JP2009094777A - 信号波形劣化補償回路 - Google Patents

Abstract

【課題】波形の歪みを高速且つ簡易に自動補償する。
【解決手段】入力した光信号を分岐部１００にて２つに分岐し、バランスフォトダイオード１０３−１，１０３−２にて電気信号へ変換した信号を、ＦＩＲフィルタ１０５−１，１０５−２にて重み付け係数を用いてそれぞれ波形歪み補償を行う際に、ＦＩＲフィルタ１０５−１，１０５−２から出力された信号を信号比較部１０６にて互いに比較し、比較結果に基づいてＦＩＲフィルタ１０５−１，１０５−２のうち一方のＦＩＲフィルタを選択し、選択されたＦＩＲフィルタの重み付け係数に当該ＦＩＲフィルタに現在設定されている重み付け係数を設定し、他方のＦＩＲフィルタの重み付け係数に、選択されたＦＩＲフィルタに現在設定されている重み付け係数とは異なる重み付け係数を設定する。
【選択図】図１

Description

本発明は、高速光通信システムにて伝送される信号の波形の歪みを補償するための信号波形劣化補償回路に関する。

高速伝送システムでは、様々な要因で生じる信号波形の歪みが伝送距離を制限している。例えば、長距離・大容量の高速光通信システムでは、伝送媒体である光ファイバ中の光の分散現象などにより伝送される信号波形の歪みが発生し、情報誤りを引き起こす。これらの波形歪みを補償する手段としてＦＩＲフィルタ（もしくは、トランスバーサルフィルタ、重み付け遅延等化フィルタとも呼ばれる）が有効である。これは入力信号を複数段にわたって遅延させた上、各段の遅延信号を重み付け加算することで波形を整形し、歪みを補償した所望の波形を出力させるものである。ＦＩＲフィルタを用いた波形歪み補償回路は、複数のタップで構成される遅延素子と、各遅延素子の出力を重み付けするための増幅器とから構成される。また、当該補償回路の入力信号は、各タップで所望の遅延と利得の重み付けとを与えられた後、加算される。各タップでの重み付け係数を選択することで、波形歪みが補正可能となる。

また、光信号を２系統に分岐し、分岐された２系統の光信号をそれぞれ電気信号へ変換した後、クロック再生及びデータ再生を行い、それぞれ再生された２系統のクロックの中間位相を持つクロック信号を用いて２系統のデータ信号をラッチすることにより２系統のデータ信号の位相をそろえる回路が考えられている（例えば、特許文献１参照。）。
特開２００７−６０４４３号公報

定常的な波形歪みを補償する場合には、上述したように初期トレーニングによって重み付け係数を決定することができる。すなわち、既知のテスト信号を入力し、既知の信号列が正しく出力されるように重み付け係数を初期設定し、固定すれば良い。

しかしながら、波形歪みが時間的に変動するような場合には、歪みの変化に応じて最適な重み付け係数が異なるため、上述したような固定の係数による補償では対応できない。

例えば、通信速度が40Gbps超の高速の光通信システムでは、光ファイバ伝送中の分散現象として、偏波モード分散が顕著となってくる。この偏波モード分散は、温度変化や振動などの外的要因によって時間的に変動するため、最適な波形歪み補償を保つためには、重み付け係数を逐次調整する自律適応機能が求められる。

そのために、符号誤り訂正回路などから信号誤り度合いの情報をフィードバックし、誤り率が所望値を満たすまで重み付け係数の調整を繰り返す手法が取られている。

しかしながら、符号誤り訂正回路は、入力信号を並列分離（DMUX）して低速に置換した信号に対して処理されるものである。そのため、非常に大規模なフィードバックループとなってしまい、調整時間を要してしまうという問題点がある。もしくは、最適な重み付け係数に短時間で収束させるための高度なアルゴリズムを駆使しなければならないという問題点がある。

