JP5278619B2 - コヒーレント受信器 - Google Patents
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- 230000001427 coherent effect Effects 0.000 title claims abstract description 51
- 230000003287 optical effect Effects 0.000 claims abstract description 68
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims abstract description 53
- 238000012544 monitoring process Methods 0.000 claims abstract description 15
- 230000002238 attenuated effect Effects 0.000 claims abstract description 13
- 230000002452 interceptive effect Effects 0.000 claims abstract description 8
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 62
- 239000006185 dispersion Substances 0.000 claims description 19
- 238000012360 testing method Methods 0.000 claims description 17
- 238000004891 communication Methods 0.000 claims description 4
- 230000000670 limiting effect Effects 0.000 claims description 3
- 238000000691 measurement method Methods 0.000 claims description 3
- 230000035945 sensitivity Effects 0.000 abstract description 15
- 239000000284 extract Substances 0.000 abstract description 3
- 238000000034 method Methods 0.000 description 28
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 12
- 238000005259 measurement Methods 0.000 description 12
- 230000006866 deterioration Effects 0.000 description 10
- 238000012545 processing Methods 0.000 description 10
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 9
- 230000008878 coupling Effects 0.000 description 5
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 description 5
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 description 5
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 5
- 230000010287 polarization Effects 0.000 description 4
- 230000000903 blocking effect Effects 0.000 description 3
- 238000004364 calculation method Methods 0.000 description 3
- 230000001276 controlling effect Effects 0.000 description 3
- 230000000875 corresponding effect Effects 0.000 description 3
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 3
- 229920006395 saturated elastomer Polymers 0.000 description 3
- 238000004088 simulation Methods 0.000 description 3
- 230000003247 decreasing effect Effects 0.000 description 2
- 238000011161 development Methods 0.000 description 2
- 230000005684 electric field Effects 0.000 description 2
- 230000014509 gene expression Effects 0.000 description 2
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 description 2
- IBBLRJGOOANPTQ-JKVLGAQCSA-N quinapril hydrochloride Chemical compound Cl.C([C@@H](C(=O)OCC)N[C@@H](C)C(=O)N1[C@@H](CC2=CC=CC=C2C1)C(O)=O)CC1=CC=CC=C1 IBBLRJGOOANPTQ-JKVLGAQCSA-N 0.000 description 2
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 description 2
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 1
- 238000012937 correction Methods 0.000 description 1
- 230000002596 correlated effect Effects 0.000 description 1
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 1
- 238000013461 design Methods 0.000 description 1
- 230000009977 dual effect Effects 0.000 description 1
- 238000004020 luminiscence type Methods 0.000 description 1
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 1
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 1
- 238000011897 real-time detection Methods 0.000 description 1
- 230000002829 reductive effect Effects 0.000 description 1
- 238000011160 research Methods 0.000 description 1
- 238000011144 upstream manufacturing Methods 0.000 description 1
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-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B10/00—Transmission systems employing electromagnetic waves other than radio-waves, e.g. infrared, visible or ultraviolet light, or employing corpuscular radiation, e.g. quantum communication
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- H04B10/075—Arrangements for monitoring or testing transmission systems; Arrangements for fault measurement of transmission systems using an in-service signal
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- H04B10/0799—Monitoring line transmitter or line receiver equipment
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- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01J—MEASUREMENT OF INTENSITY, VELOCITY, SPECTRAL CONTENT, POLARISATION, PHASE OR PULSE CHARACTERISTICS OF INFRARED, VISIBLE OR ULTRAVIOLET LIGHT; COLORIMETRY; RADIATION PYROMETRY
- G01J1/00—Photometry, e.g. photographic exposure meter
- G01J1/10—Photometry, e.g. photographic exposure meter by comparison with reference light or electric value provisionally void
