JP6288143B2 - コヒーレント光受信装置 - Google Patents

Description

本発明は、コヒーレント光受信装置に関する。

２０１０年ごろより商用導入が始まったコヒーレント光データ伝送方式は、いまや長距離光通信を支える主要技術となっており、近年では、メトロ・アクセスネットワークへの適用も検討されるなど、ますます重要性を増している。当初、コヒーレント光データ伝送方式は、１００Ｇｂｉｔ／ｓの容量の光チャネルを偏波多重ＱＰＳＫ(Quadrature Phase Shift Keying)変調することにより実現されていた。ここで、偏波多重とは、光が有する２つの直交するＸ偏波成分とＹ偏波成分の各々に、別々のデータを割り当てる多重方式のことをいう。例えば、図１４は、非特許文献１の図１に示されるコヒーレント光データ伝送を行う光送信機と光受信機とによる伝送システムの一例を引用した図である。当該伝送システムでは、Ｘ偏波とＹ偏波のそれぞれを異なる５０Ｇｂｉｔ／ｓＱＰＳＫ（４値位相変調）符号で変調した後、偏波多重し、１波長あたり１００Ｇｂｉｔ／ｓの偏波多重ＱＰＳＫ信号とした長距離伝送を行う。

更なる容量当たりのコスト低減のため、２００Ｇｂｉｔ／ｓ以上の大容量光チャネルを１６ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）などの多値変調を用いたコヒーレント光データ伝送方式により実現することが試みられつつある。このような偏波多重ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭなどの多値変調を用いる場合に顕在化する問題として、コンスタレーション歪がある。多値変調信号は、電気段においては４レーンの電気信号として扱われる。すなわち、送信側において、４レーンの電気信号として信号は生成され、光変調器により多値変調光信号に変換される。

光変調器としては、例えば、マッハツェンダー干渉計型の変調器が適用される。このような光変調器では、バイアス電圧の誤差や、干渉計の消光比が無限大でないことなどによる不完全性があり、このような不完全性によりコンスタレーションの歪が生じる。コンスタレーション歪が生じると、正確に送信された情報を復号することができず、ビット誤り率の増大等を発生させることになる。ここで、コンスタレーションとは、信号空間ダイヤグラムとも呼ばれ、デジタル変調によるデータ信号点を２次元の複素平面状に表したものである（例えば、図１４に示される「コンスタレーション」や非特許文献２の図２等を参照）。

ＱＰＳＫは、４値位相変調であり、同相位相成分と直交位相成分のそれぞれに対し独立に２値の振幅変調を行ったものとみなすことができ、コンスタレーションは、同一円周上に配置され、互いに９０度離れた形となる。これに対し、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭは、それぞれ１６点、６４点からなるコンスタレーションを有する変調方式であり、信号空間上に、１６点、６４点が正方的に配置されるものが一般的である。１６ＱＡＭは、同相位相成分と直交位相成分のそれぞれに、互いに独立な４値の振幅変調を行ったものとみなすことができ、６４ＱＡＭは、同相位相成分と直交位相成分のそれぞれに、互いに独立な８値の振幅変調を行ったものとみなすことができる。

コンスタレーション歪の１つとしてＤＣ(Direct Current)オフセットがある。通常、光変調器に対して、光出力がｎｕｌｌ点となるようにバイアス電圧が印加されるが、このバイアス電圧がｎｕｌｌ点からシフトしてしまった場合に、ＤＣオフセットが発生する。また、光変調器を構成するマッハツェンダー干渉計は、消光比（オン／オフ比）が無限大、すなわち、オフのときに光出力が完全に０であることが理想であるが、オフのときに完全に０にならない場合、消光比は無限大ではなくなり、ＤＣオフセットが発生する。光信号では、ＤＣオフセットは、残存キャリアの形で現れるため、光信号のスペクトルを観察することで確認することができる。

ＤＣオフセットと、これによるキャリアの残存は、局部発振レーザを用いるコヒーレント検波方式ではない直接検波方式（例えば、１０１０のオンオフ信号の強度を受光素子で直接検波する方式、強度変調直接検波などともいう）でも生じる。直接検波方式では、残存キャリアは、受信側の電気段で再びＤＣオフセットとして現れるため、コンデンサ等によるアナログ的なＤＣブロック回路で容易に除去することができる。これに対して、コヒーレント検波方式で、かつ送信レーザと、受信側の局部発振レーザの周波数が正確に一致していない場合、残存キャリアは、受信側の電気段では直流に変換されず、ＤＣブロック回路で除去することができない。

また、コンスタレーション歪として知られているものに、ＩＱ(In-phase Quadrature)クロストークがある。ＩＱクロストークは、光変調器のバイアス電圧誤差により、同相位相(In-phase)成分と、直交位相(Quadrature)成分の位相差が正確に９０度にならない場合に発生する。

これらのコンスタレーション歪の問題に対応するため、光送信装置に適用される光変調器の特性を予め計測しておき、送信装置内のデジタル信号処理装置により光変調器の特性を補償する技術が開示されている（例えば、非特許文献２参照）。

鈴木扇太他、「光通信ネットワークの大容量化に向けたディジタルコヒーレント信号処理技術の研究開発」電子情報通信学会誌 95(12), 2012-12-01, pp.1100-1116 杉原隆嗣、「高速光通信における予等化技術の現状と展望」、電子情報通信学会、信学技報、IEICE Technical Report、OCS2011 - 41 （2011-7）、p. 83-88

しかしながら、光変調器の特性を予め計測できない場合や、時間が経過するにつれて特性が変化する場合には、非特許文献２に記載の技術を利用することができないという問題がある。
特に、光変調器に印加するバイアス電圧を制御するオートバイアスコントロール回路の変動ドリフトや、オートバイアスコントロール回路が印加する誤差信号に起因して発生する光変調器の不完全性を、送信装置側のデジタル信号処理装置で補償することは困難であるという問題がある。

上記事情に鑑み、本発明は、送信側の光変調器の特性や不完全性等の送信装置の特性に基づかず、受信側だけでコンスタレーション歪を補償することができる技術の提供を目的としている。

本発明の一態様は、レーザ光を供給する局部発振レーザと、多値変調された光信号を受信して、前記レーザ光に基づいて、前記光信号を復調して電気のアナログ信号に変換するコヒーレント光受信フロントエンド部と、前記アナログ信号をデジタル信号に変換するアナログデジタル変換器と、前記光信号の波長や偏波による分散の影響を補償してキャリア位相を再生する補償部と、前記デジタル信号に含まれる、前記多値変調によるコンスタレーション歪を補償するコンスタレーション歪補償部と、前記コンスタレーション歪が補償された前記デジタル信号の誤り訂正を行う誤り訂正復号部と、を備え、前記コンスタレーション歪補償部は、前記コンスタレーション歪としてのＤＣオフセットを前記デジタル信号に対して補償するＤＣオフセット補償部を備え、前記ＤＣオフセット補償部は、前記デジタル信号から変調データ成分を低減し、平均化によりランダムノイズを除去して、前記デジタル信号に含まれる前記ＤＣオフセットを抽出する平均化部と、前記平均化部が抽出する前記ＤＣオフセットを、前記デジタル信号から減算する第１の減算回路と、を備え、前記平均化部は、前記デジタル信号から前記変調データ成分を抽出する仮判定回路と、前記仮判定回路が抽出する前記変調データ成分を前記デジタル信号から減算する第２の減算回路と、前記デジタル信号から前記変調データ成分を減算した減算結果を平均化するフィルタ回路と、を備えるコヒーレント光受信装置である。

本発明の一態様は、レーザ光を供給する局部発振レーザと、多値変調された光信号を受信して、前記レーザ光に基づいて、前記光信号を復調して電気のアナログ信号に変換するコヒーレント光受信フロントエンド部と、前記アナログ信号をデジタル信号に変換するアナログデジタル変換器と、前記光信号の波長や偏波による分散の影響を補償して前記デジタル信号のキャリア位相を再生する補償部と、前記補償部により分散の影響が補償された前記デジタル信号に含まれる前記多値変調のコンスタレーション歪を補償するコンスタレーション歪補償部と、前記コンスタレーション歪が補償された前記デジタル信号の誤り訂正を行う誤り訂正復号部と、を備え、前記コンスタレーション歪補償部は、前記コンスタレーション歪としてのＤＣオフセットを前記デジタル信号に対して補償するＤＣオフセット補償部を備え、前記ＤＣオフセット補償部は、前記デジタル信号から変調データ成分を低減し、平均化によりランダムノイズを除去して、前記デジタル信号に含まれる前記ＤＣオフセットを抽出する平均化部と、前記平均化部が抽出する前記ＤＣオフセットを、前記デジタル信号から減算する第１の減算回路と、を備え、前記ＤＣオフセット補償部は、前記デジタル信号の同相位相成分の信号に含まれる前記ＤＣオフセットを補償する場合、前記デジタル信号の直交位相成分の信号の振幅に応じた重み係数を前記平均化部が抽出する前記ＤＣオフセットに乗算し、前記デジタル信号の前記直交位相成分の信号に含まれる前記ＤＣオフセットを補償する場合、前記デジタル信号の前記同相位相成分の信号の振幅に応じた重み係数を前記平均化部が抽出する前記ＤＣオフセットに乗算し、前記重み係数が乗算された前記ＤＣオフセットを前記第１の減算回路に出力するオフセット値調整部をさらに備え、前記第１の減算回路は、前記オフセット値調整部から出力された前記重み係数が乗算された前記ＤＣオフセットを、前記デジタル信号から減算するコヒーレント光受信装置である。また、本発明の一態様は、上記のコヒーレント光受信装置であって、前記平均化部は、前記デジタル信号から前記変調データ成分を抽出する仮判定回路と、前記仮判定回路が抽出する前記変調データ成分を前記デジタル信号から減算する第２の減算回路と、前記デジタル信号から前記変調データ成分を減算した減算結果を平均化するフィルタ回路と、を備える。

本発明の一態様は、上記のコヒーレント光受信装置であって、前記オフセット値調整部は、前記デジタル信号の前記同相位相成分の信号に含まれる前記ＤＣオフセットを補償する場合において前記デジタル信号の前記直交位相成分の信号の振幅が所定の閾値より小さいとき、又は、前記デジタル信号の前記直交位相成分の信号に含まれる前記ＤＣオフセットを補償する場合において前記デジタル信号の前記同相位相成分の信号の振幅が所定の閾値より小さいとき、前記重み係数を１より大きい値とする。