本発明の目的は、上述した課題を解決する信号波形劣化補償回路を提供することである。

上記目的を達成するために本発明は、
入力した光信号を２つに分岐して電気信号へ変換した信号を、重み付け係数を用いてそれぞれ波形歪み補償を行う２つのフィルタを有してなる信号波形劣化補償回路において、
前記２つのフィルタから出力された信号を互いに比較し、該比較結果に基づいて前記２つのフィルタのうち一方のフィルタを選択し、前記選択されたフィルタの前記重み付け係数に該フィルタに現在設定されている重み付け係数を設定し、他方のフィルタの前記重み付け係数に、前記選択されたフィルタに現在設定されている重み付け係数とは異なる重み付け係数を設定することを特徴とする。

以上説明したように本発明においては、入力した光信号を２つに分岐して電気信号へ変換した信号を、２つのフィルタにて重み付け係数を用いてそれぞれ波形歪み補償を行う際に、２つのフィルタから出力された信号を互いに比較し、比較結果に基づいて２つのフィルタのうち一方のフィルタを選択し、選択されたフィルタの重み付け係数に当該フィルタに現在設定されている重み付け係数を設定し、他方のフィルタの重み付け係数に、選択されたフィルタに現在設定されている重み付け係数とは異なる重み付け係数を設定する構成としたため、波形の歪みを高速且つ簡易に自動補償することができる。

以下に、本発明の実施の形態について図面を参照して説明する。
（第１の実施の形態）
図１は、本発明の信号波形劣化補償回路の第１の実施の形態を示す図である。本形態は、自律適応型波形歪み補償付きDQPSK用受信器の構成である。

本形態は図１に示すように、スプリッタである分岐部１００と、π／４遅延干渉計１０１と、−π／４遅延干渉計１０２と、バランスフォトダイオード１０３−１，１０３−２と、増幅器のトランス・インピーダンス・アンプであるＴＩＡ１０４−１，１０４−２と、ＦＩＲフィルタ１０５−１，１０５−２と、信号比較部１０６と、係数選択部１０７と、ロジック処理部１０８とから構成されている。

光ファイバ内を伝送された光信号を分岐部１００で入力系統１，２に分岐する。分岐した光信号各々を、π／４遅延干渉計１０１と−π／４遅延干渉計１０２とをそれぞれ経由させた上で、バランスドフォトダイオード１０３−１，１０３−２にてそれぞれを電気信号に変換する。そして、当該電気信号をＴＩＡ１０４−１，１０４−２でそれぞれ増幅した後、２系統のデータ信号として次段に出力する。ここまでが通常のDQPSK用受信器と同様の構成である。

その後、ＴＩＡ１０４−１，１０４−２からそれぞれ出力された２系統のデータ信号をＦＩＲ（Finite Impulse Response）フィルタ１０５−１，１０５−２にそれぞれ入力し、波形歪み補償処理を行う。このとき、後述する重み付け係数を用いて波形歪み補償処理を行う。ＦＩＲフィルタ１０５−１，１０５−２から出力された２系統のデータ信号は各々、次段のロジック処理部１０８へ出力する一方で、２系統のデータ信号を比較するための信号比較部１０６へ入力する。

信号比較部１０６における信号比較の結果から係数選択部１０７にて、後述のアルゴリズムによってＦＩＲフィルタ１０５−１，１０５−２を選択し、選択されたＦＩＲフィルタ１０５−１，１０５−２の重み付け係数に基づいて２系統のＦＩＲフィルタ１０５−１，１０５−２の重み付け係数を制御する。

以下に、図１に示した形態おける時間的に変動する信号波形歪みを自動的に補償する動作原理を説明する。本形態では、入力系統１，２の２系統の入力信号に対して、各々個別にＦＩＲフィルタ１０５−１，１０５−２で波形歪み補償処理を行う。２系統の入力信号は同一の光ケーブルを経由してきたものであるため、同様の分散劣化を受けており、本来はＦＩＲフィルタ１０５−１，１０５−２の重み付け係数は２系統で同一で良い。

