JP2006522508A

JP2006522508A - 光通信システムにおける非線形効果の電気的領域補償

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Publication number: JP2006522508A
Application number: JP2006504092A
Authority: JP
Inventors: ロバーツ・キム・ビー; シュトラウシンスキ・レオ; オサリヴァン・モーリス・エス
Original assignee: Nortel Networks Ltd
Current assignee: Nortel Networks Ltd
Priority date: 2003-04-03
Filing date: 2004-04-02
Publication date: 2006-09-28
Anticipated expiration: 2024-04-02
Also published as: CN1795627B; JP4534067B2; CA2520710A1; US7756421B2; CN1795627A; US20040197103A1; WO2004088883A1; EP1614239A1; EP1614239B1; CA2520710C

Abstract

非線形性誘起の信号歪みを、通信システムの電気／光変換および光リンクを介した伝送に先立ち、電気的領域において入力通信信号を処理することによって補償する。本発明によれば、通信システム中を伝送する光信号に加えられる非線形性誘起の信号歪みを実質的に緩和する補償演算子が決定される。その後、入力通信信号が補償演算子に入力されて、逆歪み電気信号を生成する。該逆歪み電気信号は、光源を変調するのに使用され、光通信システムを介した伝送のための対応する逆歪み光信号を生成する。こうした構成を用いることによって、光リンクの受信側で比較的歪みのない光信号が得られるように、光リンクによって加えられる任意の非線形性誘起の信号歪みを補償することができる。

Description

本発明は、光通信システムに関し、より具体的には、光通信システムにおける、４波混合、ＳＰＭ、ＸＰＭ、および光クロストークの電気的領域での補償に関する。

光通信システムは、典型的には、光導波路（すなわち、ファイバ）リンクによって接続された１対のネットワーク・ノードを含む。それぞれのネットワーク・ノード内では、通信信号が、信号再生および／またはルーティングのために電気信号に変換され、光リンクを介した別ノードへの送信のために光信号に変換される。ネットワーク・ノード間の光リンクは、典型的には、光増幅器によって相互接続された１つまたは複数（おそらくは、２０以上）の（例えば、長さが４０〜１５０ｋｍの）光ファイバのスパン(span)を含む、複数の連結された光学的構成要素から構成される。

現在の光通信ネットワークでは、通常、長い伝送距離にわたって十分な信号対雑音比を維持し、それによって、許容可能な低さのビット誤り率（ＢＥＲ）を受信光信号において達成するために、光信号を高いパワー・レベルで伝送することが望ましい。しかしながら、従来の光ファイバは、高い光パワー・レベルにおいて非線形効果を呈する光伝送媒体を含んでおり、結果として、光信号を劣化させる。これらの非線形効果は、通常、光パワーの関数であるため、伝送パワー・レベルの増加は、システムの非線形性に起因する信号劣化を増進させやすい。非線形効果は、システムの光端部において、または光伝送媒体において、または光増幅器などの構成要素においても、同様に発生するおそれがある。光信号を伝送することができる最適なパワー・レベルは、典型的には、非線形性に起因する大きな劣化が回避される最大パワー・レベルとなる。システム内の様々な光学的構成要素の性能は、動作環境、使用期間、および構成要素の配置に応じて変化するので、最大パワー・レベルを設定する際には、安全上の余裕（マージン）が設けられる。その結果、光通信システムは、一般に、最適パワー・レベルより低いパワー・レベルで動作する。光学的な非線形効果についての詳細な説明は、Ａｇｒａｗａｌ，ＧｏｖｉｎｄＰ．、「ＮｏｎｌｉｎｅａｒＦｉｂｅｒＯｐｔｉｃｓ」、第２版、ＡｃａｄｅｍｉｃＰｒｅｓｓ，Ｉｎｃ．、ＳａｎＤｉｅｇｏ，ＣＡ、１９９５年（ＩＳＢＮ０−１２−０４５１４２−５）によって提供されている。

非線形プロセスを考察する際には、データ速度および光パワー・レベルが増加するにつれて増加し、これによってシステム性能および信号到達距離を制限することとなる、位相非線形性の効果(effect of phase non-linearity)が特に重要である。

位相非線形性は、ファイバ中に存在する光パワー間の複雑な相互作用、ファイバ媒体の屈折率、波長分割多重（ＷＤＭ）のチャネル間隔、それぞれのチャネル内の信号の偏光状態、および、ファイバのゼロ分散波長に対するチャネル波長の近さ、の結果である。位相非線形性には、自己位相変調（ＳＰＭ）、交差位相変調（ＸＰＭ）、および変調不安定性（ＭＩ）が含まれ、これらはすべて、上記のＡｇｒａｗａｌの４章および７章で詳しく説明されている。

図１ａに示されるように、従来の光通信システムは、便宜的に、光リンク４によって隔てられた送信機２と受信機６によって表されることができる。当該技術分野でよく知られているように、リンク４は、例えば、光増幅器やチャネル等化器などの、アクティブな光デバイスによって分けられた複数の光ファイバのスパンを含むことができる。簡略化するため、これらの要素は図面に示されていない。リンク４を伝送する光信号に加えられる、自己位相変調（ＳＰＭ）、交差位相変調（ＸＰＭ）、変調不安定性（ＭＩ）、および４波混合を含む非線形効果に起因する信号歪みは、ｔのリンク複素非線形演算子Ｔ［Ｅ（ｔ）］によって表される（すなわち、近似される）。ここで、Ｔ［］は演算子であり、Ｅ（ｔ）を任意の光信号である。ボルテラ級数(Voltarra Series)などの既知の方法を、リンク演算子Ｔ［Ｅ（ｔ）］を表すのに使用することができる。例えば、ＶｏｌｔｅｒｒａａｎｄＷｉｅｎｅｒ、「ＴｈｅｏｒｉｅｓｏｆＮｏｎ−ＬｉｎｅａｒＳｙｓｔｅｍｓ」、Ｍａｒｔｉｎ＆Ｓｃｈｅｔｚｅｎ、ＪｏｈｎＷｉｌｅｙ＆Ｓｏｎｓ、１９８０年を参照されたい。このリンク演算子Ｔ［Ｅ（ｔ）］ｔは、例えば、上記のＡｇｒａｗａｌで詳しく説明されているような既知の方法を使用して導出されることができる。Ｔ［Ｅ（ｔ）］は、１つのチャネル中の光信号がその光信号自体に起因する歪みをこうむる１対１非線形効果、１つのチャネル中の光信号が２以上のチャネル中の光信号に起因する歪みをこうむる多対１非線形効果、および、多くのチャネル中の光信号が多くのチャネル中の光信号に起因する歪みをこうむる多対多非線形効果を、包含することができる。簡潔さのため、本発明は、１対１非線形効果の補償を専ら対象とする実施形態を参照しながら説明されるが、同じ原理が、本発明の範囲から逸脱することなく、多対１および多対多非線形効果にも適用し得ることは理解されよう。線形クロストークは、リンク４を介して受信機６に到着したＷＤＭ信号の近接配置されたチャネルを分離多重するのに使用されるチャネル・フィルタの帯域の有限性によるアーティファクトである。この帯域の有限性の結果、１つのチャネルの光信号パワーのいくらかが、隣接チャネルのフィルタを介して「リークする（漏れる）」。非線形クロストークは、上記のＡｇｒａｗａｌで詳しく説明されているような、４波混合およびＸＰＭなどのメカニズムを介して発生する。

動作において、電気入力信号ｘ（ｔ）８の形式の通信信号（または、ビット・ストリーム）は、従来の電気／光（Ｅ／Ｏ）変換器１２によって、対応する光信号Ｅ_ＩＮ（ｔ）１０に変換される。光信号Ｅ_ＩＮ（ｔ）１０は、次に、従来のチャネル・マルチプレクサ１６によって、ＷＤＭ信号１４に多重化される。ＷＤＭ信号１４は、光リンク４を伝送され、複素非線形リンク演算子Ｔ［］によって歪みを加えられ、歪んだＷＤＭ信号１４ａとして受信機６に到着する。受信機６内で、受信光チャネル信号Ｅ_ＯＵＴ（ｔ）［＝Ｔ［Ｅ_ＩＮ（ｔ）］］１８は、従来のデマルチプレクサ２０によって、歪んだＷＤＭ信号１４ａから分離多重され、従来の光／電気（Ｏ／Ｅ）変換器２４によって、対応する電気出力信号ｙ（ｔ）２２に変換される。

