CN115668811A - 自适应均衡器、自适应均衡方法以及光通信系统 - Google Patents

Abstract

抽头系数控制电路(12)将由第2抽头系数更新器(11)更新后的抽头系数设定为由第1抽头系数更新器(14)更新的第1数字滤波器(13)的抽头系数的收敛动作的初始值，针对设定为初始值的各抽头系数，按照有助于第1抽头系数更新器(14)的收敛动作的程度从大到小的顺序排列，将上位的指定数以上的抽头系数判定为有效，将小于指定数的抽头系数判定为无效，将与判定为无效的抽头系数对应的第1数字滤波器(13)的抽头系数设定为零且不用于第1抽头系数更新器(14)的计算，直至下一个判定结果出来为止。

Description

自适应均衡器、自适应均衡方法以及光通信系统

技术领域

本公开涉及在数据通信中补偿传输路径的特性的自适应均衡器、自适应均衡方法以及光通信系统。

背景技术

在相干光通信中，在接收侧通过数字信号处理来补偿传输信号的失真，由此实现几十Gbit/s以上的大容量传输。在数字信号处理中，主要进行波长色散补偿、频率控制/相位调整、偏振复用分离以及偏振色散补偿等处理。

偏振复用分离和偏振色散补偿的处理主要通过自适应均衡来进行。对于数字信号处理中的自适应均衡器，通过使用数字滤波器。通过对该数字滤波器设定以传输信号的失真被抵消的方式计算出的抽头系数，能够补偿传输信号。数字滤波器的抽头系数相当于滤波器特性的脉冲响应。抽头系数适应于随时间变化的状况而被逐次更新，自适应均衡器进行追随于偏振状态SOP(State of Polarization)的变动的补偿。

在构成自适应均衡器的数字滤波器的抽头系数更新中，通常，使用恒包络线基准算法(CMA：Constant Modulus Algorithm)这样的逐次更新算法。抽头系数按照该算法进行收敛动作，收敛于规定值。因此，在自适应均衡器中，抽头数量越多则运算量越增加。此外，伴随着运算量的增加，消耗电力增加。如果使抽头数量减少，则运算量减少，因此，能够降低自适应均衡器的消耗电力。

以往，未建立不引起性能劣化的动态控制的方法，因此，限制来自抽头中心的抽头数量而实现了低消耗电力化。即，从两端的抽头系数进行了削减。但是，在DGD(Differential Group Delay：差分群时延)负载较大时需要两端的抽头系数。DGD负载表示水平偏振信号与垂直偏振信号之间的延迟差。因此，通过限制来自抽头中心的抽头数量，从而补偿精度发生了劣化。

目前为止，提出了根据自适应均衡器的均衡性能来决定最优的抽头数量的方法。例如，提出了对偏振复用光的各偏振间的群延迟时间差进行检测并根据该群延迟时间差来决定自适应均衡器的抽头数量的方法(例如参照专利文献1)、基于接收到的导频信号与原始的导频信号的误差来控制抽头数量的方法(例如参照专利文献2)等。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本特开2018-182620号公报

专利文献2：日本特开2010-118817号公报

发明内容

发明要解决的问题

但是，在根据所希望的均衡性能来决定抽头数量的方法中，存在难以在得到高均衡性能的同时减少抽头数量而实现低消耗电力化这样的问题。

本公开是为了解决上述问题而完成的，其目的在于，得到一种能够在得到高均衡性能的同时实现低消耗电力化的自适应均衡器、自适应均衡方法以及光通信系统。

用于解决问题的手段

本公开的自适应均衡器的特征在于，具备：自适应滤波器，其具有第1数字滤波器和第1抽头系数更新器，该第1数字滤波器补偿输入信号的失真，该第1抽头系数更新器根据所述输入信号的波形状态，自适应地通过收敛动作更新所述第1数字滤波器的抽头系数；第2数字滤波器，其补偿所述输入信号的失真；第2抽头系数更新器，其根据所述输入信号的波形状态，自适应地通过收敛动作更新所述第2数字滤波器的抽头系数；以及抽头系数控制电路，其将由所述第2抽头系数更新器更新后的抽头系数设定为由所述第1抽头系数更新器更新的所述第1数字滤波器的抽头系数的收敛动作的初始值，针对设定为所述初始值的各抽头系数，按照有助于所述第1抽头系数更新器的收敛动作的程度从大到小的顺序排列，将上位的指定数以上的抽头系数判定为有效，将小于所述指定数的抽头系数判定为无效，将与判定为无效的抽头系数对应的所述第1数字滤波器的抽头系数设定为零且不用于所述第1抽头系数更新器的计算，直至下一个判定结果出来为止。

发明的效果

根据本公开，能够在得到高均衡性能的同时实现低消耗电力化。

附图说明

图1是示出实施方式的光通信系统的发送侧的结构的框图。

图2是示出实施方式的光通信系统的接收侧的结构的框图。

图3是示出实施方式1的自适应均衡器的结构图。

图4是示出第1数字滤波器的结构图。

图5是示出各FIR滤波器的详细情况的图。

图6是示出实施方式1的自适应均衡器的实施例的图。

图7是抽头系数控制电路的抽头系数有效/无效判定算法的流程图。

图8是示出实施方式1的自适应均衡器的动作定时的图。

图9是示出实施方式2的自适应均衡器的结构图。

图10是示出实施方式2的自适应均衡器的实施例的图。

具体实施方式

参照附图对实施方式的自适应均衡器、自适应均衡方法以及光通信系统进行说明。针对相同或对应的结构要素标注相同的标号，有时省略重复说明。

实施方式1.