本発明の一態様は、上記のコヒーレント光受信装置であって、前記オフセット値調整部は、前記デジタル信号の前記同相位相成分の信号に含まれる前記ＤＣオフセットを補償する場合において前記デジタル信号の前記直交位相成分の信号の振幅が所定の閾値以上であるとき、又は、前記デジタル信号の前記直交位相成分の信号に含まれる前記ＤＣオフセットを補償する場合において前記デジタル信号の前記同相位相成分の信号の振幅が前記閾値以上であるとき、前記重み係数を１より小さい値とする。

本発明の一態様は、レーザ光を供給する局部発振レーザと、多値変調された光信号を受信して、前記レーザ光に基づいて、前記光信号を復調して電気のアナログ信号に変換するコヒーレント光受信フロントエンド部と、前記アナログ信号をデジタル信号に変換するアナログデジタル変換器と、前記光信号の波長や偏波による分散の影響を補償して前記デジタル信号のキャリア位相を再生する補償部と、前記補償部により分散の影響が補償された前記デジタル信号に含まれる前記多値変調のコンスタレーション歪を補償するコンスタレーション歪補償部と、前記コンスタレーション歪が補償された前記デジタル信号の誤り訂正を行う誤り訂正復号部と、を備え、前記コンスタレーション歪補償部は、前記コンスタレーション歪みとしてのＩＱクロストークを前記デジタル信号の同相位相成分及び直交位相成分の信号に対して補償するＩＱクロストーク補償部を備え、前記ＩＱクロストーク補償部は、前記デジタル信号の前記同相位相成分の信号を仮判定して、同相位相変調データ成分を抽出する第１の仮判定回路と、前記デジタル信号における前記同相位相成分の前記直交位相成分の信号への漏れ込み分を、前記同相位相変調データ成分に基づいて算出する第１の係数乗算回路と、前記デジタル信号の前記直交位相成分の信号を仮判定して、直交位相変調データ成分を抽出する第２の仮判定回路と、前記デジタル信号における前記直交位相成分の前記同相位相成分の信号への漏れ込み分を、前記直交位相変調データ成分に基づいて算出する第２の係数乗算回路と、前記デジタル信号の前記同相位相成分の信号から前記第２の係数乗算回路の出力値を減算する第１の減算回路と、前記デジタル信号の前記直交位相成分の信号から前記第１の係数乗算回路の出力値を減算する第２の減算回路と、を備えるコヒーレント光受信装置である。

本発明の一態様は、上記のコヒーレント光受信装置であって、前記ＩＱクロストーク補償部は、前記デジタル信号の前記直交位相成分の信号に含まれる前記同相位相成分と前記同相位相成分の信号との相関を示す第１の相関係数を算出する第１の相関係数算出部と、前記デジタル信号の同相位相成分の信号に含まれる前記直交位相成分と前記直交位相成分の信号との相関を示す第２の相関係数を算出する第２の相関係数算出部と、を備え、前記第１の係数乗算回路は、前記同相位相変調データ成分に、前記第１の相関係数を乗じて出力し、前記第２の係数乗算回路は、前記直交位相変調データ成分に、前記第２の相関係数を乗じて出力する。

本発明の一態様は、上記のコヒーレント光受信装置であって、前記第１の相関係数算出部は、前記直交位相変調データ成分を前記直交位相変調データ成分のノルムの二乗で除算して出力する第１の信号規格化回路と、前記第１の信号規格化回路の出力値と、前記同相位相成分の信号との内積を算出する第１の内積算出回路と、前記第１の内積算出回路が算出する内積値を平均化して前記第１の相関係数を出力する第１の平均化回路と、を備え、前記第２の相関係数算出部は、前記直交位相変調データ成分を前記直交位相変調データ成分のノルムの二乗で除算して出力する第２の信号規格化回路と、前記第２の信号規格化回路の出力値と、前記直交位相成分の信号との内積を算出する第２の内積算出回路と、前記第２の内積算出回路が算出する内積値を平均化して第２の相関係数を出力する第２の平均化回路と、を備える。

この発明によれば、送信側の光変調器の特性や不完全性等の送信装置の特性に基づかず、受信側だけでコンスタレーション歪を補償することが可能となる。

本実施形態によるコヒーレント光データ伝送システム１００の構成を示すブロック図である。 本実施形態によるデジタル信号処理部の構成を示すブロック図である。 本実施形態によるＤＣオフセット補償部の構成を示すブロック図である。 本実施形態によるＩＱクロストーク補償部の構成を示すブロック図である。 本実施形態に基づくシミュレーションによるＤＣオフセットの補償効果を示すグラフである。 光信号が偏波多重１６ＱＡＭ信号の場合のコンスタレーション歪みの例を示す図である。 ＤＣオフセット補償部４０に入力されるＸ偏波又はＹ偏波の同相位相成分（Ｉ成分）の信号を模式的に示した図である。 ＤＣオフセット補償部４０に入力されるＸ偏波又はＹ偏波の直交位相成分（Ｑ成分）の信号を模式的に示した図である。 変形例によるＤＣオフセット補償部４０の構成を示すブロック図である。 オフセット値調整部４９の構成例を示す図である。 オフセット値調整部４９の処理の流れを説明するフローチャートである。 ＤＣオフセット補償部４０にオフセット値調整部４９を設けた場合の効果を検証するために行った計算機シミュレーションの結果を示す図である。 オフセット値調整部４９の別の構成例を示す図である。 従来のコヒーレント光データ伝送システムの構成を示す図である。

以下、本発明の実施形態について図面を参照して説明する。
図１は、本実施形態によるコヒーレント光データ伝送システム１００の構成を示すブロック図である。コヒーレント光データ伝送システム１００は、コヒーレント光送信装置１と、コヒーレント光受信装置３とを備える。コヒーレント光送信装置１と、コヒーレント光受信装置３とは、光ファイバ２を介して接続されている。
コヒーレント光送信装置１は、例えば、送信データを、多値変調信号である偏波多重１６ＱＡＭ信号などにマッピングし、送信用レーザが出力するレーザ光に基づいて、偏波多重ＩＱ光変調器により変調を行って、光信号を生成し、光ファイバ２に光信号を出力する。

コヒーレント光受信装置３は、コヒーレント光受信フロントエンド部１０、局部発振レーザ１１、アナログデジタル変換器１２及びデジタル信号処理部１３を備える。
局部発振レーザ１１は、復調用の発振レーザ光をコヒーレント光受信フロントエンド部１０に供給する。ここで、局部発振レーザ１１は、上記のコヒーレント光送信装置１に適用される送信用レーザとは独立に動作しており、送信用レーザと周波数同期されていないものとする。

コヒーレント光受信フロントエンド部１０は、例えば、図１４に示す光受信機の光受信フロントエンドモジュールが適用される。コヒーレント光受信フロントエンド部１０は、受信した光信号を、Ｘ偏波とＹ偏波とに偏波分離を行った後、局部発振レーザ１１から供給されるレーザ光に基づいて復調を行い、Ｘ偏波の同相位相成分（Ｉ成分）と直交位相成分（Ｑ成分）、Ｙ偏波の同相位相成分と直交位相成分からなる４レーンの電気的なアナログ信号を出力する。
アナログデジタル変換器１２は、４レーンのアナログ信号をデジタル信号に変換する。
デジタル信号処理部１３は、アナログデジタル変換器１２によって変換された変換後のデジタル信号に対して信号処理を行う。

図２は、デジタル信号処理部１３の内部構成を示すブロック図である。デジタル信号処理部１３は、補償部２０、コンスタレーション歪補償部３０及び誤り訂正復号部９０を備える。
補償部２０は、波長、偏波による影響を補償してキャリア（搬送波）位相を再生する。
コンスタレーション歪補償部３０は、コンスタレーション歪を補償する。
誤り訂正復号部９０は、補償部２０、コンスタレーション歪補償部３０によって、補償処理がされたデジタル信号の誤り訂正復号処理を行って出力する。誤り訂正復号部９０の出力先となる後段の回路としては、例えば、SerDes(SeRialize/DESerialize)などが適用される。

次に、補償部２０及びコンスタレーション歪補償部３０の具体的な構成について説明する。まず、補償部２０について説明する。
補償部２０は、波長分散補償部２１、偏波分離・偏波モード分散補償部２２、周波数オフセット補償部２３及びキャリア位相再生部２４を備える。
波長分散補償部２１は、波長分散によって受信した主信号に発生した歪を、例えば、デジタルフィルタによって補償する。ここで、主信号とは、伝送されるデータを構成する時系列の信号のことをいい、本実施形態では、上述したように４レーンの主信号、すなわちＸ偏波の同相位相成分と直交位相成分、及びＹ偏波の同相位相成分と直交位相成分の主信号を、アナログデジタル変換器１２がデジタル信号処理部１３に出力する。

偏波分離・偏波モード分散補償部２２は、光ファイバ中の高速な偏波状態の変動をトラッキング、すなわち変動に追随しつつＸ偏波とＹ偏波に分離し、分離した各々の偏波モード間に生じている分散を補償する。
周波数オフセット補償部２３は、局部発振レーザ１１が供給するレーザ光の周波数と、送信用レーザが供給するレーザ光の周波数のズレによって生じる歪を補償する。
キャリア位相再生部２４は、光増幅器から生じる自然放出光雑音やレーザ位相雑音を除去し、正しい搬送波の位相、すなわちキャリア位相を抽出する。なお、補償部２０の各機能部については、例えば、非特許文献１に示されるものが適用される。

次に、コンスタレーション歪補償部３０について説明する。
コンスタレーション歪補償部３０は、ＤＣオフセット補償部４０及びＩＱクロストーク補償部５０を備える。
ＤＣオフセット補償部４０は、図３に示すように、４つのレーンに対応する４つのＤＣオフセット補償部４０−１、４０−２、４０−３及び４０−４を備えている。４つのＤＣオフセット補償部４０−１、４０−２、４０−３及び４０−４の各々は、Ｘ偏波の同相位相成分、Ｘ偏波の直交位相成分、Ｙ偏波の同相位相成分、Ｙ偏波の直交位相成分の各々の主信号に対して独立してＤＣオフセットの補償を行う。ＤＣオフセット補償部４０−１、４０−２、４０−３及び４０−４は、供給される信号が異なることを除けば構成は同一である。そのため、以下、図３に示す、Ｘ偏波の同相位相成分のＤＣオフセット補償を行うＤＣオフセット補償部４０−１を一例として内部構成を説明する。