また、初期状態の波形歪みに対しては、初期トレーニングにより重み付け係数を決定することができる。そのため、この値をＦＩＲフィルタ１０５−１の重み付け係数f（n）の初期値とし、ＦＩＲフィルタ１０５−２の重み付け係数g（n）はf（n）から信号誤りが生じない程度の係数補正値である微小量αだけずらしたg（n）=f（n）+αに設定する。ＦＩＲフィルタ１０５−１，１０５−２における波形歪み補償処理後の２系統間の信号を比較し、信号品質の良好である方の重み付け係数は保持し、次ステップの重み付け係数とする。他方の次ステップの重み付け係数は、この選択された重み付け係数から再びαだけずらした値に設定する。ここで、信号品質が良好であるかどうかを判断する基準は、ＦＩＲフィルタ１０５−１，１０５−２からそれぞれ出力された信号の誤り率であるエラーレートに基づくものである。つまり、エラーレートが低い方が、信号品質が良好である方とする。このエラーレートを算出するためには、一般的に行われているＣＲＣ等のエラー検出方法を用いるものであれば良い。

図２は、図１に示した係数選択部１０７におけるＦＩＲフィルタ１０５−１，１０５−２の重み付け係数の選択方法を説明するためのフローチャートである。ここでは、（n-1）回目の重み付け係数の選択（STEP：n-1）、n回目の重み付け係数の選択（STEP：n）及び（n+1）回目の重み付け係数の選択（STEP：n+1）を例に挙げて説明する。また、STEP：n-1にて、ＦＩＲフィルタ１０５−１の重み付け係数がf（n-1）であり、また、ＦＩＲフィルタ１０５−２の重み付け係数g（n-1）がf（n-1）-αである場合を例に挙げて説明する。

STEP：n-1の重み付け係数の選択の後、信号比較部１０６にてＦＩＲフィルタ１０５−１，１０５−２からの出力信号を比較する。ＦＩＲフィルタ１０５−１からの出力信号がＦＩＲフィルタ１０５−２からの出力信号よりも良好であると判断した場合、ＦＩＲフィルタ１０５−１における次ステップ（STEP：n）の重み付け係数f（n）に現在の重み付け係数f（n-1）を設定する。また、ＦＩＲフィルタ１０５−２における次ステップ（STEP：n）の重み付け係数g（n）にf（n）+αを設定する。

一方、ＦＩＲフィルタ１０５−２からの出力信号がＦＩＲフィルタ１０５−１からの出力信号よりも良好であると判断した場合は、ＦＩＲフィルタ１０５−２における次ステップ（STEP：n）の重み付け係数g（n）に現在の重み付け係数g（n-1）を設定する。また、ＦＩＲフィルタ１０５−１における次ステップ（STEP：n）の重み付け係数f（n）にg（n）+αを設定する。

STEP：nの重み付け係数の選択の後、さらに信号比較部１０６にてＦＩＲフィルタ１０５−１，１０５−２からの出力信号を比較する。ＦＩＲフィルタ１０５−１からの出力信号がＦＩＲフィルタ１０５−２からの出力信号よりも良好であると判断した場合、ＦＩＲフィルタ１０５−１における次ステップ（STEP：n+1）の重み付け係数f（n+1）に現在の重み付け係数f（n）を設定する。また、ＦＩＲフィルタ１０５−２における次ステップ（STEP：n+1）の重み付け係数g（n+1）にf（n+1）-αを設定する。

一方、ＦＩＲフィルタ１０５−２からの出力信号がＦＩＲフィルタ１０５−１からの出力信号よりも良好であると判断した場合は、ＦＩＲフィルタ１０５−２における次ステップ（STEP：n+1）の重み付け係数g（n+1）に現在の重み付け係数g（n）を設定する。また、ＦＩＲフィルタ１０５−１における次ステップ（STEP：n+1）の重み付け係数f（n+1）にg（n+1）-αを設定する。

このように、上述した係数選択ルーチンを繰り返すことで、係数補正値αをステップとする係数補正を絶えず加え、時間的に変動する波形歪みに対して、常に最適な補償処理を保つことができる。なお、係数補正値αを現在の重み付け係数に加える際、上述したようにステップ毎に、現在の重み付け係数に対する係数補正値αの加算と減算とが交互に行われるものである。