- G01J1/16—Photometry, e.g. photographic exposure meter by comparison with reference light or electric value provisionally void using electric radiation detectors
- G01J1/1626—Arrangements with two photodetectors, the signals of which are compared
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01J—MEASUREMENT OF INTENSITY, VELOCITY, SPECTRAL CONTENT, POLARISATION, PHASE OR PULSE CHARACTERISTICS OF INFRARED, VISIBLE OR ULTRAVIOLET LIGHT; COLORIMETRY; RADIATION PYROMETRY
- G01J1/00—Photometry, e.g. photographic exposure meter
- G01J1/42—Photometry, e.g. photographic exposure meter using electric radiation detectors
- G01J1/4257—Photometry, e.g. photographic exposure meter using electric radiation detectors applied to monitoring the characteristics of a beam, e.g. laser beam, headlamp beam
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B10/00—Transmission systems employing electromagnetic waves other than radio-waves, e.g. infrared, visible or ultraviolet light, or employing corpuscular radiation, e.g. quantum communication
- H04B10/60—Receivers
- H04B10/61—Coherent receivers
- H04B10/615—Arrangements affecting the optical part of the receiver
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- H—ELECTRICITY
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- H04B10/60—Receivers
- H04B10/61—Coherent receivers
- H04B10/65—Intradyne, i.e. coherent receivers with a free running local oscillator having a frequency close but not phase-locked to the carrier signal
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Description
本発明は、WDM(Wavelength Division Multiplexing)伝送におけるコヒーレント受信器に関する。
光通信技術としてのコヒーレント受信方式は光の強度変調に基づく直接検波方式と比較して高い受信感度の実現が可能であることから、かつて盛んに研究された。しかし、コヒーレント受信方式で用いられる光PLL(Phase Locked Loop)、狭スペクトル光源の実現には技術的困難がある。その一方で、実用的な光増幅器が開発されたことにより直接検波での長距離化が可能になった。そのためコヒーレント受信の実用化開発は一時停滞した。しかしその後、DP−QPSK(Dual Polarization‐Quadrature Phase Shift Keying)変調方式を用いた100Gbpsの伝送速度が研究対象となると、以下の理由からコヒーレント受信が再び脚光を浴びることとなった。
1.CMOS−LSI技術の進歩によりディジタル信号処理により光源の周波数ズレが補償可能となり高精度光PLLが不要となった。
2.ディジタル信号処理によりCD(Chromatic Dispersion),PMD(Polarization Mode Dispersion)が補償可能となった。
3.高ビットレートのため広帯域通信となり、狭スペクトル光源が不要となった。
4.コヒーレント受信の特徴である高感度、高OSNR(Optical Signal to Noise Ratio)耐力によって、高ビットレートでの特性マージン不足が改善できるようになった。
一方で、WDM伝送に於ける光分岐挿入技術であるROADM(Reconfigurable Optical Add−Drop Multiplexer)にもコヒーレント受信を応用する動きがある。
図2は関連する技術であるROADMの構成例である。AWG(Arrayed Waveguide Grating)21−1は波長多重された信号光を、各波長に分岐し、Add−Drop−SW(Switch)22に送る。Add−Drop−SW22はドロップする波長の信号光をRX24−1〜24−Nに送り、スルーする波長の信号光はAWG21−2に送る。ドロップされた信号光はLO(Local Oscillator)23−1・・・23−Nと各々合波された後、RX24−1・・・24−Nで各々受信され、光−電気変換された後、クライアント26−1・・・26−Nに各々送られる。一方ドロップされた波長に対応するチャンネルのクライアント26−1・・・26−Nからの信号は各々TX25−1・・・25−Nで電気−光変換された後、Add−Drop−SW22に送られ、Add−Drop−SW22からAWG21−2に送信される。
それに対し、非特許文献1に示すROADMでは、コヒーレント受信の波長選択性を用いて、波長分岐のAWG(Arrayed Waveguide Grating)、光SW(Switch)など高価な光学部品を使用しない構成のノンブロッキングROADMが提唱されている。
非特許文献1に示す構成のROADMではWDM即ち波長多重された信号からの波長分岐は行わずに全Ch(Channel)信号光(波長多重されたままの信号)が受信器に入力されている。コヒーレント受信によって検出Ch(受信の目的とする波長の信号)の信号光と局部発振光(以下、局発光と記す)との干渉成分のみを取り出すことにより波長選択が可能となっている。
1.CMOS−LSI技術の進歩によりディジタル信号処理により光源の周波数ズレが補償可能となり高精度光PLLが不要となった。
2.ディジタル信号処理によりCD(Chromatic Dispersion),PMD(Polarization Mode Dispersion)が補償可能となった。
3.高ビットレートのため広帯域通信となり、狭スペクトル光源が不要となった。
4.コヒーレント受信の特徴である高感度、高OSNR(Optical Signal to Noise Ratio)耐力によって、高ビットレートでの特性マージン不足が改善できるようになった。
一方で、WDM伝送に於ける光分岐挿入技術であるROADM(Reconfigurable Optical Add−Drop Multiplexer)にもコヒーレント受信を応用する動きがある。
図2は関連する技術であるROADMの構成例である。AWG(Arrayed Waveguide Grating)21−1は波長多重された信号光を、各波長に分岐し、Add−Drop−SW(Switch)22に送る。Add−Drop−SW22はドロップする波長の信号光をRX24−1〜24−Nに送り、スルーする波長の信号光はAWG21−2に送る。ドロップされた信号光はLO(Local Oscillator)23−1・・・23−Nと各々合波された後、RX24−1・・・24−Nで各々受信され、光−電気変換された後、クライアント26−1・・・26−Nに各々送られる。一方ドロップされた波長に対応するチャンネルのクライアント26−1・・・26−Nからの信号は各々TX25−1・・・25−Nで電気−光変換された後、Add−Drop−SW22に送られ、Add−Drop−SW22からAWG21−2に送信される。
それに対し、非特許文献1に示すROADMでは、コヒーレント受信の波長選択性を用いて、波長分岐のAWG(Arrayed Waveguide Grating)、光SW(Switch)など高価な光学部品を使用しない構成のノンブロッキングROADMが提唱されている。
非特許文献1に示す構成のROADMではWDM即ち波長多重された信号からの波長分岐は行わずに全Ch(Channel)信号光(波長多重されたままの信号)が受信器に入力されている。コヒーレント受信によって検出Ch(受信の目的とする波長の信号)の信号光と局部発振光(以下、局発光と記す)との干渉成分のみを取り出すことにより波長選択が可能となっている。
L.E.Nelson et al,"Real−time Detection of a 40 Gbps Intradyne Chanel in the Presence of Multiple Received WDM Channels"OFC2010,a1304.(2010)
しかし、上記非特許文献1で開示された様な複数の波長の中から所望の波長に対応する信号のみを取り出す波長選択型のコヒーレント受信器においては、次のような問題がある。即ちバランス型フォトディテクタ(Balanced Photo Detectors:以降バランスPDという)が有する二つのフォトディテクタ(Photo Detectors:以降PDという)のそれぞれの受光感度には通常は差がある。PDの受光感度の差による光電気変換効率の差があると、波長多重された複数の波長光それぞれの強度の和が大きくなるにつれて受信感度の劣化が顕著になる。
(発明の目的)
本発明は、上記の問題である受信感度の劣化を防ぐことのできる波長選択型のコヒーレント受信器を提供することを目的とする。
(発明の目的)
