JP5482210B2 - 光受信器および光受信方法 - Google Patents

Description

本発明は、光受信器および光受信方法に関する。

インターネットトラフィックの増大により、幹線系光通信システムの大容量化が望まれている。１波長あたりのビットレートを大きくすると、光信号対雑音比（ＯＳＮＲ）耐力が低下し、伝送路の波長分散、偏波モード分散もしくは非線形効果等に起因する波形歪みによる信号品質の劣化が増大する。そのため、ＯＳＮＲ耐力および伝送路の波形歪耐力の改善が期待されるデジタルコヒーレント受信方式が注目されている（例えば、非特許文献１参照）。

デジタルコヒーレント受信方式は、光強度と位相情報とをコヒーレント受信方式により抽出し、抽出された強度と位相情報とをデジタル化することによって、デジタル信号処理回路にて復調する方式である。デジタルコヒーレント受信方式は、コヒーレント受信方式によるＯＳＮＲ耐力の改善と、デジタル信号処理回路による波形歪補償とを行うことができるため、ビットレートの高い光伝送においても良好な特性を得ることができる。

D. Ly-Gagnon, IEEE JLT, vol.24, pp. 12-21, 2006 Darko Zibar et al, ECOC 2009, 7.3.4 P. M. Krummrich et. al, OFC 2004, FI3

しかしながら、デジタルコヒーレント受信方式は、デジタル信号処理による高い波形歪み補償性能を有している一方で、サンプリング位相ずれ検出回路が波長分散、偏波モード分散等に起因する波形歪みに弱いという課題を有している（例えば、非特許文献２参照）。特に、伝送路の偏波モード分散は、伝送路の偏波状態の変化により、高速に変するため（例えば、非特許文献３参照）、運用中の偏波モード分散の変化に耐えうる、波形歪みに強いサンプリング位相ずれ検出方式が必要とされている。

本発明は上記課題に鑑みなされたものであり、受信信号光の波形歪みに強い、サンプリング位相ずれ検出を実現し、サンプリング位相ずれを減少させる光受信器および光受信方法を提供することを目的とする。

上記課題を解決するために、明細書開示の光受信器は、受信信号光を光電変換して得られるアナログ信号を所定のサンプリングクロック周波数でデジタル化する変換部と、変換部の出力信号に対して互いに異なる固定補償量で波形歪み補償する複数の固定歪み補償部と、複数の固定歪み補償部のそれぞれの出力信号から受信信号光の変調周波数とサンプリングクロック周波数との差であるサンプリング位相ずれを検出する複数の位相ずれ検出回路と、複数の位相ずれ検出回路の出力値を平均化することによって得られたサンプリング位相ずれに関する情報を用いてサンプリング位相調整量を決定する位相調整量決定部と、位相調整量決定部の決定結果に応じてサンプリング位相ずれを減少させる位相調整部と、を備えるものである。

上記課題を解決するために、明細書開示の他の光受信器は、受信信号光を光電変換して得られるアナログ信号を所定のサンプリングクロック周波数でデジタル化する変換部と、変換部の出力信号に対して互いに異なる固定補償量で波形歪み補償する複数の固定歪み補償部と、複数の固定歪み補償部のそれぞれの出力信号から受信信号光の変調周波数とサンプリングクロック周波数との差であるサンプリング位相ずれを検出する第１位相ずれ検出回路と、前記出力信号に対して固定の位相量を付加した後にサンプリング位相ずれを検出する第２位相ずれ検出回路との出力差である位相ずれ検出感度に基づいて歪み補償量を検出する補償量検出部と、補償量検出部が検出する歪み補償量で歪み補償を行う歪み補償部と、歪み補償部の出力信号からサンプリング位相ずれを検出する位相ずれ検出回路と、位相ずれ検出回路の出力値を平均化することによって得られたサンプリング位相ずれに関する情報を用いてサンプリング位相調整量を決定する位相調整量決定部と、位相調整量決定部の決定結果に応じてサンプリング位相ずれを減少させる位相調整部と、を備えるものである。

上記課題を解決するために、明細書開示の他の光受信方法は、受信信号光を光電変換して得られるアナログ信号を所定のサンプリング周波数でデジタル化する変換ステップと、変換ステップで得られる信号に対して互いに異なる固定補償量で波形歪み補償する固定歪み補償ステップと、固定歪み補償ステップで得られるそれぞれの信号から受信信号光の変調周波数とサンプリングクロック周波数との差であるサンプリング位相ずれを検出する位相ずれ検出ステップと、位相ずれ検出ステップで得られる出力値を平均化することによって得られたサンプリング位相ずれに関する情報を用いてサンプリング位相調整量を決定する位相調整量決定ステップと、位相調整量決定ステップにおける決定結果に応じてサンプリング位相ずれを減少させる位相調整ステップと、を含むものである。

