WO2017069086A1 - コヒーレント光受信装置 - Google Patents

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WO2017069086A1
WO2017069086A1 PCT/JP2016/080700 JP2016080700W WO2017069086A1 WO 2017069086 A1 WO2017069086 A1 WO 2017069086A1 JP 2016080700 W JP2016080700 W JP 2016080700W WO 2017069086 A1 WO2017069086 A1 WO 2017069086A1
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signal
offset
circuit
component
unit
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PCT/JP2016/080700
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English (en)
French (fr)
Inventor
建吾 堀越
光輝 吉田
聖司 岡本
英一 細谷
山崎　悦史
靖治 大沼
智大 高椋
直樹 三浦
禎之 安田
Original Assignee
日本電信電話株式会社
Ｎｔｔエレクトロニクス株式会社
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    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B10/00—Transmission systems employing electromagnetic waves other than radio-waves, e.g. infrared, visible or ultraviolet light, or employing corpuscular radiation, e.g. quantum communication
    • H04B10/60—Receivers
    • H04B10/61—Coherent receivers
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
    • H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems

Definitions

  • the present invention relates to a coherent optical receiver.
  • This application claims priority based on Japanese Patent Application No. 2015-205604 filed in Japan on October 19, 2015 and Japanese Patent Application No. 2016-073735 filed in Japan on March 31, 2016 And the contents thereof are incorporated herein.
  • FIG. 14 is a diagram quoting an example of a transmission system using an optical transmitter and an optical receiver that perform coherent optical data transmission shown in FIG.
  • the transmission system modulates each of the X polarization and the Y polarization with different 50 Gbit / s QPSK (quaternary phase modulation) codes, and then polarization multiplexes the polarization multiplexed QPSK signal with 100 Gbit / s per wavelength. Long distance transmission.
  • multi-level modulation such as 16QAM (Quadrature Amplitude Modulation).
  • QPSK Quadrature Amplitude Modulation
  • 64QAM Quadrature Amplitude Modulation
  • the multi-level modulation signal is handled as a four-lane electric signal in the electric stage. That is, on the transmission side, a signal is generated as an electric signal of 4 lanes, and is converted into a multilevel modulated optical signal by the optical modulator.
  • the optical modulator for example, a Mach-Zehnder interferometer type modulator is applied.
  • Such an optical modulator has imperfections due to errors in bias voltage and the fact that the extinction ratio of the interferometer is not infinite. Such imperfections cause constellation distortion.
  • constellation distortion occurs, the transmitted information cannot be accurately decoded, resulting in an increase in bit error rate and the like.
  • the constellation is also called a signal space diagram and represents data signal points by digital modulation in a two-dimensional complex plane (for example, “Constellation” shown in FIG. 14 or Non-Patent Document 2). (See Fig. 2 etc.)
  • QPSK is quaternary phase modulation, and can be regarded as binary amplitude modulation performed independently for each of the in-phase and quadrature phase components.
  • QPSK constellations are arranged on the same circumference and are 90 degrees apart from each other.
  • 16QAM and 64QAM are modulation schemes having a constellation composed of 16 points and 64 points, respectively. In general, 16QAM and 64QAM constellations are arranged such that 16 points and 64 points are arranged squarely in a signal space. It can be considered that 16QAM is obtained by performing quaternary amplitude modulation independent of each other on each of the in-phase phase component and the quadrature phase component.
  • 64QAM can be regarded as an 8-phase amplitude modulation that is independent of each other for each of the in-phase component and the quadrature component.
  • DC offset Direct Current
  • a bias voltage is applied to the optical modulator so that the light output becomes a null point.
  • a DC offset occurs.
  • the Mach-Zehnder interferometer constituting the optical modulator ideally has an extinction ratio (on / off ratio) of infinity, that is, the optical output is completely zero when it is off.
  • the extinction ratio is not infinite and a DC offset occurs.
  • the optical signal since the DC offset appears in the form of residual carriers, the presence or absence of the DC offset can be confirmed by observing the spectrum of the optical signal.
  • the DC offset and the remaining carrier due to this are also referred to as a direct detection method that is not a coherent detection method using a local oscillation laser (for example, a method in which the intensity of an on / off signal of 1010 is directly detected by a light receiving element, an intensity modulation direct detection, etc. ) Also occurs.
  • the direct detection method the residual carrier appears again as a DC offset in the electric stage on the receiving side, and therefore, the residual carrier can be easily removed by an analog DC block circuit such as a capacitor.
  • IQ crosstalk occurs when the phase difference between the in-phase component and the quadrature component does not accurately become 90 degrees due to the bias voltage error of the optical modulator.
  • the characteristics of the optical modulator applied to the optical transmitter are measured in advance, and the characteristics of the optical modulator are compensated by the digital signal processor on the optical transmitter (For example, refer nonpatent literature 2).
  • the optical transmission device can detect the fluctuation drift of the auto bias control circuit that controls the bias voltage applied to the optical modulator and the imperfection of the optical modulator caused by the error of the signal applied by the auto bias control circuit. There is a problem that it is difficult to compensate with the digital signal processing apparatus on the side.
  • an object of the present invention is to provide a technique capable of compensating for constellation distortion on the receiving side.
  • a local oscillation laser that supplies a laser beam and a multilevel modulated optical signal are received, and the optical signal is demodulated into an electrical analog signal based on the laser beam.
  • a coherent optical reception front-end unit for conversion, an analog-digital converter for converting the analog signal into a digital signal, and compensating for the influence of dispersion due to the wavelength and polarization of the optical signal to reproduce the carrier phase of the digital signal A compensator, a constellation distortion compensator that compensates for the constellation distortion of the multilevel modulation included in the digital signal in which the influence of dispersion is compensated by the compensator, and the digital signal in which the constellation distortion is compensated
  • a coherent optical receiver including an error correction decoding unit that performs error correction.
  • a second aspect of the present invention is the coherent optical receiver according to the first aspect, wherein the constellation distortion compensation unit compensates a DC offset as the constellation distortion for the digital signal.
  • a compensation unit is provided.
  • a third aspect of the present invention is the coherent optical receiver according to the second aspect, wherein the DC offset compensator reduces modulation data components from the digital signal and removes random noise by averaging.
  • An averaging unit that extracts the DC offset included in the digital signal, and a first subtracting circuit that subtracts the DC offset extracted by the averaging unit from the digital signal.
  • a fourth aspect of the present invention is the coherent optical receiver according to the third aspect, wherein the averaging unit includes a temporary determination circuit that extracts the modulated data component from the digital signal, and the temporary determination circuit includes: A second subtracting circuit that subtracts the modulation data component to be extracted from the digital signal; and a filter circuit that averages a subtraction result obtained by subtracting the modulation data component from the digital signal.
  • a fifth aspect of the present invention is the coherent optical receiver according to the third or fourth aspect, wherein the DC offset compensation unit compensates for the DC offset included in the in-phase component signal of the digital signal.
  • the DC offset extracted by the averaging unit is multiplied by a weighting factor corresponding to the amplitude of the quadrature component of the digital signal
  • the DC offset included in the quadrature component signal of the digital signal Is compensated by multiplying the DC offset extracted by the averaging unit by a weighting factor corresponding to the amplitude of the signal of the in-phase component of the digital signal
  • the DC offset multiplied by the weighting factor 1 further includes an offset value adjusting unit that outputs to the subtracting circuit, wherein the first subtracting circuit outputs the weight output from the offset value adjusting unit.
  • the DC offset number is multiplied, subtracted from the digital signal.
  • a sixth aspect of the present invention is the coherent optical receiver according to the fifth aspect, wherein the offset value adjustment unit compensates for the DC offset included in the signal of the in-phase component of the digital signal.
  • the offset value adjustment unit compensates for the DC offset included in the signal of the in-phase component of the digital signal.
  • the digital signal when the amplitude of the signal of the quadrature phase component of the digital signal is smaller than a predetermined threshold, or when the DC offset included in the signal of the quadrature phase component of the digital signal is compensated, When the amplitude of the phase component signal is smaller than the threshold, the weighting factor is set to a value larger than 1.
  • a seventh aspect of the present invention is the coherent optical receiver according to the fifth or sixth aspect, wherein the offset value adjustment unit calculates the DC offset included in the signal of the in-phase component of the digital signal.
  • the offset value adjustment unit calculates the DC offset included in the signal of the in-phase component of the digital signal.
  • the weighting factor is set to a value smaller than 1.
  • An eighth aspect of the present invention is the coherent optical receiver according to the first aspect, wherein the constellation distortion compensator converts the IQ crosstalk as the constellation distortion into an in-phase component and a quadrature of the digital signal.
  • An IQ crosstalk compensation unit that compensates for the phase component signal is provided.
  • a ninth aspect of the present invention is the coherent optical receiver according to the eighth aspect, wherein the IQ crosstalk compensation unit tentatively determines the signal of the in-phase component of the digital signal to perform in-phase phase modulation.
  • a first provisional determination circuit for extracting a data component; and a first coefficient for calculating a leak amount of the in-phase component in the digital signal into the signal of the quadrature component based on the in-phase modulated data component
  • a multiplier circuit, a second provisional determination circuit for temporarily determining a signal of the quadrature phase component of the digital signal and extracting a quadrature phase modulation data component; and the in-phase component of the quadrature phase component of the digital signal
  • a second coefficient multiplying circuit that calculates a leakage amount into the signal based on the quadrature phase modulation data component; and the second relationship from the signal of the in-phase component of the digital signal. It comprises a first subtracting circuit for subtracting the output value of the multiplier circuit, a second subtracting circuit for subtracting the output
  • a tenth aspect of the present invention is the coherent optical receiver according to the ninth aspect, wherein the IQ crosstalk compensation unit includes the in-phase component and the in-phase component included in the quadrature component signal of the digital signal.
  • a first correlation coefficient calculation unit that calculates a first correlation coefficient indicating a correlation with the signal of the in-phase phase component; and the quadrature phase component and the quadrature phase included in the signal of the in-phase phase component of the digital signal
  • a second correlation coefficient calculation unit that calculates a second correlation coefficient indicating a correlation with a component signal, wherein the first coefficient multiplier circuit includes the first in-phase modulation data component in the first phase modulation data component.
  • the second coefficient multiplication circuit multiplies the quadrature phase modulation data component by the second correlation coefficient and outputs the result.
  • An eleventh aspect of the present invention is the coherent optical receiver according to the tenth aspect, wherein the first correlation coefficient calculating unit converts the quadrature phase modulation data component into a norm of the quadrature phase modulation data component.
  • a first signal normalization circuit that divides and squares the output
  • a first inner product calculation circuit that calculates an inner product of the output value of the first signal normalization circuit and the signal of the in-phase component
  • a first averaging circuit that averages the inner product values calculated by the first inner product calculation circuit and outputs the first correlation coefficient
  • the second correlation coefficient calculation unit includes: A second signal normalization circuit that divides and outputs the quadrature phase modulation data component by the square of the norm of the quadrature phase modulation data component; an output value of the second signal normalization circuit; and
  • a second inner product calculating circuit for calculating an inner product with the signal, and the second inner product Comprises a second averaging circuit the inner product value averaged outputs the second correlation coefficient detection circuit calculates a.
  • a twelfth aspect of the present invention is the coherent optical receiver according to the first aspect, wherein the constellation distortion compensator compensates a DC offset as the constellation distortion for the digital signal.
  • An offset compensation unit, and an IQ crosstalk compensation unit that compensates IQ crosstalk as the constellation distortion with respect to the in-phase and quadrature component signals of the digital signal.
  • a thirteenth aspect of the present invention is the coherent optical receiver according to the twelfth aspect, wherein the DC offset compensation unit is provided downstream of the compensation unit, and the IQ cross is provided downstream of the DC offset compensation unit.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a coherent optical data transmission system 100 according to the present embodiment.
  • the coherent optical data transmission system 100 includes a coherent optical transmitter 1 and a coherent optical receiver 3.
  • the coherent light transmitter 1 and the coherent light receiver 3 are connected via an optical fiber 2.
  • the coherent optical transmission apparatus 1 maps transmission data to a polarization multiplexed 16QAM signal that is a multilevel modulation signal.
  • the coherent transmission apparatus 1 performs modulation based on the mapping result with respect to the laser light output from the transmission laser, and outputs an optical signal generated by the modulation to the optical fiber 2.
  • the coherent light receiving device 3 includes a coherent light receiving front end unit 10, a local oscillation laser 11, an analog / digital converter 12, and a digital signal processing unit 13.
  • the local oscillation laser 11 supplies an oscillation laser beam for demodulation to the coherent light reception front end unit 10.
  • the local oscillation laser 11 operates independently of the transmission laser applied to the coherent optical transmission device 1 and is not frequency-synchronized with the transmission laser.
  • the coherent light reception front end unit 10 performs polarization separation of the received optical signal into X polarization and Y polarization, and then uses the X polarization and Y based on the laser light supplied from the local oscillation laser 11. Demodulate with polarization.
  • the coherent light reception front-end unit 10 includes an in-phase component (I component) of X polarization, an orthogonal phase component (Q component) of X polarization, an in-phase component of Y polarization, and a Y polarization obtained by demodulation.
  • a 4-lane electrical analog signal composed of quadrature components is output.
  • the analog-digital converter 12 converts the 4-lane analog signal into a digital signal.
  • the digital signal processing unit 13 performs signal processing on the converted digital signal converted by the analog-digital converter 12.
  • FIG. 2 is a block diagram showing an internal configuration of the digital signal processing unit 13.
  • the digital signal processing unit 13 includes a compensation unit 20, a constellation distortion compensation unit 30, and an error correction decoding unit 90.
  • the compensator 20 regenerates the carrier phase by compensating for the influence of chromatic dispersion and polarization mode dispersion.
  • the constellation distortion compensation unit 30 compensates for constellation distortion.
  • the error correction decoding unit 90 performs error correction decoding processing on the digital signal subjected to compensation processing by the compensation unit 20 and the constellation distortion compensation unit 30, and outputs the result. For example, SerDes (SeRialize / DESerialize) is applied as a subsequent circuit serving as an output destination of the error correction decoding unit 90.
  • the compensation unit 20 includes a chromatic dispersion compensation unit 21, a polarization separation / polarization mode dispersion compensation unit 22, a frequency offset compensation unit 23, and a carrier phase reproduction unit 24.
  • the chromatic dispersion compensation unit 21 compensates for distortion generated in the main signal received by chromatic dispersion, for example, with a digital filter.
  • the main signal refers to a time-series signal that constitutes data to be transmitted.
  • the 4-lane main signal that is, the in-phase component of the X polarization and the X polarization
  • the analog-to-digital converter 12 outputs main signals of the wave quadrature component, the in-phase component of Y polarization, and the quadrature component of Y polarization to the digital signal processing unit 13.
  • the polarization separation / polarization mode dispersion compensator 22 tracks the fluctuation of the high-speed polarization state of the optical signal in the optical fiber, that is, separates the optical signal into the X polarization and the Y polarization while following the fluctuation. , To compensate for dispersion occurring between the separated polarization modes.
  • the frequency offset compensator 23 compensates for distortion caused by a deviation between the frequency of the laser light supplied from the local oscillation laser 11 and the frequency of the laser light supplied from the transmission laser.
  • the carrier phase reproduction unit 24 removes spontaneous emission light noise and laser phase noise generated from the optical amplifier, and extracts a correct carrier phase, that is, a carrier phase.
  • the carrier phase reproduction unit 24 outputs the 4-lane main signal with the carrier phase reproduced to the constellation distortion compensation unit 30.
  • the compensation unit 20 for example, the one shown in Non-Patent Document 1 is applied.
  • the constellation distortion compensation unit 30 includes a DC offset compensation unit 40 and an IQ crosstalk compensation unit 50.
  • the DC offset compensation unit 40 includes four DC offset compensation units 40-1, 40-2, 40-3, and 40-4 corresponding to four lanes.
  • Each of the four DC offset compensators 40-1, 40-2, 40-3, and 40-4 includes an in-phase component of X polarization, an orthogonal phase component of X polarization, an in-phase component of Y polarization, and Y DC offset compensation is performed independently for each main signal of the orthogonal phase component of the polarization.
  • the DC offset compensators 40-1, 40-2, 40-3, and 40-4 have the same configuration except that the supplied signals are different. Therefore, the internal configuration will be described below using as an example the DC offset compensation unit 40-1 that performs DC offset compensation of the in-phase component of the X polarization shown in FIG.
  • the DC offset compensation unit 40-1 includes a sampling circuit 41-1, a branch circuit 42-1, a subtraction circuit 43-1 and an averaging unit 48-1.
  • the sampling circuit 41-1 samples a part of the time series from the main signal and outputs the sampled signal.
  • the branch circuit 42-1 branches and outputs the signal output from the sampling circuit 41-1.
  • the subtraction circuit 43-1 subtracts the DC offset output from the averaging unit 48-1 from the signal output from the branch circuit 42-1 and outputs the subtraction result.
  • the averaging unit 48-1 averages the signal that has been reduced from the branched main signal to a level at which the modulated data component can be ignored.
  • the averaging unit 48-1 removes random noise included in the signal by averaging and extracts a DC offset.
  • the averaging unit 48-1 includes a modulation data component removal unit 44-1 and a filter circuit 47-1.
  • the modulation data component removal unit 44-1 includes a provisional determination circuit 45-1 and a subtraction circuit 46-1.