本発明は、上記の問題である受信感度の劣化を防ぐことのできる波長選択型のコヒーレント受信器を提供することを目的とする。
本発明のコヒーレント光受信器は、受信した波長多重信号である信号光を減衰させる減衰手段と、所定の波長を有する局発光を出力する光源と、
前記減衰手段で減衰した前記信号光と前記局発光とを干渉させ、第1の干渉光と前記第1の干渉光とは異なる第2の干渉光とを出力する干渉手段と、
前記第1の干渉光を光電変換し、第1の電気信号を出力する第1の光電変換手段と、
前記第2の干渉光を光電変換し、第2の電気信号を出力する第2の光電変換手段と、
前記第1の光電変換出力と第2の光電変換出力の差信号を出力する出力手段と、
前記信号光の強度に対する前記第1の電気信号の光電気変換効率と前記信号光の強度に対する前記第2の電気信号の光電気変換効率が異なることによる前記差信号の雑音成分の強度が、前記差信号の信号成分の強度に対して所定の割合以下となるように、前記減衰手段を制御して前記信号光を減衰させる、または前記光源を制御して前記局発光を増大させる監視制御手段と、を備える。
本発明のコヒーレント光受信方法は、受信した波長多重信号である信号光を減衰させ、
所定の波長を有する局発光を出力し、前記減衰させた前記信号光と前記局発光とを干渉させ、第1の干渉光と前記第1の干渉光とは異なる第2の干渉光とを出力し、
前記第1の干渉光を光電変換し、第1の電気信号を出力し、
前記第2の干渉光を光電変換し、第2の電気信号を出力し、
前記第1の光電変換出力と第2の光電変換出力の差信号を出力し、
前記信号光の強度に対する前記第1の電気信号の光電気変換効率と前記信号光の強度に対する前記第2の電気信号の光電気変換効率が異なることによる前記差信号の雑音成分の強度が、前記差信号の信号成分の強度に対して所定の割合以下となるように、前記信号光を減衰させる、または前記局発光を増大させる。
本発明のコヒーレント光受信信号強度測定方法は、局発光強度、局発光と同一波長のテスト信号光強度、及び前記局発光と前記テスト信号光とを干渉させた信号の光電変換手段に於ける出力振幅のデータを予め測定し、前記出力振幅の前記局発光強度と前記テスト信号光強度との積の平方根に対する比例係数と、前記出力振幅の飽和レベルと、を基に検出波長信号光強度を算出する。
前記減衰手段で減衰した前記信号光と前記局発光とを干渉させ、第1の干渉光と前記第1の干渉光とは異なる第2の干渉光とを出力する干渉手段と、
前記第1の干渉光を光電変換し、第1の電気信号を出力する第1の光電変換手段と、
前記第2の干渉光を光電変換し、第2の電気信号を出力する第2の光電変換手段と、
前記第1の光電変換出力と第2の光電変換出力の差信号を出力する出力手段と、
前記信号光の強度に対する前記第1の電気信号の光電気変換効率と前記信号光の強度に対する前記第2の電気信号の光電気変換効率が異なることによる前記差信号の雑音成分の強度が、前記差信号の信号成分の強度に対して所定の割合以下となるように、前記減衰手段を制御して前記信号光を減衰させる、または前記光源を制御して前記局発光を増大させる監視制御手段と、を備える。
本発明のコヒーレント光受信方法は、受信した波長多重信号である信号光を減衰させ、
所定の波長を有する局発光を出力し、前記減衰させた前記信号光と前記局発光とを干渉させ、第1の干渉光と前記第1の干渉光とは異なる第2の干渉光とを出力し、
前記第1の干渉光を光電変換し、第1の電気信号を出力し、
前記第2の干渉光を光電変換し、第2の電気信号を出力し、
前記第1の光電変換出力と第2の光電変換出力の差信号を出力し、
前記信号光の強度に対する前記第1の電気信号の光電気変換効率と前記信号光の強度に対する前記第2の電気信号の光電気変換効率が異なることによる前記差信号の雑音成分の強度が、前記差信号の信号成分の強度に対して所定の割合以下となるように、前記信号光を減衰させる、または前記局発光を増大させる。
本発明のコヒーレント光受信信号強度測定方法は、局発光強度、局発光と同一波長のテスト信号光強度、及び前記局発光と前記テスト信号光とを干渉させた信号の光電変換手段に於ける出力振幅のデータを予め測定し、前記出力振幅の前記局発光強度と前記テスト信号光強度との積の平方根に対する比例係数と、前記出力振幅の飽和レベルと、を基に検出波長信号光強度を算出する。
この発明によれば、波長選択型コヒーレント受信器のバランスPDにおいてPDに光電気変換効率の差があり、入力された複数の波長光それぞれの強度の和が大きくなっても、受信感度劣化を防ぐことができる。
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。
(第1の実施の形態)
以下、本発明の第1の実施形態を図面を参照して説明する。
図1は第1の実施形態のノンブロッキングROADMである。光スプリッター1−1は波長多重された信号光を、波長ブロッカー2及びVOA(Variable Optical Attenuator)7−1〜7−Nにパワー分岐する。波長ブロッカー2に分岐された波長多重された信号光は特定の波長の信号光をブロックされ、その他の波長の信号光は透過し、光アンプ7で増幅され、光スプリッター1−2に送られる。VOA7−1〜7−Nに分岐された波長多重された信号光はVOAにてそれぞれ所定のパワーに減衰される。所定のパワーに減衰された信号はLO(Local Oscillator)3−1〜3−Nの出力である局発光と各々合波された後、RX(Receiver)4−1〜4−Nで各々受信される。受信された信号はPD(Photo Detector)にて光信号から電気信号へ変換(光電気変換)された後、クライアント6−1〜6−Nに各々送られる。
一方クライアント6−1〜6−Nからの信号は各々TX(Transmitter)5−1〜5−Nで電気信号から光信号へ変換(電気光変換)された後、光スプリッタ1−2に送られる。制御部8は波長ブロッカー2、VOA7−1〜7−N、LO3−1〜3−N、RX4−1〜4−N、TX5−1〜5−Nを制御する。
図3は図1、図2のROADMに用いられているコヒーレント受信部の構成を示す。
入力された信号光はVOA31で減衰され、一部は分岐されPD(Photo Detector)32に入力され、パワーモニタに用いられる。他方はPBS(Polarization Beam Splitter)34にてX偏波、Y偏波に偏波分離され、各々90°ハイブリッド36−1、2に入力され、信号光と局発光とが合波される。また局発光33は光カプラ35で2分岐され各々90°ハイブリッド36−1、2に入力される。90°ハイブリッド36−1、2内で信号光と局発光とが合波し、干渉光を得て、その干渉光はバランスPD37−1〜4に入力される。干渉光はバランスPD37−1〜4にて電気信号に光電変換される。バランスPDで光電変換された電気信号はTIA/AGC(Transimpedance Amplifier with Automatic Gain Control)38−1〜4に入力され、入力された信号光の振幅が調整される。TIA/AGCにて振幅が調整された信号光は、AC結合にて直流成分が除去された後に、ADC39−1〜4にてA/D変換されて、演算部30−1でディジタル信号処理される。これらの処理は監視制御部30−2でモニタされ、制御される。
図4は信号光と局発光とを干渉させる90°ハイブリッド36−1、2の構成を示す。入力された信号光は光カプラ41−1、41−2、41−4で4分岐される。一方局発光は光カプラ41−3、41−5、41−6で4分岐される。分岐された局発光はπ位相シフタ4
前記4分岐した信号光と合波され、干渉光が出力される。
次に本発明の第1の実施形態の動作について説明する。
本実施の形態では図1に示す通り、波長多重された信号光は光スプリッター1−1でパワー分岐される。その後、VOA7−1〜7−Nにて適切なパワーに調整され、RX4−1〜4−Nに入力される。この第1の実施形態では図2の様なAWG21−1を用いる波長分岐は行わず、全波長のChがそのまま入力されているがRXにてコヒーレント受信されるため特定の波長の信号光のみ取り出すことができる。なお、アド/ドロップせずに通過するChについてはRX4−k、TX5−kを設置しないか、設置していても動作させなければ良い。この通過Chについては、波長ブロッカー2で通過するChの信号のみを通すようにすれば良い。これらの制御は制御部8が行なっている。
次に第1の実施形態による光コヒーレント受信の処理を数式を用いて説明する。
受信信号である信号光の電界は
と表現できる。また、受信処理の際に用いる局発光の電界は
と表現できる。ここで、Aは信号光の振幅、Bは局発光の振幅、ωS、ωはそれぞれ信号光、局発光の周波数(=光速/波長)、φは位相である。位相変調方式ではこのφに送信信号の情報が乗せられ、QPSK(Quadrature Phase Shift Keying)ではφ=0、π、π/2、3π/2の4つの値を取りうる。ここでは信号光と局発光の波長は一致(ωS=ω)しているとする。PDは光信号のパワー(電力)に比例する出力電流が得られるので各PD37−1〜4の出力は、次のように表される。
上式中、a,b,c,dは、受信した波長多重信号である信号光に対するPD37−1〜4の出力それぞれの光電気変換効率を示す。光電気変換効率に寄与する要素は、例えば、PD37−1〜4それぞれの受光感度(Responsivity:eη/hνで表される)[A/W]、PD37−1〜4と90°ハイブリッド36−1,2との接続の結合部分で生じる結合損等がある。また、光電気変換効率に寄与する要素としては、PD37−1〜4と90°ハイブリッド36−1,2とを接続している光線路で生じる導波路損等もある。受光感度の式中のeは電子の電荷、hはプランク定数、νは光の振動周波数、ηはPDの量子効率である。
ここでa=b=c=d=1、即ちPD37−1〜4それぞれの光電気変換効率が全て等しいとするとADC39−1、39−2の入力はそれぞれ
と表され、位相情報が抽出できる。
複数の波長(ω1、ω2〜ωN)の信号光が多重されたWDM伝送においては、
で表される複数の波長(ω1、ω2〜ωN)の信号光と局発光との干渉成分が各PDに出力される。ADC39−1、39−2の入力は、
と表される。PDの帯域が無限大なら、k=1以外はωk−ωの項が残り、通常WDMの波長間隔である50GHzあるいは100GHzの整数倍の周波数成分が残る。しかしPDの帯域は20GHz程度であるため、これらの信号は検出されず、局発光と波長を限りなく近づけた信号光の成分((5),(6))のみを取り出すことができる。