光通信システム内の非線形性を補償するために、様々な方法が提案されている。これらのシステムは、典型的には、Ｃ［］を演算子、Ｅ（ｔ）を任意の入力光信号とすると、図１ｂにおいて補償演算子Ｃ［Ｅ（ｔ）］によって表される１つまたは複数の補償器をリンク４に挿入することによって動作する。補償演算子Ｃ［Ｅ（ｔ）］は、リンク４の性能を最適化するよう選択される。理想的には、補償演算子Ｃ［Ｅ（ｔ）］は、リンク演算子Ｔ［Ｅ（ｔ）］の逆数に等しく、その場合、Ｔ［Ｃ［Ｅ（ｔ）］］＝Ｅ（ｔ）であり、Ｔ［］とＣ［］の合成の結果は、歪みのない受信信号Ｅ_ＯＵＴ（ｔ）＝Ｔ［Ｃ［Ｅ_ＩＮ（ｔ）］］となり、これは、元の光信号Ｅ_ＩＮ（ｔ）に正確に対応するものである。

例えば、共に譲渡された、２０００年９月２６日に発行の、「ＴｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎＳｙｓｔｅｍｗｉｔｈＣｒｏｓｓ−ＰｈａｓｅＭｏｄｕｌａｔｉｏｎＣｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎ」と題する米国特許第６１２４９６０号では、著しい交差位相変調が発生する振幅変調トラフィックを運ぶＷＤＭ送信システムについて説明されている。この場合、補償演算子Ｃ［Ｅ（ｔ）］は、送信機（すなわち、チャネルＭＵＸの上流）において、個々の光チャネルのそれぞれを、他のチャネルのそれぞれに適用される振幅変調のレプリカまたはローパス・フィルタリング済みのレプリカを用いて「プレチャープ（ｐｒｅ−ｃｈｉｒｐｉｎｇ、事前チャープ）」することによって提供される。このように、チャネルのプレチャープを行うことで、ファイバ・リンクのＸＰＭ誘起のチャープに大きさがほぼ等しく、かつ向きが反対のチャープ（すなわち周波数シフト）が施される。個別チャネルのそれぞれのプレチャープを、その同じチャネルに適用される振幅変調のレプリカを用いて行うことで、自己位相変調（ＳＰＭ）に対する補償を提供することもできる。

この手法の限界は、それぞれのチャネルを光ファイバ・リンク４に多重化する前の別個の工程として、プレチャープが施されることである。しかしながら、リンク４内では、ＸＰＭ（およびＳＰＭ）誘起のチャープおよび関連する時間領域の信号歪みは、それらが分散およびリンク長の関数であるという点で、分散した効果である。結果として、この手法は、ＸＰＭおよびＳＰＭ誘起の周波数領域信号の歪みの補償を容易にするが、関連する時間領域の歪みを完全に補償することはできない。

共に譲渡された、２０００年５月２３日に発行の、「Ｅｑｕａｌｉｚａｔｉｏｎ，ＰｕｌｓｅＳｈａｐｉｎｇａｎｄＲｅｇｅｎｅｒａｔｉｏｎｏｆＯｐｔｉｃａｌＳｉｇｎａｌｓ」と題する米国特許第６０６７１８０号では、補償演算子Ｃ［Ｅ（ｔ）］が、インバウンド光信号から（ＳＰＭおよびＸＰＭを含む）光歪みを除去するために受信機６で使用し得る光変調器によって提供される。この手法の限界は、光変調器が複雑で、従って高価になりやすく、また、高い挿入損失を招きやすいということである。この後者の問題は、受信機に到着した光信号の信号対雑音比がすでに低い長距離の光ネットワーク・リンクに対するこれらの変調器の望ましさ(desirability)を低下させる。

（ＳＰＭを含む）色分散の効果を十分補償するための手法が、「ＥｘａｃｔＣｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎｆｏｒＢｏｔｈＣｈｒｏｍａｔｉｃＤｉｓｐｅｒｓｉｏｎａｎｄＫｅｒｒＥｆｆｅｃｔｉｎａＴｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎＦｉｂｅｒＵｓｉｎｇＯｐｔｉｃａｌＰｈａｓｅＣｏｎｊｕｇａｔｉｏｎ」（Ｗａｔａｎａｂｅ，Ｓ．他、ＪｏｕｒｎａｌｏｆＬｉｇｈｔｗａｒｅＴｅｃｈｎｏｌｏｇｙ，Ｖｏｌ．１４，Ｎｏ．３、１９９６年３月、２４３〜２４８ページ）に説明されている。この手法では、光ファイバ・リンクが、光位相共役器によって分けられる２つのファイバ区間に分割される。第１の区間は、分散性の高い媒質として設計され、その分散が、第２の区間の分散をミラーする。その結果、第１の区間を伝播する光信号に加えられる信号歪みは、第２の区間の信号歪みによって相殺される。実際には、補償演算子Ｃ［Ｅ（ｔ）］は、第１の区間の分散プロファイル、および光位相共役器(optical phase conjugator)によって提供される。理論的には、第１の区間の分散プロファイルを、第２の区間の分散プロファイルを正確にミラーしたものにできれば、補償演算子Ｃ［Ｅ（ｔ）］は、非線形演算子Ｔ［］の逆数となり、実質的に歪みのない信号（数１に示される）が、光ファイバ・リンクの受信機側に現れる。

この手法には、数々の不都合な点がある。特に、第１のスパンは、（第１の区間の全体にわたって）その分散プロファイルが第２の区間の分散プロファイルを厳密にミラーするように設計しなければならない。これは、第１の区間を、その対応する第２のスパンに対して一意に設計しなければならないことを意味し、コストが劇的に増加する。さらに、既知の光位相共役器は、高価であり、光信号を減衰させ、雑音を導入する。理論的には、光位相共役器は、第１の区間のパワー・プロファイルおよび分散プロファイルが、第２の区間のパワー・プロファイルおよび分散プロファイルをミラーするように第１の区間を設計することによって、除去されることができる。しかしながら、第２の区間のパワー・プロファイルをミラーするには、第１の区間に、利得を有するファイバ・スパンと損失を有する増幅器を設ける必要があるので、この解決策は、光学的領域で実施するのがきわめて困難である。

したがって、ＷＤＭ光通信システムにおける非線形効果に起因する信号歪みを緩和するための費用対効果の優れた手法が、強く望まれている。

本発明の目的は、ＷＤＭ光通信システムにおける非線形効果に起因する信号歪みを少なくとも部分的に補償するための方法および装置を提供することである。

この目的は、独立請求項で定義される本発明の特徴によって満たされる。本発明の付加的な任意選択の特徴は、従属請求項で定義される。

したがって、本発明の一つの側面は、光通信システムの非線形効果に起因する光信号歪みを補償するための方法を提供する。本発明によれば、光通信システム中を伝送する通信信号に加えられる非線形性誘起の信号歪みを実質的に緩和する補償演算子が決定される。その後、電気入力信号が補償演算子に入力されて、逆歪み電気信号を生成する。その後、該逆歪み電気信号を使用して光源を変調し、光通信システムを介して伝送するための、対応する逆歪み光信号を生成する。

一般に、補償演算子は、光リンク複素非線形演算子Ｔ［］の逆数である。その結果、逆歪み光信号が光リンクを伝播するとき、リンクの光非線形性は逆歪み光信号に作用することとなり、これにより、リンクの受信側に到着した光信号が、非線形性誘起の歪みを実質的にもたないようにする。

したがって、本発明の方法は、入力信号の電気／光（Ｅ／Ｏ）変換に先立ち、光リンクの送信側で、光非線形性誘起の信号歪みの補償を実施する。この構成は、受信機で用いられる検出のタイプ（すなわち、直接またはコヒーレント）とは無関係に、補償を効果的に実施することができるようになるので、特に有利である。

本発明は、通信システムの光リンクを介した伝送に先立ち、電気的領域で通信信号を処理することによって、非線形性誘起の歪みを補償する。通信信号のこの処理は、光リンク伝達関数の逆数である補償関数に従って管理される。この構成を用いることで、光リンクによって加えられる任意の非線形性誘起の信号歪みを、光リンクの受信側で比較的歪みのない光信号が得られるような方法で、補償することができる。