图1是示出实施方式的光通信系统的发送侧的结构的框图。本实施方式的光通信系统在发送侧具备发送信号处理器1和光发送机2。

发送信号处理器1是对输入数据实施规定的处理的电路。具体而言，发送信号处理器1将输入数据分为水平偏振用数据和垂直偏振用数据，对各个数据进行纠错用编码、限带滤波及调制用映射等处理。将被实施了这样的处理的水平偏振用信号和垂直偏振用信号向光发送机2输出。

光发送机2是将水平偏振用信号和垂直偏振用信号转换成光信号并发送转换后的光信号的电路。该光发送机2包含信号光源2a(信号LD)、2个90゜合成器2b、2c、以及偏振合成器2d。90゜合成器2b、2c分别利用水平偏振用信号和垂直偏振用信号对信号光源2a的输出光进行调制，由此将这些信号转换成光信号。偏振合成器2d对转换成光信号的水平偏振用信号与垂直偏振用信号进行合成。合成后的光信号通过光纤传输路径3向接收侧传输。

图2是示出实施方式的光通信系统的接收侧的结构的框图。本实施方式的光通信系统在接收侧具备光接收机4、AD转换器5、波长色散补偿器6、自适应均衡器7、以及解码器8。

光接收机4是接收光信号并将接收到的光信号转换成电信号并输出的电路。该光接收机4包含偏振分离器4a、局部振荡光源4b(局部振荡LD)、2个90゜混合电路4c、4d、以及光电转换器4e。偏振分离器4a将光信号分离为2个正交偏振分量，即，X偏振(水平偏振)和Y偏振(垂直偏振)。90゜混合电路4c、4d使局部振荡光源4b的输出光与从偏振分离器4a输出的光信号的各偏振合成，将光信号的各偏振进一步分离为同相(I)分量和正交(Q)分量。光电转换器4e将从90゜混合电路4c、4d输出的光信号的各分量转换成电信号，将该电信号作为X偏振信号和Y偏振信号而输出。以下，将X偏振信号和Y偏振信号称为接收信号。另外，得到X偏振信号和Y偏振信号的上述的结构是一例，不限于上述的结构。

AD转换器5将从光接收机4输出的接收信号转换成数字信号。在光信号在光纤传输路径3中传播时，信号波形由于波长色散而失真。波长色散补偿器6根据从AD转换器5输出的接收信号来估计该失真的大小，补偿由波长色散引起的接收信号的失真。

此外，在发送侧将X偏振信号与Y偏振信号合成并发送、并且在接收侧将X偏振信号与Y偏振信号分离时，由于偏振模色散而产生偏振变动，信号波形失真。自适应均衡器7进行补偿从波长色散补偿器6输出的接收信号的偏振变动所引起的失真的均衡处理。另外，偏振分离最开始由光接收机4进行，通过自适应均衡器7更完全地处理偏振分离。解码器8对从自适应均衡器7输出的接收信号进行解码，再现原始的数据(即，发送信号处理器1的输入数据)。

自适应均衡器7如上述那样主要补偿由偏振变动引起的失真，但也能够补偿由频率变动或相位变动引起的失真。因此，不仅仅是收发在发送侧将X偏振信号与Y偏振信号合成后的信号，在收发仅单方的偏振信号的情况下，自适应均衡器7也是有用的。因此，本发明的自适应均衡器不限于收发在发送侧将X偏振信号与Y偏振信号合成后的信号的情况，在收发仅单方的偏振信号的情况下也是有用的。

图3是示出实施方式1的自适应均衡器的结构图。自适应均衡器7具备自适应滤波器9、第2数字滤波器10、第2抽头系数更新器11、以及抽头系数控制电路12。自适应滤波器9具有第1数字滤波器13和第1抽头系数更新器14。这里“抽头系数”表示与构成数字滤波器的多个抽头的信号分别相乘的系数。在本说明书中，“抽头系数”基本上表示一系列系数的组。但是，有时也示出各个抽头系数而进行说明。

第1数字滤波器13补偿输入信号。补偿后的结果被供给到第1抽头系数更新器14。输入信号的偏振状态随时间变化。于是，第1抽头系数更新器14通过CMA并根据输入信号的偏振状态而自适应地更新第1数字滤波器13的抽头系数。在图3中，省略了向第1抽头系数更新器14供给第1数字滤波器13的输入信号的线，但在后述的抽头系数的收敛动作中，示出抽头系数的收敛动作实质上是根据第1数字滤波器13的输入信号而进行的。更新后的抽头系数被设定于第1数字滤波器13。在CMA中，抽头系数被逐次更新并收敛于规定值，使得第1数字滤波器13的输出成为原本应有的值。

