JP5128332B2 - 光予等化送信器及び光予等化伝送システム - Google Patents

光予等化送信器及び光予等化伝送システム Download PDF

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Description

本発明は、光情報伝送技術に関し、特に、光ファイバで伝送される光信号の送受信に適した技術に関する。
超高速光ファイバで伝送する場合、光ファイバ及び光ファイバで用いられる部品の波長分散、偏波分散、及び帯域制限によって、伝送速度及び伝送距離が制限される。
波長分散（ＣＤ：Ｃｈｒｏｍａｔｉｃ Ｄｉｓｐｅｒｓｉｏｎ）とは、波長の異なる光が光ファイバ中を異なる速度で伝送される現象である。高速で変調された光信号の光スペクトルは異なる波長成分を含み、異なる波長成分は、波長分散の影響によってそれぞれ異なった時刻に受信端に到着する。よって、伝送後の光波形は大きく歪むことが知られている。このような波長分散の影響を避けるために、波長分散補償（以下、分散補償として説明する場合もある）の技術が検討されている。波長分散補償とは、伝送路に用いられる光ファイバと逆の波長分散特性をもつ光デバイスを光送信器及び光受信器内に配置することによって、光ファイバの波長分散特性を打ち消し、光波形の歪みを防ぐ技術である。波長分散補償に用いられる光デバイスとして、伝送路と逆符号の波長分散をもつ分散補償ファイバ、光干渉計、光回路、及び光ファイバグレーティング等が検討されている。
また、変調方式を工夫することによって、波長分散耐力を増加させる技術、及び、電気信号処理を用いて波長分散を補償する技術が提案されている。本実施の形態で用いられる光予等化（プリディストーション）伝送は、送信器で行われる電気信号処理で光信号の電界を等化する。すなわち、送信器で光信号の電界に波長分散の逆関数を印加した光電界波形が生成され、生成された光電界波形が光ファイバを用いて伝送されることによって、光ファイバのもつ波長分散の影響が打ち消される。このような予等化方式の基本概念は、数１０年前から存在するが、近年、予等化を高速デジタル信号処理で実施するデジタル予等化送信器が提案されている。非特許文献１には、デジタル予等化送信器の技術が記載されている。
非特許文献１の図２は、予等化光送信器の全体の構成を示す図であり、送信器の内部では、伝送する２値のビット列（０１１１０１．．．）を、信号処理部（ＤＳＰ）に入力し、オーバーサンプリング処理によって１ビットあたり少なくとも二つのサンプル点をもつ複素電界信号（実部及び虚部の２組のデジタルデータ）に変換する。ＤＳＰ部は、さらに、デジタル演算によって実部及び虚部の複素電界信号に、予め、光ファイバ伝送路のもつ波長分散の逆関数を印加する。波長分散の逆関数が印加された複素電界信号は、多重化された回路である高速のＤ／Ａコンバータ（ＤＡＣ）に転送され、それぞれアナログ電気波形に変換された後、光電界変調器（非特許文献１の図２に示す例ではＤＵＡＬ−ＤＲＩＶＥ ＴＲＩＰＬＥ ＭＡＣＨ−ＺＥＨＮＤＥＲ Ｍｏｄｕｌａｔｏｒ）の二つの電気信号入力端子（Ｉ、Ｑ)に入力され、レーザ光を所望の光電界ＥＴｘ（実部Ｉ、虚部Ｑ）に変換して出力する。
なお、ＤＳＰ部でオーバーサンプリング処理を行うのは、ナイキストの定理に基づいて信号がサンプリングされるためである。すなわち、サンプリング速度は、少なくともサンプリングする信号の最高周波数（ビットレートＲｂに相当）の２倍が必要となるためである。このため、一般に、予等化伝送では、ビットレート（Ｒｂ）の２倍で動作する超高速のＤＡＣ及びデジタル信号処理回路が必要である。
また、波長分散補償に必要な演算は、電気的に生成された電界波形に伝送路の波長分散の逆伝達関数Ｈ(ｗ)＝ｅｘｐ(ｊβＬω2／２)を印加する複素線形演算である。ここで、ωは光信号の中心からの光角周波数差であり、βは波長分散係数であり、Ｌは伝送距離である。デジタル信号処理部（ＤＳＰ）は、ルックアップテーブル方法及び複素係数の線形ＦＩＲフィルタ等によって実現できる。
このような予等化伝送方式は、理論上、無制限の線形劣化の補償が可能という利点がある。従来の光及び電気の波長分散補償回路では、補償量がデバイスのサイズ及び損失によって制限されることがあったが、前述した予等化伝送方式では、デジタル信号処理量を増やすと、理論上は無制限の線形劣化の補償が可能である。波長分散は、光ファイバを用いた伝送における線形劣化の例であり、例えば、１０Ｇｂｉｔ／ｓのＮＲＺ信号で３０００ｋｍ以上の通常分散ファイバ（ＳＭＦ）の予等化伝送が可能である。
図１は、従来の２サンプル／ビットの２値強度変調信号を４０Ｇｂｉｔ／ｓで伝送する予等化伝送の原理及び性能を示す。
図１（Ａ）に示す例は、予等化量をゼロとした場合の２サンプル／ビットのＮＲＺ信号の光電界の例であり、ＤＡ変換器には、図１の（Ａ）に示すように１ビット（点線で区切られた区間）に二つのデジタルデータが入力される。実線は、ＤＡ変換器から出力される電気信号であり、サンプル点をなめらかにつなぐ電気波形である。
図１（Ｂ）に示す例は、波長分散の予等化を行い、−１０００ｐｓ／ｎｍの波長分散の予等化量をデジタル信号処理で印加した場合の光出力波形である。図１の（Ｂ）に示す光出力波形は、大きく潰れ、アイ開口が観測できない状態である。しかし、光出力波形が光ファイバで伝送され、１０００ｐｓ／ｎｍの波長分散が印加されると、図１の（Ｃ）に示すように、元のアイ開口が復元され、良好な伝送特性が得られる。
図１（Ｄ）に示す例は、伝送路の波長分散を１００％補償したと仮定した予等化伝送の伝送特性を評価した計算結果である。予等化には５５段及び１１９段のＦＩＲフィルタが用いられている。５５段のＦＩＲフィルタを用いた場合には、およそ１０００ｐｓ／ｎｍの波長分散量で１ｄＢを越えるＯＳＮＲペナルティ（ＯＳＮＲ感度）が発生するが、１１９段のＦＩＲを用いた場合には、１４００ｐｓ／ｎｍの波長分散量を越えてもＯＳＮＲペナルティが発生せずに伝送することが可能である。５５段のＦＩＲフィルタのように、ＦＩＲフィルタの段数が限定されている場合には、予等化伝送が可能な波長分散量に限界が生じ、最大伝送距離が定められる。
しかし、予等化伝送には以下の問題点がある。
第１の問題は、高速かつ大量のデジタル信号処理が必要となる点である。波長分散の予等化には、少なくとも信号の帯域幅の２倍、すなわち、１０Ｇｂｉｔ／ｓのビットレートで信号を伝送する場合には、２０Ｇサンプル／秒（Ｓａ／ｓｅｃ）、４０Ｇｂｉｔ／ｓのビットレートで信号を伝送する場合には、８０ＧＳａ／ｓｅｃの高速のＤＡコンバータが必要となる。さらに、予等化演算処理（数１０段のＦＩＲフィルタ）も同じ速度で実現する必要がある。
第２の問題は、ビットレートが増えることによって、予等化する波長分散量が急激に減少する点である。波長分散によって生じる光電界波形の歪みは、（ビットレートの二乗×伝送路の波長分散量）に比例することが知られている。すなわち、信号を伝送するビットレートが１０Ｇｂｉｔ／ｓから４０Ｇｂｉｔ／ｓに増加する場合、同じ回路規模の補償回路（例えば、同じサイズのルックアップテーブルをもつ補償回路）で補償可能な波長分散量はわずか１／１６であり、最大伝送距離が大きく減少する。
第３の問題は、波長分散耐力が向上しない点である。予等化伝送では、送信器で予め波長分散を打ち消すことが可能であるが、伝送後の光信号の波長分散耐力が増加するわけではない。例えば、通常のＮＲＺ信号の分散耐力は、１０Ｇｂｉｔ／ｓのビットレートで伝送する場合には１２００ｐｓ／ｎｍであり、４０Ｇｂｉｔ／ｓのビットレートで伝送する場合には８０ｐｓ／ｎｍである。１０００ｐｓ／ｎｍの予等化を行った場合、これらの信号の伝送可能な範囲は、１０Ｇｂｉｔ／ｓのビットレートの伝送で１０００±６００ｐｓ／ｎｍであり、４０Ｇｂｉｔ／ｓのビットレートの伝送で１０００±４０ｐｓ／ｎｍである。波長分散耐力をＳＭＦ（シングルモード光ファイバ）の長さに換算すると、１０Ｇｂｉｔ／ｓのビットレートで伝送する場合には±３７ｋｍであり、４０Ｇｂｉｔ／ｓのビットレートで伝送する場合には±２ｋｍであり、予等化の際には予め伝送路の波長分散量を精度よく測定する、又は、受信器から波長分散等の劣化情報をフィードバックする必要がある。