上記課題を解決するために、明細書開示の他の光受信方法は、受信信号光を光電変換して得られるアナログ信号を所定のサンプリングクロック周波数でデジタル化する変換ステップと、変換ステップで得られる信号に対して互いに異なる固定補償量で波形歪み補償する固定歪み補償ステップと、固定歪み補償ステップで得られる信号から受信信号光の変調周波数とサンプリングクロック周波数との差であるサンプリング位相ずれを検出する第１位相ずれ検出回路と、前記信号に対して固定の位相量を付加した後にサンプリング位相ずれを検出する第２位相ずれ検出回路との出力差である位相ずれ検出感度に基づいて歪み補償量を検出する補償量検出ステップと、補償量検出ステップにおいて検出される歪み補償量で歪み補償を行う歪み補償ステップと、歪み補償ステップで得られる信号からサンプリング位相ずれを検出する位相ずれ検出ステップと、位相ずれ検出ステップで得られる出力値を平均化することによって得られたサンプリング位相ずれに関する情報を用いてサンプリング位相調整量を決定する位相調整量決定ステップと、位相調整量決定ステップにおける決定結果に応じてサンプリング位相ずれを減少させる位相調整ステップと、を含むものである。

明細書開示の光受信器および光受信方法によれば、受信信号光の波形歪みに強い、サンプリング位相ずれ検出を実現し、サンプリング位相ずれを減少させることができる。

実施例１に係る光受信器の構成を説明するためのブロック図である。 光受信器の動作の一例を説明するためのフローチャートである。 位相ずれ検出部の詳細を説明するためのブロック図である。 固定歪み補償の詳細について説明するための図である。 波長分散補償を視覚的に表した図である。 固定歪み補償部の例について説明するための図である。 位相ずれ検出回路のブロック図である。 ＦＩＲ方式の位相調整回路の詳細を説明するためのブロック図である。 位相ずれ検出回路を用いて感度を検出する感度検出部について説明するための図である。 実施例２に係る位相ずれ検出部の構成を説明するためのブロック図である。 実施例２の変形例を説明するためのブロック図である。 実施例３に係る光受信器の構成を説明するためのブロック図である。 実施例４に係る光受信器の構成を説明するためのブロック図である。

以下、図面を参照しつつ、実施例について説明する。

図１は、実施例１に係る光受信器１００の構成を説明するためのブロック図である。図１を参照して、光受信器１００は、９０度ハイブリッド回路１０、局発光源２０、光電変換回路３０ａ〜３０ｄ、アナログ／デジタル変換部４０ａ〜４０ｄ、位相調整回路５０、検波回路６０、サンプリングクロック源７０、位相ずれ検出部８０、および位相調整量決定部９０を含む。

図２は、光受信器１００の動作の一例を説明するためのフローチャートである。以下、図１および図２を参照しつつ、光受信器１００の動作の概略について説明する。まず、光受信器１００に入力された受信光信号と局発光源２０から出力された局部発振光信号とが、９０度ハイブリッド回路１０に入力される。

９０度ハイブリッド回路１０は、受信光信号および局部発振光信号を直交する２つの偏波成分毎に混合し、偏波成分（Ｈ偏波、Ｖ偏波）の実部（Ｉ成分）と虚部（Ｑ成分）の光信号を出力する（ステップＳ１）。

光電変換回路３０ａ〜３０ｄは、直交する２つの偏波のそれぞれＩ成分およびＱ成分からなる光に対して、それぞれ光電変換を行う（ステップＳ２）。本実施例においては、光電変換回路３０ａは、ＨＩ成分に対して光電変換を行う。光電変換回路３０ｂは、ＨＱ成分に対して光電変換を行う。光電変換回路３０ｃは、ＶＩ成分に対して光電変換を行う。光電変換回路３０ｄは、ＶＱ成分に対して光電変換を行う。

アナログ／デジタル変換部４０ａ〜４０ｄは、それぞれ、サンプリングクロック源からの入力信号のタイミング（サンプリング周波数）に合わせて、光電変換回路３０ａ〜３０ｄの出力電気信号をデジタル信号に変換し、位相調整回路５０に入力する（ステップＳ３）。位相調整回路５０は、アナログ／デジタル変換部４０ａ〜４０ｄが出力するデジタル信号のサンプリング位相を調整して出力する。位相ずれ検出部８０は、位相調整回路５０の出力信号を用いて、受信光信号の変調周波数とサンプリング周波数との位相ずれ（位相誤差）を検出する（ステップＳ４）。位相調整量決定部９０は、ステップＳ４で求めた位相ずれ量に基づいて、サンプリング位相調整量を決定する（ステップＳ５）。位相調整回路５０は、ステップＳ５で求めたサンプリング位相調整量に基づき、サンプリング位相を調整し、得られた信号を検波回路６０に入力する（ステップＳ６）。検波回路６０は、波形等化部、復号部、誤り訂正部等を含むデジタルコヒーレント検波回路であり、入力されたデジタル信号を復調する（ステップＳ７）。

以下、各構成の詳細について説明する。図３は、位相ずれ検出部８０の詳細を説明するためのブロック図である。図３を参照して、位相ずれ検出部８０は、ｎ個（ｎは２以上の整数）の異なる歪み補償量を持つ固定歪み補償部８１、ｎ個の位相ずれ検出回路８２、および合成回路８３を含む。各固定歪み補償部８１には、ＨＩ成分、ＨＱ成分、ＶＩ成分およびＶＱ成分の４つの成分が入力される。

