JP2023148267A - 非線形補償回路、及び光送受信機 - Google Patents

Abstract

【課題】信号の多値度にかかわらず演算量の増大を抑制した非線形補償回路と、これを用いた光送受信機を提供する。【解決手段】非線形補償回路１０は、複数の入力信号の入力レベルの組み合わせを検出する検出部１１と、取り得る組み合わせに対応して非線形歪みを補償する補正値情報を格納するメモリ１２０と、前記検出部１１にて検出された前記組み合わせに基づいて前記メモリ１２０から取得された前記補正値情報を用いて前記入力信号を補正する補償器（加算器）１３と、を有する。【選択図】図４

Description

本開示は、非線形補償回路、及び光送受信機に関する。

変復調技術の高度化に伴い、多値度の高い信号による光送受信が主流となりつつある。光データ通信の送受信では、波形歪みが少なく、かつ、信号対雑音比（signal-to-noise ratio：ＳＮＲ）が高いことが求められる。送信側アナログデバイスの非線形性による波形歪みは、高多値信号の伝送性能を制限する要因となる。図１に示すように、送信側アナログデバイスの非線形性には、送信側デジタル信号プロセッサ（ＴｘＤＳＰ）の出力に接続されるデジタルアナログ変換器（ＤＡＣ）とドライバアンプ（ＡＭＰ）の電気的な非線形歪みの影響と、マッハツェンダ（ＭＺ）型の変調器での非線形な電気光学（electro-optic：ＥＯ）特性の影響が含まれる。ＭＺ型の変調器は、光源（ＴＬＤ：Tunable Laser Diode）から入射する光を、ドライバアンプ（ＡＭＰ）から入力される信号で変調する。上述した非線形性により、変調光信号の波形が歪み、ＳＮＲが劣化する。

加えて、信号の多値度が高くなるにつれて、平均パワーに対するピークパワーの比（peak to average power ratio：ＰＡＰＲ）が増大する。ＰＡＰＲの高い多値度の信号では出力信号パワーを大きくすると、送信器デバイスの非線形性によりよりＳＮＲが劣化するため、出力光のパワーの増大は制限される。非線形歪を補償するアルゴリズムとして、ボルテラフィルタ（たとえば、非特許文献１参照）、多項式近似法（たとえば、非特許文献２参照）、ルックアップテーブル（Lookup Table：ＬＵＴ）補正（たとえば、非特許文献３）等が提案されている。

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非線形歪みを補償するアルゴリズムは演算量が多い。少ない演算量で効率良く非線形歪みを補償する回路と実装方法が望まれる。比較的少ない演算量で実装可能なＬＵＴ方式の補償は有望であるが、ＬＵＴ方式は、入力される信号レベル（多値度）が増えた場合に回路規模が増大するという課題がある。実施形態では、信号の多値度にかかわらず演算量の増大を抑制した非線形補償回路と、これを用いた光送受信機を提供する。

実施形態において、非線形補償回路は、
複数の入力信号の入力レベルの組み合わせを検出する検出部と、
取り得る組み合わせに対応して非線形歪みを補償する補正値情報を格納するメモリと、
前記検出部にて検出された前記組み合わせに基づいて前記メモリから取得された前記補正値情報を用いて、前記入力信号を補正する補償器と、
を有する。

信号の多値度にかかわらず演算量の増大を抑制した非線形補償回路と、これを用いた光送受信機が実現される。

送信側での非線形歪みの発生を示す図である。 出力信号パワーとＳＮＲの関係を示す図である。 実施形態の非線形補償回路が適用される光送受信機の模式図である。 非線形補償回路の模式図である。 入力信号と閾値の第１の設定例を示す図である。 ＬＵＴの構成例を示す図である。 ＬＵＴの別の構成例を示す図である。 入力信号と閾値の第２の設定例を示す図である。 入力信号と閾値の第３の設定例を示す図である。 ＬＵＴに記述される補正値の生成を示す図である。 ＬＵＴ補正値生成回路の模式図である。 実施形態の非線形補償の効果を示す図である。 実施形態の非線形補償の効果を示す図である。

以下で、図面を参照して、実施形態の非線形補償技術を説明する。発明者らの検討によると、光送信フロントエンド（電気／光変換）回路で、ＤＡＣやドライバアンプ等のアナログデバイスに大きな振幅の信号が入力されると、アナログデバイスの非線形性により、ＳＮＲが劣化する。具体的には、図２に示すように、ＤＡＣやドライバアンプの出力信号振幅を大きくし、変調器を駆動する駆動信号の振幅を大きくして光送信器の出力光パワーを増大させた場合、ある大きさ以上の出力光パワーから、非線形性の影響によりＳＮＲが低下し、伝送品質が劣化する。