  • the provisional determination circuit 45-1 performs provisional determination of the main signal and extracts a modulation data component.
  • the provisional determination process is a process of performing determination based on the phase and amplitude of the main signal, for example, and extracting the modulation data component included in the main signal.
  • the subtraction circuit 46-1 subtracts the modulation data component extracted by the temporary determination from the signal output from the branch circuit 42-1, and outputs the subtraction result as an error signal.
  • the filter circuit 47-1 is, for example, an FIR (Finite Impulse Response) filter, an IIR (Infinite Impulse Response) filter (an IIR filter is also referred to as an exponential weighting filter), or the like.
  • the filter circuit 47-1 averages the error signal.
  • the filter circuit 47-1 removes random noise of the error signal wave included in the error signal by averaging, and extracts a DC offset.
  • the IQ crosstalk compensation unit 50 includes an IQ crosstalk compensation unit 50X and an IQ crosstalk compensation unit 50Y.
  • the IQ crosstalk compensation unit 50X performs IQ crosstalk compensation of the main signal of the in-phase phase component and the quadrature phase component of the X polarization.
  • the IQ crosstalk compensation unit 50Y performs IQ crosstalk compensation of the main signal of the in-phase phase component and the quadrature phase component of the Y polarization.
  • FIG. 4 is a block diagram showing an internal configuration of the IQ crosstalk compensation unit 50X.
  • the IQ crosstalk compensation unit 50Y has the same configuration as the IQ crosstalk compensation unit 50X except that main signals of the in-phase component and the quadrature component of Y polarization are supplied.
  • the configuration will be described using the IQ crosstalk compensation unit 50X illustrated in FIG. 4 as an example.
  • the IQ crosstalk compensation unit 50X includes a branch circuit 51X-1, a branch circuit 51X-2, a provisional determination circuit 53X-1, a provisional determination circuit 53X-2, a coefficient multiplication circuit 54X-1, a coefficient multiplication circuit 54X-2, and a subtraction circuit. 52X-1, a subtraction circuit 52X-2, a correlation coefficient calculation unit 60X-1, and a correlation coefficient calculation unit 60X-2.
  • the branch circuit 51X-1 branches and outputs the main signal of the in-phase component of the X polarization output from the DC offset compensation unit 40-1.
  • the branch circuit 51X-2 branches and outputs the main signal of the quadrature component of the X polarization output from the DC offset compensator 40-2.
  • the temporary determination circuit 53X-1 (first temporary determination circuit) performs a temporary determination on the main signal of the in-phase component output from the branch circuit 51X-1, and extracts the modulated data component of the in-phase.
  • the temporary determination circuit 53X-2 (second temporary determination circuit) performs a temporary determination on the main signal of the quadrature component output from the branch circuit 51X-2, and extracts the modulated data component of the quadrature phase.
  • the coefficient multiplication circuit 54X-1 (first coefficient multiplication circuit) is connected to the correlation coefficient (hereinafter also referred to as ⁇ iq ) output from the correlation coefficient calculation unit 60X-1 and the in-phase output from the provisional determination circuit 53X-1. Multiply by the phase modulation data component and output the multiplication result.
  • the correlation coefficient ( ⁇ iq ) output from the correlation coefficient calculation unit 60X-1 is the degree of leakage from the in-phase phase lane to the quadrature phase lane, that is, the in-phase phase component and the in-phase component included in the main signal of the quadrature phase component. The correlation with the main signal of a phase component is shown.
  • the coefficient multiplication circuit 54X-2 (second coefficient multiplication circuit) includes a correlation coefficient (hereinafter also referred to as ⁇ qi ) output from the correlation coefficient calculation unit 60X-2 and an orthogonal output from the temporary determination circuit 53X-2. Multiply by the phase modulation data component and output the multiplication result.
  • the correlation coefficient ( ⁇ qi ) output from the correlation coefficient calculation unit 60-2 is the degree of leakage from the quadrature phase lane to the in-phase phase lane, that is, the quadrature component included in the main signal of the in-phase component, The correlation with the main signal of a quadrature component is shown.
  • the subtraction circuit 52X-1 (first subtraction circuit) subtracts the multiplication value output from the coefficient multiplication circuit 54X-2 from the main signal of the in-phase component and outputs the subtraction result.
  • the subtraction circuit 52X-2 (second subtraction circuit) subtracts the multiplication value output from the coefficient multiplication circuit 54X-1 from the main signal of the quadrature component and outputs the subtraction result.
  • the correlation coefficient calculation unit 60X-1 includes a signal normalization circuit 61X-1, an inner product calculation circuit 63X-1, and an averaging circuit 64X-1.
  • the signal normalization circuit 61X-1 (first signal normalization circuit) normalizes the in-phase modulation data component output from the provisional determination circuit 53X-1, that is, the magnitude of the in-phase modulation data component. A value obtained by dividing the modulation data component by the square of the length is output.
  • the inner product calculation circuit 63X-1 (first inner product calculation circuit) is an inner product of the output value output from the signal normalization circuit 61X-1 and the main signal of the quadrature component output from the branch circuit 51X-2. And the inner product value obtained by the calculation is output.
  • the averaging circuit 64X-1 (first averaging circuit) calculates the statistical average of the values output from the inner product calculation circuit 63X-1, and outputs the statistical average to the coefficient multiplication circuit 54X-1.
  • the correlation coefficient calculation unit 60X-2 (second correlation coefficient calculation unit) includes a signal normalization circuit 61X-2, an inner product calculation circuit 63X-2, and an averaging circuit 64X-2.
  • the signal normalization circuit 61X-2 (second signal normalization circuit) is a value obtained by normalizing the quadrature modulation data component output from the provisional determination circuit 53X-2, that is, the magnitude of the quadrature modulation data component. A value obtained by dividing the modulation data component by the square of the length is output.
  • the inner product calculation circuit 63X-2 (second inner product calculation circuit) is an inner product of the output value output from the signal normalization circuit 61X-2 and the main signal of the in-phase component output from the branch circuit 51X-1. And the inner product value obtained by the calculation is output.
  • the averaging circuit 64X-2 (second averaging circuit) calculates a statistical average of the values output from the inner product calculation circuit 63X-2, and outputs the statistical average to the coefficient multiplication circuit 54X-2.
  • Main signal Sr k of the in-phase phase component of X-polarized wave is supplied from the carrier phase recovery unit 24 to the DC offset compensator 40-1.
  • Sampling circuit 41-1 outputs the sampling of a part signal of the time series from the main signal Sr k.
  • the main signal Sr k is a signal expressed by the following formula (1).
  • Equation (1) k represents the time of the sampled time series discrete signal.
  • Signal Sr k indicates the k th received signal data component.
  • the signal St k indicates the kth transmission signal.
  • d k is the DC offset for the kth signal.
  • n k is random noise corresponding to the k-th signal.
  • the tentative determination circuit 45-1 tentatively determines the signal branched by the branch circuit 42-1, and outputs a signal SS k ( ⁇ (head) above S) obtained by the tentative determination.
  • the filter circuit 47-1 can extract the DC offset d as shown in the following equation (4).
  • the subtraction circuit 43-1 it is possible to obtain a signal obtained by removing the DC offset by subtracting the DC offset d from the signal Sr k output from the branch circuit 42-1.
  • the DC offset d is not completely invariant and varies slowly with time.
  • the statistical averaging process performed by the filter circuit 47-1 needs to be performed dynamically, that is, to follow the change, not by the entire signal but by the FIR filter or IIR filter.
  • a so-called LPF (Low Pass Filter) in which the IIR filter is 1TAP may be applied.
  • the DC offset compensation units 40-2, 40-3 and 40-4 are similar to the DC offset compensation processing performed by the DC offset compensation unit 40-1 on the main signal of the in-phase component of the X polarization. Each perform a DC offset compensation process on the main signal of the quadrature phase component of the X polarization, the main signal of the in-phase component of the Y polarization, and the main signal of the quadrature component of the Y polarization. As a result, in four lanes, DC offset compensation is performed following the change in DC offset in each lane.
  • IQ crosstalk compensation processing Next, IQ crosstalk compensation processing by the IQ crosstalk compensation unit 50X shown in FIG. 4 will be described. Assuming that the signals of the in-phase phase component and the quadrature phase component of the X polarization supplied to the IQ crosstalk compensation unit 50X are Sri k and Srq k , these are expressed as the following equations (5) and (6). The
  • Sti k and Stq k are transmission signals of the in-phase phase lane and the quadrature phase lane, respectively.
  • ⁇ qi is the level of leakage from the quadrature phase lane to the in-phase phase lane, that is, the phase indicating the correlation between the quadrature component included in the main signal of the in-phase component and the main signal of the quadrature component.
  • ⁇ iq also represents the degree of leakage from the in-phase phase lane to the quadrature phase lane, that is, the correlation between the in-phase component included in the main signal of the quadrature component and the main signal of the in-phase component.
  • n k is random noise.
  • Temporary decision circuit 53X-1 extracts a modulated data component ⁇ Si k of the in-phase phase performs temporary decision of the main signal Sri k of the in-phase phase component output from the branching circuit 51X-1.
  • Temporary decision circuit 53X-1 is extracted as the signal normalization circuit 61X-1 correlation modulated data component ⁇ Si k coefficient calculation unit 60X-1, and outputs to the coefficient multiplying circuits 54X-1.
  • Branch circuit 51X-2 and outputs the branched main signal Srq k of the quadrature phase component.
  • Temporary decision circuit 53X-2 extracts the modulated data component ⁇ Sq k quadrature performs temporary decision of the main signal Srq k of the quadrature phase component output from the branching circuit 51X-2.
  • the provisional determination circuit 53X-2 outputs the extracted modulation data component SSq k to the signal normalization circuit 61X-2 of the correlation coefficient calculation unit 60X-2 and the coefficient multiplication circuit 54X-2.
  • the modulated data component ⁇ Si k, ⁇ Sq k is, (1-BER) is the transmission signal with a high probability of about Sti k, from equal to STQ k, Equation (8) holds.
  • the correlation coefficient ⁇ qi can be calculated based on Sri k and ⁇ Sq k ( ⁇ (head) is above Sq). That is, the signal normalization circuit 61X-2 of the correlation coefficient calculation unit 60X-2 is temporary decision circuit 53X-2 outputs ⁇ Sq k ( ⁇ (head) is on the Sq) based on, ⁇ Sq k /
  • the inner product calculation circuit 63X-2 calculates Sri k ⁇ ⁇ Sq k /
  • the averaging circuit 64X-2 calculates the expression on the left side of Expression (11) to calculate the correlation coefficient ⁇ qi .
  • the correlation coefficient ⁇ qi calculated in this way by the correlation coefficient calculation unit 60X-2 is supplied to the coefficient multiplication circuit 54X-2.
  • the coefficient multiplying circuit 54X-2 multiplies ⁇ Sq k ( ⁇ (head) is above Sq) output from the temporary determination circuit 53X-2 and the correlation coefficient ⁇ qi, and the result of multiplication is subtracted by the subtracting circuit 52X-1 Output to.
  • Subtracting circuit 52X-1 the branch circuit ⁇ from Sri k of 51X-1 outputs Sq k ⁇ ⁇ qi ( ⁇ (head) is on the Sq) X polarized wave that compensates for the effects of IQ crosstalk by subtracting the The signal of the in-phase component of is output.
  • the signal normalization circuit 61X-1 uses the ⁇ Si k ( ⁇ (head) is on Si) output from the temporary determination circuit 53X-1. k /
  • Inner product calculation circuit 63X-1 is, Srq k ⁇ ⁇ Si k /
  • the averaging circuit 64X-1 calculates the expression on the left side of the following expression (12), calculates the correlation coefficient ⁇ iq, and outputs it to the coefficient multiplication circuit 54X-1.
  • the coefficient multiplication circuit 54X-1 multiplies ⁇ Si k ( ⁇ (head) is on Si) output from the temporary determination circuit 53X-1 by the correlation coefficient ⁇ iq, and the result of multiplication is subtracted by the subtraction circuit 52X-2. Output to.
  • the subtraction circuit 52X-2 subtracts ⁇ Si k ⁇ ⁇ iq ( ⁇ (head) is on Si) from Srq k output from the branch circuit 51X-2 to compensate for the influence of IQ crosstalk.
  • the signal of the quadrature phase component of is output.
  • the IQ crosstalk compensation unit 50Y IQ crosstalk compensation processing is performed on the main signal of the in-phase component and the quadrature component. As a result, IQ crosstalk compensation processing is performed in all four lanes.
  • FIG. 5 is a graph showing a result of evaluating the effect of the DC offset compensation by the DC offset compensation unit 40 according to the present embodiment by Monte Carlo simulation. Assuming that the bias voltage of the optical modulator of the coherent optical transmitter 1 drifts in time, a dynamically changing DC offset is given to the simulation conditions.
  • the horizontal axis represents the DC offset drift frequency
  • the vertical axis represents a value called Q value representing the quality of the received signal.
  • the DC offset compensation is not applied due to the dynamic DC offset
  • the reception Q value is reduced by about 3 dB.
  • most of the penalty (decrease in Q value) due to the DC offset can be avoided at most drift frequencies.
  • the DC offset compensator 40 can follow the change in the DC offset if the fluctuation frequency is up to about 10 MHz (0.01 GHz).
  • the DC offset compensator 40-1 uses the provisional decision circuit 45-1 to generate a modulation data component ⁇ S substantially equal to the transmission signal. extracting the k signal, the subtraction circuit 46-1 subtracts the ⁇ S k from the main signal Sri k, can be the subtracted value to extract the DC offset by averaging by the filter circuit 47-1 Become. Then, the DC offset compensator 40-1, the subtracting circuit 43-1 subtracts the DC offset from the main signal Sri k, it is possible to perform the DC offset compensation to remove the DC offset.
  • DC offset compensators 40-2, 40-3 and 40- are also applied to the quadrature phase component of X polarization, the in-phase component of Y polarization and the quadrature phase of Y polarization. 4 performs DC offset compensation.
  • the coherent detection method has a problem in that the DC offset circuit cannot be compensated for by the DC block circuit in the analog electrical stage.
  • the coherent optical receiver 3 is the same as the direct detection method receiver. In addition, it is possible to compensate for the DC offset.
  • the IQ crosstalk compensation unit 50X is substantially equal to the transmission signal from the main signal of the in-phase component and the quadrature component of the X polarization by the provisional determination circuits 53X-1 and 53X-2.
  • modulation data components ⁇ Si k extracts the ⁇ Sq k.
  • the correlation coefficient calculation unit 60X-1 leaks from the in-phase phase lane to the quadrature phase lane based on the modulated data components ⁇ Si k and ⁇ Sq k , that is, the in-phase phase component included in the main signal of the quadrature phase component and Then, ⁇ iq that is a correlation coefficient indicating the correlation with the main signal of the in-phase component is calculated, and the correlation coefficient ⁇ iq is output to the coefficient multiplication circuit 54X-1. Further, the correlation coefficient calculation unit 60X-2 indicates the leakage from the quadrature phase lane to the in-phase phase lane, that is, the correlation between the quadrature component included in the main signal of the in-phase component and the main signal of the quadrature component.
  • Correlation coefficient ⁇ qi is calculated, and correlation coefficient ⁇ qi is output to coefficient multiplication circuit 54X-2.
  • Coefficient multiplying circuits 54X-1 multiplies the correlation coefficient [delta] iq modulated data component ⁇ Si k-phase phase, and outputs the multiplication value to the subtraction circuit 52X-2.
  • the coefficient multiplication circuit 54X-2 multiplies the quadrature-phase modulated data component Sq k by the correlation coefficient ⁇ qi and outputs the multiplication value to the subtraction circuit 52X-1.
  • Subtracting circuit 52X-1 is able to perform crosstalk compensation for phase phase component by subtracting a multiplication value output from the coefficient multiplier circuits 54X-2 from the main signal Sri k of the in-phase phase component output from the branching circuit 51X-1 it can. Further, the subtraction circuit 52X-2 performs crosstalk compensation of the quadrature phase component by subtracting a multiplication value output from the coefficient multiplier circuits 54X-1 from the main signal Srq k of the quadrature phase component output from the branching circuit 51X-2 be able to.
  • the IQ crosstalk compensation unit 50Y performs IQ crosstalk compensation by performing the same IQ crosstalk compensation processing as the IQ crosstalk compensation unit 50X on the in-phase and quadrature components of the Y polarization. Can do. As a result, it is possible to compensate for constellation distortion due to IQ crosstalk only on the reception side, not on the characteristics of the transmission device such as the characteristics of the optical modulator on the transmission side or imperfections.
  • the configuration of the present embodiment can compensate for constellation distortion even when these multi-level modulation schemes are applied, and reduce the bit error rate of transmitted data. Can be made.
  • the configuration of the above-described embodiment performs the DC offset compensation process and the IQ crosstalk compensation process adaptively based on the main signal received by the coherent optical receiver 3, and thus the optical modulator of the coherent optical transmitter 1 It is not necessary to previously measure the characteristics. Further, the configuration of the embodiment can compensate for the constellation distortion if the fluctuation of the constellation distortion is gentle with respect to the symbol rate even when the constellation distortion changes with time. . In addition, the configuration of the present embodiment has a particularly excellent effect in a multi-level modulation scheme of 16QAM or higher.
