WO2024053019A1 - 信号処理装置、および信号処理方法 - Google Patents

信号処理装置、および信号処理方法 Download PDF

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光樹 芝原
孝行 小林
裕 宮本
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日本電信電話株式会社
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    • H—ELECTRICITY
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    • H04B10/00—Transmission systems employing electromagnetic waves other than radio-waves, e.g. infrared, visible or ultraviolet light, or employing corpuscular radiation, e.g. quantum communication
    • H04B10/25—Arrangements specific to fibre transmission
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    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B10/00—Transmission systems employing electromagnetic waves other than radio-waves, e.g. infrared, visible or ultraviolet light, or employing corpuscular radiation, e.g. quantum communication
    • H04B10/60—Receivers

Definitions

  • the present invention relates to a signal processing device and a signal processing method.
  • the optical fibers that form the basis of current large-capacity optical networks are single mode fibers (SMF), except for short-distance local networks such as LANs (Local Area Networks).
  • SMF single mode fibers
  • Single-mode fiber has a single core in its cladding that serves as a path for optical signals, and in wavelength bands such as the C-band and L-band used in large-capacity, long-distance optical networks, only a single mode propagates.
  • Digital coherent transmission technology is a technology that combines a coherent reception method and ultra-high-speed digital signal processing.
  • the coherent reception method is a reception method that detects interference light between light and local oscillation light on the receiving side.
  • Ultra-high-speed digital signal processing is a process that reproduces the envelope waveform of an optical signal in the digital domain and equalizes waveform distortion that occurs in the transmission line and transceiver.
  • a more specific example of a transmission method using digital coherent transmission technology that carries information on polarized waves in an optical transmission system is polarization multiplexed optical transmission that uses two orthogonally polarized modes on a single mode fiber. .
  • polarization multiplexed optical transmission different information can be carried on each orthogonal polarized wave.
  • orthogonal polarized waves are mixed in a complicated manner in an optical transmission line, and orthogonal axes of polarization modes vary rapidly. Therefore, it is difficult to track such polarized waves using an optical device.
  • a receiving device compatible with a polarization diversity structure receives a mixed polarization multiplexed optical signal, converts the received polarization multiplexed optical signal into a digital signal, and performs a process of separating it using digital signal processing.
  • This processing can be modeled as a 2 ⁇ 2 MIMO (Multiple-Input Multiple-Output) system used in wireless communication systems. This makes it possible to extract information for each polarization from the separated signals, and establishes communication between the transmitter and receiver.
  • MIMO Multiple-Input Multiple-Output
  • mode multiplexed optical transmission using multiple spatial modes (hereinafter also referred to as "modes") in a multimode optical fiber.
  • mode multiplexed optical transmission for example, a fiber whose core diameter is increased compared to a single mode fiber is used as a transmission medium.
  • multiple modes can be excited even in existing wavelength bands such as the C band, and different information can be loaded and transmitted in each mode.
  • mode-multiplexed optical signals mix in a complex manner while propagating through multimode optical fibers.
  • a receiving device compatible with a mode diversity structure receives a mixed mode multiplexed optical signal, converts the received mode multiplexed optical signal into a digital signal, and generates a MIMO type signal of a scale corresponding to the number of excited modes. Separate using processing.
  • the 2LP mode As a more specific example, consider a several-mode fiber that excites two LP (Linearly Polarized) modes.
  • the LP01 mode which is the fundamental mode
  • the LP11 mode which is the higher order mode
  • the 2LP mode In the multi-mode fiber, different information can be loaded on a total of six spatial modes: LP01X, LP01Y, LP11aX, LP11aY, LP11bX, and LP11bY. Therefore, if the nonlinear optical effects of the optical fiber are ignored, in principle, a few mode fiber for 2LP mode can achieve a transmission capacity three times that of the existing single mode fiber.
  • MIMO type signal processing requires a function to compensate not only for coupling between spatial modes but also for phenomena caused by delay differences in signal pulses on the time axis, so-called dispersion.
  • the dispersion mentioned here is a phenomenon that arises from the difference in group delay between guided modes, and includes, for example, polarization mode dispersion that occurs in a single mode optical fiber and mode dispersion that occurs in a multimode optical fiber. refers to
  • dispersion has cumulative characteristics depending on the transmission distance, so in MIMO signal processing for optical signals transmitted over long distances, a finite number of multipliers (number of taps) that sufficiently covers the temporal spread of signal pulses due to dispersion is required. It is necessary to apply MIMO type signal processing having an impulse response (FIR) (hereinafter, this process will be referred to as MIMO-FIR type signal processing). That is, the required number of taps increases in accordance with the transmission distance, leading to an increase in the scale of the signal processing circuit.
  • FIR impulse response
  • Frequency-domain MIMO-FIR-type signal processing which performs time-domain signal processing in the frequency domain, is known as an effective method for reducing the size of the signal processing circuit for the above-mentioned MIMO-FIR-type signal processing (Non-patent Document 1, (see 2).
  • Frequency domain MIMO-FIR type signal processing is based on the fact that cyclic convolution operation is equivalent to element product operation in the frequency domain, and by applying processing via fast Fourier transform, MIMO-FIR type signal processing This is a processing method that effectively makes it possible to reduce the processing scale.
  • MIMO-FIR type signal processing makes it possible to separate coupling between spatial modes, including polarization, and to collectively compensate for dispersion generated in a transmission fiber.
  • a block processing type overlap preservation method has been used (for example, the method described in Non-Patent Document 2).
  • the overlap rate described here refers to the ratio of the number of input signal samples included in block number k and block number k+1 in duplicate in the process of the overlap preservation method.
  • N is a natural number
  • N is generally much larger than 1, which allows efficient Fourier transform processing by using fast Fourier transform processing. Large powers of two numbers are used.
  • M is the number of output symbols per block
  • P is the oversampling rate of the input signal.
  • the overlap rate of 50% is a rate set as a condition that intra-block interference does not occur with respect to the update results of output signals and filter weighting coefficients related to the overlap preservation method.
  • FIG. 9 is a diagram showing the correspondence between the input signal sequence and the output signal sequence of conventional frequency domain MIMO-FIR type signal processing with an overlap rate of 50%.
  • the latter N/2 symbols are stored as the output signal.
  • the latter N/2 symbols are stored as the output signal.
  • the tap length L is set so as to be able to sufficiently compensate for the impulse response spread caused by the dispersion phenomenon.
  • Another required condition for the tap length L is that N be a power of 2 in consideration of (Formula 1).
