WO2013140769A1

WO2013140769A1 - 直流オフセット制御回路、光受信器、光ノード装置及び光受信器の制御方法

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Publication number: WO2013140769A1
Application number: PCT/JP2013/001766
Authority: WO
Inventors: 達也内方
Original assignee: 日本電気株式会社
Priority date: 2012-03-21
Filing date: 2013-03-15
Publication date: 2013-09-26

Abstract

　コヒーレント受信装置において、ＤＣ電流成分の適切な低減量を求めることによってＴＩＡが信号成分を好ましい状態で増幅することを可能とするために、直流オフセット制御回路は、波長が異なる信号光が多重された多重信号光と、局部発振光と、を干渉させた干渉信号光から変換された電気信号の強度の最小値以下の強度を、電気信号から低減する直流成分の強度として求める。

Description

直流オフセット制御回路、光受信器、光ノード装置及び光受信器の制御方法

　本発明は、コヒーレント光受信装置で用いられる光受信器及び光受信器の制御方法に関する。本発明は、特に、複数の波長の信号光が多重された多重信号光をコヒーレント検波により受信するために用いられる直流オフセット制御回路、光受信器、光ノード装置及び光受信器の制御方法に関する。

　インターネットの普及に伴って、光通信システムの大容量化が進められている。例えば、幹線系では、１波長当たり１００Ｇｂｉｔ／ｓを越える信号を伝送可能な光送信器および光受信器の研究が行われている。信号光の１波長あたりのビットレートを高くすると、信号の光信号対雑音比耐力が低下するとともに、伝送路の波長分散、偏波モード分散、非線形効果などに起因する波形歪みによる信号品質の劣化が大きくなる。なお、以降、光信号対雑音比（Ｏｐｔｉｃａｌ　Ｓｉｇｎａｌ－ｔｏ－Ｎｏｉｓｅ　Ｒａｔｉｏ）をＯＳＮＲと記載する。また、伝送路の波長分散（Ｃｈｒｏｍａｔｉｃ　Ｄｉｓｐｅｒｓｉｏｎ）をＣＤ、偏波モード分散（Ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ　Ｍｏｄｅ　Ｄｉｓｐｅｒｓｉｏｎ）をＰＭＤと記載する。

　コヒーレント受信方式は、直接検波方式と比較して、高受信感度及び高ＯＳＮＲ耐力を実現することが可能であることから、かつて活発に研究開発が行われていた。しかしながら、コヒーレント受信方式には、光ＰＬＬ（Ｐｈａｓｅ　Ｌｏｃｋｅｄ　Ｌｏｏｐ）回路や狭スペクトル光源などの開発が技術的に困難であるという課題があった。

　ところが、近年、ＣＭＯＳ－ＬＳＩ技術の進歩によりデジタル信号処理技術が向上し、信号処理によって光源周波数のずれを補償することが可能となり、コヒーレント受信の実現のための高精度な光ＰＬＬが不要となった。また、信号のビットレート（Ｂｉｔ　Ｒａｔｅ）が上昇したため、狭スペクトル光源も不要となった。さらに、デジタル信号処理により、ＣＤやＰＭＤの補償が可能となった。このような技術的条件の変化により、コヒーレント受信方式はデジタルコヒーレント受信方式として再び注目されている。なお、ＣＭＯＳ－ＬＳＩは、Ｃｏｍｐｌｅｍｅｎｔａｒｙ　Ｍｅｔａｌ　Ｏｘｉｄｅ　Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ－Ｌａｒｇｅ　Ｓｃａｌｅ　Ｉｎｔｅｇｒａｔｉｏｎの略である。

　一方、光分岐挿入技術であるＲＯＡＤＭ技術を用いて、ノードにおいて任意の波長の通過（スルー）、分岐（ドロップ）あるいは合流（アド）を可能とするシステムの開発が進められている。ＲＯＡＤＭは、Ｒｅｃｏｎｆｉｇｕｒａｂｌｅ　Ｏｐｔｉｃａｌ　Ａｄｄ－Ｄｒｏｐ　Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇの略である。

　図８は、本願に関連するＲＯＡＤＭシステム２０００の構成の一例を示す図である。アレイ導波路回折格子（Ａｒｒａｙｅｄ　Ｗａｖｅｇｕｉｄｅ　Ｇｒａｔｉｎｇ：ＡＷＧ）であるＡＷＧ２１－１は入力された多重信号光を各波長に分岐し、光スイッチであるＡｄｄ－Ｄｒｏｐ－ＳＷ２２に送る。Ａｄｄ－Ｄｒｏｐ－ＳＷ２２は分岐（ドロップ）する波長の信号光をコヒーレント光受信器２４－１～２４－Ｎに送り、通過（スルー）する波長の信号光をＡＷＧ２１－２に送る。分岐された信号光は、局部発振器（Ｌｏｃａｌ　Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ：ＬＯ）２３－１～２３－Ｎから出力される局部発振光と各々合波されて、関連するコヒーレント光受信器２４－１～２４－Ｎで受信される。受信された信号光は、光－電気変換された後にクライアント２６－１～２６－Ｎに各々送られる。

　一方、分岐された信号光の波長に対応するチャンネルのクライアント２６－１～２６－Ｎから送信されて多重信号光に合流（アド）される信号は、各々送信器２５－１～２５－Ｎで電気－光変換された後にＡｄｄ－Ｄｒｏｐ－ＳＷ２２に送られる。Ａｄｄ－Ｄｒｏｐ－ＳＷ２２は、挿入された信号光をＡＷＧ２１－２に送信する。ＲＯＡＤＭシステム２０００は、このような動作により、任意の波長の分岐及び挿入を可能とする。

　しかしながら、ＲＯＡＤＭシステム２０００で用いられるアレイ導波路回折格子や光スイッチは高価であることから、ＲＯＡＤＭシステムのコスト増加の要因となり、またＲＯＡＤＭシステムにおける設計の自由度を制限する、という課題があった。そこで、光分岐挿入技術であるＲＯＡＤＭにコヒーレント受信方式の波長選択機能を適用したノンブロッキングＲＯＡＤＭシステムの構成が提案されている（例えば、非特許文献１参照）。

　コヒーレント受信方式をＲＯＡＤＭシステムに適用した構成では、信号光の波長ごとの分岐は行われず、全チャンネルの信号光が受信器に入力される。そして、検出しようとするチャンネルの信号光と局部発振光との干渉成分のみをコヒーレント受信方式を用いて取り出すことによって、受信する波長（すなわちドロップする波長）を選択することが可能である。その結果、コヒーレント受信方式の波長選択機能が適用されたＲＯＡＤＭシステムにおいては、波長分岐のためのアレイ導波路回折格子や光スイッチなど高価な光学部品が不要となる。

　また、本願に関連して、ＷＯ２００９－０６９８１４号公報は、ＲＺ－ＤＱＳＫ方式の光受信回路の構成を記載している。ＲＺ－ＤＱＳＫは、Ｒｅｔｕｒｎ　ｔｏ　Ｚｅｒｏ－Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ　Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ　Ｐｈａｓｅ　Ｓｈｉｆｔ　Ｋｅｙｉｎｇの略である。

ＷＯ２００９－０６９８１４号公報

L. Nelson et al., "Real-Time Detection of a 40 Gbps Intradyne Channel in the Presence of Multiple Received WDM Channels," in Optical Fiber Communication Conference, OSA Technical Digest (CD) (Optical Society of America, 2010), paper OMJ1.