各位相ずれ検出回路８２は、サンプリングクロック源７０でのサンプリング位相ずれを検出するサンプリング位相ずれ検出回路であり、各固定歪み補償部８１に対応して設けられている。具体的には、１段目の固定歪み補償部８１の出力信号は、１段目の位相ずれ検出回路８２に入力され、ｎ段目の固定歪み補償部８１の出力信号は、ｎ段目の位相ずれ検出回路８２に入力される。各位相ずれ検出回路８２は、各固定歪み補償部８１の出力信号に基づいて上記サンプリング位相ずれを検出し、その検出結果を合成回路８３に入力する。

各固定歪み補償部８１は異なる補償量を持つ歪み補償回路であるため、受信光信号の波形歪み量に応じて、固定歪み補償回路出力での波形歪み量が異なる。すなわち、受信光信号の波形歪みに対して、逆の補償量を持つ固定歪み補償回路の出力信号は、波形歪みのない信号となる。また、受信光信号の波形歪みに対して逆の補償量とは異なる補償量の固定歪み補償回路の出力信号は、波形歪みの大きな信号となる。

この結果、ｎ個のサンプリング位相ずれ検出回路の少なくとも１つには波形歪みの小さい信号が入力され、受信信号の波形歪みが大きな場合においても、適切なサンプリング位相ずれ量の検出が可能となる。

合成回路８３は、入力される信号を平均化する回路である。合成回路８３は、入力される信号に対して単純平均する回路であってもよく、入力される信号に対して重み付け平均する回路であってもよい。

合成回路８３は、平均化によって得られる位相ずれに関する情報を位相調整量決定部９０に入力する。位相調整量決定部９０は、位相ずれに関する情報に基づいて、演算等によってサンプリング位相調整量を決定する。位相調整回路５０は、アナログ／デジタル変換部４０ａ〜４０ｄの出力デジタル信号のサンプリング位相を位相調整量決定部９０に基づいて検出されたサンプリング位相に調整する。それにより、位相調整回路５０は、サンプリングクロック源７０のサンプリング位相と、受信光信号の変調周波数とのずれを減少させることができる。すなわち、位相調整回路５０においては、サンプリング位相ずれを減少させることができる。

次に、固定歪み補償の詳細について説明する。図４（ａ）は、ＦＩＲ（Finite Impulse Response）方式の固定歪み補償部８１の詳細を説明するためのブロック図である。図４（ａ）を参照して、一例として、ＦＩＲ方式の固定歪み補償部８１は、第１乗算部１１、第２乗算部１２、第３乗算部１３、第１遅延部１４、第２遅延部１５、および加算部１６を備える。第１乗算部１１、第２乗算部１２および第３乗算部１３には、それぞれ、互いに異なる固定された乗算係数が設定されている。

第１遅延部１４は、固定歪み補償部８１への入力信号に所定の遅延量を付加して出力する。第２遅延部１５は、第１遅延部１４が出力する信号に所定の遅延量を付加して出力する。第１乗算部１１は、固定歪み補償部８１への入力信号と第１乗算部１１に設定された乗算係数との乗算結果を加算部１６に入力する。第２乗算部１２は、第１遅延部１４が出力する信号と第２乗算部１２に設定された乗算係数との乗算結果を加算部１６に入力する。第３乗算部１３は、第２遅延部１５が出力する信号と第３乗算部１３に設定された乗算係数との乗算結果を加算部１６に入力する。

加算部１６は、第１乗算部１１、第２乗算部１２および第３乗算部１３の乗算結果の総和を出力する。第１乗算部１１、第２乗算部１２および第３乗算部１３に設定されている乗算係数が波長分散に対応した係数であれば、以上の工程を経ることによって、固定歪み補償部８１は、入力される信号に対して波長分散を補償することができる。

なお、第１乗算部１１には乗算係数Ｃ１が固定で設定されており、第２乗算部１２には乗算係数Ｃ２が固定で設定されており、第３乗算部１３には乗算係数Ｃ３が固定で設定されているものとする。また、第１遅延部１４および第２遅延部１５には、サンプリングタイミングとして、遅延量Ｔｓが設定されているものとする。

この場合、波長分散に対応した係数は、例えば、下記式（１）のように表すことができる。なお、下記式（１）において、「ｆ」は、搬送周波数（Carrier Frequency）を表し、「Ｃ」は光速度を表し、「Ｄ」は波長分散補償量を表し、「ω」は角周波数を示し、「ｊ」は虚数単位を示す。

図４（ｂ）は、ＦＦＴ（Fast Fourier Transform）を用いた、周波数領域での固定歪み補償部８１の詳細を説明するためのブロック図である。図４（ｂ）を参照して、一例として、ＦＦＴ方式の固定歪み補償部８１は、ＦＦＴ部２１、回転子乗算部２２、およびＩＦＦＴ部２３を含む。

ＦＦＴ部２１は、固定歪み補償部８１への入力信号に高速フーリエ変換を施す。回転子乗算部２２は、高速フーリエ変換を施された信号に対して、周波数領域で波長分散の伝達関数Ｈ_ＣＤに対応した回転子を乗算する。なお、伝達関数Ｈ_ＣＤは、下記式（２）で表される。ＩＦＦＴ部２３は、回転子乗算部２２の出力信号に逆フーリエ変換を施す。それにより、固定歪み補償部８１は、入力される信号に対して波長分散を補償することができる。