  • the DC offset compensation unit 40 is provided after the carrier phase reproduction unit 24, so that the local oscillation laser 11 and the coherent light reception front end unit 10 are connected. It is possible to compensate not only for the DC offset that occurs in the section from the analog to digital converter 12 but also for the DC offset that occurs due to the extinction ratio of the optical modulator of the coherent optical transmitter 1.
  • the constellation of the optical signal received by the coherent optical receiver 3 is distorted due to the DC offset generated due to the imperfection of the polarization multiplexing IQ optical modulator provided in the coherent optical transmitter 1.
  • An example of constellation distortion when the optical signal transmitted from the coherent optical transmission device 1 is a polarization multiplexed 16QAM signal will be described with reference to FIGS. 6A and 6B.
  • the received signal constellation is displayed in a square lattice pattern on the IQ plane, as shown in FIG. 6A.
  • the 16QAM signal affected by the DC offset generated due to the fact that the extinction ratio of the polarization multiplexing IQ optical modulator is not infinite, the received signal constellation is distorted as shown in FIG. 6B.
  • the signals located in the vicinity of the I axis are distorted so that the amplitude of the in-phase phase component is drawn to the positive side (right side in the figure).
  • the amplitude of the quadrature component is drawn to the negative side (downward in the figure). Is distorted.
  • the constellation shown in FIG. 6B is the result of a computer simulation assuming that the extinction ratio of the polarization multiplexed IQ optical modulator is 15 dB.
  • FIG. 7 is a diagram schematically showing an in-phase component (I component) signal of X polarization or Y polarization input to the DC offset compensation unit 40.
  • the horizontal axis represents time, and the vertical axis represents amplitude.
  • Each of the signals denoted by reference numerals 1 to 16 shown in FIG. 7 corresponds to the signal denoted by the same reference numeral in the constellation of FIG. 6B.
  • the relationship between the signals denoted by reference numerals 1, 5, 9, and 13 will be described.
  • symbol 4, 8, 12, 16) it is code
  • a relationship similar to the relationship between the signals marked with is established.
  • the signals denoted by reference numerals 5 and 9 should have the same amplitude as the respective signals denoted by reference numerals 1 and 13, but the amplitudes of the respective signals denoted by reference numerals 5 and 9 are actually denoted by reference numerals 1 and 13 respectively. It is larger than the amplitude of each signal.
  • an alternate long and short dash line in FIG. 7 indicates the amplitude of the signal of the in-phase component when no constellation distortion occurs (that is, the constellation in FIG. 6A).
  • the amplitude of the signal St k in the above equation (1) is shown. From FIG.
  • the signals with the symbols 5 and 9 are compensated with a value larger than the DC offset d, and the signals with the symbols 1 and 13 are compensated. Therefore, it is desirable that the compensation be performed with a value smaller than the DC offset d.
  • the signals denoted by reference numerals 5 to 12 on which a relatively large DC offset d k is superimposed are located in the vicinity of the I axis of the constellation. It turns out that it is a signal.
  • the signal located in the vicinity of the I axis is a signal in which an amplitude having a small absolute value is given to the quadrature phase component (Q component) among the four-level amplitude modulation.
  • each of the signals attached with codes 1 to 4 and 13 to 16 on which a relatively small DC offset d k is superimposed gives an amplitude having a large absolute value to the quadrature component among the four-level amplitude modulation. Signal. Therefore, for the in-phase component signal, the DC offset value used for compensation may be adjusted according to the amplitude of the corresponding quadrature component.
  • FIG. 8 is a diagram schematically showing an X-polarized or Y-polarized quadrature phase component (Q component) signal input to the DC offset compensation unit 40.
  • the horizontal axis represents time, and the vertical axis represents amplitude.
  • the signals denoted by reference numerals 1 to 16 shown in FIG. 8 correspond to the signals denoted by the same reference numerals in the constellation of FIG. 6B.
  • a one-dot chain line in FIG. 8 indicates the amplitude of the signal of the quadrature component when no constellation distortion occurs (that is, the constellation in FIG. 6A).
  • FIG. 8 shows that a negative DC offset d k is superimposed on each of the quadrature component signals.
  • the DC offset value used for compensation may be adjusted according to the amplitude of the corresponding in-phase component.
  • FIG. 9 is a block diagram illustrating a configuration of a DC offset compensation unit 40 according to a modification.
  • the difference between the DC offset compensator 40 shown in FIG. 3 and the DC offset compensator 40 shown in FIG. 9 is that the DC offset compensators 40-1, 40-2, 40-3 and 40- shown in FIG. 4 is provided with an offset value adjustment unit 49.
  • the branch circuit 42-1 included in the DC offset compensation unit 40-1 branches and outputs the main signal of the in-phase component of the X polarization output from the sampling circuit 41-1.
  • the branch circuit 42-1 outputs the main signal of the in-phase component of the X polarization to the offset value adjustment unit 49 provided in the DC offset compensation unit 40-2.
  • the branch circuit included in the DC offset compensation unit 40-3 branches the main signal of the in-phase component of the Y polarization output from the sampling circuit included in the DC offset compensation unit 40-3. Output.
  • the branch circuit included in the DC offset compensation unit 40-3 outputs the main signal of the in-phase component of Y polarization to the offset value adjustment unit 49 included in the DC offset compensation unit 40-4.
  • the branch circuit included in the DC offset compensation unit 40-2 branches and outputs the main signal of the quadrature phase component of the X polarization output from the sampling circuit included in the DC offset compensation unit 40-2.
  • the branch circuit included in the DC offset compensation unit 40-2 outputs the main signal of the quadrature phase component of X polarization to the offset value adjustment unit 49 included in the DC offset compensation unit 40-1.
  • the branch circuit included in the DC offset compensation unit 40-4 is similar to the branch circuit included in the DC offset compensation unit 40-2.
  • the main signal is branched and output.
  • the branch circuit included in the DC offset compensation unit 40-4 outputs the main signal of the Y-polarized quadrature component to the offset value adjustment unit 49 included in the DC offset compensation unit 40-3.
  • the offset value adjustment unit 49 adjusts the value of the DC offset d given (subtracted) to the main signal of the in-phase component of X polarization and / or Y polarization according to the amplitude of the corresponding quadrature component.
  • the offset value adjusting unit 49 adjusts the value of the DC offset d to be given (subtracted) to the X-polarized wave and / or Y-polarized quadrature phase component signal in accordance with the amplitude of the corresponding in-phase phase component. More specifically, the DC offset compensator 40-1 adjusts the value of the DC offset d given (subtracted) to the signal of the in-phase component of X polarization in accordance with the amplitude of the corresponding quadrature component.
  • An offset value adjustment unit 49 is provided.
  • an offset value adjuster 49 that adjusts the value of the DC offset d to be given (subtracted) to the signal of the quadrature phase component of the X polarization in accordance with the amplitude of the corresponding in-phase component.
  • an offset value adjustment unit 49 that adjusts the value of the DC offset d to be given (subtracted) to the signal of the in-phase component of the Y polarization according to the amplitude of the corresponding quadrature component.
  • the DC offset compensation unit 40-4 includes an offset value adjustment unit 49 that adjusts the value of the DC offset d to be given (subtracted) to the signal of the quadrature phase component of the Y polarization according to the amplitude of the corresponding in-phase component. Provided. Note that the signals are independent between the X polarization and the Y polarization.
  • the offset value adjustment unit 49 included in the DC offset compensation unit 40-1 corresponding to the in-phase component of the X polarization is the main component of the quadrature phase component of the X polarization output from the branch circuit of the DC offset compensation unit 40-2. a signal Sr k, and inputs the DC offset d of the phase phase component derived by the filter circuit 47-1.
  • the offset value adjustment unit 49 provided in the DC offset compensation unit 40-1 performs the following processing on the input DC offset d.
  • Offset value adjusting unit 49 the amplitude of the main signal Sr k of the corresponding quadrature component when the absolute value is less than the predetermined threshold value is greater than 1 to the DC offset d predetermined weighting factors wl (first A value (hereinafter referred to as “wl multiplication value”) (first multiplication value) multiplied by the weighting coefficient) is output to the subtraction circuit 43-1.
  • wl multiplication value first A value (hereinafter referred to as “wl multiplication value”) (first multiplication value) multiplied by the weighting coefficient
  • weighting factor of 2 (weighting factor of 2) (hereinafter referred to as “ws value”) (second multiplication value) is output to the subtraction circuit 43-1.
  • ws value weighting factor of 2
  • the weight coefficient is a coefficient that satisfies the relationship of wl>1>ws> 0.
  • the offset value adjustment unit 49 provided in the DC offset compensation unit 40-3 corresponding to the in-phase component of the Y polarization is the same as the offset value adjustment unit 49 provided in the DC offset compensation unit 40-1.
  • the offset value adjustment unit 49 included in the DC offset compensation unit 40-3 includes a main signal of the quadrature phase component of the Y polarization output from the DC offset compensation unit 40-4, and the DC offset compensation unit.
  • the DC offset d related to the in-phase component derived by the filter circuit included in 40-3 is input.
  • the offset value adjustment unit 49 included in the DC offset compensation unit 40-3 performs the same processing as the DC offset compensation unit 40-1 on the input DC offset d.
  • the offset value adjustment unit 49 provided in the DC offset compensation unit 40-2 corresponding to the quadrature phase component of the X polarization is the in-phase phase of the X polarization output from the branch circuit 42-1 of the DC offset compensation unit 40-1. a main signal Sr k components, and inputs the DC offset d of the quadrature phase component derived by the filter circuit.
  • the offset value adjustment unit 49 included in the DC offset compensation unit 40-2 performs the following processing on the input DC offset d.
  • Wl offset value adjusting unit 49 when the absolute value of the amplitude of the main signal Sr k of the corresponding phase phase component is less than the predetermined threshold value, obtained by multiplying a predetermined weight coefficient wl greater than 1 to DC offset d The multiplication value is output to the subtraction circuit.
  • the offset value adjusting unit 49 multiplies the smaller predetermined weighting coefficients ws than 1 to DC offset d The obtained ws multiplication value is output to the subtraction circuit.
  • the offset value adjustment unit 49 provided in the DC offset compensation unit 40-4 corresponding to the quadrature phase component of the Y polarization is the same as the offset value adjustment unit 49 provided in the DC offset compensation unit 40-2.
  • the offset value adjustment unit 49 provided in the DC offset compensation unit 40-4 includes the main signal of the in-phase component of the Y polarization output from the DC offset compensation unit 40-3, and the DC offset compensation unit.
  • the DC offset d related to the quadrature component derived by the filter circuit included in 40-4 is input.
  • the offset value adjustment unit 49 included in the DC offset compensation unit 40-4 performs the same processing as the DC offset compensation unit 40-2 on the input DC offset d.
  • the coherent optical receiver 3 can perform appropriate DC offset compensation corresponding to each symbol of the received signal.
  • FIG. 10 is a diagram illustrating a configuration example of the offset value adjustment unit 49.
  • the offset value adjustment unit 49 includes a branching unit 491, a weighting factor wl multiplication unit 492, a weighting factor ws multiplication unit 493, an amplitude determination unit 494, and a selection unit 495.
  • the offset value adjustment unit 49 provided in the DC offset compensation unit 40-1 will be described as an example.
  • the offset value adjustment unit 49 included in the DC offset compensation units 40-2, 40-3, and 40-4 performs the same process as the offset value adjustment unit 49 included in the DC offset compensation unit 40-1.
  • the branching unit 491 branches the DC offset d output from the filter circuit 47-1 into two, and outputs them to the weighting factor wl multiplying unit 492 and the weighting factor ws multiplying unit 493, respectively.
  • the weight coefficient wl multiplication unit 492 calculates a wl multiplication value by multiplying the input DC offset d by the weight coefficient wl.
  • the weight coefficient wl multiplication unit 492 outputs the wl multiplication value to the selection unit 495.
  • the weighting coefficient ws multiplication unit 493 calculates a ws multiplication value by multiplying the input DC offset d by the weighting coefficient ws.
  • the weight coefficient ws multiplication unit 493 outputs the ws multiplication value to the selection unit 495.
  • Amplitude determining unit 494 the absolute value of the amplitude of the main signal Sr k of the quadrature phase component of the X polarization output from the branching circuit of the DC offset compensator 40-2 (
  • the amplitude determination unit 494 outputs a signal indicating the determination result to the selection unit 495.
  • Selecting unit 495 based on a signal amplitude determining unit 494 is output, the absolute value of the amplitude of the main signal Sr k of the quadrature phase component of the X polarization output from the branching circuit of the DC offset compensator 40-2 (
  • the selection unit 495 based on a signal amplitude determining unit 494 is output, the absolute value of the amplitude of the main signal Sr k of the quadrature phase component of the X polarization output from the branching circuit of the DC offset compensator 40-2 If (
  • FIG. 10 shows a mode in which the offset value adjustment unit 49 implements both the weighting factor wl multiplication unit 492 and the weighting factor ws multiplication unit 493. Depending on the state of constellation distortion, The aspect which mounts only any one among these may be sufficient.
  • the in-phase component of the X polarization is the quadrature phase component of the X polarization
  • the in-phase component of the Y polarization is the Y polarization. It is meant to refer to a quadrature component.
  • FIG. 11 is a flowchart for explaining the flow of processing of the offset value adjustment unit 49.
  • the branching unit 491 outputs the DC offset d output from the filter circuit 47-1 to the weighting factor wl multiplying unit 492 and the weighting factor ws multiplying unit 493.
  • the weighting factor wl multiplication unit 492 calculates a wl multiplication value by multiplying the DC offset d output from the branching unit 491 by the weighting factor wl (step S101).
  • the weighting factor wl multiplication unit 492 outputs the calculated wl multiplication value to the selection unit 495.
  • the weighting coefficient ws multiplication unit 493 calculates a ws multiplication value by multiplying the DC offset d output from the branching unit 491 by the weighting coefficient ws (step S102).
  • the weight coefficient ws multiplication unit 493 outputs the calculated ws multiplication value to the selection unit 495.
  • the weighting coefficients wl and ws may be coefficients that are sufficient to compensate the distorted constellation in FIG. 6B in a square lattice shape.
  • the constellation distortion differs depending on the characteristics of the polarization multiplexing IQ optical modulator used in the coherent optical transmission apparatus 1 and the characteristics of the optical fiber 2 that is the propagation path of the signal light.
  • Appropriate numerical weighting factors wl and ws may be set in the offset value adjustment unit 49 in advance.
  • the amplitude determining unit 494 When DC offset d from the filter circuit 47-1 is input, the amplitude determining unit 494 the absolute value of the amplitude of the main signal Sr k of the quadrature phase component of the X polarization opposite
  • the predetermined threshold Eth is a threshold for discriminating which amplitude of the quaternary amplitude modulation the amplitude of the opposing signal is.
  • the selection unit 495 outputs the wl multiplication value output from the weight coefficient wl multiplication unit 492 to the subtraction circuit 43-1 (step S105). .
  • the selection unit 495 outputs the ws multiplication value output from the weight coefficient ws multiplication unit 493 to the subtraction circuit 43-1 (Ste S106).
  • FIG. 12 is a diagram illustrating a result of a computer simulation performed to verify the effect when the offset adjustment unit 49 is provided in the DC offset compensation unit 40.
  • the horizontal axis represents the signal-to-noise ratio (OSNR: Optical Signal-to) between the intensity of the signal light output from the coherent optical transmitter 1 and the intensity of noise applied by the optical fiber 2 and the coherent light reception front end unit 10. -Noise Ratio).
  • the vertical axis represents the Q value that is the quality of the signal received by the coherent optical receiver 3.
  • the Q value of the received signal was plotted while changing the OSNR.
  • the transmission signal is 16QAM.
  • the Q value was derived by averaging the Q values for all symbols of the received signal, and further by averaging the Q values for four different polarization states.
  • a square 70 illustrated in FIG. 12 represents a calculation result when the DC offset compensation unit 40 does not include the offset value adjustment unit 49.
  • a diamond 71 shown in FIG. 12 indicates a calculation result when the offset value adjustment unit 49 is provided. From FIG. 12, it is understood that the Q value is improved by about 0.4 to 0.5 dB by providing the offset value adjusting unit 49 in the DC offset compensating unit 40.
  • FIG. 12 clearly shows that the reception characteristics can be further improved by performing DC offset compensation using the DC offset d multiplied by an appropriate weighting factor according to the symbol of the received signal.
  • the DC offset compensation unit 40 that performs DC offset compensation of the in-phase component of the X polarization and / or Y polarization is given (subtracted) to the signal of the in-phase component of the X polarization and / or Y polarization.
  • the offset value adjustment unit 49 that adjusts the DC offset d according to the amplitude of the corresponding quadrature component, the distortion of the constellation can be further compensated for, and quadrature amplitude such as 16QAM.
  • quadrature amplitude such as 16QAM.
  • the same level of demodulation performance can be provided for any modulation symbol.
  • the offset value adjustment unit 49 calculates the wl multiplication value and the ws multiplication value, and outputs one of the multiplication values according to the determination result.
  • the offset value adjustment unit 49 may be configured to calculate one of the multiplication values according to the determination result and output the multiplication value.
  • FIG. 13 shows the configuration of the offset value adjustment unit 49 in such a configuration.
  • FIG. 13 is a diagram illustrating another configuration example of the offset value adjustment unit 49.
  • the offset value adjustment unit 49a illustrated in FIG. 13 includes an amplitude determination unit 494, a selection unit 495a, and a multiplication unit 496.