　コヒーレント受信方式、特に、複数波長の中から所望の波長の信号のみを取り出す波長選択型のコヒーレント光受信方式においては、高強度の多重信号光及び局部発振光が光受信器に入力される。そのため、光電変換デバイスであるフォトディテクタ（Ｐｈｏｔｏ　Ｄｅｔｅｃｔｅｒ：ＰＤ）は大きい受光電流を発生する。その結果、ＰＤの後段に配される、受光電流を増幅するトランスインピーダンス変換増幅器（Ｔｒａｎｓｉｍｐｅｄａｎｃｅ　Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ：ＴＩＡ）には大きい直流（Ｄｉｒｅｃｔ　Ｃｕｒｒｅｎｔ：ＤＣ）電流が入力される。ＴＩＡに入力される電流のＤＣ電流成分は、取り出すべき信号成分である交流（Ａｌｔｅｒｎａｔｉｎｇ　Ｃｕｒｒｅｎｔ：ＡＣ）電流成分に対するオフセット電流となる。このＤＣ電流成分が大きいと、信号成分であるＡＣ電流成分をＴＩＡが充分に増幅できず、ＴＩＡの後段で行われるデジタル信号処理において、処理精度が悪化する恐れがある。

　このように、コヒーレント光受信器は、高精度なデジタル信号処理を行うために、信号成分に対するＴＩＡの増幅特性を好ましい状態に維持する必要がある。具体的には、コヒーレント光受信器は、ＴＩＡに入力される電流に対するＤＣ電流成分の低減量を求めてＤＣ電流成分を低減することで、ＴＩＡがＡＣ電流成分（信号成分）を充分に増幅できるようにする必要がある。しかしながら、特許文献１及び非特許文献１は、ＤＣ電流成分の適切な低減量を求めるための構成を開示していない。

　本発明は、コヒーレント受信装置において、ＤＣ電流成分の適切な低減量を求めることによってＴＩＡが信号成分を好ましい状態で増幅することを可能とするための技術を提供することを目的とする。

　本発明の直流オフセット制御回路は、波長が異なる信号光が多重された多重信号光と、局部発振光と、を干渉させた干渉信号光から変換された電気信号の強度の最小値以下の強度を、電気信号から低減する直流成分の強度として求める。

　本発明の光受信器は、波長が異なる信号光が多重された多重信号光と、多重信号光から選択された信号光である検出信号光と干渉する波長の局部発振光と、が入力され、多重信号光と局部発振光とを干渉させた干渉信号光を出力する９０度ハイブリッド部と、９０度ハイブリッド部から出力された干渉信号光を電気信号に変換する光電変換部と、電気信号の強度の最小値以下の強度の直流成分を電気信号から低減する処理部と、を備える。

　本発明の光受信器の制御方法は、波長が異なる信号光が多重された多重信号光と、多重信号光から選択された信号光である検出信号光と干渉する波長の局部発振光と、を干渉させた干渉信号光を出力し、干渉信号光を電気信号に変換し、電気信号の強度の最小値以下の強度の直流成分を電気信号から低減する。

　本発明は、コヒーレント光受信器において、ＴＩＡに入力される光電流の交流成分を好ましい状態で増幅できるという効果を奏する。

第１の実施形態に係るコヒーレント光受信装置の構成を示す図である。第１の実施形態において光電変換器が出力する電流の波形を示す図である。第１の実施形態において光電変換器が出力する電流のＤＣ電流成分を低減させた後の波形を示す図である。本発明の第１又は第２の実施形態のコヒーレント光受信装置を用いたノンブロッキングＲＯＡＤＭシステムの構成を示すブロック図である。検出信号光強度を検出するための構成例を示す図である。本発明の第２の実施形態に係るコヒーレント光受信装置の構成を示すブロック図である。本発明の第２の実施形態に係るコヒーレント光受信装置が備える９０度ハイブリッド回路の構成を示すブロック図である。本発明に関連するＲＯＡＤＭシステムの構成を示すブロック図である。

　以下に、図面を参照しながら、本発明の実施形態について説明する。

　（第１の実施形態）
　図１は、本発明の第１の実施形態に係るコヒーレント光受信装置１００の構成を示す図である。コヒーレント光受信装置１００は、コヒーレント光受信器１１０、局部発振器１２０、制御部１３０、不揮発性メモリ１３１を備える。局部発振器１２０は、コヒーレント光受信器１１０に接続される。制御部１３０は、コヒーレント光受信器１１０が備える受光部１１１及び電気増幅器１１４、局部発振器１２０及び不揮発性メモリ１３１と接続されている。不揮発性メモリは、例えば半導体メモリである。

　コヒーレント光受信器１１０は、受光部１１１、９０度ハイブリッド回路１１２、光電変換器１１３及び電気増幅器１１４を備える。コヒーレント光受信器１１０は、波長が互いに異なる信号光が波長数だけ多重された多重信号光を一括して受信する。

　受光部１１１は、所定の電力比で分岐された多重信号光の一部を受光して、コヒーレント光受信器１１０に入力される多重信号光の強度に対応する電気信号を出力する。さらに、受光部１１１は、分岐された多重信号光のうちコヒーレント光受信器１１０で局部発振光と干渉させる波長の信号光の強度に対応する電気信号を出力する。

