CN110266388B - 一种pmd均衡方法、装置、电子设备及存储介质 - Google Patents

一种pmd均衡方法、装置、电子设备及存储介质 Download PDF

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Abstract

本发明实施例提供了一种PMD均衡方法、装置、电子设备及存储介质，其中方法包括：获取待处理信号，并利用半径导向线性卡尔曼RDLKF算法对所述待处理信号进行预均衡处理；基于对所述待处理信号的预均衡处理过程，确定所述待处理信号中的目标状态向量；根据所确定的所述目标状态向量，确定用于对所述待处理信号进行均衡处理的多个滤波器的抽头系数初始值；基于所述抽头系数初始值，利用第一预设表达式确定所述多个滤波器中的各滤波器在当前时刻的抽头系数；基于所述滤波器在当前时刻的抽头系数，对经预均衡处理后的所述待处理信号进行均衡处理。本发明实施例能够提高对PMD进行均衡时的收敛速度。

Description

一种PMD均衡方法、装置、电子设备及存储介质
技术领域
本发明涉及光通信技术领域，特别是涉及一种PMD均衡方法、装置、电子设备及存储介质。
背景技术
近年来，随着光纤通信系统的传输速率的飞速增长，PMD(Polarization ModeDispersion，偏振模色散)成为限制系统带宽距离积的首要因素。在40Gbit/s及以上速率的光纤通信系统中，PMD有着不可忽视的影响，严重地限制着光纤通信系统的容量和传输距离。同时，PMD是一种随时间、温度、光纤铺设条件的变化而变化的随机现象，难以监测和补偿。因此，在实际使用中通常需要采用均衡算法对PMD进行补偿，以使光纤通信系统获得更高速率以及更大容量。
现有技术中，通常采用CMMA(Cascade Multimode Algorithm，级联多模算法)对PMD进行补偿，CMMA是基于4个蝶形的FIR(Finite Impulse Response，有限长单位冲激响应)滤波器实现的。其具体补偿过程为：传输至FIR滤波器中的信号和该滤波器的抽头系数进行相关运算，得到输出信号，采用该输出信号和预设参考值计算中间误差，利用得到的中间误差来更新该滤波器的抽头系数，抽头系数随着误差的减小而逐渐收敛，信号经过抽头系数的多次迭代计算，直到算法趋于稳定，即可完成对PMD的补偿。
而根据FIR滤波器的固有特性，通常FIR滤波器的抽头数较多，传输至FIR滤波器中的信号与该滤波器的抽头系数的相关运算的复杂度就较高，导致抽头系数的收敛速度比较慢，因此，现有的CMMA方法对PMD进行均衡时，存在抽头系数从预设初始值收敛至最优值的过程中收敛速度较慢的问题。
发明内容
本发明实施例的目的在于提供一种PMD均衡方法、装置、电子设备及存储介质，以提高对PMD进行均衡时的收敛速度。具体技术方案如下：
第一方面，本发明实施例提供了一种PMD均衡方法，所述方法包括：
获取待处理信号，并利用半径导向线性卡尔曼RDLKF算法对所述待处理信号进行预均衡处理，所述待处理信号为偏振复用数字信号；
基于对所述待处理信号的预均衡处理过程，确定所述待处理信号中的目标状态向量，所述目标状态向量中携带有所述待处理信号的偏振态信息；
根据所确定的所述目标状态向量，确定用于对所述待处理信号进行均衡处理的多个滤波器的抽头系数初始值；
基于所述抽头系数初始值，利用第一预设表达式计算所述多个滤波器中的各滤波器在当前时刻的抽头系数，所述第一预设表达式为：
W(n)＝W(n-1)-μe(n-1)X*(n-1)+a(n-1)[W(n-2)-W(n-3)]
式中，W(n)表示所述滤波器在第一时刻的抽头系数，W(n-1)表示所述滤波器在第二时刻的抽头系数，μ表示迭代步长，e(n-1)表示在第二时刻的中间误差，X*(n-1)表示在第二时刻经预均衡处理后的所述待处理信号中的其中一路信号，a(n-1)表示在第二时刻的动量项权重系数，W(n-2)表示所述滤波器在第三时刻的抽头系数，W(n-3)表示所述滤波器在第四时刻的抽头系数，且n为大于或等于0的整数，所述第一时刻为当前时刻，所述第二时刻为所述第一时刻的前一时刻，所述第三时刻为所述第二时刻的前一时刻，所述第四时刻为所述第三时刻的前一时刻；
基于所述滤波器在当前时刻的抽头系数，对经预均衡处理后的所述待处理信号进行均衡处理。
可选地，基于对所述待处理信号的预均衡处理过程，确定所述待处理信号中的目标状态向量的步骤，包括：
在所述预均衡处理过程结束后，将达到预设的截止条件后得到的状态向量确定为目标状态向量。
可选地，所述根据所确定的所述目标状态向量，确定用于对所述待处理信号进行均衡处理的多个滤波器的抽头系数初始值的步骤，包括：
将所述目标状态向量中的各元素组合为逆琼斯矩阵；
将每个所述滤波器的所述抽头系数初始值的中心值分别设置为所述逆琼斯矩阵的各元素的值，其中，所述抽头系数初始值为向量，所述中心值为所述向量中心元素的值；
将所述抽头系数初始值中除所述中心值之外的其他值均设置为0。
可选地，本发明实施例提供的PMD均衡方法还包括：
利用第二预设表达式计算所述动量项权重系数，所述第二预设表达式为：
Figure GDA0002478515730000031
式中，a(n)表示在当前时刻的动量项权重系数，β表示预设实数参数，e表示自然对数的底数，
Figure GDA0002478515730000032
表示预设参数，|e(n)|表示在当前时刻的中间误差的模值。
可选地，所述获取待处理信号之前，本发明实施例提供的PMD均衡方法还包括：
对接收机接收的信号依次进行模数转换、时钟恢复及色度色散CD补偿处理，得到所述待处理信号。
第二方面，本发明实施例提供了一种PMD均衡装置，所述装置包括：
第一处理模块，用于获取待处理信号，并利用RDLKF算法对所述待处理信号进行预均衡处理，所述待处理信号为偏振复用数字信号；