なお、下記式（２）において、「ｆ」は、搬送周波数（Carrier Frequency）を表し、「Ｃ」は光速度を表し、「Ｄ」は波長分散補償量を表し、「ω」は角周波数を示し、「ｊ」は虚数単位を示す。

図５に固定歪み補償部８１を、波長分散補償を行う回路とした場合の実施例を示す。図５（ａ）は、図１の位相ずれ検出部８０の一例を説明するための図である。図５（ｂ）〜図５（ｋ）は、一例としてＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）変調の場合の、伝送路波長分散が０ｐｓ／ｎｍと２００ｐｓ／ｎｍの場合の受信信号および固定歪み補償回路出力のコンステレーション図を表した図である。

図５（ａ）の位相ずれ検出部８０は、４つの固定歪み補償部８１ａ〜８１ｄ、および、４つの位相ずれ検出回路８２ａ〜８２ｄを備えている。各固定歪み補償部８１ａ〜８１ｄに設定された波長分散補償量は、それぞれ、０ｐｓ／ｎｍ、１００ｐｓ／ｎｍ、２００ｐｓ／ｎｍ、３００ｐｓ／ｎｍである。

図５（ｂ）は、波長分散量が０ｐｓ／ｎｍの受信信号の波形を表す。固定歪み補償部８１ａの波長分散補償量は０ｐｓ／ｎｍ（＝受信信号の波長分散量）であるので、固定歪み補償部８１ａの出力波形は、図５（ｃ）で説明されるように図５（ｂ）と同様となる。固定歪み補償部８１ｂの波長分散補償量は１００ｐｓ／ｎｍ（≠受信信号の波長分散量）であるので、固定歪み補償部８１ｂの出力波形は、図５（ｄ）で説明されるように固定歪み補償部８１ａと比較して歪む。以下、図５（ｅ）および図５（ｆ）で説明されるように、受信信号の波長分散量と波長分散補償量との差が大きくなるにつれて、固定歪み補償部の出力波形が歪む。

図５（ｇ）は、波長分散が２００ｐｓ／ｎｍの受信信号の波形を表す。固定歪み補償部８１ａの波長分散補償量は０ｐｓ／ｎｍ（≠受信信号の波長分散量）であるので、固定歪み補償部８１ａの出力波形は、図５（ｈ）で説明されるように歪む。図５（ｉ）および図５（ｋ）で説明されるように、固定歪み補償部８１ｂおよび固定歪み補償部８１ｄの波長分散補償量と受信信号の波長分散量との差が小さくなるにつれて、固定歪み補償部の出力波形の歪みが小さくなる。固定歪み補償部８１ｃの波長分散補償量は受信信号の波長分散量と等しいので、固定歪み補償部８１ｃの出力波形は、図５（ｊ）で表されるように図５（ｇ）と同様となる。

このように、各固定歪み補償部における波長分散補償量が異なることから、固定歪み補償部８１ａ〜８１ｄのそれぞれから出力される信号の波形の歪みも異なる。なお、固定歪み補償部８１ａ〜８１ｄの種類および波長分散補償量の刻み幅は、位相ずれ検出回路８２の分散耐力に応じて決定される。

なお、高次偏波モード分散の影響により、Ｈ偏波とＶ偏波とで異なる波長分散歪みを生じる場合がある。この場合においては、Ｈ偏波用とＶ偏波用とで異なる波長分散補償量を適用してもよい。例えば、分散補償量を決定する回路は、Ｈ偏波のみを用いてもよい。また、分散補償量が０ｐｓ／ｎｍの補償回路は省略されていてもよい。

次に、波形歪み補償として、波長分散補償、偏波モード分散（ＤＧＤ：Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ Ｇｒｏｕｐ Ｄｅｌａｙ）補償および偏波分離が必要な場合がある。図６は、この場合の固定歪み補償部８１の例について説明するための図である。図６を参照して、各固定歪み補償部８１は、４つのＦＩＲフィルタ２４ａ〜２４ｄおよび２つの加算部２５ａ，２５ｂを含む。ＦＩＲフィルタ２４ａ〜２４ｄは、図４（ａ）で説明したＦＩＲ方式の固定歪み補償部と同様の構成を有する。

偏光ビームスプリッタ等の偏波分離によって得られるＨＩ成分およびＨＱ成分は、ＦＩＲフィルタ２４ａとＦＩＲフィルタ２４ｃとに入力される。偏波分離によって得られるＶＩ成分およびＶＱ成分は、ＦＩＲフィルタ２４ｂとＦＩＲフィルタ２４ｄとに入力される。ＦＩＲフィルタ２４ａ〜２４ｄは、歪み補償した結果を出力する。加算部２５ａは、ＦＩＲフィルタ２４ａの出力信号とＦＩＲフィルタ２４ｂの出力信号を足し合わせて出力する。加算部２５ｂは、ＦＩＲフィルタ２４ｃの出力信号とＦＩＲフィルタ２４ｄの出力信号を足し合わせて出力する。

ＦＩＲフィルタ２４ａ〜２４ｄに含まれる乗算部の乗算係数を互いに異ならせることによって、分散補償を行うことができる。また、これらのＦＩＲフィルタ２４ａ〜２４ｄに含まれる乗算部の乗算係数を最適化することによって、ＤＧＤ補償と任意の角度での偏波分離が可能となる。

