarization.
  • the filter that compensates for the signal distortion due to polarization fluctuation should be a MIMO filter. Then, in order to compensate for the signal distortion due to the polarization fluctuation, it is necessary to adaptively update the filter coefficient of the MIMO filter.
  • the amount of calculation can be reduced by configuring the signal distortion for each cause of the signal distortion rather than compensating for the signal distortion due to all the causes with one large-scale MIMO filter.
  • the order of compensation for each cause of signal distortion may be important.
  • the order of compensation becomes a problem, for example, when IQ skew compensation processing is performed in a transmission line where wavelength dispersion occurs.
  • Compensation processing for signal distortion due to wavelength dispersion, polarization fluctuation, and frequency / phase offset can all be represented by filter processing using a complex (MIMO) filter, and the order in which these compensation processing is performed is interchangeable. That is, the compensation processing for compensating for these distortions is realized by the Striktry liner (SL) (MIMO) filter, and there is no need to worry about the order of the compensation processing.
  • SL Striktry liner
  • IQ skew and the WL (MIMO) filter that compensates for it are generally not interchangeable with filtering that compensates for signal distortion due to wavelength dispersion, polarization fluctuation, and frequency / phase offset. Therefore, when compensating for signal distortion for each cause of signal distortion including IQ skew, the order of compensation processing for each cause of signal distortion is important.
  • signal distortion includes IQ skew in a transmitter (hereinafter, also referred to as "Tx skew”), phenomena in an optical fiber (wavelength dispersion, polarization fluctuation), frequency offset, and IQ skew in a receiver (hereinafter, also referred to as “Tx skew”).
  • Tx skew IQ skew in a transmitter
  • Tx skew phenomena in an optical fiber
  • Rx skew IQ skew in a receiver
  • the MIMO filter used in the polarization fluctuation compensation processing 102 of FIG. 2 is shown in FIG. 4 or FIG. It is not enough to change to what is done.
  • Non-Patent Document 2 discloses a method of compensating each of the above-mentioned signal distortions collectively with one MIMO filter.
  • Non-Patent Document 2 by compensating for wavelength dispersion, polarization fluctuation and IQ skew with one WL MIMO filter, signals due to IQ skew of both transmitter and receiver even in a transmission line with accumulated wavelength dispersion It is possible to compensate for the distortion.
  • Non-Patent Document 3 discloses a method of compensating each of the above-mentioned distortions for each cause of signal distortion.
  • each of the I and Q components is subjected to wavelength dispersion compensation processing by a complex filter and then filtered by a MIMO filter having a complex 4 ⁇ 2 configuration. It is assumed that the signal distortion due to both IQ skews can be compensated.
  • Non-Patent Document 2 requires a large amount of calculation for the filter and requires a large amount of computational resources, as described above.
  • Non-Patent Document 3 performs compensation processing for each cause of signal distortion, but requires a large-scale filter having a large time spread for wavelength dispersion compensation processing for each of the I component and the Q component. .. Therefore, the method disclosed in Non-Patent Document 3 also requires a large amount of calculation and requires a large amount of calculation resources.
  • An object of the present invention is to provide a filter coefficient updating device or the like that reduces the amount of calculation for signal distortion compensation.
  • the filter coefficient updating device of the present invention is a filter coefficient updating device that updates the filter coefficients of the plurality of filters in a filter layer composed of a plurality of filters connected to the first plurality of stages with respect to received data.
  • the filter coefficient updating device or the like of the present invention reduces the amount of calculation for signal distortion compensation.
  • An example of the configuration of the optical communication system to which the demodulation unit 134 of the present embodiment is applied is the optical communication system 100 shown in FIG. However, the method of equalization processing for demodulation performed by the demodulation unit 134 is different from that shown in FIG.
  • FIG. 6 is a conceptual diagram showing the demodulation unit 134 of the optical receiver 130 of the optical communication system 100 of the present embodiment shown in FIG.
  • the demodulation unit 134 includes filter layers f1 to f5, a loss function derivation unit 261 and a filter coefficient update unit 271.
  • the four series of received data before the demodulation process are input to the demodulation unit 134 as input data x i (i is an integer of 1 to 4, and the same applies hereinafter).
  • the received data before the equalization processing of 4 series includes 2 series of X polarization data (i is 1 or 2 x i ) obtained from X polarization and 2 series of Y bias obtained from Y polarization. It consists of wave data (i is 3 or 4 x i).
  • the filter layers f1 to f5 are filter layers connected to the first to fifth stages, respectively, when viewed from the input side of the four series of received data before the equalization process.
  • x i is denoted as equivalent to u i [0].
  • the output data u i [1] to u i [5] in the figure are output data from the filter layers f1 to f5, respectively.
  • the output data u i [5] is equal to the output data y i which is the final output data from the demodulation unit 134.
  • the demodulation unit 134 performs each compensation process by each filter when demodulating the received data before the equalization process of the four series by the equalization process.
  • the compensation processing is Rx skew compensation processing, wavelength dispersion compensation processing, polarization fluctuation compensation processing, carrier phase compensation processing, and Tx skew compensation processing. The contents of these compensation processes are as described in the background technology section.
  • the filter layer f1 is for performing Rx skew compensation processing. Further, the filter layer f2 is for performing wavelength dispersion compensation processing. Further, the filter layer f3 is for performing polarization fluctuation compensation processing.
  • the filter layer f4 is for performing carrier phase compensation processing. Further, the filter layer f5 is for performing Tx skew compensation processing.
  • the filter coefficient updating unit 271 updates the filter coefficient of each filter of the filter layers f1 to f5. At that time, the filter coefficient updating unit 271 performs Rx skew compensation processing 251 on the filter layer f1. The filter coefficient updating unit 271 also performs polarization fluctuation compensation processing 253 on the filter layer f3. The filter coefficient updating unit 271 also performs Tx skew compensation processing 255 on the filter layer f5.
  • the filter coefficient update unit 271 derives the update amount when updating the filter coefficient of each filter from the loss function derived by the loss function derivation unit 261.
  • the update amount is a value indicating the degree to which the filter coefficient is changed and the increase / decrease.
  • the loss function is a function of output data representing a deviation of the received signal from the desired state, and is an implicit function of the filter coefficient.
  • the loss function derivation unit 261 derives a loss function from each of the four series of received data after the equalization process from the filter layer f5, which is the output of the final stage of the demodulation unit 134, and inputs the loss function to the filter coefficient update unit 271. ..
  • the filter coefficient of the filter of the filter layer is updated by the direct output from the filter of the filter layer of each stage.
  • the compensation process performed by the demodulation unit 134 updates not only the filter coefficient of the filter of the filter layer of the immediately preceding stage but also the filter coefficient of the filter of the filter layer of the earlier stage.
  • Compensation processing the demodulation unit 134 performs an output from the filter of the filter layer in the final stage of the filter layer connected to a plurality of stages (u i [5]) based on, is performed.
  • the compensation process performed by the demodulation unit 134 differs from the general compensation process in this respect.
  • each filter of the filter layers f1 to f5 is selected in consideration of the characteristics of the signal distortion to be compensated.
  • each of the filters of the filter layers f1 to f5 is an FIR filter.
  • an FIR filter (1 ⁇ 1 configuration) with two SLs for each polarization and without MIMO is used. Then, the filter coefficient of the filter is fixed.
  • An FIR filter having a 2 ⁇ 2 configuration is used for the filter layer f3 used for the polarization fluctuation compensation processing. Then, the filter coefficient is adaptively updated by the polarization fluctuation compensation process 253 by the filter coefficient updating unit 271.
  • a 1-tap FIR filter having a 1 ⁇ 1 configuration of two SLs for each polarization is used for the filter layer f4 used for the carrier phase compensation processing.
  • the phase amount to be compensated by the carrier phase compensation process is separately calculated by a method (not shown) based on the filter output of the final stage.
  • a digital Phase locked loop (PLL) using a general M-multiplication method or a tentative determination can be used to calculate the phase amount to be compensated.
  • the number of taps of each FIR filter other than the carrier phase compensation processing is individually selected according to the signal distortion to be compensated.
  • the filter coefficient update unit 271 performs the update amount related to the update of each filter coefficient from the loss function determined by the filter output of the final stage by the stochastic gradient descent method so as to minimize it.
  • the gradient of the loss function for each filter coefficient is required. This can be calculated by error backpropagation as described below.
  • the L-stage filters are connected in columns.
  • the number of stages L 5
  • the filter output of the first stage at time k (k is an integer) is u [l] i [k]
  • the input is u [l-1] i [k].
  • Bold represents a vector, where the length of the input vector is M [l] in and M [l] out .
  • T represents transpose
  • the l-th stage filter is an SL MIMO filter (including the case of 1 ⁇ 1 configuration)
  • the l-th stage filter is a WL MIMO filter (including the case of 2 ⁇ 1 configuration)
  • y i [k] is calculated by the above formula from x i [k].
  • the loss function ⁇ is constructed from the filter output of the final stage, that is, y i [k].
  • the loss function ⁇ can be constructed by a method such as CMA or DDLMS. For example, in the case of general CMA, the magnitude of error from the desired value r of the amplitude of the filter output.
  • Each filter coefficient is updated by stochastic gradient descent to minimize this loss function. Since the filter coefficient this time takes a complex value, using Wirtinger's differential method, in order to update the filter coefficient ⁇ * so as to minimize the function,
  • ⁇ is a step size that controls the magnitude of the update.
  • the multi-layered filter connected in the column this time has a structure in which the whole is differentiable as shown in the above equation. Therefore, the gradient for each filter coefficient can be calculated by the error back propagation method, and can be updated by the stochastic gradient descent method accordingly. At that time, a certain complex variable z and its complex conjugate z * are treated as independent ones and calculated by Wirtinger differentiation methods.
  • the derivative is calculated.
  • the derivative is calculated.
  • the gradient of the loss function related to the output of the l-th stage filter is calculated by error backpropagation to calculate the filter coefficient of the first stage of the loss function and the gradient related to the filter input.
  • the filter coefficient of the first stage is adaptively controlled, the filter coefficient is updated according to the equation (17).
  • the filter coefficient of the l-th stage is treated fixedly, it is sufficient to calculate only the gradient related to the filter input in the filter of the l-th stage.
  • the gradient related to the loss function is calculated for all the filter coefficients up to the first first filter, and the filter coefficient update amount is calculated.
  • FIG. 7 is an image diagram showing a process of updating the filter coefficient of each filter layer performed by the filter coefficient updating unit 271 of the demodulation unit 134 having the multi-stage filter layer of FIG.
  • the filter coefficient updating unit 271 performs the gradient derivation 285 and the coefficient derivation 293 from the gradient of the loss function ⁇ (y i , y * i) input from the loss function derivation unit 261.
  • Gradient derivation 285 is u i [4] and the filter coefficient h i [5] * and h * i [5] * about the derivation of the gradient is the input data of the filter layer f5.
  • the coefficient derivation 293, the filter coefficient h i [5] * and h * i [5] for updating of each filter of the filter layer f5 * is derived.
  • the filter coefficient update unit 271 updates the filter coefficient of each filter in the filter layer f5 by the derived filter coefficients h i [5] * and h * i [5] *.
  • Filter coefficient updating unit 271 is the slope u i [3] relates to the derivation of the gradient is the input data of the filter layer f4 from the derived u i [4], performing a gradient derivation 284.
  • Filter coefficient updating unit 271 then, from the slope of u i [3] that the derived, performing the gradient derivation 283 and coefficient deriving 292.
  • Gradient derivation 283, u i [2], and the filter coefficients h ij [3] is an input data of the filter layer f3 * is a derivation of the slope related.