ところがa=b=c=dという理想的な条件が崩れると該波長選択はノイズの影響を大きく受けることになる。以下に説明する。
a≠b,c≠dであるとすると、ADC39−1、39−2の入力は、
となる。ここで、B2(t)=B2は出力一定の局発光によるものなのでDC成分であり、AC結合によりカットされるため、式には現れない。この(10)式で第二項は局発光と干渉させて取り出された信号成分であるが、第一項はバランスPDのインバランス(Intra−Channel Imbalance:バランス崩れ)に起因するノイズ成分(インバランス雑音)である。通常、局発光強度(B2)は信号光強度(A2(t))の10〜100倍程度であり、a−b<<a+b,c−d<<c+dであるためノイズ成分は無視できる程であるが、信号光Ch数(N)が多くなり、信号光強度が大きくなると、その影響は無視できなくなる。
図5は信号光Ch数(N)の影響を示すシミュレーション結果である。横軸は1ch当たりの信号光強度、縦軸はQ値を示す。ここでQ値とは光信号品質を表す指標で、Quality factorのQをとってQ値と呼び、品質が劣化するとQ値は小さくなる。Q値は下記の式により定義される。
μ1:情報「1」のときの振幅値の平均値、μ0:情報「0」のときの振幅値の平均値、σ1:情報「1」のときの振幅値の標準偏差、σ0:情報「0」のときの振幅値の標準偏差
なお本シミュレーションでは全Chの信号光強度は同じとして計算している。波長数は1または32で、光電気変換効率はa=b=c=d=0.7、またはa=c=0.8,b=d=0.6の2通りで比較を行った。図5(a)の通り1波長では光電気変換効率に差があってもQ値の劣化は見られないが、図5(b)の通り32波長では光電気変換効率に差があると、信号光強度が一定以上の時、Q値の劣化が見られることが分かる。なお、1Ch当たりの信号光強度が一定以下(本結果では−25dBm)の時、Q値が劣化しているが、これはPDで発生するショット雑音が支配的になるからである。
信号光強度に対するインバランス雑音の割合は(10)式の第1項と第2項を基に例えば下記の様に表される(位相変調の成分は除く)。
なお、ここでは信号光強度に対するインバランス雑音の割合を上記(11)式で定義しているが、この定義のものに限られるものではない。
ここで信号光強度をk倍とする(k<1:減衰)と下記の様に表される。
一方、局発光強度をl倍とする(l>1:増加)と下記の様に表される。
よって、全Chの信号光強度(全波長の信号光強度)(
)、検出Chの信号光強度(検出波長の信号光強度)(A1 2(t))、局発光強度の測定値(B2)と、想定するあるいは実測のa,bとRnより、を計算することができる。このRnが一定以上になった時、信号光強度を減衰させ、局発光強度を大きくすることにより、Rnを減少させ、ノイズによるQ値劣化を防ぐことができる。図5では同時にRnの値をプロットしている。Rn=0.1以上でQ値の劣化が認められるので、例えばRn≧0.1の場合にはRn<0.1となるように信号光強度を減衰させ、局発光強度を大きくする制御を行えば良い。
なお、バランスPDの受光感度の差はCMRR(Common Mode Rejection Ratio)として以下のように定義される。
次に、図3、図4に示す構成のコヒーレント光受信器に於ける信号光、局発光強度の制御方法を図6〜図8のフロー説明図を用いて説明する。以下、図の中の符号を参照して説明する。
まず局発光強度の測定を行う(図6の1)。図7に局発光強度の測定手順を示す。図7において、VOAの減衰量を無限大にし(図7の1)、信号光が受信器に入らない状態にし、局発光(LO光)を検出Chの波長に設定しONし(図7の2)、PDのパワーモニタ値を測定する(図7の3)。局発光はまず図3に示した通りPBS34でX,Y分岐され、図4に示した通り、90°ハイブリッド内で4分岐されているから、PDのモニタ値+9dB(分岐損)+過剰損が局発光強度となる。過剰損とは導波路の損失や光デバイス間の結合損失を指す。なお通常、局発光強度は監視制御部30−2が制御するものであるから、測定せずとも既知である。
次に全Ch信号光強度の測定を行う(図6の2)。図8に全Ch信号光強度の測定手順を示す。監視制御部30−2の制御により、局発光をOFFし、VOA31を一定量減衰させ、PD32で検出される全Ch信号光強度のパワーを測定する(図8の1)。一定量減衰させるのは、PDの最大受光レベル(Overload)を超えない値に設定するためである。例えば、1Ch当たりの最大強度、全Ch数は分かっているから、それから計算される全Ch信号光強度の最大値が入力しても、PDのOverloadを超えない値に設定すれば良い(図8の2)。一方PDに於ける光強度の検出には測定限界(下限)があり、それ以下であった場合はVOAの減衰量を一定量減らし(図8の3)、PDへの受光レベルを増加させる。そして再度全Ch信号光の強度を測定し、それにVOAの減衰量と90°ハイブリッド内での分岐損等を考慮し、全Ch信号光強度を算出する(図8の4)。
全Ch信号光強度を測定後、VOAの減衰量(≡Vatt)の仮設定を行う(図6の3)。この仮設定は局発光強度と全Ch信号光強度を足し合わせてもPDのOverloadを超えないように全Ch信号光強度を一定量減衰させるために行う。例えばPDのOverloadを+4dBmとすると、受信器への入力は分岐損:+9dBと過剰損失:例えば2dBを考慮し、+15dBm(31.6mW)が上限となる。局発光を+10dBm(10mW)とすると、全Ch信号光強度は+13.3dBm(21.6mW)が上限となる。
次に個別の検出Chの信号光強度を測定する(図6の4)。図9は検出Chの信号光強度の測定法の一つを示している。光スプリッター91(図1の光スプリッター1−1と同等)の分岐光の1つを可変光フィルタ92に通し、特定の波長のみ取り出しパワーメーター93で信号光強度を測定し、光フィルタの損失分を補正することにより最終的な信号光強度を求めている。しかし余分に分岐する必要があることや波長可変フィルタ、パワーメーター等の余分な設備が必要であると言う問題がある。
そこで、図10〜図12に検出Chの信号光強度の別の測定法を示している。この方法では検出Ch信号光強度測定の前にキャリブレーションを行う。図10は該キャリブレーションの方法を示している。このキャリブレーションは製品調整時などに行う。
また、図14に本実施の形態の検出Chの信号光強度測定に用いられるTIA/AGCの構成図を示す。これは図3におけるTIA/AGC38−1〜4の詳細構成に相当する。図15は関連する技術である振幅検出位置を示すTIA/AGC(2)の構成図である。図14の構成においては、バランスPDで光−電流変換された信号はTIA(Transimpedance Amplifier)1401で電圧に変換され、AGC(Automatic Gain Control)1404で利得調整して増幅され、Buffer1405を経て出力される。途中、TIA1401の出力振幅を振幅モニタ1402,1403でモニタし、出力する。なお関連する技術である図15のTIA/AGC(2)の構成ではAGC1504で増幅し、Buffer1505の後の出力振幅を検出している。しかし、Buffer1505の後の出力振幅は飽和しており、飽和領域ではABとBuffer1505の後の出力振幅は比例しないので、信号光強度を測定することはできない。
以下にキャリブレーションの手順を説明する。まず局発光の強度を測定し、図示されていない外部記憶装置に保持する(図10の1)。次に強度が既知で局発光と同じ波長のテスト信号光を、その強度を変えながら入力し、その時の図14のTIAの出力振幅(TIA出力振幅:Vpp)を外部記憶装置に保持する(図10の2)。局発光強度、テスト光及びTIA出力振幅との関係から、比例係数と飽和振幅を求める。例として図11には、局発光強度(≡B2)とテスト信号光強度(≡A2)からABを計算し、その時のVppをプロットしたものを示している。この図に示す例ではVppのABに対する傾きcと飽和点Xを算出し、受信器内の記憶装置に保持する(図10の3)。
図12は検出Chの信号光強度測定方法の具体的なフロー図を示している。局発光をOFFし、VOAを一定量減衰させる。次に局発光を検出Chの波長に設定しONする。ここでは局発光強度、全Ch信号光強度は既知なので、両者を足し合わせてもPDのOverloadを超えない値に設定する。続いて局発光の波長を微調整し、検出Ch信号光との周波数差が一定以内となるよう設定し、TIA出力振幅Vppを測定する。Vpp≧Xであった場合、VOAの減衰量を一定量減らし、再度TIA出力振幅Vppを測定し、Vpp<Xとなるまで繰り返す。Vppと局発光強度の情報からA(=Vpp/cB)を算出し、さらにVOAの減衰量の情報を補正して検出Chの信号光強度を算出することができる。
上記により検出Chの信号光強度を測定した後は、信号光強度に対するインバランス雑音の割合であるRnを式(11)に基づき計算する(図6の5)。計算した結果、Rn≦一定値(例えば0.1)であれば何も制御は行わない。なお、この一定値としてはQ値劣化が無視できる程度の値を設定することとする。一方、Rn>一定値であれば、式(13)に基づき信号光強度をk倍(k<1)減衰させる(図6の6)。更にPDのOverloadを超えない範囲で局発光強度をl倍(l>1)に上げ(図6の7)、
≦一定値となるよう制御する。
以上のような制御を行うことにより、信号光強度に対するインバランス雑音の割合、即ちRnを小さくすることでインバランス雑音によるQ値劣化を防ぐことができる。
以上の説明では信号光強度減衰手段としてVOAを用いているが、次のような代替手段でも良い。即ち、光スプリッター1−1を減衰手段として用いたり、光スプリッター1−1前の図示しない伝送路にある光増幅器や、送信器の出力パワーを調整したりすることによって、Q値劣化を起こさない受光レベルに設計することも可能である。受光レベル調整の手段として、本実施形態ではVOAを用いているが、受光レベルを可変できる手段であれば何でも良い。
また以上ではROADMへの適用を説明したが、図13に示す通りWDM−PONへの適用も可能である。OLT(Optical Line Terminal:光回線終端装置)137からの波長多重された下り信号は光スプリッター131でパワー分岐され、ONU136−1〜136−Nに送られ、VOA132−1〜132−Nで各々減衰される。その後、下り信号はLO133−1〜133−Nと合波され、RX134−1〜134−Nで受信される。一方、TX135−1〜135−Nから送信された上り信号は光スプリッター131で合波され、OLT137で受信される。動作はROADMの時と同じである。
