WO2014162649A1 - デジタル光送信機、それを用いた光通信システムおよびデジタル光送信方法 - Google Patents

デジタル光送信機、それを用いた光通信システムおよびデジタル光送信方法 Download PDF

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安部　淳一
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日本電気株式会社
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    • G02F1/21—Devices or arrangements for the control of the intensity, colour, phase, polarisation or direction of light arriving from an independent light source, e.g. switching, gating or modulating; Non-linear optics for the control of the intensity, phase, polarisation or colour  by interference
    • G02F1/212—Mach-Zehnder type

Definitions

  • the present invention relates to a digital optical transmitter, an optical communication system using the same, and a digital optical transmission method, and more particularly to a digital optical transmitter including a Mach-Zehnder optical modulator, an optical communication system using the same, and a digital optical transmission method. .
  • optical fiber communication system it is important to reduce the installation cost of an optical fiber that is an optical transmission line and to increase the transmission band utilization efficiency per optical fiber. For this reason, the importance of digital coherent optical communication technology using a digital optical transceiver is increasing.
  • Digital coherent optical communication compensates for waveform distortion such as chromatic dispersion compensation by performing digital signal processing (DSP) on the transmission side or reception side.
  • DSP digital signal processing
  • digital coherent optical communication performs compensation with higher accuracy than analog optical transceivers using modulation schemes such as OOK (on-off keying) that are generally applied in large-capacity optical communication systems. be able to. Therefore, it is possible to improve the performance of the communication device and reduce the cost.
  • An optical communication device applied to digital coherent optical communication is disclosed in Patent Documents 1 and 2, for example.
  • FIG. 19 shows a block diagram of a general optical transmitter applied to digital coherent optical communication.
  • multilevel modulation using QPSK (quadture phase shift keying) modulation, QAM (quadture amplitude modulation) modulation, etc. instead of binary data modulation as in an analog transmitter, Arbitrary waveform modulation using a D / A (digital to analog) converter output is performed in order to perform equalization.
  • QPSK quadrature phase shift keying
  • QAM quadrature amplitude modulation
  • Such a digital optical transmitter generally uses a Mach-Zehnder (hereinafter referred to as MZ) optical modulator.
  • MZ Mach-Zehnder
  • the MZ type optical modulator is formed by incorporating an optical waveguide type optical phase modulator into an optical waveguide type Mach-Zehnder (hereinafter, MZ) interferometer.
  • MZ optical waveguide type Mach-Zehnder
  • the MZ type optical modulator performs various optical modulations such as intensity modulation and phase modulation by adjusting the applied voltage and the configuration of the interferometer.
  • the present invention has been made in view of the above problems, and even when waveform distortion is applied to the optical modulator, the quality of the output transmission signal can be suitably maintained and the system performance can be maintained. It is an object of the present invention to provide a digital optical transmitter, an optical communication system using the same, and a digital optical transmission method.
  • a digital optical transmitter uses pre-equalization coefficient calculation means for generating a conversion function, and the generated conversion function, from the first data and the second data, Pre-equalization signal generating means for generating the third data and the fourth data, a branching unit for dividing the optical signal into two, and a first for optically modulating one of the optical signals divided based on the third data
  • Pre-equalization signal generating means for generating the third data and the fourth data
  • a branching unit for dividing the optical signal into two, and a first for optically modulating one of the optical signals divided based on the third data
  • a conversion function that adds the first data to the fourth data and the second data to the third data so as to compensate for waveform distortion caused by the optical modulator. It is characterized by being.
  • an optical communication system uses the above digital optical transmitter.
  • a digital optical transmission method includes a branching unit that divides an optical signal into two parts, and a first optical modulator that optically modulates one optical signal divided based on third data.
  • a second optical modulator that optically modulates the other optical signal divided based on the fourth data, and an optical modulator including a coupling unit that couples and outputs the two optical signals that have been optically modulated
  • a conversion function for compensating for signal distortion generated in the optical modulator is generated, and a third function is generated from the first data and the second data by using the generated conversion function.
  • the data and the fourth data are generated, and the conversion function applies the first data to the fourth data and the second data to the third data so as to compensate for waveform distortion generated in the optical modulator. It is a function to be given.
  • the quality of the output transmission signal can be suitably maintained and the system performance can be maintained.
  • FIG. 10 is a diagram for explaining the characteristics of an MZ type IQ optical modulator 209 according to a second embodiment. These are optical signals E + and E ⁇ output from the MZ type IQ optical modulator 209 according to the second embodiment.
  • FIG. 10 is a diagram for explaining the characteristics of an optical signal output from an MZ type IQ optical modulator 209 according to the second embodiment.
  • FIG. 6 is a diagram showing an example in which the characteristics of an optical signal output from an MZ type IQ optical modulator 209 according to the second embodiment are linearly approximated. It is an example of filter functions f1 to f4 of the pre-equalization signal generation unit 202 according to the second embodiment.
  • FIG. 10 shows other optical signals E + and E ⁇ output from the MZ type IQ optical modulator 209 according to the second embodiment.
  • FIG. 10 is a diagram illustrating an example in which characteristics of an optical signal output from an MZ type IQ optical modulator 209 according to the second embodiment are approximated. It is an example of filter functions f1 to f4 of the pre-equalization signal generation unit 202 according to the second embodiment. It is an example of filter functions f1 to f4 of the pre-equalization signal generation unit 202 according to the second embodiment. It is an example of other filter functions f1 to f4 of the pre-equalization signal generation unit 202 according to the second embodiment.
  • FIG. 10 is a diagram for explaining a calculation method of filter functions f1 to f4 of a pre-equalization coefficient calculation unit 203 according to a modification of the second embodiment.
  • FIG. 10 is a diagram for explaining a calculation method of filter functions f1 to f4 of a pre-equalization coefficient calculation unit 203 according to a modification of the second embodiment.
  • It is a block block diagram of the digital optical transmitter / receiver 1600 which concerns on 3rd Embodiment.
  • It is a block block diagram of the digital optical transmitter-receiver 1700 which concerns on 4th Embodiment.
  • It is a block block diagram of the digital optical transmitter / receiver 1800 which concerns on 5th Embodiment.
  • It is a block block diagram of a general digital optical transceiver.
  • FIG. 1 shows a block diagram of the optical transceiver according to the present embodiment.
  • the digital optical transmitter 100 includes a pre-equalization signal generation unit 101, a pre-equalization coefficient calculation unit 102, and an optical modulator 103.
  • the first data and the second data encoded according to the modulation method of the transmission signal are input to the pre-equalization signal generation means 101.
  • the pre-equalization signal generation unit 101 converts the input first data and second data into third data and fourth data using the conversion function input from the pre-equalization coefficient calculation unit 102. And output to the first optical modulator 105 and the second optical modulator 106 of the optical modulation unit 103.
  • the pre-equalization signal generation unit 101 according to the present embodiment performs the above conversion process by digital signal processing.
  • the pre-equalization coefficient calculation unit 102 calculates a conversion function corresponding to the transmission condition and outputs the conversion function to the pre-equalization signal generation unit 101.
  • the pre-equalization coefficient calculator 102 calculates a pre-equalization coefficient for compensating for waveform distortion generated in the optical modulator 103 as a conversion function. Based on this conversion coefficient, the pre-equalization signal generation unit 101 generates the third data by adding the second data corresponding to the extinction ratio and the applied voltage of the optical modulator 103 to the first data. Furthermore, the pre-equalization signal generation means 101 generates the fourth data by adding the first data corresponding to the extinction ratio of the optical modulator 103 and the applied voltage to the second data based on the conversion coefficient. To do.
  • the optical modulator 103 generates and outputs a transmission signal. As shown in FIG. 1, the optical modulator 103 includes a branching unit 104, a first optical modulator 105, a second optical modulator 106, and a coupling unit 107.
  • the branching unit 104 divides the optical signal of the carrier wave output from the light source (not shown) into two, and outputs one to the first optical modulator 105 and the other to the second optical modulator 106. It is desirable to use continuous light as the optical signal of the carrier wave.
  • the first optical modulator 105 optically modulates one optical signal input from the branching unit 104 based on the third data input from the pre-equalization signal generation unit 102, and outputs the first optical signal as the first optical signal.
  • the second optical modulator 106 optically modulates the other optical signal input from the branching unit 104 based on the fourth data input from the pre-equalization signal generating unit 102, and outputs the second optical signal as a second optical signal.
  • the first optical signal is an I-ch (in-phase channel) optical signal
  • the second optical signal is a Q-ch (quadture-channel) optical signal.
  • the combining unit 107 combines the first optical signal input from the first optical modulator 105 and the second optical signal input from the second optical modulator 106 with a predetermined phase difference ⁇ . And output as a transmission signal.
  • the first optical modulator 105 is generated by giving second data corresponding to the characteristics of the optical modulator 103 to the first data from the pre-equalization signal generation unit 102.
  • Third data is input.
  • the second optical modulator 106 is generated by adding the first data corresponding to the characteristics of the optical modulator 103 to the second data from the pre-equalization signal generation unit 102. Data is entered.