  • the coefficient derivation 293 is a derivation of the filter coefficient hij [3] * for updating the filter coefficient of each filter of the filter layer f3.
  • the filter coefficient update unit 271 updates the filter coefficient of each filter in the filter layer f3 by the derived filter coefficient hij [3] *.
  • Filter coefficient updating unit 271 is u i [1]
  • Derivation of slope regarding the input data for the filter layer f2 from the slope of the derived u i [2] performs the gradient derivation 282.
  • the filter coefficient updating unit 271 the gradient of u i [1] that the derived, performing the gradient derivation 281 and coefficient deriving 291.
  • Gradient derivation 281 is u i [0] and the filter coefficient h i [1] * and h * i [1] * about the derivation of the gradient is the input data to the filter layer f1.
  • the coefficient derivation 291, the filter coefficient h i [1] * and h * i [1] for updating the filter coefficients of each filter of the filter layer f1 * is derived.
  • the filter coefficient update unit 271 updates the filter coefficient of each filter in the filter layer f1 by the derived filter coefficients h i [1] * and h * i [1] *.
  • ⁇ is the wavelength of the optical signal and c is the speed of light.
  • ⁇ i [k] is determined based on the filter output of the final stage as described above.
  • the demodulation unit 134 in FIG. 6 can perform any of Rx skew compensation processing, wavelength dispersion compensation processing, polarization fluctuation compensation processing, carrier phase compensation processing, and Tx skew compensation processing. At the same time, the demodulation unit 134 does not need to use a large-scale WL filter or a special wavelength dispersion compensation process as in the method of Non-Patent Document 2 or 3. Therefore, the demodulation unit 134 can reduce the amount of calculation when updating the filter coefficient for compensation processing.
  • FIGS. 8 to 10 are diagrams showing the simulation results of the constellation of the received data.
  • a model was used in which a polarization-multiplexed QPSK signal was transmitted, a wavelength dispersion corresponding to 100 km of single-mode fiber propagation was given, and coherent reception was performed.
  • the constellation after the equalization processing of the received data was evaluated.
  • FIG. 8 is a diagram showing the calculation result of the constellation when the general compensation process shown in FIG. 2 is performed.
  • the constellation of FIG. 8 is good in the absence of IQ skew.
  • the constellation deteriorates when the IQ skew exists in either the transmitter or the receiver. do.
  • FIG. 9 is a diagram showing a calculation result when a filter having a 4 ⁇ 2 configuration of WL is used for polarization fluctuation compensation processing in the equalization signal processing shown in FIG.
  • a good constellation is obtained when there is an IQ skew in the transmitter.
  • the configuration in which the WL filter is simply applied after the wavelength dispersion compensation processing does not compensate for the signal distortion caused by the IQ skew in the receiver, and the constellation deteriorates.
  • FIG. 10 is a diagram showing a calculation result when the compensation method of the present embodiment is applied.
  • the compensation process is effective for the IQ skew in the receiver as compared with the cases of FIGS. 8 and 9, and a good constellation is calculated.
  • the demodulation unit of the present embodiment can compensate for signal distortion caused by any of Rx skew, wavelength dispersion, polarization variation, carrier phase variation, and Tx skew by the compensation process described above.
  • the demodulation unit of the present embodiment does not need to use a large-scale WL filter or a special wavelength dispersion compensation process as in the method of Non-Patent Document 2 or 3. Therefore, the demodulation unit of the present embodiment can reduce the amount of calculation of the filter for compensation processing.
  • the compensation processing of the present embodiment it is possible to further extend the number of layers of the filter in order to deal with signal distortion due to causes other than Rx skew, wavelength dispersion, polarization fluctuation, carrier phase fluctuation, and Tx skew. It can be done easily.
  • a conventional filter can be connected after the final stage filter.
  • the compensation process of the present embodiment it is possible to easily delete the process of compensating for the signal distortion due to a cause that does not need to be considered in the application to be applied.
  • the compensation processing is performed for the signal distortion due to all causes. Update based on the filter output of the final stage. Therefore, the compensation method of the present embodiment can compensate for signal distortion with higher accuracy.
  • an individual value can be set for the step size of updating the filter coefficient of each filter.
  • the filter coefficient update is stopped by setting the step size of the filter coefficient update of some filters to 0, and only the filter coefficient of one or a small number of targets is updated, or the filter coefficient of the filter is updated accordingly. It can also be done sequentially. For example, consider that the skew in the transmitter / receiver does not change significantly during operation even if adaptive control is required. In that case, the filters for the Tx skew compensation process and the Rx skew compensation process can be operated in a fixed manner without updating after determining the filter coefficient by the above method at the start of operation.
  • the processing up to the polarization fluctuation compensation processing is performed by one circuit, and the subsequent processing is performed by another circuit, and each filter is mounted on different hardware. It is also possible to do.
  • the update of the filter coefficient may be performed by yet another hardware, and the information from those circuits is integrated.
  • FIG. 11 is a conceptual diagram showing the configuration of the filter coefficient updating device 271x, which is the minimum configuration of the filter coefficient updating device of the embodiment.
  • the filter coefficient updating device 271x is a filter coefficient updating device that updates the filter coefficients of the plurality of filters in the filter layer composed of a plurality of filters connected to the first plurality of stages with respect to the received data.
  • the filter coefficient updating device 271x includes a derivation unit 271ax and an updating unit 271bx.
  • the derivation unit 271ax derives the filter coefficients of each of the plurality of filters of one or more stages included in the first plurality of stages from the output data output from the final stage of the first plurality of stages.
  • the update unit 271bx updates each of the filter coefficients.
  • the filter coefficient updating device 271x derives the filter coefficient of each of the plurality of filters of one or more stages included in the first plurality of stages from the output data output from the final stage of the first plurality of stages. do.
  • the filter coefficient updating device 271x can reduce the amount of calculation required for deriving the filter coefficient as compared with the general method described in the section of background technology. That is, the filter coefficient updating device 271x reduces the amount of calculation for signal distortion compensation.
  • the filter coefficient updating device 271x exhibits the effects described in the section of [Effects of the Invention] according to the above configuration.
  • a filter coefficient updating device for updating the filter coefficients of the plurality of filters in a filter layer composed of a plurality of filters connected to the first plurality of stages with respect to received data.
  • a derivation unit that derives the filter coefficients of each of the plurality of filters of one or more stages included in the first plurality of stages from the output data output from the final stage of the first plurality of stages.
  • An update unit that updates each of the filter coefficients, A filter coefficient updater comprising.
  • (Appendix 2) The filter coefficient updating device according to Appendix 1, wherein the derivation unit derives the filter coefficient of each of the plurality of filters based on the difference between the output data and the desired data.
  • (Appendix 3) The filter coefficient updating device according to Appendix 2, wherein the derivation unit acquires the difference as a function.
  • (Appendix 4) The filter coefficient updating device according to any one of Supplementary note 1 to Supplementary note 3, wherein the filter layer is composed of either a Widely linear filter or a Striktry linear filter.
  • the demodulation device wherein the plurality of filters compensate for a defect in the received data due to a second cause that is not the first cause.
  • the first cause and the second cause are Tx skew, which is a time skew between the In-phase component and the Quadrature component of the received signal generated at the source of the received signal, and the wavelength generated by the transmission. Dispersion, dispersion of polarization state and polarization mode caused by the transmission, frequency offset between the carrier of the transmission signal at the source of the reception signal and the local oscillator light of the receiver receiving the reception signal.
  • the demodulator according to Appendix 12 which is either a phase offset and an Rx skew, which is the time skew of the received signal generated on the receiving side of the received signal.
  • the first cause includes at least one of the Tx skew, the wavelength dispersion, the polarization state variation and the polarization mode dispersion, the frequency offset and the phase offset, and the second cause. Is the Rx skew, the demodulator according to Appendix 13.
  • a receiving device comprising the demodulation device according to any one of Supplementary note 9 to Supplementary note 14, and receiving the received data.
  • (Appendix 16) A transmission / reception system including the reception device described in Appendix 15 and a transmission device that transmits the reception data to the reception device.
  • (Appendix 17) A filter coefficient updating method for updating the filter coefficients of the plurality of filters in a filter layer composed of a plurality of filters connected to the first plurality of stages with respect to received data. The filter coefficients of each of the plurality of filters in one or more stages included in the first plurality of stages are derived from the output data output from the final stage of the first plurality of stages.
  • a filter coefficient updating method for updating each of the filter coefficients are derived from the output data output from the final stage of the first plurality of stages.
  • a filter coefficient update program that causes a computer to execute a process of updating the filter coefficients of the plurality of filters in a filter layer composed of a plurality of filters connected to the first plurality of stages of received data.
  • the received data in the above appendix is, for example, four series of received data input to the demodulation unit 134 in FIG.
  • the first plurality of stages are, for example, five stages, which is the number of stages of the filter layers f1 to f5.
  • the filter layer is, for example, the filter layers f1 to f5 of FIG.
  • the one or more stages are, for example, one or more stages of the stages of the filter layers f1 to f5 in FIG.
  • the plurality of filters are, for example, filters included in each of the filter layers f1 to f5 of FIG.
  • the final stage is, for example, a filter layer f5.
  • the filter coefficient updating device is, for example, a combination of the loss function deriving unit 261 of FIG. 6 and the filter coefficient updating unit 271.
  • the derivation unit is, for example, a combination of a loss function derivation unit 261 and a portion of the filter coefficient update unit 271 that performs a filter coefficient derivation process.
  • the update unit is a portion of the filter coefficient update unit 271 that performs a process of updating the filter coefficient of each filter.
  • the difference between the output data and the desired data is, for example, the loss function described above.
  • the function is, for example, the loss function described above.
  • a method of deriving by error back propagation is described in the specification.
  • calculating the gradient with respect to the filter coefficient is described in the specification.
  • the demodulation device is, for example, the demodulation unit shown in FIG.
  • the filter device is, for example, a combination of the filter layers f1 to f5 of FIG. 6, the loss function derivation unit 261 and the filter coefficient update unit 271.
  • the receiving device is, for example, the optical receiver 130 of FIG. 1 including the demodulation unit 134 of FIG.
  • the transmission / reception system is, for example, the optical communication system of FIG. 1 including the demodulation unit 134 of FIG.
  • the computer is, for example, a computer that performs processing performed by the filter coefficient updating unit 271 in FIG.
  • the filter coefficient update program is, for example, a program that causes the computer to execute the process performed by the filter coefficient update unit 271 in FIG.
  • Optical communication system 110 Optical transmitter 111 Coding unit 112 LD 113 Optical modulator 120 Transmission line 130 Optical receiver 131 LD 132 Coherent receiver 133 ADC 134 Demodition unit 135 Decoding unit 201 Wavelength dispersion compensation processing 202 Polarization fluctuation compensation processing 203 Carrier phase compensation processing 251 Rx skew compensation processing 253 Polarization fluctuation compensation processing 255 Tx skew compensation processing 261 Loss function derivation unit 271 Filter coefficient update unit 271x filter Coefficient updater 271ax Derivation unit 271bx Update unit 281, 282, 283, 284, 285 Gradient derivation 291, 292, 293 Coefficient derivation f1, f2, f3, f4, f5 Filter layer