另外，在本说明书中，抽头系数的“更新”这样的用语被用于以下两者：求出针对某个时间点的偏振状态的抽头系数时的收敛动作中的更新、以及在偏振状态变化的定时按照每个收敛动作而进行的更新。

第1数字滤波器13的输出作为补偿后的接收信号被供给到图2所示的解码器8。输入信号可以是水平偏振信号和垂直偏振信号双方，也可以是任意一方。在以下的说明中，作为相干光通信的通常结构而对通过水平偏振信号和垂直偏振信号进行传输的情况进行说明，但本实施方式也能够应用于仅单方的信号的情况。

另外，自适应滤波器9的抽头系数通常能够创建矩阵方程式并作为维纳解一次性求出。但是，这需要非常复杂的计算，因此，作为简易求出的方法，通常使用逐次更新算法。这是收敛动作的一个方法。求出自适应滤波器9的抽头系数的算法不限于CMA，也可以是各种逐次更新算法，例如，作为其他的盲均衡方式的RDE(Radius directed equalization：半径定向均衡)等。此外，也能够如RLS(Recursive Least-Squares)或LMS(Least MeanSquare)等那样使用如下逐次更新算法，在该逐次更新算法中，在发送侧向光信号插入训练信号或导频信号等已知信号，以将传输来的已知信号与该已知信号的真值(在发送侧设定的值)之间的误差(例如IQ平面上的振幅差分、IQ振幅的平方和)最小化的方式按照每个步长进行更新而求出抽头系数。另外，在CMA中，也以将数字滤波器的输出与原本应有的值(关于“应有的值”，在恒包络线的情况下，能够容易地估计为振幅的希望值)的误差最小化的方式更新抽头系数。

第2数字滤波器10与第1数字滤波器13并联地连接。第2数字滤波器10也与第1数字滤波器13同样地补偿输入信号。此外，第2抽头系数更新器11也与第1抽头系数更新器14同样地进行动作，通过CMA并根据输入信号的偏振状态而自适应地更新第2数字滤波器10的抽头系数。在CMA的收敛动作中被更新的抽头系数在每次更新时被设定于第2数字滤波器10。重复该更新，抽头系数收敛于规定值。但是，第2数字滤波器10的输出与第1数字滤波器13的输出不同，不会作为补偿后的接收信号而供给到解码器8。第2数字滤波器10的输出仅用于计算第1数字滤波器13的抽头系数。

抽头系数控制电路12将通过第2抽头系数更新器11而收敛的抽头系数设定为由第1抽头系数更新器14进行更新的第1数字滤波器13的抽头系数的收敛动作时的初始值。此时，针对通过第2抽头系数更新器11而收敛的抽头系数、即设定为初始值的抽头系数，按照每个抽头来判定有效(valid)或无效(invalid)，将与判定为无效的抽头系数对应的第1数字滤波器的抽头系数强制地设定为零。此外，在第1抽头系数更新器14的收敛动作的期间，将该抽头系数继续设定为零，直至下一个判定结果出来为止。关于抽头系数被设定为零的抽头，在第1数字滤波器13中不进行乘法处理。

图4是示出第1数字滤波器的结构图。第1数字滤波器13具有构成为蝶型的FIR(Finite Impulse Response：有限脉冲响应)滤波器FIR_A、FIR_B、FIR_C、FIR_D。各FIR滤波器具备N个抽头。但是，FIR滤波器的抽头数量也可以互不相同。另外，第2数字滤波器10也能够与第1数字滤波器13同样地构成。

图5是示出各FIR滤波器的详细情况的图。FIR_A是针对水平偏振信号的滤波器，具有抽头系数W_{HH_1}～W_{HH_N}。FIR_B是针对从垂直偏振信号向水平偏振信号的影响的滤波器，具有抽头系数W_{VH_1}～W_{VH_N}。FIR_C是针对从水平偏振信号向垂直偏振信号的影响的滤波器，具有抽头系数W_{HV_1}～W_{HV_N}。FIR_D是针对垂直偏振信号的滤波器，具有抽头系数W_{VV_1}～W_{VV_N}。N是抽头数量。各抽头系数依次与延迟的输入信号相乘，将它们的合计值作为滤波器结果而输出。Z＾(-1)表示依次的延迟。

第1数字滤波器13将针对水平偏振信号的FIR_A的滤波结果与针对垂直偏振信号的FIR_B的滤波结果的相加值作为水平偏振信号的补偿输出，将针对水平偏振信号的FIR_C的滤波结果与针对垂直偏振信号的FIR_D的滤波结果的相加值作为垂直偏振信号的补偿输出。另外，第1数字滤波器13不限于蝶型的结构，也可以是不具有FIR_B和FIR_C的结构。

此外，第1数字滤波器13和第1抽头系数更新器14构成自适应滤波器9。此时，FIR_A、FIR_B、FIR_C及FIR_D的抽头系数的收敛动作如下式所示。

W_HH(n+1)＝W_HH(n)+μe_H(n)H_out(n)·Hin^＊(n)