第一确定模块，用于基于对所述待处理信号的预均衡处理过程，确定所述待处理信号中的目标状态向量，所述目标状态向量中携带有所述待处理信号的偏振态信息；
第二确定模块，用于根据所确定的所述目标状态向量，确定用于对所述待处理信号进行均衡处理的多个滤波器的抽头系数初始值；
第一计算模块，用于基于所述抽头系数初始值，利用第一预设表达式计算所述多个滤波器中的各滤波器在当前时刻的抽头系数，所述第一预设表达式为：
W(n)＝W(n-1)-μe(n-1)X*(n-1)+a(n-1)[W(n-2)-W(n-3)]
式中，W(n)表示所述滤波器在第一时刻的抽头系数，W(n-1)表示所述滤波器在第二时刻的抽头系数，μ表示迭代步长，e(n-1)表示在第二时刻的中间误差，X*(n-1)表示在第二时刻的经预均衡处理后的所述待处理信号中的其中一路信号，a(n-1)表示在第二时刻的动量项权重系数，W(n-2)表示所述滤波器在第三时刻的抽头系数，W(n-3)表示所述滤波器在第四时刻的抽头系数，且n为大于或等于0的整数，所述第一时刻为当前时刻，所述第二时刻为所述第一时刻的前一时刻，所述第三时刻为所述第二时刻的前一时刻，所述第四时刻为所述第三时刻的前一时刻；
第二处理模块，用于基于所述滤波器在当前时刻的抽头系数，对经预均衡处理后的所述待处理信号进行均衡处理。
可选地，所述第二确定模块包括：
组合子模块，用于将所述目标状态向量中的各元素组合为逆琼斯矩阵；
第一设置子模块，用于将每个所述滤波器的所述抽头系数初始值的中心值分别设置为所述逆琼斯矩阵的各元素的值，其中，所述抽头系数初始值为向量，所述中心值为所述向量中心元素的值；
第二设置子模块，用于将所述抽头系数初始值中除所述中心值之外的其他值均设置为0。
可选地，本发明实施例提供的PMD均衡装置还包括：
第二计算模块，用于利用第二预设表达式计算所述动量项权重系数，所述第二预设表达式为：
Figure GDA0002478515730000041
式中，a(n)表示在当前时刻的动量项权重系数，β表示预设实数参数，e表示自然对数的底数，
Figure GDA0002478515730000042
表示预设参数，|e(n)|表示在当前时刻的中间误差的模值。
可选地，所述第一处理模块具体用于：
在所述预均衡处理过程结束后，将达到预设的截止条件后得到的状态向量确定为目标状态向量。
可选地，本发明实施例提供的PMD均衡装置还包括：
第三处理模块，用于对接收机接收的信号依次进行模数转换、时钟恢复及CD补偿处理，得到所述待处理信号。
第三方面，本发明实施例提供了一种电子设备，包括处理器、通信接口、存储器和通信总线，其中，所述处理器、所述通信接口、所述存储器通过所述通信总线完成相互间的通信；所述机器可读存储介质存储有能够被所述处理器执行的机器可执行指令，所述处理器被所述机器可执行指令促使：实现本发明实施例第一方面提供的PMD均衡方法的方法步骤。
第四方面，本发明实施例提供了一种计算机可读存储介质，所述计算机可读存储介质内存储有计算机程序，所述计算机程序被处理器执行本发明实施例第一方面提供的PMD均衡方法的方法步骤。
本发明实施例提供的PMD均衡方法、装置、电子设备及存储介质，通过利用RDLKF(Radius-Directed Linear Kalman Filter，半径导向线性卡尔曼)算法对待处理信号进行预均衡，由于RDLKF算法采用的是一种卡尔曼滤波器，而卡尔曼滤波器的特性为跟踪信道变化速度快以及收敛速度较快，因此在对待处理信号进行预均衡处理时，可以获得较快的偏振态跟踪速度和均衡速度。接着通过在预均衡处理过程中确定的目标状态向量，确定滤波器的抽头系数初始值，且基于抽头系数初始值并根据第一预设表达式计算滤波器在当前时刻的抽头系数，并根据该抽头系数对预均衡处理后的待处理信号进行均衡处理；由于第一预设表达式中引入动量项权重系数与第三时刻和第四时刻的抽头系数的差值的乘积，因此在对经预均衡处理后的待处理信号进行均衡处理的过程中，滤波器的抽头系数的收敛速度更快，进而使得对经预均衡处理后的待处理信号进行均衡处理时均衡速度更快。由于在对PMD均衡的过程中，首先采用RDLKF算法对待处理信号进行预均衡处理，接着采用抽头系数的收敛速度有所增加的滤波器进行均衡处理，因此使得对PMD进行均衡的过程中，算法的收敛速度有较大的提高，进而能够提高对PMD的均衡速度。当然，实施本发明的任一产品或方法必不一定需要同时达到以上所述的所有优点。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1为本发明实施例提供的PMD均衡方法的一种流程示意图；
图2为本发明实施例提供的利用RDLKF对待处理信号进行预均衡处理的一种原理示意图；
图3为本发明实施例提供的PMD均衡方法的另一种流程示意图；
图4为本发明实施例提供的动量项权重系数的函数示意图像；
图5为本发明实施例提供的对经预均衡处理后的待处理信号进行均衡处理的一种原理示意图；
图6为本发明实施例提供的PMD均衡装置的一种结构示意图；
图7为本发明实施例提供的PMD均衡装置的另一种结构示意图；
图8为本发明实施例提供的PMD均衡装置的第三种结构示意图；
图9为本发明实施例提供的PMD均衡装置的第四种结构示意图；
图10为本发明实施例提供的电子设备的一种结构示意图。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
如图1所示，本发明实施例提供了一种PMD均衡方法，该过程可以包括以下步骤：
S101，获取待处理信号，并利用RDLKF算法对待处理信号进行预均衡处理。
在本发明实施例中，待处理信号可以为偏振复用数字信号，且该偏振复用数字信号包括两路偏振数字信号，两路偏振数字信号均为复数信号。