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Electromagnetism (AREA)
  • Optical Communication System (AREA)

Abstract

信号歪補償の演算量を低減するために、フィルタ係数更新装置は、受信データに対し第一複数段に接続された複数のフィルタからなるフィルタ層の前記複数のフィルタのフィルタ係数を更新するフィルタ係数更新装置であって、前記第一複数段に含まれるひとつまたは複数の段の前記複数のフィルタの各々のフィルタ係数を、前記第一複数段のうちの最終段から出力された出力データにより導出する導出部と、前記フィルタ係数の各々を更新する更新部と、を備える。

Description

フィルタ係数更新装置、フィルタ装置、復調装置、受信装置、送受信システム、フィルタ係数更新方法及び記録媒体
　本発明は、信号処理用のフィルタ及びフィルタ係数の導出に関する。
　光ファイバ通信においては、信号のスペクトルの高い利用効率を実現するため、一般的に、ＱＡＭ変調方式のような多値変調方式が採用される。ここで、ＱＡＭは、Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ　Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎの略である。コヒーレント受信技術の導入以来、受信信号の、デジタル信号処理による柔軟な等化処理が可能になった。しかしながら、多値変調信号による光伝送は、一般的に、信号に発生している歪み（以下、「信号歪み」ともいう。）に脆弱である。そのため、受信データに対して信号歪みの影響を補償する処理を行うことが必要になる。
　図１は、ＱＡＭ変調方式の信号により光伝送を行う一般的な光通信システムの例である光通信システム１００の構成を表す概念図である。光通信システム１００は、光送信機１１０と伝送路１２０と光受信機１３０とを備える。
　光送信機１１０は、符号化部１１１とＬＤ１１２と光変調器１１３とを備える。ここで、ＬＤは、Ｌａｓｅｒ　ｄｉｏｄｅの略である。
　符号化部１１１は、入力されたデータを符号化した符号化データを光変調器１１３に入力する。当該符号化データは、例えば４系列に分けられ、光変調器１１３に並列で入力される。
　符号化部１１１は、Ｘ偏波とそれに直交するＹ偏波のそれぞれの直交位相振幅Ｉ及びＱの計４系列の信号を生成する。ここで、ＩはＩｎ－ｐｈａｓｅの略である。また、Ｑは、Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅの略である。
　ＬＤ１１２は、ＣＷ光であるレーザ光を光変調器１１３に入力する。ここで、ＣＷはＣｏｎｔｉｎｕｏｕｓ　ｗａｖｅの略である。
　光変調器１１３は、符号化部１１１から入力された符号化後のデータにより、ＬＤ１１２から入力されたＣＷ光を変調する。変調された光信号は、伝送路１２０を介して、光受信機１３０に向けて送信される。
　伝送路１２０は、光送信機１１０から入力された光信号を光受信機１３０に伝送する。伝送路１２０は、例えば、光ファイバやＥＤＦＡなどによって構成される光伝送路である。ここで、ＥＤＦＡは、Ｅｒｂｉｕｍ　Ｄｏｐｅｄ　ｏｐｔｉｃａｌ　Ｆｉｂｅｒ　Ａｍｐｌｉｆｉｅｒの略である。
　光受信機１３０は、ＬＤ１３１と、コヒーレント受信機１３２と、ＡＤＣ１３３と、復調部１３４と、復号部１３５とを備える。ここで、ＡＤＣは、Ａｎａｌｏｇ－ｔｏ－ｄｉｇｉｔａｌ　ｃｏｎｖｅｒｔｅｒの略である。
　ＬＤ１３１は、いわゆるローカルオシレータとしてＬＤ光をコヒーレント受信機１３２に入力する。
　コヒーレント受信機１３２は、例えば、偏波ダイバーシティ型コヒーレント受信機である。コヒーレント受信機１３２は、ＬＤ１３１から入力されたレーザ光を用いて、伝送路１２０を介して光送信機１１０から送付された光信号の検波を行い、各偏波のそれぞれの直交位相振幅に対応した４系列の受信信号をＡＤＣ１３３に入力する。
　ＡＤＣ１３３は、入力された４系列のアナログ信号の各々をサンプリングによりデジタルの４系列の受信サンプル値である受信データに変換し、復調部１３４に入力する。
　復調部１３４は、入力された４系列の受信データについて、デジタル領域において復調のためのデータ処理を行う。復調部１３４は、復調を行う際に、後述の補償処理を行う。復調部１３４は、復調後及び補償処理後の４系列の受信データを復号部１３５に入力する。
　復号部１３５は、入力された復調後の４系列の受信データについて、符号化部１１１が行った符号化に対応する復号を行う。復号部１３５は、これにより、光送信機１１０により送信された受信データから、光送信機１１０に入力されたデータに相当するデータを復元し、出力する。
　なお、復調部１３４や復号部１３５は、ハードウェア構成としてはコンピュータやプロセッサにより構成される。そして、復調部１３４や復号部１３５により行われる処理は、典型的にはプログラムや情報により実行させられる。
　図２は、図１の光受信機１３０の復調部１３４において受信データの復調のために行われる補償処理の処理例を表す概念図である。
　復調部１３４は、入力された４系列の受信データに対して、波長分散補償処理２０１、偏波変動補償処理２０２及びキャリア位相補償処理２０３を順次行う。
　これらの補償処理は、信号歪みを、信号歪みの原因ごとに補償する処理である。波長分散補償処理２０１は光ファイバ伝送中に生じた波長分散を原因とする信号歪みを補償する処理である。偏波変動補償処理２０２は、光ファイバ伝送中に生じた偏波状態変動と偏波モードの分散を原因とする信号歪みを補償する処理である。キャリア位相補償処理２０３は、送信光信号のキャリアと受信側のローカルオシレータ光との間の周波数オフセット及び位相オフセットを原因とする信号歪みを補償する処理である。
　図２の補償処理は、図１のＡＤＣ１３３から復調部１３４に入力される４系列の受信データに対して行われる。
　波長分散補償処理２０１とキャリア位相補償処理２０３は各偏波ごとのＩＱ成分の２系列の受信データに対してそれぞれ行われる。一方、偏波変動補償処理２０２（偏波分離処理と呼ばれることもある）は、双方の偏波の４系列の受信データに対して行われる。
　図３は、図２の偏波変動補償処理２０２を行う一般的な２×２構成のＭＩＭＯ信号処理を表す概念図である。ここで、（第一数字）×（第二数字）構成は、（第一数字）×（第二数字）のマトリクス状にフィルタが配置された構成であることを表す。また、ＭＩＭＯは、Ｍｕｌｔｉｐｌｅ－Ｉｎｐｕｔ　ａｎｄ　Ｍｕｌｔｉｐｌｅ－Ｏｕｔｐｕｔの略である。当該信号処理においては、各偏波の系列の受信データの各々が、Ｉ成分及びＱ成分からなる複素数データに変換される。そして、各系列の複素数データに対して、２×２構成のフィルタによるフィルタ処理を行う。図３の例では、フィルタ処理に、Ｆｉｎｉｔｅ　ｉｍｐｕｌｓｅ　ｒｅｓｐｏｎｓｅ　（ＦＩＲ）フィルタによるフィルタ処理（ＦＩＲ処理）が用いられている。
　光ファイバ伝送中の偏波状態変動は、波長分散と異なり、温度や曲げなどの様々な原因により変化する。そのため、図３の構成においては、様々な原因による変化に追従できる補償処理を行うため、適応等化の方法によりフィルタ係数が更新される。その際の、フィルタ係数更新のアルゴリズムには、例えば、非特許文献１が開示するＣＭＡやＤＤＬＭＳを用いることができる。ここで、ＣＭＡは、Ｃｏｎｓｔａｎｔ　ｍｏｄｕｌｕｓ　ａｌｇｏｒｉｔｈｍの略である。また、ＤＤＬＭＳは、Ｄｅｃｉｓｉｏｎ　ｄｉｒｅｃｔｅｄ　ｌｅａｓｔ　ｍｅａｎ　ｓｑｕａｒｅの略である。
　なお、図３の処理の詳細は、例えば、特願２０１９－１９１６２３において説明されている。
　光ファイバ通信において生じる信号歪みの原因には、波長分散及び偏波状態変動の他、送信機又は受信機内で生じる受信信号のＩ成分とＱ成分との間の時間スキュー（以下、「ＩＱスキュー」ともいう。）がある。ＩＱスキューは、図３に表されるような複素信号のＭＩＭＯフィルタ処理では補償できない。また、ＩＱスキューは、ＩＱスキューの量が正確に分からない場合が多い。そのため、ＩＱスキューは適応的に補償処理されることが望ましい。このようなＩＱスキューを補償するためには、非特許文献２が開示するように、図４に表されるようなＩ成分とＱ成分のそれぞれを独立に処理する実ＭＩＭＯ信号処理を行うことが効果的である。あるいは、このようなＩＱスキューを補償するためには、非特許文献２が開示するように、Ｗｉｄｅｌｙ　ｌｉｎｅａｒ　（ＷＬ）　フィルタ処理と呼ばれる図５のようなＭＩＭＯ信号処理を行うことが効果的である。
　図４に表されるデータ処理（実４×４ＭＩＭＯ信号処理）は、４×４構成の１６個の実数係数のフィルタを用いたデータ処理である。一方、図５のデータ処理（ＷＬ複素４×２ＭＩＭＯ信号処理）は同じく４×２×２構成の１６個の実数係数のフィルタによりデータ処理を行うものである。従い、図４の構成と図５の構成とは表現は異なるが等価である。図４や図５のフィルタ構成では、Ｉ成分の受信データとＱ成分の受信データとを独立に扱うことができる。そのため、図４や図５のフィルタ構成では、ＩＱスキューやＩＱのインバランス、Ｉ成分又はＱ成分に個別の周波数特性などの補償が可能である。
　以上説明した、波長分散、偏波変動分散、キャリア位相、ＩＱスキューに起因する信号歪みは、全て線形の歪みである。そのため、これらの信号歪みを、まとめて一つのＭＩＭＯフィルタで補償することも可能である。
　しかしながら、一般的な光ファイバ通信においては、これらの信号歪みに対し、図２のように、信号歪みの原因ごとに補償処理を行う。その理由は、信号歪みは、各信号歪みの原因ごとに異なる特徴を持つためである。
　例えば、波長分散による信号歪みは、伝送パスが切り替わらなければ通常静的なものとして扱うことができる。そして、波長分散による信号歪みは、偏波に依存せず、時間的な広がりが大きい。従い、波長分散による信号歪みを補償するフィルタは、偏波によらない固定の時間的な広がりの大きいものである。
　一方、偏波変動は、時間的に変動し、偏波間の混合を生じる。そのため、偏波変動による信号歪みを補償するフィルタはＭＩＭＯフィルタとすべきである。そして、偏波変動による信号歪みを補償するためには、ＭＩＭＯフィルタのフィルタ係数を適応的に更新する必要がある。
　これらを鑑みると、全ての原因による信号歪みを、一つの大規模なＭＩＭＯフィルタで補償するよりも、信号歪みの原因ごとに信号歪みを補償するような構成にする方が計算量を少なくできる。
　ただし、各信号歪みを信号歪みの原因ごとに補償するためには、信号歪みの原因ごとに補償する順序が重要になる場合がある。補償する順序が問題となるのは、例えば、波長分散が生じる伝送路において、ＩＱスキュー補償処理を行う場合である。
　波長分散、偏波変動、周波数・位相オフセットによる信号歪みの補償処理は、全て複素（ＭＩＭＯ）フィルタによるフィルタ処理で表すことができ、それらの補償処理を行う順序は可換である。すなわち、これらの歪みを補償する補償処理は、Ｓｔｒｉｃｔｌｙ　ｌｉｎｅａｒ　（ＳＬ）　（ＭＩＭＯ）フィルタで実現され、補償処理の順序を気にする必要がない。しかしながら、ＩＱスキュー、またそれを補償するＷＬ　（ＭＩＭＯ）フィルタは、一般的に波長分散、偏波変動、周波数・位相オフセットによる信号歪みを補償するフィルタ処理と可換ではない。従い、ＩＱスキューを含めて信号歪みの原因ごとに信号歪みを補償する場合には、信号歪みが生じる原因ごとの補償処理の順序が重要となる。光ファイバ通信システムにおいて、信号歪みは、送信機におけるＩＱスキュー（以下、「Ｔｘスキュー」ともいう。）、光ファイバ中の現象（波長分散、偏波変動）、周波数オフセット、受信機におけるＩＱスキュー（以下、「Ｒｘスキュー」ともいう。）、の順番で生じる。先の通り、光ファイバ中の現象と周波数オフセットとは、光ファイバ中の非線形効果を無視すれば可換である。