以下に、上述した重み付け係数選択の手法の考え方を説明する。

図３は、重み付け係数が固定値である場合の重み付け係数とエラーレートとの関係の一例を示す図である。図３は、横軸にＦＩＲフィルタ１０５−１，１０５−２の重み付け係数を取り、各重み付け係数でのＦＩＲフィルタ１０５−１，１０５−２の出力信号の誤り率であるエラーレート（Error rate）を縦軸に模式的に示したものである。

ここで、ＦＩＲフィルタ１０５−１，１０５−２のタップは複数段となるため、重み付け係数は１次元の値では表せないが、説明を簡易とするため横軸方向の値として示している。図中の破線は、誤り率の許容限界（誤り訂正限界）を示しており、誤り率がこの値以下となるように重み付け係数を選択されていれば、受信器として正常動作できる。

図３に示すように、静的な波形歪みであれば、図３の左図に示すように、一旦、最適な重み付け係数を選択して固定すれば良い。しかし、波形歪みが時間的に変動する場合には、係数固定では、図３の右図に示すように係数に対する誤り率の曲線が変化し、誤り率の許容限界を超える場合が生じてしまう。

図４は、本発明における重み付け係数が動的に変更された場合の重み付け係数とエラーレートとの関係の一例を示す図である。

本発明では、２系統のデータ信号を別々のＦＩＲフィルタ１０５−１，１０５−２で処理する。２つのデータ信号は同一の伝送経路を伝達されてきたものであるため、波形歪みの起源が同一である。そのため、図４に示す係数に対する誤り率の曲線も同一である。

ＦＩＲフィルタ１０５−１，１０５−２のどちらか一方の重み付け係数を、一旦、最適値に決定し、他方の重み付け係数を最適値から係数補正値である微小量αずらした値に設定する。このとき係数補正値αは、誤り率の許容限界内にあることが条件である。

図４の左図においては、上述した係数選択ルーチンを繰り返すことで、２系統のＦＩＲフィルタ１０５−１，１０５−２の重み付け係数は、最適値をはさんで−α〜＋αの範囲にあり、誤り率の許容内を保持する。

図４の右図のように、波形歪みが時間的に変動し、重み付け係数が最適値からずれ始めると、常に係数補正値αのステップで重み付け係数を揺らして良好な状態を選択し続けている。そのため、重み付け係数は、誤り率の許容限界内を保持するとともに、αのステップで最適値に近づいていく。

以上のように本発明では、２系統のデータ信号を微小量の係数補正値αを用いた異なる重み付け係数でそれぞれ補正し、両者の波形比較から良好な状態を選択し続けることで、簡易に波形歪みのモニタリングと補正とを行うことができる。実際のＦＩＲフィルタ１０５−１，１０５−２では重み付け係数は複数である。そのため、係数補正値αの設定は、ＦＩＲフィルタ１０５−１，１０５−２のタップ数や収束性能、適用するシステムが必要とする波形歪み補償量、収束時間などに応じて予め設定されるものである。
（第２の実施の形態）
図５は、本発明の信号波形劣化補償回路の第２の実施の形態を示す図である。本形態は第１の実施の形態と同様に、自律適応型波形歪み補償付きDQPSK用受信器の構成である。

本形態は図５に示すように、図１に示した第１の実施の形態のＦＩＲフィルタ１０５−１，１０５−２の出力にアイモニタ１０９−１，１０９−２がそれぞれ接続されている。また、アイモニタ１０９−１，１０９−２の出力が波形比較部１１０に接続されている。また、波形比較部１１０の出力が図１に示した第１の実施の形態の係数選択部１０７に接続されている。

ＦＩＲフィルタ１０５−１，１０５−２の出力信号のアイ波形開口の形状をアイモニタ１０９−１，１０９−２にてそれぞれ取得して出力する。そして、波形比較部１１０にて、アイモニタ１０９−１，１０９−２からそれぞれ出力されたアイ波形開口の形状を比較し、アイ波形開口領域の大きな方を良好であると判断する。