  • the offset value adjustment unit 49a included in the DC offset compensation unit 40-1 will be described as an example. Note that the offset value adjustment unit 49a included in the DC offset compensation units 40-2, 40-3, and 40-4 performs the same processing as the offset value adjustment unit 49a included in the DC offset compensation unit 40-1.
  • the selection unit 495a receives the signal output from the amplitude determination unit 494 and the DC offset d output from the filter circuit 47-1. In addition, weighting factors wl and ws are set in the selection unit 495a in advance. The selection unit 495a outputs either the weighting factor wl or ws and the DC offset d to the multiplication unit 496 based on the signal input from the amplitude determination unit 494. Specifically, when the input signal indicates
  • the selection unit 495a outputs the weighting factor ws and the DC offset d to the multiplication unit 496.
  • the multiplication unit 496 receives either the weighting factor wl or ws output from the selection unit 495a and the DC offset d.
  • the multiplier 496 calculates a multiplication value by multiplying the input DC offset d by a weighting coefficient. Specifically, when the weighting factor wl and the DC offset d are input, the multiplication unit 496 calculates the wl multiplication value by multiplying the input DC offset d by the weighting factor wl.
  • the multiplication unit 496 calculates a ws multiplication value by multiplying the input DC offset d by the weighting factor ws.
  • the multiplication unit 496 outputs the calculated multiplication value to the subtraction circuit 43-1.
  • the IQ crosstalk compensation unit 50 is provided after the DC offset compensation unit 40.
  • the IQ crosstalk compensation unit 50 may be connected to the compensation unit 20 and then the DC offset compensation unit 40 may be connected.
  • a sampling circuit is provided in each of the four lanes between the IQ crosstalk compensation units 50X and 50Y and the carrier phase reproduction unit 24. Become.
  • This sampling circuit is connected to, for example, the front stage of the branch circuits 51X-1 and 51X-2 of the IQ crosstalk compensation unit 50X and the front stage of the branch circuit of the IQ crosstalk compensation unit 50Y corresponding thereto.
  • the constellation distortion compensation unit 30 includes both the DC offset compensation unit 40 and the IQ crosstalk compensation unit 50, but may include either one.
  • the local oscillation laser 11 operates independently of the transmission laser applied to the coherent optical transmission device 1 and is not frequency-synchronized with the transmission laser. The configuration of the present embodiment may be applied to what is synchronized.
  • the correlation coefficient calculating units 60X-1 and 60X-2 perform the phase relationship based on the in-phase phase modulation data component and the quadrature phase modulation data component that have been dynamically provisionally determined.
  • the configuration of the present invention is not limited to the embodiment.
  • the correlation coefficient calculation units 60X-1 and 60X-2 calculate the correlation coefficient in advance, and the coefficient multiplication circuits 54X-1 and 54X-2 calculate the correlation
  • the configuration may be such that the number is stored.
  • the correlation coefficient calculation units 60X-1 and 60X-2 are not necessarily provided in the IQ crosstalk compensation unit 50X, and may be configured such that an external arithmetic device calculates the correlation coefficient. Good.
  • the digital signal processing unit 13 in the above-described embodiment may be realized by a computer.
  • a program for realizing this function may be recorded on a computer-readable recording medium, and the program recorded on this recording medium may be read into a computer system and executed.
  • the “computer system” includes an OS and hardware such as peripheral devices.
  • the “computer-readable recording medium” refers to a storage device such as a flexible medium, a magneto-optical disk, a portable medium such as a ROM or a CD-ROM, and a hard disk incorporated in a computer system.
  • the “computer-readable recording medium” dynamically holds a program for a short time like a communication line when transmitting a program via a network such as the Internet or a communication line such as a telephone line.
  • a volatile memory inside a computer system serving as a server or a client in that case may be included and a program held for a certain period of time.
  • the program may be a program for realizing a part of the above-described functions, and may be a program capable of realizing the functions described above in combination with a program already recorded in a computer system. It may be realized using a programmable logic device such as an FPGA (Field Programmable Gate Array).
  • FPGA Field Programmable Gate Array
  • the present invention can also be applied to applications where it is essential to compensate for constellation distortion on the receiving side.
  • SYMBOLS 1 Coherent light transmitter, 2 ... Optical fiber, 3 ... Coherent light receiver, 10 ... Coherent light receiving front end part, 11 ... Local oscillation laser, 12 ... Analog-digital converter, 13 ... Digital signal processing part, 20 ... Compensation unit, 21 ... wavelength dispersion compensation unit, 22 ... polarization separation / polarization mode dispersion compensation unit, 23 ... frequency offset compensation unit, 24 ... carrier phase recovery unit, 30 ... constellation distortion compensation unit, 40 (40-1) 40-4) ... DC offset compensation unit, 41-1 ... sampling circuit, 42-1 ... branch circuit, 43-1 ... subtraction circuit, 44-1 ... modulation data component removal unit, 45-1 ...

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Abstract

コヒーレント光受信装置は、レーザ光を供給する局部発振レーザと、多値変調された光信号を受信して、レーザ光に基づいて、光信号を復調して電気のアナログ信号に変換するコヒーレント光受信フロントエンド部と、アナログ信号をデジタル信号に変換するアナログデジタル変換器と、光信号の波長や偏波による分散の影響を補償してデジタル信号のキャリア位相を再生する補償部と、補償部により分散の影響が補償されたデジタル信号に含まれる多値変調のコンスタレーション歪を補償するコンスタレーション歪補償部と、コンスタレーション歪が補償されたデジタル信号の誤り訂正を行う誤り訂正復号部と、を備える。

Description

コヒーレント光受信装置
　本発明は、コヒーレント光受信装置に関する。
　本願は、２０１５年１０月１９日に日本国に出願された特願２０１５－２０５６０４号と、２０１６年３月３１日に日本国に出願された特願２０１６－０７３７３５号とに基づき優先権を主張し、その内容をここに援用する。
　２０１０年ごろより商用導入が始まったコヒーレント光データ伝送方式は、いまや長距離光通信を支える主要技術となっており、近年では、メトロ・アクセスネットワークへの適用も検討されるなど、ますます重要性を増している。当初、コヒーレント光データ伝送方式は、１００Ｇｂｉｔ／ｓの容量の光チャネルを偏波多重ＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）変調することにより実現されていた。ここで、偏波多重とは、光信号が有する２つの直交するＸ偏波成分とＹ偏波成分との各々に、別々のデータを割り当てる多重方式のことをいう。例えば、図１４は、非特許文献１の図１に示されるコヒーレント光データ伝送を行う光送信機と光受信機とによる伝送システムの一例を引用した図である。当該伝送システムは、Ｘ偏波とＹ偏波とのそれぞれを異なる５０Ｇｂｉｔ／ｓＱＰＳＫ（４値位相変調）符号で変調した後、偏波多重し、１波長あたり１００Ｇｂｉｔ／ｓの偏波多重ＱＰＳＫ信号とした長距離伝送を行う。
　更なる容量当たりのコスト低減のため、１６ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）などの多値変調を用いたコヒーレント光データ伝送方式により、２００Ｇｂｉｔ／ｓ以上の大容量光チャネルを実現することが試みられつつある。このような偏波多重ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭなどの多値変調を用いる場合に顕在化する問題として、コンスタレーション歪がある。多値変調信号は、電気段においては４レーンの電気信号として扱われる。すなわち、送信側において、４レーンの電気信号として信号は生成され、光変調器により多値変調光信号に変換される。
　光変調器としては、例えば、マッハツェンダー干渉計型の変調器が適用される。このような光変調器では、バイアス電圧の誤差や、干渉計の消光比が無限大でないことなどによる不完全性があり、このような不完全性によりコンスタレーション歪が生じる。コンスタレーション歪が生じると、送信された情報を正確に復号することができず、ビット誤り率の増大等が発生する。ここで、コンスタレーションは、信号空間ダイヤグラムとも呼ばれ、デジタル変調によるデータ信号点を２次元の複素平面状に表したものである（例えば、図１４に示される「コンスタレーション」や非特許文献２の図２等を参照）。
　ＱＰＳＫは、４値位相変調であり、同相位相成分と直交位相成分とのそれぞれに対し独立に２値の振幅変調を行ったものとみなすことができる。ＱＰＳＫのコンスタレーションは、同一円周上に配置され、互いに９０度離れた形となる。これに対し、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭは、それぞれ１６点、６４点からなるコンスタレーションを有する変調方式である。１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭのコンスタレーションは、信号空間上に、１６点、６４点が正方的に配置されるものが一般的である。１６ＱＡＭは、同相位相成分と直交位相成分とのそれぞれに、互いに独立な４値の振幅変調を行ったものとみなすことができる。６４ＱＡＭは、同相位相成分と直交位相成分とのそれぞれに、互いに独立な８値の振幅変調を行ったものとみなすことができる。