在本发明实施例中，可以将发射端发射的信号在光纤中传输的过程简化为如下公式：
Zin(n)＝aJ(n)Zout(n)ejΔw(n)ejθ(n)+ξ(n)
上式中，Zin(n)表示接收机接收的信号，a表示衰减，J(n)表示传输琼斯矩阵，Zout(n)表示发射端发射的信号，Δw(n)表示频偏，θ(n)表示载波相位噪声，ξ(n)表示高斯白噪声，e表示自然对数的底数，j表示复数单位。如果不考虑色散损耗和偏振损耗，则上述公式可以简化为：
Zin(n)＝J(n)Zout(n)
从上式可以看出，发射端发射的信号在光纤中传输的过程中，PMD对发射的信号的影响，相当于将发射端发射的信号乘以传输琼斯矩阵得到接收机接收的信号。因此想实现对接收的信号的PMD均衡，即在接收端将发射的信号恢复出来，可以通过如下公式计算得出：
Figure GDA0002478515730000071
上式中，J(n)-1表示传输琼斯矩阵的逆矩阵，即逆琼斯矩阵，[a(n) b(n) c(n) d(n)]T为矩阵[a(n) b(n) c(n) d(n)]的转置矩阵，即为：
Figure GDA0002478515730000072
Zin,x(n)表示两路接收的信号中的一路信号，Zin,y(n)表示两路接收的信号中的另一路信号，j表示复数单位，a(n)、b(n)、c(n)和d(n)分别表示接收的信号的偏振态信息。
可以定义H(n)为观测矩阵，S(n)为状态向量，且有：
Figure GDA0002478515730000081
S(n)＝[a(n) b(n) c(n) d(n)]T
由于PMD对发射的信号的影响，相当于将发射端发射的信号乘以传输琼斯矩阵得到接收机接收的信号，而PMD对发射的信号的影响，主要表现为发射的信号的偏振态信息发生变化。因此可以理解为传输琼斯矩阵携带有发射的信号的偏振态信息，也即逆琼斯矩阵携带有发射的信号的偏振态信息，而由上述的公式可以看出，逆琼斯矩阵可以由状态向量中的四个元素经过相关运算组合而成，因此可以理解为状态向量中同样携带发射的信号的偏振态信息。
此处需要说明的是，偏振态指的是光信号在光纤中传播时，在垂直于传播方向的平面内振动的轨迹的规律，因此偏振态信息可以包括光信号的振动方向以及振动轨迹。
图2为利用RDLKF对待处理信号进行预均衡处理的原理示意图，请参照图2，在预均衡处理之前可以根据实际情况预先设置状态向量初始值及其误差协方差矩阵初始值。状态向量预测值通常根据其前一时刻的状态向量确定，例如，当前时刻的状态向量可以为，对当前时刻的前一时刻的状态向量进行相关运算得到，同样的，误差协方差矩阵预测值也可以根据其前一时刻的误差协方差矩阵确定。
预均衡处理过程中，首先根据测量方程，对当前时刻的待处理信号和当前时刻的状态向量预测值经过计算得到输出信号，该输出信号经过半径判决后，与参考信号以及输出信号进行相关计算得到误差信号，接下来根据更新方程对当前时刻的状态向量预测值和误差协方差矩阵预测值进行修正，得到当前时刻的状态向量和当前时刻的误差协方差矩阵，并根据预测方程分别对当前时刻的状态向量和当前时刻的误差协方差矩阵进行计算，得到下一时刻的状态向量预测值和误差协方差矩阵预测值。在多次预测和修正的迭代更新过程中，状态向量逐渐收敛，直到预设的截止条件，从而完成对待处理信号的预均衡过程。需要说明是，可以采用现有的测量方程、半径判决技术、误差信号计算公式、更新方程以及预测方程对待处理信号进行处理，本发明实施例在此处不再赘述。
作为本发明实施例一种可选的实施方式，可以先对接收机接收的信号依次进行模数转换、时钟恢复及CD(Chromatic Dispersion，色度色散)补偿处理，得到待处理信号。
在对接收机接收的信号进行预均衡处理前，可以先对其进行模数转换，将其从电信号转换为数字信号，便于后续对数字信号的处理；接着对该数字信号进行时钟恢复，这样可以确定数字信号中每个码元的起止时刻，并以此判断每个码元的抽样判决时刻；最后对数字信号进行CD补偿，得到待处理信号。需要说明的是，可以使用现有的模数转换技术、时钟恢复技术以及CD补偿技术对本发明实施例的信号进行处理，其具体处理原理及处理过程本发明实施例在此不再赘述。
S102，基于对待处理信号的预均衡处理过程，确定待处理信号中的目标状态向量。
根据步骤S101中RDLKF算法对待处理信号进行预均衡处理的原理可知，在预均衡处理过程中，每一时刻都可以得到一个状态向量，而目标状态向量为预均衡过程中所有状态向量之一。由于状态向量中携带有待处理信号的偏振态信息，因此目标状态向量中也携带有待处理信号的偏振态信息。
作为本发明实施例一种可选的实施方式，本发明实施例步骤S102具体可以包括：
在预均衡处理过程结束后，将达到预设的截止条件后得到的状态向量确定为目标状态向量。
需要说明的是，预设的截止条件在本发明实施例中可以为，最近若干个输出信号的误差值的平均值小于预先设定的阈值，例如当最近30个输出信号的误差值的平均值小于预先设定的阈值时，可以将此时的状态向量确定为目标状态向量。此处的输出信号的误差值可以为输出信号与输出信号的星座点判决值的差值。
S103，根据所确定的目标状态向量，确定用于对待处理信号进行均衡处理的多个滤波器的抽头系数初始值。
在本发明实施例中，对进行均衡处理的滤波器的数量不作具体限定，但是因为传输琼斯矩阵可以看作是一个2×2的MIMO(Multiple-Input Multiple-Output，多入多出)结构，信道中的两路偏振数字信号在传输过程中会产生相互的串扰，所以也可以采用2×2的滤波器结构来构造传输琼斯矩阵的逆矩阵，因此可以将滤波器的数量设置为4。
作为本发明实施例一种可选的实施方式，如图3所示，本发明实施例步骤S103具体可以包括：
S1031，将目标状态向量中的各元素组合为逆琼斯矩阵。