以上の構成により、第1の実施形態のコヒーレント受信器においては、バランスPDの受光感度の個体差等による光電気変換効率の差がある場合でも、受信感度劣化を防ぐことができるという効果を有する。
なお、前記信号光の強度と前記局発光の強度を増減させる制御については、本実施の形態に記載のものに限られない。
(第2の実施形態)
本発明の第2の実施形態を図面を参照して説明する。
図16は本発明で用いる振幅検出位置を示すTIA/AGCの構成、図17は受信部の構成である。図17におけるTIA/AGC238の詳細構成が図16である。図15は関連する技術の振幅検出位置を示すTIA/AGCの構成である。関連する技術のTIA/AGCの構成では、以下のような課題がある。即ち、複数波長の中から所望の波長の信号のみを取り出す波長選択型のコヒーレント受信器においては、検出信号をAWG、光フィルタなどで取り出さず、全波長の信号が受信器に入力される。従って、関連する技術のTIA/AGCの構成の光強度モニタ用フォトディテクタ(Photo Detecter:PD)では検出信号のみの強度をモニタすることができないと言う課題がある。
図17において、信号光の一部はPD232に分岐され、モニタとして用いられる。この時検出されるパワーは全Ch信号光強度である。分岐された他方はPBS(Polarizing Beam Splitter)234でX‘,Y’偏波に分離され、各々90°Hybrid236−1、2に入力される。また局発光233は光カプラ235で2分岐され各々90°Hybrid236−1、2に入力される。90°Hybrid236−1、2内で信号光と局発光との干渉光を得て、バランスPD237−1〜237−4に入力される。バランスPDで光電変換された信号光はTIA/AGC238−1〜238−4で振幅調整され、AC結合した後、ADC239−1〜239−4に入力され、DSP231−1でディジタル信号処理される。またこれらの処理は監視制御部231−2でモニタ、または制御されている。監視制御部231−2はE2PROM231−3に保存された値を読み出すことができる。
図16は図17におけるTIA/AGC238−1〜238−4の詳細を表す。バランスPDで光−電流変換された信号はTIA211で電流−電圧変換され、AGC212で利得調整して増幅され、Buffer213を経て出力される。途中TIA211の出力振幅を振幅検出モニタ214でモニタし、振幅値に比例した電圧を出力する。
図15は従来のTIA/AGCを表し、振幅検出モニタ1502〜1503の位置が、Buffer1505の後に位置している。
まず本コヒーレント受信の原理について数式を用いて説明する。
局発光をL(t)=Bejωt
と表す。ω1、ωはそれぞれ信号光、局発光の周波数(=光速/波長)、φは位相である。位相変調方式ではここに送信情報が乗せられ、QPSKでは0、π、π/2、3π/2の値を取りうる。ここでは信号光と局発光の波長は一致(ω1=ω)しているとすると、各PD234−1〜4の出力は次のように表される。
asig,bsig,csig,dsig及びaLO,bLO,cLO,dLOはそれぞれ信号光ポート、局発光ポートからみた各PDの電流変換効率である。PD237−1と237−2、PD237−3と237−4はそれぞれバランスPDである。従って、asig=bsig,csig=dsig、aLO=bLO,cLO=dLOとし、TIAの電流−電圧変換効率(トランスインピーダンスゲイン)をrとすると、
ADC239−1、239−2の入力は以下の通りとなる。
この様にして位相情報が抽出できる。
複数の波長が多重されたWDM伝送においては、信号光
され、PDの帯域が∞なら、ADC235−1、235−2の入力は、以下の様に表される。
k=1以外はωk−ωの項が残り、通常WDMの波長間隔である50GHzあるいは100GHzの整数倍の周波数成分が残る。しかしPDの帯域は20GHz程度であるため、これらの信号は検出されず、式(205),(206)の成分のみを取り出すことができる。
図19は局発光強度B2を一定にして、信号光強度の平方根すなわちAに対するTIA後及びBuffer後の出力振幅の例を示す。この図からBuffer出力は入力ダイナミックレンジ内で飽和し、一定振幅であるのに対して、TIA出力はAに対して線形に変化することが分かる。Buffer出力が飽和している理由は、ADC239−1〜4には入力振幅の規定があり、入力ダイナミックレンジ内でBuffer出力振幅が一定となるよう、TIA/AGCの利得を設計しているからである。以上のことから図15の振幅検出モニタ値を用いても信号光強度と相関のある値は得られないことが分かる。それに対し、図16の振幅検出モニタ値はABに比例し、既知の局発光強度B2から信号光強度A2を算出できることが分かる。
次に本実施形態を実現するためのキャリブレーションについて説明する。
図20は該キャリブレーションの概念図、図21は該キャリブレーションの方法例を表す。キャリブレーションは製品調整時などに行う。まず所定の局発光強度でONする。次に局発光と同じ波長のテスト信号光の強度を変えながら入力し、その時の振幅検出モニタ214の値(Vpp)を外部記憶装置に保持する。図20は局発光強度(B2)とテスト信号光(A2)からABを計算し、その時のVppをプロットしたものである。この図の例では、
置に保持する。ここでは局発光強度を固定し、テスト光強度を変えているが逆にしても良いし、両方変えても良い。
次に運用中の検出信号光強度算出方法について説明する。
図22は検出信号光強度測定方法を表す。
振幅検出モニタ214で振幅値を読み出し、監視制御部231−2の設定している局発光233の強度を読み出し、E2PROM231−3に保存されているcの値を読み出し、これらより次式を用いて信号光強度A2を計算する。
以上の構成により、第2の実施形態の波長選択型のコヒーレント受信器において、検出信号光強度を算出することができる。
(第3の実施形態)
図18は第3の実施形態を表す。第2の実施形態との違いは、振幅検出モニタ214の代わりにピーク検出モニタ244を用いている点である。差動信号の差信号をピーク検出しているので、DC成分はキャンセルされ、振幅成分が検出される。キャリブレーション方法、検出信号光強度算出方法(検出信号光強度測定)については第2の実施形態の場合と同じである。
以上の構成により、第3の実施形態の波長選択型のコヒーレント受信器において、検出信号光強度を算出することができる。
(第4の実施形態)
図23は第4の実施形態を表す。第3の実施形態との違いは、図18のピーク検出モニタ244前に帯域制限フィルタ295を追加している点である。帯域制限フィルタ295の効果について説明する。図24は127GBpsのDP−QPSK信号(Baud Rate31.8Gbps)3Chを800km伝送後、波長選択受信した時のピークモニタ値の隣接Ch間隔依存性を帯域制限値に対して見たものである。前述の通り、本来ならピーク検出モニタ244で検出されるピーク検出モニタ値は信号成分(205)、(206)であるが、隣接Chが50GHzしか離れていない時、帯域制限値がBaud Rate x0.7だと、検出信号成分以上に出てしまう。これは隣接Chと局発光との干渉成分が削除されず、信号成分に乗ってきていることを示している。帯域制限値をBaud Rate x0.3、Baud Rate x0.15と下げていくと、50GHzのピークを抑圧できることが分かる。また図25に帯域制限値に対して、50GHzの隣接Ch存在時のピークモニタ値から計算した信号光強度モニタの誤差をプロットした。これより帯域制限値をBaud Rate x0.4以下に設定すれば信号光強度モニタの誤差を0.5dB以下に抑えられることが分かる。
以上の構成により、第4の実施形態の波長選択型のコヒーレント受信器において、検出信号光強度を算出することができる。
(第5の実施形態)
図26は第5の実施形態を表す。図17の構成との違いはDSP231−1から監視制御部231−2に受信信号の分散値情報を送り、それを基に信号光強度モニタの値に補正をかける点である。DSP231−1は分散補償機能を含んでおり、入力信号光の分散値情報は既知である。光波形のピーク値は分散値によって異なる。従って図27に示す通りピーク検出モニタ244のモニタ値は入力される光信号の分散値によって異なる。この図によれば、分散値0〜1500ps/nmまでは線形補間、分散値1500ps/nm以上は補正なしで対応できる。
以下、本実施形態の動作について具体的に説明する。
まずキャリブレーションとして、図21の手順に従い、所定の局発光強度でON、所定の強度の分散値0ps/nmの光信号を入力し、図20の傾きc1を求める。同様に所定の強度の分散値1500ps/nmの光信号を入力し、傾きc2を求める。c1及びc2をE2PROM231−3に保存する。
次に実運用時の動作として、まずVpp、局発光強度を読み出し、DSP231−1より現在受信している信号光の分散値情報を得る。式(210)、(211)に従い、分散値x[ps/nm]から傾きcを求め、そのcを用いて式(212)により検出信号光強度A2を求める。
なお、ここでは分散値0〜1500ps/nmまでは線形補間しているが、本方法に限らず分散値毎に傾きcを定めて補正することができる。
以上の構成により、第5の実施形態の波長選択型のコヒーレント受信器において、検出信号光強度を算出することができる。
(第6の実施形態)
本発明の第6の実施形態を図面を参照して説明する。
図28に於いて、本実施形態のコヒーレント光受信器2800は、受信した波長多重信号である信号光を減衰させる減衰部2801と、所定の波長を有する局発光を出力する光源2802と、を有する。更に本実施形態のコヒーレント光受信器2800は、前記減衰部で減衰した前記信号光と前記局発光とを干渉させ、第1の干渉光と前記第1の干渉光とは異なる第2の干渉光とを出力する干渉部2803と、を有する。更に本実施形態のコヒーレント光受信器2800は、前記第1の干渉光を光電変換し、第1の電気信号を出力する第1の光電変換部2804と、前記第2の干渉光を光電変換し、第2の電気信号を出力する第2の光電変換部2805と、を有する。更に本実施形態のコヒーレント光受信器2800は、前記第1の光電変換出力と第2の光電変換出力の差信号を出力する出力部2806を有する。更に本実施形態のコヒーレント光受信器2800は、監視制御部2807を備える。監視制御部2807は前記信号光の強度に対する前記第1の電気信号の光電気変換効率と前記信号光の強度に対する前記第2の電気信号の光電気変換効率が異なることによる前記差信号の雑音成分の強度を次の様に制御する。即ち、本実施形態のコヒーレント光受信器2800は、前記差信号の信号成分の強度に対して所定の割合以下となるように、前記減衰部を制御して前記信号光を減衰させる、または前記光源を制御して前記局発光を増大させる。