　局部発振器１２０は、多重信号光の中の少なくとも１つの信号光と干渉する局部発振光をコヒーレント光受信器１１０へ出力する。制御部１３０は、コヒーレント光受信装置１００の各部から入力された信号及び不揮発性メモリ１３１に記憶されている情報に基づいて、コヒーレント光受信装置１００及び局部発振器１２０を制御する。例えば、制御部１３０は、局部発振器１２０が出力する局部発振光の波長及び強度を設定してもよい。また、制御部１３０は、局部発振器１２０への設定内容、受光部１１１が出力する信号及び不揮発性メモリ１３１に記憶されているデータに基づいて、電気増幅器１１４を制御してもよい。さらに、制御部１３０は、不揮発性メモリ１３１に記憶されているプログラムに基づいて、接続された機器を制御してもよい。なお、局部発振器１２０、制御部１３０及び不揮発性メモリ１３１は、コヒーレント光受信器１１０の内部に備えられていてもよい。

　９０度ハイブリッド回路１１２には、多重信号光と局部発振器１２０から出力された局部発振光とが入力される。９０度ハイブリッド回路１１２は、入力された多重信号光と局部発振光とを干渉させた後に光電変換器１１３に出力する。

　光電変換器１１３は、９０度ハイブリッド回路１１２から入力された光を電気信号に変換する。光電変換器１１３はＰＤ等により構成される。電気増幅器１１４はＴＩＡ及び自動利得制御（Ａｕｔｏｍａｔｉｃ　Ｇａｉｎ　Ｃｏｎｔｒｏｌ：ＡＧＣ）回路等により構成される。電気増幅器１１４は、光電変換器１１３から入力された電気信号を増幅して出力する。このような構成を備えることで、コヒーレント光受信器１１０は、局部発振光と干渉する信号光を多重信号光の中から選択的にコヒーレント検波し、検波した信号を出力する。

　そして、電気増幅器１１４は、入力される電流のＤＣ電流成分の大きさを制御する。具体的には、電気増幅器１１４に入力された電流のＤＣ電流成分は、多重信号光強度と、局部発振光強度と、検出信号光強度と、コヒーレント光受信器１１０の電流変換効率と、に基づいて制御される。すなわち、電気増幅器１１４は、入力される電流のＤＣ電流成分の大きさを制御する機能を備えた処理部と呼ぶこともできる。

　ここで、多重信号光強度は、受光部１１１において求められる、コヒーレント光受信器１１０が受信する多重信号光の強度である。局部発振光強度は、局部発信器１２０からコヒーレント光受信器１１０に入力される局部発振光の強度である。検出信号光強度は、多重信号光に含まれる信号光の中で、検波しようとする波長、すなわち局部発振光と干渉させる波長の信号光の強度である。コヒーレント光受信器１１０の電流変換効率は、コヒーレント光受信器１１０へ入力される多重信号光強度あるいは局部発振光強度に対する、光電変換器１１３が出力する電流の大きさの比である。コヒーレント光受信器１１０の電流変換効率はあらかじめ測定され、不揮発性メモリ部に記憶されている。

　光電変換器１１３が出力する電流は、ＤＣ電流成分にＡＣ電流成分が重畳された脈流となる。ＤＣ電流成分の強度は、コヒーレント光受信器１１０が受信するすべての光の強度と、光電変換器１１３においてそれらの光が電流に変換される効率と、で決まる量である。従って、ＤＣ電流成分は、多重信号光強度及び局部発振光強度、並びに、それらがコヒーレント光受信器１１０において光電変換器１１３が出力する電流に変換される効率を示す電流変換効率から求めることができる。

　一方、ＡＣ電流成分は、検波しようとする多重信号光の波長の信号光（以下、「検出信号光」という。）と局部発振光との干渉によって生じたビート信号に基づいて生成される信号である。そして、ＡＣ電流成分は、検出信号光で変調されたデータ信号を含んでいる。従って、ＡＣ電流成分の振幅は、検出信号光の強度である検出信号光強度及び局部発振光強度、並びに、それらがコヒーレント光受信器１１０において光電変換器１１３が出力する電流に変換される効率を示す電流変換効率から求めることができる。

　図２は、光電変換器１１３が出力する電流の波形の例を示す図である。図２の横軸は時間、縦軸は電流の強度である。光電変換器１１３が出力する電流のピーク値は２．２ｍＡである。信号成分であるＡＣ電流成分の振幅は１．８ｍＡから２．２ｍＡの間であるので、ＡＣ電流成分の振幅の最大値と最小値との差は０．４ｍＡである。それに対して、ＤＣ電流成分の大きさは２．０ｍＡであり、ＡＣ電流成分の振幅に対して非常に大きい。光電変換器１１３が出力するＡＣ電流成分をこのままＴＩＡで充分に増幅しようとすると、ＴＩＡに大きな入力ダイナミックレンジが必要となる。

　そこで、電気増幅器１１４は、光電変換器１１３が出力する電流のＤＣ電流成分を低減させる機能を備える。例えば、コヒーレント光受信装置１００は、「ＤＣ電流成分の強度－（ＡＣ電流成分の振幅／２）」をＤＣ電流成分の低減量としてもよい。図２に示す例においては、ＤＣ電流成分の低減量は２．０－（０．４／２）＝１．８（ｍＡ）となる。

　図３は、光電変換器１１３が出力する電流のＤＣ電流成分を低減させた後の波形を示す図である。上記のようにＤＣ電流成分を低減させることにより、電流のピーク値は０．４ｍＡとなる。そして、ＡＣ電流成分の振幅は０．４ｍＡｐ－ｐのままであるのに対し、ＤＣ電流成分は２．０－１．８＝０．２（ｍＡ）となる。

　このように、ＤＣ電流成分を低減させた結果、ＴＩＡに入力される電流の強度が小さくなるため、ＴＩＡの入力ダイナミックレンジに対する要求が緩和される。すなわち、第１の実施形態のコヒーレント光受信装置１００は、コヒーレント光受信器において、ＴＩＡに入力されるＤＣ電流成分の低減を適切に行うことができる。その結果、コヒーレント光受信装置１００は、ＴＩＡに入力される光電流の交流成分を好ましい状態で増幅できるという効果を奏する。

　なお、図２及び図３においては、光電変換器１１３が出力する電流の最小値（図２では１．８ｍＡ）を、ＤＣ電流成分の低減量として求めている。また、ＤＣ電流の低減量はこの値よりも小さくとも、ＴＩＡに入力されるＤＣ電流成分は低減される。従って、以上に説明したコヒーレント光受信装置１００におけるＤＣ電流成分の制御は以下の直流オフセット制御回路によっても実現できる。