本発明のさらなる特徴および利点は、以下の詳細な説明を図面と併せて読むことにより明らかになるであろう。

図面全体にわたって、同様の特徴は同様の参照番号によって識別されることに留意されたい。

本発明は、光通信システムにおける非線形効果およびクロス・チャネル(cross channel)効果を補償するための方法およびシステムを提供する。本発明においては、「非線形効果およびクロス・チャネル効果」とは、自己位相変調（ＳＰＭ）、交差位相変調（ＸＰＭ）、変調不安定性（ＭＩ）、および４波混合などの位相非線形性に起因する信号歪みを意味するものと理解されたい。「クロス・チャネル効果」とは、光クロストークに起因する信号歪みを意味するものと理解されたい。図２は、本発明の方法による補償システムの主要要素および動作を概略的に示すブロック図である。

本発明によれば、リンク複素非線形演算子Ｔ［Ｅ（ｔ）］に起因する信号歪みは、リンク４の性能を最適化する補償演算子Ｃ［Ｅ（ｔ）］を導出し、その後、該求めた補償演算子Ｃ［Ｅ（ｔ）］を使用して、電気的領域で入力信号ｘ（ｔ）に対し、予め逆歪みを施す(predistortion)ことによって、少なくとも部分的に補償される。リンク演算子Ｔ［Ｅ（ｔ）］が複素数なので、補償演算子Ｃ［Ｅ（ｔ）］も複素数になる。

波長分割多重（ＷＤＭ）システムにおいて１対１、多対１、および多対多の非線形効果に対する補償を提供するために、ベクトル表記を用いて、すべてのチャネル信号を一緒に考察すれば便利である。したがって、すべてのチャネル入力信号は、入力ベクトル（数２で表される）として一括して参照されることができる。ここで、ｘ（ｔ，ω_ｉ）は、ｉ番目のＷＤＭチャネルの入力信号である。

同様の表記を、リンク４全体にわたって使用することができる。したがって、例えば、ＷＤＭ信号は、数３のようなベクトルとして表されることができる。ここで、Ｅ（ｔ，ω_ｉ）は、ｉ番目のＷＤＭチャネルの光チャネル信号である。

すべてのチャネル信号を一緒に参照するためのこの表記に従えば、リンク複素非線形演算子Ｔ［Ｅ（ｔ）］および補償演算子Ｃ［Ｅ（ｔ）］は共に、行列演算子となる。多対１および多対多の効果は、その後、リンク複素非線形演算子Ｔ［Ｅ（ｔ）］のそれぞれの要素についての適切な値を計算することによって、容易に近似されることができ、補償演算子Ｃ［Ｅ（ｔ）］は、例えば、リンク複素非線形演算子Ｔ［Ｅ（ｔ）］の逆数を計算することによって、導出されることができる。本発明の説明を簡潔にするため、以下の説明は、単一チャネルに絞って行う。この場合、表現を簡潔にするため、ベクトルおよび行列表記は用いず、また、チャネル識別子（ω_ｉ）を省略することも可能である。この説明は、直接には１対１非線形効果の場合に適用されるものであるが、ベクトルおよび行列表記、ならびにすべてのチャネルを一緒に取り扱う方法に戻すことによって、多対１および多対多の非線形効果にも対応し得るよう容易に拡張できることは、当業者であれば理解されよう。

図２に示されるように、補償プロセッサ２６は、補償演算子Ｃ［Ｅ（ｔ）］を使用して、それぞれのチャネル入力信号ｘ（ｔ）８を処理し、それによって、対応する逆歪み(predistorted)電気入力信号ｘ^１（ｔ）２８を生成する。その後、逆歪み入力信号ｘ^１（ｔ）２８は、Ｅ／Ｏ変換器１２によって、対応する逆歪み光信号Ｅ^１ _ＩＮ（ｔ）１０ａに変換され、ＷＤＭ信号１４に多重化され、光リンク４を介して受信機６に送信される。数学的には、逆歪み光信号Ｅ^１ _ＩＮ（ｔ）１０ａは、図１の従来システムにおけるＥ／Ｏ変換器１２によって生成される（歪みのない）チャネル光信号Ｅ_ＩＮ（ｔ）１０に、数４に示すように関係付けることができる。

受信機６内で、従来のデマルチプレクサ２０が、リンク４を伝送してきたＷＤＭ信号１４から、着信光信号Ｅ^１ _ＯＵＴ（ｔ）１８ａに多重分離する。その後、光／電気（Ｏ／Ｅ）変換器２４が、光信号Ｅ^１ _ＯＵＴ（ｔ）１８ａを、対応する出力信号ｙ^１（ｔ）２２ａに変換する。図２に見ることができるように、受信された光信号Ｅ^１ _ＯＵＴ（ｔ）１８ａは、リンク非線形演算子Ｔ［Ｅ（ｔ）］によって変更された逆歪み光信号Ｅ^１ _ＩＮ（ｔ，ω_ｉ）１０ａであり、よって以下の数５が成立する。

理解されるように、補償演算子Ｃ［Ｅ（ｔ）］によって導入される歪みが、リンク非線形演算子Ｔ［Ｅ（ｔ）］によって導入される歪みを完全に相殺する場合、Ｏ／Ｅ変換器２４が「見る」受信光信号Ｅ^１ _ＯＵＴ（ｔ）１８ａは、元の（歪みのない）光信号Ｅ_ＩＮ（ｔ）１０（図１ａおよび図１ｂ）と実質的に同じである。

必要に応じて、リンク非線形演算子Ｔ［Ｅ（ｔ）］は、（クロストークなどの）マルチプレクサ１６およびデマルチプレクサ２０の非線形効果、ならびに、Ｅ／Ｏ変換器１２およびＯ／Ｅ変換器２４の非線形効果を含むこともできる。この場合、補償演算子Ｃ［Ｅ（ｔ）］は、これらの効果の効果的な補償をも同様に提供する。

こうして、本発明は、Ｅ／Ｏ変換および光リンク４を介した伝送に先立ち、電気的領域で、元の入力信号ｘ（ｔ）８に予め逆歪みを施すことによって、リンク４を伝送する光信号に加えられる歪みを補償する手法を提供する。歪み補償が電気的領域で達成されるので、実質的に任意の補償演算子Ｃ［Ｅ（ｔ）］を実現することができ、それによって、比較的過酷な非線形効果およびクロス・チャネル効果であっても、それらの効果的な補償が容易になる。

理解されるように、補償演算子Ｃ［Ｅ（ｔ）］は、様々な方法で定式化されることができる。典型的には、補償演算子Ｃ［Ｅ（ｔ）］は、数６に示すように、リンク演算子Ｔ［Ｅ（ｔ）］の逆数として定式化される。この場合、補償演算子Ｃ［Ｅ（ｔ）］は、リンク演算子Ｔ［Ｅ（ｔ）］と同じ項を含み、入力信号ｘ（ｔ）８の電気的領域での逆歪みを容易にする補償演算子Ｃ［Ｅ（ｔ）］の「決定（算出）」は、Ｃ［Ｅ（ｔ）］の各項の大きさを決定（算出）する問題となる。

補償演算子Ｃ［Ｅ（ｔ）］を求める実際的な解法が不可能な、極端な非線形効果およびクロス・チャネル効果を想像し得ることに留意されたい。さらに、補償の限度または程度は、補償プロセッサ２６で実現される補償演算子Ｃ［Ｅ（ｔ）］の定式化によって、本質的に制限されることを理解されたい。例えば、補償演算子Ｃ［Ｅ（ｔ）］が、ＳＰＭだけを補償するよう定式化される場合を考える。この補償演算子Ｃ［Ｅ（ｔ）］のパラメータを、ＳＰＭが正確に補償されるように決定することができるが、（ＸＰＭ、ＭＩ、４波混合、およびクロストークなど）リンクのその他の効果に起因する信号歪みは、補償されずに残される。したがって、本開示においては、「非線形効果およびクロス・チャネル効果の補償」への言及は、補償演算子Ｃ［Ｅ（ｔ）］の選択した定式化によって対応可能なそれらの効果を対象としていることを理解されたい。同様に、逆歪み光信号Ｅ^１ _ＩＮ（ｔ）１０ａに作用するリンク４の非線形効果およびクロス・チャネル効果の結果として、リンク４の受信側で得られる「実質的に歪みのない光信号」への言及は、受信光信号Ｅ^１ _ＯＵＴ（ｔ）１８ａが、その実施形態で用いられる補償演算子Ｃ［Ｅ（ｔ）］の具体的な定式化によって補償されるそれらの効果に起因する信号歪みを実質的にもたないことを意味することを理解されたい。