　コンスタレーション歪の原因の１つとしてＤＣ（Direct Current）オフセットがある。通常、光変調器に対して、光出力がｎｕｌｌ点となるようにバイアス電圧が印加される。しかし、このバイアス電圧がｎｕｌｌ点からシフトしてしまった場合に、ＤＣオフセットが発生する。また、光変調器を構成するマッハツェンダー干渉計は、消光比（オン／オフ比）が無限大、すなわち、オフのときに光出力が完全に０であることが理想である。しかし、オフのときに光出力が完全に０にならない場合、消光比は無限大ではなくなり、ＤＣオフセットが発生する。光信号では、ＤＣオフセットは、残存キャリアの形で現れるため、光信号のスペクトルを観察することでＤＣオフセットの有無を確認することができる。
　ＤＣオフセットと、これによるキャリアの残存とは、局部発振レーザを用いるコヒーレント検波方式ではない直接検波方式（例えば、１０１０のオンオフ信号の強度を受光素子で直接検波する方式、強度変調直接検波などともいう）でも生じる。直接検波方式では、残存キャリアは、受信側の電気段で再びＤＣオフセットとして現れるため、コンデンサ等によるアナログ的なＤＣブロック回路で残存キャリアを容易に除去することができる。これに対して、コヒーレント検波方式で、かつ送信レーザの周波数と、受信側の局部発振レーザの周波数とが正確に一致していない場合、残存キャリアは受信側の電気段で直流に変換されず、ＤＣブロック回路で残存キャリアを除去することができない。
　また、コンスタレーション歪として知られているものに、ＩＱ（In-phase / Quadrature）クロストークがある。ＩＱクロストークは、光変調器のバイアス電圧誤差により、同相位相（In-phase）成分と直交位相（Quadrature）成分との位相差が正確に９０度にならない場合に発生する。
　これらのコンスタレーション歪の問題に対応するため、光送信装置に適用される光変調器の特性を予め計測しておき、光送信装置側のデジタル信号処理装置により光変調器の特性を補償する技術が開示されている（例えば、非特許文献２参照）。
鈴木扇太 他、「光通信ネットワークの大容量化に向けたディジタルコヒーレント信号処理技術の研究開発」、電子情報通信学会誌 95(12), 2012-12-01, pp.1100-1116 杉原隆嗣、「高速光通信における予等化技術の現状と展望」、電子情報通信学会、信学技報、IEICE Technical Report、OCS2011 - 41 (2011-7)、pp. 83-88
　しかしながら、光変調器の特性を予め計測できない場合や、時間が経過するにつれて特性が変化する場合には、非特許文献２に記載の技術を利用することができないという問題がある。
　特に、光変調器に印加するバイアス電圧を制御するオートバイアスコントロール回路の変動ドリフトや、オートバイアスコントロール回路が印加する信号の誤差に起因して発生する光変調器の不完全性を、光送信装置側のデジタル信号処理装置で補償することは困難であるという問題がある。
　上記事情に鑑み、本発明は、受信側においてコンスタレーション歪を補償することができる技術の提供を目的としている。
　本発明の第一の態様は、レーザ光を供給する局部発振レーザと、多値変調された光信号を受信して、前記レーザ光に基づいて、前記光信号を復調して電気のアナログ信号に変換するコヒーレント光受信フロントエンド部と、前記アナログ信号をデジタル信号に変換するアナログデジタル変換器と、前記光信号の波長や偏波による分散の影響を補償して前記デジタル信号のキャリア位相を再生する補償部と、前記補償部により分散の影響が補償された前記デジタル信号に含まれる前記多値変調のコンスタレーション歪を補償するコンスタレーション歪補償部と、前記コンスタレーション歪が補償された前記デジタル信号の誤り訂正を行う誤り訂正復号部と、を備えるコヒーレント光受信装置である。
　本発明の第二の態様は、上記第一の態様のコヒーレント光受信装置であって、前記コンスタレーション歪補償部は、前記コンスタレーション歪としてのＤＣオフセットを前記デジタル信号に対して補償するＤＣオフセット補償部を備える。
　本発明の第三の態様は、上記第二の態様のコヒーレント光受信装置であって、前記ＤＣオフセット補償部は、前記デジタル信号から変調データ成分を低減し、平均化によりランダムノイズを除去して、前記デジタル信号に含まれる前記ＤＣオフセットを抽出する平均化部と、前記平均化部が抽出する前記ＤＣオフセットを、前記デジタル信号から減算する第１の減算回路と、を備える。
　本発明の第四の態様は、上記第三の態様のコヒーレント光受信装置であって、前記平均化部は、前記デジタル信号から前記変調データ成分を抽出する仮判定回路と、前記仮判定回路が抽出する前記変調データ成分を前記デジタル信号から減算する第２の減算回路と、前記デジタル信号から前記変調データ成分を減算した減算結果を平均化するフィルタ回路と、を備える。
　本発明の第五の態様は、上記第三又は第四の態様のコヒーレント光受信装置であって、前記ＤＣオフセット補償部は、前記デジタル信号の同相位相成分の信号に含まれる前記ＤＣオフセットを補償する場合、前記デジタル信号の直交位相成分の信号の振幅に応じた重み係数を前記平均化部が抽出する前記ＤＣオフセットに乗算し、前記デジタル信号の前記直交位相成分の信号に含まれる前記ＤＣオフセットを補償する場合、前記デジタル信号の前記同相位相成分の信号の振幅に応じた重み係数を前記平均化部が抽出する前記ＤＣオフセットに乗算し、前記重み係数が乗算された前記ＤＣオフセットを前記第１の減算回路に出力するオフセット値調整部をさらに備え、前記第１の減算回路は、前記オフセット値調整部から出力された前記重み係数が乗算された前記ＤＣオフセットを、前記デジタル信号から減算する。
　本発明の第六の態様は、上記第五の態様のコヒーレント光受信装置であって、前記オフセット値調整部は、前記デジタル信号の前記同相位相成分の信号に含まれる前記ＤＣオフセットを補償する場合において前記デジタル信号の前記直交位相成分の信号の振幅が所定の閾値より小さいとき、又は、前記デジタル信号の前記直交位相成分の信号に含まれる前記ＤＣオフセットを補償する場合において前記デジタル信号の前記同相位相成分の信号の振幅が前記閾値より小さいとき、前記重み係数を１より大きい値とする。
　本発明の第七の態様は、上記第五又は第六の態様のコヒーレント光受信装置であって、前記オフセット値調整部は、前記デジタル信号の前記同相位相成分の信号に含まれる前記ＤＣオフセットを補償する場合において前記デジタル信号の前記直交位相成分の信号の振幅が所定の閾値以上であるとき、又は、前記デジタル信号の前記直交位相成分の信号に含まれる前記ＤＣオフセットを補償する場合において前記デジタル信号の前記同相位相成分の信号の振幅が前記閾値以上であるとき、前記重み係数を１より小さい値とする。
　本発明の第八の態様は、上記第一の態様のコヒーレント光受信装置であって、前記コンスタレーション歪補償部は、前記コンスタレーション歪みとしてのＩＱクロストークを前記デジタル信号の同相位相成分及び直交位相成分の信号に対して補償するＩＱクロストーク補償部を備える。
　本発明の第九の態様は、上記第八の態様のコヒーレント光受信装置であって、前記ＩＱクロストーク補償部は、前記デジタル信号の前記同相位相成分の信号を仮判定して、同相位相変調データ成分を抽出する第１の仮判定回路と、前記デジタル信号における前記同相位相成分の前記直交位相成分の信号への漏れ込み分を、前記同相位相変調データ成分に基づいて算出する第１の係数乗算回路と、前記デジタル信号の前記直交位相成分の信号を仮判定して、直交位相変調データ成分を抽出する第２の仮判定回路と、前記デジタル信号における前記直交位相成分の前記同相位相成分の信号への漏れ込み分を、前記直交位相変調データ成分に基づいて算出する第２の係数乗算回路と、前記デジタル信号の前記同相位相成分の信号から前記第２の係数乗算回路の出力値を減算する第１の減算回路と、前記デジタル信号の前記直交位相成分の信号から前記第１の係数乗算回路の出力値を減算する第２の減算回路と、を備える。
　本発明の第十の態様は、上記第九の態様のコヒーレント光受信装置であって、前記ＩＱクロストーク補償部は、前記デジタル信号の前記直交位相成分の信号に含まれる前記同相位相成分と前記同相位相成分の信号との相関を示す第１の相関係数を算出する第１の相関係数算出部と、前記デジタル信号の前記同相位相成分の信号に含まれる前記直交位相成分と前記直交位相成分の信号との相関を示す第２の相関係数を算出する第２の相関係数算出部と、を備え、前記第１の係数乗算回路は、前記同相位相変調データ成分に、前記第１の相関係数を乗じて出力し、前記第２の係数乗算回路は、前記直交位相変調データ成分に、前記第２の相関係数を乗じて出力する。
　本発明の第十一の態様は、上記第十の態様のコヒーレント光受信装置であって、前記第１の相関係数算出部は、前記直交位相変調データ成分を前記直交位相変調データ成分のノルムの二乗で除算して出力する第１の信号規格化回路と、前記第１の信号規格化回路の出力値と、前記同相位相成分の信号との内積を算出する第１の内積算出回路と、前記第１の内積算出回路が算出する内積値を平均化して前記第１の相関係数を出力する第１の平均化回路と、を備え、前記第２の相関係数算出部は、前記直交位相変調データ成分を前記直交位相変調データ成分のノルムの二乗で除算して出力する第２の信号規格化回路と、前記第２の信号規格化回路の出力値と、前記直交位相成分の信号との内積を算出する第２の内積算出回路と、前記第２の内積算出回路が算出する内積値を平均化して前記第２の相関係数を出力する第２の平均化回路と、を備える。
　本発明の第十二の態様は、上記第一の態様のコヒーレント光受信装置であって、前記コンスタレーション歪補償部は、前記コンスタレーション歪としてのＤＣオフセットを前記デジタル信号に対して補償するＤＣオフセット補償部と、前記コンスタレーション歪みとしてのＩＱクロストークを前記デジタル信号の同相位相成分及び直交位相成分の信号に対して補償するＩＱクロストーク補償部と、を備える。
　本発明の第十三の態様は、上記第十二の態様のコヒーレント光受信装置であって、前記補償部の後段に前記ＤＣオフセット補償部を備え、前記ＤＣオフセット補償部の後段に前記ＩＱクロストーク補償部を備えるか、又は、前記補償部の後段に前記ＩＱクロストーク補償部を備え、前記ＩＱクロストーク補償部の後段に前記ＤＣオフセット補償部を備える。
　この発明によれば、受信側においてコンスタレーション歪を補償することが可能となる。
本実施形態によるコヒーレント光データ伝送システムの構成を示すブロック図である。 本実施形態によるデジタル信号処理部の構成を示すブロック図である。 本実施形態によるＤＣオフセット補償部の構成を示すブロック図である。 本実施形態によるＩＱクロストーク補償部の構成を示すブロック図である。 本実施形態に基づくシミュレーションによるＤＣオフセットの補償効果を示すグラフである。 光信号が偏波多重１６ＱＡＭ信号である場合のコンスタレーションの例を示す図である。 光信号が偏波多重１６ＱＡＭ信号である場合のコンスタレーション歪みの例を示す図である。 ＤＣオフセット補償部に入力されるＸ偏波又はＹ偏波の同相位相成分（Ｉ成分）の信号を模式的に示した図である。 ＤＣオフセット補償部に入力されるＸ偏波又はＹ偏波の直交位相成分（Ｑ成分）の信号を模式的に示した図である。 変形例によるＤＣオフセット補償部の構成を示すブロック図である。 オフセット値調整部の構成例を示すブロック図である。 オフセット値調整部の処理を示すフローチャートである。 ＤＣオフセット補償部にオフセット値調整部を設けた場合の効果を検証するために行った計算機シミュレーションの結果を示すグラフである。 オフセット値調整部の別の構成例を示すブロック図である。 従来のコヒーレント光データ伝送システムの構成を示す図である。
　以下、本発明の実施形態について図面を参照して説明する。
　図１は、本実施形態によるコヒーレント光データ伝送システム１００の構成を示すブロック図である。コヒーレント光データ伝送システム１００は、コヒーレント光送信装置１と、コヒーレント光受信装置３とを備える。コヒーレント光送信装置１と、コヒーレント光受信装置３とは、光ファイバ２を介して接続されている。
　コヒーレント光送信装置１は、例えば、送信データを多値変調信号である偏波多重１６ＱＡＭ信号などにマッピングする。コヒーレント送信装置１は、送信用レーザが出力するレーザ光に対してマッピング結果に基づいた変調を偏波多重ＩＱ光変調器により行って、変調により生成された光信号を光ファイバ２に出力する。
　コヒーレント光受信装置３は、コヒーレント光受信フロントエンド部１０、局部発振レーザ１１、アナログデジタル変換器１２及びデジタル信号処理部１３を備える。
　局部発振レーザ１１は、復調用の発振レーザ光をコヒーレント光受信フロントエンド部１０に供給する。ここで、局部発振レーザ１１は、上記のコヒーレント光送信装置１に適用される送信用レーザとは独立に動作しており、送信用レーザと周波数同期されていないものとする。
　コヒーレント光受信フロントエンド部１０は、例えば、図１４に示す光受信機の光受信フロントエンドモジュールが適用される。コヒーレント光受信フロントエンド部１０は、受信した光信号を、Ｘ偏波とＹ偏波とに偏波分離を行った後、局部発振レーザ１１から供給されるレーザ光に基づいてＸ偏波とＹ偏波との復調を行う。コヒーレント光受信フロントエンド部１０は、復調により得られたＸ偏波の同相位相成分（Ｉ成分）とＸ偏波の直交位相成分（Ｑ成分）とＹ偏波の同相位相成分とＹ偏波の直交位相成分とからなる４レーンの電気的なアナログ信号を出力する。
　アナログデジタル変換器１２は、４レーンのアナログ信号をデジタル信号に変換する。
　デジタル信号処理部１３は、アナログデジタル変換器１２によって変換された変換後のデジタル信号に対して信号処理を行う。
　図２は、デジタル信号処理部１３の内部構成を示すブロック図である。デジタル信号処理部１３は、補償部２０、コンスタレーション歪補償部３０及び誤り訂正復号部９０を備える。
　補償部２０は、波長分散と偏波モード分散とによる影響を補償してキャリア（搬送波）位相を再生する。
　コンスタレーション歪補償部３０は、コンスタレーション歪を補償する。
　誤り訂正復号部９０は、補償部２０、コンスタレーション歪補償部３０によって、補償処理がされたデジタル信号の誤り訂正復号処理を行って出力する。誤り訂正復号部９０の出力先となる後段の回路としては、例えば、SerDes（SeRialize / DESerialize）などが適用される。
　次に、補償部２０及びコンスタレーション歪補償部３０の具体的な構成について説明する。まず、補償部２０について説明する。
　補償部２０は、波長分散補償部２１、偏波分離・偏波モード分散補償部２２、周波数オフセット補償部２３及びキャリア位相再生部２４を備える。
　波長分散補償部２１は、波長分散によって受信した主信号に発生した歪を、例えば、デジタルフィルタによって補償する。ここで、主信号とは、伝送されるデータを構成する時系列の信号のことをいい、本実施形態では、上述したように４レーンの主信号、すなわちＸ偏波の同相位相成分とＸ偏波の直交位相成分とＹ偏波の同相位相成分とＹ偏波の直交位相成分との主信号を、アナログデジタル変換器１２がデジタル信号処理部１３に出力する。
　偏波分離・偏波モード分散補償部２２は、光ファイバ中の光信号の高速な偏波状態の変動をトラッキング、すなわち変動に追随しつつ光信号をＸ偏波とＹ偏波とに分離し、分離した各々の偏波モード間に生じている分散を補償する。
　周波数オフセット補償部２３は、局部発振レーザ１１が供給するレーザ光の周波数と、送信用レーザが供給するレーザ光の周波数とのズレによって生じる歪を補償する。
　キャリア位相再生部２４は、光増幅器から生じる自然放出光雑音やレーザ位相雑音を除去し、正しい搬送波の位相、すなわちキャリア位相を抽出する。キャリア位相再生部２４は、キャリア位相を再生した４レーンの主信号をコンスタレーション歪補償部３０へ出力する。なお、補償部２０の各機能部については、例えば、非特許文献１に示されるものが適用される。
　次に、コンスタレーション歪補償部３０について説明する。
　コンスタレーション歪補償部３０は、ＤＣオフセット補償部４０及びＩＱクロストーク補償部５０を備える。
　ＤＣオフセット補償部４０は、図３に示すように、４つのレーンに対応する４つのＤＣオフセット補償部４０－１、４０－２、４０－３及び４０－４を備えている。４つのＤＣオフセット補償部４０－１、４０－２、４０－３及び４０－４の各々は、Ｘ偏波の同相位相成分、Ｘ偏波の直交位相成分、Ｙ偏波の同相位相成分及びＹ偏波の直交位相成分の各々の主信号に対して独立してＤＣオフセットの補償を行う。ＤＣオフセット補償部４０－１、４０－２、４０－３及び４０－４は、供給される信号が異なることを除けば構成は同一である。そのため、以下、図３に示す、Ｘ偏波の同相位相成分のＤＣオフセット補償を行うＤＣオフセット補償部４０－１を一例として内部構成を説明する。
　ＤＣオフセット補償部４０－１は、サンプリング回路４１－１、分岐回路４２－１、減算回路４３－１及び平均化部４８－１を備える。
　サンプリング回路４１－１は、主信号から時系列の一部をサンプリングし、サンプリングした信号を出力する。
　分岐回路４２－１は、サンプリング回路４１－１が出力する信号を分岐して出力する。
　減算回路４３－１は、分岐回路４２－１が出力する信号から平均化部４８－１が出力するＤＣオフセットを減算し、減算結果を出力する。
　平均化部４８－１は、分岐された主信号から変調データ成分を無視できるレベルまで低減した信号を平均化する。平均化部４８－１は、信号に含まれるランダムノイズを平均化により除去してＤＣオフセットを抽出する。平均化部４８－１は、変調データ成分除去部４４－１及びフィルタ回路４７－１を備える。
　変調データ成分除去部４４－１は、仮判定回路４５－１及び減算回路４６－１を備える。
　仮判定回路４５－１は、主信号の仮判定を行って、変調データ成分を抽出する。ここで、仮判定の処理とは、例えば、主信号の位相や振幅に基づいて判定を行い、主信号に含まれる変調データ成分を抽出する処理である。
　減算回路４６－１は、仮判定により抽出された変調データ成分を分岐回路４２－１が出力する信号から減算し、減算結果をエラー信号として出力する。
　フィルタ回路４７－１は、例えば、ＦＩＲ（Finite Impulse Response:有限長インパルス応答）フィルタ、ＩＩＲ（Infinite Impulse Response:無限インパルス応答）フィルタ（ＩＩＲフィルタを、指数重み付けフィルタともいう）などである。フィルタ回路４７－１は、エラー信号の平均化を行う。フィルタ回路４７－１は、エラー信号に含まれるエラー信号波のランダムノイズを平均化により除去して、ＤＣオフセットを抽出する。