ＤＣオフセット補償部４０−１は、サンプリング回路４１−１、分岐回路４２−１、減算回路４３−１及び平均化部４８−１を備える。
サンプリング回路４１−１は、主信号から時系列の一部をサンプリングする。
分岐回路４２−１は、サンプリング回路４１−１が出力する信号を分岐して出力する。
減算回路４３−１は、分岐回路４２−１が出力する信号から、平均化部４８−１が出力するＤＣオフセットを減算して出力する。
平均化部４８−１は、分岐された主信号から変調データ成分を無視できるレベルまで低減した信号を平均化してランダムノイズを除去してＤＣオフセットを抽出する。平均化部４８−１は、変調データ成分除去部４４−１及びフィルタ回路４７−１を備える。

変調データ成分除去部４４−１は、仮判定回路４５−１及び減算回路４６−１を備える。
仮判定回路４５−１は、主信号の仮判定を行って、変調データ成分を抽出する。ここで、仮判定の処理とは、例えば、主信号の位相や振幅に基づいて判定を行い、主信号に含まれる変調データ成分を抽出する処理である。
減算回路４６−１は、仮判定により抽出された変調データ成分を減算してエラー信号を出力する。
フィルタ回路４７−１は、例えば、ＦＩＲ（Finite Impulse Response:有限長インパルス応答）フィルタ、ＩＩＲ(Infinite Impulse Response:無限インパルス応答)フィルタ（ＩＩＲフィルタを、指数重み付けフィルタともいう）などである。フィルタ回路４７−１は、エラー信号の平均化を行い、エラー信号に含まれるエラー信号波のランダムノイズを平均化により除去して、ＤＣオフセットを抽出する。

図２に戻り、デジタル信号処理部１３の説明を続ける。
ＩＱクロストーク補償部５０は、２つのＩＱクロストーク補償部５０Ｘと、ＩＱクロストーク補償部５０Ｙとを備える。ＩＱクロストーク補償部５０Ｘは、Ｘ偏波の同相位相と直交位相の主信号のＩＱクロストーク補償を行う。ＩＱクロストーク補償部５０Ｙは、Ｙ偏波の同相位相と直交位相の主信号のＩＱクロストーク補償を行う。図４は、ＩＱクロストーク補償部５０Ｘの内部構成を示すブロック図である。なお、ＩＱクロストーク補償部５０Ｙの構成は、ＩＱクロストーク補償部５０Ｙに対してＹ偏波の同相位相と直交位相の主信号が供給されることを除けば、ＩＱクロストーク補償部５０Ｘと同一の内部構成を有する。以下、図４に示す、ＩＱクロストーク補償部５０Ｘを例として内部構成を説明する。

ＩＱクロストーク補償部５０Ｘは、分岐回路５１Ｘ−１、分岐回路５１Ｘ−２、仮判定回路５３Ｘ−１、仮判定回路５３Ｘ−２、係数乗算回路５４Ｘ−１、係数乗算回路５４Ｘ−２、減算回路５２Ｘ−１、減算回路５２Ｘ−２、相関係数算出部６０Ｘ−１及び相関係数算出部６０Ｘ−２を備える。
分岐回路５１Ｘ−１は、ＤＣオフセット補償部４０−１が出力するＸ偏波の同相成分の信号を分岐して出力する。
分岐回路５１Ｘ−２は、ＤＣオフセット補償部４０−２が出力するＸ偏波の直交成分の信号を分岐して出力する。
仮判定回路５３Ｘ−１（第１の仮判定回路）は、分岐回路５１Ｘ−１が出力する同相位相の主信号の仮判定を行い、同相位相の変調データ成分を抽出する。
仮判定回路５３Ｘ−２（第２の仮判定回路）は、分岐回路５１Ｘ−２が出力する直交位相の主信号の仮判定を行い、直交位相の変調データ成分を抽出する。

係数乗算回路５４Ｘ−１（第１の係数乗算回路）は、相関係数算出部６０Ｘ−１が出力する同相位相レーンから直交位相レーンへの漏れ込み、すなわち直交位相成分側に含まれる同相成分の相関を示す相関係数（以下、δ_ｉｑともいう）と、仮判定回路５３Ｘ−１が出力する同相位相の変調データ成分とを乗算し、乗算した結果を出力する。
係数乗算回路５４Ｘ−２（第２の係数乗算回路）は、相関係数算出部６０Ｘ−２が出力する直交位相レーンから同相位相レーンへの漏れ込み、すなわち同相位相成分側に含まれる直交成分の相関を示す相関係数（以下、δ_ｑｉともいう）と、仮判定回路５３Ｘ−２が出力する直交位相の変調データ成分とを乗算し、乗算した結果を出力する。
減算回路５２Ｘ−１（第１の減算回路）は、同相位相成分の主信号から係数乗算回路５４Ｘ−２が出力する乗算値を減算して出力する。
減算回路５２Ｘ−２（第２の減算回路）は、直交位相成分の主信号から係数乗算回路５４Ｘ−１が出力する乗算値を減算して出力する。

相関係数算出部６０Ｘ−１（第１の相関係数算出部）は、信号規格化回路６１Ｘ−１、内積算出回路６３Ｘ−１及び平均化回路６４Ｘ−１を備える。
信号規格化回路６１Ｘ−１（第１の信号規格化回路）は、仮判定回路５３Ｘ−１から出力される同相位相の仮判定信号を規格化した値、すなわち、同相位相の仮判定信号の大きさの二乗で除算した値を出力する。
内積算出回路６３Ｘ−１（第１の内積算出回路）は、信号規格化回路６１Ｘ−１から出力された出力値と分岐回路５１Ｘ−２から出力された出力値との内積を算出して出力する。
平均化回路６４Ｘ−１（第１の平均化回路）は、内積算出回路６３Ｘ−１が出力する値の統計平均を算出し、係数乗算回路５４Ｘ−１に出力する。

相関係数算出部６０Ｘ−２（第２の相関係数算出部）は、信号規格化回路６１Ｘ−２、内積算出回路６３Ｘ−２及び平均化回路６４Ｘ−２を備える。
信号規格化回路６１Ｘ−２（第２の信号規格化回路）は、仮判定回路５３Ｘ−２から出力される直交位相の信号を規格化した値、すなわち、直交位相の信号の大きさの二乗で除算した値を出力する。
内積算出回路６３Ｘ−２（第２の内積算出回路）は、信号規格化回路６１Ｘ−２から出力された出力値と分岐回路５１Ｘ−１から出力された出力値との内積を算出して出力する。
平均化回路６４Ｘ−２（第２の平均化回路）は、内積算出回路６３Ｘ−２が出力する値の統計平均を算出し、係数乗算回路５４Ｘ−２に出力する。

（ＤＣオフセットの補償処理について）
次に、図３に示すＤＣオフセット補償部４０−１において行われるＤＣオフセット補償の処理について説明する。ＤＣオフセット補償部４０−１に対してキャリア位相再生部２４からＸ偏波の同相位相成分の主信号Ｓｒ_ｋが供給される。サンプリング回路４１−１は、主信号Ｓｒ_ｋから時系列の一部をサンプリングした信号を出力する。ここで、信号Ｓｒ_ｋは、次式（１）で表される信号である。

式（１）において、ｋは、サンプリングされた時系列離散信号の時間を表す。信号Ｓｒ_ｋは、ｋ番目の受信信号データ成分を示し、信号Ｓｔ_ｋは、ｋ番目の送信信号を示す。ｄ_ｋは、ｋ番目の信号に対するＤＣオフセットであり、ｎ_ｋは、ｋ番目の信号に対応するランダムノイズである。仮判定回路４５−１は、分岐回路４２−１によって分岐された信号を仮判定して、仮判定された信号＾Ｓ_ｋ（＾（ヘッド）はＳの上）を出力する。

＾Ｓ_ｋは、ＦＥＣ（Forward Error Correction:前方誤り訂正）前のＢＥＲ（Bit Error Rate）を、Ｐとした場合、Ｐは概ね１０^−２程度となるため、１−Ｐ程度、すなわち約９９％程度の高い確率で、次式（２）を満たすことが期待できる。

したがって、信号Ｓｒ_ｋから信号＾Ｓ_ｋを減算すると、式（１）及び式（２）よりＤＣオフセットとノイズを抽出することができる。すなわち、減算回路４６−１により、信号Ｓｒ_ｋから、仮判定回路４５−１が出力する信号＾Ｓ_ｋを減算すると、次式（３）となり、ｋ番目のＤＣオフセットとランダムノイズが求められる。

ここで、ノイズｎはランダムノイズであるため、統計平均を算出することで除去することができるため、フィルタ回路４７−１により、統計平均を算出すると、次式（４）に示すようにＤＣオフセットｄを抽出することができる。

最後に、減算回路４３−１により、分岐回路４２−１が出力する信号Ｓｒ_ｋからＤＣオフセットｄを減算することでＤＣオフセットを除去した信号を得ることができる。実際には、ＤＣオフセットｄは、完全に不変量ではなく、時間に対してゆっくりと変動することが想定され、上述した補償部２０における位相サイクルスリップが生じた場合、瞬時的に不連続に変化する。そのため、フィルタ回路４７−１によって行う統計平均の処理は、信号全体ではなく、ＦＩＲフィルタやＩＩＲフィルタにより動的に、すなわち変化に追従するように行う必要がある。なお、フィルタ回路４７−１として、ＩＩＲフィルタを１ＴＡＰとした、いわゆるＬＰＦ(Low Pass Filter)が適用されてもよい。

上記のＤＣオフセット補償部４０−１が、Ｘ偏波の同相位相成分の主信号に対して行ったＤＣオフセットの補償処理と同様に、ＤＣオフセット補償部４０−２、４０−３及び４０−４の各々が、Ｘ偏波の直交位相成分の主信号、Ｙ偏波の同相位相成分の主信号及びＹ偏波直交位相成分の主信号に対してもＤＣオフセットの補償処理を行う。これにより４つのレーンにおいて、各々のレーン内でのＤＣオフセットの変化に追従した、ＤＣオフセット補償が行われることになる。