  • the waveform distortion peculiar to the optical modulator 103 is compensated, and the quality is improved.
  • a suitably kept transmission signal is output.
  • an encoding unit that performs encoding according to the modulation scheme of the transmission signal on the transmission data can be arranged before the pre-equalization signal generation unit 101.
  • the encoding performed by this encoding unit includes the entire encoding process performed by a general transmitter, such as framer processing, FEC (forward error correction), and precoder, and is limited to encoding for a specific application. It is not a thing.
  • FIG. 2 shows a block diagram of the optical transceiver according to the present embodiment.
  • the digital optical transmitter 200 includes an encoding unit 201, a pre-equalization signal generation unit 202, a pre-equalization coefficient calculation unit 203, a front signal processing unit 204, and an optical modulation unit 205.
  • the optical modulation unit 205 includes a D / A converter (DAC: digital to analog converter) 206, a driver amplifier 207, a light source 208, and an MZ type IQ optical modulator 209.
  • the MZ type IQ optical modulator 209 includes an I-ch optical modulator 210, a Q-ch optical modulator 211, and a ⁇ / 2 phase shifter 212. .
  • FIG. 2 when there are a plurality of units having the same function, they are distinguished by adding -1, -2, etc. to the reference numerals.
  • DAC 206-1 when there are a plurality of units having the same function, they are distinguished by adding -1, -2, etc. to the reference numerals.
  • DAC 206-1 when there are a plurality of units having the same function, they are distinguished by adding -1, -2, etc. to the reference numerals.
  • DAC 206-1 DAC 206-2
  • DAC 206 unless there is a particular need for distinction.
  • Transmission data is input to the encoding unit 201.
  • the encoding unit 201 performs encoding according to the transmission signal modulation scheme on the input transmission data, and outputs the transmission data to the pre-equalization signal generation unit 202 as first data and second data.
  • the pre-equalization signal generation unit 202 Based on the coefficient information from the pre-equalization coefficient calculation unit 203, the pre-equalization signal generation unit 202 generates third data and fourth data from the input first data and second data, respectively. And output to the front signal processing unit 204.
  • the pre-equalization coefficient calculation unit 203 calculates coefficient information for canceling the waveform distortion applied by the optical modulation unit 205 in advance and outputs the coefficient information to the pre-equalization signal generation unit 202. Detailed operations of the pre-equalization signal generation unit 202 and the pre-equalization coefficient calculation unit 203 will be described later.
  • the front signal processing unit 204 performs predetermined signal processing on the two series of data of the input third data and fourth data, and the light modulation unit as 3 ′ data and 4 ′ data, respectively. Output to 205.
  • the front signal processing unit 204 converts the front end such as the DAC 206, the driver amplifier 207, the I-ch optical modulator 210, and the Q-ch optical modulator 211 into the third data and the fourth data. Correction for linearizing the nonlinear characteristic of the device and signal processing for correcting the frequency characteristic are performed.
  • the front signal processing unit 204 will be described in detail.
  • An example of a block diagram of the front signal processing unit 204 is shown in FIG.
  • the front signal processing unit 204 in FIG. 3 includes linearizers 301-1 and 301-2 and band compensation filters 302-1 and 302-2.
  • the third data input to the linearizer 301-1 is converted into a data string for linearizing the nonlinear characteristic of the optical modulation unit 205 and output to the band compensation filter 302-1.
  • the data sequence input to the band compensation filter 302-1 is corrected to a data sequence (third 'data) for optimizing the frequency characteristics of the optical modulation unit 205 and output to the optical modulation unit 205.
  • the third data input to the linearizer 301-1 is converted into a data string for linearizing the nonlinear characteristic of the optical modulation unit 205 and output to the band compensation filter 302-1.
  • the data sequence input to the band compensation filter 302-1 is corrected to a data sequence (third 'data) for optimizing the frequency characteristics of the optical modulation unit 205 and output to
  • the fourth data input to the linearizer 301-2 is converted into a data string for linearizing the nonlinear characteristic of the light modulation unit 205.
  • the converted data sequence is further corrected to a data sequence (fourth data) for optimizing the frequency characteristics of the optical modulation unit 205 in the band compensation filter 302-2 and output to the optical modulation unit 205. .
  • the digital optical transmitter 200 can improve the yield of used parts, and can reduce the cost.
  • the front signal processing unit 204 includes the linearizer 301 and the band compensation filter 302, but the configuration of the front signal processing unit 204 is not limited to this.
  • the front signal processing unit 204 further includes a linear filter such as an FIR (finite impulse response) / IIR (infinite impulse response) filter, a non-linear filter, a clipping processing unit, or the like according to system requirements. Can also be prepared.
  • a linear filter such as an FIR (finite impulse response) / IIR (infinite impulse response) filter, a non-linear filter, a clipping processing unit, or the like according to system requirements. Can also be prepared.
  • the arrangement position it is not necessary to arrange the front signal processing unit 204 after the pre-equalization signal generation unit 202.
  • the front signal processing unit 204 can be arranged in the front stage or both the front stage and the rear stage of the pre-equalization signal generation unit 202.
  • non-linear characteristic is the saturation characteristic of the DAC 206 and the driver amplifier 207.
  • nonlinearity is caused by the fact that the phase change of the optical signal with respect to the drive applied voltage V mod of the I-ch optical modulator 210 or the Q-ch optical modulator 211 is sinusoidal. Characteristics. In this case, the phase change of the optical signal is proportional to, for example, sin (kV mod ) or cos (kV mod ) (k is a constant). These non-linear characteristics do not have to be generated independently, and generally may be generated in combination.
  • the 3 ′ data and the 4 ′ data input to the optical modulation unit 205 are analog signals proportional to the digital signal amplitudes of the 3 ′ data and the 4 ′ data in the DACs 206-1 and 206-2. And output to the driver amplifiers 207-1 and 207-2.
  • the analog signals input to the driver amplifiers 207-1 and 207-2 are amplified to an appropriate electric signal amplitude in the driver amplifiers 207-1 and 207-2, respectively, and then MZ type IQ optical modulation is used as a drive signal. Is output to the device 209.
  • the optical signal output from the light source 208 is input to the MZ type IQ optical modulator 209.
  • the MZ type IQ optical modulator 209 includes an I-ch optical modulator 210, a Q-ch optical modulator 211, and a ⁇ / 2 phase shifter 212.
  • the optical signal from the light source 208 input to the MZ type IQ optical modulator 209 is branched into two optical signals passing through the I-ch optical waveguide and the Q-ch optical waveguide along the optical waveguide.
  • the light passes through the I-ch optical modulator 210, and the other passes through the Q-ch optical modulator 211 and the ⁇ / 2 phase shifter 212.
  • the optical signals passing through the I-ch optical modulator 210 and the Q-ch optical modulator 211 correspond to the drive signals (electrical signals) input from the driver amplifiers 207-1 and 207-2. Light modulation is applied. Further, the phase of the optical signal that has passed through the Q-ch optical modulator 211 changes by ⁇ / 2 in the ⁇ / 2 phase shifter 212. Then, the light that has passed through the I-ch optical modulator 210 and the optical signal that has passed through the Q-ch optical modulator 211 and the ⁇ / 2 phase shifter 212 are combined and output from the MZ type IQ optical modulator 209. Output as a transmission signal.
  • FIG. 4 An example of a configuration diagram of the pre-equalization signal generation unit 202 and the pre-equalization coefficient calculation unit 203 is shown in FIG. 4, and a diagram for explaining the characteristics of the MZ type IQ optical modulator 209 is shown in FIG.
  • the pre-equalization signal generation unit 202 includes a butterfly circuit using four conversion filters 401-1 to 401-4 and two adders 402-1 and 402-2. .
  • the filter functions f1 to f4 of the conversion filters 401-1 to 401-4 are set based on the coefficient information input from the pre-equalization coefficient calculation unit 203.
  • the data string representing the I-ch signal is a I (first data)
  • the data string representing the Q-ch signal is a Q (second data)
  • the output from the pre-equalization signal generation unit 202 If the data strings are a ′ I (third data) and a ′ Q (fourth data), they can be expressed as in equation (1). ... (1) Formula
  • f1 function f3 to a I, f2, f4 and has been described as a function of a Q, is not necessarily limited to the function of a I or a Q, when a constant or a I, It can also be a function of both a Q (f (a I , a Q )).
  • a ′ I (third data) and a ′ Q (fourth data) in Expression (1) are input to the front signal processing unit 204.
  • an MZ type optical modulator constituted by an upper phase modulator 501 and a lower phase modulator 502 can be applied as the MZ type IQ optical modulator 209.
  • the optical signal exp (j ⁇ t) (j: imaginary unit, ⁇ : optical signal frequency) input to the MZ type IQ optical modulator 209 is branched into two optical signals.
  • the electric field strength of the optical signal passing through the upper phase modulator 501 is A + exp (j ⁇ t)
  • the electric field strength of the optical signal passing through the lower phase modulator 502 is A ⁇ exp (j ⁇ t).