在本发明实施例中，逆琼斯矩阵可以为2阶方矩阵，该处的逆琼斯矩阵可以为步骤S101中的逆琼斯矩阵，即，该逆琼斯矩阵的表达式可以为：
Figure GDA0002478515730000101
可以理解，该步骤中，也可以将目标状态向量中的各元素组合为其他表达式的逆琼斯矩阵，只要该逆琼斯矩阵中的每一个元素与另外的三个元素中的至少一个元素之间具有相互制约的关系即可。
S1032，将每个滤波器的抽头系数初始值的中心值分别设置为逆琼斯矩阵的各元素的值。
在本发明实施例中，滤波器的抽头系数可以为向量，抽头系数初始值可以指抽头系数的初始值，因此抽头系数初始值也为向量。
本发明实施例对抽头系数的元素个数不做具体限定，在实际应用中，滤波器抽头系数的元素个数即为滤波器的抽头数，如果信号的传输距离长，那么信道中累积的PMD就比较大，就需要用较大的抽头数，即，需要用到的滤波器的抽头系数的元素个数比较多；如果信号的传输距离短，那么就需要用较小的抽头数，即需要用到的滤波器的抽头系数的元素个数比较少。但是因为要对抽头系数初始值的中心值进行设置，该中心值可以为该向量中心元素的值，因此通常可以将抽头系数的元素个数设置为奇数，示例的，将抽头系数的元素个数设置为5，即抽头系数为5维向量。因此，在该步骤中，可以将四个滤波器的抽头系数初始值的第三个元素，分别设置为该逆琼斯矩阵中的四个元素。
S1033，将抽头系数初始值中除中心值之外的其他值均设置为0。
因此，在本发明实施例中，通过S1032和本步骤对抽头系数初始值的设置，可以得到四个抽头系数初始值，分别为[0 0 a(n)+jb(n)0 0]、[0 0 c(n)+jd(n)0 0]、[0 0 -c(n)+jd(n)0 0]以及[0 0 a(n)-jb(n)0 0]，其中，a(n)、b(n)、c(n)和d(n)为分别表示接收的信号的偏振态信息，j表示复数单位。
由于目标状态向量中携带有待处理信号的偏振态信息，而且逆琼斯矩阵中的四个元素之间具有相互制约的关系，因此将四个滤波器的抽头系数初始值的中心值分别设置为该四个具有相互制约关系的值，使得滤波器对经预均衡处理后的待处理信号进行均衡处理的初始状态是非奇异的，因此在后续进行均衡处理的过程中，能够减少出现奇异性的概率，进而减少两路偏振数字信号中其中一路偏振数字信号丢失的情况。此处需要说明的是，均衡处理过程中出现奇异性具体可以为，对经预均衡处理后的两路偏振数字信号进行均衡处理后，将其中一路偏振数字信号处理后的结果输出为两路相同的信号，而另一路偏振数字信号丢失。
S104，基于抽头系数初始值，利用第一预设表达式计算多个滤波器中的各滤波器在当前时刻的抽头系数。
第一预设表达式为：
W(n)＝W(n-1)-μe(n-1)X*(n-1)+a(n-1)[W(n-2)-W(n-3)]
式中，W(n)表示滤波器在第一时刻的抽头系数，W(n-1)表示滤波器在第二时刻的抽头系数，μ表示迭代步长，e(n-1)表示在第二时刻的中间误差，X*(n-1)表示在第二时刻经预均衡处理后的待处理信号中的其中一路信号，a(n-1)表示在第二时刻的动量项权重系数，W(n-2)表示滤波器在第三时刻的抽头系数，W(n-3)表示滤波器在第四时刻的抽头系数，且n为大于或等于0的整数，第一时刻为当前时刻，第二时刻为第一时刻的前一时刻，第三时刻为第二时刻的前一时刻，第四时刻为第三时刻的前一时刻，抽头系数初始值为当n等于0时W(n)对应的值。需要说明的是，当前时刻可以指滤波器正在对待处理信号进行均衡处理的时刻。
在本发明实施例中，可以为采用AM-CMMA(Adaption Momentum CascadeMultimode Algorithm，自适应动量项-级联多模算法)对经预均衡处理后的待处理信号进行均衡处理。上述第一预设表达式可以为滤波器的抽头系数的更新方程，AM-CMMA的滤波器的抽头系数的更新方程实际为在CMMA的滤波器抽头系数的更新方程中加入自适应动量项，该自适应动量项为动量项权重系数与第三时刻的抽头系数和第四时刻的抽头系数的差值的乘积。抽头系数在滤波器对信号进行均衡处理的过程中逐渐收敛，此处的收敛可以为抽头系数逐渐减小，也可以为抽头系数逐渐增加。例如，当抽头系数的数值逐渐减小时，滤波器在第三时刻的抽头系数小于在第四时刻的抽头系数，第三时刻的抽头系数与第四时刻的抽头系数的差值为负值，通常情况下，可以将动量项权重系数设置为大于0的数值。因此通过在抽头系数的更新方程中加入该自适应动量项，使得滤波器的抽头系数的收敛速度更快，因此使得对经预均衡处理后的待处理信号进行均衡时均衡速度更快。
在使用滤波器对经预均衡处理后的待处理信号进行均衡处理过程中，输入的信号的两路偏振数字信号，滤波器的个数为四个，因此在本发明实施例中，四个滤波器抽头系数的更新方程分别可以为：
hxx(n)＝hxx(n-1)-μex(n-1)Xin(n-1)+ax(n)[hxx(n-2)-hxx(n-3)]
hxy(n)＝hxy(n-1)-μex(n-1)Xin(n-1)+ax(n)[hxy(n-2)-hxy(n-3)]
hyx(n)＝hyx(n-1)-μey(n-1)Yin(n-1)+ay(n)[hyx(n-2)-hyx(n-3)]
hyy(n)＝hyy(n-1)-μey(n-1)Yin(n-1)+ay(n)[hyy(n-2)-hyy(n-3)]
上述四个滤波器抽头系数的更新方程中，hxx(n)、hxy(n)、hyx(n)和hyy(n)分别表示四个滤波器在第一时刻的抽头系数，hxx(n-1)、hxy(n-1)、hyx(n-1)和hyy(n-1)分别表示四个滤波器在第二时刻的抽头系数，ex(n-1)和ey(n-1)分别表示经均衡处理后的两路输出信号在第二时刻的中间误差，Xin(n-1)和Yin(n-1)分别表示在第二时刻经预均衡处理后的两路偏振数字信号的其中一路信号；ax(n)和ay(n)分别表示两路输出信号在第一时刻的动量项权重系数，hxx(n-2)、hxy(n-2)、hyx(n-2)和hyy(n-2)分别表示四个滤波器在第三时刻的抽头系数，hxx(n-3)、hxy(n-3)、hyx(n-3)和hyy(n-3)分别表示四个滤波器在第四时刻的抽头系数。