補償演算子Ｃ［Ｅ（ｔ）］を決定するために、様々な方法を使用することができる。図２の例では、光リンク４の非線形効果およびクロス・チャネル効果を表す信号品質パラメータを検出するため、受信機６またはその近くにおけるＷＤＭ信号１４および光信号Ｅ^１ _ＯＵＴ（ｔ）１８ａを（３０で）監視する。好ましい実施形態では、信号品質パラメータは、対象とする波長帯域にわたるＳＰＭ、ＸＰＭ、ＭＩ、４波混合、およびクロストークの直接測定を含む。ＳＰＭ、ＸＰＭ、ＭＩ、４波混合、およびクロストークを測定するための方法は、当該技術分野で知られている。これらのパラメータを、インストールされたネットワークにおいて測定するための方法は、例えば、米国特許第６１２８１１１号（Ｒｏｂｅｒｔｓ他）、および共に譲渡された、「ＭｏｎｉｔｏｒｉｎｇＰｈａｓｅＮｏｎ−ＬｉｎｅａｒｉｔｉｅｓＩｎＡｎＯｐｔｉｃａｌＣｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎＳｙｓｔｅｍ」と題する、同時係属中の米国特許出願第１０／ｘｘｘｘｘｘ号に開示されている。したがって、例えば、１対のチャネル間のＸＰＭは、第１のチャネルを介してプローブ信号を発信し、それと同時に、もう一方のチャネルを介してデータ信号Ｅ_Ｄ（ｔ）を送信することによって、測定されることができる。該２つの信号は、リンク４を介して同時に伝播すると、チャネルＡとチャネルＮの間のＸＰＭがテスト信号を生成し、これが、チャネルＮを介して受信ノード４ｂによって受信される。受信したプローブ信号とテスト信号との相関から、リンクを伝送する信号トラフィックに加えられるＸＰＭ誘起の信号歪みをモデル化するＸＰＭ伝達関数を計算することができる。

ＸＰＭとＳＰＭを生成する際のメカニズムが関連しているので、多くの場合、ＳＰＭは、ＸＰＭの関数として記述されることができる。その結果、任意の或る光通信システムにおいて、検出されたＸＰＭからＳＰＭを推定するためのルックアップテーブルを定義することができる。ルックアップテーブルを埋めるのに用いられるデータは、例えば、光通信システムのセットアップおよび運用時に得られた実験データに基づくことができる。必要であれば、光学的構成要素の機能の移行に対応するために光通信システムの保守時に得られた最新の実験データを用いて、ルックアップテーブルを更新することができる。

代替的に、受信ノードに到着したデータ信号を監視して、分散(dispersion)による信号雑音の変動を検出することができる。これによって、ＸＰＭおよびＳＰＭ誘起の信号歪みがまとめて直接表示されるが、これらの効果を分離することはできない。

いくつかの光ネットワーキング機器は、高速アナログ／デジタル変換器（ＡＤＣ）を利用して、データ回復およびシステム管理のために、受信データ・トラフィックを、対応するデジタル信号に変換する。これらのＡＤＣのサンプル・レートは、受信信号トラフィックについてナイキストの定理を満足するように選択されることができ、これは、完全な受信信号波形が、ＡＤＣによって生成されたデジタル・データ・ストリームから回復できることを意味する。その後、デジタル等化器や前方誤り訂正回路などの従来のデータ回復回路を使用して、デジタル・データ・ストリームからデータ・ビットを回復することができる。このような構成とすることで、ＡＤＣによって生成されたデジタル・データ・ストリームの連続した一連のデジタル・サンプルの形式で、サンプル・データを保存することが可能になる。このサンプル・データは、受信機のデータ回復回路によって回復された対応するデータ・ビットと相関されることができる。（保存されたＡＤＣ出力によって表される）信号波形と、回復された対応するデータ・ビットとの比較は、信号歪みの直接的な尺度を提供し、分散およびＳＰＭに起因する複素伝達関数を直接的に計算するのに用いられることができる。隣接チャネルどうしの（個々の保存されたＡＤＣ出力によって表される）信号波形の比較は、クロストークなどのクロス・チャネル効果を直接的に示す。

上記の方法を、リンク４内の位相非線形性およびクロス・チャネル効果を評価するために、単独でまたは組み合わせて用いることができる。その後、この情報は、既知の方法を用いて、補償演算子Ｃ［Ｅ（ｔ）］を求めるのに使用されることができる。

例えば、ビット誤り率、信号対雑音Ｓ／Ｎ比、信号分散の変動、またはアイ・クロージャ(eye closure (eyeの閉じ))などの他の信号品質パラメータを、非線形およびクロス・チャネル効果の代用として使用することもできる。信号品質パラメータはどれも、（３２で示されるように）光リンク４内のＷＤＭ信号１４をタップする（捕獲する）ことによって、（３４で）分離多重された光チャネル信号Ｅ^１ _ＯＵＴ（ｔ）をタップすることによって、かつ／または（３６で示されるように）Ｏ／Ｅ変換器２４によって生成された出力信号ｙ^１（ｔ）２２ａを解析することによって得られる光信号に基づいて検出されることができる。その後、検出パラメータを最適化する補償演算子Ｃ［Ｅ（ｔ）］を、既知の手法を用いて、（３８で）決定論的および／または適応的に決定することができる。

補償演算子Ｃ［Ｅ（ｔ）］を決定するために、他の方法を使用することもできる。例えば、米国特許第６１２４９６０号（Ｇａｒｔｈ他）では、ＷＤＭシステムにおける任意の対の波長間のＸＰＭに起因する伝達関数を計算する方法が教示されている。このＸＰＭ伝達関数は、ＸＰＭを補償するのに適した補償演算子Ｃ［Ｅ（ｔ）］の成分値を決定するために使用されることができる。

代替的に、スプリット・ステップ・フーリエ(split-step Fourier)など、光ファイバ非線形伝播を計算するための既知の方法を用いて、光リンク４の仮想の(hypothetical)ミラー・イメージの光学的性能をシミュレートすることによって、補償演算子Ｃ［Ｅ（ｔ）］を計算することができる。この場合、リンク４は、数７によって記述される。

Ｐ（ｚ）は、リンクに沿ったパワー・プロファイルである。リンク４の開始として、ｚ＝Ｌ／２と定め、リンクの終了として、ｚ＝Ｌと定める。その後、リンク４の仮想のミラー・イメージが、０≦ｚ≦Ｌ／２に対して定められ、γ（ｚ）＝γ（Ｌ−ｚ）なる特性を持つ。その後、逆歪み信号ｘ^１（ｔ）が、スパン中央のスペクトル・インバージョン(mid-span spectral inversion)を用いて、すなわち、入力信号ｘ（ｔ）をｚ＝０からｚ＝Ｌ／２までパルス伝播方程式(pulse propagation equation)を用いて伝播させた後、その結果の位相共役を求めることによって計算される。この計算に必要なパラメータは、ファイバ損失、ファイバ・タイプ、信号パワー・レベル、ＥＤＦＡまたはラマン増幅(Raman amplification)、ならびに、リンク４の各ファイバ・スパンおよび増幅器に関する分散である。これらの値は、システムのインストール前（またはインストール中）に測定することができ、または、例えば、パワー・レベルを測定するための米国特許第５５１３０２９号の方法、分散を測定するための米国特許第６２５２６９２号の方法、ファイバ・タイプを決定するための米国特許出願第０９／４８１６９１号の方法、分散ラマン増幅を測定するための米国特許出願第０９／８５２７７７号の方法、およびＰＤＬを測定するための米国特許出願第０９／９７５９８５号の方法を用いて、システムによって測定することができる。

（３８で）補償演算子Ｃ［Ｅ（ｔ）］を求める機能ステップは、受信機６または送信機２と一緒に、またはその他の場所に配置し得るハードウェアとソフトウェアの任意の適切な組み合わせによって実現されることができることに留意されたい。検出パラメータが、非線形性の直接的な測定値または関連する伝達関数の計算値を含む実施形態では、非線形性誘起の信号歪み全体を最小に（および好ましくは除去）するように、補償演算子Ｃ［Ｅ（ｔ）］を計算することができる。ビット誤り率および／またはアイ・クロージャを代用で使用する場合は、これらの値を最適化するように、補償演算子Ｃ［Ｅ（ｔ）］を計算することができる。