　すなわち、直流オフセット制御回路は、波長が異なる信号光が多重された多重信号光と、局部発振光と、を干渉させた干渉信号光から変換された電気信号のＤＣ電流成分の低減量を求める。具体的には、直流オフセット制御回路は、干渉信号光から変換された電気信号の最小値以下の強度を、電気信号から低減する直流成分の強度として求める。

　このような構成の直流オフセット制御回路は、ＴＩＡに入力されるＤＣ電流成分の低減量を求めることができるので、求めた低減量に基づいてＤＣ電流成分を低減することによって、ＴＩＡに入力される光電流の交流成分を好ましい状態で増幅できる。

　次に、このような構成を備えるコヒーレント光受信装置１００を用いることにより実現される、波長選択性を備えたノンブロッキングＲＯＡＤＭシステムについて説明する。図４は、第１の実施形態のコヒーレント光受信装置１００を用いたノンブロッキングＲＯＡＤＭシステム１０００の一例を示す図である。

　ノンブロッキングＲＯＡＤＭシステム１０００は、多重信号光の分岐及び合流を行う光ノードである。光スプリッター１－１は、波長多重された多重信号光を、波長ブロッカー２及びコヒーレント光受信器４－１～４－Ｎに所定の電力比で分岐する。波長ブロッカー２に分岐された多重信号光のうち、一部の波長の信号光はブロックされる。波長ブロッカー２は、ブロックされない波長の信号光を透過させる。波長ブロッカー２を透過した光は、光アンプ７で増幅された後に光スプリッター１－２に送られる。

　光スプリッター１－１で分岐された多重信号光のうち、波長ブロッカー２へ入力されない多重信号光は、局部発振器３－１～３－Ｎが出力する局部発振光とコヒーレント光受信器４－１～４－Ｎにおいて各々合波されて受信される。その後、コヒーレント光受信器４－１～４－Ｎは、光－電気変換された信号をクライアント６－１～６－Ｎに各々送信する。ここで、コヒーレント光受信器４－１～４－Ｎ、局部発振器３－１～３－Ｎ及び制御部８は、それぞれ図１で説明したコヒーレント光受信器１１０、局部発振器１２０及び制御部１３０に相当する。

　一方、クライアント６－１～６－Ｎが送信する信号は、各々送信器５－１～５－Ｎで電気－光変換された後に光スプリッター１－２に送られる。ここで、波長ブロッカー２は、送信器５－１～５－Ｎから送信される信号光の波長をブロックするように制御される。その結果、光スプリッター１－２において、送信器５－１～５－Ｎから送信された信号光は、波長ブロッカー２及び光アンプ７を通過した多重信号光と波長が重複することなく挿入される。制御部８は波長ブロッカー２、局部発振器３－１～３－Ｎ、コヒーレント光受信器４－１～４－Ｎ、および送信器５－１～５－Ｎを制御する。

　図４に示した本実施形態によるノンブロッキングＲＯＡＤＭシステム１０００においては、図８で説明した構成では不可欠であったアレイ導波路回折格子（ＡＷＧ）や光スイッチ（Ａｄｄ－Ｄｒｏｐ－ＳＷ）は不要となる。アレイ導波路回折格子や光スイッチを用いる構成はノードのコスト増加の要因となり、またＲＯＡＤＭシステムにおける設計の自由度を制限する、という課題があった。それに対して、図４に示したノンブロッキングＲＯＡＤＭシステム１０００は、光ノードに図１に示したコヒーレント光受信装置１００の構成を適用している。その結果、ノンブロッキングＲＯＡＤＭシステム１０００は、かかる課題を生じることなく、多重信号光を局部発振光の波長により選択的に受信することが可能である。

　ＲＯＡＤＭシステム１０００で分岐（ドロップ）を行わず通過させる波長に対しては、コヒーレント光受信器４－ｐ及び送信器５－ｐ（ｐは通過させる波長を送受信する送信器及び受信器の番号とする）を設置しないでおいてもよい。あるいはコヒーレント光受信器４－ｐ及び送信器５－ｐを設置していた場合でも、これらを該当波長で動作させないようにしておいてもよい。このとき、波長ブロッカー２は通過させるチャンネルの信号のみを通すように設定される。なお、コヒーレント光受信器４－１～４－Ｎにおけるこれらの制御は制御部８が行う。

　ノンブロッキングＲＯＡＤＭシステム１０００で用いられるコヒーレント光受信器４－１～４－Ｎは、図１に記載されたコヒーレント光受信器１１０と同様の構成を備える。すなわち、コヒーレント光受信器４－１～４－Ｎは、図１～図３を用いて説明した手順により、それぞれが備える光電変換器１１３が出力する電流のＡＣ電流成分及びＤＣ電流成分の大きさを求める。そして、コヒーレント光受信器４－１～４－Ｎは、求めたＡＣ電流成分及びＤＣ電流成分に基づいて光電変換器１１３が出力する電流からＤＣ電流成分の低減量を求める。さらに、光受信器４－１～４－Ｎは、低減量に相当するＤＣ電流の低減をＴＩＡに入力される電流に対して行う。従って、ノンブロッキングＲＯＡＤＭシステム１０００においても、ＴＩＡに入力されるＤＣ電流成分の低減量が適切に求められるため、ＴＩＡに入力される光電流の交流成分は好ましい状態で増幅される。

　なお、検出信号光強度の検出は、光スプリッター１－１によって分岐された信号光を用いて行われてもよい。図５は、検出信号光強度を検出するための構成例を示す図である。図５に示す構成においては、図４で説明した光スプリッター１－１によって分岐された信号光から、局部発振光と干渉させる波長の信号光のみが波長可変光フィルタ７２を用いて抽出される。波長可変光フィルタ７２を透過した光の強度をパワーメーター７３で測定することにより、局部発振光と干渉させようとする信号光の強度（すなわち検出光強度）を測定することができる。波長可変フィルタ７２は特定の波長の信号光を抽出できるデバイスであればよく、例えばＡＷＧが用いられてもよい。多重信号光強度は、図１に示した受光部１１１において測定される。しかし、波長可変フィルタ７２を、多重信号光をすべて透過させるように設定し、多重信号光強度をパワーメーター７３で測定してもよい。