次に、位相ずれ検出回路８２の詳細について説明する。一例として、F. M. Gardner, Trans. Comm., 1986, pp. 423-429.に記載のＧａｒｄｎｅｒ方式の位相ずれ検出回路について説明する。図７は、位相ずれ検出回路８２のブロック図である。図７を参照して、位相ずれ検出回路８２は、第１遅延部３１ａ，３１ｂ、第２遅延部３２ａ，３２ｂ、引算部３３ａ，３３ｂ、乗算部３４ａ，３４ｂ、加算部３５、遅延部３６、選択部３７、およびカウンタ３８を含む。

第１遅延部３１ａ，３１ｂおよび遅延部３６は、入力される信号の１シンボル分の遅延量を付加する遅延部である。第２遅延部３２ａ，３２ｂは、入力される信号の２シンボル分の遅延量を付加する遅延部である。カウンタ３８は、１ビットカウンタであり、「０」と「１」とを順に生成する。選択部３７は、カウンタ３８からの信号に応じて出力信号を選択する。本回路は、入力されたＩとＱの信号が、１シンボル時間で２サンプリングされていることを想定した回路の例である。

Ｉ成分は、引算部３３ａのマイナス側に入力されるとともに、第１遅延部３１ａおよび第２遅延部３２ａに入力される。第１遅延部３１ａは、Ｉ成分に１シンボル分の遅延量を付加して乗算部３４ａに入力する。第２遅延部３２ａは、Ｉ成分に２シンボル分の遅延量を付加して引算部３３ａのプラス側に入力する。引算部３３ａは、第２遅延部３２ａから入力された信号からＩ成分を差し引いて乗算部３４ａに入力する。乗算部３４ａは、第１遅延部３１ａから入力された信号と引算部３３ａから入力された信号との乗算結果を加算部３５に入力する。

Ｑ成分は、引算部３３ｂのマイナス側に入力されるとともに、第１遅延部３１ｂおよび第２遅延部３２ｂに入力される。第１遅延部３１ｂは、Ｑ成分に１シンボル分の遅延量を付加して乗算部３４ｂに入力する。第２遅延部３２ｂは、Ｉ成分に２シンボル分の遅延量を付加して引算部３３ｂのプラス側に入力する。引算部３３ｂは、第２遅延部３２ｂから入力された信号からＩ成分を差し引いて乗算部３４ｂに入力する。乗算部３４ｂは、第１遅延部３１ｂから入力された信号と引算部３３ｂから入力された信号との乗算結果を加算部３５に入力する。

加算部３５は、乗算部３４ａの乗算結果と乗算部３４ｂの乗算結果とを足し合わせて、遅延部３６および選択部３７に入力する。遅延部３６は、加算部３５から入力された信号に１シンボル分の遅延量を付加して選択部３７に入力する。選択部３７は、カウンタ３８から入力される信号が「１」の場合のときのみ、加算部３５からの出力値か、１シンボル遅延部３６の出力値のどちらか一方の信号を出力する。選択部３７の出力信号は、受信信号の変調周波数とサンプリングクロック周波数の位相ずれ量に対応した値となり、位相ずれが小さくなるに従い、出力値は０に近づく。

図８は、一例として、ＦＩＲ方式の位相調整回路５０の詳細を説明するためのブロック図である。図８を参照して、位相調整回路５０は、一例として、第１乗算部５１、第２乗算部５２、第３乗算部５３、第１遅延部５４、第２遅延部５５、加算部５６、および係数演算部５７を備える。第１乗算部５１、第２乗算部５２および第３乗算部５３には、係数演算部５７によって与えられた乗算係数が設定されている。

第１遅延部５４は、位相調整回路５０への入力信号に所定の遅延量を付加して出力する。第２遅延部５５は、第１遅延部５４が出力する信号に所定の遅延量を付加して出力する。第１乗算部５１は、位相調整回路５０への入力信号と第１乗算部５１に設定された乗算係数との乗算結果を加算部５６に入力する。第２乗算部５２は、第１遅延部５４が出力する信号と第２乗算部５２に設定された乗算係数との乗算結果を加算部５６に入力する。第３乗算部５３は、第２遅延部５５が出力する信号と第３乗算部５３に設定された乗算係数との乗算結果を加算部５６に入力する。加算部５６は、第１乗算部５１、第２乗算部５２および第３乗算部５３の乗算結果の総和を加算して出力する。

係数演算部５７は、位相調整回路５０での位相調整量に対応して、第１乗算部５１、第２乗算部５２および第３乗算部５３の乗算係数を演算で求める。求められた乗算係数は、第１乗算部５１、第２乗算部５２および第３乗算部５３に設定される。それにより、位相調整回路５０は、入力される信号に位相調整量を付加することができる。乗算係数は線形補間や２次関数での補間、もしくはその他高次の補間式を用いて演算により求めることができる。

本実施例によれば、互いに異なる歪み補償量が設定された複数の固定歪み補償部８１を用いることから、位相ずれ検出回路の波形歪みに弱いという課題が解消される。したがって、受信信号光の波形歪みに対して強い、サンプリング位相ずれ検出を実現することができ、サンプリング位相ずれを減少させることができる。