続いて、係数選択部１０７にて、波形比較部１１０における比較結果に基づいて、ＦＩＲフィルタ１０５−１，１０５−２のうち一方のＦＩＲフィルタを選択し、選択されたＦＩＲフィルタの重み付け係数に基づいて、次ステップの重み付け係数を設定する。具体的には、ＦＩＲフィルタ１０５−１，１０５−２のうち、良好であると判断されたアイ波形開口の形状の信号を出力したＦＩＲフィルタの重み付け係数を保持し、次ステップの重み付け係数とする。また、この係数から係数補正値である微小量αだけずらした係数を、他方の系統のＦＩＲフィルタの次ステップでの重み付け係数とする。その後、第１の実施の形態で説明した係数選択ルーチンを繰り返すことで、係数補正値αをステップとする係数補正を絶えず加え、時間的に変動する波形歪みに対して、常に最適な補償処理を保つことができる。なお、係数補正値αを現在の重み付け係数に加える際、第１の実施の形態と同様にステップ毎に、現在の重み付け係数に対する係数補正値αの加算と減算とが交互に行われるものである。
（第３の実施の形態）
図６は、本発明の信号波形劣化補償回路の第３の実施の形態を示す図である。本形態は第１の実施の形態と同様に、自律適応型波形歪み補償付きDQPSK用受信器の構成である。

本形態は図６に示すように、図１に示した第１の実施の形態のＦＩＲフィルタ１０５−１，１０５−２の出力に信号平均値抽出部１１１−１，１１１−２がそれぞれ接続されている。また、信号平均値抽出部１１１−１，１１１−２の出力が平均値比較部１１２に接続されている。また、平均値比較部１１２の出力が図１に示した第１の実施の形態の係数選択部１０７に接続されている。

ＦＩＲフィルタ１０５−１，１０５−２の出力信号の信号平均値を信号平均値抽出部１１１−１，１１１−２にて抽出する。そして、平均値比較部１１２にて、信号平均値抽出部１１１−１，１１１−２にてそれぞれ抽出された信号平均値を比較する。ここで、波形歪みが大きな場合にはdutyずれにより信号の平均値が所望の値から乖離していくことから、信号平均値が所望の値に近い方を良好であると判断する。この所望の値は、平均値比較部１１２に予め設定されている。

続いて、係数選択部１０７にて、平均値比較部１１２における比較結果に基づいて、ＦＩＲフィルタ１０５−１，１０５−２のうち一方のＦＩＲフィルタを選択し、選択されたＦＩＲフィルタの重み付け係数に基づいて、次ステップの重み付け係数を設定する。具体的には、ＦＩＲフィルタ１０５−１，１０５−２のうち、良好であると判断された信号平均値の系統のＦＩＲフィルタの重み付け係数を保持し、次ステップの重み付け係数とする。また、この係数から係数補正値である微小量αだけずらした係数を、他方の系統のＦＩＲフィルタの次ステップでの重み付け係数とする。その後、第１の実施の形態で説明した係数選択ルーチンを繰り返すことで、係数補正値αをステップとする係数補正を絶えず加え、時間的に変動する波形歪みに対して、常に最適な補償処理を保つことができる。なお、係数補正値αを現在の重み付け係数に加える際、第１の実施の形態と同様にステップ毎に、現在の重み付け係数に対する係数補正値αの加算と減算とが交互に行われるものである。
（第４の実施の形態）
図７は、本発明の信号波形劣化補償回路の第４の実施の形態を示す図である。本形態は第１の実施の形態と同様に、自律適応型波形歪み補償付きDQPSK用受信器の構成である。

本形態は図７に示すように、図１に示した第１の実施の形態のＦＩＲフィルタ１０５−１，１０５−２の出力に信号積算値抽出部１１３−１，１１３−２がそれぞれ接続されている。また、信号積算値抽出部１１３−１，１１３−２の出力が積算値比較部１１４に接続されている。また、積算値比較部１１４の出力が図１に示した第１の実施の形態の係数選択部１０７に接続されている。