（ＩＱクロストークの補償処理について）
次に、図４に示すＩＱクロストーク補償部５０ＸによるＩＱクロストークの補償処理について説明する。ＩＱクロストーク補償部５０Ｘに供給されるＸ偏波の信号の同相位相成分と直交位相成分をＳｒｉ_ｋ、Ｓｒｑ_ｋとすると、これらは、次式（５）、次式（６）として表される。

式（５）及び式（６）において、Ｓｔｉ_ｋ、Ｓｔｑ_ｋは、それぞれ同相位相レーンと、直交位相レーンの送信信号である。δ_ｑｉは、上述したように、直交位相レーンから同相位相レーンへの漏れ込み、すなわち同相位相成分側に含まれる直交成分の相関を示す相関係数である。また、δ_ｉｑも、上述したように、同相位相レーンから直交位相レーンへの漏れ込み、すなわち直交位相成分側に含まれる同相成分の相関を示す相関係数である。ｎ_ｋは、ランダムノイズである。

分岐回路５１Ｘ−１は、同相位相信号Ｓｒｉ_ｋを分岐して出力する。仮判定回路５３Ｘ−１は、分岐回路５１Ｘ−１が出力する同相位相信号Ｓｒｉ_ｋの仮判定を行い同相位相の変調データ成分＾Ｓｉ_ｋを抽出する。仮判定回路５３Ｘ−１は、抽出した＾Ｓｉ_ｋを相関係数算出部６０Ｘ−１の信号規格化回路６１Ｘ−１と、係数乗算回路５４Ｘ−１とに出力する。

分岐回路５１Ｘ−２は、直交位相信号Ｓｒｑ_ｋを分岐して出力する。仮判定回路５３Ｘ−２は、分岐回路５１Ｘ−２が出力する直交位相信号Ｓｒｑ_ｋの仮判定を行い直交位相の変調データ成分＾Ｓｑ_ｋを抽出する。仮判定回路５３Ｘ−２は、抽出した＾Ｓｑ_ｋを相関係数算出部６０Ｘ−２の信号規格化回路６１Ｘ−２と、係数乗算回路５４Ｘ−２とに出力する。上述したように、＾Ｓｉ_ｋと＾Ｓｑ_ｋは、（１−ＢＥＲ）程度の高い確率で送信信号であるＳｔｉ_ｋ、Ｓｔｑ_ｋに等しいことから、Ｓｒｉ_ｋと＾Ｓｑ_ｋ（＾（ヘッド）はＳｑの上）とを乗算し、そのノルムの二乗、すなわち｜＾Ｓｑ_ｋ｜^２（＾（ヘッド）はＳｑの上）で除算して、統計平均を算出すると、次式（７）となる。

式（７）において、上述したように、式（８）が成り立つ。

また、Ｓｔｉ_ｋとＳｔｑ_ｋは互いに無相関であるため、式（９）が成り立つ。

また、ｎ_ｋは、ランダムノイズであることから、式（１０）が成り立つ。

式（８）、（９）、（１０）を、式（７）に適用すると、次式（１１）が成立する。

したがって、Ｓｒｉ_ｋと、＾Ｓｑ_ｋ（＾（ヘッド）はＳｑの上）に基づいて、相関係数δ_ｑｉを算出することができる。すなわち、相関係数算出部６０Ｘ−２の信号規格化回路６１Ｘ−２は、仮判定回路５３Ｘ−２が出力する＾Ｓｑ_ｋ（＾（ヘッド）はＳｑの上）に基づいて、＾Ｓｑ_ｋ／｜＾Ｓｑ_ｋ｜^２（＾（ヘッド）はＳｑの上）を算出し、内積算出回路６３Ｘ−２は、Ｓｒｉ_ｋ×＾Ｓｑ_ｋ／｜＾Ｓｑ_ｋ｜^２を算出して、平均化回路６４Ｘ−２に出力する。平均化回路６４Ｘ−２は、式（１１）の左辺の式を演算し、相関係数δ_ｑｉを算出する。

このようにして相関係数算出部６０Ｘ−２によって算出された相関係数δ_ｑｉが、係数乗算回路５４Ｘ−２に供給され、係数乗算回路５４Ｘ−２は、仮判定回路５３Ｘ−２が出力する＾Ｓｑ_ｋ（＾（ヘッド）はＳｑの上）と相関係数δ_ｑｉを乗算し、乗算した結果を減算回路５２Ｘ−１に出力する。減算回路５２Ｘ−１は、分岐回路５１Ｘ−１が出力するＳｒｉ_ｋから＾Ｓｑ_ｋ×δ_ｑｉ（＾（ヘッド）はＳｑの上）を減算することでＩＱクロストークによる影響を補償したＸ偏波の同相位相成分の信号を出力する。

相関係数算出部６０Ｘ−１についても同様に、信号規格化回路６１Ｘ−１は、仮判定回路５３Ｘ−１が出力する＾Ｓｉ_ｋ（＾（ヘッド）はＳｉの上）に基づいて、＾Ｓｉ_ｋ／｜＾Ｓｉ_ｋ｜^２（＾（ヘッド）はＳｉの上）を算出し、内積算出回路６３Ｘ−１は、Ｓｒｑ_ｋ×＾Ｓｉ_ｋ／｜＾Ｓｉ_ｋ｜^２（＾（ヘッド）はＳｉの上）を算出して、平均化回路６４Ｘ−１に出力する。平均化回路６４Ｘ−１は、次式（１２）の左辺の式を演算し、相関係数δ_ｉｑを算出して係数乗算回路５４Ｘ−１に出力する。

係数乗算回路５４Ｘ−１は、仮判定回路５３Ｘ−１が出力する＾Ｓｉ_ｋ（＾（ヘッド）はＳｉの上）と相関係数δ_ｉｑを乗算し、乗算した結果を減算回路５２Ｘ−２に出力する。減算回路５２Ｘ−２は、分岐回路５１Ｘ−２が出力するＳｒｑ_ｋから＾Ｓｉ_ｋ×δ_ｉｑ（＾（ヘッド）はＳｉの上）を減算することでＩＱクロストークによる影響を補償したＸ偏波の直交位相成分の信号を出力する。

上記のＩＱクロストーク補償部５０Ｘが、Ｘ偏波の主信号に対して行ったＩＱクロストークの補償処理と同様に、ＩＱクロストーク補償部５０Ｙが、Ｙ偏波の主信号に対してもＩＱクロストークの補償処理を行う。これにより４つのレーン全てにおけるＩＱクロストークの補償処理が行われることになる。

図５は、本実施形態によるＤＣオフセット補償部４０による、ＤＣオフセット補償の効果をモンテカルロシミュレーションにより評価したものである。コヒーレント光送信装置１の光変調器のバイアス電圧が時間的にドリフトした場合を想定して、動的に変化するＤＣオフセットを与えた。図５において、横軸は、ＤＣオフセットのドリフト周波数を示し、縦軸は、受信信号の品質を表すＱ値と呼ばれる値を示す。動的なＤＣオフセットにより、受信Ｑ値が３ｄＢ程度低下するが、本実施形態によるＤＣオフセット補償の適用により、ほとんどのドリフト周波数において、ＤＣオフセットによるペナルティ（Ｑ値の低下）のほとんどを回避できている。ＤＣオフセットが動的に変動した場合、変動の周波数が１０ＭＨｚ（０．０１ＧＨｚ）程度までであればＤＣオフセット補償部４０により追従が可能である。

上記の実施形態の構成により、Ｘ偏波の同相位相の主信号に対して、ＤＣオフセット補償部４０−１は、仮判定回路４５−１により、送信信号にほぼ等しい変調データ成分の＾Ｓ_ｋの信号を抽出し、減算回路４６−１により、主信号Ｓｒｉ_ｋから＾Ｓ_ｋを減算し、減算した値をフィルタ回路４７−１により平均化することでＤＣオフセットを抽出することが可能となる。そして、減算回路４３−１により、主信号Ｓｒｉ_ｋからＤＣオフセットを減算することで、ＤＣオフセットを除去してＤＣオフセット補償を行うことが可能となる。Ｘ偏波の直交位相、Ｙ偏波の同相位相と直交位相に対してもＤＣオフセット補償部４０−１と同様にＤＣオフセット補償部４０−２、４０−３及び４０−４がＤＣオフセット補償を行う。これにより、送信側の光変調器の特性や不完全性等の送信装置の特性に基づかず、受信側だけでＤＣオフセットによるコンスタレーション歪を補償することが可能となる。コヒーレント検波方式では、アナログの電気段でＤＣブロック回路によりＤＣオフセット補償することができないという問題があったが、本実施形態の構成により、コヒーレント光受信装置３においても直接検波方式の受信装置と同様に、ＤＣオフセットの補償が可能となる。

また、上記の実施形態の構成により、Ｘ偏波の同相位相と直交位相の主信号に対して、ＩＱクロストーク補償部５０Ｘは、仮判定回路５３Ｘ−１及び５３Ｘ−２により、送信信号にほぼ等しい変調データ成分の＾Ｓｉ_ｋ、＾Ｓｑ_ｋを抽出する。相関係数算出部６０Ｘ−１は、変調データ成分の＾Ｓｉ_ｋ、＾Ｓｑ_ｋに基づいて、同相位相レーンから直交位相レーンへの漏れ込み、すなわち直交位相成分側に含まれる同相成分の相関を示す相関係数であるδ_ｉｑを算出して係数乗算回路５４Ｘ−１に出力する。また、相関係数算出部６０Ｘ−２は、直交位相レーンから同相位相レーンへの漏れ込み、すなわち同相位相成分側に含まれる直交成分の相関を示す相関係数δ_ｑｉを算出して係数乗算回路５４Ｘ−２に出力する。係数乗算回路５４Ｘ−１は、同相位相の変調データ成分の＾Ｓｉ_ｋに相関係数δ_ｉｑを乗算して減算回路５２Ｘ−２に出力し、係数乗算回路５４Ｘ−２は、直交位相の変調データ成分の＾Ｓｑ_ｋに相関係数δ_ｑｉを乗算して減算回路５２Ｘ−１に出力する。減算回路５２Ｘ−１は、分岐回路５１Ｘ−１が出力する同相位相の主信号Ｓｒｉ_ｋから係数乗算回路５４Ｘ−２が出力する乗算値を減算して同相位相成分のクロストーク補償を行うことができる。また、減算回路５２Ｘ−２は、分岐回路５１Ｘ−２が出力する直交位相の主信号Ｓｒｑ_ｋから係数乗算回路５４Ｘ−１が出力する乗算値を減算して直交位相成分のクロストーク補償を行うことができる。Ｘ偏波と同様に、Ｙ偏波に対してもＩＱクロストーク補償部５０Ｙは、ＩＱクロストーク補償部５０Ｘと同様のＩＱクロストークの補償処理を行うことにより、ＩＱクロストークの補償を行うことができる。これにより、送信側の光変調器の特性や不完全性等の送信装置の特性に基づかず、受信側だけでＩＱクロストークによるコンスタレーション歪を補償することが可能となる。