　また、あらかじめ光路上の所定の位置における光強度に対する受光部１１１やパワーメーター７３等が出力する光強度を示す信号の大きさや、コヒーレント光受信器１１０を構成する光部品の損失を測定して、不揮発性メモリ１３１に記憶させておいてもよい。例えば、ＤＣ電流成分の低減量の計算のために必要となるコヒーレント光受信器１１０内の各部の光強度と、それに対して受光部１１１等で出力される信号の大きさとの関係をあらかじめ測定し記憶させておいてもよい。不揮発性メモリに記憶されたこれらの値を用いることで、ＤＣ電流成分の低減量の計算のために必要となる各部の光強度を容易に求めることが可能となる。
（第２の実施形態）
　次に、本発明の第２の実施形態について説明する。図６は、本発明の第２の実施形態に係るコヒーレント光受信装置２００の構成を示すブロック図である。本実施形態では、第１の実施形態で説明したコヒーレント光受信器の構成を偏波多重４相位相変移変調方式に適用する場合について説明する。偏波多重４相位相変移変調は、ＤＰ－ＱＰＳＫ（Ｄｕａｌ　Ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ－Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ　Ｐｈａｓｅ　Ｓｈｉｆｔ　Ｋｅｙｉｎｇ）とも呼ばれる。

　コヒーレント光受信装置２００は、コヒーレント光受信器２１０、局部発振器（ＬＯ）３３、監視制御部３０－２、不揮発性メモリ３０－３及びデジタル信号処理部（Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｓｉｇｎａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ：ＤＳＰ）３０－１を備える。

　コヒーレント光受信器２１０は、受光部３２、偏光ビームスプリッタ（Ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ　Ｂｅａｍ　Ｓｐｌｉｔｔｅｒ：ＰＢＳ）３４、光カプラ３５、９０度ハイブリッド回路３６－１、３６－２を備える。コヒーレント光受信器２１０は、さらに、バランスＰＤ３７－１～３７－４、ＴＩＡ／ＡＧＣ３８－１～３８－４、アナログ－デジタル変換器（Ａｎａｌｏｇ－ｔｏ－Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ：ＡＤＣ）３９－１～３９－４を備える。ＴＩＡ／ＡＧＣ３８－１～３８－４は、ＴＩＡ及びＡＧＣ回路を備える。なお、局部発振器３３、監視制御部３０－２、不揮発性メモリ３０－３及びＤＳＰ３０－１は、コヒーレント光受信器２１０の内部に備えられていてもよい。

　コヒーレント光受信装置２００に入力される多重信号光の一部は所定の電力比で受光部３２へ分岐される。受光部３２は、分岐された多重信号光を受光して、コヒーレント光受信器２１０に入力される多重信号光の強度に対応する電気信号を出力する。さらに、受光部３２は、分岐された多重信号光のうちコヒーレント光受信器２１０で局部発振光と干渉させる波長の信号光の強度に対応する電気信号を出力する。

　また、多重信号光はＰＢＳ３４でＸ偏波およびＹ偏波に分離される。ＰＢＳ３４で分離された多重信号光は、各々９０度ハイブリッド回路３６－１、３６－２に入力される。一方、局部発振器３３から出力される局部発振光は光カプラ３５で２分岐され、各々９０度ハイブリッド回路３６－１、３６－２に入力される。

　９０度ハイブリッド回路３６－１、３６－２は、多重信号光と局部発振光との干渉光を生成し、干渉光をバランス型フォトディテクタであるバランスＰＤ３７－１～３７－４へ出力する。バランスＰＤ３７－１～３７－３で光電変換された多重信号光は、ＴＩＡ／ＡＧＣ３８－１～３８－４で強度が調整される。その後、ＴＩＡ／ＡＧＣ３８－１～３８－４の出力信号はＡＣ結合を通してＡＤＣ３９－１～３９－４に入力される。ＡＤＣ３９－１～３９－４でデジタル化された信号は、ＤＳＰ３０－１でデジタル信号処理される。ＤＳＰ３０－１は、デジタル信号処理された信号を出力する。また、監視制御部３０－２は、コヒーレント光受信装置２００の各部の動作を監視して制御する。

　図７は、図６に示したコヒーレント光受信器２１０が備える９０度ハイブリッド回路３６－１、３６－２の具体的な構成の一例を示す図である。９０度ハイブリッド回路３６－１、３６－２は、光カプラ４１－１～４１－６、π位相シフタ４２－１及び４２－２、π／２位相シフタ４３、光ミキサー４４－１～４４－４を備える。

　多重信号光は光カプラ４１－１、４１－２及び４１－４で４分岐される。一方、局部発振光は光カプラ４１－３、４１－５及び４１－６で４分岐される。４分岐された局部発振光は、π／２位相シフタ４３及びπ位相シフタ４２－１、４２－２において、それぞれπ／２またはπの位相シフトを受ける。その結果、光ミキサー４４－１～４４－４に入力される局部発振光は、それぞれ０、π、π／２、３π／２の位相シフトを受ける。

　光ミキサー４４－１～４４－４は、局部発振光と信号光との干渉光を生成し、干渉光を光電変換器であるＰＤ４５－１～４５－４に出力する。ＰＤ４５－１～４５－４は、図６に示したコヒーレント光受信器２１０が備えるバランスＰＤ３７－１～３７－２またはＰＤ３７－３～３７－４に相当する。バランスＰＤ３７－１～３７－４は、それぞれ２個のＰＤで１個のバランスＰＤを構成する。

　次に、ＰＤ４５－１～４５－４が出力する電流について説明する。ｎ個の異なる波長の信号光が多重された多重信号光の振幅をＳ（ｔ）、局部発振光の振幅をＬ（ｔ）とすると、それぞれは下式のように表わされる。

　ここで、ω_ｋ、ωはそれぞれ信号光、局部発振光の角周波数を示す。一般に、信号光の周波数をｆとするとその角周波数ω＝２πｆであり、その波長λ＝ｃ／ｆ（ｃは光速）である。また、φ_ｋは信号光の位相であり、位相変調方式ではこの位相に送信情報が乗せられる。例えば、ＱＰＳＫ方式ではφ_ｋは０、π、π／２、３π／２のいずれかの値である。Ａ_ｋは、角周波数がω_ｋである信号光の振幅であり、Ｂは局部発振光の振幅である。

　受信しようとする信号光の角周波数ω_１と局部発振光の角周波数ωが一致している（ω_１＝ω）とすると、ＰＤ４５－１～４のそれぞれの出力電流は次のように表される。
ＰＤ４５－１（正相成分）の出力電流：