  • the phase rotation amount given by the upper phase modulator 501 is given by exp (j ⁇ V / 2V ⁇ ), and the phase rotation amount given by the lower phase modulator 502 is given by exp ( ⁇ j ⁇ V / 2V ⁇ ).
  • V is a driving voltage for driving the upper phase modulator 501 and the lower phase modulator 502
  • the V [pi is the applied voltage phase rotation amount becomes [pi.
  • FIG. 6A shows E + and E ⁇ when A + ⁇ A ⁇
  • the black line represents E +
  • the gray line represents E ⁇ .
  • FIG. 7 shows a constellation when a 4-bit (16 tone) precision data string is input for each of I and Q when the ER of the upper phase modulator 501 and the lower phase modulator 502 is 15 dB.
  • the output waveform from the MZ type IQ optical modulator 209 is distorted.
  • this waveform distortion is uniquely determined using ER as a parameter if ER is determined.
  • FIG. 8 shows a conceptual diagram of the waveform distortion (corresponding to the phase error in FIG. 6B).
  • the dotted line in FIG. 8 illustrates the distortion amount ⁇ a Q of the Q-ch data output from the optical modulation unit 205 when the I-ch data string a I is input to the pre-equalization signal generation unit 202. is there.
  • linear interpolation is performed by linearly approximating the phase error.
  • / ER I ) is used as an approximate expression corresponding to a I and the distortion amount ⁇ a Q.
  • the pre-equalization coefficient calculation unit 203 calculates filter functions f1 to f4 for making ⁇ a Q zero, and the calculated filter functions f1 to f4 are converted into conversion filters 401-1 to 401-1 of the pre-equalization signal generation unit 202.
  • waveform distortion generated in the light modulation unit 205 can be corrected.
  • the correction amounts can be calculated without performing complicated calculations.
  • FIG. 9 shows the configuration of the pre-equalization signal generation unit 202 when the linear approximation of FIG. 8 is used.
  • ) / ER Q , f3 ⁇ k I (1 ⁇
  • ) / ER I and f4 1 are set.
  • the correction signals a ′ I (third data) and a ′ Q (fourth data) at this time are given by the equation (2) by fitting to the above-described equation (1). ... (2) formula
  • ER I and ER Q are extinction ratios of the I-ch optical modulator 210 and the Q-ch optical modulator 211 shown in FIG. 2, respectively.
  • K I and k Q are adjustment coefficients for adjusting the deviation from the ideal correction associated with the linear approximation and other device characteristics in FIG. 7, and are adjusted so that the waveform of the transmitted light is suitable.
  • a ′ I (third data) is generated by adding a Q (second data) corresponding to ER to a I (first data).
  • a ′ Q (fourth data) is generated by adding a I (first data) corresponding to ER to a Q (second data).
  • FIG. 10A shows E + and E ⁇ when V ⁇ + ⁇ V ⁇
  • the black line represents E +
  • the gray line represents E ⁇
  • the waveform distortion can be approximated by a simple primary or secondary calculation.
  • the pre-equalization coefficient calculation unit 203 calculates filter functions f1 to f4 for making ⁇ a Q zero using an approximate expression, and the calculated filter functions f1 to f4 are converted by the pre-equalization signal generation unit 202.
  • the filters 401-1 to 401-4 the waveform distortion generated in the light modulation unit 205 can be corrected.
  • FIG. 12 shows the configuration of the pre-equalization signal generation unit 202 when the linear approximation (dotted line) in FIG. 11 is applied.
  • , f3 ⁇ I
  • , f4 1 is set.
  • the correction signals a ′ I (third data) and a ′ Q (fourth data) at this time are given by the equation (3) by fitting to the above-described equation (1). ... (3) formula
  • ⁇ I and ⁇ Q are ⁇ values of the I-ch optical modulator 210 and the Q-ch optical modulator 211 shown in FIG. 2, respectively.
  • FIG. 13A shows a configuration of the pre-equalization signal generation unit 202 when the pre-equalization signal generation of FIGS. 9 and 12 is continuously performed.
  • data string a I and a Q input is subjected waveform distortion compensation by ⁇ comparable to FIG. 12, after being outputted as a 'I and a' Q, same quenching and 9 Waveform distortion compensation due to the ratio degradation is performed and output as a ′′ I and a ′′ Q.
  • the relationship between a I and a Q and a ′′ I and a ′′ Q at this time is obtained by substituting Equation (2) into Equation (3), and 1 / ER I , 1 / ER Q , ⁇ I and ⁇ IQ are sufficiently small.
  • An approximation is performed in consideration of the value, and a synthesis formula is obtained, which is given by formula (4). ... (4)
  • , f3 ⁇ k I / ER I ⁇ ( ⁇ I ⁇ k I / ER I )
  • , f4 1 can also be set.
  • FIG. 13B shows the configuration of the pre-equalization signal generation unit 202 at this time.
  • the approximation of the synthesis formula is not limited to the approximation of formula (4).
  • the coefficient of the filter function to be set can be modified so that the transmission waveform is suitable according to parameters such as 1 / ER I , 1 / ER Q , ⁇ I , and ⁇ IQ .
  • a 1 to a k are coordinates when the range that the first data (data string a I ) can take is segmented, and b 1 to b k are waveform distortions at the coordinates.
  • the compensation amount can be determined by linear interpolation at the middle coordinates of the segment. That is, the compensation amount in the data input value a 1 + ⁇ n (a m ⁇ a 1 ) that internally divides (a 1 , b 1 ) and (a m , b m ) (where l ⁇ m) into ⁇ n: 1 ⁇ n Is given by b 1 + ⁇ n (b m ⁇ b 1 ).
  • the correction amount d I for the second data can also be determined by applying a similar method. That is, when the range of values taken by c Q is segmented and c 1 to c j and the waveform distortion at these coordinates is d 1 to d j , (c p , d p ) and (c q , D q ) (where p ⁇ q) is internally divided into ⁇ r: 1 ⁇ r, the compensation amount at the data input value c p + ⁇ r (c q ⁇ c p ) is d p + ⁇ r (d q ⁇ d p ) Given in.
  • the pre-equalization coefficient calculation unit 203 sets (a 1 , b 1 ) to (a k , b k ) and (c 1 , d 1 ) to (c j , d j ) set in advance at the segment boundaries. information based on the), determined by calculating a filter function f1 ⁇ f4 at any a I or c Q.
  • FIG. 15 shows an example of segmentation when waveform distortion having an arbitrary shape occurs.
  • FIG. 16 shows a block configuration diagram of the optical transceiver according to the present embodiment.
  • the digital optical transmitter 1600 according to the present embodiment includes a signal quality monitor 1601 and a waveform distortion amount detection unit 1602 in addition to the digital optical transmitter 200 according to the second embodiment of FIG.
  • the same components as those of the digital optical transmitter 200 of FIG. 2 are denoted by the same reference numerals, and the description thereof is omitted.
  • the signal quality monitor 1601 monitors the transmission signal from the light modulation unit 205.
  • a suitable monitoring method can be selected according to the type of transmission signal and generated distortion, such as a waveform monitor, a spectrum monitor, an error rate monitor, a constellation monitor, and a power monitor.
  • the waveform distortion detection unit 1602 detects the waveform distortion amount based on the monitor signal from the waveform quality monitor 1601 and outputs the detected waveform distortion amount to the pre-equalization coefficient calculation unit 203.
  • pre-equalization by the pre-equalization signal generation unit 202 is adaptively performed even when waveform distortion that varies with time is added to the transmission signal. Can do. Therefore, it is possible to always transmit a high-quality transmission signal.
  • the waveform distortion amount from the waveform distortion amount detection unit 1602 is not necessarily set in the pre-equalization coefficient calculation unit 203 in a feedback manner.
  • the initial value of the waveform distortion amount is set in advance in advance, and when a certain amount of waveform distortion occurs due to long-term fluctuation due to secular change or the like, the setting value of the pre-equalization coefficient calculation unit 203 is set. It can also be updated. In this case, the signal quality of the transmission signal can be easily maintained without performing complicated control.
  • FIG. 17 shows a block diagram of the optical transceiver according to this embodiment.
  • a digital optical transmitter 1700 in FIG. 17 is obtained by arranging a LUT (lookup table) 1701 in place of the pre-equalization coefficient calculator 200 in the digital optical transmitter 200 in FIG.
  • LUT lookup table
  • the same components as those of the digital optical transmitter 200 of FIG. 2 are denoted by the same reference numerals, and the description thereof is omitted.
  • filter functions f1 to f4 of the conversion filters 401-1 to 401-4 are registered for each of various waveform distortion amounts.
  • the LUT 1701 extracts the optimum filter functions f 1 to f 4 corresponding to the waveform distortion applied in the optical modulation unit 205 and outputs them to the pre-equalization signal generation unit 202.
  • the digital optical transmitter 1700 can set the filter functions f1 to f4 of the pre-equalization signal generation unit 202 without calculating the pre-equalization coefficient. Therefore, the digital optical transmitter 1700 according to this embodiment can perform high-speed control with a simpler configuration, and can suppress an increase in circuit scale and power consumption.
  • FIG. 18 shows a block diagram of the optical transceiver according to this embodiment.