適用される多値変調方式が、偏波多重のＱＰＳＫから、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭと多値度が大きくなるにつれて、信号点間距離が小さくなり、わずかな信号点配置の歪であってもシンボルエラーの原因となる。そのため、多値度が大きくなるにつれて、ＤＣオフセットやＩＱクロストークによるコンスタレーション歪の影響も大きくなり、ビット誤り率に無視できない影響を与えることが知られている。上記の本実施形態の構成では、上述したように、これらの多値変調方式を適用した場合であっても、コンスタレーション歪の補償を行うことができ、それにより、伝送されたデータのビット誤り率を低減することが可能となる。

また、上記の実施形態の構成では、コヒーレント光受信装置３において受信した主信号に基づいて、適応的にＤＣオフセット補償処理やＩＱクロストーク補償処理を行うため、コヒーレント光送信装置１の光変調器の特性を予め測定する必要がなく、コンスタレーション歪が時間的に変化した場合であっても、シンボルレートに対してゆるやかな変動であれば補償することが可能である。また、本実施形態の構成は、１６ＱＡＭ以上の多値変調方式において、特に優れた効果を奏する。

また、コヒーレント検波方式の受信装置として、波長分散補償部２１と偏波分離・偏波モード分散補償部２２の間にＤＣオフセット補償部４０を備える構成の装置もあるが、当該装置では、局部発振レーザ１１とコヒーレント光受信フロントエンド部１０とが接続するミキシング部からアナログデジタル変換器１２までの区間で生じるＤＣオフセットのみの補償しか行えない。これに対し、上記の実施形態では、キャリア位相再生部２４の後にＤＣオフセット補償部４０を備えるようにしていることから、局部発振レーザ１１とコヒーレント光受信フロントエンド部１０とが接続するミキシング部からアナログデジタル変換器１２までの区間で生じるＤＣオフセットのみならず、コヒーレント光送信装置１の光変調器の消光比の影響で生じるＤＣオフセットの補償も行うことが可能となる。

コヒーレント光送信装置１に備わる偏波多重ＩＱ光変調器の不完全性により発生するＤＣオフセットに起因して、コヒーレント光受信装置３で受信した光信号のコンスタレーションは歪む。コヒーレント光送信装置１から送信された光信号が偏波多重１６ＱＡＭ信号の場合のコンスタレーション歪みの例を、図６を用いて説明する。ＤＣオフセットが発生していない理想的な１６ＱＡＭ信号では、受信信号のコンスタレーションは、図６（ａ）に示すように、ＩＱ平面上にて正方格子状に表示される。しかし、偏波多重ＩＱ光変調器の消光比が無限大でないことに起因して発生するＤＣオフセットの影響を受けた１６ＱＡＭ信号では、受信信号のコンスタレーションは、図６（ｂ）に示すように歪みが発生する。すなわち、Ｉ軸の近傍に位置する信号（図６（ｂ）における符号５〜１２の各信号）は、同相位相成分の振幅が正側（図中右方）に引き寄せられるように歪み、Ｑ軸の近傍に位置する信号（図６（ｂ）における符号２、３、６、７、１０、１１、１４、１５の各信号）は、直交位相成分の振幅が負側（図中下方）に引き寄せられるように歪む。ここで、図６（ｂ）は、偏波多重ＩＱ光変調器の消光比が１５ｄＢであると仮定して計算機シミュレーションした結果である。

図７は、ＤＣオフセット補償部４０に入力されるＸ偏波又はＹ偏波の同相位相成分（Ｉ成分）の信号を模式的に示した図である。
図７において横軸は時刻を表し、縦軸は振幅を表す。図７に示される符号１〜１６が付された信号はそれぞれ、図６（ｂ）のコンスタレーションにおいて同じ符号が付された信号に対応する。以下、符号１、５、９、１３が付された各信号の関係について説明する。なお、他の信号群（符号２、６、１０、１４と、符号３、７、１１、１５と、符号４、８、１２、１６）のそれぞれについては、符号１、５、９、１３が付された各信号の関係と同様の関係が成り立つ。

符号５、９が付された各信号は、符号１、１３が付された各信号と同じ振幅になるべきところ、実際には符号５、９が付された各信号の振幅は符号１、１３の各信号の振幅に比べて大きくなっている。ここで、図７中の一点鎖線は、コンスタレーション歪みが生じていない場合（すなわち、図６（ａ）のコンスタレーション）における同相位相成分の信号の振幅を示している。あるいは、上記の式（１）における信号Ｓｔ_ｋの振幅を示しているとも言える。図７から、符号５、９が付された各信号には、符号１、１３が付された各信号に比べて相対的に大きなＤＣオフセットｄ_ｋが重畳されていることが分かる。なお、上記の式（４）で導出されるＤＣオフセットｄ（≒＜ｄ_ｋ＞）は、符号１、５、９、１３が付された各信号に重畳されたそれぞれのＤＣオフセットｄ_ｋの平均値である。図３に示されたＤＣオフセット補償部４０では、平均化して導出したＤＣオフセットｄ（≒＜ｄ_ｋ＞）を用いて符号１、５、９、１３が付された各信号を補償している。しかし、コンスタレーション歪みを考慮するならば、符号５、９が付された各信号に対してはＤＣオフセットｄよりも大きな値で補償し、符号１、１３が付された各信号に対してはＤＣオフセットｄよりも小さな値で補償することが望ましい。

ここで、図６（ｂ）を参照すると、同相位相成分の信号のうち相対的に大きなＤＣオフセットｄ_ｋが重畳された符号５〜１２が付された各信号は、コンスタレーションのＩ軸の近傍に位置する信号であることが分かる。Ｉ軸の近傍に位置する信号とは、その直交位相成分（Ｑ成分）が、４値の振幅変調のうち絶対値が小さい振幅が与えられた信号である。それに対して、相対的に小さいＤＣオフセットｄ_ｋが重畳された符号１〜４及び１３〜１６が付された各信号は、対応する直交位相成分が、４値の振幅変調のうち絶対値が大きい振幅が与えられた信号である。そこで、同相位相成分の信号に対しては、対応する直交位相成分の振幅に応じて、補償に用いるＤＣオフセット値を調整するようにすればよい。

直交位相成分の信号に対しても、上述した説明と同様の関係が成り立つ。図８は、ＤＣオフセット補償部４０に入力されるＸ偏波又はＹ偏波の直交位相成分（Ｑ成分）の信号を模式的に示した図である。
図８において横軸は時刻を表し、縦軸は振幅を表す。図８に示される符号１〜１６が付された信号はそれぞれ、図６（ｂ）のコンスタレーションにおいて同じ符号が付された信号に対応する。図８中の一点鎖線は、コンスタレーション歪みが生じていない場合（すなわち、図６（ａ）のコンスタレーション）における直交位相成分の信号の振幅を示している。図８からは、直交位相成分の信号のそれぞれには、負の値のＤＣオフセットｄ_ｋが重畳されていることが分かる。例えば、符号２、３、６、７、１０、１１、１４、１５が付された各信号には、その絶対値が相対的に大きなＤＣオフセットｄ_ｋが重畳されていることが分かる。そこで、直交位相成分の信号に対しては、対応する同相位相成分の振幅に応じて、補償に用いるＤＣオフセット値を調整するようにすればよい。

以上説明したような、補償に用いるＤＣオフセット値を調整する構成について図９を用いて説明する。
図９は、変形例によるＤＣオフセット補償部４０の構成を示すブロック図である。図３に記載のＤＣオフセット補償部４０と比較して異なる点は、ＤＣオフセット補償部４０−１、４０−２、４０−３及び４０−４のそれぞれに、オフセット値調整部４９が備えられる点である。以下、図３に記載のＤＣオフセット補償部４０と異なる点についてのみ説明する。
ＤＣオフセット補償部４０−１が備える分岐回路４２−１は、サンプリング回路４１−１が出力するＸ偏波の同相位相成分の主信号を分岐して出力する。例えば、分岐回路４２−１は、Ｘ偏波の同相位相成分の主信号をＤＣオフセット補償部４０−２が備えるオフセット値調整部４９に出力する。ＤＣオフセット補償部４０−３が備える分岐回路は、分岐回路４２−１と同様に、ＤＣオフセット補償部４０−３が備えるサンプリング回路が出力するＹ偏波の同相位相成分の主信号を分岐して出力する。例えば、ＤＣオフセット補償部４０−３が備える分岐回路は、Ｙ偏波の同相位相成分の主信号をＤＣオフセット補償部４０−４が備えるオフセット値調整部４９に出力する。

ＤＣオフセット補償部４０−２が備える分岐回路は、ＤＣオフセット補償部４０−２が備えるサンプリング回路が出力するＸ偏波の直交位相成分の主信号を分岐して出力する。例えば、ＤＣオフセット補償部４０−２が備える分岐回路は、Ｘ偏波の直交位相成分の主信号をＤＣオフセット補償部４０−１が備えるオフセット値調整部４９に出力する。ＤＣオフセット補償部４０−４が備える分岐回路は、ＤＣオフセット補償部４０−２が備える分岐回路と同様に、ＤＣオフセット補償部４０−４が備えるサンプリング回路が出力するＹ偏波の直交位相成分の主信号を分岐して出力する。例えば、ＤＣオフセット補償部４０−４が備える分岐回路は、Ｙ偏波の直交位相成分の主信号をＤＣオフセット補償部４０−３が備えるオフセット値調整部４９に出力する。