ＦＩＲフィルタ１０５−１，１０５−２の出力信号の信号積算値を信号積算値抽出部１１３−１，１１３−２にて抽出する。そして、積算値比較部１１４にて、信号積算値抽出部１１３−１，１１３−２にてそれぞれ抽出された信号積算値を比較する。ここで、波形歪みが大きな場合にはdutyずれにより信号の積算値が所望の値から乖離していくことから、信号積算値が所望の値に近い方を良好であると判断する。この所望の値は、積算値比較部１１４に予め設定されている。

続いて、係数選択部１０７にて、積算値比較部１１４における比較結果に基づいて、ＦＩＲフィルタ１０５−１，１０５−２のうち一方のＦＩＲフィルタを選択し、選択されたＦＩＲフィルタの重み付け係数に基づいて、次ステップの重み付け係数を設定する。具体的には、ＦＩＲフィルタ１０５−１，１０５−２のうち、良好であると判断された信号積算値の系統のＦＩＲフィルタの重み付け係数を保持し、次ステップの重み付け係数とする。また、この係数から係数補正値である微小量αだけずらした係数を、他方の系統のＦＩＲフィルタの次ステップでの重み付け係数とする。その後、第１の実施の形態で説明した係数選択ルーチンを繰り返すことで、係数補正値αをステップとする係数補正を絶えず加え、時間的に変動する波形歪みに対して、常に最適な補償処理を保つことができる。なお、係数補正値αを現在の重み付け係数に加える際、第１の実施の形態と同様にステップ毎に、現在の重み付け係数に対する係数補正値αの加算と減算とが交互に行われるものである。
（第５の実施の形態）
図８は、本発明の信号波形劣化補償回路の第５の実施の形態を示す図である。本形態は第１の実施の形態と同様に、自律適応型波形歪み補償付きDQPSK用受信器の構成である。

本形態は図８に示すように、図１に示した第１の実施の形態のＦＩＲフィルタ１０５−１の出力にインダクタとキャパシタとの並列回路であるＬＣタンク１１５−１，１１５−２が接続され、また、ＦＩＲフィルタ１０５−２の出力にＬＣタンク１１５−３，１１５−４が接続されている。また、ＬＣタンク１１５−１〜１１５−４の出力が平均値差分比較部１１６に接続されている。また、平均値差分比較部１１６の出力が図１に示した第１の実施の形態の係数選択部１０７に接続されている。

ＬＣタンク１１５−１，１１５−２は、ＦＩＲフィルタ１０５−１から出力された信号から、互いに異なる特定の周波数ポイントで信号振幅値を抽出する。また、ＬＣタンク１１５−３，１１５−４は、ＦＩＲフィルタ１０５−２から出力された信号から、互いに異なる特定の周波数ポイントで信号振幅値を抽出する。

ＬＣタンク１１５−１，１１５−２にてそれぞれ抽出された信号振幅値の差分値を平均値差分比較部１１６にて求める。また、同様にＬＣタンク１１５−３，１１５−４にてそれぞれ抽出された信号振幅値の差分値を平均値差分比較部１１６にて求める。そして、２つの求められた差分値を平均値差分比較部１１６にて比較する。

ＦＩＲフィルタ１０５−１〜１０５−２から出力されるデータ信号は、波形歪みが補償されるにつれて広帯域、平滑な周波数応答特性となる。一方で波形歪みがある場合には、周波数応答特性において、歪みの起源に応じて図８に示すような特異なディップや、帯域低下が見られる。よって各データ信号について、各々２点以上の特定の周波数ポイントでの信号振幅値の差分値を求めると、差分値が小さな方が、周波数応答特性が平滑であり、すなわち波形歪みが小さいと判断できる。

なお、ここでは、１系統につき２つのＬＣタンクが接続された場合を例に挙げて説明したが、３つ以上のＬＣタンクが接続されているものであっても良い。その場合、各系統につき、３点以上の特定の周波数ポイントでの信号振幅値が抽出することができ、それらの差分を求めることとなる。