  • the digital optical transmitter 1800 according to the present embodiment includes a direct current (DC) offset compensation amount calculation means 1801 and an adder 1802 in addition to the digital optical transmitter 100 according to the first embodiment of FIG. Prepare.
  • DC direct current
  • the same components as those of the digital optical transmitter 100 of FIG. 1 are denoted by the same reference numerals, and the description thereof is omitted.
  • the DC offset compensation amount calculation means 1801 calculates a DC offset amount to be added to the third data and the fourth data, and adds an adder 1802-1 and an adder 1802-2. To adjust the DC offset amount of the third data and the fourth data. At this time, the DC offset amount to be added to the third data is calculated corresponding to the waveform distortion generated in the second optical modulator, and the DC offset amount to be added to the fourth data is calculated by the first optical modulator. Calculation is performed corresponding to the generated waveform distortion. In this case, more accurate waveform distortion compensation can be easily performed.
  • the digital optical transmitter also outputs a pre-equalization signal by a DSP even when a multi-level modulation signal such as QAM or a pre-equalization signal using a complicated transmission waveform is used.
  • a multi-level modulation signal such as QAM or a pre-equalization signal using a complicated transmission waveform is used.
  • the performance required for the optical modulator and the analog front-end device can be relaxed, the yield of used parts can be improved, and a low-cost digital optical transmitter can be provided.
  • the present invention can be applied not only to communication networks for cores and metros but also to all communication networks using light.

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Abstract

　本発明のデジタル光送信機は、光変調器で生じる波形歪みを補償するための変換関数を生成する予等化係数演算手段、生成された変換関数を用いて第１のデータ及び第２のデータを予等化処理して第３のデータ及び第４のデータを出力する予等化信号生成手段、および、光変調器を備える。ここで、変換関数により、第１のデータが光変調器の特性に応じて第４のデータへ付与されると共に第２のデータが光変調器の特性に応じて第３のデータへ付与される。

Description

デジタル光送信機、それを用いた光通信システムおよびデジタル光送信方法
　本発明はデジタル光送信機、それを用いた光通信システムおよびデジタル光送信方法に関し、特に、マッハツェンダ型光変調器を備えたデジタル光送信機、それを用いた光通信システムおよびデジタル光送信方法に関する。
　インターネットや映像配信等の広帯域マルチメディア通信サービスの爆発的な需要増加に伴い、長距離大容量かつ高信頼な光ファイバ通信システムの導入が進んでいる。光ファイバ通信システムにおいては、光伝送路である光ファイバの敷設コスト低減や、光ファイバ１本当たりの伝送帯域利用効率を高めることが重要である。このため、デジタル光送受信機を用いたデジタルコヒーレント光通信技術の重要性が増している。
　デジタルコヒーレント光通信は、波長分散補償などの波形歪みを、送信側あるいは受信側においてデジタル信号処理（ＤＳＰ：ｄｉｇｉｔａｌ　ｓｉｇｎａｌ　ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ）を行うことによって補償する。これにより、デジタルコヒーレント光通信は、大容量光通信システムにおいて一般的に応用されているＯＯＫ（ｏｎ－ｏｆｆ　ｋｅｙｉｎｇ）などの変調方式を用いたアナログ光送受信機と比べて、補償を高精度に行うことができる。従って、通信装置の性能向上、低コスト化などを実現することができる。デジタルコヒーレント光通信に適用される光通信装置は、例えば、特許文献１、２に開示されている。
　デジタルコヒーレント光通信に適用される、一般的な光送信機のブロック構成図を図１９に示す。図１９のデジタル光送信機においては、アナログ送信機のような２値によるデータ変調ではなく、ＱＰＳＫ（ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ　ｐｈａｓｅ　ｓｈｉｆｔ　ｋｅｙｉｎｇ）変調、ＱＡＭ（ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ　ａｍｐｌｉｔｕｄｅ　ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）変調等を用いた多値変調や、予等化などを行うためにＤ／Ａ（ｄｉｇｉｔａｌ　ｔｏ　analog）変換器出力を用いた任意波形変調等が行われる。
　こうしたデジタル光送信機においては、一般的に、マッハツェンダ（以下ＭＺ：Ｍａｃｈ－Ｚｅｈｎｄｅｒ）型光変調器が用いられる。ＭＺ型光変調器は、光導波路型のマッハツェンダ（以下ＭＺ：Ｍａｃｈ－Ｚｅｈｎｄｅｒ）型干渉計に光導波路型の光位相変調器を組み込むことによって形成される。ＭＺ型光変調器は、印加電圧と干渉計の構成を調整することにより、強度変調や位相変調などの種々の光変調を行う。
特開２００９－１７１６３４号公報 国際公開第２０１２／１０８４２１号
　しかしながら、ＭＺ型光変調器を適用したデジタル光送信機においては、ＱＡＭなどの多値変調信号や複雑な送信波形を用いる予等化信号を用いた場合、ＭＺ型光変調器を構成する干渉計の不完全性などによって送信波形が歪む。この場合、結果的にシステムの受信特性が劣化する。
　本発明は上記の課題に鑑みてなされたものであり、光変調器において波形歪みが付与されてしまう場合でも、出力される送信信号の品質を好適に保ち、システム性能を維持することが可能なデジタル光送信機、それを用いた光通信システムおよびデジタル光送信方法を提供することを目的とする。
　上記目的を達成するために本発明に係るデジタル光送信機は、変換関数を生成する予等化係数演算手段と、生成された変換関数を用いて、第１のデータ及び第２のデータから、第３のデータ及び第４のデータを生成する予等化信号生成手段と、光信号を２分割する分岐部、第３のデータに基づいて分割された一方の光信号を光変調する第１の光変調器、第４のデータに基づいて分割された他方の光信号を光変調する第２の光変調器、及び、光変調した２つの光信号を結合して出力する結合部を備えた光変調器と、を備え、変換関数は、光変調器で生じる波形歪みを補償するように、第１のデータを第４のデータへ付与すると共に第２のデータを第３のデータへ付与する関数であることを特徴とする。