オフセット値調整部４９は、Ｘ偏波及び／又はＹ偏波の同相位相成分の信号に与える（減算する）ＤＣオフセットｄの値を、対応する直交位相成分の振幅に応じて調整する。また、オフセット値調整部４９は、Ｘ偏波及び／又はＹ偏波の直交位相成分の信号に与える（減算する）ＤＣオフセットｄの値を、対応する同相位相成分の振幅に応じて調整する。より具体的には、ＤＣオフセット補償部４０−１には、Ｘ偏波の同相位相成分の信号に与える（減算する）ＤＣオフセットｄの値を、対応する直交位相成分の振幅に応じて調整するオフセット値調整部４９が備えられる。ＤＣオフセット補償部４０−２には、Ｘ偏波の直交位相成分の信号に与える（減算する）ＤＣオフセットｄの値を、対応する同相位相成分の振幅に応じて調整するオフセット値調整部４９が備えられる。ＤＣオフセット補償部４０−３には、Ｙ偏波の同相位相成分の信号に与える（減算する）ＤＣオフセットｄの値を、対応する直交位相成分の振幅に応じて調整するオフセット値調整部４９が備えられる。ＤＣオフセット補償部４０−４には、Ｙ偏波の直交位相成分の信号に与える（減算する）ＤＣオフセットｄの値を、対応する同相位相成分の振幅に応じて調整するオフセット値調整部４９が備えられる。なお、Ｘ偏波とＹ偏波の間では、信号はそれぞれ独立である。

Ｘ偏波の同相位相成分に対応するＤＣオフセット補償部４０−１に備えられるオフセット値調整部４９は、ＤＣオフセット補償部４０−２の分岐回路から出力されたＸ偏波の直交位相成分の主信号Ｓｒ_ｋと、フィルタ回路４７−１によって導出された同相位相成分に係るＤＣオフセットｄとを入力とする。ＤＣオフセット補償部４０−１に備えられるオフセット値調整部４９は、入力されたＤＣオフセットｄに対して以下の処理を行う。オフセット値調整部４９は、対応する直交位相成分の主信号Ｓｒ_ｋの振幅の絶対値が所定の閾値未満である場合には、ＤＣオフセットｄに１よりも大きい所定の重み係数ｗｌ（第１の重み係数）を積算した値（以下、「ｗｌ積算値」という。）（第１の積算値）を減算回路４３−１に出力する。一方、対応する直交位相成分の主信号Ｓｒ_ｋの振幅の絶対値が所定の閾値以上である場合には、オフセット値調整部４９は、ＤＣオフセットｄに１よりも小さい所定の重み係数ｗｓ（第２の重み係数）を積算した値（以下、「ｗｓ積算値」という。）（第２の積算値）を減算回路４３−１に出力する。ここで、重み係数はｗｌ＞１＞ｗｓ＞０の関係を満たす係数である。

Ｙ偏波の同相位相成分に対応するＤＣオフセット補償部４０−３に備えられるオフセット値調整部４９も、ＤＣオフセット補償部４０−１に備えられるオフセット値調整部４９と同様である。具体的には、ＤＣオフセット補償部４０−３に備えられるオフセット値調整部４９には、ＤＣオフセット補償部４０−４から出力されたＹ偏波の直交位相成分の主信号と、ＤＣオフセット補償部４０−３が備えるフィルタ回路によって導出された同相位相成分に係るＤＣオフセットｄとが入力される。ＤＣオフセット補償部４０−３に備えられるオフセット値調整部４９は、入力されたＤＣオフセットｄに対してＤＣオフセット補償部４０−１と同様の処理を行う。

Ｘ偏波の直交位相成分に対応するＤＣオフセット補償部４０−２に備えられるオフセット値調整部４９は、ＤＣオフセット補償部４０−１の分岐回路４２−１から出力されたＸ偏波の同相位相成分の主信号Ｓｒ_ｋと、フィルタ回路によって導出された直交位相成分に係るＤＣオフセットｄとを入力とする。ＤＣオフセット補償部４０−２に備えられるオフセット値調整部４９は、入力されたＤＣオフセットｄに対して以下の処理を行う。オフセット値調整部４９は、対応する同相位相成分の主信号Ｓｒ_ｋの振幅の絶対値が所定の閾値未満である場合には、ＤＣオフセットｄに１よりも大きい所定の重み係数ｗｌを積算したｗｌ積算値を減算回路に出力する。一方、対応する同相位相成分の主信号Ｓｒ_ｋの振幅の絶対値が所定の閾値以上である場合には、オフセット値調整部４９は、ＤＣオフセットｄに１よりも小さい所定の重み係数ｗｓを積算したｗｓ積算値を減算回路に出力する。

Ｙ偏波の直交位相成分に対応するＤＣオフセット補償部４０−４に備えられるオフセット値調整部４９も、ＤＣオフセット補償部４０−２に備えられるオフセット値調整部４９と同様である。具体的には、ＤＣオフセット補償部４０−４に備えられるオフセット値調整部４９には、ＤＣオフセット補償部４０−３から出力されたＹ偏波の同相位相成分の主信号と、ＤＣオフセット補償部４０−４が備えるフィルタ回路によって導出された直交位相成分に係るＤＣオフセットｄとが入力される。ＤＣオフセット補償部４０−４に備えられるオフセット値調整部４９は、入力されたＤＣオフセットｄに対してＤＣオフセット補償部４０−２と同様の処理を行う。
上記のような構成により、コヒーレント光受信装置３は、受信信号の各シンボルに応じた適切なＤＣオフセット補償を行うことができるようになる。

図１０は、オフセット値調整部４９の構成例を示す図である。
オフセット値調整部４９は、分岐部４９１、重み係数ｗｌ積算部４９２、重み係数ｗｓ積算部４９３、振幅判定部４９４及び選択部４９５を備える。図１０では、ＤＣオフセット補償部４０−１が備えるオフセット値調整部４９を例に説明する。なお、ＤＣオフセット補償部４０−２、４０−３及び４０−４が備えるオフセット値調整部４９も、ＤＣオフセット補償部４０−１が備えるオフセット値調整部４９と同様の処理を行う。
分岐部４９１は、フィルタ回路４７−１が出力するＤＣオフセットｄを２つに分岐し、それぞれ重み係数ｗｌ積算部４９２及び重み係数ｗｓ積算部４９３に出力する。重み係数ｗｌ積算部４９２は、入力されたＤＣオフセットｄに対して重み係数ｗｌを積算することによってｗｌ積算値を算出する。重み係数ｗｌ積算部４９２は、ｗｌ積算値を選択部４９５に出力する。重み係数ｗｓ積算部４９３は、入力されたＤＣオフセットｄに対して重み係数ｗｓを積算することによってｗｓ積算値を算出する。重み係数ｗｓ積算部４９３は、ｗｓ積算値を選択部４９５に出力する。振幅判定部４９４は、ＤＣオフセット補償部４０−２の分岐回路から出力されたＸ偏波の直交位相成分の主信号Ｓｒ_ｋの振幅の絶対値（｜Ｅ｜）と、所定の閾値（Ｅｔｈ）との大小関係を判定する。振幅判定部４９４は、判定結果を示す信号を選択部４９５に出力する。

選択部４９５は、振幅判定部４９４が出力した信号に基づいて、ＤＣオフセット補償部４０−２の分岐回路から出力されたＸ偏波の直交位相成分の主信号Ｓｒ_ｋの振幅の絶対値（｜Ｅ｜）が所定の閾値（Ｅｔｈ）より小さければ重み係数ｗｌ積算部４９２の出力であるｗｌ積算値をそのまま出力する。一方、選択部４９５は、振幅判定部４９４が出力した信号に基づいて、ＤＣオフセット補償部４０−２の分岐回路から出力されたＸ偏波の直交位相成分の主信号Ｓｒ_ｋの振幅の絶対値（｜Ｅ｜）が所定の閾値（Ｅｔｈ）より大きければ重み係数ｗｓ積算部４９３の出力であるｗｓ積算値をそのまま出力する。なお、図１０には、オフセット値調整部４９が、重み係数ｗｌ積算部４９２と、重み係数ｗｓ積算部４９３の双方を実装する態様を記載しているが、コンスタレーション歪みの状態によっては、これらのうちいずれか一方のみを実装する態様であってもよい。例えば、対向する信号の振幅の絶対値（｜Ｅ｜）が所定の閾値（Ｅｔｈ）より大きい場合はＤＣオフセットｄの調整が不要である。このような場合には、オフセット値調整部４９は、重み係数ｗｓ積算部４９３を実装せず、分岐部４９１の２つの出力のうち重み係数ｗｌ積算部４９２に入力されていない方の出力を直接、選択部４９５に接続するようにしてもよい。この場合、重み係数ｗｓはｗｓ＝１と見なせばよい。上記の説明で、“対向する”との表現を用いたが、これは、Ｘ偏波の同相位相成分についてはＸ偏波の直交位相成分、Ｙ偏波の同相位相成分についてはＹ偏波の直交位相成分を指すことを意味する。

図１１は、オフセット値調整部４９の処理の流れを説明するフローチャートである。図１１では、ＤＣオフセット補償部４０−１が備えるオフセット値調整部４９の処理を例に説明する。
分岐部４９１は、フィルタ回路４７−１から出力されたＤＣオフセットｄを、重み係数ｗｌ積算部４９２及び重み係数ｗｓ積算部４９３に出力する。重み係数ｗｌ積算部４９２は、分岐部４９１から出力されたＤＣオフセットｄに対して重み係数ｗｌを積算することによってｗｌ積算値を算出する（ステップＳ１０１）。重み係数ｗｌ積算部４９２は、算出したｗｌ積算値を選択部４９５に出力する。重み係数ｗｓ積算部４９３は、分岐部４９１から出力されたＤＣオフセットｄに対して重み係数ｗｓを積算することによってｗｓ積算値を算出する（ステップＳ１０２）。重み係数ｗｓ積算部４９３は、算出したｗｓ積算値を選択部４９５に出力する。ここで、重み係数ｗｌ及びｗｓは、図６（ｂ）の歪んだコンスタレーションを正方格子状に補償するに足る係数であればよい。コンスタレーション歪みは、コヒーレント光送信装置１に用いられる偏波多重ＩＱ光変調器の特性や、信号光の伝搬路である光ファイバ２の特性などによって異なる。予め適切な数値の重み係数ｗｌ及びｗｓをオフセット値調整部４９に設定しておけばよい。