W_VH(n+1)＝W_VH(n)+μe_V(n)H_out(n)·Vin^＊(n)

W_HV(n+1)＝W_HV(n)+μe_H(n)V_out(n)·Hin^＊(n)

W_VV(n+1)＝W_VV(n)+μe_V(n)V_out(n)·Vin^＊(n)

这里，n是表示逐次更新算法中的更新顺序的值。抽头系数W_HH(n)表示更新顺序n的情况下的抽头系数W_{HH_1}～W_{HH_N}。抽头系数W_VH(n)表示更新顺序n的情况下的抽头系数W_{VH_1}～W_{VH_N}。抽头系数W_HV(n)表示更新顺序n的情况下的抽头系数W_{HV_1}～W_{HV_N}。抽头系数W_VV(n)表示更新顺序n的情况下的抽头系数W_{VV_1}～W_{VV_N}。μ表示更新算法的步长。e_H(n)表示水平偏振中的滤波器输出的与希望值之间的误差。e_V(n)表示垂直偏振中的滤波器输出的与希望值之间的误差。H_out(n)表示水平偏振中的滤波器输出。Hin(n)表示水平偏振中的滤波器输入。V_out(n)表示垂直偏振中的滤波器输出。Vin(n)表示垂直偏振中的滤波器输入。＊表示共轭或复共轭。另外，在图4、5中，省略向第1抽头系数更新器14输入输入信号的线。此外，信号和抽头系数由复数表示。

另外，上述式子是表示逐次更新算法的式子的一例，表示逐次更新算法的式子不限于上述。只要是表示通过步长来更新值的式子即可。该步长在上述的抽头系数的自适应控制中决定数字信号处理的追随性和抗噪性。当步长变大时，数字信号处理的追随性提高，针对高速的偏振状态变动的接收耐力提高，但在低速的偏振变动状态的变动时，受到噪音的影响，传输特性恶化。

通过上述的逐次更新算法，按照更新顺序n依次进行抽头系数的更新，抽头系数最终收敛。收敛的条件根据更新顺序n的次数、或者滤波器输出与希望值之间的误差等来判定。然后，通过上述算法的收敛，求出各FIR滤波器的抽头系数W_{HH_1}～W_{HH_N}、W_{VH_1}～W_{VH_N}、W_{HV_1}～W_{HV_N}、以及W_{VV_1}～W_{VV_N}。

在第2数字滤波器10和第2抽头系数更新器11中，也与上述同样地求出各FIR滤波器的抽头系数W_{HH_1}～W_{HH_N}、W_{VH_1}～W_{VH_N}、W_{HV_1}～W_{HV_N}、以及W_{VV_1}～W_{VV_N}。另外，第1抽头系数更新器14与第2抽头系数更新器11的更新顺序n的间隔也可以互不相同，无需与符号的周期(数据的值被变更或更新的周期)一致。此外，第1抽头系数更新器14与第2抽头系数更新器11的收敛条件也可以互不相同。此外，符号的周期与FIR滤波器的依次的延迟的定时Z＾(-1)不同。

图6是示出实施方式1的自适应均衡器的实施例的图。在该实施例中，将图3所示的自适应均衡器7的第1数字滤波器13、第2数字滤波器10以及它们之间的布线详细化。

以下，对实施方式1的自适应均衡器的动作进行说明。由第2数字滤波器10和第2抽头系数更新器11的CMA求出的抽头系数被供给到抽头系数控制电路12。这些抽头系数是W_{HH_1}～W_{HH_N}、W_{VH_1}～W_{VH_N}、W_{HV_1}～W_{HV_N}、以及W_{VV_1}～W_{VV_N}。

在抽头系数控制电路12中，基于后述的算法，对上述的全部抽头进行是有效还是无效的判定。将判定为无效的抽头变更为零，并作为第1抽头系数更新器14的CMA收敛动作的初始值而设定于第1数字滤波器13的抽头。此时，将有助于抽头系数的收敛动作的程度大的抽头系数判定为有效，将除此以外或有助于抽头系数的收敛动作的程度小的抽头系数判定为无效。

在初始值的设定后，在第1数字滤波器13和第1抽头系数更新器14中通过CMA进行抽头系数收敛动作。在实施方式1中，在进行抽头系数收敛动作的期间即收敛中途的第1数字滤波器13的值也被输出。此外，关于由抽头系数控制电路12设定为零的抽头，与第1抽头系数更新器14的更新结果无关，继续设定为零，直至下一个收敛结果出来为止。设定为零的抽头系数被调整为不用于第1抽头系数更新器14的计算。并且采用假设即便使用也使电力消耗尽量成为零这样的电路设计。

例如，第1数字滤波器13的FIR_A的输出在第n次更新时由下式表示。

H_out(n)＝H_{in_1}(n)·W_{HH_1}(n)+H_{in_2}(n)·W_{HH_2}(n)+H_{in_3}(n)·W_{HH_3}(n)+····H_{in_N}(n)·W_{HH_N}(n)