  • the tap length L will be discretely increased.
  • the present invention aims to provide a technique that can reduce the amount of calculation.
  • One aspect of the present invention includes a Fourier transform processor that transforms an input signal into a frequency domain signal for each block of size N, and a filter process that performs filter processing on the frequency domain signal transformed by the Fourier transform processor using a filter weighting coefficient.
  • an inverse Fourier transform processing section that performs inverse Fourier transform processing on the frequency domain signal that has been filtered by the multiplication processing section; and an inverse Fourier transform processing section that performs inverse Fourier transform processing on the inverse Fourier transform processing section.
  • One aspect of the present invention includes a Fourier transform processing step of converting an input signal into a frequency domain signal for each block of size N, and a filter processing of the frequency domain signal transformed by the Fourier transform processing step using a filter weighting coefficient.
  • an inverse Fourier transform process step of performing an inverse Fourier transform process on the frequency domain signal subjected to filter processing in the multiplication process step; and an inverse Fourier transform process is performed in the inverse Fourier transform process step.
  • a signal processing method comprising: an output signal selection step of outputting a signal with output symbols other than those discarded.
  • the amount of calculation can be reduced.
  • FIG. 2 is a block diagram showing the configuration of a signal processing device.
  • FIG. 3 is a diagram showing a correspondence relationship between an input signal sequence and an output signal sequence. 3 is a flowchart showing the flow of processing of the signal processing device.
  • FIG. 3 is a diagram showing a filter weighting coefficient W and an error signal E in a conventional technique.
  • FIG. 3 is a diagram showing a filter weighting coefficient W and an error signal E in this embodiment. It is a figure showing an overlap rate in conventional technology. It is a figure showing an overlap rate in this embodiment. It is a figure which shows the calculation amount reduction rate.
  • FIG. 3 is a diagram showing the number of symbols per block in the case of weakly coupled fiber.
  • FIG. 3 is a diagram showing the number of symbols per block in the case of strongly coupled fiber.
  • FIG. 2 is a diagram showing the correspondence between an input signal sequence and an output signal sequence of conventional frequency domain MIMO-FIR type signal processing with an overlap rate of 50%.
  • FIG. 1 is a block diagram showing the configuration of a signal processing device 1 in an embodiment.
  • This signal processing device 1 is a signal processing device that performs adaptive filter equalization processing in a receiving device that receives an optical signal.
  • the configuration shown in FIG. 1 shows a single-input single-output (SISO) configuration in order to simply explain frequency domain MIMO-FIR type signal processing.
  • SISO single-input single-output
  • This configuration can be easily extended to a MIMO type by arranging the filter processing units 10 in parallel as many as the number of input signal sequences.
  • u is the time domain input signal sequence in the kth block.
  • v is the time domain output signal sequence in the kth block.
  • w is the filter weighting coefficient in the kth block.
  • d is the desired signal in the kth block.
  • the block length is assumed to be N.
  • the signal processing device 1 includes a filter processing section 10, a fast inverse Fourier transform processing section 20, an output signal selection section 30, an addition processing section 40, a zero addition section 50, and a fast Fourier transform processing section 60.
  • the filter processing section 10 includes a fast Fourier transform processing section 11, a multiplication processing section 12, a complex conjugate processing section 13, a delay section 14, a filter weighting coefficient updating section 15, and multiplication processing sections 16 and 17.
  • the fast Fourier transform processing section 11 transforms the input signal sequence u into a frequency domain signal U according to (1) below, and outputs it to the multiplication processing section 12 and the complex conjugate processing section 13.
  • FFT() represents fast Fourier transform processing.
  • U FFT(u)...(1)
  • the complex conjugate processing section 13 outputs U * , which is the complex conjugate of the input frequency domain signal U, to the multiplication processing section 17 .
  • the multiplication processing unit 17 outputs U* ⁇ E, which is the element product (Hadamard product) of E(k) and U * , which will be described later, output from the fast inverse Fourier transform processing unit 20 to the multiplication processing unit 16.
  • the symbol ".” indicates an element product operator.
  • the multiplication processing unit 16 outputs ⁇ U * ⁇ E obtained by multiplying the step size parameter ⁇ by U* ⁇ E to the filter weighting coefficient updating unit 15.
  • the filter weighting coefficient updating unit 15 updates the filter weighting coefficient by calculating W+ ⁇ U * ⁇ E using W(k) and resetting the calculated value as W.
  • the filter weighting coefficient update section 15 outputs the updated W to the delay section 14.
  • the delay unit 14 outputs W to the multiplication processing unit 12 with a delay of a predetermined timing.
  • the multiplication processing unit 12 outputs U ⁇ W, which is the element product of U and W, to the fast inverse Fourier transform processing unit 20.
  • the fast inverse Fourier transform processing section 20 converts it into an output signal v according to (2) below, and outputs it to the output signal selection section 30.
  • IFFT() represents fast inverse Fourier transform processing.
  • v IFFT(U ⁇ W)...(2)
  • the addition processing section 40 outputs the difference dv between the desired signal d and the output signal sequence v to the zero addition section 50.
  • the zero adding unit 50 adds zero to dv by setting the component corresponding to the discarded output symbol to zero, and outputs it to the fast Fourier transform processing unit 60.
  • the fast Fourier transform processing section 60 corresponds to other Fourier transform processing sections.
  • the fast Fourier transform processing unit 60 obtains the frequency domain error signal E using the following (3).
  • the fast Fourier transform processing unit 60 outputs the error signal E to the multiplication processing unit 17.
  • W is updated through the complex conjugate processing section 13, the multiplication processing section 17, the multiplication processing section 16, and the filter weighting coefficient updating section 15 for the processing at the block number k+1 of the next block.
  • Non-Patent Document 1 an implementation example of an unrestricted frequency domain LMS (Least Mean Square) type method (see Non-Patent Document 1) is shown as an example of the filter coefficient updating algorithm.
  • Other examples of filter coefficient updating algorithms that can be applied by the filter processing unit include a constrained frequency domain LMS type scheme and a frequency domain RLS (Recursive least square) scheme.
  • RLS Recursive least square
  • Zhiqun Yang, Jian Zhao, Neng Bai, Ezra Ip, Ting Wang, Zhihong Li, and Guifang Li “Experimental demonstration of adaptive VFF-RLS-FDE for long-distance mode-division multiplexed transmission," Opt. Express 26, 18362- 18367 (2016)
  • FIG. 2 is a diagram showing the correspondence between the input signal sequence and the output signal sequence of the frequency domain MIMO-FIR type signal processing described above.