以上の構成により、第6の実施形態のコヒーレント受信器においては、バランスPDの受光感度の固体差等による光電気変換効率の差がある場合でも、受信感度劣化を防ぐことができるという効果を有する。
なお、ここまで説明した各実施の形態では、専用の装置を想定したが、次のようなものでもよい。即ち例えば各種データ処理を行うパーソナルコンピュータ装置に、本例に相当する処理を行うボードやカードなどを装着し、各処理を、コンピュータ装置側で実行させる。このようにして、その処理を実行するソフトウェアをパーソナルコンピュータ装置に実装させて実行する構成としても良い。
そのパーソナルコンピュータ装置などのデータ処理装置に実装されるプログラムについては、光ディスク,メモリカードなどの各種記録(記憶)媒体を介して配付しても良い。或いはインターネットなどの通信手段を介して配付しても良い。
また、以上の実施形態は各々他の実施形態と組み合わせることができる。
以上、実施形態を参照して本願発明を説明したが、本願発明は上記実施形態に限定されるものではない。本願発明の構成や詳細には、本願発明のスコープ内で当業者が理解し得る様々な変更をすることができる。
この出願は、2011年4月15日に出願された日本出願特願2011−091298を基礎とする優先権を主張し、その開示の全てをここに取り込む。
(第1の実施の形態)
以下、本発明の第1の実施形態を図面を参照して説明する。
図1は第1の実施形態のノンブロッキングROADMである。光スプリッター1−1は波長多重された信号光を、波長ブロッカー2及びVOA(Variable Optical Attenuator)7−1〜7−Nにパワー分岐する。波長ブロッカー2に分岐された波長多重された信号光は特定の波長の信号光をブロックされ、その他の波長の信号光は透過し、光アンプ7で増幅され、光スプリッター1−2に送られる。VOA7−1〜7−Nに分岐された波長多重された信号光はVOAにてそれぞれ所定のパワーに減衰される。所定のパワーに減衰された信号はLO(Local Oscillator)3−1〜3−Nの出力である局発光と各々合波された後、RX(Receiver)4−1〜4−Nで各々受信される。受信された信号はPD(Photo Detector)にて光信号から電気信号へ変換(光電気変換)された後、クライアント6−1〜6−Nに各々送られる。
一方クライアント6−1〜6−Nからの信号は各々TX(Transmitter)5−1〜5−Nで電気信号から光信号へ変換(電気光変換)された後、光スプリッタ1−2に送られる。制御部8は波長ブロッカー2、VOA7−1〜7−N、LO3−1〜3−N、RX4−1〜4−N、TX5−1〜5−Nを制御する。
図3は図1、図2のROADMに用いられているコヒーレント受信部の構成を示す。
入力された信号光はVOA31で減衰され、一部は分岐されPD(Photo Detector)32に入力され、パワーモニタに用いられる。他方はPBS(Polarization Beam Splitter)34にてX偏波、Y偏波に偏波分離され、各々90°ハイブリッド36−1、2に入力され、信号光と局発光とが合波される。また局発光33は光カプラ35で2分岐され各々90°ハイブリッド36−1、2に入力される。90°ハイブリッド36−1、2内で信号光と局発光とが合波し、干渉光を得て、その干渉光はバランスPD37−1〜4に入力される。干渉光はバランスPD37−1〜4にて電気信号に光電変換される。バランスPDで光電変換された電気信号はTIA/AGC(Transimpedance Amplifier with Automatic Gain Control)38−1〜4に入力され、入力された信号光の振幅が調整される。TIA/AGCにて振幅が調整された信号光は、AC結合にて直流成分が除去された後に、ADC39−1〜4にてA/D変換されて、演算部30−1でディジタル信号処理される。これらの処理は監視制御部30−2でモニタされ、制御される。
図4は信号光と局発光とを干渉させる90°ハイブリッド36−1、2の構成を示す。入力された信号光は光カプラ41−1、41−2、41−4で4分岐される。一方局発光は光カプラ41−3、41−5、41−6で4分岐される。分岐された局発光はπ位相シフタ4
前記4分岐した信号光と合波され、干渉光が出力される。
次に本発明の第1の実施形態の動作について説明する。
本実施の形態では図1に示す通り、波長多重された信号光は光スプリッター1−1でパワー分岐される。その後、VOA7−1〜7−Nにて適切なパワーに調整され、RX4−1〜4−Nに入力される。この第1の実施形態では図2の様なAWG21−1を用いる波長分岐は行わず、全波長のChがそのまま入力されているがRXにてコヒーレント受信されるため特定の波長の信号光のみ取り出すことができる。なお、アド/ドロップせずに通過するChについてはRX4−k、TX5−kを設置しないか、設置していても動作させなければ良い。この通過Chについては、波長ブロッカー2で通過するChの信号のみを通すようにすれば良い。これらの制御は制御部8が行なっている。
次に第1の実施形態による光コヒーレント受信の処理を数式を用いて説明する。
受信信号である信号光の電界は
と表現できる。また、受信処理の際に用いる局発光の電界は
と表現できる。ここで、Aは信号光の振幅、Bは局発光の振幅、ωS、ωはそれぞれ信号光、局発光の周波数(=光速/波長)、φは位相である。位相変調方式ではこのφに送信信号の情報が乗せられ、QPSK(Quadrature Phase Shift Keying)ではφ=0、π、π/2、3π/2の4つの値を取りうる。ここでは信号光と局発光の波長は一致(ωS=ω)しているとする。PDは光信号のパワー(電力)に比例する出力電流が得られるので各PD37−1〜4の出力は、次のように表される。
上式中、a,b,c,dは、受信した波長多重信号である信号光に対するPD37−1〜4の出力それぞれの光電気変換効率を示す。光電気変換効率に寄与する要素は、例えば、PD37−1〜4それぞれの受光感度(Responsivity:eη/hνで表される)[A/W]、PD37−1〜4と90°ハイブリッド36−1,2との接続の結合部分で生じる結合損等がある。また、光電気変換効率に寄与する要素としては、PD37−1〜4と90°ハイブリッド36−1,2とを接続している光線路で生じる導波路損等もある。受光感度の式中のeは電子の電荷、hはプランク定数、νは光の振動周波数、ηはPDの量子効率である。
ここでa=b=c=d=1、即ちPD37−1〜4それぞれの光電気変換効率が全て等しいとするとADC39−1、39−2の入力はそれぞれ
と表され、位相情報が抽出できる。
複数の波長(ω1、ω2〜ωN)の信号光が多重されたWDM伝送においては、
で表される複数の波長(ω1、ω2〜ωN)の信号光と局発光との干渉成分が各PDに出力される。ADC39−1、39−2の入力は、
と表される。PDの帯域が無限大なら、k=1以外はωk−ωの項が残り、通常WDMの波長間隔である50GHzあるいは100GHzの整数倍の周波数成分が残る。しかしPDの帯域は20GHz程度であるため、これらの信号は検出されず、局発光と波長を限りなく近づけた信号光の成分((5),(6))のみを取り出すことができる。
ところがa=b=c=dという理想的な条件が崩れると該波長選択はノイズの影響を大きく受けることになる。以下に説明する。
a≠b,c≠dであるとすると、ADC39−1、39−2の入力は、
となる。ここで、B2(t)=B2は出力一定の局発光によるものなのでDC成分であり、AC結合によりカットされるため、式には現れない。この(10)式で第二項は局発光と干渉させて取り出された信号成分であるが、第一項はバランスPDのインバランス(Intra−Channel Imbalance:バランス崩れ)に起因するノイズ成分(インバランス雑音)である。通常、局発光強度(B2)は信号光強度(A2(t))の10〜100倍程度であり、a−b<<a+b,c−d<<c+dであるためノイズ成分は無視できる程であるが、信号光Ch数(N)が多くなり、信号光強度が大きくなると、その影響は無視できなくなる。
図5は信号光Ch数(N)の影響を示すシミュレーション結果である。横軸は1ch当たりの信号光強度、縦軸はQ値を示す。ここでQ値とは光信号品質を表す指標で、Quality factorのQをとってQ値と呼び、品質が劣化するとQ値は小さくなる。Q値は下記の式により定義される。
μ1:情報「1」のときの振幅値の平均値、μ0:情報「0」のときの振幅値の平均値、σ1:情報「1」のときの振幅値の標準偏差、σ0:情報「0」のときの振幅値の標準偏差
なお本シミュレーションでは全Chの信号光強度は同じとして計算している。波長数は1または32で、光電気変換効率はa=b=c=d=0.7、またはa=c=0.8,b=d=0.6の2通りで比較を行った。図5(a)の通り1波長では光電気変換効率に差があってもQ値の劣化は見られないが、図5(b)の通り32波長では光電気変換効率に差があると、信号光強度が一定以上の時、Q値の劣化が見られることが分かる。なお、1Ch当たりの信号光強度が一定以下(本結果では−25dBm)の時、Q値が劣化しているが、これはPDで発生するショット雑音が支配的になるからである。
信号光強度に対するインバランス雑音の割合は(10)式の第1項と第2項を基に例えば下記の様に表される(位相変調の成分は除く)。
なお、ここでは信号光強度に対するインバランス雑音の割合を上記(11)式で定義しているが、この定義のものに限られるものではない。
ここで信号光強度をk倍とする(k<1:減衰)と下記の様に表される。
一方、局発光強度をl倍とする(l>1:増加)と下記の様に表される。
よって、全Chの信号光強度(全波長の信号光強度)(