　このことから、送信機と受信機との両方のＩＱスキューによる信号歪みの補償処理を行うためには、図２の偏波変動補償処理１０２に用いられるＭＩＭＯフィルタを、図４又は図５に表されるものに変えるだけでは十分でない。
　ここで、非特許文献２は、前述の各信号歪みをまとめて一つのＭＩＭＯフィルタで補償する方法を開示する。そして、非特許文献２は、波長分散、偏波変動及びＩＱスキューを一つのＷＬ　ＭＩＭＯフィルタで補償することで、波長分散の蓄積のある伝送路でも送信機及び受信機の両方のＩＱスキューによる信号歪みを補償することが可能であるとする。
　また、非特許文献３は、前述の各ひずみを、信号歪みの原因ごとに補償処理を行う方法を開示する。非特許文献３は、Ｉ，Ｑ成分それぞれに対して、複素フィルタによる波長分散補償処理を行った上で、複素４×２構成のＭＩＭＯフィルタによるフィルタ処理を行うことで、送信機及び受信機の両方のＩＱスキューによる信号歪みを補償可能であるとする。
Ｓ．　Ｓａｖｏｒｙ，　"Ｄｉｇｉｔａｌ　ｆｉｌｔｅｒｓ　ｆｏｒ　ｃｏｈｅｒｅｎｔ　ｏｐｔｉｃａｌ　ｒｅｃｅｉｖｅｒｓ，　"Ｏｐｔ．　Ｅｘｐｒｅｓｓ　１６（２），　８０４　（２００８）． Ｅ．　Ｐ．　ｄａ　Ｓｉｌｖａ　ａｎｄ　Ｄ．　Ｚｉｂａｒ，　"Ｗｉｄｅｌｙ　ｌｉｎｅａｒ　ｅｑｕａｌｉｚａｔｉｏｎ　ｆｏｒ　ＩＱ　ｉｍｂａｌａｎｃｅ　ａｎｄ　ｓｋｅｗ　ｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎ　ｉｎ　ｏｐｔｉｃａｌ　ｃｏｈｅｒｅｎｔ　ｒｅｃｅｉｖｅｒｓ，"　Ｊ．　ｏｆ　Ｌｉｇｈｔｗａｖｅ　Ｔｅｃｈｎｏｌ．　３４（１５），　３５７７　（２０１６）． Ｒ．　Ｒｉｏｓ－Ｍｕｌｌｅｒ，　ｅｔ．　ａｌ．，　Ｓ．Ｂｌｉｎｄ、　"ｒｅｃｅｉｖｅｒ　ｓｋｅｗ　ｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎ　ａｎｄ　ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ　ｆｏｒ　ｌｉｎｇ－ｈａｕｌ　ｎｏｎ－ｄｉｓｐｅｒｓｉｏｎ　ｍａｎａｇｅｄ　ｓｙｓｔｅｍｓ　ｕｓｉｎｇ　ａｄａｐｔｉｖｅ　ｅｑｕａｌｉｚｅｒ，"　Ｊ．　ｏｆ　Ｌｉｇｈｔｗａｖｅ　Ｔｅｃｈｎｏｌ．　３３（７），　１３１５　（２０１５）．
　しかしながら、非特許文献２が開示する、一つの大規模なＭＩＭＯフィルタを用いる方法は、前述のように、フィルタの計算量が大きくなり、多くの計算資源を要する。
　また、非特許文献３が開示する方法は、信号歪みの原因ごとに補償処理を行うが、波長分散補償処理のための時間広がりの大きな大規模フィルタを、Ｉ成分及びＱ成分ごとに必要とする。そのため、非特許文献３が開示する方法も計算量が大きくなり、多くの計算資源を要する。
　このように、波長分散が生じる伝送路において、送信機及び受信機の両方のＩＱスキューを含む原因による信号歪みの補償処理を行う場合、大規模なフィルタによるフィルタ処理が必要となる。そのため、多くの計算量及び計算資源を要するという問題がある。
　本発明は、信号歪補償の演算量を低減するフィルタ係数更新装置等の提供を目的とする。
　本発明のフィルタ係数更新装置は、受信データに対し第一複数段に接続された複数のフィルタからなるフィルタ層の前記複数のフィルタのフィルタ係数を更新するフィルタ係数更新装置であって、前記第一複数段に含まれるひとつまたは複数の段の前記複数のフィルタの各々のフィルタ係数を、前記第一複数段のうちの最終段から出力された出力データにより導出する導出部と、前記フィルタ係数の各々を更新する更新部と、を備える。
　本発明のフィルタ係数更新装置等は、信号歪補償の演算量を低減する。
一般的であり実施形態の復調部を適用可能な光通信システムの構成例を表す概念図である。 受信データの復調のための信号歪み補償処理の一般的な処理例を表す概念図である。 偏波変動補償処理を行う一般的な２×２構成のＭＩＭＯ信号処理を表す概念図である。 Ｉ成分とＱ成分のそれぞれの受信データを独立に処理する実ＭＩＭＯ信号処理を表す概念図である。 Ｗｉｄｅｌｙ　ｌｉｎｅａｒ　（ＷＬ）フィルタ処理と呼ばれるＭＩＭＯ信号処理を表す概念図である。 本実施形態の復調部を表す概念図である。 本実施形態のフィルタ係数更新処理を表すイメージ図である。 受信データのコンステレーションの計算結果（その１）を表す図である。 受信データのコンステレーションの計算結果（その２）を表す図である。 受信データのコンステレーションの計算結果（その３）を表す図である。 実施形態のフィルタ係数更新装置の最小限の構成を表す概念図である。
　本実施形態の復調部１３４を適用する光通信システムの構成例は、図１に表される光通信システム１００である。ただし、復調部１３４で行われる復調のための等化処理の方法が、図２に表されるものと異なる。
　図６は、図１に表される本実施形態の光通信システム１００の光受信機１３０の復調部１３４を表す概念図である。
　復調部１３４は、フィルタ層ｆ１乃至ｆ５と、損失関数導出部２６１と、フィルタ係数更新部２７１とを備える。
　復調部１３４には、復調処理前すなわち等化処理前の４系列の受信データが入力データｘｉ（ｉは１乃至４の整数。以下同じ。）として入力される。４系列の等化処理前の受信データは、Ｘ偏波から得られた２系列のＸ偏波データ（ｉが１又は２のｘｉ）と、Ｙ偏波から得られた２系列のＹ偏波データ（ｉが３又は４のｘｉ）とからなる。
　フィルタ層ｆ１乃至ｆ５は、等化処理前の４系列の受信データの入力側から見て、各々、１乃至５段目に接続されたフィルタ層である。図中において、ｘｉは、ｕｉ ［０］に等しいとして表記されている。図中の、出力データｕｉ ［１］乃至ｕｉ ［５］は、各々、フィルタ層ｆ１乃至ｆ５からの出力データである。出力データｕｉ ［５］は、復調部１３４からの最終出力データである出力データｙｉに等しい。
　復調部１３４は、４系列の等化処理前の受信データに対して等化処理により復調を行う際に、各フィルタにより各補償処理を行う。当該補償処理は、Ｒｘスキュー補償処理、波長分散補償処理、偏波変動補償処理、キャリア位相補償処理及びＴｘスキュー補償処理である。これらの補償処理の内容は、背景技術の項で述べたとおりである。
　フィルタ層ｆ１は、Ｒｘスキュー補償処理を行うためのものである。また、フィルタ層ｆ２は、波長分散補償処理を行うためのものである。また、フィルタ層ｆ３は、偏波変動補償処理を行うためのものである。
　また、フィルタ層ｆ４は、キャリア位相補償処理を行うためのものである。また、フィルタ層ｆ５は、Ｔｘスキュー補償処理を行うためのものである。
　フィルタ係数更新部２７１は、フィルタ層ｆ１乃至ｆ５の各フィルタのフィルタ係数を更新する。その際に、フィルタ係数更新部２７１は、フィルタ層ｆ１に対しては、Ｒｘスキュー補償処理２５１を行う。フィルタ係数更新部２７１は、また、フィルタ層ｆ３に対しては、偏波変動補償処理２５３を行う。フィルタ係数更新部２７１は、また、フィルタ層ｆ５に対しては、Ｔｘスキュー補償処理２５５を行う。
　フィルタ係数更新部２７１は、各フィルタのフィルタ係数の更新を行う際の更新量を損失関数導出部２６１が導出した損失関数から導出する。ここで、更新量は、フィルタ係数を変更する程度及び増減を表す値である。また、損失関数は、受信信号の所望状態からのずれを表す、出力データの関数であり、フィルタ係数の陰関数である。
　損失関数導出部２６１は、復調部１３４の最終段の出力であるフィルタ層ｆ５からの、等化処理後の４系列の受信データの各々から損失関数を導出し、フィルタ係数更新部２７１に入力する。
　背景技術の項で説明した補償処理は、いずれも、各段のフィルタ層のフィルタからの直接の出力により、そのフィルタ層のフィルタのフィルタ係数を更新するものである。これに対し、復調部１３４が行う補償処理は、直前の段のフィルタ層のフィルタのフィルタ係数のみならず、より前段のフィルタ層のフィルタのフィルタ係数も更新するものである。復調部１３４が行う補償処理は、複数段に接続したフィルタ層の最終段のフィルタ層のフィルタからの出力（ｕｉ ［５］）を基に、行われる。
復調部１３４が行う補償処理は、この点が、一般的な補償処理と異なる。
　なお、フィルタ層ｆ１乃至ｆ５の各フィルタには、補償対象の信号歪みの特徴を考慮したものが選ばれる。この説明においては、フィルタ層ｆ１乃至ｆ５の各フィルタは、全てＦＩＲフィルタとする。
　Ｒｘスキュー補償処理、Ｔｘスキュー補償処理には、前述のように、ＷＬフィルタを用いる必要がある。また、原理的にはＸ偏波とＹ偏波との間の混合は考慮されなくてもよい。そこで、フィルタ層ｆ１及びｆ５の各フィルタとしては、各偏波ごとに２つのＷＬの２×１構成のＦＩＲフィルタを用いる。そして、これらのフィルタ係数は、フィルタ係数更新部２７１によるＲｘスキュー補償処理２５１及びＴｘスキュー補償処理２５５により、適応的に更新される。
　波長分散補償処理には、各偏波ごとに２つのＳＬでＭＩＭＯなしの（１×１構成の）ＦＩＲフィルタを用いる。そして、当該フィルタのフィルタ係数は、固定とする。
　偏波変動補償処理に用いられるフィルタ層ｆ３には、２×２構成のＦＩＲフィルタを用いる。そして、そのフィルタ係数は、フィルタ係数更新部２７１による偏波変動補償処理２５３により適応的に更新される。
　キャリア位相補償処理に用いられるフィルタ層ｆ４には、各偏波ごとに２つのＳＬの１×１構成の１タップのＦＩＲフィルタを用いる。キャリア位相補償処理により補償すべき位相量は、最終段のフィルタ出力に基づいて、図示しない方法で別途算出される。この補償すべき位相量の算出には、一般的なＭ乗法や仮判定を用いたデジタルＰｈａｓｅ　ｌｏｃｋｅｄ　ｌｏｏｐ　（ＰＬＬ）を用いることができる。キャリア位相補償処理以外の、それぞれのＦＩＲフィルタのタップ数は補償処理すべき信号歪みにより個別に選ぶ。
　フィルタ係数更新部２７１は、それぞれのフィルタ係数の更新に係る更新量を、最終段のフィルタ出力によって決まる損失関数から、それを最小化するように確率的勾配降下法によって行う。確率的勾配降下法を用いるためには、損失関数の、それぞれのフィルタ係数に関する勾配が必要となる。これは、以下に説明されるように誤差逆伝搬によって計算できる。
　ここで、Ｌ段のフィルタが縦列に接続されていることを考える。図６の場合は、フィルタ層ｆ１乃至ｆ５の５段なので、段数Ｌ＝５である。ここで、時刻ｋ（ｋは整数）におけるｌ段目のフィルタ出力をｕ［ｌ］ ｉ［ｋ］、入力をｕ［ｌ－１］ ｉ［ｋ］とする。ｉ＝１，２は、それぞれの偏波を表す。なお、ｉを２×モード数までの値とすることで、空間多重伝送の場合などにも容易に拡張できる。太字はベクトルを表し入力ベクトルの長さをＭ［ｌ］ ｉｎ、Ｍ［ｌ］ ｏｕｔとすると、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
となる。ここで、Ｔは転置を表す。
　ｌ段目のフィルタがＳＬのＭＩＭＯフィルタの場合（１×１構成の場合を含む）、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
 となる。†はエルミート共役を表す。ここで、


Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
は、Ｍ［ｌ］タップのＦＩＲのフィルタ係数を表す。ここで、

Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
である。これから、

Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
となる。ここで、＊は複素共役を表し、

Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
である。式（６）を変形すると、

Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
となる。
　ｌ段目のフィルタがＷＬのＭＩＭＯフィルタの場合（２×１構成の場合を含む）、

Figure JPOXMLDOC01-appb-M000010
となる。ＷＬのＭＩＭＯフィルタでは、ｈ［ｌ］ ｉｊ及び

Figure JPOXMLDOC01-appb-M000011
がフィルタ係数である。先に述べた場合と同様に、

Figure JPOXMLDOC01-appb-M000012
とすると、

Figure JPOXMLDOC01-appb-M000013
となる。
　ここで、１段目のフィルタへの入力を

Figure JPOXMLDOC01-appb-M000014
とする。最終段のＬ段目のフィルタの出力は、Ｍ［Ｌ］ ｏｕｔ＝１であり、

Figure JPOXMLDOC01-appb-M000015
とする。ｙｉ［ｋ］は、ｘｉ［ｋ］から先の式によって算出される。損失関数φを、最終段のフィルタ出力、すなわちｙｉ［ｋ］から構築する。損失関数φは、ＣＭＡやＤＤＬＭＳのような方法で構築できる。例えば、一般的なＣＭＡであれば、フィルタ出力の振幅の所望値ｒからの誤差の大きさ

Figure JPOXMLDOC01-appb-M000016
を損失関数とする。それぞれのフィルタ係数は、この損失関数を最小化するように、確率的勾配降下法によって更新される。今回のフィルタ係数は複素数の値を取るため、Ｗｉｒｔｉｎｇｅｒの微分の方法を用いると、関数を最小化するようにフィルタ係数ξ＊を更新するためには、

Figure JPOXMLDOC01-appb-M000017
とすればよい。ここで、αは、更新の大きさを制御するステップサイズである。今回の縦列に接続した多層のフィルタは、先の式のように、全体が微分可能な構成となっている。そのため、誤差逆伝搬の方法で、それぞれのフィルタ係数に関する勾配を計算でき、従い、確率的勾配降下法により更新することが可能である。その際に、Ｗｉｒｔｉｎｇｅｒの微分の方法により、ある複素変数ｚと、その複素共役ｚ＊を独立なものと扱って計算する。
　フィルタ最終段の出力について、先のＣＭＡの損失関数を用いた場合、

Figure JPOXMLDOC01-appb-M000018
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000019
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000020
である。これが、損失関数の最終段のＬ段目のフィルタ出力に関する勾配となる。ｌ段目のフィルタの出力に関する損失関数の勾配から、誤差逆伝搬によって、損失関数のｌ段目のフィルタ係数、及びフィルタ入力に関する勾配が以下のように算出できる。
　ｌ段目のフィルタがＳＬのＭＩＭＯフィルタの場合、微分を計算すると、