このことから、２系統のデータ信号で、上述の差分値が小さな方が良好であると判断する。

続いて、係数選択部１０７にて、平均値差分比較部１１６における比較結果に基づいて、ＦＩＲフィルタ１０５−１，１０５−２のうち一方のＦＩＲフィルタを選択し、選択されたＦＩＲフィルタの重み付け係数に基づいて、次ステップの重み付け係数を設定する。具体的には、ＦＩＲフィルタ１０５−１，１０５−２のうち、良好と判断された方の系統のＦＩＲフィルタの重み付け係数を保持し、次ステップの重み付け係数とする。また、この重み付け係数から係数補正値である微小量αだけずらした係数を、他方の系統のＦＩＲフィルタの次ステップでの重み付け係数とする。その後、第１の実施の形態で説明した係数選択ルーチンを繰り返すことで、係数補正値αをステップとする係数補正を絶えず加え、時間的に変動する波形歪みに対して、常に最適な補償処理を保つことができる。なお、係数補正値αを現在の重み付け係数に加える際、第１の実施の形態と同様にステップ毎に、現在の重み付け係数に対する係数補正値αの加算と減算とが交互に行われるものである。

以上説明したように本発明においては、２系統の入力データ信号を各々、別々のＦＩＲフィルタ１０５−１，１０５−２で波形歪み補償処理し、その際に重み付け係数を、２系統間で常に微小一定量だけずらしておく。ＦＩＲフィルタ１０５−１，１０５−２における処理後の波形比較から良い方の係数を保持、またその係数に再び微小一定量だけずらした値を他方の係数とする。このルーチンを繰り返すことにより、大規模なフィードバックループを要することなく、絶えず微小一定量をステップに係数の補正を加えることができ、時間的に変動する波形歪みに対しても、常に最適な補償処理を保つことができる。

つまり、信号波形の歪み補償するためのＦＩＲフィルタ１０５−１，１０５−２の重み付け係数の最適化を２系統の信号の比較だけで行うものである。それにより、符号誤り訂正回路などの信号パラレル変換（DMUX）後の低速信号処理ブロックからの情報を必要としないため、受信フロントエンドの高速ブロック内だけの簡易かつ高速な係数最適化処理が実現できる。

これにより、40Gbps超の高速伝送システム、あるいは符号誤り訂正回路などの特別な機能ブロックを持たない汎用システムにも適用可能な、高速かつ簡易な波形歪み自動補償を実現することができる。

なお、本発明の実施の形態では、信号伝送方式としてDQPSK方式を想定して説明したが、本発明は伝送方式の種類を限定されることはなく、同一の伝送経路を伝達されてきた信号を分岐して受信器に入力するものであれば、同様に適用できる。

本発明の信号波形劣化補償回路の第１の実施の形態を示す図である。 図１に示した係数選択部におけるＦＩＲフィルタの重み付け係数の選択方法を説明するためのフローチャートである。 重み付け係数が固定値である場合の重み付け係数とエラーレートとの関係の一例を示す図である。 本発明における重み付け係数が動的に変更された場合の重み付け係数とエラーレートとの関係の一例を示す図である。 本発明の信号波形劣化補償回路の第２の実施の形態を示す図である。 本発明の信号波形劣化補償回路の第３の実施の形態を示す図である。 本発明の信号波形劣化補償回路の第４の実施の形態を示す図である。 本発明の信号波形劣化補償回路の第５の実施の形態を示す図である。

符号の説明

１００ 分岐部
１０１ π／４遅延干渉計
１０２ −π／４遅延干渉計
１０３−１，１０３−２ バランスフォトダイオード
１０４−１，１０４−２ ＴＩＡ
１０５−１，１０５−２ ＦＩＲフィルタ
１０６ 信号比較部
１０７ 係数選択部
１０８ ロジック処理部
１０９−１，１０９−２ アイモニタ
１１０ 波形比較部
１１１−１，１１１−２ 信号平均値抽出部
１１２ 平均値比較部
１１３−１，１１３−２ 信号積算値抽出部
１１４ 積算値比較部
１１５−１〜１１５−４ ＬＣタンク
１１６ 平均値差分比較部

