JP5141498B2

JP5141498B2 - 光送受信システム，光送信器，光受信器および光送受信方法

Info

Publication number: JP5141498B2
Application number: JP2008279875A
Authority: JP
Inventors: 崇仁谷村; 剛司星田; 久雄中島
Original assignee: Fujitsu Ltd
Current assignee: Fujitsu Ltd
Priority date: 2008-10-30
Filing date: 2008-10-30
Publication date: 2013-02-13
Anticipated expiration: 2028-10-30
Also published as: ATE511252T1; US8942569B2; EP2182657A1; US20100111531A1; EP2182657B1; JP2010109705A

Description

本案件は、光送受信システム，光送信器，光受信器および光送受信方法に関する。本案件は、例えば、偏波成分ごとに独立した信号系列で変調を行なう偏波多重光通信システムに適用される。

近年、光通信システムにおいてボーレートあたりのビットレートを倍増できる偏波多重化通信が注目されている。この偏波多重化された信号の分離には、アナログ／ディジタル変換技術およびディジタルコヒーレント技術にディジタル信号処理を適用した適応偏波分離信号処理の活用が有力である。適応偏波分離信号処理は、伝送路の偏波特性を適応的に推定し、偏波多重化信号を復調する。

なお光通信システムにおける伝送路上の偏波特性は時間的に変動し、通信品質の劣化を引き起こす。時間変動する特性の一例として、偏波状態、偏波モード分散（Polarization-Mode-Dispersion：ＰＭＤ）、偏波依存損失（Polarization-Dependent-Loss：ＰＤＬ）、および偏波依存利得（Polarization-Dependent-Gain：ＰＤＧ）などがある。これら偏波特性変化は、偏波多重化通信システムのパフォーマンスを低下させる。

これらＰＭＤ／ＰＤＬ／ＰＤＧなどの偏波依存劣化は、偏波をスクランブルさせることで低減できることが知られている。ＤＷＤＭ（Dense Wavelength Division Multiplexing）システムにおいては、ＤＷＤＭ後の中継ノード内において、ＤＷＤＭ信号光について一括して光学偏波スクランブルを行なうモジュールを搭載することができる。これにより、各光送信機に個別で光学的偏波スクランブラを搭載する場合に比べ、コスト，装置サイズ，消費電力等の削減の観点から有利な場合がある。

また近年、伝送路中での波形歪に対抗するため、光通信システムの送信側において信号処理を行ない、予め送信信号を変形する（予等化する）ことで、伝送路の線形効果、非線形効果ならびに偏波依存効果による信号劣化を減少させる提案がなされている。
T.Pfau et al., "PDL-Tolerant Real-time Polarization-Multiplexed QPSK Transmission with Digital Coherent Polarization Diversity Receiver", LEOS Summer Topical Meetings, 2007 Digest of the IEEE, 2007 T.Pfau, et al., "Ultra-Fast Adaptive Digital Polarization Control in a Realtime Coherent Polarization-Multiplexed QPSK Receiver", OTuM3 OFC 2008 (San Diego, 2008) 米国特許出願公開第２００５／０２２６６３３号明細書米国特許出願公開第２００６／０１２７１０４号明細書

上述したような、中継ノード内でＤＷＤＭ信号光について一括して光学領域偏波スクランブルを行なう技術においては、すべてのチャネルについて一括して偏波スクランブルを行うため、変調方式によっては偏波スクランブルによりペナルティが増大するチャネルが含まれることもある。従って、やはりチャンネルに応じて適宜偏波スクランブルを行なうか否かを決定できることが望ましい。しかし光学領域で偏波スクランブルを行なう装置は、現状では装置規模やコスト面での負担が大きく、チャネルごとの導入は難しい。

光通信システムにおける送信側において予め送信信号を変形する技術（予等化技術）においては、時々刻々と変動する伝送路のＰＭＤ／ＰＤＬ／ＰＤＧについての影響までは抑制することができない。従って、時々刻々と変動する伝送路特性に対しても受信信号品質への影響を抑制させ、良好な受信信号品質を維持することができるようにしたい。
なお、これまでのディジタル信号処理を適用した適応偏波分離信号処理では、低速な偏波状態変動に対しては追従して適応的に補償することが可能であった。しかし、例えば１ミリ秒以下の間隔で変動する偏波特性のように、高速な変動速度を有する偏波特性に対しては適応偏波分離信号処理で追従することは容易ではない。これは時間的に変動する偏波特性の影響を抑圧するため高速の偏波スクランブリングを行うと、受信側での適応偏波分離信号処理が困難になることを意味する。

本案件の目的の一つは、上述した観点の少なくとも一つについて、従来技術に照らした技術進歩に貢献することにある。
なお、上記目的に限らず、後述する発明を実施するための最良の形態に示す各構成又は作用により導かれる効果であって、従来の技術によっては得られない効果を奏することも本案件の他の目的として位置づけることができる。