このような非線形性による波形歪みを補償するために、複雑なアルゴリズムの非線形補償処理を実装すると、演算量が増大し、非線形歪みの効率的な補償が難しくなる。実施形態では、複雑なアルゴリズムや大量の演算を必要とせずに、非線形歪みを補償する。実施形態の非線形補償技術は、光通信におけるデジタルコヒーレント光送受信機、デジタル信号処理、等化処理全般に適用可能である。以下の記載で、同じ構成要素には同じ符号を付けて、重複する説明を省略する場合がある。

図３は、実施形態の非線形補償回路（図中で「ＮＬＣ」と表記）１０が適用される光送受信機１００の模式図である。光送受信機１００は、送信側ＤＳＰ２０Ｔｘ、受信側ＤＳＰ２０Ｒｘ、送信フロントエンド回路３０、及び受信フロントエンド回路４０を有する。送信フロントエンド回路３０と受信フロントエンド回路４０は、伝送路５に接続されて、伝送路５との間で光信号を送受信する。

送信フロントエンド回路３０は、ＤＡＣ３１、ドライバ（ＤＲＶ）３２、マッハツェンダ型の光変調器（ＭＺＭ）３３、及び、光源（ＬＤ）３４を有する。ＤＡＣ３１、ドライバ３２などのアナログデバイスや、光変調器３３で非線形性歪みが生じ得る。このような非線形歪みは、後述する方式で、非線形補償回路１０により事前に補償され得る。

送信側ＤＳＰ２０Ｔｘは、変復調方式に応じたデータシンボルを生成するシンボル生成器２１と、生成されたデータシンボルの波形を整えるナイキストフィルタ２２を有する。非線形補償回路１０は、シンボル生成器２１とナイキストフィルタ２２の間に設けられてもよいし、ナイキストフィルタ２２の後段に設けられてもよい。

非線形補償回路１０がシンボル生成器２１の出力に接続される場合、非線形補償回路１０への入力波形はシンボル情報となるため、取り得る信号振幅が限定的であり、１ｓｐｓ（サンプル／シンボル）で非線形補償動作が可能である。この配置構成は回路規模が小さくてすむ。非線形補償回路１０がナイキストフィルタ２２の後段に設けられる場合、送信フロントエンド回路３０のＤＡＣ３１などの非線形歪みを生じさせるデバイスに入力される波形に近い波形を用いて非線形補償できるので、高精度な非線形補償ため光伝送の性能向上が期待できる。データ信号が送信フロントエンド回路３０に入力される前に非線形補償を施すことで、送信フロントエンド回路３０のアナログデバイスや光変調器３３で生じ得る非線形歪みを予等化することができる。

受信フロントエンド回路４０は、集積コヒーレントレシーバ（ＩＣＲ）４１と、アナログデジタルコンバータ（ＡＤＣ）４３と、光源（ＬＤ）４４を有する。受信フロントエンド回路４０に含まれるこれらの部品は、アナログ信号を取り扱うアナログデバイスである。伝送路５から受信された光信号の中には、送信側で予等化しきれずに非線形性が残っている場合がある。受信フロントエンド回路４０で電気信号に変換され、デジタル化された受信信号は、受信ＤＳＰ２０Ｒｘに入力される。分散補償フィルタ２４で伝送路５での分散が補償され、適応等化フィルタ２５で適応等化により波形整形される。搬送波周波数・位相同期回路２６で、もとの送信信号が復元される。

非線形補償回路１０は、搬送波周波数・位相同期回路２６の出力に接続されてもよい。この場合、伝送路で発生する雑音を含むランダムな受信信号に残っている非線形歪みが、非線形補償回路１０により補償される。後述するように、受信器に配置された非線形補償回路１０では、受信波形に基づいて非線形補償のための補正値を逐次更新できるので、変動に強い。

図３で、非線形補償回路１０は送信ＤＳＰ２０Ｔｘまたは受信ＤＳＰ２０Ｒｘの内部に設けられているが、ＤＳＰの外部に、別途の演算器または論理回路として設けられてもよい。非線形補償回路１０は、ＬＳＩ回路やマイクロプロセッサ等の演算処理回路、あるいは、ＡＳＩＣ（Application Specific Integrated Circuit：特定用途集積回路）、フィールドプログラマブルゲートアレイ（ＦＰＧＡ）等の論理回路で実現され得る。

図４は、実施形態の非線形補償回路１０の模式図である。非線形補償回路１０は、ＬＵＴ方式の非線形補償動作を行うが、必ずしもＬＵＴを持つ必要はなく、メモリ機能と演算機能を用いて適切な補正値を特定できればどのような構成を用いてもよい。上述したように、非線形補償回路１０は光送受信機１００の送信側にも、受信側にも設けることができる。非線形補償回路１０は、検出部１１と、ＬＵＴ１２と、加算器１３を有する。ＬＵＴ１２は、メモリ１２０に格納される補正値情報の一例である。加算器１３は、補正値情報を用いて入力信号を補正する補償器の一例である。非線形補償回路１０に、Ｎ個の信号ｘ_{ｉ－Ｎ／２＋１}、…、ｘ_ｉ、…、ｘ_{ｉ＋Ｎ／２}が、順次入力される。Ｎ個の信号は、変調方式に応じて生成されたデータシンボルであってもよいし、ナイキスト波形処理後のデジタルデータであってもよい。あるいは、復元された受信信号波形をサンプリングした信号であってもよい。図４では、１サンプル／１シンボルを前提として、非線形補償回路１０に入力される個々の信号を「シンボル」と呼ぶ。