ところで、位相ずれ検出回路に入力される信号の波形歪みが小さいほど、位相ずれ検出回路８２の検出感度が高くなる。一方で、波形歪みが大きくなるほど、位相ずれ検出回路８２の検出感度が低くなる。したがって、固定歪み補償部８１に入力される信号の歪み量と固定歪み補償部８１での補償量が異なると、位相ずれ検出回路８２の検出感度が小さくなる。そこで、位相ずれ検出回路８２の検出感度に基づいて位相ずれを検出する場合について説明する。

図９（ａ）は、位相ずれ検出回路８２を用いて感度を検出する感度検出部１１０について説明するためのブロック図である。図９（ａ）を参照して、感度検出部１１０は、固定位相調整回路９１、第１位相ずれ検出回路８２ｅ，第２位相ずれ検出回路８２ｆ、振幅モニタ９２、および引算部９３を備える。

固定位相調整回路９１は、感度検出部１１０に入力される信号に対して固定された位相量Ｘを付加して出力する。第１位相ずれ検出回路８２ｅおよび第２位相ずれ検出回路８２ｆは、上述した位相ずれ検出回路８２と同様の構成を有する。第１位相ずれ検出回路８２ｅには、感度検出部１１０に入力される信号が入力される。第２位相ずれ検出回路８２ｆには、固定位相調整回路９１からの信号が入力される。第１位相ずれ検出回路８２ｅの出力信号は、振幅モニタ９２に入力されるとともに、引算部９３のプラス側に入力される。第２位相ずれ検出回路８２ｆの出力信号は、引算部９３のマイナス側に入力される。

振幅モニタ９２は、第１位相ずれ検出回路８２ｅが出力する信号の振幅を検出し、その振幅値を出力する。引算部９３は、第１位相ずれ検出回路８２ｅの出力信号から第２位相ずれ検出回路８２ｆの出力信号を差し引いて、出力する。

図９（ｂ）は、感度検出部１１０の出力を説明するための図である。図９（ｂ）において、横軸は位相ずれを示し、縦軸は位相ずれ検出回路の出力強度を示す。出力強度は、位相ずれ量に対応して変化し、位相ずれ量がゼロの場合に、出力強度もゼロとなる。

ここで、感度検出部１１０に入力される信号の位相ずれがゼロであるとする。この場合、図９（ｂ）を参照して、第１位相ずれ検出回路８２ｅの出力強度も、ゼロとなる。固定位相調整回路９１において固定の位相量Ｘが付加されることから、第２位相ずれ検出回路８２ｆの出力強度は、図９（ｂ）を参照して、プラスの値となる。したがって、この場合の出力強度差または傾きが、感度として検出される。

なお、サンプリング位相が受信信号の変調周波数と同期していない場合、固定位相調整回路９１において固定の位相量Ｘが付加されても、図９（ｂ）を参照して、第１位相ずれ検出回路８２ｅの出力強度と第２位相ずれ検出回路８２ｆの出力強度との差がゼロになる場合がある。この場合、感度検出部１１０に入力される信号に位相ずれが生じていても、検出される感度が小さくなる。そこで、感度を検出するために、振幅モニタ９２の検出結果を用いる。

図９（ｃ）は、振幅モニタ９２の検出結果を説明するための図である。図９（ｃ）において、横軸は経過時間を示し、縦軸は位相ずれ検出回路の検出感度を示す。サンプリングクロック源７０のサンプリングクロックと受信信号の変調周波数との位相ずれが小さい場合には、感度検出部１１０の検出感度は、ほぼ一定値となる。一方で、サンプリングクロック源７０のサンプリングクロックが受信信号の変調周波数と同期していない場合には、感度検出部１１０の検出感度は、周期的に変動する。振幅モニタ９２は、この場合の振幅値を検出感度として検出することができる。

例えば、図３の合成回路８３は、所定値以下の感度を検出する位相ずれ検出回路８２の出力を除外して、その他の位相ずれ検出回路８２の出力を平均化してもよい。この場合、大きな波形歪みによる位相ずれ検出感度の低下による雑音等の影響を回避することができ、位相ずれ検出精度が向上する。または、図３の位相調整量決定部９０は、最大の感度を検出する位相ずれ検出回路８２の出力に基づいて、サンプリング位相ずれを検出する方法でもよい。

図１０は、実施例２に係る位相ずれ検出部８０ａの構成を説明するためのブロック図である。図１０を参照して、位相ずれ検出部８０ａにおいては、ｎ個の固定歪み補償部８１の代わりに、ｎ個の可変歪み補償部８４が設けられている。また、位相ずれ検出部８０ａにおいては、ｍ個（ｍは２以上の整数）の固定歪み補償部８６、ｍ個の感度検出部８７、最大感度検出部８８が設けられている。その他の構成については、同一符号を付すことによって説明を省略する。本実施例においては、最大感度検出部８８が補償量検出部として機能し、可変歪み補償部８４が補償量補正手段として機能する。

各可変歪み補償部８４には、ＨＩ成分、ＨＱ成分、ＶＩ成分およびＶＱ成分が入力される。いずれかの可変歪み補償部８４に入力される上記信号は、各固定歪み補償部８６に入力される。固定歪み補償部８６は、図３の固定歪み補償部８１と同様の構成を有する。