这里，H_{in_1}(n)～H_{in_N}(n)是水平偏振信号H_in(n)的FIR_A中的依次延迟后的信号。在初始值中，n＝0次。

这里，考虑从抽头系数控制电路12向第1数字滤波器13设定了抽头系数、W_{HH_1}(0)～W_{HH_N}(0)作为初始值的情况。此时，假设在FIR_A的第2个抽头系数的实数部和虚数部均被设定为零、即W_{HH_2}(0)＝0+j·0的情况下，成为

H_out(0)＝H_{in_1}(0)·W_{HH_1}(0)+H_{in_2}(0)·W_{HH_2}(0)+H_{in_3}(0)·W_{HH_3}(0)+····H_{in_N}(0)·W_{HH_N}(0)

＝H_{in_1}(0)·W_{HH_1}(0)+0+H_{in_3}(0)·W_{HH_3}(0)+····H_{in_N}(0)·W_{HH_N}(0)。

接着，通过CMA的算法，计算W_{HH_1}(1)～W_{HH_N}(1)。此时，即便计算出将有限的值作为W_{HH_2}(1)的值，也设为W_{HH_2}(n)＝0+j·0而进行FIR_A的抽头系数的计算。即，在第2个抽头中，实数部的相乘和虚数部的相乘都是从最开始就将结果设定为零。这持续到从抽头系数控制电路12设定下一个初始值为止。另外，抽头系数的零设定是在4个FIR滤波器、实数部、虚数部中分别独立地进行的。

接着，对抽头系数控制电路12的抽头系数有效/无效判定算法进行说明。图7是抽头系数控制电路的抽头系数有效/无效判定算法的流程图。

抽头系数有效/无效判定算法是针对计算出的抽头系数判定是有效还是无效的算法(以后，记载为有效/无效的判定)。此外，抽头系数控制电路12的抽头系数的有效/无效的判定是在每次通过第2数字滤波器10和第2抽头系数更新器11使抽头系数的逐次更新算法的收敛动作完成并求出抽头系数时进行的。

以下对各步骤的动作进行说明。首先，在步骤1中，通过第2数字滤波器10和第2抽头系数更新器11，基于逐次更新算法而求出第2数字滤波器10的全部抽头系数W_{HH_1}～W_{HH_N}、W_{VH_1}～W_{VH_N}、W_{HV_1}～W_{HV_N}、以及W_{VV_1}～W_{VV_N}。这些值是逐次更新算法的收敛动作完成后的值。各抽头系数以IQ平面上的坐标(I值+jQ值)表述。I+jQ是所谓的复数。

接着，在步骤2中，针对在步骤1中求出的第2数字滤波器10的全部抽头系数，将IQ平面上的I值和Q值汇总而按照绝对值从大到小的顺序排列。在该情况下，也能够进行仅针对I值的有效/无效判定、以及仅针对Q值的有效/无效判定。但是，在实验的验证中，将I值和Q值汇总而进行的有效/无效判定相比于分开进行的判定，得到更高的性能。此外，如图6所示，在针对水平偏振信号和垂直偏振信号这两者进行处理的情况下，能够将4个FIR滤波器的I值和Q值汇总而进行有效/无效判定。在该情况下，将4个FIR滤波器汇总而进行的判定相比于按照每个滤波器进行的判定，也得到更高的性能。

接着，在步骤3(第1判定)中，针对按照绝对值顺序排列的抽头系数，将上位的指定数M以上的抽头系数临时判定为有效，将小于指定数M的抽头系数临时判定为无效。这里，越是绝对值大的抽头系数，则有助于第1抽头系数更新器14的抽头系数更新的计算(收敛动作)的程度越大。因此，将由第2抽头系数更新器11更新后的抽头系数按照有助于第1抽头系数更新器14的计算(收敛动作)的程度从大到小的顺序排列，将上位的指定数以上的抽头系数判定为有效，将小于指定数的抽头系数判定为无效。

在步骤4-1(第2判定)中，针对在步骤3中临时判定为有效的抽头系数，如果在上次的第2判定时为有效A或有效B，则最终判定为有效A(最终有效A判定(Final validity“A”judgment))。另一方面，在上次的第2判定时判定为无效的情况下，进入步骤5-1。

在步骤4-2(第2判定)中，针对在步骤3中临时判定为无效的抽头系数，在上次的第2判定时也为无效的情况下，最终判定为无效(最终无效判定(Final invalidityjudgment))。另一方面，在上次的第2判定时为有效的情况下，进入步骤5-2。

在步骤5-1(第2判定)中，针对在步骤4-1中在上次的第2判定时为无效的抽头系数，在其绝对值为阈值T1以上的情况下，最终判定为有效B(最终有效B判定(Finalvalidity“B”judgment))。另一方面，在其绝对值小于阈值T1的情况下，最终判定为无效(最终无效判定)。

接着，在步骤5-2(第2判定)中，针对在步骤4-2中在上次的第2判定时为有效A或有效B的抽头系数，在其绝对值为阈值T2以上的情况下，最终判定为有效A(最终有效A判定)。另一方面，在其绝对值小于阈值T2的情况下，最终判定为无效(最终无效判定)。另外，步骤5-1中的阈值T1与步骤5-2中的阈值T2可以互不相同，也可以相同。通过以上的算法，针对全部的抽头系数进行有效/无效的判定。