本发明实施例以采用16QAM对信号进行调制为例，其中间误差可以通过中间误差计算公式计算得到，中间误差计算公式可以为：
ex(n)＝xR(n)(|x2 R(n)-K1|-K2)+j{xI(n)(|x2 I(n)-K1|-K2)}
ey(n)＝yR(n)(|y2 R(n)-K1|-K2)+j{yI(n)(|y2 I(n)-K1|-K2)}
中间误差计算公式中，ex(n)和ey(n)分别表示经均衡处理的两路输出信号在第一时刻的中间误差，xR(n)和yR(n)分别表示在第一时刻两路输出信号的实部，xI(n)和yI(n)分别表示在第一时刻两路输出信号的虚部，K1和K2分别表示16QAM星座图中两个参考环的模值，j表示复数单位，|x2 R(n)-K1|表示x2 R(n)-K1的绝对值，|x2 I(n)-K1|表示x2 I(n)-K1的绝对值，|y2 R(n)-K1|表示y2 R(n)-K1的绝对值，|y2 I(n)-K1|表示y2 I(n)-K1的绝对值。需要说明的是，此处可以采用现有的参考环的模值计算公式来分别计算K1和K2，本发明实施例在此不再赘述。
作为本发明实施例一种可选的实施方式，也可以采用AM-MCMA(AdaptionMomentum Modified Constant Modulus Algorithm，自适应动量项-修正的恒模算法)对经预均衡处理后的待处理信号进行均衡处理，且滤波器的抽头系数的更新方程也可以为上述第一预设表达式。AM-MCMA的滤波器的抽头系数的更新方程实际为在MCMA的滤波器抽头系数的更新方程中加入自适应动量项，该自适应动量项为动量项权重系数与第三时刻的抽头系数和第四时刻的抽头系数的差值的乘积。需要说明的是，可以采用MCMA中的中间误差的计算公式计算本发明实施例中的中间误差，并且根据MCMA中的均衡处理原理对经预均衡处理后的待处理信号进行均衡处理，本发明实施例对此不再赘述。
作为本发明实施例一种可选的实施方式，可以利用第二预设表达式计算动量项权重系数，第二预设表达式为：
Figure GDA0002478515730000131
上式中，a(n)表示在当前时刻的动量项权重系数，β表示预设实数参数，e表示自然对数的底数，
Figure GDA0002478515730000141
表示预设参数，e(n)表示在当前时刻的中间误差，|e(n)|表示在当前时刻中间误差的模值。需要说明的是，从中间误差的计算公式可以看出，中间误差可以为复数，因此中间误差的模值即为该复数的模值，每个复数都对应有一个模值，先计算该复数的实部与虚部的平方和，然后求取该平方和的平方根，平方根中的正值则为该复数的模值。
本发明实施例对预设实数参数的取值不做具体限定，可以根据实际需求进行选取，示例性的，如图4所示，预设实数参数可以取值为1、2或3，且图4中也表示了不同预设实数参数下动量项权重系数的函数示意图像。从上式或图4中可以看出，预设实数参数与动量项权重系数成正相关，即，预设实数参数越大，动量项权重系数越大，也即，滤波器的抽头系数的收敛速度越快。
从图4中可以看出，动量项权重系数随中间误差的减小而减小。在对经预均衡处理后的待处理信号进行均衡处理过程中，在均衡处理前期，中间误差较大，此时权重系数也较大；但是中间误差在均衡处理过程中逐渐减小，随着中间误差的减小，权重系数也逐渐减小。这样一来，在均衡处理快要结束时，经过前面多次迭代计算后，此时抽头系数已经快收敛至预设的抽头系数最优值附近，因此采用较小的动量项权重系数，可以使抽头系数在抽头系数最优值附近比较小的范围内进行调整，从而渐渐趋于抽头系数最优值。因此利用第二预设表达式计算抽头系数权重系数，可以在满足较低的稳态误差的情况下加快均衡速度。需要说明的是，稳态误差可以指，当均衡处理达到稳定状态，即达到预设的截止条件时，输出信号与输出信号的星座点判决值的差值。
此外需要说明的是，作为本发明实施例一种可选的实施方式，还可以通过其他计算公式来计算动量项权重系数，只要满足动量项权重系数与中间误差正相关即可。
S105，基于滤波器在当前时刻的抽头系数，对经预均衡处理后的待处理信号进行均衡处理。
在该步骤使用对经预均衡处理后的待处理信号进行均衡处理时，过程可以为：取其中一路偏振数字信号中的前几个信号点组成行向量，取另一路偏振数字信号中的前几个信号点组成另一个行向量，将这两个行向量输入至要进行均衡处理的滤波器进行均衡处理，输出得到两个信号点的值，这两个值分别为两路偏振数字信号中的第一个信号点经过均衡处理后的值。该行向量的元素个数，即每次所取的信号点的个数，可以与滤波器的抽头系数的元素个数相同。
在本发明实施例中，可以采用均衡处理计算公式对经预均衡处理后的待处理信进行均衡处理，均衡处理计算公式具体可以为：
Xout＝Xin Thxx+Yin Thxy
Yout＝Xin Thyx+Yin Thyy
上式中，Xin和Yin分别表示经预均衡处理后的待处理信号中的其中一路偏振数字信号，Xin T为Xin的转置矩阵，Yin T为Yin的转置矩阵，Xout和Yout分别表示对经预均衡处理后的待处理信号进行均衡处理后输出的两路信号，hxx、hxy、hyx和hyy分别表示四个滤波器的抽头系数。