たとえば、以下の手段を用いる。
（１）光変調を行ない信号光を出力する変調部と、前記光変調後の信号光に偏波の変化を与える送信側ディジタル信号処理を入力信号に対して行なう送信側信号処理部と、を有し、該変調部は該送信側信号処理部での前記送信側ディジタル信号処理が行なわれた入力信号に基づいて前記光変調を行なう光送信器、および、伝送路を介して入力される該光送信器からの信号光について偏波成分ごとのディジタル電気信号に変換する変換部と、該送信側信号処理部での偏波の変化に対して実質的に逆特性の偏波の変化を与える受信側ディジタル信号処理を、該変換部からのディジタル電気信号に対して行なう受信側信号処理部と、をそなえた光受信器、をそなえた光送受信システムを用いることができる。

（２）また、上記（１）の光送信器を用いることができる。
（３）さらに、上記（１）の光受信器を用いることができる。
（４）光送信器において、光変調後の信号光に偏波の変化を与えるディジタル信号処理を入力信号に対して行ない、前記ディジタル信号処理が行なわれた入力信号に基づいて前記光変調を行ない、前記光変調された信号光を送信する一方、光受信器において、伝送路を介して受信される前記信号光についてディジタル電気信号に変換し、前記光送信器での前記偏波の変化に対して実質的に逆特性の偏波の変化を与えるディジタル信号処理を、前記ディジタル電気信号に対して行なう光送受信方法を用いることができる。

開示の技術によれば、時間的に変動する伝送路偏波依存特性が受信信号品質に与える影響を抑制できる。

以下、図面を参照して実施の形態を説明する。但し、以下に説明する実施形態は、あくまでも例示であり、以下に明示しない種々の変形や技術の適用を排除する意図は無い。即ち、本実施形態は、その趣旨に逸脱しない範囲において種々変形して実施することができる。
〔Ａ〕一実施形態の説明
図１は一実施形態の光送受信システム１を示す図である。図１に光送受信システム１は、一例として、光送信器２および光受信器３が伝送路４を介して接続される。光送信器２は、ディジタル信号処理部５と変調部６とを含む。

光送信器２において、変調部６は光変調を行なって信号光を出力する。又、ディジタル信号処理部（送信側ディジタル信号処理部）５は、変調後の信号光に偏波の変化を与えるディジタル信号処理を入力信号に対して行なう送信側信号処理部の一例であり、例えば、ディジタルシグナルプロセッサ（Digital Signal Processor）、書き換え可能論理回路（Field Programmable Gate Array）、専用LSI(Application Specific Integrated Circuit)などを適用することができる。具体的には、後段の変調部６での変調対象である互いに直交する２つの偏波成分への各駆動信号のもととなるデータについて、ディジタル信号処理を施して、当該変調部６で変調された信号光が偏波スクランブルの施された光となるようにしている。

すなわち、変調部６は、送信側信号処理部の一例であるディジタル信号処理部５でのディジタル信号処理が行なわれた入力信号（２つの偏波成分に対する光変調に用いるデータＥｘ，Ｅｙ）に基づいて上述の光変調を行なう。具体的には、上述のディジタル信号処理部５からの変調用データＥｘ，Ｅｙをもとに、光源６２からの光における対応する偏波成分について光変調を行なう。一例として、データＥｘに対応する偏波成分はｘ偏波の成分とすることができ、データＥｙに対応する偏波成分はｙ偏波成分とすることができる。

ここで、ディジタル信号処理部５においては、互いに直交する２つの偏波成分ごとのデータである入力信号（Ｅｘ０，Ｅｙ０）について、例えば式（１）に示すように、等価的に行列Ｒを用いた信号変換を行なう。ディジタル信号処理部５においては、式（１）による信号変換の行なわれた結果（Ｅｘ１，Ｅｙ１）を変調部６に出力することができる。ディジタル信号処理部５は、変調用の入力信号が（Ｅｘ０，Ｅｙ０）から、（Ｅｘ１，Ｅｙ１）に変換していることから、変調部６で変調された結果として得られる信号光からみれば、信号光の送信電場を変換しているということができる。

たとえば、変調後の信号光の偏波成分ごとの送信電場は、ディジタル信号処理部５での偏波制御処理を行なわない場合は、入力信号であるＥｘ０およびＥｙ０に相当する。これに対し、行列Ｒを用いた式（１）の演算と等価のディジタル信号処理を行なうことにより、信号光の偏波成分ごとの送信電場を、それぞれ、Ｅｘ１，Ｅｙ１に相当する値とすることができる。