　上記目的を達成するために本発明に係る光通信システムは、上記のデジタル光送信機を用いることを特徴とする。
　上記目的を達成するために本発明に係るデジタル光送信方法は、光信号を２分割する分岐部、第３のデータに基づいて分割された一方の光信号を光変調する第１の光変調器、第４のデータに基づいて分割された他方の光信号を光変調する第２の光変調器、及び、光変調した２つの光信号を結合して出力する結合部を備えた光変調器を用いたデジタル光送信方法であって、光変調器で生じる信号歪みを補償するための変換関数を生成し、生成した変換関数を用いて、第１のデータ及び第２のデータから、第３のデータ及び第４のデータを生成し、変換関数は、光変調器で生じる波形歪みを補償するように、第１のデータを第４のデータへ付与すると共に第２のデータを第３のデータへ付与する関数であることを特徴とする。
　上述した本発明の態様によれば、光変調器において波形歪みが付与されてしまう場合でも、出力される送信信号の品質を好適に保ち、システム性能を維持することができる。
第１の実施形態に係るデジタル光送受信機１００のブロック構成図である。 第２の実施形態に係るデジタル光送受信機２００のブロック構成図である。 第２の実施形態に係るフロント信号処理部２０４のブロック構成図である。 第２の実施形態に係る予等化信号生成部２０２及び予等化係数演算部２０３のブロック構成図である。 第２の実施形態に係るＭＺ型Ｉ－Ｑ光変調器２０９の特性を説明するための図である。 第２の実施形態に係るＭＺ型Ｉ－Ｑ光変調器２０９から出力される光信号Ｅ＋及びＥ－である。 第２の実施形態に係るＭＺ型Ｉ－Ｑ光変調器２０９から光信号Ｅ＋、Ｅ－が出力された時のＥｏｕｔ＝Ｅ＋＋Ｅ－である。 第２の実施形態に係るＭＺ型Ｉ－Ｑ光変調器２０９から出力される光信号の特性を説明するための図である。 第２の実施形態に係るＭＺ型Ｉ－Ｑ光変調器２０９から出力される光信号の特性を直線近似した例を示す図である。 第２の実施形態に係る予等化信号生成部２０２のフィルタ関数ｆ１～ｆ４の一例である。 第２の実施形態に係るＭＺ型Ｉ－Ｑ光変調器２０９から出力される別の光信号Ｅ＋及びＥ－である。 第２の実施形態に係るＭＺ型Ｉ－Ｑ光変調器２０９から光信号Ｅ＋、Ｅ－が出力された時のＥｏｕｔ＝Ｅ＋＋Ｅ－である。 第２の実施形態に係るＭＺ型Ｉ－Ｑ光変調器２０９から出力される光信号の特性を近似した例を示す図である。 第２の実施形態に係る予等化信号生成部２０２のフィルタ関数ｆ１～ｆ４の一例である。 第２の実施形態に係る予等化信号生成部２０２のフィルタ関数ｆ１～ｆ４の一例である。 第２の実施形態に係る予等化信号生成部２０２の別のフィルタ関数ｆ１～ｆ４の一例である。 第２の実施形態の変形例に係る予等化係数演算部２０３のフィルタ関数ｆ１～ｆ４の演算方法を説明するための図である。 第２の実施形態の変形例に係る予等化係数演算部２０３のフィルタ関数ｆ１～ｆ４の演算方法を説明するための図である。 第３の実施形態に係るデジタル光送受信機１６００のブロック構成図である。 第４の実施形態に係るデジタル光送受信機１７００のブロック構成図である。 第５の実施形態に係るデジタル光送受信機１８００のブロック構成図である。 一般的なデジタル光送受信機のブロック構成図である。
　（第１の実施形態）
　本発明の第１の実施形態について説明する。本実施形態に係る光送受信機のブロック構成図を図１に示す。図１において、デジタル光送信機１００は、予等化信号生成手段１０１、予等化係数演算手段１０２、及び、光変調器１０３を備える。
　予等化信号生成手段１０１には、送信信号の変調方式に応じて符号化された第１のデータ及び第２のデータが入力される。予等化信号生成手段１０１は、入力された第１のデータ及び第２のデータを、予等化係数演算手段１０２から入力された変換関数を用いて第３のデータ及び第４のデータに変換し、光変調部１０３の第１の光変調器１０５及び第２の光変調器１０６へ出力する。本実施形態に係る予等化信号生成手段１０１は、デジタル信号処理によって上記の変換処理を行う。
　予等化係数演算手段１０２は、送信条件に応じた変換関数を演算して予等化信号生成手段１０１へ出力する。本実施形態に係る予等化係数演算手段１０２は、変換関数として、光変調器１０３で生じる波形歪みを補償するための予等化係数を演算する。この変換係数により、予等化信号生成手段１０１は、第１のデータに光変調器１０３の消光比及び印加電圧に応じた第２のデータを付与することによって、第３のデータを生成する。さらに、この変換係数により、予等化信号生成手段１０１は、第２のデータに光変調器１０３の消光比及び印加電圧に応じた第１のデータを付与することによって、第４のデータを生成する。
　光変調器１０３は、送信信号を生成して出力する。光変調器１０３は、図１に示すように、分岐部１０４、第１の光変調器１０５、第２の光変調器１０６、及び、結合部１０７によって構成される。
　分岐部１０４は、図示しない光源から出力された搬送波の光信号を２分割し、一方を第１の光変調器１０５へ、他方を第２の光変調器１０６へ出力する。搬送波の光信号としては、連続光を用いることが望ましい。
　第１の光変調器１０５は、分岐部１０４から入力された一方の光信号を予等化信号生成部１０２から入力された第３のデータに基づいて光変調し、第１の光信号として出力する。第２の光変調器１０６は、分岐部１０４から入力された他方の光信号を予等化信号生成部１０２から入力された第４のデータに基づいて光変調し、第２の光信号として出力する。本実施形態においては、第１の光信号はＩ－ｃｈ（ｉｎ－ｐｈａｓｅ　ｃｈａｎｎｅｌ）の光信号であり、第２の光信号はＱ－ｃｈ（ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ－ｃｈａｎｎｅｌ）の光信号である。
　結合部１０７は、第１の光変調器１０５から入力された第１の光信号および第２の光変調器１０６から入力された第２の光信号を、所定の位相差φを付与して結合し、送信信号として出力する。
　ここで、光変調器１０３から出力される送信信号には、光変調器１０３特有の波形歪みが付与される。本実施形態において、第１の光変調器１０５には、予等化信号生成部１０２から、第１のデータに光変調器１０３の特性に応じた第２のデータを付与することによって生成された第３のデータが入力される。一方、第２の光変調器１０６には、予等化信号生成部１０２から、第２のデータに光変調器１０３の特性に応じた第１のデータを付与することによって生成された第４のデータが入力される。
　そして、上記の第３のデータ及び第４のデータに基づいて第１の変調器１０５および第２の光変調器１０６が駆動されることによって光変調器１０３特有の波形歪みが補償され、品質が好適に保たれた送信信号が出力される。
　なお、予等化信号生成手段１０１の前段に、送信データに対して送信信号の変調方式に応じた符号化を行う符号化部を配置することもできる。この符号化部で施される符号化は、一般的な送信機で行われる、フレーマ処理、ＦＥＣ（ｆｏｒｗａｒｄ　ｅｒｒｏｒ　ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ）、プリコーダなどによる符号化処理全体を含み、特定の用途による符号化に限定するものではない。
　（第２の実施形態）
　第２の実施形態について説明する。本実施形態に係る光送受信機のブロック構成図を図２に示す。本実施形態に係るデジタル光送信機２００は、符号化部２０１、予等化信号生成部２０２、予等化係数演算部２０３、フロント信号処理部２０４、及び、光変調部２０５を備える。図２に示すように、光変調部２０５は、Ｄ／Ａ変換器（ＤＡＣ：ｄｉｇｉｔａｌ　ｔｏ　ａｎａｌｏｇ　ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）２０６、ドライバアンプ２０７、光源２０８、及び、ＭＺ型Ｉ－Ｑ光変調器２０９によって構成される。さらに、図２に示すように、ＭＺ型Ｉ－Ｑ光変調器２０９は、Ｉ－ｃｈ用光変調器２１０、Ｑ－ｃｈ用光変調器２１１、及び、π／２位相器２１２によって構成される。
　ここで、図２では、同一の機能を備えるユニットが複数ある場合には、参照符号に－１、－２等を付して区別している。説明の際には、特に区別する必要がない限り、例えば「ＤＡＣ２０６－１」、「ＤＡＣ２０６－２」等を「ＤＡＣ２０６」と記載する。
　符号化部２０１に送信データが入力される。符号化部２０１は、入力された送信データに対して送信信号の変調方式に応じた符号化を行い、第１のデータ及び第２のデータとして予等化信号生成部２０２へ出力する。
　予等化信号生成部２０２は、予等化係数演算部２０３からの係数情報に基づいて、入力された第１のデータ及び第２のデータから第３のデータ及び第４のデータをそれぞれ生成し、フロント信号処理部２０４へ出力する。
　予等化係数演算部２０３は、光変調部２０５で付与される波形歪みを予め打ち消すための係数情報を演算して予等化信号生成部２０２へ出力する。予等化信号生成部２０２及び予等化係数演算部２０３の詳細動作については後述する。