图5为对经预均衡处理后的待处理信号进行均衡处理的原理示意图，该均衡处理过程可以为：先将当前时刻经预均衡处理后的待处理信号中，每路偏振数字信号中的信号值Xin和Yin取出，并根据上述的均衡处理计算公式将信号值Xin和Yin分别与当前时刻的抽头系数hxx、hxy、hyx和hyy进行计算，得到当前时刻的输出信号Xout和Yout；然后根据中间误差ex和ey的计算公式，计算得到两个当前时刻的中间误差ex和ey，接着根据当前时刻的中间误差ex和ey以及各滤波器的抽头系数的更新方程，计算各滤波器在下一时刻的抽头系数hxx、hxy、hyx和hyy，然后重复上述过程，直到各滤波器的抽头系数趋近于抽头系数最优值且在抽头系数最优值附近一个较小的幅度内进行调整，即可完成对经预均衡处理后的待处理信号的均衡处理。
本发明实施例提供的PMD均衡方法，通过利用RDLKF算法对待处理信号进行预均衡，由于RDLKF算法采用的是一种卡尔曼滤波器，而卡尔曼滤波器的特性为跟踪信道变化速度快以及收敛速度较快，因此在对待处理信号进行预均衡处理时，可以获得较快的偏振态跟踪速度和均衡速度。接着通过在预均衡处理过程中确定的目标状态向量，确定滤波器的抽头系数初始值，且基于抽头系数初始值并根据第一预设表达式计算滤波器在当前时刻的抽头系数，并根据该抽头系数对预均衡处理后的待处理信号进行均衡处理；由于第一预设表达式中引入动量项权重系数与第三时刻和第四时刻的抽头系数的差值的乘积，因此在对经预均衡处理后的待处理信号进行均衡处理的过程中，滤波器的抽头系数的收敛速度更快，进而使得对经预均衡处理后的待处理信号进行均衡处理时均衡速度更快。由于在对PMD均衡的过程中，首先采用收敛速度较快的RDLKF算法对待处理信号进行预均衡处理，接着采用抽头系数的收敛速度有所增加的滤波器进行均衡处理，因此使得对PMD进行均衡的过程中，算法的收敛速度有较大的提高，进而能够提高对PMD的均衡速度。
本发明实施例提供的一种PMD均衡装置的一种具体实施例，与图1所示流程相对应，参考图6，图6为本发明实施例的一种PMD均衡装置的一种结构示意图，包括：
第一处理模块201，用于获取待处理信号，并利用RDLKF算法对待处理信号进行预均衡处理，待处理信号为偏振复用数字信号。
第一确定模块202，用于基于对待处理信号的预均衡处理过程，确定待处理信号中的目标状态向量，目标状态向量中携带有待处理信号的偏振态信息。
第二确定模块203，用于根据所确定的目标状态向量，确定用于对待处理信号进行均衡处理的多个滤波器的抽头系数初始值。
第一计算模块204，用于基于抽头系数初始值，利用第一预设表达式计算多个滤波器中的各滤波器在当前时刻的抽头系数，第一预设表达式为：
W(n)＝W(n-1)-μe(n-1)X*(n-1)+a(n-1)[W(n-2)-W(n-3)]
式中，W(n)表示滤波器在第一时刻的抽头系数，W(n-1)表示滤波器在第二时刻的抽头系数，μ表示迭代步长，e(n-1)表示在第二时刻的中间误差，X*(n-1)表示在第二时刻经预均衡处理后的待处理信号中的其中一路信号，a(n-1)表示在第二时刻的动量项权重系数，W(n-2)表示滤波器在第三时刻的抽头系数，W(n-3)表示滤波器在第四时刻的抽头系数，且n为大于或等于0的整数，第一时刻为当前时刻，第二时刻为第一时刻的前一时刻，第三时刻为第二时刻的前一时刻，第四时刻为第三时刻的前一时刻。
第二处理模块205，用于基于滤波器在当前时刻的抽头系数，对经预均衡处理后的待处理信号进行均衡处理。
作为本发明实施例一种可选的实施方式，如图7所示，上述第二确定模块203可以包括：
组合子模块2031，用于将目标状态向量中的各元素组合为逆琼斯矩阵。
第一设置子模块2032，用于将每个滤波器的抽头系数初始值的中心值分别设置为逆琼斯矩阵的各元素的值，其中，抽头系数初始值为向量，中心值为向量中心元素的值。
第二设置子模块2033，用于将抽头系数初始值中除中心值之外的其他值均设置为0。
作为本发明实施例一种可选的实施方式，如图8所示，本发明实施例提供的PMD均衡装置还可以包括：
第二计算模块206，用于利用第二预设表达式计算动量项权重系数，第二预设表达式为：
Figure GDA0002478515730000171
式中，a(n)表示在当前时刻的动量项权重系数，β表示预设实数参数，e表示自然对数的底数，
Figure GDA0002478515730000172
表示预设参数，|e(n)|表示在当前时刻的中间误差的模值。
作为本发明实施例一种可选的实施方式，上述第一处理模块具体用于：
在预均衡处理过程结束后，将达到预设的截止条件后得到的状态向量确定为目标状态向量。
作为本发明实施例一种可选的实施方式，如图9所示，本发明实施例提供的PMD均衡装置还可以包括：
第三处理模块207，用于对接收机接收的信号依次进行模数转换、时钟恢复及CD补偿处理，得到待处理信号。
本发明实施例提供的一种PMD均衡装置，通过利用RDLKF算法对待处理信号进行预均衡，由于RDLKF算法采用的是一种卡尔曼滤波器，而卡尔曼滤波器的特性为跟踪信道变化速度快以及收敛速度较快，因此在对待处理信号进行预均衡处理时，可以获得较快的偏振态跟踪速度和均衡速度。接着通过在预均衡处理过程中确定的目标状态向量，确定滤波器的抽头系数初始值，且基于抽头系数初始值并根据第一预设表达式计算滤波器在当前时刻的抽头系数，并根据该抽头系数对预均衡处理后的待处理信号进行均衡处理；由于第一预设表达式中引入动量项权重系数与第三时刻和第四时刻的抽头系数的差值的乘积，因此在对经预均衡处理后的待处理信号进行均衡处理的过程中，滤波器的抽头系数的收敛速度更快，进而使得对经预均衡处理后的待处理信号进行均衡处理时均衡速度更快。由于在对PMD均衡的过程中，首先采用收敛速度较快的RDLKF算法对待处理信号进行预均衡处理，接着采用抽头系数的收敛速度有所增加的滤波器进行均衡处理，因此使得对PMD进行均衡的过程中，算法的收敛速度有较大的提高，进而能够提高对PMD的均衡速度。
本发明实施例还提供了一种电子设备，如图10所示，包括处理器301、通信接口302、存储器303和通信总线304，其中，处理器301，通信接口302，存储器303通过通信总线304完成相互间的通信。