在步骤6-1中，抽头系数控制电路12不使用最终判定为有效A的抽头系数，取而代之，将第1抽头系数更新器14的上次的更新结果设定为由第1抽头系数更新器14更新的第1数字滤波器13的抽头系数的初始值。由于上次判定为有效，因此，所设定的系数不是零。因此，无需将第2抽头系数更新的新的结果设定为初始值。

在步骤6-2中，抽头系数控制电路12将最终判定为有效B的抽头系数设定为由第1抽头系数更新器14更新的第1数字滤波器13的抽头系数的初始值。由于上次判定为无效，因此所设定的系数是零。因此，此次新进行设定，所以需要设定初始值。

在步骤6-3中，抽头系数控制电路12将与判定为无效的抽头系数对应的第1数字滤波器13的抽头系数的初始值设定为零。此外，维持零设定，直至进行下一个判定并设定新的初始值为止。另外，在将抽头系数设定成了零的情况下，不执行该抽头系数的相乘和相乘结果的相加。这能够通过生成预先对滤波器的计算式设定了零的式子并对该式子输入更新后的抽头系数而实现。

如上所述，在抽头系数有效/无效判定算法中，通过前1次的判定结果和任意设定的阈值来判定抽头系数的有效/无效。但是，判定方法不限于上述的方法。能够通过将过去的判定结果与多个阈值组合来构成各种判定算法。

图8是示出实施方式1的自适应均衡器的动作定时的图。(a)表示接收信号的符号定时。(b)表示第2抽头系数更新器11的动作定时。(c)表示抽头系数控制电路12的有效/无效的判定定时。(d)表示第1抽头系数更新器14的动作定时。这里所说的符号是指接收信号的数据变化或被更新的周期。

如(a)和(b)所示，从接收信号的符号p1到p2进行第2抽头系数更新器11的收敛动作2-1。同样，从符号p2到p3进行第2抽头系数更新器11的收敛动作2-2，从符号p3到p4进行第2抽头系数更新器11的收敛动作2-3。关于按照这些收敛动作中的每个收敛动作而求出的第2数字滤波器10的抽头系数，如(c)所示那样通过抽头系数控制电路12进行有效/无效的判定。各个判定结果如(d)所示那样被反映到第1抽头系数更新器14的收敛动作中。这里，符号p1～p2的符号数、符号p2～p3的符号数、符号p3～p4的符号数可以相同也可以不同。此外，(d)所示的第1抽头系数更新器14的收敛动作1-1、收敛动作1-2、收敛动作1-3根据收敛状况而不一定相同。

例如，在第2抽头系数更新器11的收敛动作2-1中求出的抽头系数在抽头系数控制电路12中被判定为判定2。判定为判定2的抽头系数被反映到第1抽头系数更新器14的收敛动作1-2中。即，将判定出的抽头系数设定为收敛动作1-2的初始值，进行收敛动作1-2。在第1抽头系数更新器14的收敛动作1-2收敛后，持续使用该收敛结果，直至下一个收敛动作1-3开始为止。

在上述的动作中，在收敛动作2-1中求出的抽头系数与在之前的收敛动作中求出的抽头系数相同的情况下，无需进行抽头系数控制电路12的控制(包含有效/无效的判定)，能够进一步持续使用在第1抽头系数更新器14的收敛动作1-1中使用的判定结果(判定1)，直至下一个判定(判定3)出来为止(未图示)。此外，在判定2与判定1相同的情况下，也不进行进一步的控制，进一步持续使用在第1抽头系数更新器14的收敛动作1-1中使用的判定结果(判定1)，直至下一个判定(判定3)出来为止(未图示)。

此外，如从判定3到收敛动作1-3所示，抽头系数控制电路12的有效/无效的判定结果无需即时地反映。考虑电路延迟等，也可以产生些许延迟。

此外，第2抽头系数更新器11和第1抽头系数更新器14所使用的符号不一定需要参照相同的符号。也可以与图8的例子不同，例如，在系数更新中使用的符号为第1个符号、第11个符号、第21个符号，但第1抽头系数更新器14所使用的符号为第2个符号、第12个符号、第22个符号。

如以上说明的那样，在本实施方式中，针对在第2抽头系数更新器11中收敛后的抽头系数判定是有效还是无效，将与判定为无效的抽头系数对应的第1数字滤波器13的抽头系数设定为零且不用于第1抽头系数更新器14的计算，直至下一个判定结果出来为止。因此，降低了消耗电力。此外，针对由第2抽头系数更新器11更新后的抽头系数，按照有助于第1抽头系数更新器14的计算的程度从大到小的顺序排列，将上位的指定数以上的抽头系数判定为有效，将小于指定数的抽头系数判定为无效。这样，不进行判断为抽头系数的值对均衡处理的帮助小的抽头的计算。由此，能够在得到高均衡性能的同时实现低消耗电力化。

实施方式2.