  • FIG. 2 shows a k-th block and a (k+1)-th block as input signal sequences. Further, output signal sequences are shown corresponding to input signal sequences.
  • the input signal sequence of the (k+1)th block can be configured in a manner that reduces the overlap rate of 50%.
  • the “signal processing scale (number of complex multiplications) per block” is the same for both the conventional method explained in FIG. 9 and the method shown in this embodiment explained in FIG. .
  • the "signal processing scale per output symbol” can be effectively reduced according to this embodiment.
  • FIG. 3 is a flowchart showing the process flow of the signal processing device 1 described above.
  • the fast inverse Fourier transform processing unit 11 transforms the input signal into a frequency domain signal for each block of size N (step S101).
  • the frequency domain signal transformed by the multiplication processing section 12 and the Fourier transformation processing section 11 is subjected to filter processing using filter weighting coefficients (step S102).
  • the fast inverse Fourier transform processing unit 20 performs inverse Fourier transform processing on the frequency domain signal that has been filtered by the multiplication processing unit 12 (step S103).
  • Output signal selection section 30 selects N output symbols centered on the N/2-th size output symbol from the beginning among output symbols of size N obtained by performing inverse Fourier transform processing in fast inverse Fourier transform processing section 20. /2+ ⁇ ( ⁇ is a positive integer) symbols are saved, and a signal with output symbols other than the saved output symbols discarded is output (step S104).
  • FIG. 4A is a diagram showing a filter weighting coefficient W and an error signal E in the prior art.
  • W is obtained by fast Fourier transform processing of N/2 w's and a zero vector containing N/2 0's.
  • E is obtained by fast Fourier transform processing of a zero vector containing N/2 0s and a difference e between the desired signal d and the output signal sequence v.
  • FIG. 4B is a diagram showing the filter weighting coefficient W and the error signal E in this embodiment.
  • W is obtained by fast Fourier transform processing of N/2 ws, a zero vector containing N/2 0s, and N/2 ws.
  • E is obtained by fast Fourier transform processing of the zero vector containing N/4 0s, the difference e between the desired signal d, and the output signal sequence v, and the zero vector containing N/4 0s.
  • the algorithm is modified so that the output symbols that are not subject to intra-block interference are placed in the center.
  • FIG. 5A is a diagram showing the overlap rate in the prior art.
  • FIG. 5A shows a k-th block and a (k+1)-th block. Further, output signal sequences are shown corresponding to input signal sequences. As shown in FIG. 5A, the overlap rate in the prior art was 50%.
  • FIG. 5B is a diagram showing the overlap rate in this embodiment.
  • FIG. 5B shows a k-th block and a (k+1)-th block. Further, output signal sequences are shown corresponding to input signal sequences. As shown in FIG. 5B, the overlap rate can be reduced to a range (up to 25%) that is not effectively affected by intra-block interference.
  • frequency domain MIMO-FIR type signal processing with an overlap rate of 50% which is a conventional technique
  • frequency domain MIMO-FIR type signal processing in which the overlap rate is reduced according to this embodiment is expressed as method A.
  • Frequency domain MIMO-FIR type signal processing in which the overlap rate is reduced according to this embodiment is expressed as method B.
  • FIG. 6 is a diagram showing the calculation amount reduction rate.
  • the horizontal axis represents the distance
  • the vertical axis represents the calculation amount reduction rate.
  • the calculation amount reduction rate was defined as the value obtained by dividing the signal amount required by method B by the signal processing scale by method B.
  • a complex multiplication number is used as a parameter representing the calculation amount.
  • the number of complex multiplications required for fast (inverse) Fourier transform processing on a signal with a block length of N was set to N/2 ⁇ log(N) (the base of the logarithm is 2).
  • a coupled multi-core fiber having 12 cores was assumed as the type of optical fiber constituting the optical transmission line.
  • the symbol rate of the signal was 10 GBaud.
  • the oversampling rate was set to 2.
  • the spatial mode dispersion coefficient was 20 ps/(km) ⁇ 1/2. Note that the symbol " ⁇ " indicates a power, and in this case indicates a square root.
  • FIG. 6 a triangular wave-like graph of the calculation amount reduction rate is repeatedly shown. This transition represents a point where the block length based on fast Fourier transform processing changes to a power of two. Further, the value of ⁇ was set as a condition that no intra-block interference occurs. As shown in FIG. 6, the vertices other than those located above the triangular waveform are less than 1. That is, it is shown that the amount of calculation can be reduced by this embodiment. The average value of the calculation amount reduction rate between the distances of 1 km and 3000 km shown in FIG. 6 was 0.82. In this way, according to this embodiment, the amount of calculation can be reduced compared to the conventional technology.
  • FIG. 7 is a diagram showing the number of symbols per block in the case of weakly coupled fiber.
  • FIG. 8 is a diagram showing the number of symbols per block in the case of strongly coupled fiber.
  • the horizontal axis indicates distance, and the vertical axis indicates the number of symbols per block.
  • the solid line indicates the number of symbols per block when this embodiment is applied, and the broken line indicates the number of symbols per block when the conventional technique is applied.
  • the calculation conditions for the number of symbols per block shown in FIG. 7 are that the SMD coefficient is 20 ps/km, the symbol rate is 10 GBaud, the number of modes is 12, and the scaling factor is 1.
  • the calculation conditions for the number of symbols per block shown in FIG. 8 are that the SMD coefficient is 20 ps/km, the symbol rate is 10 GBaud, the number of modes is 12, and the scaling factor is 6.
  • the present invention is applicable to a receiving device that receives optical signals.