　図２に戻り、デジタル信号処理部１３の説明を続ける。
　ＩＱクロストーク補償部５０は、ＩＱクロストーク補償部５０Ｘと、ＩＱクロストーク補償部５０Ｙとを備える。ＩＱクロストーク補償部５０Ｘは、Ｘ偏波の同相位相成分と直交位相成分との主信号のＩＱクロストーク補償を行う。ＩＱクロストーク補償部５０Ｙは、Ｙ偏波の同相位相成分と直交位相成分との主信号のＩＱクロストーク補償を行う。図４は、ＩＱクロストーク補償部５０Ｘの内部構成を示すブロック図である。なお、ＩＱクロストーク補償部５０Ｙは、Ｙ偏波の同相位相成分と直交位相成分との主信号が供給されることを除けば、ＩＱクロストーク補償部５０Ｘと同一の構成を有する。以下、図４に示す、ＩＱクロストーク補償部５０Ｘを例として構成を説明する。
　ＩＱクロストーク補償部５０Ｘは、分岐回路５１Ｘ－１、分岐回路５１Ｘ－２、仮判定回路５３Ｘ－１、仮判定回路５３Ｘ－２、係数乗算回路５４Ｘ－１、係数乗算回路５４Ｘ－２、減算回路５２Ｘ－１、減算回路５２Ｘ－２、相関係数算出部６０Ｘ－１及び相関係数算出部６０Ｘ－２を備える。
　分岐回路５１Ｘ－１は、ＤＣオフセット補償部４０－１が出力するＸ偏波の同相位相成分の主信号を分岐して出力する。
　分岐回路５１Ｘ－２は、ＤＣオフセット補償部４０－２が出力するＸ偏波の直交位相成分の主信号を分岐して出力する。
　仮判定回路５３Ｘ－１（第１の仮判定回路）は、分岐回路５１Ｘ－１が出力する同相位相成分の主信号に対して仮判定を行い、同相位相の変調データ成分を抽出する。
　仮判定回路５３Ｘ－２（第２の仮判定回路）は、分岐回路５１Ｘ－２が出力する直交位相成分の主信号に対して仮判定を行い、直交位相の変調データ成分を抽出する。
　係数乗算回路５４Ｘ－１（第１の係数乗算回路）は、相関係数算出部６０Ｘ－１が出力する相関係数（以下、δｉｑともいう）と、仮判定回路５３Ｘ－１が出力する同相位相の変調データ成分とを乗算し、乗算した結果を出力する。相関係数算出部６０Ｘ－１から出力される相関係数（δｉｑ）は、同相位相レーンから直交位相レーンへの漏れ込みの程度、すなわち直交位相成分の主信号に含まれる同相位相成分と同相位相成分の主信号との相関を示す。
　係数乗算回路５４Ｘ－２（第２の係数乗算回路）は、相関係数算出部６０Ｘ－２が出力する相関係数（以下、δｑｉともいう）と、仮判定回路５３Ｘ－２が出力する直交位相の変調データ成分とを乗算し、乗算した結果を出力する。相関係数算出部６０－２から出力される相関係数（δｑｉ）は、直交位相レーンから同相位相レーンへの漏れ込みの程度、すなわち同相位相成分の主信号に含まれる直交位相成分と、直交位相成分の主信号との相関を示す。
　減算回路５２Ｘ－１（第１の減算回路）は、同相位相成分の主信号から係数乗算回路５４Ｘ－２が出力する乗算値を減算し、減算結果を出力する。
　減算回路５２Ｘ－２（第２の減算回路）は、直交位相成分の主信号から係数乗算回路５４Ｘ－１が出力する乗算値を減算し、減算結果を出力する。
　相関係数算出部６０Ｘ－１（第１の相関係数算出部）は、信号規格化回路６１Ｘ－１、内積算出回路６３Ｘ－１及び平均化回路６４Ｘ－１を備える。
　信号規格化回路６１Ｘ－１（第１の信号規格化回路）は、仮判定回路５３Ｘ－１から出力される同相位相の変調データ成分を規格化した値、すなわち、同相位相の変調データ成分の大きさの二乗で変調データ成分を除算した値を出力する。
　内積算出回路６３Ｘ－１（第１の内積算出回路）は、信号規格化回路６１Ｘ－１から出力された出力値と分岐回路５１Ｘ－２から出力された直交位相成分の主信号との内積を算出し、算出により得られた内積値を出力する。
　平均化回路６４Ｘ－１（第１の平均化回路）は、内積算出回路６３Ｘ－１が出力する値の統計平均を算出し、統計平均を係数乗算回路５４Ｘ－１に出力する。
　相関係数算出部６０Ｘ－２（第２の相関係数算出部）は、信号規格化回路６１Ｘ－２、内積算出回路６３Ｘ－２及び平均化回路６４Ｘ－２を備える。
　信号規格化回路６１Ｘ－２（第２の信号規格化回路）は、仮判定回路５３Ｘ－２から出力される直交位相の変調データ成分を規格化した値、すなわち、直交位相の変調データ成分の大きさの二乗で変調データ成分を除算した値を出力する。
　内積算出回路６３Ｘ－２（第２の内積算出回路）は、信号規格化回路６１Ｘ－２から出力された出力値と分岐回路５１Ｘ－１から出力された同相位相成分の主信号との内積を算出し、算出により得られた内積値を出力する。
　平均化回路６４Ｘ－２（第２の平均化回路）は、内積算出回路６３Ｘ－２が出力する値の統計平均を算出し、統計平均を係数乗算回路５４Ｘ－２に出力する。
（ＤＣオフセットの補償処理について）
　次に、図３に示すＤＣオフセット補償部４０－１において行われるＤＣオフセット補償の処理について説明する。ＤＣオフセット補償部４０－１に対してキャリア位相再生部２４からＸ偏波の同相位相成分の主信号Ｓｒｋが供給される。サンプリング回路４１－１は、主信号Ｓｒｋから時系列の一部をサンプリングした信号を出力する。ここで、主信号Ｓｒｋは、次式（１）で表される信号である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　式（１）において、ｋは、サンプリングされた時系列離散信号の時間を表す。信号Ｓｒｋは、ｋ番目の受信信号データ成分を示す。信号Ｓｔｋは、ｋ番目の送信信号を示す。ｄｋは、ｋ番目の信号に対するＤＣオフセットである。ｎｋは、ｋ番目の信号に対応するランダムノイズである。仮判定回路４５－１は、分岐回路４２－１によって分岐された信号を仮判定して、仮判定で得られた信号＾Ｓｋ（＾（ヘッド）はＳの上）を出力する。
　ＦＥＣ（Forward Error Correction:前方誤り訂正）前のＢＥＲ（Bit Error Rate）をＰとした場合、Ｐは概ね１０－２程度となるため、１－Ｐ程度、すなわち約９９％程度の高い確率で、信号＾Ｓｋは次式（２）を満たすことが期待できる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　したがって、信号Ｓｒｋから信号＾Ｓｋを減算すると、式（１）及び式（２）よりＤＣオフセットとノイズとを抽出することができる。すなわち、減算回路４６－１が信号Ｓｒｋから仮判定回路４５－１が出力する信号＾Ｓｋを減算することにより、次式（３）に示すようにｋ番目のＤＣオフセットとランダムノイズとの和が求められる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
　ここで、ノイズｎはランダムノイズであるため、統計平均を算出することでランダムノイズを除去することができる。フィルタ回路４７－１が、統計平均を算出することにより、次式（４）に示すようにＤＣオフセットｄを抽出することができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
　最後に、減算回路４３－１が、分岐回路４２－１が出力する信号ＳｒｋからＤＣオフセットｄを減算することでＤＣオフセットを除去した信号を得ることができる。実際には、ＤＣオフセットｄは、完全に不変量ではなく、時間に対してゆっくりと変動することが想定される。上述した補償部２０における位相サイクルスリップが生じた場合、ＤＣオフセットｄは瞬時的に不連続に変化する。そのため、フィルタ回路４７－１によって行う統計平均の処理は、信号全体ではなく、ＦＩＲフィルタやＩＩＲフィルタにより動的に、すなわち変化に追従するように行う必要がある。なお、フィルタ回路４７－１として、ＩＩＲフィルタを１ＴＡＰとした、いわゆるＬＰＦ（Low Pass Filter）が適用されてもよい。
　上記のＤＣオフセット補償部４０－１が、Ｘ偏波の同相位相成分の主信号に対して行ったＤＣオフセットの補償処理と同様に、ＤＣオフセット補償部４０－２、４０－３及び４０－４の各々が、Ｘ偏波の直交位相成分の主信号、Ｙ偏波の同相位相成分の主信号及びＹ偏波の直交位相成分の主信号に対してＤＣオフセットの補償処理を行う。これにより４つのレーンにおいて、各々のレーン内でのＤＣオフセットの変化に追従した、ＤＣオフセット補償が行われることになる。
（ＩＱクロストークの補償処理について）
　次に、図４に示すＩＱクロストーク補償部５０ＸによるＩＱクロストークの補償処理について説明する。ＩＱクロストーク補償部５０Ｘに供給されるＸ偏波の同相位相成分と直交位相成分との信号をＳｒｉｋ、Ｓｒｑｋとすると、これらは、次式（５）、次式（６）として表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
　式（５）及び式（６）において、Ｓｔｉｋ、Ｓｔｑｋは、それぞれ同相位相レーンと直交位相レーンとの送信信号である。δｑｉは、上述したように、直交位相レーンから同相位相レーンへの漏れ込みの程度、すなわち同相位相成分の主信号に含まれる直交位相成分と、直交位相成分の主信号との相関を示す相関係数である。また、δｉｑも、上述したように、同相位相レーンから直交位相レーンへの漏れ込みの程度、すなわち直交位相成分の主信号に含まれる同相位相成分と、同相位相成分の主信号との相関を示す相関係数である。ｎｋは、ランダムノイズである。
　分岐回路５１Ｘ－１は、同相位相成分の主信号Ｓｒｉｋを分岐して出力する。仮判定回路５３Ｘ－１は、分岐回路５１Ｘ－１が出力する同相位相成分の主信号Ｓｒｉｋの仮判定を行い同相位相の変調データ成分＾Ｓｉｋを抽出する。仮判定回路５３Ｘ－１は、抽出した変調データ成分＾Ｓｉｋを相関係数算出部６０Ｘ－１の信号規格化回路６１Ｘ－１と、係数乗算回路５４Ｘ－１とに出力する。
　分岐回路５１Ｘ－２は、直交位相成分の主信号Ｓｒｑｋを分岐して出力する。仮判定回路５３Ｘ－２は、分岐回路５１Ｘ－２が出力する直交位相成分の主信号Ｓｒｑｋの仮判定を行い直交位相の変調データ成分＾Ｓｑｋを抽出する。仮判定回路５３Ｘ－２は、抽出した変調データ成分＾Ｓｑｋを相関係数算出部６０Ｘ－２の信号規格化回路６１Ｘ－２と、係数乗算回路５４Ｘ－２とに出力する。Ｓｒｉｋと＾Ｓｑｋ（＾（ヘッド）はＳｑの上）とを乗算し、＾Ｓｑｋのノルムの二乗、すなわち｜＾Ｓｑｋ｜２（＾（ヘッド）はＳｑの上）で乗算結果を除算して、除算結果の統計平均を算出することにより、次式（７）が得られる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
　上述したように、変調データ成分＾Ｓｉｋ、＾Ｓｑｋは、（１－ＢＥＲ）程度の高い確率で送信信号であるＳｔｉｋ、Ｓｔｑｋに等しいことから、式（８）が成り立つ。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
　また、ＳｔｉｋとＳｔｑｋとは互いに無相関であるため、式（９）が成り立つ。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
　また、ｎｋは、ランダムノイズであることから、式（１０）が成り立つ。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000010
　式（８）、（９）、（１０）を、式（７）に適用すると、次式（１１）が成立する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000011
　したがって、Ｓｒｉｋと、＾Ｓｑｋ（＾（ヘッド）はＳｑの上）とに基づいて、相関係数δｑｉを算出することができる。すなわち、相関係数算出部６０Ｘ－２の信号規格化回路６１Ｘ－２は、仮判定回路５３Ｘ－２が出力する＾Ｓｑｋ（＾（ヘッド）はＳｑの上）に基づいて、＾Ｓｑｋ／｜＾Ｓｑｋ｜２（＾（ヘッド）はＳｑの上）を算出する。内積算出回路６３Ｘ－２は、Ｓｒｉｋ×＾Ｓｑｋ／｜＾Ｓｑｋ｜２を算出し、算出結果を平均化回路６４Ｘ－２に出力する。平均化回路６４Ｘ－２は、式（１１）の左辺の式を演算し、相関係数δｑｉを算出する。
　このようにして相関係数算出部６０Ｘ－２によって算出された相関係数δｑｉが、係数乗算回路５４Ｘ－２に供給される。係数乗算回路５４Ｘ－２は、仮判定回路５３Ｘ－２が出力する＾Ｓｑｋ（＾（ヘッド）はＳｑの上）と相関係数δｑｉとを乗算し、乗算した結果を減算回路５２Ｘ－１に出力する。減算回路５２Ｘ－１は、分岐回路５１Ｘ－１が出力するＳｒｉｋから＾Ｓｑｋ×δｑｉ（＾（ヘッド）はＳｑの上）を減算することでＩＱクロストークによる影響を補償したＸ偏波の同相位相成分の信号を出力する。
　相関係数算出部６０Ｘ－１についても同様に、信号規格化回路６１Ｘ－１は、仮判定回路５３Ｘ－１が出力する＾Ｓｉｋ（＾（ヘッド）はＳｉの上）に基づいて、＾Ｓｉｋ／｜＾Ｓｉｋ｜２（＾（ヘッド）はＳｉの上）を算出する。内積算出回路６３Ｘ－１は、Ｓｒｑｋ×＾Ｓｉｋ／｜＾Ｓｉｋ｜２（＾（ヘッド）はＳｉの上）を算出し、算出結果を平均化回路６４Ｘ－１に出力する。平均化回路６４Ｘ－１は、次式（１２）の左辺の式を演算し、相関係数δｉｑを算出して係数乗算回路５４Ｘ－１に出力する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000012
　係数乗算回路５４Ｘ－１は、仮判定回路５３Ｘ－１が出力する＾Ｓｉｋ（＾（ヘッド）はＳｉの上）と相関係数δｉｑとを乗算し、乗算した結果を減算回路５２Ｘ－２に出力する。減算回路５２Ｘ－２は、分岐回路５１Ｘ－２が出力するＳｒｑｋから＾Ｓｉｋ×δｉｑ（＾（ヘッド）はＳｉの上）を減算することでＩＱクロストークによる影響を補償したＸ偏波の直交位相成分の信号を出力する。
　上記のＩＱクロストーク補償部５０Ｘが、Ｘ偏波の同相位相成分及び直交位相成分の主信号に対して行ったＩＱクロストークの補償処理と同様に、ＩＱクロストーク補償部５０Ｙが、Ｙ偏波の同相位相成分及び直交位相成分の主信号に対してＩＱクロストークの補償処理を行う。これにより４つのレーン全てにおけるＩＱクロストークの補償処理が行われることになる。
　図５は、本実施形態によるＤＣオフセット補償部４０による、ＤＣオフセット補償の効果をモンテカルロシミュレーションにより評価した結果を示すグラフである。コヒーレント光送信装置１の光変調器のバイアス電圧が時間的にドリフトした場合を想定して、動的に変化するＤＣオフセットをシミュレーションの条件に与えた。図５において、横軸は、ＤＣオフセットのドリフト周波数を示し、縦軸は、受信信号の品質を表すＱ値と呼ばれる値を示す。動的なＤＣオフセットにより、ＤＣオフセット補償を適用しない場合、受信Ｑ値が３ｄＢ程度低下する。これに対して、本実施形態によるＤＣオフセット補償の適用により、ほとんどのドリフト周波数において、ＤＣオフセットによるペナルティ（Ｑ値の低下）のほとんどを回避できている。ＤＣオフセットが動的に変動した場合、変動の周波数が１０ＭＨｚ（０．０１ＧＨｚ）程度までであればＤＣオフセット補償部４０は、ＤＣオフセットの変化への追従が可能である。
　上記の実施形態の構成により、Ｘ偏波の同相位相成分の主信号に対して、ＤＣオフセット補償部４０－１は、仮判定回路４５－１により、送信信号にほぼ等しい変調データ成分の＾Ｓｋの信号を抽出し、減算回路４６－１により、主信号Ｓｒｉｋから＾Ｓｋを減算し、減算した値をフィルタ回路４７－１により平均化することでＤＣオフセットを抽出することが可能となる。そして、ＤＣオフセット補償部４０－１は、減算回路４３－１により、主信号ＳｒｉｋからＤＣオフセットを減算することで、ＤＣオフセットを除去してＤＣオフセット補償を行うことが可能となる。Ｘ偏波の直交位相成分、Ｙ偏波の同相位相成分及びＹ偏波の直交位相に対してもＤＣオフセット補償部４０－１と同様にＤＣオフセット補償部４０－２、４０－３及び４０－４がＤＣオフセット補償を行う。これにより、送信側の光変調器の特性や不完全性等の送信装置の特性に基づかず、受信側だけでＤＣオフセットによるコンスタレーション歪を補償することが可能となる。コヒーレント検波方式では、アナログの電気段でＤＣブロック回路によりＤＣオフセット補償することができないという問題があったが、本実施形態の構成により、コヒーレント光受信装置３においても直接検波方式の受信装置と同様に、ＤＣオフセットの補償が可能となる。
　また、上記の実施形態の構成により、ＩＱクロストーク補償部５０Ｘは、仮判定回路５３Ｘ－１及び５３Ｘ－２により、Ｘ偏波の同相位相成分及び直交位相成分の主信号から送信信号にほぼ等しい変調データ成分＾Ｓｉｋ、＾Ｓｑｋを抽出する。相関係数算出部６０Ｘ－１は、変調データ成分＾Ｓｉｋ、＾Ｓｑｋに基づいて、同相位相レーンから直交位相レーンへの漏れ込み、すなわち直交位相成分の主信号に含まれる同相位相成分と、同相位相成分の主信号との相関を示す相関係数であるδｉｑを算出し、相関係数δｉｑを係数乗算回路５４Ｘ－１に出力する。また、相関係数算出部６０Ｘ－２は、直交位相レーンから同相位相レーンへの漏れ込み、すなわち同相位相成分の主信号に含まれる直交位相成分と、直交位相成分の主信号との相関を示す相関係数δｑｉを算出し、相関係数δｑｉを係数乗算回路５４Ｘ－２に出力する。係数乗算回路５４Ｘ－１は、同相位相の変調データ成分＾Ｓｉｋに相関係数δｉｑを乗算し、乗算値を減算回路５２Ｘ－２に出力する。係数乗算回路５４Ｘ－２は、直交位相の変調データ成分＾Ｓｑｋに相関係数δｑｉを乗算し、乗算値を減算回路５２Ｘ－１に出力する。減算回路５２Ｘ－１は、分岐回路５１Ｘ－１が出力する同相位相成分の主信号Ｓｒｉｋから係数乗算回路５４Ｘ－２が出力する乗算値を減算して同相位相成分のクロストーク補償を行うことができる。また、減算回路５２Ｘ－２は、分岐回路５１Ｘ－２が出力する直交位相成分の主信号Ｓｒｑｋから係数乗算回路５４Ｘ－１が出力する乗算値を減算して直交位相成分のクロストーク補償を行うことができる。ＩＱクロストーク補償部５０Ｙは、ＩＱクロストーク補償部５０Ｘと同様のＩＱクロストークの補償処理をＹ偏波の同相位相成分及び直交位相成分に対して行うことにより、ＩＱクロストークの補償を行うことができる。これにより、送信側の光変調器の特性や不完全性等の送信装置の特性に基づかず、受信側だけでＩＱクロストークによるコンスタレーション歪を補償することが可能となる。