ここで、行列Ｒは、式（２）に示すように、乗算により入力信号の値（偏波成分ごとの送信電場の値に相当）を角速度ω_Ｔで回転（スクランブル）させることができる。

変調部６は、ディジタル／アナログ（ＤＡ）変換部６１，光源６２および光変調器６３をそなえる。ＤＡ変換部６１は、ディジタル信号処理部５からの偏波成分ごとのデータＥｘ，Ｅｙ（ディジタル信号）をアナログ信号に変換する。光源６２は一例としてレーザダイオード（ＬＤ）を適用できる。光変調器６３は、光源６２からの光について、ＤＡ変換部６１からの信号をもとにｘ軸およびｙ軸の偏波成分対応の光変調をそれぞれ行なう。

これにより、光変調器６３では、入力信号（Ｅｘ０，Ｅｙ０）がディジタル信号処理部５でのディジタル信号処理により回転された値（Ｅｘ１，Ｅｙ１）に相当する駆動信号によって、ＬＤ６２からの光を変調する。即ち、ＬＤ６２からの光のｘ軸偏波成分およびｙ軸偏波成分を、それぞれ、上述の式（１）によって得られるデータＥｘ１，Ｅｙ１に相当する駆動信号によって変調できる。このように変調された信号光は、伝送路４を通じて送信される。

換言すれば、データＥｘ１，Ｅｙ１に相当する駆動信号で変調される信号光は、入力信号Ｅｘ０，Ｅｙ０が光変調器６３で変調される場合と比較すると、偏波状態がスクランブルされている。このように、ディジタル信号処理部５でのディジタル信号処理を通じて、送信される信号光についての偏波スクランブルを実現している。
図２は、上述の光送信器２の一例を示す図である。この図２に示す光送信器２のように、直交する２つの偏波成分（ここではｘ偏波およびｙ偏波）について、それぞれＩ（In-phase）成分，Ｑ（Quadrature-phase）成分についての位相変調とすることができる。尚、各偏波成分への変調方式としては各種の変調方式を適用できる。又、２つの偏波成分への変調を同一のデータ系列で行なうこともできるが、独立したデータ系列で行なう場合には偏波多重通信を可能にして、ボーレートあたりのビットレートを倍増できる。

また、図２に示すディジタル信号処理部５は、上述の式（１）に示す偏波スクランブル（偏波回転）を行なう予偏波回転部（予偏波回転器）５２をそなえるとともに、例えば、線形予等化部５１ｘ，５１ｙおよび非線形予等化部５３ｘ，５３ｙをそなえることもできる。
線形予等化部５１ｘは、Ｉ成分をｘＩ、Ｑ成分をｘＱと表された入力信号Ｅｘについて、伝送路４の線形特性に応じた予等化を行ない、その結果を予偏波回転部５２に出力する。同様に、線形予等化部５１ｙは、Ｉ（In-phase）成分をｙＩ、Ｑ（Quadrature-phase）成分をｙＱと表された入力信号Ｅｙについて、伝送路４の線形特性に応じた予等化を行ない、その結果を予偏波回転部５２に出力する。

また、非線形予等化部５３ｘは、予偏波回転部５２にて上述の偏波スクランブルが行なわれた結果の送信電場信号Ｅｘ（＝ｘＩ＋ｉ・ｘＱ）について、伝送路４の非線形特性に応じた予等化を行なう。同様に、線形予等化部５１ｙは、予偏波回転部５２にて上述の偏波スクランブルが行なわれた結果の送信電場信号Ｅｙ（＝ｙＩ＋ｉ・ｙＱ）について、伝送路４の非線形特性に応じた予等化を行なう。ここで、ｉは虚数単位である。

なお、上述の線形予等化部５１ｘ、５１ｙでのそれぞれの予等化処理を行なう量としては、予め伝送路４の線形特性について測定しておき、その測定結果に応じて定めておくことができる。同様に、非線形予等化部５３ｘ，５３ｙでの予等化処理を行なう量についても、予め測定された伝送路４の非線形特性に応じて定めておくことができる。尚、上述の線形予等化部５１ｘ，５１ｙおよび非線形予等化部５３ｘ，５３ｙについては、前掲の特許文献２に記載された技術を適用することもできる。

また、上述の式（１）に示す予偏波回転処理を行なう予偏波回転部５２は、図２に示すような複素乗算器５２ａ〜５２ｄおよび複素加算器５２ｅ，５２ｆをそなえることができる。ここで、複素乗算器５２ａ，５２ｃは、入力される信号Ｅｘ０（＝ｘＩ０＋ｉ・ｘＱ０）について、それぞれ、ａ１１＝ｃｏｓωＴ，ａ２１＝ｓｉｎωＴを複素乗算する。同様に、複素乗算器５２ｂ，５２ｄは、入力される信号Ｅｙ０（＝ｙＩ０＋ｉ・ｙＱ０）について、それぞれ、ａ１２＝−ｓｉｎωＴ，ａ２２＝ｃｏｓωＴを複素乗算する。