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Abstract

本発明の一態様は、入力信号をサイズＮのブロックごとに周波数領域信号へ変換するフーリエ変換処理部と、フーリエ変換処理部によって変換された周波数領域信号をフィルタ重み係数を用いてフィルタ処理を行う乗算処理部と、乗算処理部によってフィルタ処理が行われた周波数領域信号に対して逆フーリエ変換処理を行う逆フーリエ変換処理部と、逆フーリエ変換処理部に逆フーリエ変換処理が行われることで得られたサイズＮの出力シンボルのうち、先頭からＮ／２サイズ目の出力シンボルを中心としたＮ／２＋Δ個分のシンボルを保存し、保存される出力シンボル以外の出力シンボルを破棄した信号を出力する出力信号選択部と、を備えた。

Description

信号処理装置、および信号処理方法
　本発明は、信号処理装置、および信号処理方法の技術に関する。
　近年の５Ｇ（5th Generation）サービスの開始、高精細動画サービス配信、およびＩｏＴ（Internet of Things）サービスの発展などに伴って、光ネットワークを流れる通信トラヒックは年々増加の一途をたどっている。増加する通信トラヒック需要に対する光ネットワークにおける対策として、例えば伝送路としての光ファイバの構造を変えずに、光ネットワークの端局に設置される光通信システム装置の高機能化、光増幅器や光スイッチの導入などの対策が行われてきた。
　現在の大容量光ネットワークの基盤となっている光ファイバは、ＬＡＮ（Local Area Network）などの短距離向けの局所的なネットワークを除くと、シングルモードファイバ（ＳＭＦ）が用いられている。シングルモードファイバは、クラッド内に光信号の通路となる単一のコアを有しており、大容量長距離光ネットワークで用いられるＣ帯やＬ帯などの波長帯では単一のモード伝搬のみを許容するよう設計された光ファイバである。これにより、毎秒数テラビットに達する情報を長距離にわたり安定的に転送する大容量長距離光ネットワークが実現されている。
　上記光ネットワークにおいては、デジタル信号処理技術と、コヒーレント送受信技術とを用いるデジタルコヒーレント伝送技術が、毎秒１００ギガビット級の光伝送装置に商用導入されている。デジタルコヒーレント伝送技術は、コヒーレント受信方式と、超高速デジタル信号処理とを組み合わせた技術である。コヒーレント受信方式は、受信側における光と局部発振光との干渉光を検波する受信方式である。超高速デジタル信号処理は、光信号の包絡線波形をデジタル領域で再現し、伝送路や送受信機内で発生した波形歪の等化などを行う処理である。
　デジタルコヒーレント伝送技術を用いることにより、発生の元となる物理機構などのモデルに基づいて、波形歪を効果的に取り除くことが可能となり、小型、安価、かつ低消費電力な特性を持つ光トランシーバが実現されている。デジタルコヒーレント伝送技術の登場により、大容量光ネットワークを構成する光伝送時における受信感度の改善のみならず、光搬送波の振幅や位相や偏波に情報を載せることで情報伝送効率を飛躍的に向上させることが可能になっている。
　光伝送システムにおける偏波に情報を載せるデジタルコヒーレント伝送技術を利用したより具体的な伝送方式の例として、単一モードファイバに対して直交偏波の２モードを使った偏波多重光伝送がある。偏波多重光伝送では、直交関係にある偏波にそれぞれ異なる情報を載せることができる。偏波多重光伝送が行われる際、光伝送路中では、直交関係にある偏波が複雑に混合し、偏波モードの直交軸が高速に変動する。そのため、このような偏波を、光デバイスを使って追従することは困難である。
　そこで、偏波ダイバーシティ構造に対応した受信装置では、混合した偏波多重光信号を受信し、受信した偏波多重光信号をデジタル信号に変換し、デジタル信号処理を用いて分離する処理を行う。この処理は、無線通信システムで用いられる２×２ＭＩＭＯ（Multiple-Input Multiple-Output）システムとしてモデル化することができる。これにより、分離した信号から偏波ごとの情報を取り出すことが可能になり、送受信機間での通信が確立する。
　デジタルコヒーレント伝送技術を用いた伝送方式の別の例として、マルチモードの光ファイバにおける複数の空間モード（以下「モード」ともいう）を使ったモード多重光伝送がある。モード多重光伝送では、例えばコア径をシングルモードファイバと比較して広げたファイバを伝送媒体として用いる。これにより、Ｃ帯などの既存波長帯においても、複数モードを励振することができ、各モードにそれぞれ異なる情報を載せ伝送することができる。
　モード多重光伝送の場合においても、偏波多重光伝送の場合と同様に、モード多重された光信号は、マルチモードの光ファイバを伝搬中に複雑に混合する。モードダイバーシティ構造に対応した受信装置は、混合したモード多重された光信号を受信し、受信したモード多重された光信号をデジタル信号に変換し、励振されるモード数に応じた規模のＭＩＭＯ型信号処理を用いて分離する。
　より具体的な例として、２つのＬＰ（Linearly Polarized）モードを励振する数モードファイバを考える。２ＬＰモード用の数モードファイバでは、基底モードとなるＬＰ０１モード、および高次モードとなるＬＰ１１モードが励振される。さらに、ＬＰ１１モードの縮退２モード（これらをそれぞれ、ＬＰ１１ａ，ＬＰ１１ｂという）及び、各モードの偏波モード（これらをそれぞれ、Ｘ偏波、Ｙ偏波という）とを活用することにより、２ＬＰモード用の数モードファイバでは、ＬＰ０１Ｘ、ＬＰ０１Ｙ、ＬＰ１１ａＸ、ＬＰ１１ａＹ、ＬＰ１１ｂＸ、ＬＰ１１ｂＹの合計６つの空間モードにそれぞれ異なる情報を載せることができる。したがって、光ファイバの非線形光学効果を無視すれば、原理的には２ＬＰモード用の数モードファイバは、既存のシングルモードファイバの３倍の伝送容量を達成することができる。
　このように、上記マルチモード光ファイバ中の各空間モードにおける伝搬光にそれぞれ異なる独立した情報を載せる空間分割多重伝送技術では、励振する空間モード数の分だけ光ファイバあたりの伝送容量向上が期待でき、将来の大容量光基幹ネットワークを実現するために実用化へ向けた関連機関による研究開発が世界的な潮流となっている。
　ＭＩＭＯ型信号処理においては、空間モード間の結合のみならず、時間軸での信号パルスの遅延差を起因とする現象、いわゆる分散を補償する機能が求められる。ここで述べる分散とは、導波モード間の群遅延差から生じる現象であり、例えばシングルモード光ファイバの場合で発生する偏波モード分散や、マルチモード光ファイバの場合で発生するモード分散のことを指す。