　適用される多値変調方式が、偏波多重のＱＰＳＫから、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭと多値度が大きくなるにつれて、信号点間距離が小さくなり、信号点配置の歪がわずかであってもシンボルエラーの原因となる。そのため、多値度が大きくなるにつれて、ＤＣオフセットやＩＱクロストークによるコンスタレーション歪の影響も大きくなり、ビット誤り率に無視できない影響を与えることが知られている。上記の本実施形態の構成は、上述したように、これらの多値変調方式を適用した場合であっても、コンスタレーション歪の補償を行うことができ、伝送されたデータのビット誤り率を低減させることができる。
　また、上記の実施形態の構成は、コヒーレント光受信装置３において受信した主信号に基づいて、適応的にＤＣオフセット補償処理やＩＱクロストーク補償処理を行うため、コヒーレント光送信装置１の光変調器の特性を予め測定する必要がない。また、実施形態の構成は、コンスタレーション歪が時間的に変化した場合であっても、コンスタレーション歪の変動がシンボルレートに対してゆるやかであれば、コンスタレーション歪みを補償することが可能である。また、本実施形態の構成は、１６ＱＡＭ以上の多値変調方式において、特に優れた効果を奏する。
　また、コヒーレント検波方式の受信装置として、波長分散補償部２１と偏波分離・偏波モード分散補償部２２との間にＤＣオフセット補償部４０を備える構成の装置もある。しかし、当該装置は、局部発振レーザ１１とコヒーレント光受信フロントエンド部１０とが接続するミキシング部からアナログデジタル変換器１２までの区間で生じるＤＣオフセットのみの補償しか行えない。これに対し、上記の実施形態の構成は、キャリア位相再生部２４の後にＤＣオフセット補償部４０を備えるようにしていることから、局部発振レーザ１１とコヒーレント光受信フロントエンド部１０とが接続するミキシング部からアナログデジタル変換器１２までの区間で生じるＤＣオフセットの補償のみならず、コヒーレント光送信装置１の光変調器の消光比の影響で生じるＤＣオフセットの補償も行うことが可能となる。
　コヒーレント光送信装置１に備わる偏波多重ＩＱ光変調器の不完全性により発生するＤＣオフセットに起因して、コヒーレント光受信装置３で受信した光信号のコンスタレーションは歪む。コヒーレント光送信装置１から送信された光信号が偏波多重１６ＱＡＭ信号の場合のコンスタレーション歪みの例を、図６Ａ及び図６Ｂを用いて説明する。ＤＣオフセットが発生していない理想的な１６ＱＡＭ信号では、受信信号のコンスタレーションは、図６Ａに示すように、ＩＱ平面上にて正方格子状に表示される。しかし、偏波多重ＩＱ光変調器の消光比が無限大でないことに起因して発生するＤＣオフセットの影響を受けた１６ＱＡＭ信号では、受信信号のコンスタレーションは、図６Ｂに示すように歪みが発生する。すなわち、Ｉ軸の近傍に位置する信号（図６Ｂにおける符号５～１２の各信号）は、同相位相成分の振幅が正側（図中右方）に引き寄せられるように歪む。Ｑ軸の近傍に位置する信号（図６Ｂにおける符号２、３、６、７、１０、１１、１４、１５の各信号）は、直交位相成分の振幅が負側（図中下方）に引き寄せられるように歪む。ここで、図６Ｂに示したコンスタレーションは、偏波多重ＩＱ光変調器の消光比が１５ｄＢであると仮定して計算機シミュレーションした結果である。
　図７は、ＤＣオフセット補償部４０に入力されるＸ偏波又はＹ偏波の同相位相成分（Ｉ成分）の信号を模式的に示した図である。
　図７において横軸は時刻を表し、縦軸は振幅を表す。図７に示される符号１～１６が付された信号はそれぞれ、図６Ｂのコンスタレーションにおいて同じ符号が付された信号に対応する。以下、符号１、５、９、１３が付された各信号の関係について説明する。なお、他の信号群（符号２、６、１０、１４と、符号３、７、１１、１５と、符号４、８、１２、１６と）のそれぞれについては、符号１、５、９、１３が付された各信号の関係と同様の関係が成り立つ。
　符号５、９が付された各信号は、符号１、１３が付された各信号と同じ振幅になるべきところ、実際には符号５、９が付された各信号の振幅は符号１、１３の各信号の振幅に比べて大きくなっている。ここで、図７中の一点鎖線は、コンスタレーション歪みが生じていない場合（すなわち、図６Ａのコンスタレーション）における同相位相成分の信号の振幅を示している。あるいは、上記の式（１）における信号Ｓｔｋの振幅を示しているとも言える。図７から、符号５、９が付された各信号には、符号１、１３が付された各信号に比べて相対的に大きなＤＣオフセットｄｋが重畳されていることが分かる。なお、上記の式（４）で導出されるＤＣオフセットｄ（≒＜ｄｋ＞）は、符号１、５、９、１３が付された各信号に重畳されたそれぞれのＤＣオフセットｄｋの平均値である。図３に示されたＤＣオフセット補償部４０は、平均化して導出したＤＣオフセットｄ（≒＜ｄｋ＞）を用いて符号１、５、９、１３が付された各信号を補償している。しかし、コンスタレーション歪みを考慮するならば、符号５、９が付された各信号に対してはＤＣオフセットｄよりも大きな値で補償が行われ、符号１、１３が付された各信号に対してはＤＣオフセットｄよりも小さな値で補償が行われることが望ましい。
　ここで、図６Ｂを参照すると、同相位相成分の信号のうち相対的に大きなＤＣオフセットｄｋが重畳された符号５～１２が付された各信号は、コンスタレーションのＩ軸の近傍に位置する信号であることが分かる。Ｉ軸の近傍に位置する信号とは、４値の振幅変調のうち絶対値が小さい振幅が直交位相成分（Ｑ成分）に与えられた信号である。それに対して、相対的に小さいＤＣオフセットｄｋが重畳された符号１～４及び１３～１６が付された各信号は、４値の振幅変調のうち絶対値が大きい振幅が直交位相成分に与えられた信号である。そこで、同相位相成分の信号に対しては、対応する直交位相成分の振幅に応じて、補償に用いるＤＣオフセット値が調整されるようにすればよい。
　直交位相成分の信号に対しても、上述した説明と同様の関係が成り立つ。図８は、ＤＣオフセット補償部４０に入力されるＸ偏波又はＹ偏波の直交位相成分（Ｑ成分）の信号を模式的に示した図である。
　図８において横軸は時刻を表し、縦軸は振幅を表す。図８に示される符号１～１６が付された信号はそれぞれ、図６Ｂのコンスタレーションにおいて同じ符号が付された信号に対応する。図８中の一点鎖線は、コンスタレーション歪みが生じていない場合（すなわち、図６Ａのコンスタレーション）における直交位相成分の信号の振幅を示している。図８からは、直交位相成分の信号のそれぞれには、負の値のＤＣオフセットｄｋが重畳されていることが分かる。例えば、符号２、３、６、７、１０、１１、１４、１５が付された各信号には、その絶対値が相対的に大きなＤＣオフセットｄｋが重畳されていることが分かる。そこで、直交位相成分の信号に対しては、対応する同相位相成分の振幅に応じて、補償に用いるＤＣオフセット値が調整されるようにすればよい。
　以上説明したような、補償に用いるＤＣオフセット値を調整する構成について図９を用いて説明する。
　図９は、変形例によるＤＣオフセット補償部４０の構成を示すブロック図である。図３に記載のＤＣオフセット補償部４０と図９に記載のＤＣオフセット補償部４０との異なる点は、図９に記載のＤＣオフセット補償部４０－１、４０－２、４０－３及び４０－４のそれぞれに、オフセット値調整部４９が備えられる点である。以下、図３に記載のＤＣオフセット補償部４０と異なる点についてのみ説明する。
　ＤＣオフセット補償部４０－１が備える分岐回路４２－１は、サンプリング回路４１－１が出力するＸ偏波の同相位相成分の主信号を分岐して出力する。例えば、分岐回路４２－１は、Ｘ偏波の同相位相成分の主信号をＤＣオフセット補償部４０－２が備えるオフセット値調整部４９に出力する。ＤＣオフセット補償部４０－３が備える分岐回路は、分岐回路４２－１と同様に、ＤＣオフセット補償部４０－３が備えるサンプリング回路が出力するＹ偏波の同相位相成分の主信号を分岐して出力する。例えば、ＤＣオフセット補償部４０－３が備える分岐回路は、Ｙ偏波の同相位相成分の主信号をＤＣオフセット補償部４０－４が備えるオフセット値調整部４９に出力する。
　ＤＣオフセット補償部４０－２が備える分岐回路は、ＤＣオフセット補償部４０－２が備えるサンプリング回路が出力するＸ偏波の直交位相成分の主信号を分岐して出力する。例えば、ＤＣオフセット補償部４０－２が備える分岐回路は、Ｘ偏波の直交位相成分の主信号をＤＣオフセット補償部４０－１が備えるオフセット値調整部４９に出力する。ＤＣオフセット補償部４０－４が備える分岐回路は、ＤＣオフセット補償部４０－２が備える分岐回路と同様に、ＤＣオフセット補償部４０－４が備えるサンプリング回路が出力するＹ偏波の直交位相成分の主信号を分岐して出力する。例えば、ＤＣオフセット補償部４０－４が備える分岐回路は、Ｙ偏波の直交位相成分の主信号をＤＣオフセット補償部４０－３が備えるオフセット値調整部４９に出力する。
　オフセット値調整部４９は、Ｘ偏波及び／又はＹ偏波の同相位相成分の主信号に与える（減算する）ＤＣオフセットｄの値を、対応する直交位相成分の振幅に応じて調整する。また、オフセット値調整部４９は、Ｘ偏波及び／又はＹ偏波の直交位相成分の信号に与える（減算する）ＤＣオフセットｄの値を、対応する同相位相成分の振幅に応じて調整する。より具体的には、ＤＣオフセット補償部４０－１には、Ｘ偏波の同相位相成分の信号に与える（減算する）ＤＣオフセットｄの値を、対応する直交位相成分の振幅に応じて調整するオフセット値調整部４９が備えられる。ＤＣオフセット補償部４０－２には、Ｘ偏波の直交位相成分の信号に与える（減算する）ＤＣオフセットｄの値を、対応する同相位相成分の振幅に応じて調整するオフセット値調整部４９が備えられる。ＤＣオフセット補償部４０－３には、Ｙ偏波の同相位相成分の信号に与える（減算する）ＤＣオフセットｄの値を、対応する直交位相成分の振幅に応じて調整するオフセット値調整部４９が備えられる。ＤＣオフセット補償部４０－４には、Ｙ偏波の直交位相成分の信号に与える（減算する）ＤＣオフセットｄの値を、対応する同相位相成分の振幅に応じて調整するオフセット値調整部４９が備えられる。なお、Ｘ偏波とＹ偏波の間では、信号はそれぞれ独立である。
　Ｘ偏波の同相位相成分に対応するＤＣオフセット補償部４０－１に備えられるオフセット値調整部４９は、ＤＣオフセット補償部４０－２の分岐回路から出力されたＸ偏波の直交位相成分の主信号Ｓｒｋと、フィルタ回路４７－１によって導出された同相位相成分に係るＤＣオフセットｄとを入力とする。ＤＣオフセット補償部４０－１に備えられるオフセット値調整部４９は、入力されたＤＣオフセットｄに対して以下の処理を行う。オフセット値調整部４９は、対応する直交位相成分の主信号Ｓｒｋの振幅の絶対値が所定の閾値未満である場合には、ＤＣオフセットｄに１よりも大きい所定の重み係数ｗｌ（第１の重み係数）を乗算した値（以下、「ｗｌ乗算値」という。）（第１の乗算値）を減算回路４３－１に出力する。一方、対応する直交位相成分の主信号Ｓｒｋの振幅の絶対値が所定の閾値以上である場合には、オフセット値調整部４９は、ＤＣオフセットｄに１よりも小さい所定の重み係数ｗｓ（第２の重み係数）を乗算した値（以下、「ｗｓ値」という。）（第２の乗算値）を減算回路４３－１に出力する。ここで、重み係数はｗｌ＞１＞ｗｓ＞０の関係を満たす係数である。
　Ｙ偏波の同相位相成分に対応するＤＣオフセット補償部４０－３に備えられるオフセット値調整部４９も、ＤＣオフセット補償部４０－１に備えられるオフセット値調整部４９と同様である。具体的には、ＤＣオフセット補償部４０－３に備えられるオフセット値調整部４９には、ＤＣオフセット補償部４０－４から出力されたＹ偏波の直交位相成分の主信号と、ＤＣオフセット補償部４０－３が備えるフィルタ回路によって導出された同相位相成分に係るＤＣオフセットｄとが入力される。ＤＣオフセット補償部４０－３に備えられるオフセット値調整部４９は、入力されたＤＣオフセットｄに対してＤＣオフセット補償部４０－１と同様の処理を行う。
　Ｘ偏波の直交位相成分に対応するＤＣオフセット補償部４０－２に備えられるオフセット値調整部４９は、ＤＣオフセット補償部４０－１の分岐回路４２－１から出力されたＸ偏波の同相位相成分の主信号Ｓｒｋと、フィルタ回路によって導出された直交位相成分に係るＤＣオフセットｄとを入力とする。ＤＣオフセット補償部４０－２に備えられるオフセット値調整部４９は、入力されたＤＣオフセットｄに対して以下の処理を行う。オフセット値調整部４９は、対応する同相位相成分の主信号Ｓｒｋの振幅の絶対値が所定の閾値未満である場合には、ＤＣオフセットｄに１よりも大きい所定の重み係数ｗｌを乗算したｗｌ乗算値を減算回路に出力する。一方、対応する同相位相成分の主信号Ｓｒｋの振幅の絶対値が所定の閾値以上である場合には、オフセット値調整部４９は、ＤＣオフセットｄに１よりも小さい所定の重み係数ｗｓを乗算したｗｓ乗算値を減算回路に出力する。
　Ｙ偏波の直交位相成分に対応するＤＣオフセット補償部４０－４に備えられるオフセット値調整部４９も、ＤＣオフセット補償部４０－２に備えられるオフセット値調整部４９と同様である。具体的には、ＤＣオフセット補償部４０－４に備えられるオフセット値調整部４９には、ＤＣオフセット補償部４０－３から出力されたＹ偏波の同相位相成分の主信号と、ＤＣオフセット補償部４０－４が備えるフィルタ回路によって導出された直交位相成分に係るＤＣオフセットｄとが入力される。ＤＣオフセット補償部４０－４に備えられるオフセット値調整部４９は、入力されたＤＣオフセットｄに対してＤＣオフセット補償部４０－２と同様の処理を行う。
　上記のような構成により、コヒーレント光受信装置３は、受信信号の各シンボルに応じた適切なＤＣオフセット補償を行うことができるようになる。
　図１０は、オフセット値調整部４９の構成例を示す図である。
　オフセット値調整部４９は、分岐部４９１、重み係数ｗｌ乗算部４９２、重み係数ｗｓ乗算部４９３、振幅判定部４９４及び選択部４９５を備える。図１０では、ＤＣオフセット補償部４０－１が備えるオフセット値調整部４９を例に説明する。なお、ＤＣオフセット補償部４０－２、４０－３及び４０－４が備えるオフセット値調整部４９も、ＤＣオフセット補償部４０－１が備えるオフセット値調整部４９と同様の処理を行う。
　分岐部４９１は、フィルタ回路４７－１が出力するＤＣオフセットｄを２つに分岐し、それぞれ重み係数ｗｌ乗算部４９２及び重み係数ｗｓ乗算部４９３に出力する。重み係数ｗｌ乗算部４９２は、入力されたＤＣオフセットｄに対して重み係数ｗｌを乗算することによってｗｌ乗算値を算出する。重み係数ｗｌ乗算部４９２は、ｗｌ乗算値を選択部４９５に出力する。重み係数ｗｓ乗算部４９３は、入力されたＤＣオフセットｄに対して重み係数ｗｓを乗算することによってｗｓ乗算値を算出する。重み係数ｗｓ乗算部４９３は、ｗｓ乗算値を選択部４９５に出力する。振幅判定部４９４は、ＤＣオフセット補償部４０－２の分岐回路から出力されたＸ偏波の直交位相成分の主信号Ｓｒｋの振幅の絶対値（｜Ｅ｜）と、所定の閾値（Ｅｔｈ）との大小関係を判定する。振幅判定部４９４は、判定結果を示す信号を選択部４９５に出力する。
　選択部４９５は、振幅判定部４９４が出力した信号に基づいて、ＤＣオフセット補償部４０－２の分岐回路から出力されたＸ偏波の直交位相成分の主信号Ｓｒｋの振幅の絶対値（｜Ｅ｜）が所定の閾値（Ｅｔｈ）より小さければ重み係数ｗｌ乗算部４９２の出力であるｗｌ乗算値をそのまま出力する。一方、選択部４９５は、振幅判定部４９４が出力した信号に基づいて、ＤＣオフセット補償部４０－２の分岐回路から出力されたＸ偏波の直交位相成分の主信号Ｓｒｋの振幅の絶対値（｜Ｅ｜）が所定の閾値（Ｅｔｈ）より大きければ重み係数ｗｓ乗算部４９３の出力であるｗｓ乗算値をそのまま出力する。なお、図１０には、オフセット値調整部４９が、重み係数ｗｌ乗算部４９２と、重み係数ｗｓ乗算部４９３の双方を実装する態様を記載しているが、コンスタレーション歪みの状態によっては、これらのうちいずれか一方のみを実装する態様であってもよい。例えば、対向する信号の振幅の絶対値（｜Ｅ｜）が所定の閾値（Ｅｔｈ）より大きい場合はＤＣオフセットｄの調整が不要である。このような場合には、オフセット値調整部４９は、重み係数ｗｓ乗算部４９３を実装せず、分岐部４９１の２つの出力のうち重み係数ｗｌ乗算部４９２に入力されていない方の出力を直接、選択部４９５に接続するようにしてもよい。この場合、重み係数ｗｓはｗｓ＝１と見なせばよい。上記の説明で、“対向する”との表現を用いたが、これは、Ｘ偏波の同相位相成分についてはＸ偏波の直交位相成分、Ｙ偏波の同相位相成分についてはＹ偏波の直交位相成分を指すことを意味する。
　図１１は、オフセット値調整部４９の処理の流れを説明するフローチャートである。図１１では、ＤＣオフセット補償部４０－１が備えるオフセット値調整部４９の処理を例に説明する。
　分岐部４９１は、フィルタ回路４７－１から出力されたＤＣオフセットｄを、重み係数ｗｌ乗算部４９２及び重み係数ｗｓ乗算部４９３に出力する。重み係数ｗｌ乗算部４９２は、分岐部４９１から出力されたＤＣオフセットｄに対して重み係数ｗｌを乗算することによってｗｌ乗算値を算出する（ステップＳ１０１）。重み係数ｗｌ乗算部４９２は、算出したｗｌ乗算値を選択部４９５に出力する。重み係数ｗｓ乗算部４９３は、分岐部４９１から出力されたＤＣオフセットｄに対して重み係数ｗｓを乗算することによってｗｓ乗算値を算出する（ステップＳ１０２）。重み係数ｗｓ乗算部４９３は、算出したｗｓ乗算値を選択部４９５に出力する。ここで、重み係数ｗｌ及びｗｓは、図６Ｂの歪んだコンスタレーションを正方格子状に補償するに足る係数であればよい。コンスタレーション歪みは、コヒーレント光送信装置１に用いられる偏波多重ＩＱ光変調器の特性や、信号光の伝搬路である光ファイバ２の特性などによって異なる。予め適切な数値の重み係数ｗｌ及びｗｓをオフセット値調整部４９に設定しておけばよい。