また、温度変化等による伝送路の波長分散量の変化を考慮すると、４０Ｇｂｉｔ／ｓのビットレートで伝送する場合には波長分散耐力が不足し、可変波長分散補償器等で波長分散量を補償する必要があり、コストを低くすることが困難となる。
前述した問題を解決するために、非特許文献２及び非特許文献３には、サンプリング速度を１／２に低減した１サンプル／ビット光デュオバイナリ予等化方式が記載されている。
図２は、非特許文献２に記載された従来の１サンプル／ビット光デュオバイナリ予等化送信器１２０の構成を示す。図２に示す例では、２値のデジタル信号が入力されると、入力されたデジタル信号が遅延加算回路で構成されるデュオバイナリ符号化回路１０３に入力され、デュオバイナリ信号に変換され、３値デュオバイナリ信号１１３として出力される。
出力された３値デュオバイナリ信号１１３は、ルックアップテーブルで構成される予等化回路に入力され、ビットパターンに応じて波長分散の逆関数を印加した複素電界波形に変換される。変換された３値デュオバイナリ信号１１３は、複素電界波形の実部がＤＡ変換器１０７−１に入力され、複素電界波形の虚部がＤＡ変換器１０７−２に入力される。
ＤＡ変換器１０７−１及び１０７−２は、それぞれ１サンプル／ビットで入力されたデジタル情報信号をアナログ情報信号の電気波形に変換する。変換されたアナログ情報信号は、ポストフィルタである４次ベッセルフィルタ１２３−１及び１２３−２に入力され、不要な高周波成分を低減し、滑らかな高周波電気波形に変換する。変換された高周波電気波形は、それぞれ光電界変調器（ＩＱ変調器）１１０のＩ、Ｑ入力端子に入力され、レーザ光源１０１から出力された光信号の実部及び虚部をそれぞれ変調する。
よって、予等化信号生成回路１２４から出力される二つの電気デジタル信号の実部及び虚部は、それぞれ予等化送信器１２０の出力光電界の実部及び虚部にアップコンバートされる。送信器から出力された光信号は、光ファイバ伝送路１１１に伝送され、光受信器１１２が受信する。光信号が光ファイバ伝送路１１１で伝送される際、予等化回路１２２で印加した波長分散の逆関数が、光ファイバ伝送路１１１の波長分散と打ち消しあうため、理論上、光受信器１１２には、波長分散の影響の無い光波形が入力される。
１サンプル／ビットの処理が可能になる理由は、デュオバイナリ信号が強度変調と比較して１／２の周波数帯域（２値の場合にはビットレートの１／２）しか含まないためである。よって、ナイキストの定理に基づいて、デジタル信号のサンプリングレートを半分の１サンプル／ビットに減らした場合でも、予等化伝送が可能となる。また、ＤＡ変換器のサンプリング速度及びデジタル信号の処理速度を１／２に低減し、コストを低下させるとともに、システムの実現性を高めることが可能となる。
Killey, R、"Dispersion and nonlinearity compensation using electronic predistortion techniques"、Optical Fibre Communications and Electronic Signal Processing、2005、The IEE Seminar on 、Ref. No. 2005-11310、 P. Watts、"Performance of Electronic Predistortion Systems. with 1 Sample/bit Processing using Optical. Duobinary Format."、paper Tu.3.1.6、ECOC、2007 M.M. El Said、"An Electrically Pre-Equalized 10-Gb/s Duobinary Transmission System"、Journal of Lightwave Technology、Vol.23、No.1、Jan 2005
本発明が解決しようとする課題は、従来の１サンプル／ビット光デュオバイナリ予等化送信器が、理想より低い性能しか得られなかった点である。
また、波長分散耐力が小さい場合、伝送路の波長分散の測定値に誤差が生じ、波長分散が変化するため、伝送するのが困難となってしまう。
従来の１サンプル／ビット光デュオバイナリ予等化送信器は、予等化の性能は限定的であった。
例えば、非特許文献２のＦｉｇ．３には、メモリサイズ（ルックアップテーブルのアドレスサイズ＝回路規模）と伝送距離との関係が示されている。非特許文献２のＦｉｇ．３に示されるグラフによると、同じ回路規模（例えば、アドレスサイズが１７ビット）から得られる１０Ｇｂｉｔ／ｓのビットレートで伝送される信号の伝送距離は、２サンプル／ビット光デュオバイナリ（ＯＤＢ）の場合が最も長い１２００ｋｍであり、２サンプル／ビットＮＲＺ−強度変調（ＯＯＫ：ＯＮ−ＯＦＦ Ｋｅｙｉｎｇ）及び１サンプル／ビット光デュオバイナリ（ＯＤＢ）の場合が８００ｋｍである。このように、同じ回路規模の補償回路を用いた場合でも、１サンプル／ビット光デュオバイナリ信号の予等化伝送の伝送距離は、２サンプル／ビットの場合より短くなる。
また、波長分散耐力は、非特許文献２のＦｉｇ．２に示される灰色の曲線から確認できる（非特許文献２のＦｉｇ．２のキャプションに明記されている）。すなわち、灰色の各曲線は、特定の目標距離に対応して予等化を行った際の伝送特性であり、実際の光ファイバ長（横軸）が目標距離からずれる伝送特性が劣化するため、下に凸の曲線を描く。描かれる曲線の横幅が波長分散耐力に対応する。非特許文献２のＦｉｇ．３（ａ）に示される２サンプル／ビットの光デュオバイナリ伝送の特性と、非特許文献２のＦｉｇ．３（ｂ）に示される１サンプル／ビットの光デュオバイナリ伝送の特性とを比較すると、同じ目標距離（例えば、７００ｋｍ）の場合には、後者の伝送特性によって描かれる曲線の横幅は、前者の１／３〜１／４であり、伝送距離の誤差に対する耐力（波長分散耐力）が大きく減少している。
また、非特許文献３においても、２サンプル／ビットの光デュオバイナリ伝送の特性と、１サンプル／ビットの光デュオバイナリ伝送の特性とを比較している。非特許文献３には、同じ回路規模、すなわち、同じタップ数のＦＩＲフィルタを用いた１サンプル／ビットの予等化伝送の伝送距離が長くなることが記載されている。しかし、同じ伝送距離の１サンプル／ビットの光デュオバイナリ伝送（Ｔ−ｓｐａｃｅｄ Ｅｑｕａｌｉｚｅｒ）の受信波形（例えば、非特許文献３のＦｉｇ．１０（ｃ）は、非特許文献３のＦｉｇ．９（ｃ）に示す２サンプル／ビットの光デュオバイナリ伝送（Ｔ／２−ｓｐａｃｅｄ Ｅｑｕａｌｉｚｅｒ）の受信波形）と比較して歪んでいることが指摘されている。このため、以降では、２サンプル／ビット光デュオバイナリ方式のみが検討されている。
本発明の第一の目的は、１サンプル／ビット光デュオバイナリ方式における伝送特性の劣化の問題を解決し、２サンプル／ビット時と同等の予等化伝送特性が実現できるようにすることである。これによって、サンプリング速度及びデジタル信号処理回路の動作速度が半減することによって、コスト及び消費電力が減少し、実現性を大幅に向上することが可能となる。さらに、同じ回路規模の伝送方式と比較して４倍の伝送距離で伝送を実現できる。
次に、本発明の第二の目的は、１サンプル／ビット光デュオバイナリ方式でも課題となる波長分散耐力の不足を防止する手段を提供することである。
また、本発明の第三の目的は、１サンプル／ビット光デュオバイナリ方式の情報信号の伝送容量を拡大することである。