　フロント信号処理部２０４は、入力された第３のデータ及び第４のデータの２系列のデータに対して所定の信号処理を施し、それぞれ第３’のデータ及び第４’のデータとして光変調部２０５へ出力する。本実施形態に係るフロント信号処理部２０４は、第３のデータ及び第４のデータに、ＤＡＣ２０６、ドライバアンプ２０７、Ｉ－ｃｈ用光変調器２１０、Ｑ－ｃｈ用光変調器２１１などのフロントエンドデバイスの非線形特性を線形化する補正、及び、周波数特性を補正する信号処理を施す。
　フロント信号処理部２０４について詳細に説明する。フロント信号処理部２０４のブロック構成図の一例を図３に示す。図３のフロント信号処理部２０４は、リニアライザ３０１－１、３０１－２、及び、帯域補償フィルタ３０２－１、３０２－２から成る。リニアライザ３０１－１に入力された第３のデータは、光変調部２０５がもつ非線形特性を線形化するためのデータ列に変換されて、帯域補償フィルタ３０２－１に出力される。そして、帯域補償フィルタ３０２－１に入力されたデータ列は、光変調部２０５がもつ周波数特性を好適化するためのデータ列（第３’のデータ）に補正されて光変調部２０５へ出力される。
　一方、リニアライザ３０１－２に入力された第４のデータは、光変調部２０５がもつ非線形特性を線形化するためのデータ列に変換される。変換されたデータ列はさらに、帯域補償フィルタ３０２－２において光変調部２０５がもつ周波数特性を好適化するためのデータ列（第４’のデータ）に補正されて光変調部２０５へ出力される。
　上述のように、フロント信号処理部２０４を備えることにより、光変調器やアナログフロントエンドデバイスに求められる性能を緩和することができる。従って、本実施形態に係るデジタル光送信機２００は、使用部品の歩留まりを向上することが可能になり、コストを低減することができる。
　ここで、図３では、フロント信号処理部２０４がリニアライザ３０１および帯域補償フィルタ３０２を備える構成を挙げたが、フロント信号処理部２０４の構成はこれに限定されない。例えば、システム要求に応じて、フロント信号処理部２０４がさらに、ＦＩＲ（ｆｉｎｉｔｅ　ｉｍｐｕｌｓｅ　ｒｅｓｐｏｎｓｅ）／ＩＩＲ（ｉｎｆｉｎｉｔｅ　ｉｍｐｕｌｓｅ　ｒｅｓｐｏｎｓｅ）フィルタ等の線形フィルタ、非線形フィルタ、クリッピング処理部等を、単独あるいは複数組み合わせた状態で備えることも出来る。また、配置位置についても予等化信号生成部２０２の後段にフロント信号処理部２０４を配置する必要はない。フロント信号処理部２０４を、予等化信号生成部２０２の前段もしくは前段・後段の両方に配置することも出来る。
　なお、非線形特性の一例としては、ＤＡＣ２０６とドライバアンプ２０７の飽和特性が挙げられる。また、別の一例としては、Ｉ－ｃｈ用光変調器２１０あるいはＱ－ｃｈ用光変調器２１１の駆動印加電圧Ｖｍｏｄに対する光信号の位相変化が正弦波特性であることに起因する、非線形特性が挙げられる。この場合、光信号の位相変化は、例えば、ｓｉｎ（ｋＶｍｏｄ）あるいはｃｏｓ（ｋＶｍｏｄ）に比例する（ｋは定数）。これらの非線形特性は単独に発生するものでなくてもよく、一般的には複合的に発生していても良い。
　図２の説明に戻る。光変調部２０５に入力された第３’のデータ及び第４’のデータは、ＤＡＣ２０６－１、２０６－２において、第３’のデータ及び第４’のデータのデジタル信号振幅に比例したアナログ信号に変換され、ドライバアンプ２０７－１、２０７－２へ出力される。ドライバアンプ２０７－１、２０７－２に入力されたアナログ信号は、それぞれドライバアンプ２０７－１、２０７－２において適切な電気信号の振幅まで増幅された後、駆動信号としてＭＺ型Ｉ－Ｑ光変調器２０９へ出力される。
　一方、光源２０８から出力された光信号は、ＭＺ型Ｉ－Ｑ光変調器２０９に入力される。
　ＭＺ型Ｉ－Ｑ光変調器２０９は、Ｉ－ｃｈ用光変調器２１０、Ｑ－ｃｈ用光変調器２１１及びπ／２位相器２１２から構成される。ＭＺ型Ｉ－Ｑ光変調器２０９に入力された光源２０８からの光信号は、光導波路に沿ってＩ－ｃｈ光導波路とＱ－ｃｈ光導波路を通過する２つの光信号に分岐され、一方はＩ－ｃｈ用光変調器２１０を通過し、他方はＱ－ｃｈ用光変調器２１１及びπ／２位相器２１２を通過する。
　このとき、Ｉ－ｃｈ用光変調器２１０及びＱ－ｃｈ用光変調器２１１を通過する光信号には、ドライバアンプ２０７－１、２０７－２から入力された駆動信号（電気信号）に応じた光変調が施される。さらに、Ｑ－ｃｈ用光変調器２１１を通過した光信号は、π／２位相器２１２において位相がπ／２変化する。そして、Ｉ－ｃｈ用光変調器２１０を通過した光とＱ－ｃｈ用光変調器２１１及びπ／２位相器２１２を通過した光信号が合波され、ＭＺ型Ｉ－Ｑ光変調器２０９から送信信号として出力される。
　次に、予等化信号生成部２０２及び予等化係数演算部２０３の動作について詳細に説明する。予等化信号生成部２０２及び予等化係数演算部２０３の構成図の一例を図４に、ＭＺ型Ｉ－Ｑ光変調器２０９の特性を説明するための図を図５に示す。
　図４に示すように、予等化信号生成部２０２は、４つの変換フィルタ４０１－１～４０１－４、及び、２つの加算器４０２－１、４０２－２を用いたバタフライ回路により構成される。変換フィルタ４０１－１～４０１－４のフィルタ関数ｆ１～ｆ４は、予等化係数演算部２０３から入力された係数情報に基づいて設定される。ここで、Ｉ－ｃｈ信号を表すデータ列をａＩ（第１のデータ）、Ｑ－ｃｈ信号を表すデータ列をａＱ（第２のデータ）とし、予等化信号生成部２０２からの出力データ列をａ’Ｉ（第３のデータ）及びａ’Ｑ（第４のデータ）とすると、それらは（１）式のように記載できる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000001
　　　　　　　　　　　　　　　・・・（１）式
　（１）式では、ｆ１、ｆ３をａＩの関数、ｆ２、ｆ４をａＱの関数として記載したが、必ずしもａＩあるいはａＱの関数に限定するものではなく、定数の場合やａＩ、ａＱ両方の関数（ｆ（ａＩ、ａＱ））とすることも出来る。そして、（１）式のａ’Ｉ（第３のデータ）及びａ’Ｑ（第４のデータ）がフロント信号処理部２０４に入力される。
　一方、図５に示すように、ＭＺ型Ｉ－Ｑ光変調器２０９として、上側位相変調器５０１および下側位相変調器５０２によって構成されたＭＺ型光変調器を適用することができる。ＭＺ型Ｉ－Ｑ光変調器２０９に入力された光信号ｅｘｐ（ｊωｔ）（ｊ：虚数単位、ω：光信号周波数）は、２つの光信号に分岐される。分岐された光信号のうち、上側位相変調器５０１を通過する光信号の電場強度はＡ＋ｅｘｐ（ｊωｔ）、下側位相変調器５０２を通過する光信号の電場強度はＡ－ｅｘｐ（ｊωｔ）で与えられる。
　このとき、上側位相変調器５０１で付与される位相回転量はｅｘｐ（ｊπＶ／２Ｖπ）、下側位相変調器５０２で付与される位相回転量はｅｘｐ（－ｊπＶ／２Ｖπ）で与えられる。ここで、Ｖは上側位相変調器５０１及び下側位相変調器５０２を駆動する駆動電圧、Ｖπは位相回転量がπになる印加電圧である。上側位相変調器５０１と下側位相変調器５０２においてそれぞれ位相変調が付与された光信号Ｅ＋及びＥ－は、合波された後、ＭＺ型Ｉ－Ｑ光変調器２０９から送信光信号Ｅｏｕｔ＝Ｅ＋＋Ｅ－として出力される。
　先ず、Ａ＋≠Ａ－の場合について説明する。Ａ＋≠Ａ－の場合のＥ＋及びＥ－を図６Ａに、Ｅｏｕｔ＝Ｅ＋＋Ｅ－を図６Ｂに示す。図６Ａにおいて、黒色の線がＥ＋を灰色の線がＥ－を表す。
　図６Ｂから分かるように、Ａ＋≠Ａ－場合、理想的なＡ＋＝Ａ－場合には打ち消し合うはずのＱ成分（図中のＱ－ｃｏｍｐｏｎｅｎｔ）が発生し、位相誤差が発生する。この位相誤差は、消光比（ＥＲ：ｅｘｔｉｎｃｔｉｏｎ　ｒａｔｉｏ）＝（Ａ＋＋Ａ－）／（Ａ＋－Ａ－）に反比例することが一般的な理論計算から知られている。
　上側位相変調器５０１と下側位相変調器５０２のＥＲが１５ｄＢの場合に、Ｉ、Ｑそれぞれ４ｂｉｔ（１６諧調）精度のデータ列を入力した際のコンスタレーション（ｃｏｎｓｔｅｌｌａｔｉｏｎ）を図７に示す。図７に示すように、ＥＲが理想的（ＥＲ＝∞）でない場合はＭＺ型Ｉ－Ｑ光変調器２０９からの出力波形が歪む。しかしながら、この波形歪みはＥＲが決定されればＥＲをパラメータとして一意に決定される。
　波形歪みの概念図（図６Ｂの位相誤差に相当）を図８に示す。図８の点線は、予等化信号生成部２０２にＩ－ｃｈデータ列ａＩが入力された際の、光変調部２０５から出力されたＱ－ｃｈデータの歪み量ΔａＱを図示したものである。本実施形態においては、位相誤差を直線近似することによって線形補完する。図８では、ａＩと歪み量ΔａＱに対応する近似式として、（１－｜ａＩ｜／ＥＲＩ）を用いた。
　図８から分かるように、データ列ａＩと歪み量ΔａＱとは１対１に対応する。従って、予等化係数演算部２０３において、ΔａＱをゼロにするためのフィルタ関数ｆ１～ｆ４を演算し、演算したフィルタ関数ｆ１～ｆ４を予等化信号生成部２０２の変換フィルタ４０１－１～４０１－４に予め設定しておくことにより、光変調部２０５で発生する波形歪みを補正することができる。ここで、直線近似を行うことにより、複雑な演算を行うことなく補正量（フィルタ関数ｆ１～ｆ４）を演算出来る。