存储器303，用于存放计算机程序。
处理器301，用于执行存储器303上所存放的程序时，实现如下步骤：
获取待处理信号，并利用半径导向线性卡尔曼RDLKF算法对待处理信号进行预均衡处理，待处理信号为偏振复用数字信号。
基于对待处理信号的预均衡处理过程，确定待处理信号中的目标状态向量，目标状态向量中携带有待处理信号的偏振态信息。
根据所确定的目标状态向量，确定用于对待处理信号进行均衡处理的多个滤波器的抽头系数初始值。
基于抽头系数初始值，利用第一预设表达式计算多个滤波器中的各滤波器在当前时刻的抽头系数，第一预设表达式为：
W(n)＝W(n-1)-μe(n-1)X*(n-1)+a(n-1)[W(n-2)-W(n-3)]
式中，W(n)表示滤波器在第一时刻的抽头系数，W(n-1)表示滤波器在第二时刻的抽头系数，μ表示迭代步长，e(n-1)表示在第二时刻的中间误差，X*(n-1)表示在第二时刻经预均衡处理后的待处理信号中的其中一路信号，a(n-1)表示在第二时刻的动量项权重系数，W(n-2)表示滤波器在第三时刻的抽头系数，W(n-3)表示滤波器在第四时刻的抽头系数，且n为大于或等于0的整数，第一时刻为当前时刻，第二时刻为第一时刻的前一时刻，第三时刻为第二时刻的前一时刻，第四时刻为第三时刻的前一时刻。
基于滤波器在当前时刻的抽头系数，对经预均衡处理后的待处理信号进行均衡处理。
本发明实施例提供的一种电子设备，通过利用RDLKF算法对待处理信号进行预均衡，由于RDLKF算法采用的是一种卡尔曼滤波器，而卡尔曼滤波器的特性为跟踪信道变化速度快以及收敛速度较快，因此在对待处理信号进行预均衡处理时，可以获得较快的偏振态跟踪速度和均衡速度。接着通过在预均衡处理过程中确定的目标状态向量，确定滤波器的抽头系数初始值，且基于抽头系数初始值并根据第一预设表达式计算滤波器在当前时刻的抽头系数，并根据该抽头系数对预均衡处理后的待处理信号进行均衡处理；由于第一预设表达式中引入动量项权重系数与第三时刻和第四时刻的抽头系数的差值的乘积，因此在对经预均衡处理后的待处理信号进行均衡处理的过程中，滤波器的抽头系数的收敛速度更快，进而使得对经预均衡处理后的待处理信号进行均衡时均衡速度更快。由于在对PMD均衡的过程中，首先采用收敛速度较快的RDLKF算法对待处理信号进行预均衡处理，接着采用抽头系数的收敛速度有所增加的滤波器进行均衡处理，因此使得对PMD进行均衡的过程中，算法的收敛速度有较大的提高，进而能够提高对PMD的均衡速度。
上述电子设备提到的通信总线可以是外设部件互连标准(Peripheral ComponentInterconnect，简称PCI)总线或扩展工业标准结构(Extended Industry StandardArchitecture，简称EISA)总线等。该通信总线可以分为地址总线、数据总线、控制总线等。为便于表示，图中仅用一条粗线表示，但并不表示仅有一根总线或一种类型的总线。
通信接口用于上述电子设备与其他设备之间的通信。
存储器可以包括随机存取存储器(Random Access Memory，简称RAM)，也可以包括非易失性存储器(non-volatile memory)，例如至少一个磁盘存储器。可选的，存储器还可以是至少一个位于远离前述处理器的存储装置。
上述的处理器可以是通用处理器，包括中央处理器(Central Processing Unit，简称CPU)、网络处理器(Network Processor，简称NP)等；还可以是数字信号处理器(Digital Signal Processing，简称DSP)、专用集成电路(Application SpecificIntegrated Circuit，简称ASIC)、现场可编程门阵列(Field-Programmable Gate Array，简称FPGA)或者其他可编程逻辑器件、分立门或者晶体管逻辑器件、分立硬件组件。
本发明实施例还提供了一种计算机可读存储介质，计算机可读存储介质内存储有计算机程序，当其在计算机上运行时，使得计算机执行上述实施例中任一所述的PMD均衡方法。
对于装置/电子设备/存储介质实施例而言，由于其基本相似于方法实施例，所以描述的比较简单，相关之处参见方法实施例的部分说明即可。
需要说明的是，本发明实施例的装置、电子设备及存储介质分别是应用上述PMD均衡方法的装置、电子设备及存储介质，则上述PMD均衡方法的所有实施例均适用于该装置、电子设备及存储介质，且均能达到相同或相似的有益效果。
需要说明的是，在本文中，诸如第一和第二等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。而且，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括所述要素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。
以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并非用于限定本发明的保护范围。凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换、改进等，均包含在本发明的保护范围内。

Claims (8)

1.一种偏振模色散PMD均衡方法，其特征在于，所述方法包括：
获取待处理信号，并利用半径导向线性卡尔曼RDLKF算法对所述待处理信号进行预均衡处理，所述待处理信号为偏振复用数字信号；
基于对所述待处理信号的预均衡处理过程，确定所述待处理信号中的目标状态向量，所述目标状态向量中携带有所述待处理信号的偏振态信息；
根据所确定的所述目标状态向量，确定用于对所述待处理信号进行均衡处理的多个滤波器的抽头系数初始值；