複素加算器５２ｅは、複素乗算器５２ａ，５２ｂでの乗算結果を複素加算して、予偏波回転がなされたデータＥｘ１（＝ｘＩ１＋ｉ・ｘＱ１）として出力する。又、複素加算器５２ｆは、複素乗算器５２ｃ，５２ｄでの乗算結果を複素加算して、予偏波回転がなされたデータＥｙ１（＝ｙＩ１＋ｉ・ｙＱ１）として出力する。これにより、上述の複素加算器５２ｅ，５２ｆの出力を予偏波回転処理がなされたデータＥｘ１，Ｅｙ１とすることができる。

さらに、ＤＡ変換部６１は、非線形予等化部５３ｘ，５３ｙから非線形予等化処理の結果として出力されるｘＩ成分，ｘＱ成分，ｙＩ成分およびｙＱ成分をそれぞれディジタル信号からアナログ信号に変換する４つのＤＡ変換器６１ａ〜６１ｄからなる。又、これらのＤＡ変換器６１ａ〜６１ｄからの出力をそれぞれ増幅器６４ａ〜６４ｄで増幅して、光変調器６３への駆動電圧信号とすることができる。

光変調器６３は、ｘ偏波成分の変調のための光学変調器６３ｘおよびｙ偏波成分の変調のための光学変調器６３ｙとともに、各光学変調器６３ｘ，６３ｙからの出力光を、互いに直交する偏波成分によって合成する偏波合成器（ＰＢＣ）６３ａを有する。
光学変調器６３ｘにおいては、ＬＤ６２からの連続光についての分岐光を、ＤＡ変換器６１ａ，６１ｂからのデータｘＩ，ｘＱ対応の駆動電圧信号により変調する。又、光学変調器６３ｙにおいては、ＬＤ６２からの連続光についての分岐光を、ＤＡ変換器６１ｃ，６１ｄからのデータｙＩ，ｙＱ対応の駆動電圧信号により変調する。そして、ＰＢＣ６３ａは、上述の光学変調器６３ｘ，６３ｙから出力される変調光について、互いに直交する偏波成分で合成する。ＰＢＣ６３ａから出力される偏波合成後の光は、伝送路４を通じて送信される。

また、光学変調器６３ｘ，６３ｙが、直交する偏波成分ごとに互いに独立した光変調を行なうことで、光変調部６を偏波多重変調部とすることができる。この場合においては、ディジタル信号処理部５は、偏波多重変調部６に対する偏波成分ごとの変調用入力信号について、変調後の信号光に偏波制御を与えるディジタル信号処理を行なう。
また、図１に示す光受信器３は、変換部７，ディジタル信号処理部（受信側ディジタル信号処理部）８およびデータ再生部（データ再生器）９をそなえることができる。変換部７は、伝送路４を介して入力される光送信器２からの信号光について偏波成分ごとのディジタル電気信号に変換する。この変換部７は、検波部７１，光電（ＯＥ）変換部７２およびアナログ／ディジタル（ＡＤ）変換部７３をそなえる。

検波部７１は、伝送路４から入力される信号光について、局部発振光を用いて偏波成分ごとに検波を行なう。検波方式にはホモダイン、ヘテロダイン、イントラダイン等の各種方式を適用することができる。光電変換部７２は、検波部７１から出力される偏波成分ごとの光について電気信号に変換する。アナログ／ディジタル変換部７３は、光電変換部７２からの各電気信号についてディジタル信号に変換して、ディジタル信号処理部８に出力する。

図３は上述の変換部７の一例を示す図である。尚、前掲の非特許文献１および２にも、この図３に示す変換部７と同様の構成が記載されている。ここで、変換部７の検波部７１は、図３に例示するように、偏光ビームスプリッタ（ＰＢＳ）７ａ，７ｂ，局部発振光源７ｃ，９０度ハイブリッド７ｄ，７ｅをそなえる。ＰＢＳ７ａは、伝送路４を介して入力された光送信器２からの信号光を受けて、直交する２つの偏波成分に分離し、一方を９０度ハイブリッド７ｄに、他方を９０度ハイブリッド７ｅに導く。

局部発振光源７ｃは、９０度ハイブリッド７ｄ，７ｅでの光検波に用いる局部発振光を出力する光源である。ＤＦＢ（Distributed Feedback）レーザは、局部発振光源７ｃの一例として適用できる。ＰＢＳ７ｂは、局部発振光源７ｃからの局部発振光を２つの直交する偏波成分に分離して、ＰＢＳ７ａが導くものと対応した偏波成分を、それぞれ９０度ハイブリッド７ｄ，７ｅに導く。

９０度ハイブリッド７ｄ，７ｅは、伝送路４からの偏波成分についてそれぞれ局部発振光により検波を行ない，Ｉ成分およびＱ成分の検波光として出力する。即ち、９０度ハイブリッド７ｄは、直交する一方の偏波成分（例えばＸ成分）について、Ｉ成分およびＱ成分の検波光として出力する。同様に、９０度ハイブリッド７ｅは、他方の偏波成分（例えばＹ成分）について、Ｉ成分およびＱ成分の検波光として出力する。