　一般に分散は伝送距離に応じて累積特性を持つため、長距離伝送した光信号に対するＭＩＭＯ型信号処理では、分散による信号パルスの時間的拡がりを十分に包含する乗算器数（タップ数）を持つ有限インパルス応答（ＦＩＲ）を持つＭＩＭＯ型信号処理を適用する必要がある（本処理をこれ以降、ＭＩＭＯ－ＦＩＲ型信号処理と記述する）。すなわち、所要のタップ数は伝送距離に応じて増大するため、信号処理回路規模の増大を招く。
　上述のＭＩＭＯ－ＦＩＲ型信号処理に対する信号処理回路規模を低減する有効な手法として、時間領域の信号処理を周波数領域で行う周波数領域ＭＩＭＯ－ＦＩＲ型信号処理が知られている（非特許文献１、２参照）。周波数領域ＭＩＭＯ－ＦＩＲ型信号処理は、巡回畳み込み演算が周波数領域における要素積演算と等価処理であることに基づき、高速フーリエ変換を介した処理を適用することにより、ＭＩＭＯ－ＦＩＲ型信号処理の信号処理規模の低減を実効的に可能にする処理方式である。ＭＩＭＯ－ＦＩＲ型信号処理により、偏波を含む空間モード間結合の分離、および伝送路ファイバで発生した分散を一括して補償することが可能になる。
Mansour, D., & Gray, A. (1982). Unconstrained frequency-domain adaptive filter. IEEE Transactions on Acoustics, Speech, and Signal Processing, 30(5), 726-734. Md. Saifuddin Faruk and Kazuro Kikuchi, "Adaptive frequency-domain equalization in digital coherent optical receivers," Opt. Express 19, 12789-12798 (2011)
　従来の周波数領域ＭＩＭＯ－ＦＩＲ型信号処理では、ブロック処理型のオーバーラップ保存法が用いられてきた（例えば非特許文献２記載の方法）。ここで述べるオーバーラップ率とは、オーバーラップ保存法の処理において、ブロック番号ｋとブロック番号ｋ＋１とに重複して含まれる入力信号サンプル数の割合のことを指す。
　オーバーラップ保存法の処理において、ブロック処理の１つのブロック長をＮ（Ｎは自然数）とすると、一般にＮは、高速フーリエ変換処理を用いることでフーリエ変換処理を効率的に実効可能な１より十分大きな２のべき乗の数が用いられる。また、オーバーラップ保存法に基づく周波数領域ＭＩＭＯ－ＦＩＲ型信号処理は、通常オーバーラップ率５０％で運用され、Ｎ＝２ＰＭ（以下、「式１」とする）と設定される。ここで、Ｍはブロックあたりの出力シンボル数、Ｐは入力信号のオーバーサンプリング率である。また、オーバーラップ率５０％は、オーバーラップ保存法に係る出力信号やフィルタ重み係数の更新結果について、ブロック内干渉が発生しない条件として設定される割合である。
　図９は従来のオーバーラップ率５０％の周波数領域ＭＩＭＯ－ＦＩＲ型信号処理の入力信号系列と出力信号系列の対応を表す図である。第ｋブロックについて、後半のＮ／２シンボルが出力信号として保存される。同様に、第（ｋ＋１）ブロックについて、後半のＮ／２シンボルが出力信号として保存される。これら連接する各ブロックで得られる出力信号を連結することで、連続した出力信号系列が得られる。
　ＦＩＲ型フィルタ処理を規定するタップ長Ｌは、Ｌ＝ＰＭ（以下、「式２」とする）と関係づけられ、一般に補償するべき伝送路チャネルの記憶長によって設定される。いま考える光ファイバ通信の場合、タップ長Ｌは分散現象により発生したインパルス応答拡がりを十分に補償することが可能となるように設定される。またタップ長Ｌに対する別の要求条件として、（式１）を考慮して、Ｎを２のべき乗とする条件がある。
　上述した設定条件を鑑みると、高速フーリエ変換処理に基づく周波数領域ＭＩＭＯ－ＦＩＲ型信号処理を長距離光ファイバ通信システムなどに適用する際、タップ長Ｌの離散的な増加を招く。例として、距離Ｄ１＝Ｄにおける分散現象の補償に要するタップ長がＬ、距離Ｄ２＝Ｄ＋ΔＤにおける分散現象における分散現象の補償に要するタップ長がＬ＋ΔＬである場合を考える。
　距離Ｄ２における所要のブロック長Ｎ（Ｄ２）は、（式１）に基づけば、ΔＬ＜Ｌが成り立つとしたとき、Ｎ（Ｄ２）＝２（Ｌ＋ΔＬ)（以下、「式３」とする）と設定されるが、高速フーリエ変換処理のブロック長が２のべき乗である要請から、実際の運用上はＮ（Ｄ２）＝４Ｌ（以下、「式４」という）と設定される。
　したがって、従来のオーバーラップ率５０％の周波数領域ＭＩＭＯ－ＦＩＲ型信号処理では、距離Ｄ１から距離Ｄ２において、処理パラメータであるブロック長Ｎやタップ長Ｌについて離散的（不連続）な増加が発生する。すなわち、処理パラメータへの要請される条件が、物理的な分散現象と、高速フーリエ変換処理のための計算効率、との間で整合していない。特に、従来のオーバーラップ率５０％の周波数領域ＭＩＭＯ－ＦＩＲ型信号処理によって得られる出力シンボルＭは過少に設定され、計算効率の低下を招くという課題がある。
　上記事情に鑑み、本発明は、計算量を低減することができる技術の提供を目的としている。
　本発明の一態様は、入力信号をサイズＮのブロックごとに周波数領域信号へ変換するフーリエ変換処理部と、前記フーリエ変換処理部によって変換された周波数領域信号をフィルタ重み係数を用いてフィルタ処理を行う乗算処理部と、前記乗算処理部によってフィルタ処理が行われた周波数領域信号に対して逆フーリエ変換処理を行う逆フーリエ変換処理部と、前記逆フーリエ変換処理部に逆フーリエ変換処理が行われることで得られたサイズＮの出力シンボルのうち、先頭からＮ／２サイズ目の出力シンボルを中心としたＮ／２＋Δ（Δは正の整数）個分のシンボルを保存し、保存される出力シンボル以外の出力シンボルを破棄した信号を出力する出力信号選択部と、を備えた信号処理装置である。
　本発明の一態様は、入力信号をサイズＮのブロックごとに周波数領域信号へ変換するフーリエ変換処理ステップと、前記フーリエ変換処理ステップによって変換された周波数領域信号をフィルタ重み係数を用いてフィルタ処理を行う乗算処理ステップと、前記乗算処理ステップによってフィルタ処理が行われた周波数領域信号に対して逆フーリエ変換処理を行う逆フーリエ変換処理ステップと、前記逆フーリエ変換処理ステップに逆フーリエ変換処理が行われることで得られたサイズＮの出力シンボルのうち、先頭からＮ／２サイズ目の出力シンボルを中心としたＮ／２＋Δ（Δは正の整数）個分のシンボルを保存し、保存される出力シンボル以外の出力シンボルを破棄した信号を出力する出力信号選択ステップと、を備えた信号処理方法である。