)、検出Chの信号光強度(検出波長の信号光強度)(A1 2(t))、局発光強度の測定値(B2)と、想定するあるいは実測のa,bとRnより、を計算することができる。このRnが一定以上になった時、信号光強度を減衰させ、局発光強度を大きくすることにより、Rnを減少させ、ノイズによるQ値劣化を防ぐことができる。図5では同時にRnの値をプロットしている。Rn=0.1以上でQ値の劣化が認められるので、例えばRn≧0.1の場合にはRn<0.1となるように信号光強度を減衰させ、局発光強度を大きくする制御を行えば良い。
なお、バランスPDの受光感度の差はCMRR(Common Mode Rejection Ratio)として以下のように定義される。
次に、図3、図4に示す構成のコヒーレント光受信器に於ける信号光、局発光強度の制御方法を図6〜図8のフロー説明図を用いて説明する。以下、図の中の符号を参照して説明する。
まず局発光強度の測定を行う(図6の1)。図7に局発光強度の測定手順を示す。図7において、VOAの減衰量を無限大にし(図7の1)、信号光が受信器に入らない状態にし、局発光(LO光)を検出Chの波長に設定しONし(図7の2)、PDのパワーモニタ値を測定する(図7の3)。局発光はまず図3に示した通りPBS34でX,Y分岐され、図4に示した通り、90°ハイブリッド内で4分岐されているから、PDのモニタ値+9dB(分岐損)+過剰損が局発光強度となる。過剰損とは導波路の損失や光デバイス間の結合損失を指す。なお通常、局発光強度は監視制御部30−2が制御するものであるから、測定せずとも既知である。
次に全Ch信号光強度の測定を行う(図6の2)。図8に全Ch信号光強度の測定手順を示す。監視制御部30−2の制御により、局発光をOFFし、VOA31を一定量減衰させ、PD32で検出される全Ch信号光強度のパワーを測定する(図8の1)。一定量減衰させるのは、PDの最大受光レベル(Overload)を超えない値に設定するためである。例えば、1Ch当たりの最大強度、全Ch数は分かっているから、それから計算される全Ch信号光強度の最大値が入力しても、PDのOverloadを超えない値に設定すれば良い(図8の2)。一方PDに於ける光強度の検出には測定限界(下限)があり、それ以下であった場合はVOAの減衰量を一定量減らし(図8の3)、PDへの受光レベルを増加させる。そして再度全Ch信号光の強度を測定し、それにVOAの減衰量と90°ハイブリッド内での分岐損等を考慮し、全Ch信号光強度を算出する(図8の4)。
全Ch信号光強度を測定後、VOAの減衰量(≡Vatt)の仮設定を行う(図6の3)。この仮設定は局発光強度と全Ch信号光強度を足し合わせてもPDのOverloadを超えないように全Ch信号光強度を一定量減衰させるために行う。例えばPDのOverloadを+4dBmとすると、受信器への入力は分岐損:+9dBと過剰損失:例えば2dBを考慮し、+15dBm(31.6mW)が上限となる。局発光を+10dBm(10mW)とすると、全Ch信号光強度は+13.3dBm(21.6mW)が上限となる。
次に個別の検出Chの信号光強度を測定する(図6の4)。図9は検出Chの信号光強度の測定法の一つを示している。光スプリッター91(図1の光スプリッター1−1と同等)の分岐光の1つを可変光フィルタ92に通し、特定の波長のみ取り出しパワーメーター93で信号光強度を測定し、光フィルタの損失分を補正することにより最終的な信号光強度を求めている。しかし余分に分岐する必要があることや波長可変フィルタ、パワーメーター等の余分な設備が必要であると言う問題がある。
そこで、図10〜図12に検出Chの信号光強度の別の測定法を示している。この方法では検出Ch信号光強度測定の前にキャリブレーションを行う。図10は該キャリブレーションの方法を示している。このキャリブレーションは製品調整時などに行う。
また、図14に本実施の形態の検出Chの信号光強度測定に用いられるTIA/AGCの構成図を示す。これは図3におけるTIA/AGC38−1〜4の詳細構成に相当する。図15は関連する技術である振幅検出位置を示すTIA/AGC(2)の構成図である。図14の構成においては、バランスPDで光−電流変換された信号はTIA(Transimpedance Amplifier)1401で電圧に変換され、AGC(Automatic Gain Control)1404で利得調整して増幅され、Buffer1405を経て出力される。途中、TIA1401の出力振幅を振幅モニタ1402,1403でモニタし、出力する。なお関連する技術である図15のTIA/AGC(2)の構成ではAGC1504で増幅し、Buffer1505の後の出力振幅を検出している。しかし、Buffer1505の後の出力振幅は飽和しており、飽和領域ではABとBuffer1505の後の出力振幅は比例しないので、信号光強度を測定することはできない。
以下にキャリブレーションの手順を説明する。まず局発光の強度を測定し、図示されていない外部記憶装置に保持する(図10の1)。次に強度が既知で局発光と同じ波長のテスト信号光を、その強度を変えながら入力し、その時の図14のTIAの出力振幅(TIA出力振幅:Vpp)を外部記憶装置に保持する(図10の2)。局発光強度、テスト光及びTIA出力振幅との関係から、比例係数と飽和振幅を求める。例として図11には、局発光強度(≡B2)とテスト信号光強度(≡A2)からABを計算し、その時のVppをプロットしたものを示している。この図に示す例ではVppのABに対する傾きcと飽和点Xを算出し、受信器内の記憶装置に保持する(図10の3)。
図12は検出Chの信号光強度測定方法の具体的なフロー図を示している。局発光をOFFし、VOAを一定量減衰させる。次に局発光を検出Chの波長に設定しONする。ここでは局発光強度、全Ch信号光強度は既知なので、両者を足し合わせてもPDのOverloadを超えない値に設定する。続いて局発光の波長を微調整し、検出Ch信号光との周波数差が一定以内となるよう設定し、TIA出力振幅Vppを測定する。Vpp≧Xであった場合、VOAの減衰量を一定量減らし、再度TIA出力振幅Vppを測定し、Vpp<Xとなるまで繰り返す。Vppと局発光強度の情報からA(=Vpp/cB)を算出し、さらにVOAの減衰量の情報を補正して検出Chの信号光強度を算出することができる。
上記により検出Chの信号光強度を測定した後は、信号光強度に対するインバランス雑音の割合であるRnを式(11)に基づき計算する(図6の5)。計算した結果、Rn≦一定値(例えば0.1)であれば何も制御は行わない。なお、この一定値としてはQ値劣化が無視できる程度の値を設定することとする。一方、Rn>一定値であれば、式(13)に基づき信号光強度をk倍(k<1)減衰させる(図6の6)。更にPDのOverloadを超えない範囲で局発光強度をl倍(l>1)に上げ(図6の7)、
≦一定値となるよう制御する。
以上のような制御を行うことにより、信号光強度に対するインバランス雑音の割合、即ちRnを小さくすることでインバランス雑音によるQ値劣化を防ぐことができる。
以上の説明では信号光強度減衰手段としてVOAを用いているが、次のような代替手段でも良い。即ち、光スプリッター1−1を減衰手段として用いたり、光スプリッター1−1前の図示しない伝送路にある光増幅器や、送信器の出力パワーを調整したりすることによって、Q値劣化を起こさない受光レベルに設計することも可能である。受光レベル調整の手段として、本実施形態ではVOAを用いているが、受光レベルを可変できる手段であれば何でも良い。
また以上ではROADMへの適用を説明したが、図13に示す通りWDM−PONへの適用も可能である。OLT(Optical Line Terminal:光回線終端装置)137からの波長多重された下り信号は光スプリッター131でパワー分岐され、ONU136−1〜136−Nに送られ、VOA132−1〜132−Nで各々減衰される。その後、下り信号はLO133−1〜133−Nと合波され、RX134−1〜134−Nで受信される。一方、TX135−1〜135−Nから送信された上り信号は光スプリッター131で合波され、OLT137で受信される。動作はROADMの時と同じである。
以上の構成により、第1の実施形態のコヒーレント受信器においては、バランスPDの受光感度の個体差等による光電気変換効率の差がある場合でも、受信感度劣化を防ぐことができるという効果を有する。
なお、前記信号光の強度と前記局発光の強度を増減させる制御については、本実施の形態に記載のものに限られない。
(第2の実施形態)
本発明の第2の実施形態を図面を参照して説明する。
図16は本発明で用いる振幅検出位置を示すTIA/AGCの構成、図17は受信部の構成である。図17におけるTIA/AGC238の詳細構成が図16である。図15は関連する技術の振幅検出位置を示すTIA/AGCの構成である。関連する技術のTIA/AGCの構成では、以下のような課題がある。即ち、複数波長の中から所望の波長の信号のみを取り出す波長選択型のコヒーレント受信器においては、検出信号をAWG、光フィルタなどで取り出さず、全波長の信号が受信器に入力される。従って、関連する技術のTIA/AGCの構成の光強度モニタ用フォトディテクタ(Photo Detecter:PD)では検出信号のみの強度をモニタすることができないと言う課題がある。
図17において、信号光の一部はPD232に分岐され、モニタとして用いられる。この時検出されるパワーは全Ch信号光強度である。分岐された他方はPBS(Polarizing Beam Splitter)234でX‘,Y’偏波に分離され、各々90°Hybrid236−1、2に入力される。また局発光233は光カプラ235で2分岐され各々90°Hybrid236−1、2に入力される。90°Hybrid236−1、2内で信号光と局発光との干渉光を得て、バランスPD237−1〜237−4に入力される。バランスPDで光電変換された信号光はTIA/AGC238−1〜238−4で振幅調整され、AC結合した後、ADC239−1〜239−4に入力され、DSP231−1でディジタル信号処理される。またこれらの処理は監視制御部231−2でモニタ、または制御されている。監視制御部231−2はE2PROM231−3に保存された値を読み出すことができる。
図16は図17におけるTIA/AGC238−1〜238−4の詳細を表す。バランスPDで光−電流変換された信号はTIA211で電流−電圧変換され、AGC212で利得調整して増幅され、Buffer213を経て出力される。途中TIA211の出力振幅を振幅検出モニタ214でモニタし、振幅値に比例した電圧を出力する。