本発明の代表的な一例を示せば以下の通りである。すなわち、レーザ光源と、デュオバイナリ符号化回路と、波形補正回路と、波長分散の逆関数を印加する予等化回路と、二つ以上のＤＡ変換器と、二つ以上の電気信号入力端子を備える光電界変調器と、を備える光予等化送信器であって、前記光予等化送信器は、前記デュオバイナリ符号化回路によって、伝送すべき所定のシンボル時間のデジタル情報信号を、１シンボルあたり１個のサンプル点を含むデジタル複素信号に変換し、前記デジタル複素信号は、ゼロの振幅をもつサンプル点を示すスペースシンボルと、所定の振幅をもつサンプル点を示すマークシンボルとを含むものであって、前記光予等化送信器は、前記波形補正回路によって、前記デジタル複素信号が、連続する二つのスペースシンボルの前後のいずれかにマークシンボルを含む場合、前記連続する二つのスペースシンボルの境界点の位相を前記マークシンボルの位相から１８０度ずれた位相に変更し、前記予等化回路によって、前記デジタル複素信号の伝送劣化を等化し、前記伝送劣化を等化したデジタル複素信号を前記ＤＡ変換器に入力し、前記ＤＡ変換器によって、前記等化したデジタル複素信号をアナログ信号に変換し、前記変換されたアナログ信号のうち、ナイキスト帯域幅より外に漏洩する信号を所定値以上抑圧し、前記抑圧したアナログ信号を前記光電界変調器に入力し、前記光電界変調器によって、前記レーザ光源から出力された光を、前記アナログ信号を用いて光電界信号に変調し、前記変調された光電界信号を送信する。
本発明の一実施形態によれば、ナイキスト帯域外への情報信号の漏洩を防止することによって、１サンプル／ビットの光デュオバイナリ信号の予等化伝送性能及び実用性を向上させることができる。
本発明の実施の形態の概要は、以下の通りである。
本発明の第一の目的は、予等化デジタル信号処理をアナログ波形に変換する際に、ＤＡ変換器から出力された信号のナイキスト帯域外への漏洩を２３ｄＢ以上に抑圧することによって解決できる。例えば、各ＤＡ変換器の出力部に、信号漏洩を２３ｄＢ以上に抑圧するポストフィルタを配置することによって実現することができる。また、光変調器から受信器の間のいずれかにナイキスト帯域外への信号漏洩を２３ｄＢ以上に抑圧する狭帯域光フィルタを備えてもよい。
また、ポストフィルタとして、従来、光強度変調及び光デュオバイナリ変調に用いられていなかった５次以上のバタワースフィルタ、楕円フィルタ、及びチェビシェフ型等の高域遮断フィルタ、及び、それらの多段接続によって構成することが有効である。
このように急峻なポストフィルタを用いると、光信号のアイ開口が急減するが、これは、ＤＡ変換器の前段側に配置されたデジタル応答補正回路で補正することが有効である。また、該ＤＡ変換器の後段側に配置され、ポストフィルタの時間応答を補正するアナログ応答補正回路によって実現することが可能である。これらの一部又は全てのデジタル処理回路は、１サンプル／シンボルで実現することが可能であり、回路動作速度を低減することができる。
また、生成される光デュオバイナリフィルタの波長分散耐力は、予等化回路に入力される前の複素デュオバイナリ電気信号又は光ファイバ伝送後の光デュオバイナリ信号が、二つの連続するスペースシンボルの前後いずれかにマークシンボルが配置される３シンボルの符号パターンを含む場合、二つの連続するスペースシンボルのビット境界点の複素信号の強度が常に非ゼロで、該マークシンボルと位相が反転されるように変調することによって光信号の信号点の重心を移動させ、光干渉効果を導入して解決することができる。
具体的には、正のマークシンボル又は負のマークシンボルに後続するスペースシンボル点において、複素電界の振幅値を所定の非ゼロの振幅値に設定し、スペースシンボルの位相を該先行するマークシンボルの位相と反転させて出力し、正のマークマークシンボル又は負のマークシンボルに先行するスペースシンボル点において、複素電界の振幅値を所定の非ゼロの振幅値に設定し、スペースシンボルの位相を後続する正のマークシンボル又は負のマークシンボルの位相と反転させることによって実現できる。
この場合、予等化される前の光電界波形の時間方向の重心点を前後いずれかに移動させる波形補正回路を備えることによって、非ゼロの振幅値に設定したスペースシンボルの残留光をビット境界に移動させることが可能となるため、光干渉効果を強めることが可能となる。
また、光ファイバの非線形効果を補償する１サンプル／シンボルのデジタル非線形位相補償回路を用いることによって、波長分散だけでなく自己位相変調等の非線形効果を補償することが実現できる。
さらに、デュオバイナリ符号化回路に２組の情報信号を入力し、それぞれを互いに直交成分とする２組の複素デュオバイナリ符号を出力し、出力された２組の複素デュオバイナリ符号を後段の信号処理回路に入力し、１組の複素信号として同時に伝送することによって、情報信号のビットレートを２倍に倍増し、信号処理を効率的に実現することができる。
また、２組の光予等化送信器の出力信号を異なる偏波に偏波多重して出力する、又は、２組以上の光予等化送信器の出力信号を波長多重又は直交光周波数多重して出力することによって、１台の送信器の情報ビットレートを数倍に向上することができる。
以下、本発明の実施の形態について図面を参照しながら説明する。
＜第１の実施形態＞
図３は、本発明の第１の形態の光伝送システムの構成図である。
デジタル信号の経路は細線で示し、高速アナログ電気信号の経路は中太線で示し、光信号の経路は太線で示す。なお、以下に説明する例では、２値の情報信号を３値のデュオバイナリ信号に変換して伝送する。２値の情報信号は、ビットレートとシンボルレート（ボーレート）とが一致しているため、両者は同一の意味で用いられる。ただし、後述するように、本実施の形態は、多値の情報信号にも適用することが可能であり、多値の情報信号に適用する場合には、１サンプル／シンボルで伝送することが必要となる。
図３に示す光伝送システムでは、１サンプル／ビットの予等化光デュオバイナリ送信器１００は、レーザ光源１０１から出力される無変調のレーザ光を光電界変調器１１０に入力し、所要の電界変調を行った光電界信号を光ファイバ伝送路１１１に出力する。光ファイバ伝送路１１１に出力された光電界信号は、光受信器１１２が受信する。
１サンプル／ビットの予等化光デュオバイナリ送信器１００には、伝送する２値のデジタルデータ列（０、１のビット列）が入力される。デュオバイナリ符号化回路１０３は、入力されたデジタルデータ列を１ビット遅延させた後に、１ビット遅延させたデジタルデータ列と入力されたデジタルデータ列自身とを加算することによって、１サンプル／ビットのデュオバイナリ信号を生成する。そして、生成されたデュオバイナリ信号は、光電界の複素シンボル列に変換され、変換された複素シンボル列が出力される。生成されるデュオバイナリ信号は、３値の符号（例えば、１、０、−１又は０、１、２等）であるため、デュオバイナリ符号化回路１０３から１サンプル／ビットの３値のデュオバイナリ信号１１３が出力される。
出力されたデュオバイナリ信号１１３は、予等化回路１０５に入力される。予等化回路１０５は、光ファイバ伝送路１１１等で生じる劣化（例えば、波長分散によって生じる波形の劣化）の逆関数を印加し、伝送劣化を等化する。そして、予等化回路１０５は、１サンプル／ビットの複素信号を出力する。予等化回路１０５は、本実施の形態では、例えば、トランスバーサルフィルタ方式で実現される。出力された複素信号の実部Ｉ及び虚部Ｑは、それぞれＤＡ変換器１０７−１及び１０７−２に入力される。
ＤＡ変換器１０７−１及び１０７−２は、入力された複素信号の実部Ｉ及び虚部Ｑを高速のアナログ電気信号に変換する。変換されたアナログ電気信号は、それぞれポストフィルタ１０８−１及び１０８−２を通過し、ドライバ回路１０９−１及び１０９−２にそれぞれ入力される。ドライバ回路１０９−１及び１０９−２は、入力されたアナログ電気信号を十分な振幅に増幅した信号を出力する。出力されたアナログ電気信号は、光電界変調器１１０に入力される。
光電界変調器１１０は、入力されたアナログ電気信号を用いて、レーザ光源１０１から出力されたレーザ光を光電界信号に変調する。
本実施の形態では、前述した光電界変調器１１０に入力される情報信号のエネルギーのうち、ナイキスト帯域（２値の情報信号の場合、ビットレートＲｂの１／２の帯域）の外の帯域への漏洩を２３ｄＢ以上抑圧する（＝１／２００以下）ことを特徴とする。以下、図４を用いて根拠を説明する。