非線形補償回路１０に信号が入力されると、検出部１１は、判定閾値情報を参照して、連続する複数個（たとえば３個）のシンボルの各々について入力レベルを判定し、入力レベルの組み合わせを検出する。入力レベル判定の具体的な手法は、後述する。連続する複数個のシンボルについて特定された入力レベルの組み合わせを、便宜上「アドレス」と呼ぶ。判定閾値は、非線形補償回路１０を実現するマイクロプロセッサやＦＰＧＡに内蔵されているメモリ１２０に保存されていてもよい。あるいは、検出部１１に書き込まれていてもよい。

たとえば、３個の連続するシンボルで１つのアドレスを構成する場合、ｉ番目のシンボルｘ_ｉと、その前後のシンボルｘ_ｉ－１、及びｘ_ｉ＋１の入力レベルを判定する。前後のシンボルの入力レベルも判定する理由は、あるシンボルの入力レベルは、その前後のデータの影響を受けている蓋然性が高いからである。連続する複数のシンボルの入力レベルの組は入力されるシンボルの振幅変化を表す。アドレスを構成するシンボルの数は３個に限定されず、５個のシンボルの入力レベルを用いてもよい。

検出部１１によって検出されたアドレス（すなわち入力レベルの組み合わせ）に対応するアドレスがＬＵＴ１２で検索され、そのアドレスに対応付けられている補正値Δｙ_ｉがＬＵＴ１２から取得される。この補正値Δｙ_ｉ は、ｉ番目のシンボルｘ_ｉの非線形補償のための補正値である。加算器１３にて、ｉ番目のシンボルｘ_ｉに補正値Δｙ_ｉが加算されて非線形性が補償され、出力される。

＜非線形補償のための判定閾値設定＞
図５は、非線形補償回路１０への入力信号と、入力レベル判断のための閾値設定の第１の例を示す。シンボル生成器２１により生成された、たとえば６４ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation：直角位相振幅変調）のシンボルデータの入力レベルを判定する。６４ＱＡＭの場合、コンステレーション（ＩＱ複素平面）上でＩ軸方向に８つ、Ｑ軸方向に８つの振幅レベルがある。Ｑ軸に着目すると、８つの振幅レベルのすべてを識別する場合、図５の（ｃ）に示すように、Ｑ軸方向で隣接するシンボルとシンボルの間に、７つの判定閾値が設定される。すべての振幅レベルの間に判定閾値を設けることで判定が精密になる。ただし、１２８ＱＡＭ、２５６ＱＡＭと多値度が増大したときに、ＬＵＴ１２のサイズが大きくなり、演算量の抑制が困難になる場合がある。

そこで、多値度が高い場合は、図５の（ａ）、（ｂ）に示すように、判定閾値の数を制限して、いくつかの振幅レベルをまとめて判定する。これにより、変復調方式で決まる振幅レベルの数よりも少ない数の振幅レベルで、入力信号のレベルを判定できる。図５の（ａ）では、Ｑ軸上の８つの振幅レベルを２つずつ均等にグループ化して、３つの判定閾値を設定する。入力信号のレベルは、４つの振幅レベルのうちのいずれかに判定される。検出部１１は、入力シンボルのレベルが判定閾値１を超えるときにレベル１と判定し、判定閾値２を超え判定閾値１以下のときにレベル２と判定する。同様に、判定閾値３を超え判定閾値２以下のときにレベル３と判定し、判定閾値３以下のときにレベル４と判定する。

この判定方式によると、連続する複数のシンボルの振幅レベルが取り得る組み合わせの数が少なくなり、ＬＵＴ１２の規模が小さくて済む。非線形補償回路１０における閾値判定は、信号復調のための厳格な振幅判定ではなく、非線形補償のための適切な補正値を選択するためのレベル識別である。したがって、必ずしも図５の（ｃ）のような細かい判定基準を設けなくても、非線形補償動作は阻害されない。

図５の（ｂ）では、Ｑ軸方向の８つの振幅レベルのうち、信号に非線形歪みの影響が出やすいピークとボトムの近傍で入力レベルを細かく判定し、線形性が比較的高い振幅の中心近傍で、複数の振幅レベルをまとめて判定する。Ｑ軸の端部で密、中央部で粗になるように５つの判定閾値が設けられ、入力レベルが６つの振幅レベルのどれに該当するかが判定される。