各感度検出部８７は、固定歪み補償部８６から出力される信号から感度を検出する。最大感度検出部８８は、各感度検出部８７が検出する感度のうち最大の感度を検出することによって、その最大の感度に対応する歪み補償量を検出し、各可変歪み補償部８４に出力する。各可変歪み補償部８４は、歪み補償量を、最大感度検出部８８から入力された歪み補償量と同じになるように更新する。各可変歪み補償部８４は、更新された歪み補償量に基づいて、波形歪み補償する。各位相ずれ検出回路８２は、各可変歪み補償部８４が出力する信号の位相ずれを検出して、合成回路８３に入力する。合成回路８３は、入力される信号を平均化する。合成回路８３は、入力される信号に対して単純平均する回路であってもよく、入力される信号に対して重み付け平均する回路であってもよい。

本実施例によれば、フィードフォワード制御により可変歪み補償部８４の補償量を設定することができることから、受信光信号の波形歪みの変動に高速に追従することができる。なお、本実施例においては、各感度検出部８７が検出する感度のうち最大の感度を検出しているが、それに限られない。例えば、所定値よりも大きいいずれかの感度を検出してもよい。

（変形例）
なお、位相ずれ検出部８０ａは、位相ずれ検出部８０ａにおいては、並列化部８５が設けられていてもよい。図１１は、並列化部８５が設けられている例を説明するための図である。図１１においては、並列化部８５が位相ずれ検出部８０ａ内に配置されているが、アナログ／デジタル変換部４０ａ〜４０ｄの直後に配置されていてもよい。この場合、位相調整回路５０および検波回路６０も並列化された信号を用いて処理を行う。

並列化部８５は、ＨＩ成分、ＨＱ成分、ＶＩ成分およびＶＱ成分の４つの成分を、それぞれ時分割等によって並列化する。図１１の例では、並列化部８５は、上記各成分を時分割によってｎ個に並列化し、各並列化信号をそれぞれ各可変歪み補償部８４に入力する。いずれかの並列化信号は、各固定歪み補償部８６に入力される。本変形例によれば、信号の並列化によって増大する歪み補償回路の回路規模を削減することができる。

図１２は、実施例３に係る光受信器１００ａの構成を説明するためのブロック図である。図１２を参照して、光受信器１００ａが図１の光受信器１００と異なる点は、位相調整量決定部９０のフィードバック値がサンプリングクロック源７０に入力される点である。サンプリングクロック源７０は、位相調整量決定部９０のフィードバック値に応じて、サンプリングクロック周波数を修正する。それにより、アナログ／デジタル変換部４０ａ〜４０ｄのサンプリングクロックと、受信信号の変調周波数との位相ずれが低減される。本実施例では、位相調整回路５０はサンプリングクロック周波数制御により同期しきれなかった、高速な受信信号の変調周波数の位相変動を補償する構成となっているが、位相調整回路５０への位相調整量決定部９０のフィードバックを行うことなく、サンプリングクロック源７０への位相調整量決定部９０のフィードバックのみを行ってもよい。

図１３は、実施例４に係る光受信器１００ｂの構成を説明するためのブロック図である。図１３を参照して、光受信器１００ｂが図１の光受信器１００と異なる点は、アナログ／デジタル変換部４０ａ〜４０ｄと位相調整回路５０との間に半固定型デジタルフィルタ１２０が設けられている点、および、位相調整回路５０と検波回路６０との間に適応等化型デジタルフィルタ１３０が設けられている点である。

半固定型デジタルフィルタ１２０は、時間変動が少ない伝送路波長分散を補償することができる。それにより、大きな波長分散に起因する歪みを受信可能となる。また、適応等化型デジタルフィルタ１３０は、半固定型デジタルフィルタ１２０での残留波長分散、時間変動する波形歪み（偏波モード分散、偏波変動等）を補償する。適応等化型デジタルフィルタ１３０または位相ずれ検出部８０で扱う波長分散は、半固定型デジタルフィルタの残留波長分散となるので、回路規模を削減することができる。

なお、実施例２の位相ずれ検出部８０ａの可変歪み補償部８４は、位相ずれ検出部８０ａの最適ひずみ補償値を半固定型デジタルフィルタ１２０に設定することによって共用することができる。

以上、本発明の実施例について詳述したが、本発明は係る特定の実施例に限定されるものではなく、特許請求の範囲に記載された本発明の要旨の範囲内において、種々の変形・変更が可能である。

１０ ９０度ハイブリッド回路
２０ 局発光源
３０ 光電変換回路
４０ アナログ／デジタル変換部
５０ 位相調整回路
６０ 検波回路
７０ サンプリングクロック源
８０ 位相ずれ検出部
９０ 位相調整量決定部
１００ 光受信器

Claims (12)

