JP5287516B2 - デジタルコヒーレント光受信器 - Google Patents
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Description
しかしながら、上記方法をハードウェア回路で実現する場合、その回路規模が大きくなってしまう。なお、プロセッサの演算速度を考えると、Gbit/s信号を受信する受信器において、上記方法をソフトウェアで実現することは困難である。
I1=I0
Q1=α(I0sinθ+Q0cosθ)
すなわち、デジタル信号処理回路20の入力信号は、(1)式により表される。
図4は、第1の実施形態のデジタルコヒーレント光受信器の構成を示す図である。ここでは、図2に示す90度光ハイブリッド回路10および補償回路21が描かれている。また、図4では、図2に示す受光器(PD)12、13、およびA/D変換器14、15は省略されている。
図5は、第2の実施形態のデジタルコヒーレント光受信器の構成を示す図である。第2の実施形態のデジタルコヒーレント光受信器は、I−Q振幅ずれ補償回路30およびI−Q位相ずれ補償回路40を備える。また、第2の実施形態では、I−Q位相ずれ補償回路40は、フィードフォワード方式でI−Q位相ずれを補償する。なお、デジタルコヒーレント光受信器には、シンボル毎に上記(1)式に示す実部信号I1および虚部信号Q1が入力されるものとする。I1およびQ1は、それぞれ、所定のビット数のデジタルデータである。
Σ{{(I2+Q2)2−(I2 2+Q2 2)}/2}/N ・・・(3)
(3)式を展開すると、(4)式が得られる。
Σ{{(I2+Q2)2−(I2 2+Q2 2)}/2}/N
=Σ{{(I2 2+2I2Q2+Q2 2)−(I2 2+Q2 2)}/2}/N
=Σ{2I2Q2/2}/N
=Σ{I2Q2}/N ・・・(4)
ここで、「I2」および「Q2」は、上記(2)式により表される。したがって、平均化回路46の出力信号は、下記(5)式で表される。
Σ{I2Q2}
=Σ{(aI0)(aI0sinθ+aQ0cosθ)}
=Σ{a2(I0)(I0sinθ+Q0cosθ)}
=Σ{a2(I0 2sinθ+I0Q0cosθ)} ・・・(5)
sinθΣ{a2I0 2}/N ・・・(6)
sinθΣ{a2I0 2}/目標値
=sinθΣ{a2I0 2}/Σa2I0 2
=sinθ ・・・(7)
信号I3=I2cosθ=aI0cosθ ・・・(8)
信号Q3=Q2−I2sinθ
=a(I0sinθ+Q0cosθ)−aI0sinθ
=aQ0cosθ ・・・(9)
I3=aI0cosθ
Q3=aQ0cosθ
図5に示す実施例では、I−Q振幅ずれ補償回路30において「I2 2」および「Q2 2」の平均がそれぞれ目標値に一致するようにフィードバック系が形成されている。しかし、フィードバック系は、信号I2および信号Q2の絶対値の平均がそれぞれ目標値に一致するように動作してもよい。この場合、I−Q振幅ずれ補償回路30は、図5に示す二乗回路31a、31bの変わりに、入力信号の絶対値を算出する回路を備える。
図5に示す実施例では、I−Q振幅ずれ補償回路30は、フィードバック制御で振幅ずれを補償する。しかし、I−Q振幅ずれ補償回路30は、フィードフォワード制御で振幅ずれを補償するようにしてもよい。
図5に示すデジタルコヒーレント光受信器は、I−Q振幅ずれ補償回路30およびI−Q位相ずれ補償回路40を備える。これに対して、図7に示すデジタルコヒーレント光受信器は、I−Q振幅ずれ補償回路30を備えていない。すなわち、図7に示すデジタルコヒーレント光受信器は、例えば、I−Q振幅ずれが無いまたは小さい光信号(例えば、(1)式において「α≒1」)を受信するときに使用することができる。
ΣI0 2sinθ/N/ΣI1 2/N=ΣI0 2sinθ/ΣI0 2=sinθ
割算器47の出力信号(すなわち、sinθ)を利用して実部信号および虚部信号を補正する構成は、基本的に、図5に示す構成と同じである。cosθ算出回路54は、「sinθ」から「cosθ」を算出する。ここで、cosθ算出回路54は、図5に示す二乗回路48、引算器49、平方根演算器50により実現されてもよいし、他の回路構成で実現されてもよい。