Claims (7)

1. 入力した光信号を２つに分岐して電気信号へ変換した信号を、重み付け係数を用いてそれぞれ波形歪み補償を行う２つのフィルタを有してなる信号波形劣化補償回路において、
   前記２つのフィルタから出力された信号を互いに比較し、該比較結果に基づいて前記２つのフィルタのうち一方のフィルタを選択し、前記選択されたフィルタの前記重み付け係数に該フィルタに現在設定されている重み付け係数を設定し、他方のフィルタの前記重み付け係数に、前記選択されたフィルタに現在設定されている重み付け係数とは異なる重み付け係数を設定することを特徴とする信号波形劣化補償回路。
2. 請求項１に記載の信号波形劣化補償回路において、
   前記２つのフィルタから出力された信号を互いに比較する比較部と、
   該比較結果に基づいて前記２つのフィルタのうち一方のフィルタを選択し、前記選択されたフィルタの前記重み付け係数に該フィルタに現在設定されている重み付け係数を設定し、他方のフィルタの前記重み付け係数に、前記選択されたフィルタに現在設定されている重み付け係数に係数補正値を加算または減算した重み付け係数を設定する係数選択部とを有し、
   前記係数選択部は、前記重み付け係数を設定する際に、前記加算と前記減算とを交互に行うことを特徴とする信号波形劣化補償回路。
3. 請求項２に記載の信号波形劣化補償回路において、
   前記比較部は、前記２つのフィルタからそれぞれ出力された信号の誤り率を互いに比較し、
   前記係数選択部は、前記比較結果に基づいて前記誤り率の低い信号を出力したフィルタを選択することを特徴とする信号波形劣化補償回路。
4. 請求項２に記載の信号波形劣化補償回路において、
   前記２つのフィルタから出力された信号のアイ波形開口をそれぞれ取得する２つのアイモニタを有し、
   前記比較部は、前記２つのアイモニタにてそれぞれ取得されたアイ波形開口を互いに比較し、
   前記係数選択部は、前記比較結果に基づいて前記アイ波形開口の大きな信号を出力したフィルタを選択することを特徴とする信号波形劣化補償回路。
5. 請求項２に記載の信号波形劣化補償回路において、
   前記２つのフィルタから出力された信号の信号平均値をそれぞれ抽出する２つの信号平均値抽出部を有し、
   前記比較部は、前記２つの信号平均値抽出部にてそれぞれ抽出された信号平均値を互いに比較し、
   前記係数選択部は、前記比較結果に基づいて前記信号平均値が予め設定された値に近い信号を出力したフィルタを選択することを特徴とする信号波形劣化補償回路。
6. 請求項２に記載の信号波形劣化補償回路において、
   前記２つのフィルタから出力された信号の信号積算値をそれぞれ抽出する２つの信号積算値抽出部を有し、
   前記比較部は、前記２つの信号積算値抽出部にてそれぞれ抽出された信号積算値を互いに比較し、
   前記係数選択部は、前記比較結果に基づいて前記信号積算値が予め設定された値に近い信号を出力したフィルタを選択することを特徴とする信号波形劣化補償回路。
7. 請求項２に記載の信号波形劣化補償回路において、
   前記２つのフィルタそれぞれに複数接続されたＬＣタンクを有し、
   前記複数のＬＣタンクは、互いに異なる周波数ポイントで、前記フィルタから出力された信号の信号振幅値をそれぞれ抽出し、
   前記比較部は、前記複数のＬＣタンクにて抽出した信号振幅値の互いの差分値を前記２つのフィルタそれぞれについて求め、前記差分値を互いに比較し、
   前記係数選択部は、前記比較結果に基づいて前記差分値の小さな信号を出力したフィルタを選択することを特徴とする信号波形劣化補償回路。

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