Figure JPOXMLDOC01-appb-M000021
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000022
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000023
となる。
　ｌ段目のフィルタがＷＬのＭＩＭＯフィルタの場合、微分を計算すると、

Figure JPOXMLDOC01-appb-M000024
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000025
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000026
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000027
となる。
　これらの式を用いて、ｌ段目のフィルタの出力に関する損失関数の勾配から、誤差逆伝搬によって、損失関数のｌ段目のフィルタ係数、及びフィルタ入力に関する勾配が計算される。ｌ段目のフィルタ係数を適応的に制御する場合には、式（１７）に従ってフィルタ係数を更新する。ｌ段目のフィルタ係数を固定的に扱う場合には、ｌ段目のフィルタでは単にフィルタ入力に関する勾配のみを計算すればよい。これを最終段のＬ段目から繰り返すことで、最初の１番目のフィルタまでの全てのフィルタ係数に対し、損失関数に関する勾配が計算され、フィルタ係数更新量が算出される。
　図７は、図６の多段フィルタ層を有する復調部１３４のフィルタ係数更新部２７１が行う各フィルタ層のフィルタ係数を更新する処理を表すイメージ図である。
　フィルタ係数更新部２７１は、まず、損失関数導出部２６１から入力された損失関数φ（ｙｉ、ｙ＊ ｉ）の勾配から、勾配導出２８５と係数導出２９３とを行う。勾配導出２８５は、フィルタ層ｆ５の入力データであるｕｉ ［４］及びフィルタ係数ｈｉ ［５］＊及びｈ＊ｉ ［５］＊に関する勾配の導出である。また、係数導出２９３は、フィルタ層ｆ５の各フィルタの更新を行うためのフィルタ係数ｈｉ ［５］＊及びｈ＊ｉ ［５］＊の導出である。フィルタ係数更新部２７１は、導出したフィルタ係数ｈｉ ［５］＊及びｈ＊ｉ ［５］＊により、フィルタ層ｆ５の各フィルタのフィルタ係数を更新する。
　フィルタ係数更新部２７１は、次に、導出したｕｉ ［４］の勾配からフィルタ層ｆ４の入力データであるｕｉ ［３］に関する勾配の導出である、勾配導出２８４を行う。
　フィルタ係数更新部２７１は、次に、導出したｕｉ ［３］の勾配から、勾配導出２８３と係数導出２９２とを行う。勾配導出２８３は、フィルタ層ｆ３の入力データであるｕｉ ［２］及びフィルタ係数ｈｉｊ ［３］＊に関する勾配の導出である。また、係数導出２９３は、フィルタ層ｆ３の各フィルタのフィルタ係数を更新するためのフィルタ係数ｈｉｊ ［３］＊の導出である。フィルタ係数更新部２７１は、導出したフィルタ係数ｈｉｊ ［３］＊により、フィルタ層ｆ３の各フィルタのフィルタ係数を更新する。
　フィルタ係数更新部２７１は、次に、導出したｕｉ ［２］の勾配からのフィルタ層ｆ２の入力データであるｕｉ ［１］に関する勾配の導出である、勾配導出２８２を行う。
　そして、フィルタ係数更新部２７１は、導出したｕｉ ［１］の勾配から、勾配導出２８１と係数導出２９１とを行う。勾配導出２８１は、フィルタ層ｆ１への入力データであるｕｉ ［０］及びフィルタ係数ｈｉ ［１］＊及びｈ＊ｉ ［１］＊に関する勾配の導出である。また、係数導出２９１は、フィルタ層ｆ１の各フィルタのフィルタ係数を更新するためのフィルタ係数ｈｉ ［１］＊及びｈ＊ｉ ［１］＊の導出である。フィルタ係数更新部２７１は、導出したフィルタ係数ｈｉ ［１］＊及びｈ＊ｉ ［１］＊により、フィルタ層ｆ１の各フィルタのフィルタ係数を更新する。
　なお、波長分散補償用のフィルタからなるフィルタ層ｆ２の各フィルタについては、補償すべき蓄積波長分散量Ｄから、

Figure JPOXMLDOC01-appb-M000028
 によりフィルタ係数が決定される。ここで、λは光信号の波長であり、ｃは光速である。
　また、キャリア位相補償処理用のフィルタ層ｆ４の各フィルタのフィルタ係数は、