デジタルコヒーレント光受信器は、一般に、入力光信号の振幅またはパワーをモニタして光信号の有無を判定する機能を備えている。図8に示す構成では、このモニタ機能により検出される情報を利用して実部/虚部信号の位相ずれが補償される。
図9は、第3の実施形態のデジタルコヒーレント光受信器の構成を示す図である。第3の実施形態のデジタルコヒーレント光受信器は、I−Q振幅ずれ補償回路30A、30B、およびI−Q位相ずれ補償回路80を備える。そして、第3の実施形態では、I−Q位相ずれ補償回路80は、フィードバック方式でI−Q位相ずれを補償する。なお、第3の実施形態においても、デジタルコヒーレント光受信器には、シンボル毎に下記の実部信号I1および虚部信号Q1が入力されるものとする。
I1=I0
Q1=α(I0sinθ+Q0cosθ)
Q2=Q1−αI1sinθ
=α(I0sinθ+Q0cosθ)−αI1sinθ
=αQ0cosθ ・・・(11)
I2=I0
Q2=αQ0cosθ
ここで、信号I2はQ0成分を含まない。同様に、信号Q2はI0成分を含まない。したがって、信号I2、Q2は、いずれもクロストーク成分を含まない。ただし、この段階では、振幅ずれαが残っている。
I3=aI0
Q3=aQ0
図10は、第3の実施形態の変形例を示す図である。この構成では、I−Q振幅ずれ補償回路は、正規化を実行しない。この場合、I−Q振幅ずれ補償回路は、二乗回路91、平均化回路92、二乗回路93、平均化回路94、引算器95、乗算器96、累積加算器97、乗算器98を備える。なお、この構成では、信号I1は、そのまま出力される。
位相ずれを補償する回路は、フィードバック系であり、図9に示す構成と同じである。ただし、図10に示す構成においては、二乗回路91および93によりそれぞれ算出される「I3 2」「Q3 2」を利用して位相ずれが補償される。
第3の実施形態においても、デジタルコヒーレント光受信器は、図11に示すように、I−Q振幅ずれ補償回路を備えなくてもよい。この場合、I−Q位相ずれ補償回路には、シンボル毎に「I1」「Q1」「I1 2」「Q1 2」が入力される。なお、図11に示す積分回路99は、平均化回路86、乗算器87、累積加算器88に相当する機能を有する。
11 90度位相シフト要素
20 デジタル信号処理回路
21 補償回路
21a 第1の回路
21b 第2の回路
21c 第3の回路
21d 第4の回路
22 波形歪み補償回路
23 位相同期回路
24 識別回路
30 I−Q振幅ずれ補償回路
31a、31b 二乗回路
32a、32b 平均化回路
33a、33b 差分回路
34a、34b 乗算器
35a、35b 累積加算器
36a、36b 乗算器
40 I−Q位相ずれ補償回路
41、81 加算器
42、82 二乗回路
43、83 加算器
44、84 引算器
45、85 割算器
46、86 平均化回路
47 割算器
Claims (10)
- 入力光信号の同相信号および直交信号を検出する90度光ハイブリッド回路を備えるデジタルコヒーレント光受信器であって、
前記同相信号と前記直交信号との和の二乗を計算する第1の回路と、
前記第1の回路の演算結果から、前記同相信号の二乗値および前記直交信号の二乗値を差し引く第2の回路と、
前記第2の回路の演算結果を利用して前記90度光ハイブリッド回路の位相ずれを検出する第3の回路と、
前記第3の回路により検出された位相ずれに応じて前記同相信号または直交信号の少なくとも一方を補正する第4の回路、
を有するデジタルコヒーレント光受信器。 - 請求項1に記載のデジタルコヒーレント光受信器であって、
前記90度光ハイブリッド回路の位相ずれをθで表す場合において、
前記第3の回路は、前記第2の回路の演算結果からsinθを計算し、
前記第4の回路は、
前記sinθからcosθを計算する回路、
前記cosθを用いて前記同相信号を補正する回路、
前記同相信号と前記sinθとの積を用いて前記直交信号を補正する回路、を備える
ことを特徴とするデジタルコヒーレント光受信器。 - 請求項1または2に記載のデジタルコヒーレント光受信器であって、