図４は、本発明の第１の実施の形態の高域遮断フィルタであるポストフィルタの伝送特性への影響を示す説明図である。
図４（Ａ）は、ポストフィルタの形状及び帯域を変えて、４０Ｇｂｉｔ／ｓで伝送される１サンプル／ビットの光デュオバイナリ信号を予等化伝送した後の信号品質劣化（ＯＳＮＲペナルティ）を数値計算した例である。
数値計算では、伝送路の波長分散量を５００ｐｓ／ｎｍとし、送信器内の予等化回路１０５で予等化される予等化量を−５００ｐｓ／ｎｍ（予等化量１００％）とする。よって、予等化回路１０５が理想的に働く場合には、波形の劣化が起こらず、ＯＳＮＲペナルティ＝０ｄＢである。しかし、図４（Ａ）に示すＯＳＮＲペナルティは、いずれの曲線も大きく波打っており、ポストフィルタの設定が１サンプル／ビットの予等化デュオバイナリ伝送の実現に大きな影響を与えていることがわかる。図４（Ａ）に示す例では、５〜１１次のバタワース型のポストフィルタの結果を表示しているが、通常、ポストフィルタとして用いられるベッセルフィルタでも同じ計算を行った。しかし、ベッセルフィルタを用いた場合には、ＯＳＮＲペナルティが大きく、図４（Ａ）に示される表示の範囲外であるため、図４（Ａ）のグラフからは省略する。図４（Ａ）に示す各曲線は、いずれも、ポストフィルタの帯域幅（３ｄＢ減少する帯域幅）をある程度以上小さくすると、ＯＳＮＲペナルティを小さくすることができる。例えば、許容されるＯＳＮＲペナルティを伝送品質の劣化の基準として広く用いられる１ｄＢとし、図４（Ａ）に示すように、ポストフィルタに等化特性の急峻な１５次バタワースフィルタを用いる場合には、ポストフィルタの帯域幅は０．５Ｒｂ以下であり、１１次バタワースフィルタの場合には、ポストフィルタの帯域幅は、０．４８Ｒｂ以下であり、７次バタワースフィルタの場合には、ポストフィルタの帯域幅は、０．４４Ｒｂ以下であり、５次バタワースフィルタの場合には、ポストフィルタの帯域幅は、０．３６Ｒｂ以下である。すなわち、高域遮断特性の悪いフィルタは、透過させる帯域が狭いため、高域遮断特性の高いポストフィルタを用いる必要がある。このように、波長分散を予等化する効果はナイキスト帯域であるＲｂ／２以下しか得ることができない。
図４（Ｂ）には、各フィルタのナイキスト帯域を逸脱するエネルギーの割合（漏洩率）を算出した結果を示す。急峻なポストフィルタを用いる場合、又は、ポストフィルタの３ｄＢ帯域を狭くする場合、漏洩率を低く抑えることが可能である。図４（Ａ）に示すＯＳＮＲペナルティが１ｄＢである各点で、図４（Ｂ）に示す漏洩率を算出すると、図４（Ａ）に示すＡ点〜Ｄ点は、漏洩率が０．２％（漏洩率を２７ｄＢ抑圧）〜０．５％（漏洩率を２３ｄＢ抑圧）の範囲に対応することがわかる。すなわち、ナイキスト帯域外に漏洩し、予等化効果が得られない信号エネルギーを２３ｄＢ以上抑圧することによって、１サンプル／ビットの予等化伝送の劣化を十分に抑圧することができる。
前述した数値（２３ｄＢ）の根拠は、さらに以下のように説明できる。すなわち、ナイキスト帯域を逸脱したエネルギーであって、予等化されないエネルギーの成分が０．５％残存すると仮定する。光電界はエネルギーの平方根であり、残存する０．５％のエネルギーの成分は、電界振幅の約７％に相当する。
残存するエネルギーの成分は、伝送後の光位相が制御されないため、ランダムな位相で元の信号成分と干渉する。この場合の光強度変化は、(１＋０．０７）2−（１−０．０７）2＝２８％であり、アイ開口で１ｄＢ程度の変動幅となる。すなわち、ナイキスト帯域外の制御不可能な成分のエネルギーを、アイ開口で１ｄＢの劣化に抑圧するためには、抑圧率を２３ｄＢ以上にする必要がある。
図５は、２値の情報信号を光強度変調する従来の２サンプル／シンボルの予等化送信器におけるポストフィルタの伝送特性への影響を、本実施の形態と同じ条件で算出した説明図である。ポストフィルタには、５次ベッセルフィルタ及び５次バタワースフィルタを用いる。
図５（Ａ）に示す例では、フィルタの帯域及び形状とは無関係に、伝送劣化がほぼゼロに収まっている。このように、従来の予等化伝送では、ポストフィルタの形状はほぼ影響しない。よって、従来は、ポストフィルタに急峻なフィルタを用いる必要がなく、高速な光信号の波形に影響を与えないフィルタであって、群遅延特性が平坦なベッセルフィルタ（例えば、帯域幅が０．７Ｒｂの５次ベッセルフィルタ）を用いていた。
図５（Ｂ）に示す例は、各フィルタの漏洩率であり、２値光強度変調予等化伝送では、この程度のフィルタであっても高い漏洩率で抑圧されていることがわかる。この理由は、２サンプル／シンボルのデジタル化によって、ナイキスト帯域幅がＲｂと同じ値になり、２値の強度変調信号のスペクトル幅と比較して広い帯域幅であるからである。一方、光デュオバイナリ信号では、デュオバイナリ化によって信号の帯域幅を半分に圧縮するため、信号スペクトル密度が高い。このため、サンプリング速度を１／２にした場合に、急峻なフィルタが必要となる。
本実施の形態では、前述したフィルタの漏洩率だけでなく、所望のフィルタの漏洩率を達成するために、ポストフィルタの特性が重要となる。すなわち、従来、広く用いられていたベッセルフィルタでは、高い次数のベッセルフィルタを用いても、高域の遮断特性を急峻とすることが困難であるため、前述した信号の抑圧の条件を満たすために、フィルタの３ｄＢ帯域を過度に下げる必要がある（例えば、フィルタの３ｄＢ帯域を０．３Ｒｂ以下に下げる）。その結果、駆動波形の劣化が生じる。
そこで、本実施の形態の１サンプル／ビット予等化伝送では、高域の遮断特性を重視した高域遮断フィルタ（例えば、５次以上のバタワースフィルタ、チェビシェフィルタ、及び楕円フィルタ等）をポストフィルタに用いるとよい。これらの高域遮断フィルタは、必要に応じて多段に接続（フィルタを直列に接続）して遮断特性を上げてもよい。なお、ポストフィルタは、駆動回路の前後に配置してもよい。また、駆動回路及びＤＡ変換器の内部に、回路の一部として集積化して実装してもよい。
次に、本実施の形態の各構成について説明する。
本発明のデュオバイナリ符号化回路１０３は、情報信号を１シンボル遅延して加算する回路であるが、入力された情報信号を振幅変換してもよい。また、複素面で回転させる複素座標変換を行ってもよい。ただし、複素座標変換を行わずに実数の演算によって実現する場合には、後段の予等化回路１０５には入力信号系列の実部のみが入力されるため、複素成分の入力端子及び演算回路を節約することができる。
本発明の予等化回路１０５は、従来用いられている予等化回路と同様に、伝送路の線形劣化の逆関数、特に、波長分散の逆関数を印加する回路であり、ルックアップテーブル方式及び複素トランスバーサルフィルタ方式等で実現することが可能である。図３には示していないが、予等化回路１０５は、予等化量制御入力部を備え、予等化量が光ファイバ伝送路１１１の伝送距離に応じた波長分散量を打ち消し、最適な伝送状態が得られるようにするとよい。
光電界変調器１１０は従来の予等化伝送と同様に、２個のマッハツェンダ型光変調器をマッハツェンダ干渉計型に構成した光ＩＱ変調器（デュアルパラレル変調器又は光ＳＳＢ変調器とも呼ばれる）が用いられる。光ＩＱ変調器は、二つのＩＱ端子に加えられた電圧信号を、そのまま出力光電界のＩＱ信号に変換するため、本発明の光電界変調器１１０に適している。
また、ＩＱ変調器として、リチウムナイオベイト結晶を用いた変調器及び半導体が用いられた変調器があるが、同等の機能を持つ変調器であればいずれの変調器が用いられてもよい。
またこれらの変調器は、印加電圧が半波長電圧Ｖπに近づくと電界変調の線形性が失われるが、印加電圧の範囲が十分に線形領域に収まるように印加電圧を下げる方法、及び非線形性を補償するような逆特性をもつ印加電圧テーブル及び外部の補正回路を用いて線形化する方法等によって解決される。