　図８の直線近似を用いた場合の予等化信号生成部２０２の構成を図９に示す。図９に示すように、予等化信号生成部２０２の変換フィルタ４０１－１～４０１－４には、フィルタ関数ｆ１＝１、ｆ２＝－ｋＱ（１－｜ａＱ｜）／ＥＲＱ、ｆ３＝－ｋＩ（１－｜ａＩ｜）／ＥＲＩ、ｆ４＝１、が設定されている。このときの補正信号ａ’Ｉ（第３のデータ）及びａ’Ｑ（第４のデータ）は前述の（１）式に当て嵌めることにより、（２）式で与えられる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000002
　　　　　　　　　　　　　　　・・・（２）式
　ここで、ＥＲＩ及びＥＲＱは、それぞれ図２に示したＩ－ｃｈ用光変調器２１０、Ｑ－ｃｈ用光変調器２１１の消光比である。また、ｋＩ及びｋＱは図７の直線近似及びその他のデバイス特性に伴う理想補正からのずれを調整するための調整係数であり、送信光の波形が好適になるようにそれぞれ調整される。
　（２）式から分かるように、ａ’Ｉ（第３のデータ）は、ａＩ（第１のデータ）にＥＲに応じたａＱ（第２のデータ）が付与されることによって生成され、ａ’Ｑ（第４のデータ）は、ａＱ（第２のデータ）にＥＲに応じたａＩ（第１のデータ）が付与されることによって生成される。尚、図９ではｆ１＝１、ｆ４＝１に設定したが、例えばｆ１、ｆ４を任意の比例係数ｐ１、ｐ４を設定することもできる。この場合、主信号の振幅を、それぞれｐ１、ｐ４に比例して調整することも出来る。
　次に、Ａ＋＝Ａ－の場合において、上側位相変調器５０１と下側位相変調器５０２のＶπが、光導波路の屈折率の違い等により、それぞれＶπ＋とＶπ－である場合について説明する。図１０Ａは、Ｖπ＋≠Ｖπ－である場合のＥ＋及びＥ－であり、黒色の線がＥ＋を灰色の線がＥ－を表す。また、図１０ＢはＶπ＋≠Ｖπ－である場合のＥｏｕｔ＝Ｅ＋＋Ｅ－である。図１０Ｂから分かるようにＶπ＋≠Ｖπ－の場合、理想的なＶπ＋＝Ｖπ－の場合には本来打ち消し合うはずのＱ成分（図中のＱ－ｃｏｍｐｏｎｅｎｔ）が発生し、位相誤差が発生する。この位相誤差はα＝（Ｖπ＋－Ｖπ－）／（Ｖπ＋＋Ｖπ－）＝ΔＶπ／Ｖπ（以降αパラメータと呼ぶ）に比例することが一般的な理論計算から知られている。
　しかしながら、この波形歪みはαが決定されればαをパラメータとして一意に決定される。図１１は、一例として、α＝０．２の場合の波形歪みの理論曲線（図中の実線）を、線形近似（図中の点線）及び２次曲線近似（図中の灰色線）により近似したものである。図１１から分かるように、１次あるいは２次の簡易な演算により、波形歪みを近似させることができる。従って、予等化係数演算部２０３において、近似式を用いてΔａＱをゼロにするためのフィルタ関数ｆ１～ｆ４を演算し、演算したフィルタ関数ｆ１～ｆ４を予等化信号生成部２０２の変換フィルタ４０１－１～４０１－４に設定することにより、光変調部２０５で発生する波形歪みを補正することができる。
　図１１の線形近似（点線）を適用した場合の、予等化信号生成部２０２の構成を図１２に示す。図１２に示すように、予等化信号生成部２０２の変換フィルタ４０１－１～４０１－４には、フィルタ関数ｆ１＝１、ｆ２＝－αＱ｜ａＱ｜、ｆ３＝－αＩ｜ａＩ｜、ｆ４＝１、が設定されている。このときの補正信号ａ’Ｉ（第３のデータ）及びａ’Ｑ（第４のデータ）は前述の（１）式に当て嵌めることにより、（３）式で与えられる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000003
　　　　　　　　　　　　　　　・・・（３）式
　ここで、αＩ及びαＱは、それぞれ図２に示したＩ－ｃｈ用光変調器２１０、Ｑ－ｃｈ用光変調器２１１のα値である。
　さらに、図９及び図１２の予等化信号生成を連続して行う場合の予等化信号生成部２０２の構成を図１３Ａに示す。図１３Ａにおいて、入力されたデータ列ａＩ及びａＱは、図１２と同等のαによる波形歪み補償が施されて、ａ’Ｉ及びａ’Ｑとして出力された後、図９と同等の消光比劣化による波形歪み補償が施されて、ａ”Ｉ及びａ”Ｑとして出力される。このときのａＩ及びａＱとａ”Ｉ及びａ”Ｑの関係は（３）式に（２）式を代入し、１／ＥＲＩ、１／ＥＲＱ、αＩ、αＩＱが十分小さな値であることを考慮して近似を行い、合成式を求めることにより、（４）式で与えられる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000004
　　　　　　　　　　　　　　　・・・（４）
　従って、（４）式の予等化を実現する構成として、フィルタ関数の係数にｆ１＝１、ｆ２＝－ｋＱ／ＥＲＱ－（αＱ－ｋＱ／ＥＲＱ）｜ａＱ｜、ｆ３＝－ｋＩ／ＥＲＩ－（αＩ－ｋＩ／ＥＲＩ）｜ａＩ｜、ｆ４＝１を設定することも出来る。この時の予等化信号生成部２０２の構成を図１３Ｂに示す。
　なお、合成式の近似は（４）式の近似に限定されない。設定されるフィルタ関数の係数は、１／ＥＲＩ、１／ＥＲＱ、αＩ、αＩＱなどのパラメータに応じて送信波形が好適になるように変形することができる。
　また、図９、図１２、図１３は主に線形近似の場合の構成例を示したが、より近似の精度を上げるためには、より高次の近似（例えば、図１１の灰色線。）を適用することが望ましい。しかしながら、高次の近似は演算に必要な回路規模が増大する。性能向上と回路規模の増加がトレードオフになるため、システム全体で必要とされる要求性能に応じた近似を行うことが望ましい。
　（第２の実施形態の変形例）
　第２の実施形態の変形例について説明する。本実施形態では、光変調部２０５において発生する波形歪みに対して第２の実施形態の図８（実線）あるいは図１１（点線）に示したような線形近似を適用できない場合について説明する。
　線形近似を適用できない波形歪みの一例を、図１４の点線で示す。図１４において、ａ１～ａｋは第１のデータ（データ列ａＩ）が取りうる範囲をセグメント分けした際の座標であり、ｂ１～ｂｋはその座標における波形歪みである。
　図１４において、セグメントの中間の座標においては、線形補完により補償量を決定することが出来る。すなわち、（ａｌ，ｂｌ）と（ａｍ，ｂｍ）（ただし、ｌ＜ｍ）をΔｎ：１－Δｎに内分するデータ入力値ａｌ＋Δｎ（ａｍ－ａｌ）における補償量は、ｂｌ＋Δｎ（ｂｍ－ｂｌ）で与えられる。
　一方、第２のデータ（データ列ｃＱ）に対する補正量ｄＩも同様の手法を適用することによって決定できる。すなわち、ｃＱが取る値の範囲をセグメント分けした際の座標をｃ1～ｃｊとし、その座標における波形歪みがｄ１～ｄｊである場合、（ｃｐ，ｄｐ）と（ｃｑ，ｄｑ）（ただし、ｐ＜ｑ）とをΔｒ：１－Δｒに内分するデータ入力値ｃｐ＋Δｒ（ｃｑ－ｃｐ）における補償量は、ｄｐ＋Δｒ（ｄｑ－ｄｐ）で与えられる。
　従って、第１のデータを表すデータ列ａＩと第２のデータを表すデータ列ｃＱが入力された際のフィルタ関数はそれぞれ、ｆ１＝１、ｆ２＝－ｄｐ－Δｒ（ｄｑ－ｄｐ）、ｆ３＝－ａｌ－Δｎ（ａｍ－ａｌ）、ｆ４＝１、に設定される。
　このとき、予等化係数演算部２０３では、予めセグメントの境界で設定された（ａ１，ｂ１）～（ａｋ，ｂｋ）及び（ｃ１，ｄ１）～（ｃｊ，ｄｊ）の情報を基に、任意のａＩあるいはｃＱでのフィルタ関数ｆ１～ｆ４を演算して決定する。
　また、図１４に示した予等化係数演算の手法においては、セグメント境界以外での歪み補償量は、線形補完を用いた演算により算出するため、理想補償量からの誤差が発生する。しかしながら、そのような場合にも、図１４の上部に示したＱＡＭ信号を用いる場合などにおいて（図１４は１６ＱＡＭの場合を図示。）、コンスタレーションの座標位置とセグメント分けの境界を一致させることにより、信号が存在する位置での誤差を小さくすることが出来るため、より精度の高い歪み補償を行うことが出来る。
　さらに、任意の形状をした波形歪みが発生する場合のセグメント分けの例を図１５に示す。セグメント分けした後に線形補完により補償量を決定することにより、光変調器やドライバアンプなどのデバイス特性や物性などに起因する種々の波形歪みが発生する場合でも、精度の良い波形歪み補償量を演算することが出来る。
　（第３の実施形態）
　第３の実施形態について説明する。本実施形態に係る光送受信機のブロック構成図を図１６に示す。本実施形態に係るデジタル光送信機１６００は、図２の第２の実施形態に係わるデジタル光送信機２００に加え、信号品質モニタ１６０１、波形歪み量検出部１６０２を備える。ここで、図２のデジタル光送信機２００と同一のものには同一符号を付して、その説明を省略する。
　信号品質モニタ１６０１は、光変調部２０５からの送信信号をモニタする。信号品質モニタ１６０１としては、波形モニタ、スペクトルモニタ、誤り率モニタ、コンスタレーションモニタ、パワーモニタなど、送信信号と発生する歪みの種類に応じて好適なモニタ手法を選択することが出来る。