利用第二预设表达式计算动量项权重系数，所述第二预设表达式为：
Figure FDA0002567980770000011
式中，a(n)表示在当前时刻的动量项权重系数，β表示预设实数参数，e表示自然对数的底数，
Figure FDA0002567980770000012
表示预设参数，|e(n)|表示在当前时刻的中间误差的模值；
基于所述抽头系数初始值，利用第一预设表达式计算所述多个滤波器中的各滤波器在当前时刻的抽头系数，所述第一预设表达式为：
W(n)＝W(n-1)-μe(n-1)X*(n-1)+a(n-1)[W(n-2)-W(n-3)]
式中，W(n)表示所述滤波器在第一时刻的抽头系数，W(n-1)表示所述滤波器在第二时刻的抽头系数，μ表示迭代步长，e(n-1)表示在第二时刻的中间误差，X*(n-1)表示在第二时刻经预均衡处理后的所述待处理信号中的其中一路信号，a(n-1)表示在第二时刻的动量项权重系数，W(n-2)表示所述滤波器在第三时刻的抽头系数，W(n-3)表示所述滤波器在第四时刻的抽头系数，且n为大于或等于0的整数，所述第一时刻为当前时刻，所述第二时刻为所述第一时刻的前一时刻，所述第三时刻为所述第二时刻的前一时刻，所述第四时刻为所述第三时刻的前一时刻；
基于所述滤波器在当前时刻的抽头系数，对经预均衡处理后的所述待处理信号进行均衡处理。
2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述基于对所述待处理信号的预均衡处理过程，确定所述待处理信号中的目标状态向量的步骤，包括：
在所述预均衡处理过程结束后，将达到预设的截止条件后得到的状态向量确定为目标状态向量。
3.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述根据所确定的所述目标状态向量，确定用于对所述待处理信号进行均衡处理的多个滤波器的抽头系数初始值的步骤，包括：
将所述目标状态向量中的各元素组合为逆琼斯矩阵；
将每个所述滤波器的所述抽头系数初始值的中心值分别设置为所述逆琼斯矩阵的各元素的值，其中，所述抽头系数初始值为向量，所述中心值为所述向量中心元素的值；
将所述抽头系数初始值中除所述中心值之外的其他值均设置为0。
4.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述获取待处理信号之前，所述方法还包括：
对接收机接收的信号依次进行模数转换、时钟恢复及色度色散CD补偿处理，得到所述待处理信号。
5.一种PMD均衡装置，其特征在于，所述装置包括：
第一处理模块，用于获取待处理信号，并利用RDLKF算法对所述待处理信号进行预均衡处理，所述待处理信号为偏振复用数字信号；
第一确定模块，用于基于对所述待处理信号的预均衡处理过程，确定所述待处理信号中的目标状态向量，所述目标状态向量中携带有所述待处理信号的偏振态信息；
第二确定模块，用于根据所确定的所述目标状态向量，确定用于对所述待处理信号进行均衡处理的多个滤波器的抽头系数初始值；
第二计算模块，用于利用第二预设表达式计算动量项权重系数，所述第二预设表达式为：
Figure FDA0002567980770000021
式中，a(n)表示在当前时刻的动量项权重系数，β表示预设实数参数，e表示自然对数的底数，
Figure FDA0002567980770000031
表示预设参数，|e(n)|表示在当前时刻的中间误差的模值；
第一计算模块，用于基于所述抽头系数初始值，利用第一预设表达式计算所述多个滤波器中的各滤波器在当前时刻的抽头系数，所述第一预设表达式为：
W(n)＝W(n-1)-μe(n-1)X*(n-1)+a(n-1)[W(n-2)-W(n-3)]
式中，W(n)表示所述滤波器在第一时刻的抽头系数，W(n-1)表示所述滤波器在第二时刻的抽头系数，μ表示迭代步长，e(n-1)表示在第二时刻的中间误差，X*(n-1)表示在第二时刻经预均衡处理后的所述待处理信号中的其中一路信号，a(n-1)表示在第二时刻动量项权重系数，W(n-2)表示所述滤波器在第三时刻的抽头系数，W(n-3)表示所述滤波器在第四时刻的抽头系数，且n为大于或等于0的整数，所述第一时刻为当前时刻，所述第二时刻为所述第一时刻的前一时刻，所述第三时刻为所述第二时刻的前一时刻，所述第四时刻为所述第三时刻的前一时刻；
第二处理模块，用于基于所述滤波器在当前时刻的抽头系数，对经预均衡处理后的所述待处理信号进行均衡处理。
6.根据权利要求5所述的装置，其特征在于，所述第二确定模块包括：
组合子模块，用于将所述目标状态向量中的各元素组合为逆琼斯矩阵；
第一设置子模块，用于将每个所述滤波器的所述抽头系数初始值的中心值分别设置为所述逆琼斯矩阵的各元素的值，其中，所述抽头系数初始值为向量，所述中心值为所述向量中心元素的值；
第二设置子模块，用于将所述抽头系数初始值中除所述中心值之外的其他值均设置为0。
7.一种电子设备，其特征在于，包括处理器、通信接口、存储器和通信总线，其中，处理器、通信接口和存储器通过通信总线完成相互间的通信；
存储器，用于存放计算机程序；
处理器，用于执行存储器上所存放的程序时，实现权利要求1-4任一所述的方法步骤。
8.一种计算机可读存储介质，其特征在于，所述计算机可读存储介质内存储有计算机程序，所述计算机程序被处理器执行时实现权利要求1-4任一所述的方法步骤。
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基于半径导向线性卡尔曼滤波的偏振解复用和均衡技术研究;张群;《中国优秀硕士学位论文全文数据库 信息科技辑》;20170215(第2（2017）期);全文 *

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