また、光電変換部７２は、各々Ｉ成分およびＱ成分からなる２つの偏波成分ごとの光について、それぞれ、光電変換を行なうＯＥ変換器７ｆ〜７ｉを有する。ＯＥ変換器７ｆ，７ｇは、それぞれ、９０度ハイブリッド７ｄからのＩ成分およびＱ成分の検波光について電気信号に変換する。同様に、ＯＥ変換器７ｈ，７ｉは、それぞれ、９０度ハイブリッド７ｅからのＩ成分およびＱ成分の検波光について電気信号に変換する。

さらに、アナログ／ディジタル変換部７３は、ＯＥ変換器７ｆ〜７ｉからの電気信号（アナログ信号）を、それぞれ、ディジタル信号に変換するＡＤ変換器７ｊ〜７ｍをそなえる。尚、ＯＥ変換器７ｆ〜７ｉおよびＡＤ変換器７ｊ〜７ｍの間は、それぞれ、コンデンサ等のＡＣ結合素子７ｎ〜７ｑによりＡＣ結合することができる。
また、図１に示す光受信器３のディジタル信号処理部８は、伝送路４から入力される光についての、直交する２つの偏波成分についての検波出力（Ｉ成分およびＱ成分）に対応するディジタル信号を入力されて、ディジタル信号処理を行なう。具体的には、入力されるディジタル信号を用いて、光送信器２の光変調器６３にて偏波成分ごとに変調したデータを分離する。尚、ディジタル信号処理部８は、例えばディジタルシグナルプロセッサ（Digital Signal Processor）、書き換え可能論理回路（Field Programmable Gate Array）、専用LSI(Application Specific Integrated Circuit)などにより実現することが可能である。

データ再生部９は、受信側ディジタル信号処理部８によって得られた受信ディジタル信号から、光送信器２で変調されたデータを再生する。
ここで、ディジタル信号処理部８は、適応低速偏波分離部８１，予偏波回転相殺部８２および係数制御部８３をそなえる。
適応低速偏波分離部８１は、上述の入力ディジタル信号（受信信号）についてのディジタル信号処理を、係数制御部８３からの制御を受けて行ない、受信信号に含まれる偏波・符号間干渉の影響を適応的に推定し低減して送信信号系列を推定する。具体的には、伝送路４の伝送特性を示す伝送路行列Ｃを式（３）と表した場合において、その特性を推定するとともに（Ｃ′）、推定した伝送路特性Ｃ′の逆特性となるように導出される受信信号変換のための行列Ｃ′^−１を用いて受信信号の変換処理を行なう。尚、式（３）において、Ｔ_θは伝送路での偏波回転を表す行列であり、例えば式（４）のように表される。又、Ｔ_εはＸ，Ｙ偏波間の位相方向でのずれを表す行列であり、例えば式（５）のように表される。

係数制御部８３は、上述の行列Ｃ′の係数について推定する。係数制御部８３における係数制御の規範は種々の規範を適用できる。例えば、包絡線一定化法（Constant Modulus Algorithm；ＣＭＡ）や、最小二乗誤差法（Minimum Mean Square Error；ＭＭＳＥ）や、最大ＳＮ法（Maximum Signal-to-Noise Ratio）や、最小平均二乗誤差法（Least Mean Square；ＬＭＳ）を適用できる。

ＣＭＡは、送信信号の定包絡線性を利用する等化規範であり、ＭＭＳＥは、送信信号のレプリカを利用した等化規範であり、最大ＳＮ法は、信号-ノイズパワー比(SN比)を最大とする等化規範であり、ＬＭＳは、逐次比較を用いた等化規範である。換言すれば、適応低速偏波分離部８１および係数制御部８３は、変換部７からのディジタル電気信号について、伝送路４の特性に応じた偏波制御を行なう適応偏波制御部の一例である。

なお、適応低速偏波分離部８１および係数制御部８３については、前掲の非特許文献１又は２に記載された技術を適用することもできる。
予偏波回転相殺部８２は、送信側信号処理部５での偏波制御に対して実質的に逆特性の偏波の変化を与えるディジタル信号処理を、変換部７からのディジタル電気信号に対して行なう受信側信号処理部の一例である。この図３に示すものにおいては、予偏波回転相殺部８２は、適応低速偏波分離部８１で偏波制御されたディジタル電気信号について、上述の偏波制御を与えるディジタル信号処理を行ない、その結果をデータ再生器９に出力する。

換言すれば、光送信器２の送信側ディジタル信号処理部５では、変調部６での変調後の信号光に偏波スクランブルを与えるディジタル信号処理を入力信号（に由来する信号）に対して行なう一方、予偏波回転相殺部８２は、送信側ディジタル信号処理部５での偏波スクランブルとは実質的に逆特性の偏波スクランブルを与えるディジタル信号処理を、変換部７からのディジタル電気信号に対して行なう。