　波形歪み検出部１６０２は、波形品質モニタ１６０１からのモニタ信号に基づいて波形歪み量を検出し、検出した波形歪み量を予等化係数演算部２０３に出力する。
　このように構成されたデジタル光送信機１６００においては、送信信号に時間的に変動するような波形歪みが付与される場合でも、予等化信号生成部２０２による予等化を適応的に行うことができる。従って、常に高品質な送信信号を送信することが出来る。
　なお、必ずしも波形歪み量検出部１６０２からの波形歪み量をフィードバック的に予等化係数演算部２０３に設定する必要はない。予めプリセット的に波形歪み量の初期値を設定しておき、経年変化等による長時間変動が生じてある一定の大きさの波形歪みが発生した場合、予等化係数演算部２０３の設定値を更新することも出来る。この場合、複雑な制御を行うことなく、簡易に送信信号の信号品質を維持することが出来る。
　（第４の実施形態）
　第４の実施形態について説明する。本実施形態に係る光送受信機のブロック構成図を図１７に示す。図１７のデジタル光送信機１７００は、図２のデジタル光送信機２００において、予等化係数演算部２００の代わりにＬＵＴ（ｌｏｏｋｕｐ　ｔａｂｌｅ）１７０１を配置したものである。ここで図２のデジタル光送信機２００と同一のものには同一符号を付し、その説明を省略する。
　図１７において、ＬＵＴ１７０１は、種々の波形歪み量ごとに変換フィルタ４０１－１～４０１－４のフィルタ関数ｆ１～ｆ４が登録されている。ＬＵＴ１７０１は、光変調部２０５において付与される波形歪みに対応する最適なフィルタ関数ｆ１～ｆ４を抽出して予等化信号生成部２０２へ出力する。
　ＬＵＴ１７０１を備えることにより、デジタル光送信機１７００は、予等化係数を演算することなく予等化信号生成部２０２のフィルタ関数ｆ１～ｆ４を設定することが出来る。従って、本実施形態に係るデジタル光送信機１７００は、より簡易な構成で高速制御ができると共に、回路規模及び消費電力の増大化を抑制することができる。
　（第５の実施形態）
　第５の実施形態について説明する。本実施形態に係る光送受信機のブロック構成図を図１８に示す。本実施形態に係るデジタル光送信機１８００は、図１の第１の実施形態に係るデジタル光送信機１００に加え、直流（ＤＣ：direct current）オフセット補償量算出手段１８０１、及び、加算器１８０２を備える。ここで図１のデジタル光送信機１００と同一のものには同一符号を付して、その説明を省略する。
　本実施形態に係るＤＣオフセット補償量算出手段１８０１は、第３のデータ、及び、第４のデータに付与する直流的なオフセット量を算出して加算器１８０２－１、及び、加算器１８０２－２へ出力することにより、第３のデータ、及び、第４のデータのＤＣオフセット量を調整する。このとき、第３のデータに付与するＤＣオフセット量は第２の光変調器で発生する波形歪みに対応して算出し、第４のデータに付与するＤＣオフセット量は第１の光変調器で発生する波形歪みに対応して算出する。この場合、より精度の高い波形歪み補償を簡易に行うことができる。
　以上説明したように、上述の実施形態に係るデジタル光送信機は、ＱＡＭなどの多値変調信号や複雑な送信波形を用いる予等化信号を用いた際にも、ＤＳＰによる予等化信号を用いることにより、使用するＭＺ型光変調器を構成する干渉計の不完全性などに起因する波形歪みを補正することが可能であり、通信品質の劣化を抑制することが出来る。
　またさらに、光変調器やアナログフロントエンドデバイスに求められる性能を緩和することができるので、使用部品の歩留まりを向上することが可能であり、低コストなデジタル光送信機を提供できる。
　本願発明は上記実施形態に限定されるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲の設計の変更等があってもこの発明に含まれる。また、本願発明は、２０１３年４月４日に出願された日本出願特願２０１３－０７８４４８を基礎とする優先権を主張し、その開示の全てをここに取り込む。
　本願発明は、コアやメトロ用の通信ネットワークだけでなく、光を用いた通信ネットワーク全てにおいて適用することができる。
　１００、２００、１６００、１７００、１８００　　デジタル光送信機
　１０１　　予等化信号生成手段
　１０２　　予等化係数演算手段
　１０３、２０５　　光変調部
　１０４　　分岐部
　１０５　　第１の光変調器
　１０６　　第２の光変調器
　１０７　　結合部
　２０１　　符号化部
　２０２　　予等化信号生成部
　２０３　　予等化係数演算部
　２０４　　フロント信号処理部
　２０６　　ＤＡＣ
　２０７　　ドライバアンプ
　２０８　　光源
　２０９　　ＭＺ型Ｉ－Ｑ光変調器
　２１０　　Ｉ－ｃｈ用光変調器
　２１１　　Ｑ－ｃｈ用光変調器
　２１２　　π／２位相器
　３０１　　リニアライザ
　３０２　　帯域補償フィルタ
　４０１　　変換フィルタ
　４０２　　加算器
　５０１　　上側位相変調器
　５０２　　下側位相変調器
　１６０１　　信号品質モニタ
　１６０２　　波形歪み量検出部
　１７０１　　ＬＵＴ
　１８０１　　ＤＣオフセット補償量算出手段
　１８０２　　加算器

Claims (11)

  1. 変換関数を生成する予等化係数演算手段と、
    前記生成された変換関数を用いて、第１のデータ及び第２のデータから、第３のデータ及び第４のデータを生成する予等化信号生成手段と、
    光信号を２分割する分岐部、前記第３のデータに基づいて前記分割された一方の光信号を光変調する第１の光変調器、前記第４のデータに基づいて前記分割された他方の光信号を光変調する第２の光変調器、及び、前記光変調した２つの光信号を結合して出力する結合部を備えた光変調器と、
    を備え、
    前記変換関数は、光変調器で生じる波形歪みを補償するように、前記第１のデータを前記第４のデータへ付与すると共に前記第２のデータを前記第３のデータへ付与する関数であることを特徴とするデジタル光送信機。
  2. 前記変換関数は、前記第１のデータに前記光変調器の消光比及び印加電圧に応じた第２のデータを付与することによって前記第３のデータを生成し、前記第２のデータに前記光変調器の消光比及び印加電圧に応じた第１のデータを付与することによって前記第４のデータを生成する関数である、請求項１に記載のデジタル光送信機。
  3. 前記予等化係数演算手段は、前記光変調器で生じる波形歪みを線形補完により補償するための変換関数を生成する、請求項１または２に記載のデジタル光送信機。
  4. 前記線形補完はセグメント分けされたブロック毎に行われる、請求項３に記載のデジタル光送信機。
  5. 前記光変調器は、ＭＺ型光変調器であり、
    前記予等化信号生成手段は、複数の変換フィルタ及び加算器を用いたバタフライ回路により構成され、
    前記予等化信号生成手段は、前記変換関数として前記変換フィルタのフィルタ関数を生成する、
    請求項１乃至４のいずれか１項に記載のデジタル光送信機。
  6. 前記光変調器から出力された信号から波形歪みを抽出する信号品質モニタ手段をさらに備え、
    前記予等化係数演算手段は、前記抽出された波形歪みに基づいて前記変換関数を生成する、
    請求項１乃至５のいずれか１項に記載のデジタル光送信機。
  7. 複数の波形歪みと変換関数とが対応づけられて登録されたテーブルをさらに備え、
    前記予等化係数演算手段は、前記変換関数を前記テーブルから抽出することによって前記変換関数を生成する、
    請求項１乃至６のいずれか１項に記載のデジタル光送信機。
  8. 前記第３のデータ及び第４のデータに、フロントエンドデバイスの非線形特性を線形化する処理及び周波数特性を補正する処理を施すフロント信号処理手段をさらに備える、請求項１乃至７のいずれか１項に記載のデジタル光送信機。
  9. 前記光変調器で生じる波形歪みを補償するためのＤＣオフセット補償量を演算して前記第３のデータ及び第４のデータに付与するＤＣオフセット補償量算出手段をさらに備える、請求項１乃至８のいずれか１項記載のデジタル光送信機。
  10. 請求項１乃至９のいずれか１項に記載のデジタル光送信機を用いることを特徴とする光通信システム。
  11. 光信号を２分割する分岐部、第３のデータに基づいて前記分割された一方の光信号を光変調する第１の光変調器、第４のデータに基づいて前記分割された他方の光信号を光変調する第２の光変調器、及び、前記光変調した２つの光信号を結合して出力する結合部を備えた光変調器を用いたデジタル光送信方法であって、
    前記光変調器で生じる信号歪みを補償するための
    変換関数を生成し、
    前記生成した変換関数を用いて、第１のデータ及び第２のデータから、前記第３のデータ及び第４のデータを生成し、
    前記変換関数は、光変調器で生じる波形歪みを補償するように、前記第１のデータを前記第４のデータへ付与すると共に前記第２のデータを前記第３のデータへ付与する関数であることを特徴とするデジタル光送信方法。
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