上で述べたように、リンク演算子Ｔ［Ｅ（ｔ）］が複素数なので、補償演算子も複素数になる。この場合、入力信号ｘ（ｔ）８の情報を増幅するのに加えて、発信光信号に微分位相遅延(differential phase delay)を加え得るように、Ｅ／Ｏ変換器１２を設計しなければならない。様々な既知のＥ／Ｏ変換器が、この機能を提供することができる。図３の実施形態では、Ｅ／Ｏ変換器１２は、２次元光変調器４２に結合された狭帯域レーザなどの同調光源４０として提供される。このような構成とすることで、光源４０の出力の振幅および位相遅延を変調して、逆歪み光信号Ｅ^１ _ＩＮ（ｔ）１０ａを発生させるように、２Ｄ変調器４２を駆動することができる。例えば、マッハ−ツェンダ(Mach-Zehnder)変調器など、この機能を提供し得る様々な既知の２Ｄ光変調器が、当該技術分野で知られている。

一般に、補償プロセッサ２６の設計は、補償演算子Ｃ［Ｅ（ｔ）］の定式化、および、適切な制御信号がＥ／Ｏ変換器１２に供給されるように逆歪み信号ｘ^１（ｔ）２８を形式化しなければならないという要件、によって推進される。図３の実施形態では、２Ｄ変調器４２は、逆歪み信号ｘ^１（ｔ）２８の（４４および４６における）直交（例えば、同相および直角位相）の信号成分ＩおよびＱの対によって制御される。したがって、補償プロセッサ２６は、逆歪み信号ｘ^１（ｔ）２８に必要な直交信号成分ＩおよびＱを生成するように設計された１対の補償パス４８を提供する。それぞれの補償パス４８は、入力信号ｘ（ｔ）８を受信するとともに、補償演算子Ｃ［Ｅ（ｔ）］の対応する成分を入力として受け入れる（一般に非線形の）デジタル・フィルタ５０を含む。それぞれのデジタル・フィルタ５０の出力は、対応する信号成分の連続的なデジタル値５２のストリームであり、このストリームは、その後、それぞれのデジタル／アナログ変換器５４を使用して、アナログ逆歪み信号ｘ^１（ｔ）２８成分の対応する瞬時のレベルに変換されることができる。

理解されるように、補償プロセッサ２６は、例えば、極座標のような、所望のフォーマットで逆歪み信号ｘ^１（ｔ）２８の信号成分を生成するよう実現されることができる。この場合の唯一の制限は、補償プロセッサ２６によって生成された信号に応じて適切な光成分を変調するために、適切な２Ｄ変調器４２を提供しなければならないことである。

図４は、Ｅ／Ｏ変換器１２が、逆歪み光信号Ｅ^１ _ＩＮ（ｔ）１０ａを任意の偏光(polariazation)で出力するよう設計された一実施形態を示すブロック図である。この場合、Ｅ／Ｏ変換器１２は、１対の従来の２次元光変調器４２に結合された狭帯域レーザなどの同調光源４０として提供される。従来の光パワー分割器５６が、光源４０からの光を、１対のＨＥ_１１モードに分割するよう動作し、１対のＨＥ_１１モードのそれぞれは、対応する２Ｄ変調器４２によって変調される。ＨＥ_１１モードの一方は、例えば、従来の４分の１波長複屈折板５８を用いて、９０°の偏光回転を施される。その後、変調されたＨＥ_１１モードは、従来の偏波合成器(polarization combiner)６０によって合成され、光リンク４に出力される。このような構成とすることで、それぞれの２Ｄ変調器４２を独立に駆動して、対応する光モードの振幅および位相遅延を変調することができる。図３の実施形態のように、例えば、マッハ−ツェンダ変調器など、この機能を提供し得る様々な既知の２Ｄ光変調器が、当該技術分野で知られている。

上記の構成を用いた場合、図４の補償プロセッサ２６は、ＨＥ_１１モードごとに独立した補償パス４８を備える。それぞれの補償パス４８は、逆歪み信号ｘ^１（ｔ）２８の対応するモードの直交（ＩおよびＱ）成分４４および４６を生成するため、１組の並列デジタル・フィルタ５０および並列ＤＡＣ５４を備える。

それぞれのデジタル・フィルタ５０を実現するために、直接型表現(direct form implementation)およびランダム・アクセス・メモリのルックアップテーブル（ＲＡＭＬＵＴ）など、様々な既知のタイプのデジタル・フィルタを用いることができる。いずれの場合でも、それぞれの補償パス４８のデジタル・フィルタ５０およびＤＡＣ５４は、協働して、リンク非線形演算子Ｔ［Ｅ（ｔ）］に起因する信号歪みを補償する逆歪み信号ｘ^１（ｔ）２８を生成する。

図５ａは、ＲＡＭＬＵＴ６２を使用してデジタル・フィルタ５０を実現する一実施形態を概略的に示す。この手法は、入力信号ｘ（ｔ）８が、連続するビットを明白に区別できる実質的に歪みのないバイナリ信号であるという事実を利用する。これにより、入力信号ｘ（ｔ）８をデジタル・フィルタリングする問題が、大幅に単純化される。

図５ａに示されるように、入力信号ｘ（ｔ）８の連続するビットは、直列ビット・ストリームをＮビット幅の並列ビット・ストリームに変換する直列／並列変換器（ＳＰＣ）６４（例えば、シフト・レジスタ）によってラッチされる。図５ａに示す実施形態では、Ｎ＝８であるが、必要に応じて、Ｎにその他の値を使用し得ることは理解されよう。その後、並列データ・ストリームを使用して、２^Ｎのレジスタ（図示せず）を有するランダム・アクセス・メモリ（ＲＡＭ）のルックアップテーブル６２をアクセスする。

ルックアップテーブル６２の各レジスタは、Ｎビットの一意の組について前もって計算されている、逆歪み信号ｘ^１（ｔ）２８のそれぞれの成分（４４、４６）の瞬時のアナログ・レベルを表す少なくとも１つの対応するデジタル値を含む。したがって、（直列）入力信号ｘ（ｔ）８は、直列／並列変換器６４によってラッチされると、逆歪み信号２８の連続するデジタル値のストリーム５２が、ルックアップテーブル６２から出力される。その後、このデジタル値のストリーム５２は、デジタル／アナログ変換器５４を使用して、対応するアナログ信号成分４４、４６に変換されることができる。その後、アナログ逆歪み信号ｘ^１（ｔ）２８は、上で説明したように、光変換器１２によって、対応する逆歪み光信号Ｅ^１ _ＩＮ（ｔ）１０ａに変換されることができる。

位相非線形性は、光入力信号Ｅ_ＩＮ（ｔ）の時間領域歪みの原因となるので、或る瞬間（ｔ）におけるアナログ逆歪み入力信号ｘ^１（ｔ）２８の瞬時レベルは、必然的に、当該の瞬間を含む時間窓内の入力信号ｘ（ｔ）のアナログ波形の関数となる。シンボル数で測られる時間窓の幅は、一般に、補償が施されるべき最大分散、光信号の帯域幅、および光信号のシンボル間隔の関数となる。

上の説明を続けると、ルックアップテーブル６２に保存されるそれぞれの値は、計算された補償演算子Ｃ［Ｅ（ｔ）］を、２^Ｎの起こりうるＮビット列のそれぞれに適用することによって、容易に計算されることができる、ということが分かる。それぞれのＮビット列について、その後、計算されたルックアップテーブルの値は、該Ｎビット列によって索引づけされるＲＡＭルックアップテーブル６２のレジスタに保存される。このプロセスの結果、ルックアップテーブル６２には、逆歪み信号２８の事前計算された値がロードされ、これらの値は、入力データ信号ｘ（ｔ）の連続するビットが直列／並列変換器６４によってラッチされるにつれ、順番にアクセスされる。