Figure JPOXMLDOC01-appb-M000029
であり、θｉ［ｋ］は前述のように最終段のフィルタ出力に基づいて決定される。
　以上の処理により、適応的に制御すべき、フィルタ層ｆ１、ｆ３及びｆ５の各フィルタのフィルタ係数を全て、最終段のフィルタの出力を所望の状態に近づけるように更新することが可能である。
　図６の復調部１３４は、Ｒｘスキュー補償処理、波長分散補償処理、偏波変動補償処理、キャリア位相補償処理及びＴｘスキュー補償処理をいずれも行い得る。それとともに、復調部１３４は、非特許文献２又は３の方法のように、ＷＬの大規模なフィルタや特殊な波長分散補償処理を用いる必要がない。そのため、復調部１３４は、補償処理のためのフィルタ係数更新の際の計算量を低減できる。
　図８乃至１０は、受信データのコンステレーションのシミュレーション結果を表す図である。当該シミュレーションには、偏波多重ＱＰＳＫ信号を送信し、１００ｋｍのシングルモードファイバ伝搬に相当する波長分散を与え、コヒーレント受信するモデルを用いた。また、送信機及び受信機のいずれにもＩＱスキューがない場合、送信側のＸ偏波にＩＱスキューがある場合、受信側のＸ偏波にＩＱスキューがある場合、の３種類の条件で、受信データの等化処理後のコンステレーションを評価した。
　図８は、図２に示す一般的な補償処理を行った場合の前記コンステレーションの計算結果を表す図である。図８のコンステレーションは、ＩＱスキューがない場合には、良好なものである。しかしながら、図８の場合、ＩＱスキューを原因とする信号歪みの補償は行わないことが想定されているので、送信機内又は受信機内のいずれかにＩＱスキューが存在する場合には、コンステレーションが悪化する。
　図９は、図１に示す等化信号処理において、偏波変動補償処理にＷＬの４×２構成のフィルタを用いた場合の計算結果を表す図である。図９の場合、送信機内のＩＱスキューがある場合には良好なコンステレーションが得られる。しかしながら、伝送路中で生じる波長分散が生じるため、波長分散補償処理後に単純にＷＬフィルタを適用する構成では受信機におけるＩＱスキューを原因とする信号歪みを補償せず、コンステレーションが悪化する。
　図１０は、本実施形態の補償方法を適用した場合の計算結果を表す図である。本実施形態の補償方法を適用した場合、図８及び図９の場合と比較すると、受信機内のＩＱスキューについても補償処理が効果を奏し、良好なコンステレーションが計算される。
［効果］
　本実施形態の復調部は、以上説明した補償処理により、Ｒｘスキュー、波長分散、偏波変動、キャリア位相変動及びＴｘスキューのいずれに起因する信号歪みも補償し得る。それとともに、本実施形態の復調部は、非特許文献２又は３の方法のように、ＷＬの大規模なフィルタや特殊な波長分散補償処理を用いる必要がない。そのため、本実施形態の復調部は、補償処理のためのフィルタの演算量を低減できる。
　また、本実施形態の補償処理を応用すれば、Ｒｘスキュー、波長分散、偏波変動、キャリア位相変動及びＴｘスキュー以外の他の原因による信号歪みに対応するためにさらにフィルタを多層化する拡張を容易に行い得る。最終段のフィルタの後に、さらに従来のフィルタを接続することもできる。また、本実施形態の補償処理を応用すれば、適用するアプリケーションにおいて考えなくともよい原因による信号歪みを補償する処理の削除を容易に行い得る。
　また、本実施形態の補償方法は、光ファイバ通信で一般的な適応等化フィルタのようにフィルタの直接の出力に基づく更新を行う代わりに、すべての原因による信号歪みについて一通り補償処理された最終段のフィルタ出力に基づく更新を行う。そのため本実施形態の補償方法は、より高精度な信号歪みの補償が可能である。
　また、本実施形態の補償方法を適用した場合、各フィルタのフィルタ係数の更新のステップサイズに個別の値を設定し得る。また、いくつかのフィルタのフィルタ係数更新のステップサイズを０としてフィルタ係数更新を止め、対象の一つの又は少数のフィルタのフィルタ係数のみを更新する、又は、それにより、フィルタのフィルタ係数の更新を順次行うこともできる。例えば、送受信機内のスキューは、適応的な制御を必要とするにしても運用中に大きくは変化しないことを考える。その場合、Ｔｘスキュー補償処理、Ｒｘスキュー補償処理のフィルタは、運用開始時にフィルタ係数を上記の方法で決定し、その後は更新せずに固定的に運用することが可能である。
　また、本実施形態の補償方法を適用した場合、例えば、偏波変動補償処理までの処理を一つの回路で行い、それ以降を別の回路で行うなど、それぞれのフィルタを別のハードウェアに実装することも可能である。この場合、フィルタ係数の更新は、さらに別のハードウェアで行われてもよく、それらの回路からの情報を統合して行われる。
　図１１は、実施形態のフィルタ係数更新装置の最小限の構成であるフィルタ係数更新装置２７１ｘの構成を表す概念図である。
　フィルタ係数更新装置２７１ｘは、受信データに対し第一複数段に接続された複数のフィルタからなるフィルタ層の前記複数のフィルタのフィルタ係数を更新するフィルタ係数更新装置である。フィルタ係数更新装置２７１ｘは、導出部２７１ａｘと更新部２７１ｂｘとを備える。
　導出部２７１ａｘは、前記第一複数段に含まれるひとつまたは複数の段の前記複数のフィルタの各々のフィルタ係数を、前記第一複数段のうちの最終段から出力された出力データにより導出する。更新部２７１ｂｘは、前記フィルタ係数の各々を更新する。
　フィルタ係数更新装置２７１ｘは、前記第一複数段に含まれるひとつまたは複数の段の前記複数のフィルタの各々のフィルタ係数を、前記第一複数段のうちの最終段から出力された出力データにより導出する。
　そのため、フィルタ係数更新装置２７１ｘは、背景技術の項で説明した一般的な方法と比較して、フィルタ係数の導出に要する計算量を低減できる。すなわち、フィルタ係数更新装置２７１ｘは、信号歪補償の演算量を低減する。
　そのため、フィルタ係数更新装置２７１ｘは、は、前記構成により、［発明の効果］の項に記載した効果を奏する。
　以上、本発明の各実施形態を説明したが、本発明は、前記した実施形態に限定されるものではなく、本発明の基本的技術的思想を逸脱しない範囲で更なる変形、置換、調整を加えることができる。例えば、各図面に示した要素の構成は、本発明の理解を助けるための一例であり、これらの図面に示した構成に限定されるものではない。
　また、前記の実施形態の一部又は全部は、以下の付記のようにも記述され得るが、以下には限られない。
（付記１）
　受信データに対し第一複数段に接続された複数のフィルタからなるフィルタ層の前記複数のフィルタのフィルタ係数を更新するフィルタ係数更新装置であって、
　前記第一複数段に含まれるひとつまたは複数の段の前記複数のフィルタの各々のフィルタ係数を、前記第一複数段のうちの最終段から出力された出力データにより導出する導出部と、
　前記フィルタ係数の各々を更新する更新部と、
　を備えるフィルタ係数更新装置。
（付記２）
　前記導出部は、前記出力データの所望データからの差により、前記複数のフィルタの各々のフィルタ係数を導出する、付記１に記載されたフィルタ係数更新装置。
（付記３）
　前記導出部は、前記差を関数として取得する、付記２に記載されたフィルタ係数更新装置。
（付記４）
　前記フィルタ層は、Ｗｉｄｅｌｙ　ｌｉｎｅａｒフィルタもしくはＳｔｒｉｃｔｌｙ　ｌｉｎｅａｒフィルタのいずれかからなる付記１乃至付記３のうちのいずれか一に記載されたフィルタ係数更新装置。
（付記５）
　前記導出部は、誤差逆伝搬により、前記ひとつまたは複数の段の前記複数のフィルタの各々のフィルタ係数を導出する、付記１乃至付記４のうちのいずれか一に記載されたフィルタ係数更新装置。
（付記６）
　前記導出部は、前記誤差逆伝搬により、前記フィルタ係数に関する勾配を計算することにより、前記ひとつまたは複数の段の前記複数のフィルタの前記フィルタの各々の前記フィルタ係数を導出する、付記５に記載されたフィルタ係数更新装置。
（付記７）
　付記１乃至付記６のうちのいずれか一に記載されたフィルタ係数更新装置と、前記フィルタ層とを備えるフィルタ装置。
（付記８）
　付記７に記載されたフィルタ装置を備え、前記受信データの復調を行う、復調装置。
（付記９）
　前記復調を前記受信データの等化処理により行う、付記８に記載された復調装置。
（付記１０）
　前記受信データは、Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ　Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎされた受信信号から得られたものである、付記８又は付記９に記載された復調装置。
（付記１１）
　前記受信データは、光ファイバを伝送することにより受信機に到達した受信信号から取得されたものである、付記８乃至付記１０のうちのいずれか一に記載された復調装置。
（付記１２）
　前記第一複数段のある段の前記複数のフィルタは、第一の原因による前記受信信号の歪みに起因する前記受信データの不具合を補償するものであり、前記第一複数段の他の段の前記複数のフィルタは前記第一の原因ではない原因である第二の原因による前記受信データの不具合を補償するものである、付記１１に記載された復調装置。
（付記１３）
　前記第一の原因及び前記第二の原因は、前記受信信号の送信元で発生した前記受信信号のＩｎ－ｐｈａｓｅ成分とＱｕａｄｒａｔｕｒｅ成分との間の時間スキューであるＴｘスキュー、前記伝送により生じた波長分散、前記伝送により生じた偏波状態変動と偏波モードの分散、前記受信信号の前記送信元における送信信号のキャリアと前記受信信号を受信する受信機のローカルオシレータ光との間の、周波数オフセット及び位相オフセット及び前記受信信号の受信側で発生した前記受信信号の前記時間スキューであるＲｘスキュー、のうちのいずれかである、付記１２に記載された復調装置。
（付記１４）
　前記第一の原因は、前記Ｔｘスキュー、前記波長分散、前記偏波状態変動と前記偏波モードの分散、前記周波数オフセット及び前記位相オフセット、のうちの少なくともいずれかを含み、前記第二の原因は前記Ｒｘスキューである、付記１３に記載された復調装置。
（付記１５）
　付記９乃至付記１４のうちのいずれか一に記載された復調装置を備え、前記受信データを受信する、受信装置。
（付記１６）
　付記１５に記載された受信装置と前記受信データを前記受信装置に送信する送信装置と、を備える送受信システム。
（付記１７）
　受信データに対し第一複数段に接続された複数のフィルタからなるフィルタ層の前記複数のフィルタのフィルタ係数を更新するフィルタ係数更新方法であって、
　前記第一複数段に含まれるひとつまたは複数の段の前記複数のフィルタの各々のフィルタ係数を、前記第一複数段のうちの最終段から出力された出力データにより導出し、
　前記フィルタ係数の各々を更新する
　フィルタ係数更新方法。
（付記１８）
　受信データに対し第一複数段に接続された複数のフィルタからなるフィルタ層の前記複数のフィルタのフィルタ係数を更新する処理をコンピュータに実行させるフィルタ係数更新プログラムであって、
　前記第一複数段に含まれるひとつまたは複数の段の前記複数のフィルタの各々のフィルタ係数を、前記第一複数段のうちの最終段から出力された出力データにより導出する処理と、
　前記フィルタ係数の各々を更新する処理と、
　をコンピュータに実行させるフィルタ係数更新プログラム。
　なお、上記付記における、前記受信データは、例えば、図６の復調部１３４に入力される４系列の受信データである。また、前記第一複数段は、例えば、フィルタ層ｆ１乃至ｆ５の段数である５段である。また、前記フィルタ層は、例えば、図６のフィルタ層ｆ１乃至ｆ５である。
　また、ひとつまたは複数の段は、例えば、図６のフィルタ層ｆ１乃至ｆ５の段のうちのひとつまたは複数の段である。また、前記複数のフィルタは、例えば、図６のフィルタ層ｆ１乃至ｆ５の各々が備えるフィルタである。また、前記最終段は、例えば、フィルタ層ｆ５である。
　また、フィルタ係数更新装置は、例えば、図６の損失関数導出部２６１と、フィルタ係数更新部２７１との組合せである。また、前記導出部は、例えば、損失関数導出部２６１と、フィルタ係数更新部２７１におけるフィルタ係数の導出処理を行う部分との、組合せである。また、前記更新部は、フィルタ係数更新部２７１における、各フィルタのフィルタ係数を更新する処理を行う部分である。
　また、前記出力データの所望データからの差は、例えば、前述の損失関数である。また、前記関数は、例えば、前述の損失関数である。また、誤差逆伝搬により導出する方法は明細書中に記載されている。また、前記フィルタ係数に関する勾配を計算することは明細書中に記載されている。また、前記復調装置は、例えば、図６の復調部である。
　また、前記フィルタ装置は、例えば、図６のフィルタ層ｆ１乃至ｆ５と、損失関数導出部２６１と、フィルタ係数更新部２７１との組合せである。また、前記受信装置は、例えば、図６の復調部１３４を備える図１の光受信機１３０である。また、前記送受信システムは、例えば、図６の復調部１３４を備える図１の光通信システムである。
　また、前記コンピュータは、例えば、図６のフィルタ係数更新部２７１で行われる処理を行うコンピュータである。また、前記フィルタ係数更新プログラムは、例えば、図６のフィルタ係数更新部２７１で行われる処理を、前記コンピュータに実行させるプログラムである。
　以上、上述した実施形態を模範的な例として本発明を説明した。しかしながら、本発明は、上述した実施形態には限定されない。即ち、本発明は、本発明のスコープ内において、当業者が理解し得る様々な態様を適用することができる。
　この出願は、２０２０年４月１４日に出願された日本出願特願２０２０－０７２４２０を基礎とする優先権を主張し、その開示の全てをここに取り込む。
　１００　　光通信システム
　１１０　　光送信機
　１１１　　符号化部
　１１２　　ＬＤ
　１１３　　光変調器
　１２０　　伝送路
　１３０　　光受信機
　１３１　　ＬＤ
　１３２　　コヒーレント受信機
　１３３　　ＡＤＣ
　１３４　　復調部
　１３５　　復号部
　２０１　　波長分散補償処理
　２０２　　偏波変動補償処理
　２０３　　キャリア位相補償処理
　２５１　　Ｒｘスキュー補償処理
　２５３　　偏波変動補償処理
　２５５　　Ｔｘスキュー補償処理
　２６１　　損失関数導出部
　２７１　　フィルタ係数更新部
　２７１ｘ　　フィルタ係数更新装置
　２７１ａｘ　　導出部
　２７１ｂｘ　　更新部
　２８１、２８２、２８３、２８４、２８５　　勾配導出
　２９１、２９２、２９３　　係数導出
　ｆ１、ｆ２、ｆ３、ｆ４、ｆ５　　フィルタ層

Claims (18)