1. 受信信号光を光電変換して得られるアナログ信号を所定のサンプリングクロック周波数でデジタル化する変換部と、
   前記変換部の出力信号に対して、互いに異なる固定補償量で波形歪み補償する複数の固定歪み補償部と、
   前記複数の固定歪み補償部のそれぞれの出力信号から前記受信信号光の変調周波数と前記サンプリングクロック周波数との差であるサンプリング位相ずれを検出する複数の位相ずれ検出回路と、
   前記複数の位相ずれ検出回路の出力値を平均化することによって得られたサンプリング位相ずれに関する情報を用いてサンプリング位相調整量を決定する位相調整量決定部と、
   前記位相調整量決定部の決定結果に応じて、前記サンプリング位相ずれを減少させる位相調整部と、を備えることを特徴とする光受信器。
2. 受信信号光を光電変換して得られるアナログ信号を所定のサンプリングクロック周波数でデジタル化する変換部と、
   前記変換部の出力信号に対して、互いに異なる固定補償量で波形歪み補償する複数の固定歪み補償部と、
   前記複数の固定歪み補償部のそれぞれの出力信号から前記受信信号光の変調周波数と前記サンプリングクロック周波数との差であるサンプリング位相ずれを検出する第１位相ずれ検出回路と、前記出力信号に対して固定の位相量を付加した後にサンプリング位相ずれを検出する第２位相ずれ検出回路との出力差である位相ずれ検出感度に基づいて、歪み補償量を検出する補償量検出部と、
   前記補償量検出部が検出する歪み補償量で歪み補償を行う歪み補償部と、
   前記歪み補償部の出力信号からサンプリング位相ずれを検出する位相ずれ検出回路と、
   前記位相ずれ検出回路の出力値を平均化することによって得られたサンプリング位相ずれに関する情報を用いてサンプリング位相調整量を決定する位相調整量決定部と、
   前記位相調整量決定部の決定結果に応じて、前記サンプリング位相ずれを減少させる位相調整部と、を備えることを特徴とする光受信器。
3. 前記変換部の出力信号に対して、波形歪みを補償する半固定デジタルフィルタを備え、
   前記補償量検出部が検出する補償量により、半固定デジタルフィルタの補償量を補正し、
   前記複数の固定歪み補償部は、前記半固定デジタルフィルタの出力信号に対して、互いに異なる固定補償量で波形歪み補償することを特徴とする請求項２に記載の光受信器。
4. 前記固定歪み補償部は、波形歪み補償として波長分散補償を行うことを特徴とする請求項１から３のいずれかに記載の光受信器。
5. 前記位相調整部が、前記変換部の出力信号の位相を調整するデジタル位相調整回路を含むことを特徴とする請求項１から４のいずれかに記載の光受信器。
6. 前記位相調整部が、前記変換部のサンプリングクロック周波数を補正する補正部を含むことを特徴とする請求項１から５のいずれかに記載の光受信器。
7. 受信信号光を光電変換して得られるアナログ信号を所定のサンプリング周波数でデジタル化する変換ステップと、
   前記変換ステップで得られる信号に対して、互いに異なる固定補償量で波形歪み補償する固定歪み補償ステップと、
   前記固定歪み補償ステップで得られるそれぞれの信号から前記受信信号光の変調周波数と前記サンプリングクロック周波数との差であるサンプリング位相ずれを検出する位相ずれ検出ステップと、
   前記位相ずれ検出ステップで得られる出力値を平均化することによって得られたサンプリング位相ずれに関する情報を用いてサンプリング位相調整量を決定する位相調整量決定ステップと、
   前記位相調整量決定ステップにおける決定結果に応じて、前記サンプリング位相ずれを減少させる位相調整ステップと、を含むことを特徴とする光受信方法。
8. 受信信号光を光電変換して得られるアナログ信号を所定のサンプリングクロック周波数でデジタル化する変換ステップと、
   前記変換ステップで得られる信号に対して、互いに異なる固定補償量で波形歪み補償する固定歪み補償ステップと、
   前記固定歪み補償ステップで得られる信号から前記受信信号光の変調周波数と前記サンプリングクロック周波数との差であるサンプリング位相ずれを検出する第１位相ずれ検出回路と、前記信号に対して固定の位相量を付加した後にサンプリング位相ずれを検出する第２位相ずれ検出回路との出力差である位相ずれ検出感度に基づいて、歪み補償量を検出する補償量検出ステップと、
   前記補償量検出ステップにおいて検出される歪み補償量で歪み補償を行う歪み補償ステップと、
   前記歪み補償ステップで得られる信号からサンプリング位相ずれを検出する位相ずれ検出ステップと、
   前記位相ずれ検出ステップで得られる出力値を平均化することによって得られた前記サンプリング位相ずれに関する情報を用いてサンプリング位相調整量を決定する位相調整量決定ステップと、
   前記位相調整量決定ステップにおける決定結果に応じて、前記サンプリング位相ずれを減少させる位相調整ステップと、を含むことを特徴とする光受信方法。
9. 前記補償量検出ステップにおいて検出される補償量により、前記変換ステップにおいて得られる信号に対して波形歪みを補償する半固定デジタルフィルタの補償量を補正するステップを含み、
   前記固定歪み補償ステップにおいて、前記半固定デジタルフィルタの出力信号に対して、互いに異なる固定補償量で波形歪み補償することを特徴とする請求項８に記載の光受信方法。
10. 前記変換ステップで得られる信号の位相を調整するデジタル位相調整ステップを含むことを特徴とする請求項７〜９のいずれかに記載の光受信方法。
11. 前記固定歪み補償ステップにおいて、波形歪み補償として波長分散補償を行うことを特徴とする請求項７〜１０のいずれかに記載の光受信方法。
12. 前記位相調整量決定ステップで決定された結果に応じて、前記変換ステップにおけるサンプリングクロック周波数を補正する補正ステップを含むことを特徴とする請求項７〜１１のいずれかに記載の光受信方法。

Images