また、後述するように、光ＩＱ変調器に限らず、複数の変調器、例えば、振幅変調器及び位相変調器がタンデムに並べられる構成であっても同等の効果を得ることが可能である。この場合には、各変調器に与えられる電圧信号は、予め適当な座標変換（例えば、極座標への座標変換）が行われる必要がある。
また、図３に示す例では、各デジタル信号の配線を１本の細線で示しているが、高速デジタル信号は、複数の本数（例えば、４〜１２８本以上）の低速電気デジタル信号が並列化された構成とすることが一般的である。よって、各回路の内部構成及び各回路を接続する配線は、等化な機能及び伝送量をもつ並列化された低速のデジタル信号処理及びデジタル回線によって実現されてもよい。
本発明の第１の実施の形態では、ナイキスト帯域外への情報信号の漏洩を防止することによって、１サンプル／ビットの光デュオバイナリ信号の予等化伝送性能及び実用性を向上させることができる。この結果、予等化送信器の内部における信号処理速度及びＤＡ変換器の動作速度を従来の１／２に低減し、コスト、実用性、及び消費電力を下げることができる。例えば、４０Ｇｂｉｔ／ｓで伝送される信号の予等化伝送には、従来、８０Ｇサンプル／秒の速度で処理するＤＡ変換器及び信号処理ＩＣが必要であったが、４０Ｇサンプル／秒の速度で処理する場合には、実用性が向上する。特に、ＤＡ変換器の動作速度が半分になると、並列に展開される回路の数が減少し、回路規模、コスト、及び消費電力を大きく削減することができる。
また、１０Ｇｂｉｔ／ｓの信号処理に必要であった、２０Ｇサンプル／秒の速度で処理するＤＡ変換器及び信号処理ＩＣは、１０Ｇサンプル／秒の処理速度で済むため、例えば、ＣＭＯＳ−ＩＣ等の安価で大規模に集積化が可能なプロセスを用いて他の処理回路と一緒に集積化し、さらにコストを削減することが可能になる。
また、光信号の周波数の帯域及びサンプリング速度が半分になることによって、波長分散の影響を実効的に１／４に減少させ、同じアドレスサイズのルックアップテーブル及び同じ段数のＦＩＲフィルタを用いる場合に、波長分散の予等化の性能、すなわち、最大伝送距離を４倍に拡大することできる。また、予等化した後の波長分散耐力を最大で４倍程度まで拡大することができる。
図６は、本発明の第２の実施の形態における、光伝送システムの構成図であり、第１の実施の形態の１サンプル／ビット光デュオバイナリ予等化送信器１００にポストフィルタ応答補正回路１０６を追加した例である。
ポストフィルタ応答補正回路１０６は、１サンプル／ビットのデジタルフィルタによって実現され、ポストフィルタ１０８−１及び１０８−２のインパルス応答（時間応答）を予め補正する回路である。
図７は、ポストフィルタ応答補正回路１０６を用いた効果を示す光波形であり、図７（Ａ）に示す例は、ポストフィルタ応答補正回路１０６を用いていない場合に予等化伝送した後（予等化率１００％）の光波形である。図７（Ａ）に示す例では、フィルタの３ｄＢ帯域が０．４Ｒｂである１１次のバタワースフィルタをポストフィルタに用いている。ポストフィルタによって信号スペクトルが大きく削減されるため、波形が劣化している。この場合、予等化伝送を行っても受信感度の劣化が大きいため、伝送距離等の性能が大きく減少する。そこで、ポストフィルタ応答補正回路１０６は、ポストフィルタのインパルス応答の逆関数を用いて、波形の劣化を打ち消す。
図７（Ｂ）に示す例は、ポストフィルタ応答補正回路１０６を用いた場合の予等化伝送後（予等化率１００％）の光波形であり、ビット時間の中心部で、略完全なアイ開口が得られている。本実施の形態のように、急峻で位相線形性が無いバタワースフィルタ等のフィルタを用いる場合には、フィルタの遷移部で群遅延が増加し、応答時間の長い１０段以上の補正ＦＩＲフィルタが必要になることが特徴であり、図７（Ｂ）に示す例では、３３段の補正ＦＩＲフィルタによってポストフィルタの補正を実現している。
このように、情報信号の漏洩を防止する処理には、波形の歪みが大きい高次のポストフィルタが必要となり、このポストフィルタが従来にない大きな波形の劣化及び受信感度の劣化を引き起こす可能性がある。しかし、ポストフィルタのインパルス応答（インパルスの時間応答）をデジタル的に補償する応答補正回路を用いることによって、前述した劣化を低いコストかつ簡易に防止することが可能になる。
また、図６に示すように、ポストフィルタ応答補正回路１０６は、ＤＡ変換器１０７−１及び１０７−２の前段側に備わっているが、ＤＡ変換器１０７−１及び１０７−２の後段側に備わってもよい。例えば、ポストフィルタ１０８−１及び１０８−２を透過した後のアナログ信号処理回路、及び、受信側のフィルタ又は信号処理でアナログフィルタとして実現してもよい。
図８は、本発明の第２の実施の形態の１サンプル／ビット光デュオバイナリ予等化送信器１００の動作を示す説明図である。
図８（Ａ）に示す例は、生成された光デュオバイナリ波形の様子を示している。波形の特徴が分かりやすいように予等化量がゼロの場合（又は予等化伝送後）の光電界の実部を示す。なお、図８（Ａ）に示す例では、予等化量をゼロとした結果、光電界の虚部がゼロとなる。
縦方向の点線は、ビットの境界の時刻を示す。各プロット点（◇）は、予等化回路から出力された１サンプル／ビットのサンプル点であり、ビットの中央に１個ずつ存在する。実線は、光電界変調器１１０に入力されるアナログ波形であり、ポストフィルタ応答補正回路１０６及びポストフィルタ１０８−１が理想的に機能していないため、サンプル点の位置から多少ずれているが、サンプル点に対応している。実線の波形は、デュオバイナリ波形の特徴、例えば、正側のサンプル点から負側のサンプル点に移動する場合には、必ず途中で振幅がゼロのサンプル点を経由する特徴がある。
図８（Ａ）に示す例は、各信号処理回路を１サンプル／ビットで実現し、信号処理の効率を高めた例である。特に、予等化回路１０５を１サンプル／ビットで動作させることによって、波長分散耐力を４倍に向上させる効果が得られ、予等化回路１０５の動作速度等に余裕がある場合には、オーバーサンプリング回路を挿入し、ナイキスト帯域を拡大して、波形劣化の補正及び時間応答の補正等の一部の処理を実現してもよい。
また、ＤＡ変換器１０７の動作速度を低減させる場合には、各信号処理を２サンプル／ビットで処理し、ＤＡ変換器１０７の直前でダウンサンプリングして変換速度を低下させてもよい。この場合、本実施の形態で規定する信号の漏洩率の抑圧等には影響しない。
図８（Ｂ）に示す例は、予等化伝送特性を数値シミュレーションによって確認した結果であり、予等化率が１００％の予等化伝送の場合の波長分散量とＯＳＮＲペナルティとの関係を示している。図８（Ｂ）に示す例では、５５段のＦＩＲフィルタを用いた予等化回路１０５では、４０００ｐｓ／ｎｍの予等化伝送が可能となる。この値は、図１（Ｃ）に示す２サンプル／ビットの光強度変調の４倍の予等化伝送である。すなわち、本実施の形態では、１サンプル／ビットの予等化デュオバイナリ方式を用いることによって、同じ回路規模で従来の４倍の伝送距離を実現することができる。
なお、図８（Ｃ）に示す例は、前述した４０Ｇｂｉｔ／ｓで伝送する１サンプル／ビットの予等化デュオバイナリ方式の波長分散耐力を計算した結果である。計算は、予等化量をゼロとして、伝送路の波長分散量のみを変えて、ＯＳＮＲ感度(ＢＥＲ＝１０-12で規定される感度）の変化を計算した。計算した結果、波長分散耐力（ＯＳＮＲ感度が３０ｄＢ得られる波長分散の範囲）は、２００ｐｓ／ｎｍである。しかし、この値は、従来の２値の光強度変調を用いた予等化伝送の２倍程度であり、アナログで生成された光デュオバイナリ信号は、図８（Ｃ）の点線で示したように、４００ｐｓ／ｎｍの幅が得られる。この理由は、本発明の第１及び第２の実施の形態に示す１サンプル／ビット予等化デュオバイナリ信号では、光干渉による波長分散耐力の拡大効果が得られていないためである。すなわち、従来から広く用いられている、アナログで生成された光デュオバイナリ波形は、ビットの境界で光信号強度がゼロになることはなく、スペース部にかならず残留光が存在し、残留光の干渉効果によって波形の分散耐力が拡大される（ＰＳＢＴ効果）ことが知られている（図１０（Ｂ）参照）。すなわち、２個のスペース部とマーク部が連続する場合には、２個のスペース部の境界に光電界が残り、残った光電界がマーク部と位相が反転している（位相が１８０度ずれている）ため、スペース部に広がったマーク部の光電界を干渉効果で打ち消し、波長分散の影響を緩和する。