入力レベルの判定に用いる閾値の数、または区分される振幅レベルの数を低減してアドレス数の増大を抑制することで、ＬＵＴ１２の回路規模が小さく維持される。図５ではＱ軸に着目して例示したが、Ｉ軸方向の振幅レベルについても同様の判定が行われる。

図６は、ＬＵＴ１２の構成例を示す。このＬＵＴ１２は、図５の（ｃ）の閾値設定に基づいている。６４ＱＡＭ変調で、Ｑ軸方向にレベル１からレベル８の８つの振幅レベルをもつときに、すべての振幅レベルの間に、閾値Ｌｅｖｅｌ＿ｔｈ１からＬｅｖｅｌ＿ｔｈ７の７つの判定閾値が設けられる。

非線形補償回路１０に入力される信号に対して、連続する３つのシンボル（またはサンプル）の各々について入力レベルが判定され、３つのシンボルの入力レベルの組み合わせを表すアドレスが検出される場合を例にとる。ＬＵＴ１２は、連続する３つのシンボルｘ_ｉー１、ｘ_ｉ、ｘ_ｉ＋１が取り得る入力レベルのすべての組み合わせ（アドレス）を記述し、アドレスごとに、入力シンボルｘ_ｉに与えられる補正値Δｙを記述する。

アドレス１では、３つのシンボルのすべてが振幅レベル１をもつ。この組み合わせを表すアドレス１に対して、非線形補償の補正値Δｙ_１が与えられる。アドレス２で、連続する３つのシンボルの入力レベルは、レベル１、レベル１、レベル２である。この入力レベルの組み合わせを表すアドレス２に対し、非線形補償の補正値Δｙ_２が与えられる。アドレス３で、連続する３つのシンボルの入力レベルは、レベル１、レベル１、レベル３である。この入力レベルの組み合わせを表すアドレス３に対して、非線形補償の補正値Δｙ_３が与えられる。８つの振幅レベルと、連続する３つの入力シンボルが用いられているので、ＬＵＴ１２には、８＾３で合計５１２のアドレスと、アドレスごとの補正値Δｙが記述されている。振幅レベルが判定されるシンボル数をｍ、用いられる振幅レベルの数をＬとすると、ＬＵＴ１２は、Ｌ＾ｍ個のアドレスと、各アドレスに対応する補正値Δｙを記述する。

検出部１１で連続する複数のシンボルについて入力レベルの組み合わせが検出され、その組み合わせを表すアドレスが決定されると、ＬＵＴ１２で、対応するアドレスの補正値Δｙが選択される。この補正値Δｙを用いて、着目するシンボルｘ_ｉが補正される。この補正により、送信フロントエンド回路３０で発生し得る非線形歪みが事前に補償される。

６４ＱＡＭの場合、Ｑ軸またはＩ軸に沿った８つの振幅レベルのすべてを判定してもＬＵＴ１２のサイズは小さく、公知のＬＵＴ方式の非線形補償アルゴリズムと比較して演算量は非常に少ない。ただし、１２８ＱＡＭ、２５６ＱＡＭのように多値度が増えると、ＬＵＴ１２の規模も大きくなる可能性がある。その場合は、図５の（ａ）または（ｂ）の閾値設定を採用する。

図７は、ＬＵＴ１２の別の構成例を示す。図７のＬＵＴ１２は、図５の（ａ）の均等なグループ分けで設定された判定閾値に基づく。６４ＱＡＭでＱ軸（またはＩ軸）方向の８つの振幅のうち、閾値Ｌｅｖｅｌ＿ｔｈ１を超える上位２つの入力レベルはレベル１と判定される。入力レベルが閾値Ｌｅｖｅｌ＿ｔｈ２を超えて閾値Ｌｅｖｅｌ＿ｔｈ１以下のときは、レベル２と判定される。、入力レベルが閾値Ｌｅｖｅｌ＿ｔｈ３を超えて閾値Ｌｅｖｅｌ＿ｔｈ２以下のときは、レベル３と判定され、、閾値Ｌｅｖｅｌ＿ｔｈ３以下のときはレベル４と判定される。

この場合、４通りの振幅レベルなので、３シンボル（またはサンプル）の入力レベルの組み合わせを記述するＬＵＴ１２のアドレス数は、４＾３で６４となり、ＬＵＴ１２の規模と演算量がさらに小さくなる。振幅レベルの数が少ないので、連続する５つのシンボルの入力レベルを判定しても、アドレスの総数は４＾５であり、２５６個ですむ。図５の（ｂ）の不均等なグループ分けを採用する場合は、６つの振幅レベルが用いられ、ＬＵＴ１２は、６＾３で２１６個のアドレスと、アドレスに対応する補正値Δｙを持つ。