フィルタ回路４７−１よりＤＣオフセットｄが入力されると、振幅判定部４９４は対向するＸ偏波の直交位相成分の主信号Ｓｒ_ｋの振幅の絶対値｜Ｅ｜を取得する（ステップＳ１０３）。振幅判定部４９４は、取得した主信号Ｓｒ_ｋの振幅の絶対値｜Ｅ｜と、所定の閾値Ｅｔｈとの大小関係を比較して、絶対値｜Ｅ｜＜所定の閾値Ｅｔｈを満たすか否か判定する（ステップＳ１０４）。所定の閾値Ｅｔｈは、対向する信号の振幅が、４値の振幅変調のうちどの振幅であるかを判別するための閾値である。例えば、あるレーンの信号の振幅Ｅが、−Ｅ２、−Ｅ１、Ｅ１、Ｅ２（０＜Ｅ１＜Ｅ２）の４値で振幅変調されているとする。閾値Ｅｔｈは、Ｅ１とＥ２の中間付近の値であって、Ｅ１とＥ２、−Ｅ１と−Ｅ２を適切に判別することができる値であればよい。絶対値｜Ｅ｜＜所定の閾値Ｅｔｈを満たす場合（ステップＳ１０４−ＹＥＳ）、選択部４９５は重み係数ｗｌ積算部４９２から出力されたｗｌ積算値を減算回路４３−１に出力する（ステップＳ１０５）。一方、絶対値｜Ｅ｜＜所定の閾値Ｅｔｈを満たさない場合（ステップＳ１０４−ＮＯ）、選択部４９５は重み係数ｗｓ積算部４９３から出力されたｗｓ積算値を減算回路４３−１に出力する（ステップＳ１０６）。

図１２は、ＤＣオフセット補償部４０にオフセット値調整部４９を設けた場合の効果を検証するために行った計算機シミュレーションの結果を示す図である。横軸は、コヒーレント光送信装置１から出力される信号光の強度と、光ファイバ２及びコヒーレント光受信フロントエンド部１０で付与される雑音の強度との信号対雑音比（ＯＳＮＲ：Optical Signal-to-Noise Ratio）を示している。縦軸は、コヒーレント光受信装置３で受信した信号の品質であるＱ値を示している。ＯＳＮＲを変化させながら、受信信号のＱ値をプロットした。送信信号は１６ＱＡＭである。Ｑ値は、受信信号のすべてのシンボルに対するＱ値を平均して導出し、さらに、異なる４種類の偏波状態に対するＱ値を平均して導出した。図１２に示す四角７０は、ＤＣオフセット補償部４０にオフセット値調整部４９が備えられていない場合の計算結果を示している。図１２に示すひし形７１は、オフセット値調整部４９が備えられている場合の計算結果を示している。図１２から、ＤＣオフセット補償部４０にオフセット値調整部４９を設けることで、Ｑ値が０．４〜０．５ｄＢ程度改善したことが分かる。図１２は、受信信号のシンボルに応じた適切な重み係数が積算されたＤＣオフセットｄを用いてＤＣオフセット補償を行うことで、受信特性がさらに改善できることを明確に示している。
以上のとおり、Ｘ偏波及び／又はＹ偏波の同相位相成分のＤＣオフセット補償を行うＤＣオフセット補償部４０に、Ｘ偏波及び／又はＹ偏波の同相位相成分の信号に与える（減算する）ＤＣオフセットｄを、対応する直交位相成分の振幅に応じて調整するオフセット値調整部４９を備えるようにしたことで、コンスタレーションの歪みをさらに補償することができ、１６ＱＡＭのような直交位相振幅変調のいずれのシンボルに対しても、同程度に優れた復調性能を提供することができるようになる。

図１０に示す例では、オフセット値調整部４９が、ｗｌ積算値及びｗｓ積算値を算出して、判定結果に応じていずれかの積算値を出力する構成を示したが、オフセット値調整部４９は判定結果に応じていずれかの積算値を算出して出力するように構成されてもよい。このように構成される場合のオフセット値調整部４９の構成を図１３に示す。図１３は、オフセット値調整部４９の別の構成例を示す図である。図１３に示すオフセット値調整部４９ａは、振幅判定部４９４、選択部４９５ａ及び積算部４９６を備える。図１３では、ＤＣオフセット補償部４０−１が備えるオフセット値調整部４９ａを例に説明する。なお、ＤＣオフセット補償部４０−２、４０−３及び４０−４が備えるオフセット値調整部４９ａも、ＤＣオフセット補償部４０−１が備えるオフセット値調整部４９ａと同様の処理を行う。

選択部４９５ａは、振幅判定部４９４が出力した信号と、フィルタ回路４７−１が出力するＤＣオフセットｄとを入力とする。また、選択部４９５ａには、予め重み係数ｗｌ及びｗｓが設定されている。選択部４９５ａは、振幅判定部４９４から入力された信号に基づいて、重み係数ｗｌ又はｗｓのいずれかと、ＤＣオフセットｄとを積算部４９６に出力する。具体的には、入力された信号が｜Ｅ｜＜所定の閾値Ｅｔｈを示す場合、選択部４９５ａは重み係数ｗｌと、ＤＣオフセットｄとを積算部４９６に出力する。一方、入力された信号が｜Ｅ｜＞所定の閾値Ｅｔｈを示す場合、選択部４９５ａは重み係数ｗｓと、ＤＣオフセットｄとを積算部４９６に出力する。
積算部４９６は、選択部４９５ａから出力された重み係数ｗｌ又はｗｓのいずれかと、ＤＣオフセットｄとを入力とする。積算部４９６は、入力されたＤＣオフセットｄに対して重み係数を積算することによって積算値を算出する。具体的には、積算部４９６は、重み係数ｗｌと、ＤＣオフセットｄとが入力された場合、入力されたＤＣオフセットｄに対して重み係数ｗｌを積算することによってｗｌ積算値を算出する。また、積算部４９６は、重み係数ｗｓと、ＤＣオフセットｄとが入力された場合、入力されたＤＣオフセットｄに対して重み係数ｗｓを積算することによってｗｓ積算値を算出する。積算部４９６は、算出した積算値を減算回路４３−１に出力する。
以上のように構成されることによって、オフセット値調整部４９は、必ずしもｗｌ積算値及びｗｓ積算値を算出する必要がない。そのため、処理負荷を低減することができる。

なお、上記の実施形態において、ＤＣオフセット補償部４０の後に、ＩＱクロストーク補償部５０を備えるようにしているが、本発明は、当該実施の形態に限られない。ＩＱクロストーク補償部５０を補償部２０に接続し、その後にＤＣオフセット補償部４０を接続するようにしてもよい。この場合、ＤＣオフセット補償部４０が備えるサンプリング回路４１−１等に代えて、ＩＱクロストーク補償部５０Ｘ、５０Ｙとキャリア位相再生部２４との間の４レーンの各々にサンプリング回路が備えられることになる。このサンプリング回路は、例えば、ＩＱクロストーク補償部５０Ｘの分岐回路５１Ｘ−１、５１Ｘ−２の前段、及びこれに対応するＩＱクロストーク補償部５０Ｙの分岐回路の前段に接続されることになる。

また、上記の実施形態において、コンスタレーション歪補償部３０は、ＤＣオフセット補償部４０と、ＩＱクロストーク補償部５０の両方を備えるようにしているが、いずれか一方を備えるようにしてもよい。
また、上記の実施形態において、局部発振レーザ１１は、コヒーレント光送信装置１に適用される送信用レーザとは独立に動作しており、送信用レーザと周波数同期されていないものとするとしているが、同期がされているものに、本実施形態の構成を適用してもよい。

また、上記の実施形態では、相関係数算出部６０Ｘ−１、６０Ｘ−２が、動的に仮判定が行われた同相位相変調データ成分と、直交位相変調データ成分とに基づいて、相関係数を算出するようにしているが、本発明の構成は、当該実施の形態に限られない。相関係数の時間的な変化が大きくない場合、相関係数算出部６０Ｘ−１、６０Ｘ−２に予め相関係数を算出させておき、算出された相関係数を係数乗算回路５４Ｘ−１、５４Ｘ−２に予め設定しておくような構成であってもよい。この場合、相関係数算出部６０Ｘ−１、６０Ｘ−２は、ＩＱクロストーク補償部５０Ｘに必ずしも備えられている必要はなく、外部の演算装置により相関係数を算出するという構成であってもよい。

上述した実施形態におけるデジタル信号処理部１３をコンピュータで実現するようにしてもよい。その場合、この機能を実現するためのプログラムをコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記録して、この記録媒体に記録されたプログラムをコンピュータシステムに読み込ませ、実行することによって実現してもよい。なお、ここでいう「コンピュータシステム」とは、ＯＳや周辺機器等のハードウェアを含むものとする。また、「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、フレキシブルディスク、光磁気ディスク、ＲＯＭ、ＣＤ−ＲＯＭ等の可搬媒体、コンピュータシステムに内蔵されるハードディスク等の記憶装置のことをいう。さらに「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、インターネット等のネットワークや電話回線等の通信回線を介してプログラムを送信する場合の通信線のように、短時間の間、動的にプログラムを保持するもの、その場合のサーバやクライアントとなるコンピュータシステム内部の揮発性メモリのように、一定時間プログラムを保持しているものも含んでもよい。また上記プログラムは、前述した機能の一部を実現するためのものであってもよく、さらに前述した機能をコンピュータシステムにすでに記録されているプログラムとの組み合わせで実現できるものであってもよく、ＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）等のプログラマブルロジックデバイスを用いて実現されるものであってもよい。

以上、この発明の実施形態について図面を参照して詳述してきたが、具体的な構成はこの実施形態に限られるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲の設計等も含まれる。