一方、図８（Ａ）に示す例では、二つのスペースシンボルＳ１及びＳ２が連続し、負のマークシンボルＭ１が現れるビットパターンに対して、スペースシンボルＳ１及びＳ２の境界部の残留光がわずかであり、マークシンボルＭ１と位相が同相（負）である。なお、スペースシンボルは、ゼロの振幅をもつサンプル点を示し、マークシンボルは、所定の振幅をもつサンプル点を示す。
この結果、干渉効果が得られず、マークシンボルＭ１が波長分散で広がり、スペースシンボルＳ２に達した場合に、残留光がスペースシンボルＳ２のレベルが上がることを抑えることができない。これは、マークシンボルＭ１’、スペースシンボルＳ１’、及びスペースシンボルＳ２’の３点についても同様であり、この場合はスペースシンボルＳ１’及びＳ２’の境界の光信号が弱いため干渉効果が得られない。これが波長分散耐力の不足の要因となっている。
前述した問題点を解決するために、図９は、第２の実施の形態の１サンプル／ビット光デュオバイナリ予等化送信器に波形補正回路１０４を追加した例である。
波形補正回路１０４は、例えば、ＦＩＲフィルタ等によって構成され、ビット間の演算によって１サンプル／ビットの予等化デュオバイナリ光信号波形に意図的に光干渉効果を引き起こし、波長分散耐力を増加させる。
波形補正回路１０４は、まず、二つの連続するスペースシンボルＳ１及びＳ２の前後のいずれかにマークシンボルＭ１が配置される３シンボルのビットパターンにおいて、スペースシンボルＳ１及びＳ２のビット境界点Ｂの複素信号の光電界の強度を常に非ゼロとし、ビット境界点Ｂの位相をマークシンボルＭ１の位相と反転させる（マークシンボルＭ１の位相から１８０度ずれた位相に変更する）。具体的には、例えば、マークシンボルＭ１に続くスペースシンボルＳ１において、複素電界の振幅値を所定の非ゼロの振幅値に設定し、ビット境界点Ｂの位相をマークシンボルＭ１の位相と反転させる。さらに、正又は負のマークシンボルＭ２に先行するスペースシンボルＳ２において、複素電界の振幅値を所定の非ゼロの振幅値に設定し、ビット境界点Ｂの位相をマークシンボルＭ２の位相と反転させて出力するようにデジタル信号処理を実現する。これによって、スペース部にマーク部の位相と反転する光電界を残留させることが可能となる。
しかし、１ビットあたりのデジタルサンプル点は１個のみ含まれるため、本デジタル信号処理では、いずれかのスペース部の中央の時刻での光電界を非ゼロとする。そこで、本実施の形態では、デジタル信号処理によって、さらに、光信号の重心を移動させることによって、スペース部の中央の時刻に発生させた残留光の光電界をビットの境界に移動させる。本実施の形態では、前後のビットとの演算（例えば、−０．１＊ｐａｔ［ｐ２］＋１．１＊ｐａｔ［ｐ１］＋ｐａｔ［ｉ］−１を用いたデュオバイナリ符号化処理の演算)によって実現することができる。
この結果、出力される光信号(予等化量がゼロの光信号）の波形は、図１０（Ｃ）に示す波形であり、ビット境界の光強度を常に非ゼロとしている。図１０（Ｃ）に示す例は、波形補正回路１０４によって波形を補正した後の光電界波形であり、ビットの境界で光信号の強度が非ゼロとなり残留光が存在し、さらに残留光の位相がマーク部の位相と反転し、前述した連続するスペースシンボルＳ１及びＳ２の間の残留光の位相は、隣接するマークシンボルＭ１及びＭ２の位相と反転する。
この結果、光干渉効果を得ることが可能になり、波長分散耐力は、図１０（Ｄ）に示すように約１．５倍の３００ｐｓ／ｎｍに改善することができる。なお、光デュオバイナリ伝送は、線形的な光伝送方式であり、一部の機能、例えば、波形補正回路１０４を受信側に移動させてもよい。
本発明の第３の実施の形態は、デジタル信号処理に光干渉効果を導入することによって、生成した１サンプル／ビットの光デュオバイナリ信号の波長分散耐力を、ＮＲＺ信号の約４倍に高めることができる。これによって、伝送路の波長分散の測定値に誤差があったり、波長分散が変化する場合でも、予等化伝送を可能とし、可変波長分散補償回路等の余分な構成を削減することができる。
図１１は、本発明の第４の実施の形態の光伝送システムの構成図である。図１１に示す例では、第３の実施の形態の波形補正回路１０４の代わりに非線形位相補償回路１３０を追加した例である。
非線形位相補償回路１３０は、光電界信号が伝送される光ファイバで生じる非線形の劣化（位相回転）を補償する回路である。
光ファイバ伝送で生じる非線形の位相回転は、光電界信号がもつ強度変調成分、及び、光ファイバ伝送中に中継器等から放出された光強度雑音が光ファイバのもつ非線形効果（自己位相変調効果）によって光電界信号の位相成分に余分な非線形の位相回転を与えるため、光電界信号が劣化する現象である。特に、強度変調成分は、光電界信号の強度成分｛ｒ（ｔ）｝2に比例するため、送信側及び受信側に配置した非線形位相補償回路１３０によって補償することが可能である。すなわち、非線形位相補償回路１３０では、非線形係数Ｃを用いて非線形位相（Ψ（ｔ）＝ｃ｛ｒ（ｔ）｝2）を算出し、入力された複素光電界から算出された非線形位相を差し引く演算を実行する。
非線形位相補償回路１３０は、非線形係数Ｃについては特に示していないが、固定量を用いてもよいし、補償量制御端子を備え、例えば、光ファイバ伝送路への入力パワー及び中継器の数から計算された推定値を用いてもよいし、受信側で得られた符号誤り率等の伝送特性が最良となるようにフィードバック制御を行ってもよい。
本発明の第４の実施の形態は、非線形位相回転の影響を送信側で予め補償する非線形位相補償回路を備えることによって、予等化の影響が伝送路の劣化と相互に打ち消しあい、長距離の光ファイバ伝送を可能にするとともに、デジタル信号処理量を増やすことなく、非線形効果を補償することができる。また、非線形位相補償回路によって信号スペクトル幅が増えた場合であっても、ポストフィルタによって信号の漏洩を確実に抑制することができる。
図１２は、本発明の第５の実施の形態の光伝送システムの構成図である。
図１２に示す例では、光受信器１３３がポストフィルタ応答補正回路１３２を備え、受信側で劣化した波形の補正を行っている。また、１サンプル／ビット予等化光デュオバイナリ送信器１００は、非線形応答補正回路１３１を備え、ドライバ回路１０９の出力が飽和した場合の非線形応答、及び、光電界変調器１１０の正弦波状の電界振幅の変調特性を補正する。
非線形応答補正回路１３１は、例えば、入力電圧のデジタル値に対して出力電圧のデジタル値を出力するテーブル形式で簡単に実現することが可能である。これは、必要に応じて非線形関数等を用いて算出してもよい。
また、図１２に示す例では、４次ベッセルフィルタ１２３を用いているが、４次ベッセルフィルタ１２３を用いるだけでは、ナイキスト帯域外に漏洩する信号を２３ｄＢ以上抑圧することができない。したがって、図１２に示す例では、光受信器１３３が狭帯域光フィルタ１３４を備え、光信号の中心から両側のナイキスト帯域内の成分のみを透過させる光フィルタリングを実現している。これは、光電界領域のフィルタリングであるため、前述した急峻なポストフィルタを用いて電気領域でフィルタリングする場合と数学的に等化な処理である。
なお、狭帯域光フィルタ１３４が急峻なポストフィルタの役割を果たす場合、ポストフィルタ応答補正回路１３２は、狭帯域光フィルタ１３４の応答を電気領域に変換した等化低域応答を補正するように設計するとよい。また、４次ベッセルフィルタ１２３のような電気フィルタを用いる場合には、ポストフィルタ応答補正回路１３２は、４次ベッセルフィルタ１２３及び狭帯域光フィルタ１３４の応答を合成した応答を補正するとよい。