判定閾値、または判断される振幅レベルを適切に設定することで、変調多値度に関係なく、ＬＵＴ１２の規模と演算量を抑制して、非線形歪みを効率的に補償できる。非線形補償回路１０をナイキストフィルタ２２の出力や、受信側ＤＳＰで復元された電気信号波形のサンプリング出力に接続する場合も、同様の効果が得られる。

図８は、入力信号と閾値の第２の設定例を示す。図５の第１の設定例では、変調方式に応じて、適切な判定閾値を設定して入力レベルを判定した。たとえば、６４ＱＡＭでは８つの振幅レベルを設定し、１２８ＱＡＭでは図５の（ｂ）のように不均等な６つの振幅レベルを設定し、２５６ＱＡＭでは図５の（ａ）のように均等に振幅レベルを設定するなどである。図８では、複数の変復調方式の間で、共通の判定閾値を用いる。

図８の横軸は変調方式、縦軸はシンボル生成器２１の出力レベル、すなわち、非線形補償回路１０への入力レベルである。ＱＰＳＫ、８ＱＡＭ、１６ＱＡＭ、３２ＱＡＭ、６４ＱＡＭ、１２８ＱＡＭ、２５６ＱＡＭ、２Ａ８ＰＳＫ等の異なる変調方式に共通して、判定閾値１から判定閾値７の７つの閾値を共通に設定して、８つの振幅レベルを設ける。ここでは、６４ＱＡＭのシンボル出力における、隣接する振幅レベル間の中心振幅をデフォルトの閾値とする。どの変復調方式を用いる場合でも、生成されたシンボルは、必ず、いずれかの振幅レベルに判定される。１２８ＱＡＭと２５６ＱＡＭを除いて、デフォルトの閾値ですべてのシンボルレベルを分離して識別できる。１２８ＱＡＭと２５６ＱＡＭのときは、一部のシンボルはグルーピングされて入力レベルが識別される。

共通の判定閾値を設定することで、多値度の高い変復調に対して閾値レベルの数が制限されたのと同じ効果が生じ、ＬＵＴ１２の規模を小さく維持することができる。

図９は、入力信号と閾値の第３の設定例を示す。この閾値設定は、たとえば受信側で復元されたランダムな入力信号を非線形補償するときに採用され得る。入力波形に対して、判定閾値１から７の７つの判定閾値が設定される。復元された電気波形に対して所定のタイミングでサンプリングが行われる。サンプリングされた信号は、必ずいずれかの振幅レベルに属する。連続する複数のサンプルの振幅レベルの組み合わせを表すアドレスが検出され、ＬＵＴ１２に記述されているアドレスから補正値Δｙが取得される。補正値Δｙを用いて、送信信号に残存する非線形歪みを受信側で補償することができる。

＜補正値Δｙの算出＞
図１０は、ＬＵＴ１２に記述される補正値の生成を示す。ＬＵＴ１２に記述される補正値Δｙは、送信信号と受信信号とに基づいて算出される。ここでは、非線形補償回路１０がシンボル生成器２１の出力に接続されている構成を例にとる。ＬＵＴ補正値生成回路５０を除いて、光送受信機１００の基本構成は、図３に示した構成と同じであり、重複する説明を省略する。

まず、ＬＵＴ１２を作成する段階での動作を説明する。送信ＤＳＰ２０Ｔｘのシンボル生成器２１で、既知信号を用いた送信信号を生成し、既知の送信信号をＬＵＴ補正値生成回路５０に入力する。一方、伝送路５から既知信号を受信し、受信ＤＳＰ２０Ｒｘの搬送波周波数・位相同期回路２６で復元して、ＬＵＴ補正値生成回路５０に入力する。ＬＵＴ補正値生成回路５０は、送信信号と受信信号の差分に基づいて、ＬＵＴ１２に設定する補正値を算出する。算出された補正値Δｙは、ＬＵＴ１２に補正項の初期値として設定されてもよい。

実サービス中は、シンボル生成器２１で生成される送信データに、定期的に既知信号を挿入して、ＬＵＴ補正値生成回路５０で補正値を算出し、リアルタイムでＬＵＴ１２の補正値を更新してもよい。既知信号は、たとえば既知のトレーニング系列であってもよい。

非線形補償回路１０をナイキストフィルタ２２の出力に接続する場合は、ナイキストフィルタリング後の波形を送信信号の期待値とし、ＬＵＴ補正値生成回路５０で、受信信号にナイキストフィルタリングを適用した信号と比較することで補正値を生成してもよい。ＬＵＴ補正値生成回路５０は、ＤＳＰとは別に、送受信制御用のマイクロプロセッサ、ＦＰＧＡ等で実現されてもよいし、受信ＤＳＰ２０Ｒｘまたは送信ＤＳＰ２０Ｔｘの内部に設けてもよい。ＬＵＴ１２の補正値生成のために必要な情報（受信側での既知信号挿入タイミングなど）は、システムや送受信制御用の通信チャネルを介して取得されてもよい。