ＰＤ４５－２（逆相成分）の出力電流：

ＰＤ４５－３（正相成分）の出力電流：

ＰＤ４５－４（逆相成分）の出力電流：

　式（１）～式（４）における、ａ、ｂ、ｃ、ｄはそれぞれコヒーレント光受信器の電流変換効率である。コヒーレント光受信器の電流変換効率とは、コヒーレント光受信器に入力される単位光パワーに対してＰＤで生じる電流の強度である。ここでは信号光がコヒーレント光受信器に入力される点（以下、「信号光ポート」という。）における光電力に対する電流変換効率をコヒーレント光受信器の電流変換効率とする。また、信号光ポートにおける光電力に対する電流変換効率と、局部発振光がコヒーレント光受信器に入力される点（以下、「局部発振光ポート」という。）における光電力に対する電流変換効率は等しいとしている。

　ここで、局部発振光と干渉させようとする信号の添字ｋをｋ＝１とする。すると、ｋ＝１以外の信号光の周波数は、局部発振光から通常は５０ＧＨｚ以上離れているので、これらの信号光と局部発振光との干渉成分は各ＰＤが光電変換可能な帯域外となる。そのため、これらの干渉成分は式（１）～式（４）中には現れない。ここで、ＰＤが出力する電流のＤＣ電流成分Ｉ_ＤＣは、式（５）で表される。

　また、ＰＤ４５－１～４５－４が出力する電流のＡＣ電流成分Ｉ_ＡＣは、式（６）で表される。

　次に、ＰＤ４５－１～４５－４の電流変換効率及びコヒーレント光受信器の電流変換効率について具体的に説明する。ＰＤの電流変換効率とは、ＰＤ４５－１～４５－４に入力される単位光パワーに対してＰＤ４５－１～４５－４で生じる電流の強度である。すなわち、ＰＤの電流変換効率とは、ＰＤに１Ｗの強度の光を入力した時に何Ａの電流が流れるかを示す値である。一般に、ＰＤへの入力光強度Ｐ［Ｗ］とＰＤが出力する光電流Ｉ［Ａ］との関係は次式で表される。

ここで、Ｉは光電流、ｅは電荷素量、ｈはプランク定数、λは波長、ｃは光速、ηは量子効率をそれぞれ表わす。上式からＰＤの電流変換効率は下記のように求まる。

　これに対して、コヒーレント光受信器の電流変換効率とは、上述のように、光受信器の信号光ポートまたは局部発振光ポートに入力される単位光パワーに対してＰＤで生じる電流の強度である。コヒーレント光受信器２１０の信号光ポートに入力された信号光は、ＰＢＳ３４で２分岐され、９０度ハイブリッド回路３６－１及び３６－２でそれぞれ４分岐される。すなわち、信号光は合計８分岐される。そのため、８分岐分に相当する９ｄＢの光損失が生じる。したがって、コヒーレント光受信器２１０の信号光ポートへの入力パワーをＰ_ｓｉｇ[ｄＢｍ]とすると、ＰＤへの入力強度Ｐ[ｄＢｍ]は次式で表わされる。

　ここで、Ｌ_ｓｉｇは信号光ポートからＰＤ４５－１～４５－４までの光路の過剰損失を示す。上記２式より、コヒーレント光受信器２１０の信号光ポートにおける電流変換効率は次式により表わされる。

　例えば、ＰＤの電流変換効率を０．８[Ａ／Ｗ]、過剰損失Ｌ_ｓｉｇを２ｄＢとすると、コヒーレント光受信器の信号光ポートの電流変換効率は式（１１）のように求められる。

　コヒーレント光受信器の局部発振光ポートの電流変換効率も、局部発振光ポートにおける局部発振光の強度及び局部発振光ポートからＰＤ４５－１～４５－４までの光路の過剰損失を用いて同様に求めることができる。

　信号光ポート及び局部発振光ポートの電流変換効率は、通常、９０度ハイブリッド回路の特性データとして製品個々に測定され、不揮発性メモリ３０－３に記憶される。

　このような構成を備えることにより、第２の実施形態のコヒーレント光受信器は、第１の実施形態と同様に、ＴＩＡに入力される光電流の交流成分を好ましい状態で増幅できるという効果を奏する。

　なお、第１の実施形態と同様に、第２の実施形態のコヒーレント光受信器２１０を図４で説明したノンブロッキングＲＯＡＤＭシステム１０００に適用することも可能である。この場合のノンブロッキングＲＯＡＤＭシステムの基本的な構成及び動作は図４と同様である。すなわち、コヒーレント光受信器２１０をコヒーレント光受信器４－１～４－Ｎとして用いたノンブロッキングＲＯＡＤＭシステム１０００は、局部発振光と多重信号光とを干渉させる。検波しようとする信号光と同一波長の局部発振光と干渉させることによって、コヒーレント光受信器４－１～４－Ｎは、多重信号光を波長毎に分離することなく全波長のチャンネルを受信するにも関わらず、特定の波長の信号光のみを取り出せる。

　ここで、ノンブロッキングＲＯＡＤＭシステム１０００には複数波長の信号光が同時に入力されるため、高強度の光がコヒーレント光受信器４－１～４－Ｎに入力される。例えば、１チャンネル当りの光強度が＋０ｄＢｍである信号光が３２チャンネル入力されるとすると、全信号光強度

が＋１５．１ｄＢｍ（＝３２ｍＷ）の光がコヒーレント光受信器の信号光ポートに入力されることになる。これに加えて、局部発振光がコヒーレント光受信器の局部発振光ポートに入力される。局部発振光の強度Ｂ^２が＋１５ｄＢｍ（＝３１．６ｍＷ）であり、信号光ポート及び局部発振光ポートの電流変換効率ｍ（＝ａ，ｂ，ｃ，ｄ）を０．０６３５[Ａ／Ｗ]とすると、式（５）で表されるＤＣ電流成分I_ＤＣは４ｍＡ、式（６）で表されるＡＣ電流成分Ｉ_ＡＣは約１．５ｍＡｐｐとなる。よって、ＴＩＡ／ＡＧＣ３８－１～３８－４は、［I_ＤＣ－（Ｉ_ＡＣ／２）］＝３．２５ｍＡだけＤＣ電流成分を低減するように制御される。

　ここで、監視制御部３０－２は、検出信号光強度Ａ_１(ｔ）^２あるいは多重信号光強度

の変化に対して、ＤＣ電流成分の低減量が［I_ＤＣ－（Ｉ_ＡＣ／２）］となるように適応的に制御してもよい。なお、検出信号光強度を検出するために、先に説明した図５に示す構成を用いてもよい。

　あるいは、監視制御部３０－２は、コヒーレント光受信器が使用される条件において、［I_ＤＣ－（Ｉ_ＡＣ／２）］の値が常に正の値となるような固定値をＤＣ電流の低減量としてもよい。ＤＣ電流の低減量を固定値とすることで、ＤＣ電流の低減量を求める処理を簡略化することができる。