なお、狭帯域光フィルタ１３４は、光電界変調器１１０の出力から、光受信器１１２までの間であれば、いずれの場所に備えてもよい。例えば、１サンプル／ビット予等化光デュオバイナリ送信器１００の内部及び本発明の光受信器１３３の内部等に備えてもよい。また、波長多重伝送装置の合分波回路の伝達特性を急峻にするフィルタを狭帯域フィルタ１３４として用いてもよい。また、伝送路に挿入された複数のフィルタの応答を合成することによって、狭帯域のフィルタリングを実現してもよい。
なお、狭帯域光フィルタ１３４は、透過させる帯域を固定する光バンドパスフィルタを用いることも可能であるが、送信する波長を可変にするためには、波長グリッド（光信号のスペクトルの中心波長）に合致した周期的な透過特性をもつ光フィルタ、又は、中心波長及び帯域が可変の光フィルタを用いるとよい。
図１３は、本発明の第６の実施の形態の光伝送システムの構成図であり、光電界変調器１１０を無チャープの光振幅変調器１３６及び光位相変調器１３７のタンデム構成によって実現した例である。
図１３に示す例では、極座標変換回路１３５を用いて、前段のポストフィルタ応答補正回路１０６から入力される複素デジタル信号であって、直交座標（ＩＱ）で表示された複素デジタル信号を極座標（ｒ、φ）に変換し、それぞれを光振幅変調器１３６及び光位相変調器１３７の駆動信号に用いることによって所望の光電界変調を行う。
図１３に示す例では光電界変調器１１０を無チャープの光振幅変調器１３６及び光位相変調器１３７の組み合わせによって構成しているが、理論上、互いに非従属な複素電界変調特性をもつ光変調器の組み合わせによって光電界変調器１１０を構成してもよい。例えば、前述した光振幅変調器１３６として周波数チャープ（周波数が時間的に変化する状態）をもつ光振幅変調器１３６を用いてもよい。具体的には、周波数チャープ成分を光位相変調器１３７で打ち消すように変調すれば問題はなく、半導体、ＬＮ位相変調器、及びＭＺ変調器等の多くの変調器を用いることが可能である。なお、直交変調を用いていない場合には、各ポストフィルタ１０８−９及び１０８−１０に要求される遮断特性及び形状が変化する場合があるが、いずれの場合でも光電界領域でナイキスト帯域外に漏洩する信号のパワーを２３ｄＢ以下に抑圧できる性能があればよい。
本発明の第６の実施の形態は、デュオバイナリ符号化回路で、２組の情報信号を複素信号の同相成分と直交成分に同時に符号化することによって、ハードウェアの回路規模を変更することなく情報信号の容量を２倍に増加させることが可能になる。また、光スペクトルの利用効率を２倍に増加させることが可能になり、波長多重によって伝送する波長の間隔を狭くし、１本の光ファイバを用いた伝送容量も２倍に増加させることが可能になる。
図１４は、本発明の第７の実施の形態の光伝送システムの構成図であり、複素多値信号をデュオバイナリ変調して伝送する例である。
前述した実施の形態では、１サンプル／ビットの２値の情報信号の伝送を対象としていた。しかし、デュオバイナリ信号は、一般的な多値信号にも適用することが可能であり、第７の実施の形態では、１サンプル／シンボルの多値信号のデュオバイナリ信号を伝送する。
図１４に示す例では、２組の２値情報信号を２入力直交複素デュオバイナリ符号化回路１３９に入力する。２入力デュオバイナリ符号化回路１３９は、電界の実部及び虚部が独立に３値のデュオバイナリ符号で変調された複素９値デュオバイナリ信号１４０を生成する。３値デュオバイナリ符号は、二次元の４値の多値情報（０，０）、（０，１）、（１，０）、及び（１，１）をデュオバイナリ化した符号であると考えることができる。
２入力直交複素デュオバイナリ符号化回路１３９は、入力された二つの情報信号をそれぞれ独立にデュオバイナリ化した後、デュオバイナリ化されたそれぞれの情報信号の実部及び虚部を出力することによって、構成することができる。波形補正回路１０４には複素情報が入力されるため、実部及び虚部の波形補正回路１０４を並列に用意する必要があり、他の信号処理回路も同様に実部及び虚部の回路を並列に用意する必要がある。このように、複素デジタル信号の同相成分及び直交成分に独立に生成された２組のデュオバイナリ信号は、複素演算を行う予等化回路１０５を通過すると、一度混ざり合うが、同相成分及び直行成分の直交性は保たれているため、光ファイバ伝送後には元の信号に分離することが可能となる。
なお、第７の実施の形態で対象となる多値信号は、前述した多値信号に限らず、振幅及び位相等を組み合わせた多値信号であってもよい。このような多値信号のデュオバイナリ予等化伝送は、光スペクトル利用効率を高くすることができる。また、本実施の形態の予等化送信器の出力光を偏波多重、波長多重、及び光ＯＦＤＭ多重等を用いて多重化してもよい。多重化することによって、スペクトル密度及びハードウェアの利用効率を高めて大容量の伝送が可能となる。
従来の２サンプル／ビットの２値光強度変調予等化伝送の説明図である。 従来の１サンプル／ビット光デュオバイナリ予等化送信器の例を示す構成図である。 本発明の第１の実施の形態の光伝送システムの構成図である。 本発明の第１の実施の形態のポストフィルタの伝送特性への影響を示す説明図である。 従来の２サンプル／シンボルの２値光強度変調予等化送信器のポストフィルタの伝送特性への影響を示す説明図である。 本発明の第２の実施の形態の光伝送システムの構成図である。 本発明の第２の実施の形態の応答補正の効果を示す光波形である。 本発明の第２の実施の形態の１サンプル／ビット光デュオバイナリ予等化送信器の動作を示す説明図である。 本発明の第３の実施の形態の光伝送システムの構成図である。 本発明の第３の実施の形態の１サンプル／ビット光デュオバイナリ予等化送信器の動作を示す説明図である。 本発明の第４の実施の形態の光伝送システムの構成図である。 本発明の第５の実施の形態の光伝送システムの構成図である。 本発明の第６の実施の形態の光伝送システムの構成図である。 本発明の第７の実施の形態の光伝送システムの構成図である。
符号の説明
１００ １サンプル／ビット予等化光デュオバイナリ送信器
１０１ レーザ光源
１０２ 予等化信号生成回路
１０３ デュオバイナリ符号化回路
１０４ 波形補正回路
１０５ 予等化回路
１０６ ポストフィルタ応答補正回路
１０７ ＤＡ変換器
１０８ ポストフィルタ
１０９ ドライバ回路
１１０ 光電界変調器
１１１ 光ファイバ伝送路
１１２ 光受信器
１１３ ３値デュオバイナリ信号
１２０ １サンプル／ビット予等化光デュオバイナリ送信器
１２１ 予等化信号生成回路
１２２ 予等化回路
１２３ ４次ベッセルフィルタ
１２４ 予等化信号生成回路
１３０ 非線形位相補償回路
１３１ 非線形応答補正回路
１３２ ポストフィルタ応答補正回路
１３３ 光受信器
１３４ 狭帯域光フィルタ
１３５ 極座標変換回路
１３６ 光振幅変調器
１３７ 光位相変調器
１３９ ２入力直交複素デュオバイナリ符号化回路
１４０ 複素９値デュオバイナリ信号

Claims (17)

  1. レーザ光源と、デュオバイナリ符号化回路と、波形補正回路と、波長分散の逆関数を印加する予等化回路と、二つ以上のＤＡ変換器と、二つ以上の電気信号入力端子を備える光電界変調器と、を備える光予等化送信器であって、
    前記光予等化送信器は、前記デュオバイナリ符号化回路によって、伝送すべき所定のシンボル時間のデジタル情報信号を、１シンボルあたり１個のサンプル点を含むデジタル複素信号に変換し、
    前記デジタル複素信号は、ゼロの振幅をもつサンプル点を示すスペースシンボルと、所定の振幅をもつサンプル点を示すマークシンボルとを含むものであって、
    前記光予等化送信器は、
    前記波形補正回路によって、前記デジタル複素信号が、連続する二つのスペースシンボルの前後のいずれかにマークシンボルを含む場合、前記連続する二つのスペースシンボルの境界点の位相を前記マークシンボルの位相から１８０度ずれた位相に変更し、