図１１は、ＬＵＴ補正値生成回路５０の模式図である。ＬＵＴ補正値生成回路５０は、乗算器５１と、アドレス判定回路５２と、減算器５３と、累算器／カウンタ５４と、平均化部５５を有する。上述したように、ＬＵＴ１２の非線形補償の補正値は、送信信号（ｒ）の期待値と、受信信号（ｓ）を用いて生成される。

ＬＵＴ補正値生成回路５０に、送信信号ｒ（１，…，Ｎ）と受信信号が入力される。伝送路５での減衰により、送信信号の振幅と受信信号の振幅の間にレベル差が生じているので、乗算器５１で受信信号に係数を乗算して、比較用の受信信号ｓ（１，…，Ｎ）を生成する。乗算係数として、送信平均振幅を受信平均振幅で除算した値を用いてもよい。送信信号ｒ（１，…，Ｎ）と、係数乗算後の受信信号ｓ（１，…，Ｎ）は減算器５３に入力されて、送信信号ｒ（ｎ）と、レベル調整後の受信信号ｓ（ｎ）との差分Δ（ｎ）が求められる。

送信信号ｒ（１，…，Ｎ）は、減算器５３に入力されるとともに、アドレス判定回路５２に入力されてアドレス（ｐ）が取得される。アドレス（ｐ）はＬＵＴ１２に記述されているアドレスである。たとえば、連続する３つのシンボルの入力レベルの組でひとつのアドレスが構成されている場合、アドレス判定回路５２は、判定閾値を参照して、連続する３つの送信信号ｒ（ｎ－１）、ｒ（ｎ）、ｒ（ｎ＋１）のそれぞれの入力レベルを判定し、この入力レベルの組み合わせを示すアドレスｐ（ｎ）を決定する。

減算器５３で得られた今回の差分Δ（ｎ）と、アドレス判定回路５２で決定されたアドレスｐ（ｎ）は、累算器／カウンタ５４に入力される。差分Δ（ｎ）は、アドレスｐ（ｎ）に対応する累積フィールドに加算されて累積されるとともに、アドレスｐ（ｎ）のカウンタがインクリメントされる。差分Δ（ｎ）を累算する理由は、あるアドレスｐ（ｎ）の補正値Δｙを決定する際に、複数の差分値の平均を取る方が、補償すべき値をより客観的に決定できるからである。

累算器／カウンタ５４における「_ＬＵＴ（ｐ（ｎ））」は、ＬＵＴ１２のアドレスｐ（ｎ）のための累積値であることを示し、前回までの累積値にΔ（ｎ）が加算されて新たな累積値が得られる。「_Ｃｏｕｎｔ（ｐ（ｎ））」は、アドレスｐ（ｎ）のためのカウンタ値であることを示し、アドレスｐ（ｎ）で規定される入力レベルの組み合わせが出現する都度、カウンタ値が１ずつインクリメントされる。

カウンタ値が終了値に達したならば、平均化部５５で、アドレスｐ（ｎ）における差分の平均値が算出される。平均化部５５は、差分Δの累積値_ＬＵＴ（ｐ）をカウンタの終了値_ｃｏｕｎｔ（ｐ）で除算して、差分Δの平均値を決定する。差分の平均値は、アドレスｐ（ｎ）の補正値として、非線形補償回路１０のＬＵＴ１２に書き込まれる。

入力信号のアドレス（入力レベルの組み合わせ）ごとに、送信信号と受信信号の差分を累積して平均を求めることで、非線形性を補償するための補正値を適切に設定することができる。補正値の算出は、ＬＵＴ１２の作成時だけでなく、実サービス中に定期的に、あるいは必要に応じて実施して、補正値Δｙをリアルタイムで更新してもよい。

図１２は、実施形態の非線形補償の効果を示す。横軸はＯＳＮＲ（ｄＢ）、縦軸はＱ値（ｄＢ）である。黒丸のデータ点をフィットしたラインは、実施形態の非線形補償を適用したときの伝送品質を示す。三角のデータ点をフィットしたラインは、線形補償のみが行われたときの伝送品質を示す。いずれも、６４ＱＡＭ変調方式での伝送品質を示す。非線形補償は、シンボル生成器２１の直後で行われている。図１２から、非線形補償を適用することで、伝送品質が向上することがわかる。

図１３は、実施形態の非線形補償の効果を示す別の図である。横軸は非線形デバイスへの入力振幅、縦軸はＳＮＲ（ｄＢ）である。非線形デバイスは、送信フロントエンド回路３０のドライバアンプとする。黒丸のデータ点をフィットしたラインは、実施形態の非線形補償を適用したときのＳＮＲを示す。三角のデータ点をフィットしたラインは、非線形補償を行わないときのＳＮＲを示す。