图9是示出实施方式2的自适应均衡器的结构图。本实施方式的自适应均衡器7与图3所示的实施方式1的自适应均衡器7的不同点在于，具有与第1数字滤波器13相同的结构的第3数字滤波器15与第1数字滤波器13并联地连接。

在实施方式1中，第1数字滤波器13的输出被供给到第1抽头系数更新器14，并且作为自适应滤波器9的输出被供给到图2所示的解码器8。与此相对，在本实施方式中，第3数字滤波器15的输出成为自适应滤波器9的输出，第1数字滤波器13的输出仅被供给到第1抽头系数更新器14。

此时，对于第3数字滤波器15的抽头系数，设定与第1数字滤波器13的抽头系数相同的值。但是，第1抽头系数更新器14在收敛动作中，维持上次的收敛动作的结果，在收敛动作结束后，设定新的收敛结果。由此，在第1数字滤波器13和第1抽头系数更新器14的收敛动作中，第3数字滤波器15的抽头系数不变动，因此，得到稳定的补偿输出。除此之外，第2数字滤波器10、第2抽头系数更新器11以及抽头系数控制电路12的结构和动作与实施方式1相同。

图10是示出实施方式2的自适应均衡器的实施例的图。在该实施例中，将图9所示的自适应均衡器7的第1数字滤波器13、第2数字滤波器10、第3数字滤波器15、以及它们之间的布线详细化。

以下，对实施方式2的自适应均衡器的动作进行说明。通过第2数字滤波器10和第2抽头系数更新器11的CMA而求出的抽头系数被供给到抽头系数控制电路12。这些抽头系数是W_{HH_1}～W_{HH_N}、W_{VH_1}～W_{VH_N}、W_{HV_1}～W_{HV_N}、以及W_{VV_1}～W_{VV_N}。

抽头系数控制电路12基于上述的算法，针对上述的全部抽头进行是有效还是无效的判定。然后，抽头系数控制电路12将判定为无效的抽头变更为零，作为第1抽头系数更新器14的CMA动作的初始值而设定于第1数字滤波器13的抽头。

在设定后，在第1数字滤波器13和第1抽头系数更新器14中，通过CMA进行抽头系数的收敛动作。针对抽头系数控制电路12设定为零的抽头，与第1抽头系数更新器14的更新结果无关，继续设定为零直至下一个收敛结果出来为止。在将抽头系数设定为零的抽头中，设定为不进行相乘、相加。另外，采用假设即便进行也使电力消耗尽量成为零这样的电路设计。

另外，在该结构中，在进行抽头系数的收敛动作的期间，第3数字滤波器15按照通过上次的收敛动作而求出的抽头系数持续进行动作，其输出成为自适应均衡器7的输出。在第1数字滤波器13和第1抽头系数更新器14的收敛动作结束后，将由此求出的抽头系数设定于第3数字滤波器15。以后，第3数字滤波器15按照之前的抽头系数持续进行动作，直至从第1抽头系数更新器14设定下一个收敛结果(抽头系数)为止。

如以上说明的那样，在实施方式2的自适应均衡器7中，也不进行抽头系数的绝对值小的抽头的计算。由此，能够在得到高均衡性能的同时实现低消耗电力化。此外，主信号通过的第3数字滤波器15的抽头系数在收敛动作中不会变动，因此，能够得到稳定的补偿输出。

此外，第3数字滤波器成为与收敛性无关的数字滤波器，因此，相比于在系数更新中使用的第1数字滤波器和第2数字滤波器，能够将针对全部主信号输入的滤波器系数的比特分辨率降低到不丧失收敛性的误差且不引起信号劣化的程度，还能够实现低消耗电力化。

此外，在上述的逐次更新算法中，定义了成为抽头系数的更新幅度的指标的步长。也可以根据判定为无效的抽头系数的数量相对于由第2抽头系数更新器11更新后的全部抽头系数的数量的比例，来变更第1抽头系数更新器14的逐次更新算法的步长。例如，在判定为无效的抽头系数的数量成为全部抽头系数的数量的一半这样的状态下，滤波器输出与希望值之间的误差也成为一半，因此，需要使步长加倍以保持追随速度。因此，随着判定为无效的抽头系数的数量相对于全部抽头系数的数量的比例变大，加入抽头系数的误差就显得较小，因此，需要相应得增大步长。

此外，如上所述，在对判定为无效的抽头系数设定零的情况下，在第1数字滤波器13中，不执行相乘直至进行下一个判定为止。作为其具体的方法，具有不从第1抽头系数更新器14向该判定为无效的抽头系数的编号进行反馈的方法、将反馈值设定为零的方法、在反馈后设定为零的方法等。

此外，第1抽头系数更新器14和第2抽头系数更新器11的系数更新定时也能够按照每1个符号来进行。在该情况下，系数更新也能够按照每1个符号来进行，有效/无效的判定也能够按照每几十个符号来进行。

附图标记说明

4光接收机，5AD转换器，7自适应均衡器，9自适应滤波器，10第2数字滤波器，11第2抽头系数更新器，12抽头系数控制电路，13第1数字滤波器，14第1抽头系数更新器，15第3数字滤波器

Claims (10)