ＤＡＣ５４によるアナログ信号成分４４、４６の正確な生成を可能にするため、デジタル値５２がＲＡＭＬＵＴ６２から出力される速度（レート）は、好ましくは、入力信号ｘ（ｔ）８について、スペクトル再生効果を備えるナイキストの定理を満足すべきである。そのためには通常、ＲＡＭＬＵＴ６２は、入力信号ｘ（ｔ）のそれぞれのシンボルについて、逆歪み信号２８の成分のデジタル値５２を２つ以上出力する必要がある。こうして、例えば、デジタル値５２は、入力信号ｘ（ｔ）８のデータ速度の２倍以上のクロック速度で、ＲＡＭＬＵＴ６２からラッチされることができる。これは、（６６で）Ｎビット列ごとに必要なデジタル値の組を計算し、該計算の結果としてのデジタル値の組を適切なレジスタに保存することによって、容易に達成されることができる。その結果、入力信号ｘ（ｔ）のそれぞれのビットが、ＳＰＣ６４によってラッチされるにつれ、一意のＮビット列のそれぞれについて計算されたデジタル値のすべてが、適切な順番で、ＲＡＭＬＵＴ６２から出力される。

上で述べたように、図５ａの実施形態では、Ｎ＝８であり、これは、システムが最大８シンボルにわたる時間領域歪みを補償することができることを意味する。長距離の光リンクの場合、はるかに多くのシンボル（例えば、最大７６またはそれ以上）にわたる歪み補償が必要になり得る。原則として、ＲＡＭＬＵＴ６２およびＳＰＣ６４は、必要に応じて、所望のシンボル数にわたるように拡張されることができる。しかしながら、Ｎが増加するにつれて、ＲＡＭＬＵＴのサイズは、（ＲＡＭが２^Ｎのレジスタを含むので）指数関数的に増加し、その結果、ＲＡＭＬＵＴ６２の製造コストが、深刻な問題となり始める。これらの制約は、線形化近似(linearizing approximation)を用いることによって、図５ｂに示すように、ＲＡＭＬＵＴ６８を一連の２以上のより小さなＲＡＭに分割することによって回避することができる。この場合、それぞれのＲＡＭ６８は、逆歪み信号成分ｘ^１（ｔ）２８の所望の数値５２の対応する部分を記憶する。それぞれのＲＡＭ６８からの出力は、（７０で）従来の方式によりデジタル的に合算され、図５ａの単一のＲＡＭＬＵＴ６２によって生成される「理想」値の許容可能な近似である数値５２が生成される。このような構成とすることで、デジタル・フィルタ５０は、適切な数のＲＡＭ６８を提供するだけで、実質的に所望の数のシンボルにわたって、効果的な歪み補償を提供することができる。

多くの実用的な光リンク・トポロジでは、非線形効果に起因する信号の変動は、補償窓の中央部分に集中する。補償窓の端の方になると、信号のウォークオフ(walk-off)によって、非線形効果に起因する変動がランダム化される傾向にあるため、これらの変動は、線形雑音から区別できなくなる傾向にある。これによって、ＲＡＭＬＵＴ５０のサイズおよび複雑さを低下させる機会が与えられることとなる。

したがって、図５ｂの実施形態は、図５ｃに示すように、ＳＰＣ６４の両端の（例えば、最初および最後の３２ビットを受信する）ＲＡＭ６８ｂおよび６８ｃを、線形加算ツリー(linear addition tree)７２で置き換えることによって、変更されることができる。ＳＰＣ６４の中央にある（例えば、中央の１２ビットを受信する）ＲＡＭ６８ａは、そのまま保持されるので、補償窓の中央部分では、非線形効果の正確な補償が可能である。好ましくは、中央のＲＡＭ６８ａのサイズは最大にされる。線形加算ツリー７２からのそれぞれの出力は、（７４で）デジタル的に合算され、その後、（７６で）中央のＲＡＭ６８ａからの出力にデジタル的に加算されて、逆歪み信号２８の「理想」レベルの許容可能な近似である数値５２を生成する。

図６は、補償プロセッサ２６の代替実施形態の主要要素を示す。この実施形態は、光リンク４のスパンの光学的性能を、個々のスパン演算子Ｔ_ｉ［］を一括して定義するカスケードされた関数を用いて、数学的に近似することができるという事実に依存している。この近似を使用すれば、線形フィルタ関数と非線形関数とがカスケードされた形をした演算子Ｔ_ｉ［］を用いて、個々のスパン（ｉ）の位相非線形性をモデル化することができる。この目的に使用可能な典型的な非線形フィルタ関数は、数８のように表される。

ここで、Γは定数、Ｌ_ｅｆｆは、ファイバにおける非線形性の有効長(effective length)である。使用可能な単純な線形フィルタ関数は、スパンの損失および分散である。使用可能な単純な線形フィルタ関数は、数９のように表される。

Ｇは、スパンの利得／損失、ＴＦ（ｔ）は、スパンの分散を近似する線形トランスバーサル・フィルタ(linear transversal filter)である。理解されるように、様々なその他の既知の線形および非線形関数を用いて、当該技術分野で周知の方法により、スパンの性能を近似することができる。

リンク４のそれぞれのスパンに関する上記の数学的近似を使用すれば、線形および非線形フィルタをカスケードすることによって補償プロセッサ２６を構成し、リンク４のカスケードされた非線形および線形関数を数学的にミラーすることができる。こうして、リンク４のそれぞれのスパンは、対応するスパン補償演算子Ｃ_ｉ［］を実現する対応する線形／非線形フィルタ対によって表される。図６に見られるように、線形および非線形フィルタが、スパンを近似するのに使用される関数とは逆順に配置され、それぞれのフィルタは、対応する関数の逆数を実施する。この場合、それぞれのスパンのＬ_ｅｆｆは、あらかじめわかっており、そのため、上で説明した非線形および線形関数によって形成されるスパン演算子Ｔ_ｉ［］について、対応するスパン補償演算子Ｃ_ｉ［］の導出は、該スパンについての定数ΓＬ_ｅｆｆ、Ｇ、およびＴＦ（ｔ）の計算を含む。

図１〜図６を参照しながら上で説明した実施形態では、補償プロセッサ２６は、送信機２に配置され、Ｅ／Ｏ変換およびリンクを介した送信に先立ち、電気的領域において入力信号ｘ（ｔ）に予め逆歪みを施すことによって、位相非線形性の補償を実現する。理解されるように、受信機６において電気的領域補償を実現するために、直接的に類似した手法を使用することができる。図７は、本発明による補償プロセッサを含む受信機を概略的に示したブロック図である。

図７の受信機は、任意の偏光を有する着信光信号を検出および受信することができる、４次元コヒーレント受信機を利用する。したがって、偏光ビーム・スプリッタ７８が、インバウンド光信号Ｅ_ＯＵＴ（ｔ）を、（ＨおよびＶと表記される）直交偏光モードに分割し、それぞれのモードはさらに、（Ｈ１、Ｈ２、Ｖ１、Ｖ２と表記される）成分の対に分割される。しかしながら、必要に応じて、偏光ビーム・スプリッタ７８の上流で、偏光コントローラ（図示せず）を使用して、インバウンド光信号Ｅ_ＯＵＴ（ｔ）の偏光を、偏光ビーム・スプリッタ７８の主軸に位置合わせすることができる。その後、それぞれの光カプラ８０が、光成分Ｈ１、Ｈ２、Ｖ１、Ｖ２を、対応するローカル発振器信号８２と混合し、合成された光波８４が、従来の光検出器８６によって検出される。その後、結果としての中間周波数（ＩＦ）信号８８は、従来のバンドパス・フィルタ９０によってフィルタリングされ、対応する受信信号成分９２が生成される。

図７に見られるように、受信機６ａは、偏光モードＨ、Ｖごとに受信信号成分９２を組にした対９４の形で、受信信号Ｅ_ＯＵＴ（ｔ）を生成する。それぞれの信号対９４は、対応する偏光モードＨおよびＶの直交（例えば、直角位相）成分を提供し、したがって、受信信号Ｅ_ＯＵＴ（ｔ）の偏光モードＨおよびＶを再構成するのに十分な情報を提供する。２つの受信された信号対９４は、一緒に併せると、振幅、位相、および偏光に依存した内容をも含めて、受信信号Ｅ_ＯＵＴ（ｔ）を完全に再構成するための情報を十分含んでいる。