実施形態の非線形補償を行わない場合、ドライバアンプなどの非線形デバイスへの入力振幅が大きくなると、ＳＮＲの劣化が顕著になる。これは、図２を参照して述べたとおりである。実施形態の非線形補償を行うことで、ドライバアンプ等の非線形デバイスへの入力振幅によるＳＮＲの劣化が緩和される。ＳＮＲの劣化が抑制されるので、送信フロントエンドのアナログデバイスへの入力信号の振幅を大きくすることができ、光出力パワーを大きくすることができる。

以上、特定の構成例に基づいて実施形態の非線形補償を説明したが、本発明は上述した構成例に限定されない。たとえば、非線形補償に用いられる判定閾値、係数、パラメータ等はＤＳＰの外部の送受信ファームウエアや、制御ソフトウエアに設定されてもよいし、光送受信機１００の外部から設定されてもよい。実施形態では、補正値情報を格納する手段としてＬＵＴ１２を用い、入力レベルの組み合わせを識別する情報として「アドレス」と用いたが、これらに限定されず、入力レベルの組み合わせと、各組み合わせに対応する補正値を特定できればどのような構成を採用してもよい。送信信号とレベル調整後の受信信号の差分に基づいて、ＬＵＴ１２に設定される補正値Δｙを算出したが、送信信号と、レベル調整後の受信信号の比に基づき、比率が１に近づくように補正係数を算出してもよい。この場合、ＬＵＴ補正値生成回路５０の減算器５３に替えて除算器が用いられ、非線形補償回路１０の加算器１３に替えて乗算器が用いられてもよい。非線形補償回路１０の加算器１３や乗算器は、非線形歪みを補償する補償器の一例である。

いずれの場合も、複数の入力信号レベルの組み合わせに基づいて特定される補正値により、光通信で生じる非線形歪みが補償される。入力レベルの判定で、いくつかの振幅レベルをひとつの振幅レベルにまとめることで、信号の多値度が大きくなっても、小さい回路規模で効率的に非線形歪みを補償できる。補正値情報を用いたＬＵＴベースの非線形補償を行うことで、非線形補償に要する消費電力を低減することができる。

以上の記載に対し、以下の付記を提示する。
（付記１）
複数の入力信号の入力レベルの組み合わせを検出する検出部と、
取り得る組み合わせに対応して非線形歪みを補償する補正値情報を格納するメモリと、
前記検出部にて検出された前記組み合わせに基づいて前記メモリから取得された前記補正値情報を用いて、前記入力信号を補正する補償器と、
を有する非線形補償回路。
（付記２）
前記検出部は、着目する入力信号と、当該着目する入力信号の前後の信号を含む複数の連続する入力信号の入力レベルを判定して、前記入力レベルの組み合わせを検出する、
付記１に記載の非線形補償回路。
（付記３）
前記検出部は、変復調方式で決まる振幅レベルのすべてを識別する判定閾値を用いて、前記入力レベルの組み合わせを検出する、
付記２に記載の非線形補償回路。
（付記４）
前記検出部は、変復調方式で決まる振幅レベルの数よりも少ない数の振幅レベルを識別する判定閾値を用いて、前記入力レベルの組み合わせを検出する、
付記２に記載の非線形補償回路。
（付記５）
前記検出部は、前記変復調方式で決まる振幅レベルを均等、または不均等にグループ化する前記判定閾値を用いて前記入力レベルの組み合わせを検出する、
付記４に記載の非線形補償回路。
（付記６）
前記検出部は、前記変復調方式で決まる振幅レベルのピークとボトムの近傍で各振幅レベルを識別し、中央部で２以上の振幅レベルを１つにまとめた判定閾値を用いて前記入力レベルの組み合わせを検出する、
付記５に記載の非線形補償回路。
（付記７）
前記検出部は、複数の変復調方式に共通の共通振幅レベルを用いて前記入力信号の前記入力レベルの組み合わせを検出する、
付記２に記載の非線形補償回路。
（付記８）
前記補正値情報はルックアップテーブルで構成され、
前記入力レベルの組み合わせが検出される前記複数の入力信号の数をｍ個、識別される振幅レベルの数をＬ個とすると、前記ルックアップテーブルは、Ｌ＾ｍ個のアドレスを有する、
付記２に記載の非線形補償回路。
（付記９）
送信デジタル信号プロセッサと、
前記送信デジタル信号プロセッサの出力に接続される送信フロントエンド回路と、
受信フロントエンド回路と、
前記受信フロントエンド回路の出力に接続される受信デジタル信号プロセッサと、
送受信される信号の非線形歪みを補償する非線形補償回路と、
を有し、前記非線形補償回路は、
複数の入力信号の入力レベルの組み合わせを検出する検出部と、
取り得る組み合わせに対応して非線形歪みを補償する補正値情報を格納するメモリと、
前記検出部にて検出された前記組み合わせに基づいて前記メモリから取得された前記補正値情報を用いて、前記入力信号を補正する補償器と、
を有する光送受信機。
（付記１０）
前記非線形補償回路は、前記送信デジタル信号プロセッサに含まれるシンボル生成器またはナイキストフィルタの出力に接続され、前記送信フロントエンド回路に供給される電気信号を補正する、
付記９に記載の光送受信機。
（付記１１）
前記非線形補償回路は、前記受信デジタル信号プロセッサで復元された受信電気信号の非線形歪みを補正する、
付記９に記載の光送受信機。
（付記１２）
前記メモリに格納される前記補正値情報を生成する補正値生成回路、
を有し、
前記補正値生成回路は、前記送信デジタル信号プロセッサで生成される送信信号と、前記受信デジタル信号プロセッサで復元された受信信号とに基づいて前記補正値情報を生成する、付記９に記載の光送受信機。
（付記１３）
前記補正値生成回路は、複数の前記送信信号の振幅レベルを検出して前記振幅レベルの組み合わせを特定し、前記振幅レベルの組み合わせごとに前記送信信号と前記受信信号の差または比に基づいて着目する送信信号の補正値を算出する、
付記１２に記載の光送受信機。