　本発明により、計算量を低減することができる。
信号処理装置の構成を示すブロック図である。 入力信号系列と出力信号系列の対応関係を示す図である。 信号処理装置の処理の流れを示すフローチャートである。 従来技術におけるフィルタ重み係数Ｗと、誤差信号Ｅとを示す図である。 本実施形態におけるフィルタ重み係数Ｗと、誤差信号Ｅとを示す図である。 従来技術におけるオーバーラップ率を示す図である。 本実施形態におけるオーバーラップ率を示す図である。 計算量軽減率を示す図である。 弱結合ファイバの場合のブロックあたりのシンボル数を示す図である。 強結合ファイバの場合のブロックあたりのシンボル数を示す図である。 従来のオーバーラップ率５０％の周波数領域ＭＩＭＯ－ＦＩＲ型信号処理の入力信号系列と出力信号系列の対応を表す図である。
　本発明の実施形態について、図面を参照して詳細に説明する。
　図１は、実施形態における信号処理装置１の構成を示すブロック図である。この信号処理装置１は光信号を受信する受信装置において、適応フィルタ等化処理を行う信号処理装置である。なお、図１に示される構成は、周波数領域ＭＩＭＯ－ＦＩＲ型信号処理を簡便に説明するため、単一入力単一出力（ＳＩＳＯ: Single-input single-output）の構成を示している。本構成は、フィルタ処理部１０を入力信号系列の個数分だけ並列に並べることで容易にＭＩＭＯ型へ拡張することができる。
　次いで図１に示されるｕ（ｋ）、ｖ（ｋ）、Ｗ（ｋ）、ｄ（ｋ）について説明する。ｕは、ｋ番目のブロックにおける時間領域の入力信号系列である。ｖは、ｋ番目のブロックにおける時間領域の出力信号系列である。ｗは、ｋ番目のブロックにおけるフィルタ重み係数である。ｄは、ｋ番目のブロックにおける希望信号である。また、ブロック長はＮとする。また、入力信号のオーバーサンプリング率Ｐについて、光伝送信号に対しては通常Ｐ＝２と設定されるが、非特許文献２記載の方法のように、入力信号をＰ個の系列に並列化すること（すなわちＰ＝１とする）で一般性を失わないため、本実施形態でも以下の説明では簡単のためＰ＝１を仮定する。一方、出力シンボル数ＭをＭ＝Ｎ／２＋Δ（ΔはＮ／２以下の１以上の整数）とする。
　信号処理装置１は、フィルタ処理部１０、高速逆フーリエ変換処理部２０、出力信号選択部３０、加算処理部４０、ゼロ付加部５０、および高速フーリエ変換処理部６０を備える。フィルタ処理部１０は、高速フーリエ変換処理部１１、乗算処理部１２、複素共役処理部１３、遅延部１４、フィルタ重み係数更新部１５、および乗算処理部１６、１７で構成される。
　高速フーリエ変換処理部１１は、入力信号系列ｕを下記（１）によって周波数領域信号Ｕへ変換し、乗算処理部１２および複素共役処理部１３に出力する。下記（１）において、ＦＦＴ（）は高速フーリエ変換処理を表す。
Ｕ＝ＦＦＴ（ｕ）…（１）
　複素共役処理部１３は、入力した周波数領域信号Ｕの複素共役をとったＵ＊を乗算処理部１７に出力する。乗算処理部１７は、高速逆フーリエ変換処理部２０から出力された、後述するＥ（ｋ）とＵ＊との要素積（アダマール積）をとったＵ＊・Ｅを乗算処理部１６に出力する。ここで、記号「・」は要素積の演算子を示す。
　乗算処理部１６は、ステップサイズパラメータμとＵ＊・Ｅとを乗算したμＵ＊・Ｅをフィルタ重み係数更新部１５に出力する。フィルタ重み係数更新部１５は、Ｗ（ｋ）を用いてＷ＋μＵ＊・Ｅを計算し、計算して得られたものを改めてＷとすることで、フィルタ重み係数を更新する。フィルタ重み係数更新部１５は、更新したＷを遅延部１４に出力する。遅延部１４は、所定タイミングだけ遅延させてＷを乗算処理部１２に出力する。乗算処理部１２は、ＵとＷとの要素積をとったＵ・Ｗを高速逆フーリエ変換処理部２０に出力する。
　高速逆フーリエ変換処理部２０は、下記（２）によって出力信号ｖへ変換し、出力信号選択部３０に出力する。下記（２）において、ＩＦＦＴ（）は高速逆フーリエ変換処理を表す。
ｖ＝ＩＦＦＴ（Ｕ・Ｗ）…（２）
　出力信号選択部３０は、ｖ＝ＩＦＦＴ（Ｕ・Ｗ）の中心Ｎ／２＋Δ個の成分を保存する。一方、出力信号選択部３０は、それ以外のＮ／２－Δ個の成分を破棄する。出力信号選択部３０から出力された出力信号系列ｖは信号処理装置１から後段に出力されるとともに、加算処理部４０に出力される。なお、従来技術では、ｖ＝ＩＦＦＴ（Ｕ・Ｗ）の前半Ｎ／２個の成分は破棄され、後半のＮ／２個の成分が保存されていた。
　加算処理部４０は、希望信号ｄと出力信号系列ｖの差ｄ－ｖをゼロ付加部５０に出力する。ゼロ付加部５０は、破棄された出力シンボルに対応する成分をゼロとすることでｄ－ｖにゼロを付加し、高速フーリエ変換処理部６０に出力する。高速フーリエ変換処理部６０は、他のフーリエ変換処理部に対応する。高速フーリエ変換処理部６０は、周波数領域の誤差信号Ｅを下記（３）で求める。高速フーリエ変換処理部６０は、誤算信号Ｅを乗算処理部１７に出力する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　次のブロックのブロック番号ｋ＋１における処理へ向け、複素共役処理部１３、乗算処理部１７、乗算処理部１６、フィルタ重み係数更新部１５を通し、Ｗは更新される。
　以上説明した図１に示される構成では、従来と同様に、フィルタ係数更新アルゴリズムの例として、拘束のない周波数領域ＬＭＳ（Least mean square）型方式（非特許文献１参照）の実装例を示した。フィルタ処理部で適用可能なフィルタ係数更新アルゴリズムの他の例として、拘束のある周波数領域ＬＭＳ型方式、および周波数領域ＲＬＳ（Recursive least square）方式がある。ＲＬＳ方式については、下記文献を参照されたい。
Zhiqun Yang, Jian Zhao, Neng Bai, Ezra Ip, Ting Wang, Zhihong Li, and Guifang Li, "Experimental demonstration of adaptive VFF-RLS-FDE for long-distance mode-division multiplexed transmission," Opt. Express 26, 18362-18367 (2018)