具体的には、送信側ディジタル信号処理部５において、前述の式（１）に示すように、各速度ω_Ｔによる偏波スクランブルを行なっている場合には、予偏波回転相殺部８２は、上記式（１）による偏波スクランブルを相殺する偏波制御を行なう。即ち、予偏波回転相殺部８２では、式（２）に示す行列Ｒに対する逆行列Ｒ^−１を用いたディジタル信号処理を行なう。式（６）に、上述のＲ^−１を表す。尚、式（８）中、ω_Ｒは、予偏波回転に用いたω_Ｔを相殺する角速度である。

なお、送信側ディジタル信号処理部５における偏波スクランブルのための角速度ω_Ｔが既知である場合には、予偏波回転相殺部８２では、その逆方向で同等の角速度（ω_Ｒ＝−ω_Ｔ）を有する偏波スクランブル処理を行なう。又、送信側での偏波スクランブルの角速度ω_Ｔが未知である場合には、予偏波回転相殺部８２では、後述の起動時制御部８４での制御により、予め定められた角速度のバリエーションのうちで、後段のデータ再生器９で生成される受信データの品質が良好なものを選択することができる。

ここで、光送信器２への偏波成分ごとのデータ（入力信号）を（Ｅｘ，Ｅｙ）とすると、この入力信号は、受信信号として光受信器３に入力される段階において、式（７）に示す（ＥＸ，ＥＹ）のように表すことができる。即ち、ディジタル信号処理部５での偏波スクランブルおよび伝送路４での伝送路特性による影響を受ける。これに対し、式（８）に示すように、上述の受信信号に対して、適応低速偏波分離部８１および予偏波回転相殺部８２での処理を行なうことによって、偏波分離された信号（Ｅｘ′，Ｅｙ′）を得ることができる。

図４は、上述のディジタル信号処理部８の一例を示す図である。適応低速偏波分離部８１は、図４に示すような複素乗算器８１ａ〜８１ｄおよび複素加算器８１ｅ，８１ｆをそなえることができる。複素乗算器８１ａ，８１ｃは、入力されるディジタル電気信号ＥＸ（＝ＸＩ＋ｉ・ＸＱ）について、それぞれ、伝送路行列が推定された行列Ｃ′の逆特性の行列Ｃ′^−１となるように制御される係数ｃ１１，ｃ２１を複素乗算する。同様に、複素乗算器８１ｂ，８１ｄは、入力されるディジタル電気信号ＥＹ（＝ＹＩ＋ｉ・ＹＱ）について、伝送路特性が推定された行列Ｃ′の逆特性の行列Ｃ′^−１の係数ｃ１２，ｃ２２を複素乗算する。複素加算器８１ｅ，８１ｆは、それぞれ、複素乗算器８１ａおよび８１ｂ，複素乗算器８１ｃおよび８１ｄでの乗算結果を複素加算する。尚、上述の係数ｃ１１，ｃ１２，ｃ２１，ｃ２２が、係数制御部８３によって制御される。

さらに、予偏波回転相殺部８２についても、図４に示すような複素乗算器８１ａ〜８１ｄおよび複素加算器８１ｅ，８１ｆをそなえることができる。複素乗算器８１ａ，８１ｃは、適応低速偏波分離部８１における複素加算器８１ｅの出力について、それぞれ、偏波スクランブルのための行列Ｒの逆行列Ｒ^−１となる係数ｂ１１，ｂ２１を複素乗算する。同様に、複素乗算器８２ｂ，８２ｄは、複素加算器８１ｆの出力について、それぞれ、偏波スクランブルのための行列Ｒの逆行列Ｒ^−１となる係数ｂ１２，ｂ２２を複素乗算する。

複素加算器８２ｅ，８２ｆは、それぞれ、複素乗算器８２ａおよび８２ｂ，複素乗算器８２ｃおよび８２ｄでの乗算結果を複素加算する。この複素加算器８２ｅの出力により、光送信器２で一方の偏波成分（例えばｘ成分）に変調されたデータＥｘ′を復調できる。又、複素加算器８２ｆの出力により、光送信器２で他方の偏波成分（例えばｙ成分）に変調されたデータＥｙ′を復調できる。

また、ディジタル信号処理部８においては、適応低速偏波分離部８１および予偏波回転相殺部８２における信号変換に用いる係数ｂ１１，ｂ１２，ｂ２１，ｂ２２を、光受信器３の起動時に設定制御する起動時制御部８４をそなえることもできる。図５は起動時制御部８４での動作例を説明するフローチャートである。
すなわち、送信側での偏波スクランブルの角速度ω_Ｔが未知である場合、予め定められた複数種類のω_Ｒに応じたＲ^−１のうちの一のω_Ｒを設定する（ステップＳ１）。そして、設定したω_Ｒに基づくＲ^−１を規定する係数ｂ１１，ｂ１２，ｂ２１，ｂ２２を、複素乗算器８２ａ〜８２ｄにそれぞれ設定する（ステップＳ２）。