１…コヒーレント光送信装置，２…光ファイバ，３…コヒーレント光受信装置，１０…コヒーレント光受信フロントエンド部，１１…局部発振レーザ，１２…アナログデジタル変換器，１３…デジタル信号処理部，２０…補償部，２１…波長分散補償部，２２…偏波分離・偏波モード分散補償部，２３…周波数オフセット補償部，２４…キャリア位相再生部，３０…コンスタレーション歪補償部，４０（４０−１〜４０−４）…ＤＣオフセット補償部，４１−１…サンプリング回路，４２−１…分岐回路，４３−１…減算回路，４４−１…変調データ成分除去部，４５−１…仮判定回路，４６−１…減算回路，４７−１…フィルタ回路，４８−１…平均化部，４９、４９ａ…オフセット値調整部，４９１…分岐部，４９２…重み係数ｗｌ積算部，４９３…重み係数ｗｓ積算部，４９４…振幅判定部，４９５、４９５ａ…選択部，４９６…積算部，５０…ＩＱクロストーク補償部，５０Ｘ…ＩＱクロストーク補償部，５０Ｙ…ＩＱクロストーク補償部，５１Ｘ−１、５１Ｘ−２…分岐回路，５２Ｘ−１、５２Ｘ−２…減算回路，５３Ｘ−１、５３Ｘ−２…仮判定回路，５４Ｘ−１、５４Ｘ−２…係数乗算回路，６０Ｘ−１、６０Ｘ−２…相関係数算出部，６１Ｘ−１、６１Ｘ−２…信号規格化回路，６３Ｘ−１、６３Ｘ−２…内積算出回路，６４Ｘ−１、６４Ｘ−２…平均化回路，９０…誤り訂正復号部，１００…コヒーレント光データ伝送システム

Claims (8)

1. レーザ光を供給する局部発振レーザと、
   多値変調された光信号を受信して、前記レーザ光に基づいて、前記光信号を復調して電気のアナログ信号に変換するコヒーレント光受信フロントエンド部と、
   前記アナログ信号をデジタル信号に変換するアナログデジタル変換器と、
   前記光信号の波長や偏波による分散の影響を補償して前記デジタル信号のキャリア位相を再生する補償部と、
   前記補償部により分散の影響が補償された前記デジタル信号に含まれる前記多値変調のコンスタレーション歪を補償するコンスタレーション歪補償部と、
   前記コンスタレーション歪が補償された前記デジタル信号の誤り訂正を行う誤り訂正復号部と、
   を備え、
   前記コンスタレーション歪補償部は、
   前記コンスタレーション歪としてのＤＣオフセットを前記デジタル信号に対して補償するＤＣオフセット補償部を備え、
   前記ＤＣオフセット補償部は、
   前記デジタル信号から変調データ成分を低減し、平均化によりランダムノイズを除去して、前記デジタル信号に含まれる前記ＤＣオフセットを抽出する平均化部と、
   前記平均化部が抽出する前記ＤＣオフセットを、前記デジタル信号から減算する第１の減算回路と、
   を備え、
   前記平均化部は、
   前記デジタル信号から前記変調データ成分を抽出する仮判定回路と、
   前記仮判定回路が抽出する前記変調データ成分を前記デジタル信号から減算する第２の減算回路と、
   前記デジタル信号から前記変調データ成分を減算した減算結果を平均化するフィルタ回路と、
   を備えるコヒーレント光受信装置。
2. レーザ光を供給する局部発振レーザと、
   多値変調された光信号を受信して、前記レーザ光に基づいて、前記光信号を復調して電気のアナログ信号に変換するコヒーレント光受信フロントエンド部と、
   前記アナログ信号をデジタル信号に変換するアナログデジタル変換器と、
   前記光信号の波長や偏波による分散の影響を補償して前記デジタル信号のキャリア位相を再生する補償部と、
   前記補償部により分散の影響が補償された前記デジタル信号に含まれる前記多値変調のコンスタレーション歪を補償するコンスタレーション歪補償部と、
   前記コンスタレーション歪が補償された前記デジタル信号の誤り訂正を行う誤り訂正復号部と、
   を備え、
   前記コンスタレーション歪補償部は、
   前記コンスタレーション歪としてのＤＣオフセットを前記デジタル信号に対して補償するＤＣオフセット補償部を備え、
   前記ＤＣオフセット補償部は、
   前記デジタル信号から変調データ成分を低減し、平均化によりランダムノイズを除去して、前記デジタル信号に含まれる前記ＤＣオフセットを抽出する平均化部と、
   前記平均化部が抽出する前記ＤＣオフセットを、前記デジタル信号から減算する第１の減算回路と、
   を備え、
   前記ＤＣオフセット補償部は、
   前記デジタル信号の同相位相成分の信号に含まれる前記ＤＣオフセットを補償する場合、前記デジタル信号の直交位相成分の信号の振幅に応じた重み係数を前記平均化部が抽出する前記ＤＣオフセットに乗算し、前記デジタル信号の前記直交位相成分の信号に含まれる前記ＤＣオフセットを補償する場合、前記デジタル信号の前記同相位相成分の信号の振幅に応じた重み係数を前記平均化部が抽出する前記ＤＣオフセットに乗算し、前記重み係数が乗算された前記ＤＣオフセットを前記第１の減算回路に出力するオフセット値調整部をさらに備え、
   前記第１の減算回路は、前記オフセット値調整部から出力された前記重み係数が乗算された前記ＤＣオフセットを、前記デジタル信号から減算するコヒーレント光受信装置。
3. 前記平均化部は、
   前記デジタル信号から前記変調データ成分を抽出する仮判定回路と、
   前記仮判定回路が抽出する前記変調データ成分を前記デジタル信号から減算する第２の減算回路と、
   前記デジタル信号から前記変調データ成分を減算した減算結果を平均化するフィルタ回路と、
   を備える、請求項２に記載のコヒーレント光受信装置。
4. 前記オフセット値調整部は、前記デジタル信号の前記同相位相成分の信号に含まれる前記ＤＣオフセットを補償する場合において前記デジタル信号の前記直交位相成分の信号の振幅が所定の閾値より小さいとき、又は、前記デジタル信号の前記直交位相成分の信号に含まれる前記ＤＣオフセットを補償する場合において前記デジタル信号の前記同相位相成分の信号の振幅が所定の閾値より小さいとき、前記重み係数を１より大きい値とする、請求項２又は３に記載のコヒーレント光受信装置。
5. 前記オフセット値調整部は、前記デジタル信号の前記同相位相成分の信号に含まれる前記ＤＣオフセットを補償する場合において前記デジタル信号の前記直交位相成分の信号の振幅が所定の閾値以上であるとき、又は、前記デジタル信号の前記直交位相成分の信号に含まれる前記ＤＣオフセットを補償する場合において前記デジタル信号の前記同相位相成分の信号の振幅が前記閾値以上であるとき、前記重み係数を１より小さい値とする、請求項２から４のいずれか一項に記載のコヒーレント光受信装置。
6. レーザ光を供給する局部発振レーザと、
   多値変調された光信号を受信して、前記レーザ光に基づいて、前記光信号を復調して電気のアナログ信号に変換するコヒーレント光受信フロントエンド部と、
   前記アナログ信号をデジタル信号に変換するアナログデジタル変換器と、
   前記光信号の波長や偏波による分散の影響を補償して前記デジタル信号のキャリア位相を再生する補償部と、
   前記補償部により分散の影響が補償された前記デジタル信号に含まれる前記多値変調のコンスタレーション歪を補償するコンスタレーション歪補償部と、
   前記コンスタレーション歪が補償された前記デジタル信号の誤り訂正を行う誤り訂正復号部と、
   を備え、
   前記コンスタレーション歪補償部は、
   前記コンスタレーション歪みとしてのＩＱクロストークを前記デジタル信号の同相位相成分及び直交位相成分の信号に対して補償するＩＱクロストーク補償部を備え、
   前記ＩＱクロストーク補償部は、
   前記デジタル信号の前記同相位相成分の信号を仮判定して、同相位相変調データ成分を抽出する第１の仮判定回路と、
   前記デジタル信号における前記同相位相成分の前記直交位相成分の信号への漏れ込み分を、前記同相位相変調データ成分に基づいて算出する第１の係数乗算回路と、
   前記デジタル信号の前記直交位相成分の信号を仮判定して、直交位相変調データ成分を抽出する第２の仮判定回路と、
   前記デジタル信号における前記直交位相成分の前記同相位相成分の信号への漏れ込み分を、前記直交位相変調データ成分に基づいて算出する第２の係数乗算回路と、
   前記デジタル信号の前記同相位相成分の信号から前記第２の係数乗算回路の出力値を減算する第１の減算回路と、
   前記デジタル信号の前記直交位相成分の信号から前記第１の係数乗算回路の出力値を減算する第２の減算回路と、
   を備えるコヒーレント光受信装置。
7. 前記ＩＱクロストーク補償部は、
   前記デジタル信号の前記直交位相成分の信号に含まれる前記同相位相成分と前記同相位相成分の信号との相関を示す第１の相関係数を算出する第１の相関係数算出部と、
   前記デジタル信号の同相位相成分の信号に含まれる前記直交位相成分と前記直交位相成分の信号との相関を示す第２の相関係数を算出する第２の相関係数算出部と、
   を備え、
   前記第１の係数乗算回路は、
   前記同相位相変調データ成分に、前記第１の相関係数を乗じて出力し、
   前記第２の係数乗算回路は、
   前記直交位相変調データ成分に、前記第２の相関係数を乗じて出力する、請求項６に記載のコヒーレント光受信装置。
8. 前記第１の相関係数算出部は、
   前記直交位相変調データ成分を前記直交位相変調データ成分のノルムの二乗で除算して出力する第１の信号規格化回路と、
   前記第１の信号規格化回路の出力値と、前記同相位相成分の信号との内積を算出する第１の内積算出回路と、
   前記第１の内積算出回路が算出する内積値を平均化して前記第１の相関係数を出力する第１の平均化回路と、
   を備え、
   前記第２の相関係数算出部は、
   前記直交位相変調データ成分を前記直交位相変調データ成分のノルムの二乗で除算して出力する第２の信号規格化回路と、
   前記第２の信号規格化回路の出力値と、前記直交位相成分の信号との内積を算出する第２の内積算出回路と、
   前記第２の内積算出回路が算出する内積値を平均化して第２の相関係数を出力する第２の平均化回路と、
   を備える、請求項７に記載のコヒーレント光受信装置。

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