１０ 非線形補償回路
１１ 検出部
１２ ＬＵＴ
１３ 加算器（補償器）
２０Ｔｘ 送信ＤＳＰ
２０Ｒｘ 受信ＤＳＰ
２１ シンボル生成器
２２ ナイキストフィルタ
２４ 分散補償フィルタ
２５ 適応等化フィルタ
２６ 搬送波周波数・位相同期回路
３０ 送信フロントエンド回路
３１ ＤＡＣ
３２ ドライバ
３３ 光変調器
４０ 受信フロントエンド回路
５０ ＬＵＴ補正値生成回路
５１ 乗算器
５２ アドレス判定回路
５３ 減算器
５４ 累算器／カウンタ
１２０ メモリ
５５４ 平均化部

Claims (9)

1. 複数の入力信号の入力レベルの組み合わせを検出する検出部と、
   取り得る組み合わせに対応して非線形歪みを補償する補正値情報を格納するメモリと、
   前記検出部にて検出された前記組み合わせに基づいて前記メモリから取得された前記補正値情報を用いて、前記入力信号を補正する補償器と、
   を有する非線形補償回路。
2. 前記検出部は、着目する入力信号と、当該着目する入力信号の前後の信号を含む連続する複数の入力信号の入力レベルを判定して、前記入力レベルの組み合わせを検出する、
   請求項１に記載の非線形補償回路。
3. 前記検出部は、変復調方式で決まる振幅レベルのすべてを識別する判定閾値を用いて、前記入力レベルの組み合わせを検出する、
   請求項２に記載の非線形補償回路。
4. 前記検出部は、変復調方式で決まる振幅レベルの数よりも少ない数の振幅レベルを識別する判定閾値を用いて、前記入力レベルの組み合わせを検出する、
   請求項２に記載の非線形補償回路。
5. 前記検出部は、複数の変復調方式に共通する共通振幅レベルを用いて前記入力レベルの組み合わせを検出する、
   請求項２に記載の非線形補償回路。
6. 前記補正値情報はルックアップテーブルで構成され、
   前記入力レベルの組み合わせが検出される前記複数の入力信号の数をｍ個、識別される振幅レベルの数をＬ個とすると、前記ルックアップテーブルは、Ｌ＾ｍ個のアドレスを有する、
   請求項２に記載の非線形補償回路。
7. 送信デジタル信号プロセッサと、
   前記送信デジタル信号プロセッサの出力に接続される送信フロントエンド回路と、
   受信フロントエンド回路と、
   前記受信フロントエンド回路の出力に接続される受信デジタル信号プロセッサと、
   送受信される信号の非線形歪みを補償する非線形補償回路と、
   を有し、前記非線形補償回路は、
   複数の入力信号の入力レベルの組み合わせを検出する検出部と、
   取り得る組み合わせに対応して非線形歪みを補償する補正値情報を格納するメモリと、
   前記検出部にて検出された前記組み合わせに基づいて前記メモリから取得された前記補正値情報を用いて、前記入力信号を補正する補償器と、
   を有する光送受信機。
8. 前記メモリに格納される前記補正値情報を生成する補正値生成回路、
   を有し、
   前記補正値生成回路は、前記送信デジタル信号プロセッサで生成される送信信号と、前記受信デジタル信号プロセッサで復元された受信信号とに基づいて補正値を算出する、請求項７に記載の光送受信機。
9. 前記補正値生成回路は、複数の前記送信信号の振幅レベルを検出して前記振幅レベルの組み合わせを特定し、前記振幅レベルの組み合わせごとに前記送信信号と前記受信信号の差または比に基づいて着目する送信信号の補正値を算出する、
   請求項８に記載の光送受信機。

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