このように予偏波回転相殺部８２におけるＲ^−１の係数が設定されると、適応低速偏波分離部８１での信号変換のための係数ｃ１１，ｃ１２，ｃ１３，ｃ１４についても複数組の設定のうちで選択されたいずれか１組の設定を、係数制御部８３を通じて行なう。ディジタル信号処理部８では、このような係数設定のもとでディジタル信号処理を行なった結果の信号をデータ再生器９に出力する（ステップＳ３）。そして、起動時制御部８４は、このようなディジタル信号処理部８での処理が施されたものについて、後段のデータ再生器９にてデータ再生を行なった際の受信信号品質に関連する情報を受ける。尚、起動時制御部８４が受ける受信信号品質に関連する情報としては、例えば誤り訂正（Forward Error Correction；ＦＥＣ）を行なった個数やビットエラーレート（ＢＥＲ）の値とすることができる。

起動時制御部８４においては、この受信信号品質が所定閾値以下となるまで（ステップＳ４の「閾値より小さい」ルート）、予偏波回転相殺部８２での角速度ω_Ｒの設定を順次変更していくとともに、適応低速偏波分離部８１での信号変換のための係数設定を順次変更していく（ステップＳ４の「閾値より大きい」ルートからステップＳ５）。
起動時制御部８４においては、上述した初期値設定が完了すると、以降は、予偏波回転相殺部８２での係数設定は固定とするとともに、係数制御部８３での上記種々の規範を適用した制御に移行させることができる。

上述のごとく構成された光送受信システム１においては、光送信器２のディジタル信号処理部５で、変調後の信号光に偏波制御を与えるディジタル信号処理を入力信号に対して行ない、変調部６で、このディジタル信号処理が行なわれた入力信号を信号光に変調し、変調された信号光を送信する。
一方、光受信器２における変換部７において、伝送路４を介して受信される信号光についてディジタル電気信号に変換し、ディジタル信号処理部８の予偏波回転相殺部８２で、光送信器２での偏波制御に対して実質的に逆特性の偏波制御を与えるディジタル信号処理を、変換されたディジタル電気信号に対して行なう。

これにより、偏波スクランブル処理をディジタル信号処理によって実現しているので、高速な偏波スクランブル処理を行なうことができる。従って、時間的に変動する伝送路の偏波特性が受信信号品質に与える影響を抑制することができる。
また、受信側ディジタル信号処理部８の予偏波回転相殺部８２で、送信側ディジタル信号処理部５で行なっている偏波スクランブルを解除することができる。これにより、光送信器２において、互いに独立した２つのデータ系列の信号を偏波多重する場合においては、受信信号の偏波分離を的確に行なうことができる。そして、送信側での偏波スクランブルの速度を高速にした場合においても、受信側でのディジタル信号処理のアルゴリズムの追加によって容易に偏波分離を可能にしている。

さらに、図７に例示するようなＤＷＤＭシステム１０に適用することを想定する場合においては、波長毎の光変調の際のディジタル信号処理によって、偏波スクランブルのオンオフを切り替えることが可能になるので、チャンネルに応じて適宜偏波スクランブルを行なうことができるようになる。尚、図７に例示するＤＷＤＭシステム１０においては、ｎ（ｎは３以上の整数）チャンネルの光送信器２−１〜２−ｎおよび光受信器３−１〜３−ｎをそなえるとともに、光送信器２−１〜２−ｎからの信号光を波長多重する波長多重器１１および光受信器３−１〜３−ｎへの信号光を波長分離する波長分離器１２をそなえる。尚、１４は波長多重器１１および波長分離器１２間の波長多重伝送路である。

また、光学的な偏波スクランブルを行なう装置と比較すると、既存のディジタル信号処理部に対するアルゴリズムの追加によって偏波スクランブルを実現することができるので、装置サイズやコスト面での増大を抑制させることができる。
なお、ディジタル信号処理部８においては、上述の図２に示すような適応低速偏波分離部８１および予偏波回転相殺部８２での信号変換を順次行なう態様のほかに、例えば図６に示すディジタル信号処理部８′のような態様で信号変換を行なうこととしてもよい。この図６に示すものにおいては、予偏波回転相殺部８２としての信号変換が、予め適応低速偏波分離部８１での信号変換と合算された信号変換Ｒ^−１Ｃ′^−１を、変換部７からの受信ディジタル信号について行なっている。

一実施形態の光送受信システムを示す図である。光送信器の一例を示す図である。変換部の一例を示す図である。受信側ディジタル信号処理部の一例を示す図である。起動時制御部の動作を説明するためのフローチャートである。受信側ディジタル信号処理部の変形例を示す図である。ＤＷＤＭシステムを示す図である。