　なお、検出信号光強度測定の手順を簡便化するために、検出信号光強度として固定された値を用い、多重信号光強度として図６に示した受光部３２にて測定した値を用いてもよい。固定された検出信号光強度としては、例えば設計上の最大値や、所定の期間実測した検出信号光強度の最大値を用いてもよく、またこれらには限定されない。検出信号光強度として固定された値を用いることで、図５に示した波長可変光フィルタ７２やパワーメーター７３を省略し、コヒーレント光受信装置の構成を簡略化することができる。
（第３の実施形態）
　次に、本発明の第３の実施形態について説明する。本発明の第３の実施形態に係るコヒーレント光受信装置の構成は図６に示したコヒーレント光受信装置２００と同様である。第３の実施形態は、多重信号光強度の測定が、受光部３２の出力信号ではなく、バランスＰＤ３７－１～３７－４の少なくとも１つの光電流によって測定される点で第２の実施形態と異なる。そして、バランスＰＤ３７－１～３７－４は、出力する光電流の値を制御部３０－２に通知する。

　バランスＰＤ３７－１～３７－４で測定される光電流は、ＤＣ電流成分に相当する。なぜならば、この光電流に含まれているＡＣ電流成分の周波数は数１０ＧＨｚと高速であり、一定以上の時定数を持った通常の電流検出回路を用いて光電流を測定することによってＡＣ電流成分は平均化され、ＤＣ電流成分のみが検出されるからである。ＡＣ電流成分を第１または第２の実施形態と同様の手順で算出し、［ＤＣ電流成分－（ＡＣ電流成分）／２］を計算することで、ＤＣ電流成分の低減量が算出される。バランスＰＤ３７－１～３７－４から出力される光電流の大きさによって多重信号光強度を求めることができるので、この構成では、受光部３２において多重信号光強度を測定する必要がなく、コヒーレント光受信装置の構成が簡略化される。

　このように、第３の実施形態の構成で説明したコヒーレント光受信器も、ＴＩＡに入力されるＤＣ電流成分の低減を適切に行うことで、ＴＩＡに入力される光電流の交流成分を好ましい状態で増幅できるという効果を奏する。

　以上、第１～第３の実施形態を参照して本願発明を説明したが、本願発明は上記実施形態に限定されものではない。本願発明の構成や詳細には、本願発明のスコープ内で当業者が理解し得る様々な変更をすることができる。

　この出願は、２０１２年３月２１日に出願された日本出願特願２０１２－０６３９９７を基礎とする優先権を主張し、その開示の全てをここに取り込む。

　なお、本発明の実施形態は以下の付記のようにも記載されうるが、これらには限定されない。
（付記１）
　波長が異なる信号光が多重された多重信号光と、局部発振光と、を干渉させた干渉信号光から変換された電気信号の強度の最小値以下の強度を、前記電気信号から低減する直流成分の強度として求める、直流オフセット制御回路。
（付記２）
　前記多重信号光の強度と、前記局部発振光の強度と、前記多重信号光及び前記局部発振光が前記電気信号に変換される比を示す電流変換効率と、に基づいて前記電気信号の直流成分の強度を示す第１の値Ａを求め、
　前記多重信号光から選択された、前記局部発振光と干渉する信号光である検出信号光の強度と、前記局部発振光の強度と、前記電流変換効率と、に基づいて前記電気信号の交流成分の振幅を示す第２の値Ｂを求め、
　前記電気信号から低減する直流成分の強度を［Ａ－（Ｂ／２）］により求める、付記１に記載された直流オフセット制御回路。
（付記３）
　波長が異なる信号光が多重された多重信号光と、前記多重信号光から選択された信号光である検出信号光と干渉する波長の局部発振光と、が入力され、前記多重信号光と前記局部発振光とを干渉させた干渉信号光を出力する９０度ハイブリッド部と、
　前記９０度ハイブリッド部から出力された前記干渉信号光を電気信号に変換する光電変換部と、
　前記電気信号の強度の最小値以下の強度の直流成分を前記電気信号から低減する処理部と、
を備える光受信器。
（付記４）
　前記多重信号光の強度を示す多重光強度信号を出力する第１の強度検出部と、
　前記多重信号光から選択された、前記局部発振光と干渉する信号光である検出信号光の強度を示す検出光強度信号を出力する第２の強度検出部と、
　をさらに備え、
　前記処理部は、
　前記光電変換部から出力された前記電気信号を増幅するとともに、前記多重光強度信号と、前記局部発振光の強度と、前記多重信号光及び前記検出光強度信号が前記電気信号に変換される比を示す電流変換効率と、に基づいて前記電気信号の直流成分の強度を示す第１の値Ａを求め、前記検出光強度信号と、前記局部発振光の強度と、前記電流変換効率と、に基づいて前記電気信号の交流成分の振幅を示す第２の値Ｂを求め、前記電気信号から低減する直流成分の強度を［Ａ－（Ｂ／２）］とする、付記３に記載された光受信器。
（付記５）
　前記第１の強度検出部は、前記多重信号光の一部が分岐された光の強度に比例する信号を前記多重光強度信号として出力する、付記４に記載された光受信器。
（付記６）
　前記第１の強度検出部は、前記光電変換部が出力する前記電気信号の強度の直流成分を検出し、検出した信号を前記多重光強度信号として出力する、付記４に記載された光受信器。
（付記７）
　前記第２の強度検出部は、前記多重信号光を分岐させた信号光から前記検出信号光の波長のみを透過させた光の強度に比例する信号を前記検出光強度信号として出力する、付記４乃至６のいずれかに記載された光受信器。
（付記８）
　前記検出信号光強度信号は、前記第２の強度検出部から出力される前記検出信号光の強度の最大値に設定される、付記７に記載された光受信器。
（付記９）
　波長が異なる信号光が多重された多重信号光を所定の分岐比で分岐する第１の光カプラ部と、
　前記第１の光カプラ部で分岐された前記多重信号光と、前記多重信号光から選択された信号光である検出信号光と干渉する波長の局部発振光と、が入力される付記３乃至８のいずれかに記載された光受信器と、
　前記検出信号光の波長の信号光を送信する光送信器と、
　前記１の光カプラ部で分岐された多重信号光のうち前記検出信号光として選択されなかった波長の信号光を透過する光フィルタ部と、
　前記光送信器及び前記光フィルタ部から出力される信号光を合流させて出力する第２の光カプラと、を備える光ノード装置。
（付記１０）
　波長が異なる信号光が多重された多重信号光と、局部発振光と、を干渉させた干渉信号光から変換された電気信号の強度の最小値以下の強度を、前記電気信号から低減する直流成分の強度として求める、直流オフセット制御方法。
（付記１１）
　波長が異なる信号光が多重された多重信号光と、前記多重信号光から選択された信号光である検出信号光と干渉する波長の局部発振光と、を干渉させた干渉信号光を出力し、
　前記干渉信号光を電気信号に変換し、
　前記電気信号の強度の最小値以下の強度の直流成分を前記電気信号から低減する、
光受信器の制御方法。