前記同相信号の二乗値と前記直交信号の二乗値との和を計算する加算回路、をさらに備え、
前記第2の回路は、前記第1の回路の演算結果から、前記加算回路の演算結果を差し引く
ことを特徴とするデジタルコヒーレント光受信器。 - 入力光信号の同相信号および直交信号を検出する90度光ハイブリッド回路を備えるデジタルコヒーレント光受信器であって、
前記同相信号の振幅情報が目標値に一致するように前記同相信号を補正して第2の同相信号を生成すると共に、前記直交信号の振幅情報が前記目標値に一致するように前記直交信号を補正して第2の直交信号を生成する振幅ずれ補償回路と、
前記第2の同相信号と前記第2の直交信号との和の二乗を計算する第1の回路と、
前記第1の回路の演算結果から、前記第2の同相信号の二乗値および前記第2の直交信号の二乗値を差し引く第2の回路と、
前記第2の回路の演算結果を利用して前記90度光ハイブリッド回路の位相ずれを検出する第3の回路と、
前記第3の回路により検出された位相ずれに応じて前記第2の同相信号または第2の直交信号の少なくとも一方を補正する第4の回路、
を有するデジタルコヒーレント光受信器。 - 請求項4に記載のデジタルコヒーレント光受信器であって、
前記90度光ハイブリッド回路の位相ずれをθで表す場合において、
前記第3の回路は、前記第2の回路の演算結果からsinθを計算し、
前記第4の回路は、
前記sinθからcosθを計算する回路、
前記cosθを用いて前記2の第同相信号を補正する回路、
前記第2の同相信号と前記sinθとの積を用いて前記第2の直交信号を補正する回路、を備える
ことを特徴とするデジタルコヒーレント光受信器。 - 請求項4に記載のデジタルコヒーレント光受信器であって、
前記目標値は2N(Nは、整数)であり、
前記振幅ずれ補償回路は、前記第同相信号の二乗の平均および前記直交信号の二乗の平均がそれぞれ前記目標値に一致するように前記同相信号および前記直交信号を補正し、
前記第3の回路は、
前記第2の回路の演算結果を2で割る第1の割算器、
前記第1の割算器の出力信号を平均化する平均化回路、
前記平均化回路の出力信号を前記目標値で割算することにより前記位相ずれを検出する第2の割算回路、を有する
ことを特徴とするデジタルコヒーレント光受信器。 - 請求項6に記載のデジタルコヒーレント光受信器であって、
前記第1の割算器および第2の割算器は、それぞれビットシフト回路である
ことを特徴とするデジタルコヒーレント光受信器。 - 請求項4に記載のデジタルコヒーレント光受信器であって、
前記目標値は1であり、
前記振幅ずれ補償回路は、前記第同相信号の二乗の平均および前記直交信号の二乗の平均がそれぞれ前記目標値に一致するように前記同相信号および前記直交信号を補正し、
前記第3の回路は、
前記第2の回路の演算結果を2で割る割算器、
前記割算器の出力信号を平均化することにより前記位相ずれを検出する平均化回路、を有する
ことを特徴とするデジタルコヒーレント光受信器。 - 請求項8に記載のデジタルコヒーレント光受信器であって、
前記割算器は、ビットシフト回路である
ことを特徴とするデジタルコヒーレント光受信器。 - 入力光信号の同相信号および直交信号を検出する90度光ハイブリッド回路を備えるデジタルコヒーレント光受信器であって、
前記同相信号および直交信号が入力され、前記90度光ハイブリッド回路の位相ずれが補償された同相信号および直交信号である第1の信号および第2の信号を出力する位相ずれ補償回路を備え、
前記位相ずれ補償回路は、
前記第1の信号と前記第2の信号との和の二乗を計算する第1の演算回路と、
前記第1の回路の演算結果から、前記第1の信号の二乗値および前記第2の信号の二乗値を差し引く第2の回路と、
前記第2の回路の演算結果を利用して前記90度光ハイブリッド回路の位相ずれを検出する第3の回路と、
前記第3の回路により検出された位相ずれに応じて前記同相信号または前記直交信号の少なくとも一方を補正することにより前記第1の信号および第2の信号を生成する第4の回路、を有する
ことを特徴とするデジタルコヒーレント光受信器。
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