補償プロセッサ２６は、（スペクトル再生を含む）ナイキスト周波数で各信号成分９２をサンプリングするため、個別のアナログ／デジタルＡ／Ｄ変換器９６を含む。その後、デジタル・フィルタ９８が、デジタル信号成分を処理して、（実質的に歪みのない）出力信号ｙ（ｔ）２２を生成する。図４および図６を参照しながら上で説明した方法のどちらかを用いて、デジタル・フィルタ９８を実現することができる。図６の方法の場合、スパン４を正確にミラーするために、線形および非線形フィルタ・ブロックを適切に順序づける必要がある。非線形シュレーディンガー方程式(non-linear Schrodinger equation)を実現するデジタル・フィルタ９８を設計し、（仮想的に）スパン中央のスペクトル・インバージョンを実行することは、理論的には可能である。出力信号ｙ（ｔ）２２の各連続するビットに対してシュレーディンガー方程式を再計算することによって、位相非線形性に起因する信号歪みを補償することができる。

上述した本発明の実施形態は、単に例示的なものである。したがって、本発明の範囲は、特許請求の範囲の範囲によってのみ限定されるものとする。

従来の光通信システムの動作を概略的に示すブロック図。従来の光通信システムの動作を概略的に示すブロック図。本発明の一実施形態による補償システムの主要な要素および動作を概略的に示すブロック図。図２の実施形態で使用可能な第１の補償プロセッサの主要な要素および動作を概略的に示すブロック図。図２の実施形態で使用可能な第２の補償プロセッサの主要な要素および動作を概略的に示すブロック図。図３および図４のデジタル・フィルタの代替実施形態を概略的に示すブロック図。図３および図４のデジタル・フィルタの代替実施形態を概略的に示すブロック図。図３および図４のデジタル・フィルタの代替実施形態を概略的に示すブロック図。図２の実施形態で使用可能な第３の補償プロセッサの主要な要素および動作を概略的に示すブロック図。本発明の一代替実施形態による補償システムの主要な要素および動作を概略的に示すブロック図。