　フィルタ回路４７－１よりＤＣオフセットｄが入力されると、振幅判定部４９４は対向するＸ偏波の直交位相成分の主信号Ｓｒｋの振幅の絶対値｜Ｅ｜を取得する（ステップＳ１０３）。振幅判定部４９４は、取得した主信号Ｓｒｋの振幅の絶対値｜Ｅ｜と、所定の閾値Ｅｔｈとの大小関係を比較して、絶対値｜Ｅ｜＜所定の閾値Ｅｔｈを満たすか否か判定する（ステップＳ１０４）。所定の閾値Ｅｔｈは、対向する信号の振幅が、４値の振幅変調のうちどの振幅であるかを判別するための閾値である。例えば、あるレーンの信号の振幅Ｅが、－Ｅ２、－Ｅ１、Ｅ１、Ｅ２（０＜Ｅ１＜Ｅ２）の４値で振幅変調されているとする。閾値Ｅｔｈは、Ｅ１とＥ２の中間付近の値であって、Ｅ１とＥ２、－Ｅ１と－Ｅ２を適切に判別することができる値であればよい。絶対値｜Ｅ｜＜所定の閾値Ｅｔｈを満たす場合（ステップＳ１０４－ＹＥＳ）、選択部４９５は重み係数ｗｌ乗算部４９２から出力されたｗｌ乗算値を減算回路４３－１に出力する（ステップＳ１０５）。一方、絶対値｜Ｅ｜＜所定の閾値Ｅｔｈを満たさない場合（ステップＳ１０４－ＮＯ）、選択部４９５は重み係数ｗｓ乗算部４９３から出力されたｗｓ乗算値を減算回路４３－１に出力する（ステップＳ１０６）。
　図１２は、ＤＣオフセット補償部４０にオフセット値調整部４９を設けた場合の効果を検証するために行った計算機シミュレーションの結果を示す図である。横軸は、コヒーレント光送信装置１から出力される信号光の強度と、光ファイバ２及びコヒーレント光受信フロントエンド部１０で付与される雑音の強度との信号対雑音比（ＯＳＮＲ：Optical Signal-to-Noise Ratio）を示している。縦軸は、コヒーレント光受信装置３で受信した信号の品質であるＱ値を示している。ＯＳＮＲを変化させながら、受信信号のＱ値をプロットした。送信信号は１６ＱＡＭである。Ｑ値は、受信信号のすべてのシンボルに対するＱ値を平均して導出し、さらに、異なる４種類の偏波状態に対するＱ値を平均して導出した。図１２に示す四角７０は、ＤＣオフセット補償部４０にオフセット値調整部４９が備えられていない場合の計算結果を示している。図１２に示すひし形７１は、オフセット値調整部４９が備えられている場合の計算結果を示している。図１２から、ＤＣオフセット補償部４０にオフセット値調整部４９を設けることで、Ｑ値が０．４～０．５ｄＢ程度改善したことが分かる。図１２は、受信信号のシンボルに応じた適切な重み係数が乗算されたＤＣオフセットｄを用いてＤＣオフセット補償を行うことで、受信特性がさらに改善できることを明確に示している。
　以上のとおり、Ｘ偏波及び／又はＹ偏波の同相位相成分のＤＣオフセット補償を行うＤＣオフセット補償部４０に、Ｘ偏波及び／又はＹ偏波の同相位相成分の信号に与える（減算する）ＤＣオフセットｄを、対応する直交位相成分の振幅に応じて調整するオフセット値調整部４９を備えるようにしたことで、コンスタレーションの歪みをさらに補償することができ、１６ＱＡＭのような直交位相振幅変調のいずれのシンボルに対しても、同程度に優れた復調性能を提供することができるようになる。
　図１０に示す例では、オフセット値調整部４９が、ｗｌ乗算値及びｗｓ乗算値を算出して、判定結果に応じていずれかの乗算値を出力する構成を示した。しかし、オフセット値調整部４９は判定結果に応じていずれかの乗算値を算出し、乗算値を出力するように構成されてもよい。このように構成される場合のオフセット値調整部４９の構成を図１３に示す。図１３は、オフセット値調整部４９の別の構成例を示す図である。図１３に示すオフセット値調整部４９ａは、振幅判定部４９４、選択部４９５ａ及び乗算部４９６を備える。図１３では、ＤＣオフセット補償部４０－１が備えるオフセット値調整部４９ａを例に説明する。なお、ＤＣオフセット補償部４０－２、４０－３及び４０－４が備えるオフセット値調整部４９ａも、ＤＣオフセット補償部４０－１が備えるオフセット値調整部４９ａと同様の処理を行う。
　選択部４９５ａは、振幅判定部４９４が出力した信号と、フィルタ回路４７－１が出力するＤＣオフセットｄとを入力とする。また、選択部４９５ａには、予め重み係数ｗｌ及びｗｓが設定されている。選択部４９５ａは、振幅判定部４９４から入力された信号に基づいて、重み係数ｗｌ又はｗｓのいずれかと、ＤＣオフセットｄとを乗算部４９６に出力する。具体的には、入力された信号が｜Ｅ｜＜所定の閾値Ｅｔｈを示す場合、選択部４９５ａは重み係数ｗｌと、ＤＣオフセットｄとを乗算部４９６に出力する。一方、入力された信号が｜Ｅ｜＞所定の閾値Ｅｔｈを示す場合、選択部４９５ａは重み係数ｗｓと、ＤＣオフセットｄとを乗算部４９６に出力する。
　乗算部４９６は、選択部４９５ａから出力された重み係数ｗｌ又はｗｓのいずれかと、ＤＣオフセットｄとを入力とする。乗算部４９６は、入力されたＤＣオフセットｄに対して重み係数を乗算することによって乗算値を算出する。具体的には、乗算部４９６は、重み係数ｗｌと、ＤＣオフセットｄとが入力された場合、入力されたＤＣオフセットｄに対して重み係数ｗｌを乗算することによってｗｌ乗算値を算出する。また、乗算部４９６は、重み係数ｗｓと、ＤＣオフセットｄとが入力された場合、入力されたＤＣオフセットｄに対して重み係数ｗｓを乗算することによってｗｓ乗算値を算出する。乗算部４９６は、算出した乗算値を減算回路４３－１に出力する。
　以上のように構成されることによって、オフセット値調整部４９は、必ずしもｗｌ乗算値及びｗｓ乗算値を算出する必要がない。そのため、処理負荷を低減することができる。
　なお、上記の実施形態において、ＤＣオフセット補償部４０の後に、ＩＱクロストーク補償部５０を備えるようにしているが、本発明は、当該実施の形態に限られない。ＩＱクロストーク補償部５０を補償部２０に接続し、その後にＤＣオフセット補償部４０を接続するようにしてもよい。この場合、ＤＣオフセット補償部４０が備えるサンプリング回路４１－１等に代えて、ＩＱクロストーク補償部５０Ｘ、５０Ｙとキャリア位相再生部２４との間の４レーンの各々にサンプリング回路が備えられることになる。このサンプリング回路は、例えば、ＩＱクロストーク補償部５０Ｘの分岐回路５１Ｘ－１、５１Ｘ－２の前段、及びこれに対応するＩＱクロストーク補償部５０Ｙの分岐回路の前段に接続されることになる。
　また、上記の実施形態において、コンスタレーション歪補償部３０は、ＤＣオフセット補償部４０と、ＩＱクロストーク補償部５０の両方を備えるようにしているが、いずれか一方を備えるようにしてもよい。
　また、上記の実施形態において、局部発振レーザ１１は、コヒーレント光送信装置１に適用される送信用レーザとは独立に動作しており、送信用レーザと周波数同期されていないものとするとしているが、同期がされているものに、本実施形態の構成を適用してもよい。
　また、上記の実施形態では、相関係数算出部６０Ｘ－１、６０Ｘ－２が、動的に仮判定が行われた同相位相変調データ成分と、直交位相変調データ成分とに基づいて、相関係数を算出するようにしているが、本発明の構成は、当該実施の形態に限られない。相関係数の時間的な変化が大きくない場合、相関係数算出部６０Ｘ－１、６０Ｘ－２が予め相関係数を算出し、係数乗算回路５４Ｘ－１、５４Ｘ－２が算出された相関係数を記憶しておくような構成であってもよい。この場合、相関係数算出部６０Ｘ－１、６０Ｘ－２は、ＩＱクロストーク補償部５０Ｘに必ずしも備えられている必要はなく、外部の演算装置が相関係数を算出するという構成であってもよい。
　上述した実施形態におけるデジタル信号処理部１３をコンピュータで実現するようにしてもよい。その場合、この機能を実現するためのプログラムをコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記録して、この記録媒体に記録されたプログラムをコンピュータシステムに読み込ませ、実行することによって実現してもよい。なお、ここでいう「コンピュータシステム」とは、ＯＳや周辺機器等のハードウェアを含むものとする。また、「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、フレキシブルディスク、光磁気ディスク、ＲＯＭ、ＣＤ－ＲＯＭ等の可搬媒体、コンピュータシステムに内蔵されるハードディスク等の記憶装置のことをいう。さらに「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、インターネット等のネットワークや電話回線等の通信回線を介してプログラムを送信する場合の通信線のように、短時間の間、動的にプログラムを保持するもの、その場合のサーバやクライアントとなるコンピュータシステム内部の揮発性メモリのように、一定時間プログラムを保持しているものも含んでもよい。また上記プログラムは、前述した機能の一部を実現するためのものであってもよく、さらに前述した機能をコンピュータシステムにすでに記録されているプログラムとの組み合わせで実現できるものであってもよく、ＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）等のプログラマブルロジックデバイスを用いて実現されるものであってもよい。
　以上、この発明の実施形態について図面を参照して詳述してきたが、具体的な構成はこの実施形態に限られるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲の設計等も含まれる。
　本発明は、受信側においてコンスタレーション歪を補償することが不可欠な用途にも適用できる。
１…コヒーレント光送信装置，２…光ファイバ，３…コヒーレント光受信装置，１０…コヒーレント光受信フロントエンド部，１１…局部発振レーザ，１２…アナログデジタル変換器，１３…デジタル信号処理部，２０…補償部，２１…波長分散補償部，２２…偏波分離・偏波モード分散補償部，２３…周波数オフセット補償部，２４…キャリア位相再生部，３０…コンスタレーション歪補償部，４０（４０－１～４０－４）…ＤＣオフセット補償部，４１－１…サンプリング回路，４２－１…分岐回路，４３－１…減算回路，４４－１…変調データ成分除去部，４５－１…仮判定回路，４６－１…減算回路，４７－１…フィルタ回路，４８－１…平均化部，４９、４９ａ…オフセット値調整部，４９１…分岐部，４９２…重み係数ｗｌ乗算部，４９３…重み係数ｗｓ乗算部，４９４…振幅判定部，４９５、４９５ａ…選択部，４９６…乗算部，５０…ＩＱクロストーク補償部，５０Ｘ…ＩＱクロストーク補償部，５０Ｙ…ＩＱクロストーク補償部，５１Ｘ－１、５１Ｘ－２…分岐回路，５２Ｘ－１、５２Ｘ－２…減算回路，５３Ｘ－１、５３Ｘ－２…仮判定回路，５４Ｘ－１、５４Ｘ－２…係数乗算回路，６０Ｘ－１、６０Ｘ－２…相関係数算出部，６１Ｘ－１、６１Ｘ－２…信号規格化回路，６３Ｘ－１、６３Ｘ－２…内積算出回路，６４Ｘ－１、６４Ｘ－２…平均化回路，９０…誤り訂正復号部，１００…コヒーレント光データ伝送システム

Claims (13)

  1. 　レーザ光を供給する局部発振レーザと、
    　多値変調された光信号を受信して、前記レーザ光に基づいて、前記光信号を復調して電気のアナログ信号に変換するコヒーレント光受信フロントエンド部と、
    　前記アナログ信号をデジタル信号に変換するアナログデジタル変換器と、
    　前記光信号の波長や偏波による分散の影響を補償して前記デジタル信号のキャリア位相を再生する補償部と、
    　前記補償部により分散の影響が補償された前記デジタル信号に含まれる前記多値変調のコンスタレーション歪を補償するコンスタレーション歪補償部と、
    　前記コンスタレーション歪が補償された前記デジタル信号の誤り訂正を行う誤り訂正復号部と、
    　を備えるコヒーレント光受信装置。
  2. 　前記コンスタレーション歪補償部は、
    　前記コンスタレーション歪としてのＤＣオフセットを前記デジタル信号に対して補償するＤＣオフセット補償部を備える、請求項１に記載のコヒーレント光受信装置。
  3. 　前記ＤＣオフセット補償部は、
    　前記デジタル信号から変調データ成分を低減し、平均化によりランダムノイズを除去して、前記デジタル信号に含まれる前記ＤＣオフセットを抽出する平均化部と、
    　前記平均化部が抽出する前記ＤＣオフセットを、前記デジタル信号から減算する第１の減算回路と、
    　を備える、請求項２に記載のコヒーレント光受信装置。
  4. 　前記平均化部は、
    　前記デジタル信号から前記変調データ成分を抽出する仮判定回路と、
    　前記仮判定回路が抽出する前記変調データ成分を前記デジタル信号から減算する第２の減算回路と、
    　前記デジタル信号から前記変調データ成分を減算した減算結果を平均化するフィルタ回路と、
    　を備える、請求項３に記載のコヒーレント光受信装置。
  5. 　前記ＤＣオフセット補償部は、
    　前記デジタル信号の同相位相成分の信号に含まれる前記ＤＣオフセットを補償する場合、前記デジタル信号の直交位相成分の信号の振幅に応じた重み係数を前記平均化部が抽出する前記ＤＣオフセットに乗算し、前記デジタル信号の前記直交位相成分の信号に含まれる前記ＤＣオフセットを補償する場合、前記デジタル信号の前記同相位相成分の信号の振幅に応じた重み係数を前記平均化部が抽出する前記ＤＣオフセットに乗算し、前記重み係数が乗算された前記ＤＣオフセットを前記第１の減算回路に出力するオフセット値調整部をさらに備え、
    　前記第１の減算回路は、前記オフセット値調整部から出力された前記重み係数が乗算された前記ＤＣオフセットを、前記デジタル信号から減算する、請求項３又は４に記載のコヒーレント光受信装置。
  6. 　前記オフセット値調整部は、前記デジタル信号の前記同相位相成分の信号に含まれる前記ＤＣオフセットを補償する場合において前記デジタル信号の前記直交位相成分の信号の振幅が所定の閾値より小さいとき、又は、前記デジタル信号の前記直交位相成分の信号に含まれる前記ＤＣオフセットを補償する場合において前記デジタル信号の前記同相位相成分の信号の振幅が前記閾値より小さいとき、前記重み係数を１より大きい値とする、請求項５に記載のコヒーレント光受信装置。
  7. 　前記オフセット値調整部は、前記デジタル信号の前記同相位相成分の信号に含まれる前記ＤＣオフセットを補償する場合において前記デジタル信号の前記直交位相成分の信号の振幅が所定の閾値以上であるとき、又は、前記デジタル信号の前記直交位相成分の信号に含まれる前記ＤＣオフセットを補償する場合において前記デジタル信号の前記同相位相成分の信号の振幅が前記閾値以上であるとき、前記重み係数を１より小さい値とする、請求項５又は６に記載のコヒーレント光受信装置。
  8. 　前記コンスタレーション歪補償部は、
    　前記コンスタレーション歪みとしてのＩＱクロストークを前記デジタル信号の同相位相成分及び直交位相成分の信号に対して補償するＩＱクロストーク補償部を備える、請求項１に記載のコヒーレント光受信装置。
  9. 　前記ＩＱクロストーク補償部は、
    　前記デジタル信号の前記同相位相成分の信号を仮判定して、同相位相変調データ成分を抽出する第１の仮判定回路と、
    　前記デジタル信号における前記同相位相成分の前記直交位相成分の信号への漏れ込み分を、前記同相位相変調データ成分に基づいて算出する第１の係数乗算回路と、
    　前記デジタル信号の前記直交位相成分の信号を仮判定して、直交位相変調データ成分を抽出する第２の仮判定回路と、
    　前記デジタル信号における前記直交位相成分の前記同相位相成分の信号への漏れ込み分を、前記直交位相変調データ成分に基づいて算出する第２の係数乗算回路と、
    　前記デジタル信号の前記同相位相成分の信号から前記第２の係数乗算回路の出力値を減算する第１の減算回路と、
    　前記デジタル信号の前記直交位相成分の信号から前記第１の係数乗算回路の出力値を減算する第２の減算回路と、
    　を備える、請求項８に記載のコヒーレント光受信装置。
  10. 　前記ＩＱクロストーク補償部は、
    　前記デジタル信号の前記直交位相成分の信号に含まれる前記同相位相成分と前記同相位相成分の信号との相関を示す第１の相関係数を算出する第１の相関係数算出部と、
    　前記デジタル信号の前記同相位相成分の信号に含まれる前記直交位相成分と前記直交位相成分の信号との相関を示す第２の相関係数を算出する第２の相関係数算出部と、
    　を備え、
    　前記第１の係数乗算回路は、前記同相位相変調データ成分に、前記第１の相関係数を乗じて出力し、
    　前記第２の係数乗算回路は、前記直交位相変調データ成分に、前記第２の相関係数を乗じて出力する、請求項９に記載のコヒーレント光受信装置。
  11. 　前記第１の相関係数算出部は、
    　前記直交位相変調データ成分を前記直交位相変調データ成分のノルムの二乗で除算して出力する第１の信号規格化回路と、
    　前記第１の信号規格化回路の出力値と、前記同相位相成分の信号との内積を算出する第１の内積算出回路と、
    　前記第１の内積算出回路が算出する内積値を平均化して前記第１の相関係数を出力する第１の平均化回路と、
    　を備え、
    　前記第２の相関係数算出部は、
    　前記直交位相変調データ成分を前記直交位相変調データ成分のノルムの二乗で除算して出力する第２の信号規格化回路と、
    　前記第２の信号規格化回路の出力値と、前記直交位相成分の信号との内積を算出する第２の内積算出回路と、
    　前記第２の内積算出回路が算出する内積値を平均化して前記第２の相関係数を出力する第２の平均化回路と、
    　を備える、請求項１０に記載のコヒーレント光受信装置。
  12. 　前記コンスタレーション歪補償部は、
    　前記コンスタレーション歪としてのＤＣオフセットを前記デジタル信号に対して補償するＤＣオフセット補償部と、
    　前記コンスタレーション歪みとしてのＩＱクロストークを前記デジタル信号の同相位相成分及び直交位相成分の信号に対して補償するＩＱクロストーク補償部と、を備える、請求項１に記載のコヒーレント光受信装置。
  13. 　前記コンスタレーション歪補償部は、
    　前記補償部の後段に前記ＤＣオフセット補償部を備え、前記ＤＣオフセット補償部の後段に前記ＩＱクロストーク補償部を備えるか、又は、前記補償部の後段に前記ＩＱクロストーク補償部を備え、前記ＩＱクロストーク補償部の後段に前記ＤＣオフセット補償部を備える、請求項１２に記載のコヒーレント光受信装置。
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