1.一种自适应均衡器，其特征在于，

所述自适应均衡器具备：

自适应滤波器，其具有第1数字滤波器和第1抽头系数更新器，该第1数字滤波器补偿输入信号的失真，该第1抽头系数更新器根据所述输入信号的波形状态，自适应地通过收敛动作更新所述第1数字滤波器的抽头系数；

第2数字滤波器，其补偿所述输入信号的失真；

第2抽头系数更新器，其根据所述输入信号的波形状态，自适应地通过收敛动作更新所述第2数字滤波器的抽头系数；以及

抽头系数控制电路，其将由所述第2抽头系数更新器更新后的抽头系数设定为由所述第1抽头系数更新器更新的所述第1数字滤波器的抽头系数的收敛动作的初始值，针对设定为所述初始值的各抽头系数，按照有助于所述第1抽头系数更新器的收敛动作的程度从大到小的顺序排列，将上位的指定数以上的抽头系数判定为有效，将小于所述指定数的抽头系数判定为无效，将与判定为无效的抽头系数对应的所述第1数字滤波器的抽头系数设定为零且不用于所述第1抽头系数更新器的计算，直至下一个判定结果出来为止。

2.根据权利要求1所述的自适应均衡器，其特征在于，

作为第1判定，所述抽头系数控制电路针对由所述第2抽头系数更新器更新后的多个抽头系数，将IQ平面上的I值和Q值汇总而按照绝对值从大到小的顺序排列，将上位的所述指定数以上的抽头系数判定为有效，将小于所述指定数的抽头系数判定为无效。

3.根据权利要求2所述的自适应均衡器，其特征在于，

作为第2判定，所述抽头系数控制电路针对在所述第1判定中判定为有效的抽头系数，如果在上次的第2判定时判定为有效A或有效B，则判定为有效A，如果该抽头系数为第1阈值以上且在上次的第2判定时判定为无效，则判定为有效B，如果该抽头系数小于所述第1阈值且在上次的第2判定时判定为无效，则判定为无效，针对在所述第1判定中判定为无效的抽头系数，如果在上次的第2判定时也判定为无效，则判定为无效，如果该抽头系数为第2阈值以上且在上次的第2判定时判定为有效A或有效B，则判定为有效A，如果该抽头系数小于所述第2阈值且在上次的第2判定时判定为有效A或有效B，则判定为无效。

4.根据权利要求3所述的自适应均衡器，其特征在于，

所述抽头系数控制电路代替判定为所述有效A的抽头系数，将所述第1抽头系数更新器的上次的更新结果设定为由所述第1抽头系数更新器更新的所述第1数字滤波器的抽头系数的初始值，将判定为所述有效B的抽头系数设定为由所述第1抽头系数更新器更新的所述第1数字滤波器的抽头系数的初始值。

5.根据权利要求1至4中的任意一项所述的自适应均衡器，其特征在于，

所述第1抽头系数更新器通过逐次更新算法来更新所述第1数字滤波器的抽头系数，

所述第2抽头系数更新器通过逐次更新算法来更新所述第2数字滤波器的抽头系数。

6.根据权利要求5所述的自适应均衡器，其特征在于，

所述自适应滤波器还具有第3数字滤波器，该第3数字滤波器利用所述第1抽头系数更新器的收敛动作完成而得到的抽头系数来补偿所述输入信号的失真。

7.根据权利要求5或6所述的自适应均衡器，其特征在于，

根据判定为无效的抽头系数的数量相对于由所述第2抽头系数更新器更新后的全部抽头系数的数量的比例，变更所述第1抽头系数更新器的逐次更新算法的步长。

8.根据权利要求7所述的自适应均衡器，其特征在于，

随着所述比例变大而增大所述步长。

9.一种自适应均衡方法，其特征在于，

所述自适应均衡方法具备以下步骤：

第1数字滤波器补偿输入信号的失真；

第1抽头系数更新器根据所述输入信号的波形状态而自适应地更新所述第1数字滤波器的抽头系数；

第2数字滤波器补偿所述输入信号的失真；

第2抽头系数更新器根据所述输入信号的波形状态，自适应地通过收敛动作更新所述第2数字滤波器的抽头系数；以及

抽头系数控制电路将由所述第2抽头系数更新器更新后的抽头系数设定为由所述第1抽头系数更新器更新的所述第1数字滤波器的抽头系数的收敛动作的初始值，

所述抽头系数控制电路针对设定为所述初始值的各抽头系数，按照有助于所述第1抽头系数更新器的收敛动作的程度从大到小的顺序排列，将上位的指定数以上的抽头系数判定为有效，将小于所述指定数的抽头系数判定为无效，将与判定为无效的抽头系数对应的所述第1数字滤波器的抽头系数设定为零且不用于所述第1抽头系数更新器的计算，直至下一个判定结果出来为止。

10.一种光通信系统，其特征在于，

所述光通信系统具备：

光接收机，其接收光信号，将接收到的所述光信号转换成电信号；

AD转换器，其将从所述光接收机输出的信号转换成数字信号；以及

权利要求1至8中的任意一项所述的自适应均衡器，其进行如下均衡处理：补偿从所述AD转换器输出的信号的由偏振变动引起的失真。

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