Claims

光通信システムの非線形効果に起因する光信号歪みを補償するための方法であって、
前記光通信システム中を伝送する通信信号に加えられる非線形性誘起の信号歪みを実質的に緩和する補償演算子を決定するステップと、
前記補償演算子を使用して電気入力信号を修正し、逆歪み電気信号を生成するステップと、
前記逆歪み電気信号を使用して光源を変調し、前記光通信システムを介して伝送するための対応する逆歪み光信号を生成するステップと、
を含む、方法。
前記補償演算子を決定する前記ステップは、
前記非線形性誘起の信号歪みに関連する性能パラメータを測定するステップと、
前記測定された性能パラメータを最適化する前記補償演算子の１つまたは複数のパラメータの値を計算するステップと、
を含む、請求項１に記載の方法。
前記性能パラメータを測定する前記ステップは、
交差位相変調と、
自己位相変調と、
変調不安定性と、
クロストークと、のうちのいずれか１つまたは複数を測定するステップを含む、
請求項２に記載の方法。
前記電気入力信号を修正する前記ステップは、
有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタと、
ルックアップテーブル（ＬＵＴ）と、のうちのいずれか１つを使用して、前記電気入力信号をデジタル・フィルタリングするステップを含む、
請求項１に記載の方法。
前記電気入力信号を修正する前記ステップは、
前記光通信システムのスパンのそれぞれに関連付けられたカスケードされたデジタル・フィルタ・ブロック対によって、前記電気入力信号をデジタル・フィルタリングするステップを含む、
請求項４に記載の方法。
前記電気入力信号をデジタル・フィルタリングする前記ステップは、
前記電気入力信号および前記補償関数に基づいて、前記逆歪み信号の連続した数値を計算するステップと、
前記連続した数値のそれぞれを、前記逆歪み信号の対応するアナログ値に変換するステップと、
を含む、請求項４に記載の方法。
前記逆歪み信号は、２以上の直交成分によって表され、
前記逆歪み信号の連続した数値を計算する前記ステップは、それぞれの該成分の連続した対応値を計算するステップを含む、
請求項６に記載の方法。
前記電気入力信号は、実質的に歪みのないバイナリ信号であり、
前記逆歪み信号の連続した数値を計算する前記ステップは、
１組の所定のＮビット列のそれぞれに対応する前記逆歪み信号の数値を計算するステップと、
前記計算された数値を、ルックアップテーブルに記憶するステップと、
前記バイナリ信号を用いて、前記ルックアップテーブルから、前記逆歪み信号の複数の連続した数値を抽出するステップと、
を含む、請求項６に記載の方法。
前記１組の所定のＮビット列は、すべての起こりうるＮビット列を包含する、
請求項８に記載の方法。
前記逆歪み信号の複数の連続した数値を抽出する前記ステップは、
前記バイナリ信号を、一連のＮビット・ワードに変換するステップと、
前記Ｎビット・ワードのそれぞれを、前記ルックアップテーブルの対応するレジスタをアクセスするためのインデックス値として使用するステップと、
を含む、請求項８に記載の方法。
前記逆歪み信号の複数の連続した数値を抽出する前記ステップは、
前記Ｎビット・ワードのそれぞれについて、前記逆歪み信号の少なくとも１つの数値を抽出するステップを含む、
請求項１０に記載の方法。
それぞれの前記列内のビット数Ｎは、
前記光通信システムの予想される最大分散と、
前記ルックアップテーブルの予想される応答時間と、のうちのいずれか１つまたは複数に基づく、
請求項８に記載の方法。
前記逆歪み信号の数値を計算する前記ステップと、前記計算された数値をルックアップテーブルに記憶するステップとが、所定の時間間隔で繰り返される、
請求項８に記載の方法。
光通信システムの非線形効果に起因する光信号歪みを補償するための補償システムであって、
前記光通信システム中を伝送する通信信号に加えられる非線形性誘起の信号歪みを実質的に緩和する補償演算子を決定するよう適合されたプロセッサと、
前記補償演算子を使用して電気入力信号を修正し、逆歪み電気信号を生成する補償プロセッサと、
前記逆歪み電気信号を使用して光源を変調し、前記光通信システムを介して伝送するための対応する逆歪み光信号を生成する光変調器と、
を備える補償システム。
前記プロセッサは、前記補償プロセッサに対してリモートに実現される、
請求項１４に記載の補償システム。
前記プロセッサは、
前記非線形性誘起の信号歪みに関する性能パラメータを測定するための検出器と、
前記測定された性能パラメータを最適化する前記補償演算子の１つまたは複数のパラメータの値を計算する計算エンジンと、
を含む、請求項１４に記載の補償システム。
前記検出器は、
交差位相変調と、
自己位相変調と、
変調不安定性と、
クロストークと、のうちのいずれか１つまたは複数を測定するよう適合される、
請求項１６に記載の補償システム。
前記補償プロセッサは、
前記補償演算子を使用して前記電気入力信号をフィルタリングし、前記逆歪み信号の一連の連続した数値を生成するデジタル・フィルタと、
前記連続した数値のそれぞれを、前記逆歪み信号の対応するアナログ値に変換するデジタル／アナログ変換器と、
を含む、請求項１４に記載の補償システム。
前記デジタル・フィルタは、前記光通信システムのスパンのそれぞれに関連付けられたカスケードされたデジタル・フィルタ・ブロック対を含む、
請求項１８に記載の補償システム。
前記デジタル・フィルタは、
有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタと、
ルックアップテーブル（ＬＵＴ）と、のうちのいずれか１つを含む、
請求項１８に記載の補償システム。
前記ルックアップテーブルは、
前記電気入力信号を、一連の連続したＮビット・ワードに変換する直列／並列変換器（ＳＰＣ）と、
前記ＳＰＣから、前記Ｎビット・ワードのそれぞれを受信するよう結合されたランダム・アクセス・メモリ（ＲＡＭ）であって、前記逆歪み信号の複数の数値を記憶し、前記ＳＰＣからの前記Ｎビット・ワードに基づいて選択された１つの数値を出力するよう適合されたＲＡＭと、
を含む、請求項２０に記載の補償システム。
前記ＲＡＭは、
複数の並列ＲＡＭと、
前記ＲＡＭのそれぞれの出力をデジタル的に合算して、前記逆歪み信号の連続した数値の生成するデジタル加算器と、
を含む、請求項２１に記載の補償システム。
前記ルックアップテーブルは、
前記電気入力信号を、一連の連続したＮビット・ワードに変換する直列／並列変換器（ＳＰＣ）と、
前記ＳＰＣから、前記Ｎビット・ワードのそれぞれの中央部分を受信するよう結合されたランダム・アクセス・メモリ（ＲＡＭ）であって、前記逆歪み信号の複数の数値を記憶し、前記Ｎビット・ワードの前記受信された中央部分に基づいて選択された１つの数値を出力するよう適合されたＲＡＭと、
前記ＳＰＣからの前記Ｎビット・ワードのそれぞれの終端部分をデジタル的に合算するための線形加算器ツリーと、
前記線形加算器ツリーの出力をデジタル的に合算するための第１のデジタル加算器と、
前記第１のデジタル加算器および前記ＲＡＭの出力をデジタル的に合算して、前記逆歪み信号の連続した数値のそれぞれを生成するための第２のデジタル加算器と、
を含む、請求項２０に記載の補償システム。
前記逆歪み信号は、２以上の直交成分によって表され、
前記ルックアップテーブルは、それぞれの該成分を生成するための対応するルックアップテーブルを含む、
請求項２０に記載の補償システム。
前記逆歪み信号の少なくとも１つの数値が、それぞれの前記Ｎビット・ワードについて、前記ルックアップテーブルから抽出される、
請求項２０に記載の補償システム。
それぞれの前記Ｎビット・ワード内のビット数（Ｎ）は、
前記光通信システムの予想される最大分散と、
前記ルックアップテーブルの予想される応答時間と、のうちのいずれか１つまたは複数に基づく、
請求項２０に記載の補償システム。
光通信システムの非線形効果に起因する光信号歪みを補償するための歪み補償器であって、
所定の補償演算子を使用して電気入力信号を修正し、逆歪み電気信号を生成する補償プロセッサであって、前記逆歪み電気信号を使用する光源の変調により、前記光通信システムを介して伝送するための対応する逆歪み光信号が生成される、補償プロセッサを備える、
歪み補償器。
前記所定の補償演算子は、前記光通信システムの非線形効果に起因する光信号歪みを少なくとも部分的に補償するよう計算される、
請求項２７に記載の歪み補償器。
前記補償プロセッサは、
前記補償演算子を使用して前記電気入力信号をフィルタリングし、前記逆歪み信号の一連の連続した数値を生成するデジタル・フィルタと、
前記連続した数値のそれぞれを、前記逆歪み信号の対応するアナログ値に変換するデジタル／アナログ変換器と、
を含む、請求項２７に記載の歪み補償器。
前記デジタル・フィルタは、前記光通信システムのスパンのそれぞれに関連付けられたカスケードされたデジタル・フィルタ・ブロック対を含む、
請求項２９に記載の歪み補償器。
前記デジタル・フィルタは、
有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタと、
ルックアップテーブル（ＬＵＴ）と、のうちのいずれか１つを含む、
請求項２９に記載の歪み補償器。
前記ルックアップテーブルは、
前記電気入力信号を、一連の連続したＮビット・ワードに変換する直列／並列変換器（ＳＰＣ）と、
前記ＳＰＣから、前記Ｎビット・ワードのそれぞれを受信するよう結合されたランダム・アクセス・メモリ（ＲＡＭ）であって、前記逆歪み信号の複数の数値を記憶し、前記ＳＰＣからの前記Ｎビット・ワードに基づいて選択された１つの数値を出力するよう適合されたＲＡＭと、
を含む、請求項３１に記載の歪み補償器。
前記ＲＡＭは、
複数の並列ＲＡＭと、
それぞれの前記ＲＡＭの出力をデジタル的に合算して、前記逆歪み信号の連続した数値のそれぞれを生成するデジタル加算器と、
を含む、請求項３２に記載の歪み補償器。
前記ルックアップテーブルは、
前記電気入力信号を、一連の連続したＮビット・ワードに変換する直列／並列変換器（ＳＰＣ）と、
前記ＳＰＣから、それぞれの前記Ｎビット・ワードの中央部分を受信するよう結合されたランダム・アクセス・メモリ（ＲＡＭ）であって、前記逆歪み信号の複数の数値を記憶し、前記Ｎビット・ワードの前記受信された中央部分に基づいて選択された１つの数値を出力するよう適合されたＲＡＭと、
前記ＳＰＣからの前記Ｎビット・ワードのそれぞれの終端部分をデジタル的に合算する線形加算器ツリーと、
前記線形加算器ツリーの出力をデジタル的に合算する第１のデジタル加算器と、
前記第１のデジタル加算器および前記ＲＡＭの出力をデジタル的に合算して、前記逆歪み信号の連続した数値のそれぞれを生成する第２のデジタル加算器と、
を含む、請求項３１に記載の歪み補償器。
前記逆歪み信号は、２以上の直交成分によって表され、
前記ルックアップテーブルは、それぞれの該成分を生成するためのルックアップテーブルを含む、
請求項３１に記載の歪み補償器。
前記逆歪み信号の少なくとも１つの数値は、前記Ｎビット・ワードのそれぞれについて、前記ルックアップテーブルから抽出される、
請求項３１に記載の歪み補償器。
それぞれの前記Ｎビット・ワード内のビット数（Ｎ）は、
前記光通信システムの予想される最大分散と、
前記ルックアップテーブルの予想される応答時間と、のうちのいずれか１つまたは複数に基づく、
請求項３１に記載の歪み補償器。
光通信システムの非線形効果に起因する光信号歪みを補償するための方法であって、
前記光通信システム中を伝送する通信信号に加えられる非線形性誘起の信号歪みを実質的に緩和する補償演算子を決定するステップと、
前記光通信システムを介して受信した歪み光信号を検出して、対応する歪み電気信号を生成するステップと、
前記補償演算子を使用して前記歪み電気信号を修正し、実質的に歪みのない電気出力信号を生成するステップと、
を含む方法。
前記補償演算子を決定する前記ステップは、
前記非線形性誘起の信号歪みに関する性能パラメータを測定するステップと、
前記測定された性能パラメータを最適化する前記補償演算子の１つまたは複数のパラメータの値を計算するステップと、
を含む、請求項３８に記載の方法。
前記性能パラメータを測定する前記ステップは、
交差位相変調と、
自己位相変調と、
変調不安定性と、
クロストークと、のうちのいずれか１つまたは複数を測定するステップを含む、
請求項３９に記載の方法。
前記歪み電気信号を修正する前記ステップは、
高速フーリエ変換（ＦＦＴ）フィルタと、
有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタと、
無限インパルス応答（ＩＩＲ）フィルタと、
ルックアップテーブル（ＬＵＴ）と、のうちのいずれか１つを使用して、前記歪み電気信号をデジタル・フィルタリングするステップを含む、
請求項３８に記載の方法。
前記歪み電気信号を修正する前記ステップは、前記光通信システムのスパンのそれぞれに関連付けられたカスケードされたデジタル・フィルタ・ブロック対によって、前記歪み電気信号をデジタル・フィルタリングするステップを含む、
請求項４１に記載の方法。
前記歪み電気信号をデジタル・フィルタリングする前記ステップは、
前記歪み電気信号を、対応するＮビットのデジタル歪み信号に変換するステップと、
前記デジタル歪み信号と前記補償関数とに基づいて、前記実質的に歪みのない出力信号の連続した数値を計算するステップと、
を含む、請求項４１に記載の方法。
前記実質的に歪みのない出力信号の連続した数値を計算する前記ステップは、前記実質的に歪みのない出力信号のビットのそれぞれについて、シュレーディンガー方程式を再計算するステップを含む、
請求項４３に記載の方法。
前記実質的に歪みのない出力信号の連続した数値を計算する前記ステップは、
１組の所定のＮビット・ワードのそれぞれについて、前記実質的に歪みのない出力信号の数値を計算するステップと、
前記計算された数値のそれぞれを、ルックアップテーブルに記憶するステップと、
前記デジタル歪み信号を用いて、前記ルックアップテーブルから、前記実質的に歪みのない出力信号の複数の連続した数値を抽出するステップと、
を含む、請求項４３に記載の方法。
前記１組の所定のＮビット・ワードは、すべての起こりうるＮビット列を包含する、
請求項４５に記載の方法。
前記実質的に歪みのない出力信号の複数の連続した数値を抽出する前記ステップは、前記デジタル歪み信号のＮビット・ワードのそれぞれを、前記ルックアップテーブルの対応するレジスタをアクセスするためのインデックス値として使用するステップと、
を含む、請求項４５に記載の方法。
前記逆歪み信号の複数の連続した数値を抽出する前記ステップは、それぞれの前記Ｎビット・ワードについて、前記逆歪み信号の少なくとも１つの数値を抽出するステップを含む、
請求項４７に記載の方法。