　図２は上述した周波数領域ＭＩＭＯ－ＦＩＲ型信号処理の入力信号系列と出力信号系列の対応関係を示す図である。図２には、入力信号系列として、第ｋブロックと第（ｋ＋１）ブロックとが示されている。また、入力信号系列に対応して、出力信号系列が示されている。
　図２に示される第ｋブロックについて、サイズＮの出力シンボルのうち、先頭からＮ／２サイズ目の出力シンボルを中心とした中央のＮ／２シンボルと、Δシンボルを加えた、Ｎ／２＋Δシンボルが出力信号として保存される。この増分のΔシンボルの分だけオーバーラップ率を低下させることが可能であり、このときのオーバーラップ率は下記（４）で与えられる。
　オーバーラップ率＝Δ／Ｎ…（４）
　すなわち、ΔはＮ／２以下の整数であるため、オーバーラップ率５０％を低下させる形で第（ｋ＋１）ブロックの入力信号系列を構成することができる。ここで、図９で説明した従来の方式と、図１で説明した本実施形態で示した方式の両者について、「ブロックあたりの信号処理規模（複素乗算数）」が同一であることに注意する。一方、ブロックあたりの出力シンボルは本実施形態により増加するため、本実施形態によれば、「出力シンボルあたりの信号処理規模」が実効的に低減可能となる。
　図３は、上述した信号処理装置１の処理の流れを示すフローチャートである。高速逆フーリエ変換処理部１１は、入力信号をサイズＮのブロックごとに周波数領域信号へ変換する（ステップＳ１０１）。乗算処理部１２、フーリエ変換処理部１１によって変換された周波数領域信号をフィルタ重み係数を用いてフィルタ処理を行う（ステップＳ１０２）。高速逆フーリエ変換処理部２０は、乗算処理部１２によってフィルタ処理が行われた周波数領域信号に対して逆フーリエ変換処理を行う（ステップＳ１０３）。出力信号選択部３０は、高速逆フーリエ変換処理部２０に逆フーリエ変換処理が行われることで得られたサイズＮの出力シンボルのうち、先頭からＮ／２サイズ目の出力シンボルを中心としたＮ／２＋Δ（Δは正の整数）個分のシンボルを保存し、保存される出力シンボル以外の出力シンボルを破棄した信号を出力する（ステップＳ１０４）。
　次に、以上説明した本実施形態と従来技術とを対比して説明する。まず、図４Ａは、従来技術におけるフィルタ重み係数Ｗと、誤差信号Ｅとを示す図である。図４Ａに示されるように、Ｗは、Ｎ／２個のｗと、Ｎ／２個の０を含むゼロベクトルとが高速フーリエ変換処理されたものである。Ｅは、Ｎ／２個の０を含むゼロベクトルと希望信号ｄと出力信号系列ｖの差ｅとが高速フーリエ変換処理されたものである。
　図４Ｂは、本実施形態におけるフィルタ重み係数Ｗと、誤差信号Ｅとを示す図である。図４Ｂに示されるように、Ｗは、Ｎ／２個のｗと、Ｎ／２個の０を含むゼロベクトルと、Ｎ／２個のｗとが高速フーリエ変換処理されたものである。Ｅは、Ｎ／４個の０を含むゼロベクトルと希望信号ｄと出力信号系列ｖの差ｅと、Ｎ／４個の０を含むゼロベクトルとが高速フーリエ変換処理されたものである。従来技術と比較して、本実施形態では、ブロック内干渉を受けない出力シンボルが中央に配置されるようにアルゴリズムが修正された。
　次に、オーバーラップ率について本実施形態と従来技術とを対比して説明する。図５Ａは、従来技術におけるオーバーラップ率を示す図である。図５Ａには、第ｋブロックと第（ｋ＋１）ブロックとが示されている。また、入力信号系列に対応して、出力信号系列が示されている。図５Ａに示されるように、従来技術におけるオーバーラップ率は５０％であった。
　図５Ｂは、本実施形態におけるオーバーラップ率を示す図である。図５Ｂには、第ｋブロックと第（ｋ＋１）ブロックとが示されている。また、入力信号系列に対応して、出力信号系列が示されている。図５Ｂに示されるように、実効的にブロック内干渉を受けない範囲まで（最大２５％まで）オーバーラップ率を低減できる。
　次に、従来技術と比較した計算量低減率について説明する。以下の説明において、従来技術であるオーバーラップ率５０％の周波数領域ＭＩＭＯ－ＦＩＲ型信号処理を方式Ａと表現する。本実施形態によりオーバーラップ率を低減した周波数領域ＭＩＭＯ－ＦＩＲ型信号処理を方式Ｂと表現する。
　図６は、計算量軽減率を示す図である。図６に示されるグラフは、横軸が距離を示し、縦軸が計算量軽減率を示す。なお、計算量低減率は方式Ｂに要する信号量を、方式Ｂによる信号処理規模で除した値と定義した。また、図６に示される計算量軽減率において、計算量を表すパラメータとして複素乗算数を用いている。また、その際のブロック長Ｎ（Ｎは２のべき乗）の信号に対する高速（逆）フーリエ変換処理に要する複素乗算数は、Ｎ／２×ｌｏｇ（Ｎ）とした（対数の底は２である）。また、光伝送路を構成する光ファイバ種別としてコア数１２を有する結合型マルチコアファイバを想定した。信号のシンボルレートは、１０ＧＢａｕｄとした。オーバーサンプリング率は、２とした。空間モード分散係数は、２０ｐｓ／（ｋｍ）＾１／２とした。なお、記号は、「＾」はべき乗を示し、この場合は平方根を示す。
　図６において、計算量低減率の三角波状のグラフが繰り返し示されている。この遷移は高速フーリエ変換処理に基づくブロック長が２のべき乗で遷移している点を表す。また、Δの値はブロック内干渉が発生しない条件とした。図６に示されるように、三角波状の上に位置する頂点以外は１未満を示している。すなわち、本実施形態により計算量が低減できていることが示されている。図６に示す距離１ｋｍから３０００ｋｍの間における計算量低減率の平均値は、０．８２であった。このように、本実施形態によれば、従来技術と比較して計算量を低減することができる。
　次に、拘束条件なしＦＤＥ（frequency domain equalization）－ＬＭＳ（least-mean square）の場合の従来技術と比較したブロックあたりのシンボル数について説明する。図７は、弱結合ファイバの場合のブロックあたりのシンボル数を示す図である。図８は、強結合ファイバの場合のブロックあたりのシンボル数を示す図である。図７、図８において、横軸は距離を示し、縦軸はブロックあたりのシンボル数を示す。また、実線は本実施形態を適用した場合のブロックあたりのシンボル数を示し、破線は従来技術を適用した場合のブロックあたりのシンボル数を示す。
　図７に示されるブロックあたりのシンボル数の計算条件は、ＳＭＤ係数を２０ｐｓ／ｋｍとし、シンボルレートを１０ＧＢａｕｄとし、モード数を１２と、スケーリング係数を１としたものである。図８に示されるブロックあたりのシンボル数の計算条件は、ＳＭＤ係数を２０ｐｓ／ｋｍとし、シンボルレートを１０ＧＢａｕｄとし、モード数を１２と、スケーリング係数を６としたものである。