　　１００、２００　コヒーレント光受信装置
　　１１０、２１０　コヒーレント光受信器
　　１１１、３２　受光部
　　１１２　９０度ハイブリッド回路
　　１１３　光電変換器
　　１１４　電気増幅器
　　１２０　局部発振器
　　１３０　制御部
　　１３１　不揮発性メモリ
　　１－１、１－２　光スプリッター
　　２　波長ブロッカー
　　３－１～３－Ｎ、２３－１～２３－Ｎ、３３　局部発振器（ＬＯ）
　　４－１～４－Ｎ　２４－１～２４－Ｎ　コヒーレント光受信器
　　５－１～５－Ｎ、２５－１～２５－Ｎ　送信器
　　６－１～６－Ｎ、２６－１～２６－Ｎ　クライアント
　　７　光アンプ
　　８　制御部
　　２１－１、２１－２　アレイ導波路回折格子（ＡＷＧ）
　　２２　Ａｄｄ－Ｄｒｏｐ－ＳＷ
　　３０－１　ＤＳＰ
　　３０－２　監視制御部
　　３０－３　不揮発性メモリ部
　　３４　ＰＢＳ
　　３５　光カプラ
　　３６－１、３６－２　９０度ハイブリッド回路
　　３７－１～３７－４　バランスＰＤ
　　３８－１～３８－４　ＴＩＡ／ＡＧＣ
　　３９－１～３９－４　ＡＤＣ
　　４１－１～４１－６　光カプラ
　　４２－１、４２－２　π位相シフタ
　　４３　π/２位相シフタ
　　４４－１～４４－４　光ミキサー
　　４５－１～４５－４　ＰＤ
　　７２　波長可変フィルタ
　　７３　パワーメーター
　　１０００　ノンブロッキングＲＯＡＤＭシステム
　　２０００　本発明に関連するＲＯＡＤＭシステム

Claims

　波長が異なる信号光が多重された多重信号光と、局部発振光と、を干渉させた干渉信号光から変換された電気信号の強度の最小値以下の強度を、前記電気信号から低減する直流成分の強度として求める、直流オフセット制御回路。
　前記多重信号光の強度と、前記局部発振光の強度と、前記多重信号光及び前記局部発振光が前記電気信号に変換される比を示す電流変換効率と、に基づいて前記電気信号の直流成分の強度を示す第１の値Ａを求め、
　前記多重信号光から選択された、前記局部発振光と干渉する信号光である検出信号光の強度と、前記局部発振光の強度と、前記電流変換効率と、に基づいて前記電気信号の交流成分の振幅を示す第２の値Ｂを求め、
　前記電気信号から低減する直流成分の強度を［Ａ－（Ｂ／２）］により求める、請求項１に記載された直流オフセット制御回路。
　波長が異なる信号光が多重された多重信号光と、前記多重信号光から選択された信号光である検出信号光と干渉する波長の局部発振光と、が入力され、前記多重信号光と前記局部発振光とを干渉させた干渉信号光を出力する９０度ハイブリッド部と、
　前記９０度ハイブリッド部から出力された前記干渉信号光を電気信号に変換する光電変換部と、
　前記電気信号の強度の最小値以下の強度の直流成分を前記電気信号から低減する処理部と、
を備える光受信器。
　前記多重信号光の強度を示す多重光強度信号を出力する第１の強度検出部と、
　前記多重信号光から選択された、前記局部発振光と干渉する信号光である検出信号光の強度を示す検出光強度信号を出力する第２の強度検出部と、
　をさらに備え、
　前記処理部は、
　前記光電変換部から出力された前記電気信号を増幅するとともに、前記多重光強度信号と、前記局部発振光の強度と、前記多重信号光及び前記検出光強度信号が前記電気信号に変換される比を示す電流変換効率と、に基づいて前記電気信号の直流成分の強度を示す第１の値Ａを求め、前記検出光強度信号と、前記局部発振光の強度と、前記電流変換効率と、に基づいて前記電気信号の交流成分の振幅を示す第２の値Ｂを求め、前記電気信号から低減する直流成分の強度を［Ａ－（Ｂ／２）］とする、請求項３に記載された光受信器。
　前記第１の強度検出部は、前記多重信号光の一部が分岐された光の強度に比例する信号を前記多重光強度信号として出力する、請求項４に記載された光受信器。
　前記第１の強度検出部は、前記光電変換部が出力する前記電気信号の強度の直流成分を検出し、検出した信号を前記多重光強度信号として出力する、請求項４に記載された光受信器。
　前記第２の強度検出部は、前記多重信号光を分岐させた信号光から前記検出信号光の波長のみを透過させた光の強度に比例する信号を前記検出光強度信号として出力する、請求項４乃至６のいずれかに記載された光受信器。
　前記検出信号光強度信号は、前記第２の強度検出部から出力される前記検出信号光の強度の最大値に設定される、請求項７に記載された光受信器。
　波長が異なる信号光が多重された多重信号光を所定の分岐比で分岐する第１の光カプラ部と、
　前記第１の光カプラ部で分岐された前記多重信号光と、前記多重信号光から選択された信号光である検出信号光と干渉する波長の局部発振光と、が入力される請求項３乃至８のいずれかに記載された光受信器と、
　前記検出信号光の波長の信号光を送信する光送信器と、
　前記１の光カプラ部で分岐された多重信号光のうち前記検出信号光として選択されなかった波長の信号光を透過する光フィルタ部と、
　前記光送信器及び前記光フィルタ部から出力される信号光を合流させて出力する第２の光カプラと、を備える光ノード装置。
　波長が異なる信号光が多重された多重信号光と、前記多重信号光から選択された信号光である検出信号光と干渉する波長の局部発振光と、を干渉させた干渉信号光を出力し、
　前記干渉信号光を電気信号に変換し、
　前記電気信号の強度の最小値以下の強度の直流成分を前記電気信号から低減する、
光受信器の制御方法。