  1. 　受信データに対し第一複数段に接続された複数のフィルタからなるフィルタ層の前記複数のフィルタのフィルタ係数を更新するフィルタ係数更新装置であって、
    　前記第一複数段に含まれるひとつまたは複数の段の前記複数のフィルタの各々のフィルタ係数を、前記第一複数段のうちの最終段から出力された出力データにより導出する導出手段と、
    　前記フィルタ係数の各々を更新する更新手段と、
    　を備えるフィルタ係数更新装置。
  2. 　前記導出手段は、前記出力データの所望データからの差により、前記複数のフィルタの各々のフィルタ係数を導出する、請求項１に記載されたフィルタ係数更新装置。
  3. 　前記導出手段は、前記差を関数として取得する、請求項２に記載されたフィルタ係数更新装置。
  4. 　前記フィルタ層は、Ｗｉｄｅｌｙ　ｌｉｎｅａｒフィルタもしくはＳｔｒｉｃｔｌｙ　ｌｉｎｅａｒフィルタのいずれかからなる請求項１乃至請求項３のうちのいずれか一に記載されたフィルタ係数更新装置。
  5. 　前記導出手段は、誤差逆伝搬により、前記ひとつまたは複数の段の前記複数のフィルタの各々のフィルタ係数を導出する、請求項１乃至請求項４のうちのいずれか一に記載されたフィルタ係数更新装置。
  6. 　前記導出手段は、前記誤差逆伝搬により、前記フィルタ係数に関する勾配を計算することにより、前記ひとつまたは複数の段の前記複数のフィルタの前記フィルタの各々の前記フィルタ係数を導出する、請求項５に記載されたフィルタ係数更新装置。
  7. 　請求項１乃至請求項６のうちのいずれか一に記載されたフィルタ係数更新装置と、前記フィルタ層とを備えるフィルタ装置。
  8. 　請求項７に記載されたフィルタ装置を備え、前記受信データの復調を行う、復調装置。
  9. 　前記復調を前記受信データの等化処理により行う、請求項８に記載された復調装置。
  10. 　前記受信データは、Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ　Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎされた受信信号から得られたものである、請求項８又は請求項９に記載された復調装置。
  11. 　前記受信データは、光ファイバを伝送することにより受信機に到達した受信信号から取得されたものである、請求項８乃至請求項１０のうちのいずれか一に記載された復調装置。
  12. 　前記第一複数段のある段の前記複数のフィルタは、第一の原因による前記受信信号の歪みに起因する前記受信データの不具合を補償するものであり、前記第一複数段の他の段の前記複数のフィルタは前記第一の原因ではない原因である第二の原因による前記受信データの不具合を補償するものである、請求項１１に記載された復調装置。
  13. 　前記第一の原因及び前記第二の原因は、前記受信信号の送信元で発生した前記受信信号のＩｎ－ｐｈａｓｅ成分とＱｕａｄｒａｔｕｒｅ成分との間の時間スキューであるＴｘスキュー、前記伝送により生じた波長分散、前記伝送により生じた偏波状態変動と偏波モードの分散、前記受信信号の前記送信元における送信信号のキャリアと前記受信信号を受信する受信機のローカルオシレータ光との間の、周波数オフセット及び位相オフセット及び前記受信信号の受信側で発生した前記受信信号の前記時間スキューであるＲｘスキュー、のうちのいずれかである、請求項１２に記載された復調装置。
  14. 　前記第一の原因は、前記Ｔｘスキュー、前記波長分散、前記偏波状態変動と前記偏波モードの分散、前記周波数オフセット及び前記位相オフセット、のうちの少なくともいずれかを含み、前記第二の原因は前記Ｒｘスキューである、請求項１３に記載された復調装置。
  15. 　請求項９乃至請求項１４のうちのいずれか一に記載された復調装置を備え、前記受信データを受信する、受信装置。
  16. 　請求項１５に記載された受信装置と前記受信データを前記受信装置に送信する送信装置と、を備える送受信システム。
  17. 　受信データに対し第一複数段に接続された複数のフィルタからなるフィルタ層の前記複数のフィルタのフィルタ係数を更新するフィルタ係数更新方法であって、
    　前記第一複数段に含まれるひとつまたは複数の段の前記複数のフィルタの各々のフィルタ係数を、前記第一複数段のうちの最終段から出力された出力データにより導出し、
    　前記フィルタ係数の各々を更新する
    　フィルタ係数更新方法。
  18. 　受信データに対し第一複数段に接続された複数のフィルタからなるフィルタ層の前記複数のフィルタのフィルタ係数を更新する処理をコンピュータに実行させるフィルタ係数更新プログラムであって、
    　前記第一複数段に含まれるひとつまたは複数の段の前記複数のフィルタの各々のフィルタ係数を、前記第一複数段のうちの最終段から出力された出力データにより導出する処理と、
    　前記フィルタ係数の各々を更新する処理と、
    　をコンピュータに実行させるフィルタ係数更新プログラムが記録された記録媒体。
PCT/JP2021/005521 2020-04-14 2021-02-15 フィルタ係数更新装置、フィルタ装置、復調装置、受信装置、送受信システム、フィルタ係数更新方法及び記録媒体 WO2021210259A1 (ja)

Priority Applications (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US17/918,179 US20230130197A1 (en) 2020-04-14 2021-02-15 Filter coefficient updating device, filter device, demodulating device, receiving device,transmitting and receiving system, filter coefficient updating method, and recordingmedium
JP2022515220A JPWO2021210259A5 (ja) 2021-02-15 フィルタ係数更新装置、フィルタ装置、復調装置及びフィルタ係数更新方法

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2020072420 2020-04-14
JP2020-072420 2020-04-14

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2021210259A1 true WO2021210259A1 (ja) 2021-10-21

Family

ID=78083581

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/JP2021/005521 WO2021210259A1 (ja) 2020-04-14 2021-02-15 フィルタ係数更新装置、フィルタ装置、復調装置、受信装置、送受信システム、フィルタ係数更新方法及び記録媒体

Country Status (2)

Country Link
US (1) US20230130197A1 (ja)
WO (1) WO2021210259A1 (ja)

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2023152947A1 (ja) * 2022-02-14 2023-08-17 日本電気株式会社 通信システム、受信機、等化信号処理回路、方法、及びコンピュータ可読媒体
WO2023162143A1 (ja) * 2022-02-25 2023-08-31 日本電気株式会社 通信システム、受信機、等化信号処理回路、方法、及びコンピュータ可読媒体

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2010268404A (ja) * 2009-05-18 2010-11-25 Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> デジタル信号処理回路
WO2012105714A1 (ja) * 2011-02-02 2012-08-09 日本電気株式会社 光受信機および光受信方法
WO2012111140A1 (ja) * 2011-02-18 2012-08-23 三菱電機株式会社 光受信器、非線形等化回路及びデジタル信号処理回路
JP2013081066A (ja) * 2011-10-04 2013-05-02 Nec Corp コヒーレント光受信機およびコヒーレント光受信方法
JP2015201726A (ja) * 2014-04-07 2015-11-12 富士通株式会社 デジタルコヒーレント受信器および受信方法

Family Cites Families (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US11223421B1 (en) * 2020-02-03 2022-01-11 Cable Television Laboratories, Inc. Full dimension skew estimation and compensation in coherent optical systems
WO2021199317A1 (ja) * 2020-03-31 2021-10-07 日本電信電話株式会社 光伝送システム及び特性推定方法

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2010268404A (ja) * 2009-05-18 2010-11-25 Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> デジタル信号処理回路
WO2012105714A1 (ja) * 2011-02-02 2012-08-09 日本電気株式会社 光受信機および光受信方法
WO2012111140A1 (ja) * 2011-02-18 2012-08-23 三菱電機株式会社 光受信器、非線形等化回路及びデジタル信号処理回路
JP2013081066A (ja) * 2011-10-04 2013-05-02 Nec Corp コヒーレント光受信機およびコヒーレント光受信方法
JP2015201726A (ja) * 2014-04-07 2015-11-12 富士通株式会社 デジタルコヒーレント受信器および受信方法

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2023152947A1 (ja) * 2022-02-14 2023-08-17 日本電気株式会社 通信システム、受信機、等化信号処理回路、方法、及びコンピュータ可読媒体
WO2023162143A1 (ja) * 2022-02-25 2023-08-31 日本電気株式会社 通信システム、受信機、等化信号処理回路、方法、及びコンピュータ可読媒体

Also Published As

Publication number Publication date
US20230130197A1 (en) 2023-04-27
JPWO2021210259A1 (ja) 2021-10-21

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CA3047882C (en) Optical transmission characteristic estimation method, optical transmission characteristic compensation method, optical transmission characteristic estimation system and optical transmission characteristic compensation system
JP5694605B2 (ja) マルチモード通信用光受信機
US8478135B2 (en) Method and apparatus for polarization-division-multiplexed optical receivers
US8260153B2 (en) Method and apparatus for polarization-division-multiplexed optical coherent receivers
US11728900B2 (en) Communication system, receiver, equalization signal processing circuit, method, and non-transitory computer readable medium
WO2021210259A1 (ja) フィルタ係数更新装置、フィルタ装置、復調装置、受信装置、送受信システム、フィルタ係数更新方法及び記録媒体
JP5943001B2 (ja) 等化信号処理装置、それを用いた光受信装置および等化信号処理方法
JP6458733B2 (ja) 光受信装置、光伝送システムおよび光受信方法
US20130336654A1 (en) Optical receiver, polarization demultiplexer, and optical receiving method
WO2018198891A1 (ja) 信号合成装置及び信号合成方法
US20130251370A1 (en) Optical receiver, polarization separation device and polarization separating method
US20130202021A1 (en) System and Method for Polarization De-Multiplexing in a Coherent Optical Receiver
Randel et al. MIMO-based signal processing of spatially multiplexed 112-Gb/s PDM-QPSK signals using strongly-coupled 3-core fiber
US9712252B2 (en) Adaptive equalizer with coefficients determined using groups of symbols to compensate for nonlinear distortions in optical fiber communications
Vgenis et al. Nonsingular constant modulus equalizer for PDM-QPSK coherent optical receivers
JP7120302B2 (ja) 光空間通信システム、光受信装置、光受信方法、及びプログラム
CN109547116B (zh) 应用于相干光纤通信系统的实数非线性均衡方法及装置
JP7311744B2 (ja) 光受信装置及び係数最適化方法
WO2022091452A1 (ja) 通信システム、受信機、歪み検出装置、方法、及びコンピュータ可読媒体
Dumenil et al. Rate optimization using SO (4) transforms for PDL mitigation
Bosco et al. A novel update algorithm in stokes space for adaptive equalization in coherent receivers
JP6355465B2 (ja) 光受信器、送受信装置、光通信システムおよび波形歪補償方法
CN115668811A (zh) 自适应均衡器、自适应均衡方法以及光通信系统
WO2023162143A1 (ja) 通信システム、受信機、等化信号処理回路、方法、及びコンピュータ可読媒体
WO2023067641A1 (ja) デジタル信号処理回路、方法、受信機、及び通信システム

Legal Events

Date Code Title Description
121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 21787530

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

ENP Entry into the national phase

Ref document number: 2022515220

Country of ref document: JP

Kind code of ref document: A

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: DE

122 Ep: pct application non-entry in european phase

Ref document number: 21787530

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1