　図７、図８に示されるように、距離のほとんどいたるところで本実施形態によるブロックあたりのシンボル数が従来技術と比較して上回っていることがわかる。
　以上、この発明の実施形態について図面を参照して詳述してきたが、具体的な構成はこの実施形態に限られるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲の設計等も含まれる。
　本発明は、光信号を受信する受信装置に適用可能である。
１…信号処理装置、１０…フィルタ処理部、１１…高速フーリエ変換処理部、１２…乗算処理部、１３…複素共役処理部、１４…遅延部、１５…フィルタ重み係数更新部、１６…乗算処理部、１７…乗算処理部、２０…高速逆フーリエ変換処理部、３０…出力信号選択部、４０…加算処理部、５０…ゼロ付加部、６０…高速フーリエ変換処理部

Claims (5)

  1. 　入力信号をサイズＮのブロックごとに周波数領域信号へ変換するフーリエ変換処理部と、
    　前記フーリエ変換処理部によって変換された周波数領域信号をフィルタ重み係数を用いてフィルタ処理を行う乗算処理部と、
    　前記乗算処理部によってフィルタ処理が行われた周波数領域信号に対して逆フーリエ変換処理を行う逆フーリエ変換処理部と、
    　前記逆フーリエ変換処理部に逆フーリエ変換処理が行われることで得られたサイズＮの出力シンボルのうち、先頭からＮ／２サイズ目の出力シンボルを中心としたＮ／２＋Δ（Δは正の整数）個分のシンボルを保存し、保存される出力シンボル以外の出力シンボルを破棄した信号を出力する出力信号選択部と、
    　を備えた信号処理装置。
  2. 　前記出力信号選択部によって出力された信号と希望信号との差から構成された差分ベクトルにゼロを付加した信号を出力するゼロ付加部を備え、
    　前記ゼロ付加部は、前記出力信号選択部によって破棄された出力シンボルに対応する成分をゼロとする請求項１に記載の信号処理装置。
  3. 　前記ゼロ付加部によってゼロが付加された信号をフーリエ変換した信号を出力する他のフーリエ変換処理部を備えた請求項２に記載の信号処理装置。
  4. 　前記フーリエ変換処理部によって出力された信号の複素共役処理を行う複素共役処理部と、
    　前記複素共役処理部によって複素共役処理された信号と、前記他のフーリエ変換処理部によって出力された信号と、を用いて前記フィルタ重み係数を更新する更新部と、
    　を備えた請求項３に記載の信号処理装置。
  5. 　入力信号をサイズＮのブロックごとに周波数領域信号へ変換するフーリエ変換処理ステップと、
    　前記フーリエ変換処理ステップによって変換された周波数領域信号をフィルタ重み係数を用いてフィルタ処理を行う乗算処理ステップと、
    　前記乗算処理ステップによってフィルタ処理が行われた周波数領域信号に対して逆フーリエ変換処理を行う逆フーリエ変換処理ステップと、
    　前記逆フーリエ変換処理ステップに逆フーリエ変換処理が行われることで得られたサイズＮの出力シンボルのうち、先頭からＮ／２サイズ目の出力シンボルを中心としたＮ／２＋Δ（Δは正の整数）個分のシンボルを保存し、保存される出力シンボル以外の出力シンボルを破棄した信号を出力する出力信号選択ステップと、
    　を備えた信号処理方法。
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* Cited by examiner, † Cited by third party
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Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US11233568B1 (en) * 2020-11-05 2022-01-25 Ciena Corporation Feedback equalization with delay compensation

Non-Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
HE JING; DONG HUAN; DENG RUI; LI TENG; CHEN LIN: "Enhanced Performance of CAP System Using an Overlap Frequency-Domain Equalization Scheme", IEEE PHOTONICS JOURNAL, IEEE, USA, vol. 8, no. 2, 1 April 2016 (2016-04-01), USA , pages 1 - 8, XP011605256, DOI: 10.1109/JPHOT.2016.2544541 *
KE JIANHONG; XIN CHAO; YANG TING; LIU CUI; LI CHUANDONG: "Low-Complexity Single-Stage Frequency-Domain Equalizer", 2021 ASIA COMMUNICATIONS AND PHOTONICS CONFERENCE (ACP), OSA, 24 October 2021 (2021-10-24), pages 1 - 3, XP034106207, DOI: 10.1364/ACPC.2021.T4A.40 *
SHIBAHARA KOHKI; LEE DOOHWAN; KOBAYASHI TAKAYUKI; MIZUNO TAKAYUKI; TAKARA HIDEHIKO; SANO AKIHIDE; KAWAKAMI HIROTO; MIYAMOTO YUTAKA: "Dense SDM (12-Core $\times$ 3-Mode) Transmission Over 527 km With 33.2-ns Mode-Dispersion Employing Low-Complexity Parallel MIMO Frequency-Domain Equalization", JOURNAL OF LIGHTWAVE TECHNOLOGY, IEEE, USA, vol. 34, no. 1, 1 January 2016 (2016-01-01), USA, pages 196 - 204, XP011598920, ISSN: 0733-8724, DOI: 10.1109/JLT.2015.2463102 *

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