符号の説明

１光送受信システム
２，２−１〜２−ｎ光送信器
３，３−１〜３−ｎ光受信器
４光伝送路
５送信側ディジタル信号処理部
５１ｘ，５１ｙ線形予等化部
５２予偏波回転部
５２ａ〜５２ｄ，８１ａ〜８１ｄ，８２ａ〜８２ｄ複素乗算器
５２ｅ，５２ｆ，８１ｅ，８１ｆ，８２ｅ，８２ｆ複素加算器
５３ｘ，５３ｙ非線形予等化部
６変調部
６１ＤＡ変換部
６１ａ〜６１ｄＤＡ変換器
６２ＬＤ
６３光変調器
６３ａＰＢＣ
６３ｘ，６３ｙ光学変調器
６４増幅器
７変換部
７ａ，７ｂＰＢＳ
７ｃ局部発振光源
７ｄ，７ｅ９０度ハイブリッド
７ｆ〜７ｉＯＥ変換器
７ｊ〜７ｍＡＤ変換器
７ｎ〜７ｑＡＣ結合素子
７１検波部
７２ＯＥ変換部
７３ＡＤ変換部
８，８′ 受信側ディジタル信号処理部
８１適応低速偏波分離部
８２予偏波回転相殺部
８３係数制御部
８４起動時制御部
９データ再生器
１０ＤＷＤＭシステム
１１波長多重器
１２波長分離器

Claims

光変調を行ない信号光を出力する変調部と、前記光変調後の信号光に偏波の変化を与える送信側ディジタル信号処理を入力信号に対して行なう送信側信号処理部と、を有し、該変調部は該送信側信号処理部での前記送信側ディジタル信号処理が行なわれた入力信号に基づいて前記光変調を行なう光送信器、および、
該光送信器から伝送路を介して入力される信号光について偏波成分ごとのディジタル電気信号に変換する変換部と、該送信側信号処理部での偏波の変化に対して実質的に逆特性の偏波の変化を与える受信側ディジタル信号処理を、該変換部からのディジタル電気信号に対して行なう受信側信号処理部と、をそなえた光受信器、をそなえたことを特徴とする光送受信システム。
該光変調部は、直交する偏波成分ごとに互いに独立した光変調を行なう偏波多重変調部であり、
該送信側信号処理部は、前記送信側ディジタル信号処理として、前記偏波多重変調部に対する偏波成分ごとの変調用入力信号について、前記変調後の信号光に前記偏波の変化を与える処理を行なうことを特徴とする請求項１記載の光送受信システム。
該送信側信号処理部においては、前記送信側ディジタル信号処理として、前記変調後の信号光に偏波スクランブルを与える処理を前記入力信号に対して行なう一方、該受信側信号処理部は、前記受信側ディジタル信号処理として、該送信側ディジタル信号処理部での前記偏波スクランブルとは実質的に逆特性の偏波スクランブルを与える処理を前記ディジタル電気信号に対して行なうことを特徴とする、請求項１記載の光送受信システム。
該光受信器は、
該変換部からのディジタル電気信号について、前記伝送路の特性に応じた偏波制御を行なう適応偏波制御部をそなえ、
該受信側信号処理部は、該適応偏波制御部で偏波制御されたディジタル電気信号について、前記受信側ディジタル信号処理を行なうことを特徴とする、請求項１記載の光送受信システム。
該受信側信号処理部は、前記ディジタル信号処理において、前記ディジタル電気信号について、前記伝送路の特性に応じた偏波制御についても重畳して行なうことを特徴とする、請求項１記載の光送受信システム。
該変換部は、
前記入力される信号光について、局部発振光を用いて偏波成分ごとに検波を行なう検波部と、
該検波部からの出力についてそれぞれ電気信号に変換する光電変換部と、
該光電変換部からの各電気信号についてディジタル信号に変換するアナログ／ディジタル変換部と、を含むことを特徴とする請求項１記載の光送受信システム。
該受信側信号処理部はディジタルシグナルプロセッサであることを特徴とする、請求項１記載の光送受信システム。
請求項１記載の光送受信システムにおける光送信器。
請求項１記載の光送受信システムにおける光受信器。
光送信器において、
光変調後の信号光に偏波の変化を与えるディジタル信号処理を入力信号に対して行ない、
前記ディジタル信号処理が行なわれた入力信号に基づいて前記光変調を行ない、
前記光変調された信号光を送信する一方、
光受信器において、
伝送路を介して受信される前記信号光についてディジタル電気信号に変換し、
前記光送信器での前記偏波の変化に対して実質的に逆特性の偏波の変化を与えるディジタル信号処理を、前記ディジタル電気信号に対して行なう、ことを特徴とする光送受信方法。