    前記予等化回路によって、前記デジタル複素信号の伝送劣化を等化し、前記伝送劣化を等化したデジタル複素信号を前記ＤＡ変換器に入力し、
    前記ＤＡ変換器によって、前記等化したデジタル複素信号をアナログ信号に変換し、
    前記変換されたアナログ信号のうち、ナイキスト帯域幅より外に漏洩する信号を所定値以上抑圧し、前記抑圧したアナログ信号を前記光電界変調器に入力し、
    前記光電界変調器によって、前記レーザ光源から出力された光を、前記アナログ信号を用いて光電界信号に変調し、
    前記変調された光電界信号を送信することを特徴とする光予等化送信器。
  2. 前記光予等化送信器は、さらに、ポストフィルタを備え、
    前記ポストフィルタは、前記変換されたアナログ信号のうち、ナイキスト帯域幅より外に漏洩する信号を所定値以上抑圧することを特徴とする請求項１に記載の光予等化送信器。
  3. 前記ポストフィルタは、５次以上のバタワースフィルタ、楕円フィルタ、又はチェビシェフフィルタのいずれかのフィルタであることを特徴とする請求項２に記載の光予等化送信器。
  4. 前記光予等化送信器は、前記ポストフィルタの時間応答を補正するデジタル応答補正回路を前記ＤＡ変換器の前段側に備えることを特徴とする請求項２又は３に記載の光予等化送信器。
  5. 前記光予等化送信器は、前記ポストフィルタの時間応答を補正するアナログ応答補正回路を前記ＤＡ変換器の後段側に備えることを特徴とする請求項２又は３に記載の光予等化送信器。
  6. 前記波形補正回路は、
    スペースシンボルの前にマークシンボルを含む場合、前記マークシンボルに続く前記スペースシンボルの複素電界の振幅値をゼロではない所定の振幅値に設定し、前記スペースシンボルの位相を前記マークシンボルの位相から１８０度ずれた位相に変更し、
    スペースシンボルの後にマークシンボルを含む場合、前記マークシンボルに先行するスペースシンボルの複素電界の振幅値をゼロではない所定の振幅値に設定し、前記スペースシンボルの位相を前記後続するマークシンボルの位相から１８０度ずれた位相に変更することを特徴とする請求項１に記載の光予等化送信器。
  7. 前記波形補正回路は、前記伝送劣化を等化する前の前記デジタル複素信号の光電界波形の時間方向の重心点を、前後いずれかの方向に移動させることを特徴とする請求項１に記載の光予等化送信器。
  8. 前記光予等化送信器は、前記光電界信号が伝送される光ファイバで生じる非線形の劣化を補償する非線形位相補償回路を備えることを特徴とする請求項１に記載の光予等化送信器。
  9. 前記デュオバイナリ符号化回路は、入力される２組のデジタル情報信号を、それぞれ互いに直交する２組のデジタル複素信号に変換することを特徴とする請求項１に記載の光予等化送信器。
  10. レーザ光源と、デュオバイナリ符号化回路と、波形補正回路と、波長分散の逆関数を印加する予等化回路と、二つ以上のＤＡ変換器と、二つ以上の電気信号入力端子を備える光電界変調器と、を備える光予等化送信器と、
    前記光予等化送信器から送信された光電界信号を受信する光予等化受信器と、を備える光予等化伝送システムであって、
    前記デュオバイナリ符号化回路は、伝送すべき所定のシンボル時間のデジタル情報信号を、１シンボルあたり１個のサンプル点を含むデジタル複素信号に変換し、
    前記デジタル複素信号は、ゼロの振幅をもつサンプル点を示すスペースシンボルと、所定の振幅をもつサンプル点を示すマークシンボルとを含むものであって、
    前記波形補正回路は、前記デジタル複素信号が、連続する二つのスペースシンボルの前後のいずれかにマークシンボルを含む場合、前記連続する二つのスペースシンボルの境界点の位相を前記マークシンボルの位相から１８０度ずれた位相に変更し、
    前記予等化回路は、前記デジタル複素信号の伝送劣化を等化し、前記伝送劣化を等化したデジタル複素信号を前記ＤＡ変換器に入力し、
    前記ＤＡ変換器は、前記等化したデジタル複素信号をアナログ信号に変換し、前記変換したアナログ信号を前記光電界変調器に入力し、
    前記光電界変調器は、前記レーザ光源から出力された光を、前記アナログ信号を用いて光電界信号に変調し、前記変調された光電界信号を送信し、
    前記光予等化受信器は、前記抑圧された光電界信号を受信することを特徴とする光予等化伝送システム。
  11. 前記光予等化伝送システムは、さらに、光狭帯域フィルタを備え、
    前記光狭帯域フィルタは、前記光電界信号のうち、ナイキスト帯域幅より外に漏洩する信号を所定値以上抑圧することを特徴とする請求項１０に記載の光予等化伝送システム。
  12. 前記波形補正回路は、
    スペースシンボルの前にマークシンボルを含む場合、前記マークシンボルに続く前記スペースシンボルの複素電界の振幅値をゼロではない所定の振幅値に設定し、前記スペースシンボルの位相を前記マークシンボルの位相から１８０度ずれた位相に変更し、
    スペースシンボルの後にマークシンボルを含む場合、前記マークシンボルに先行する前記スペースシンボルの複素電界の振幅値をゼロではない所定の振幅値に設定し、前記スペースシンボルの位相を前記マークシンボルの位相から１８０度ずれた位相に変更することを特徴とする請求項１０に記載の光予等化伝送システム。
  13. 前記波形補正回路は、前記伝送劣化を等化する前の前記デジタル複素信号の光電界波形の時間方向の重心点を、前後いずれかの方向に移動させることを特徴とする請求項１０に記載の光予等化伝送システム。
  14. 前記光予等化送信器は、前記光電界信号が伝送される光ファイバで生じる非線形の劣化を補償する非線形位相補償回路を備えることを特徴とする請求項１０に記載の光予等化伝送システム。
  15. 前記デュオバイナリ符号化回路は、入力される２組のデジタル情報信号を、それぞれ互いに直交する２組のデジタル複素信号に変換することを特徴とする請求項１０に記載の光予等化伝送システム。
  16. 前記光予等化受信器は、前記光狭帯域フィルタの時間応答を補正する応答補正回路を備えることを特徴とする請求項１１に記載の光予等化伝送システム。
  17. レーザ光源と、デュオバイナリ符号化回路と、波形補正回路と、波長分散の逆関数を印加する予等化回路と、二つ以上のＤＡ変換器と、二つ以上の電気信号入力端子を備える光電界変調器と、ポストフィルタと、を備える光予等化送信器と、
    前記光予等化送信器から送信された光電界信号を受信する光予等化受信器と、を備える光予等化伝送システムであって、
    前記デュオバイナリ符号化回路は、伝送すべき所定のシンボル時間のデジタル情報信号を、１シンボルあたり１個のサンプル点を含むデジタル複素信号に変換し、
    前記デジタル複素信号は、ゼロの振幅をもつサンプル点を示すスペースシンボルと、所定の振幅をもつサンプル点を示すマークシンボルとを含むものであって、
    前記波形補正回路は、前記デジタル複素信号が、連続する二つのスペースシンボルの前後のいずれかにマークシンボルを含む場合、前記連続する二つのスペースシンボルの境界点の位相を前記マークシンボルの位相から１８０度ずれた位相に変更し、
    前記予等化回路は、前記デジタル複素信号の伝送劣化を等化し、前記伝送劣化を等化したデジタル複素信号を前記ＤＡ変換器に入力し、
    前記ＤＡ変換器は、前記等化したデジタル複素信号をアナログ信号に変換し、
    前記ポストフィルタは、前記変換されたアナログ信号のうち、ナイキスト帯域幅より外に漏洩する信号を所定値以上抑圧し、前記抑圧したアナログ信号を前記光電界変調器に入力し、
    前記光電界変調器は、前記レーザ光源から出力された光を、前記アナログ信号を用いて光電界信号に変調し、前記変調された光電界信号を送信し、
    前記光予等化受信器は、前記ポストフィルタの時間応答を補正する応答補正回路を備えることを特徴とする光予等化伝送システム。
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