図15は従来のTIA/AGCを表し、振幅検出モニタ1502〜1503の位置が、Buffer1505の後に位置している。
まず本コヒーレント受信の原理について数式を用いて説明する。
局発光をL(t)=Bejωt
と表す。ω1、ωはそれぞれ信号光、局発光の周波数(=光速/波長)、φは位相である。位相変調方式ではここに送信情報が乗せられ、QPSKでは0、π、π/2、3π/2の値を取りうる。ここでは信号光と局発光の波長は一致(ω1=ω)しているとすると、各PD234−1〜4の出力は次のように表される。
asig,bsig,csig,dsig及びaLO,bLO,cLO,dLOはそれぞれ信号光ポート、局発光ポートからみた各PDの電流変換効率である。PD237−1と237−2、PD237−3と237−4はそれぞれバランスPDである。従って、asig=bsig,csig=dsig、aLO=bLO,cLO=dLOとし、TIAの電流−電圧変換効率(トランスインピーダンスゲイン)をrとすると、
ADC239−1、239−2の入力は以下の通りとなる。
この様にして位相情報が抽出できる。
複数の波長が多重されたWDM伝送においては、信号光
され、PDの帯域が∞なら、ADC235−1、235−2の入力は、以下の様に表される。
k=1以外はωk−ωの項が残り、通常WDMの波長間隔である50GHzあるいは100GHzの整数倍の周波数成分が残る。しかしPDの帯域は20GHz程度であるため、これらの信号は検出されず、式(205),(206)の成分のみを取り出すことができる。
図19は局発光強度B2を一定にして、信号光強度の平方根すなわちAに対するTIA後及びBuffer後の出力振幅の例を示す。この図からBuffer出力は入力ダイナミックレンジ内で飽和し、一定振幅であるのに対して、TIA出力はAに対して線形に変化することが分かる。Buffer出力が飽和している理由は、ADC239−1〜4には入力振幅の規定があり、入力ダイナミックレンジ内でBuffer出力振幅が一定となるよう、TIA/AGCの利得を設計しているからである。以上のことから図15の振幅検出モニタ値を用いても信号光強度と相関のある値は得られないことが分かる。それに対し、図16の振幅検出モニタ値はABに比例し、既知の局発光強度B2から信号光強度A2を算出できることが分かる。
次に本実施形態を実現するためのキャリブレーションについて説明する。
図20は該キャリブレーションの概念図、図21は該キャリブレーションの方法例を表す。キャリブレーションは製品調整時などに行う。まず所定の局発光強度でONする。次に局発光と同じ波長のテスト信号光の強度を変えながら入力し、その時の振幅検出モニタ214の値(Vpp)を外部記憶装置に保持する。図20は局発光強度(B2)とテスト信号光(A2)からABを計算し、その時のVppをプロットしたものである。この図の例では、
置に保持する。ここでは局発光強度を固定し、テスト光強度を変えているが逆にしても良いし、両方変えても良い。
次に運用中の検出信号光強度算出方法について説明する。
図22は検出信号光強度測定方法を表す。
振幅検出モニタ214で振幅値を読み出し、監視制御部231−2の設定している局発光233の強度を読み出し、E2PROM231−3に保存されているcの値を読み出し、これらより次式を用いて信号光強度A2を計算する。
以上の構成により、第2の実施形態の波長選択型のコヒーレント受信器において、検出信号光強度を算出することができる。
(第3の実施形態)
図18は第3の実施形態を表す。第2の実施形態との違いは、振幅検出モニタ214の代わりにピーク検出モニタ244を用いている点である。差動信号の差信号をピーク検出しているので、DC成分はキャンセルされ、振幅成分が検出される。キャリブレーション方法、検出信号光強度算出方法(検出信号光強度測定)については第2の実施形態の場合と同じである。
以上の構成により、第3の実施形態の波長選択型のコヒーレント受信器において、検出信号光強度を算出することができる。
(第4の実施形態)
図23は第4の実施形態を表す。第3の実施形態との違いは、図18のピーク検出モニタ244前に帯域制限フィルタ295を追加している点である。帯域制限フィルタ295の効果について説明する。図24は127GBpsのDP−QPSK信号(Baud Rate31.8Gbps)3Chを800km伝送後、波長選択受信した時のピークモニタ値の隣接Ch間隔依存性を帯域制限値に対して見たものである。前述の通り、本来ならピーク検出モニタ244で検出されるピーク検出モニタ値は信号成分(205)、(206)であるが、隣接Chが50GHzしか離れていない時、帯域制限値がBaud Rate x0.7だと、検出信号成分以上に出てしまう。これは隣接Chと局発光との干渉成分が削除されず、信号成分に乗ってきていることを示している。帯域制限値をBaud Rate x0.3、Baud Rate x0.15と下げていくと、50GHzのピークを抑圧できることが分かる。また図25に帯域制限値に対して、50GHzの隣接Ch存在時のピークモニタ値から計算した信号光強度モニタの誤差をプロットした。これより帯域制限値をBaud Rate x0.4以下に設定すれば信号光強度モニタの誤差を0.5dB以下に抑えられることが分かる。
以上の構成により、第4の実施形態の波長選択型のコヒーレント受信器において、検出信号光強度を算出することができる。
(第5の実施形態)
図26は第5の実施形態を表す。図17の構成との違いはDSP231−1から監視制御部231−2に受信信号の分散値情報を送り、それを基に信号光強度モニタの値に補正をかける点である。DSP231−1は分散補償機能を含んでおり、入力信号光の分散値情報は既知である。光波形のピーク値は分散値によって異なる。従って図27に示す通りピーク検出モニタ244のモニタ値は入力される光信号の分散値によって異なる。この図によれば、分散値0〜1500ps/nmまでは線形補間、分散値1500ps/nm以上は補正なしで対応できる。
以下、本実施形態の動作について具体的に説明する。
まずキャリブレーションとして、図21の手順に従い、所定の局発光強度でON、所定の強度の分散値0ps/nmの光信号を入力し、図20の傾きc1を求める。同様に所定の強度の分散値1500ps/nmの光信号を入力し、傾きc2を求める。c1及びc2をE2PROM231−3に保存する。
次に実運用時の動作として、まずVpp、局発光強度を読み出し、DSP231−1より現在受信している信号光の分散値情報を得る。式(210)、(211)に従い、分散値x[ps/nm]から傾きcを求め、そのcを用いて式(212)により検出信号光強度A2を求める。
なお、ここでは分散値0〜1500ps/nmまでは線形補間しているが、本方法に限らず分散値毎に傾きcを定めて補正することができる。
以上の構成により、第5の実施形態の波長選択型のコヒーレント受信器において、検出信号光強度を算出することができる。
(第6の実施形態)
本発明の第6の実施形態を図面を参照して説明する。
図28に於いて、本実施形態のコヒーレント光受信器2800は、受信した波長多重信号である信号光を減衰させる減衰部2801と、所定の波長を有する局発光を出力する光源2802と、を有する。更に本実施形態のコヒーレント光受信器2800は、前記減衰部で減衰した前記信号光と前記局発光とを干渉させ、第1の干渉光と前記第1の干渉光とは異なる第2の干渉光とを出力する干渉部2803と、を有する。更に本実施形態のコヒーレント光受信器2800は、前記第1の干渉光を光電変換し、第1の電気信号を出力する第1の光電変換部2804と、前記第2の干渉光を光電変換し、第2の電気信号を出力する第2の光電変換部2805と、を有する。更に本実施形態のコヒーレント光受信器2800は、前記第1の光電変換出力と第2の光電変換出力の差信号を出力する出力部2806を有する。更に本実施形態のコヒーレント光受信器2800は、監視制御部2807を備える。監視制御部2807は前記信号光の強度に対する前記第1の電気信号の光電気変換効率と前記信号光の強度に対する前記第2の電気信号の光電気変換効率が異なることによる前記差信号の雑音成分の強度を次の様に制御する。即ち、本実施形態のコヒーレント光受信器2800は、前記差信号の信号成分の強度に対して所定の割合以下となるように、前記減衰部を制御して前記信号光を減衰させる、または前記光源を制御して前記局発光を増大させる。
以上の構成により、第6の実施形態のコヒーレント受信器においては、バランスPDの受光感度の固体差等による光電気変換効率の差がある場合でも、受信感度劣化を防ぐことができるという効果を有する。
なお、ここまで説明した各実施の形態では、専用の装置を想定したが、次のようなものでもよい。即ち例えば各種データ処理を行うパーソナルコンピュータ装置に、本例に相当する処理を行うボードやカードなどを装着し、各処理を、コンピュータ装置側で実行させる。このようにして、その処理を実行するソフトウェアをパーソナルコンピュータ装置に実装させて実行する構成としても良い。
そのパーソナルコンピュータ装置などのデータ処理装置に実装されるプログラムについては、光ディスク,メモリカードなどの各種記録(記憶)媒体を介して配付しても良い。或いはインターネットなどの通信手段を介して配付しても良い。
また、以上の実施形態は各々他の実施形態と組み合わせることができる。
以上、実施形態を参照して本願発明を説明したが、本願発明は上記実施形態に限定されるものではない。本願発明の構成や詳細には、本願発明のスコープ内で当業者が理解し得る様々な変更をすることができる。
この出願は、2011年4月15日に出願された日本出願特願2011−091298を基礎とする優先権を主張し、その開示の全てをここに取り込む。
本発明は、WDM(Wavelength Division Multiplexing)伝送におけるコヒーレント受信器に関するものであり、産業上の利用可能性を有する。
1−1〜1−2 光スプリッター
2 波長ブロッカー
3−1〜3−N LO
4−1〜4−N RX
5−1〜5−N TX
6−1〜6−N クライアント
7 光アンプ
8 制御部
21−1〜21−2 AWG
22 Add−Drop−SW
23−1〜23−N LO
24−1〜24−N RX
25−1〜25−N TX
26−1〜26−N クライアント
30−1 演算部
30−2 監視制御部
31 VOA
32 PD
33 局発光
34 PBS
35 光カプラ
36−1,2 90°ハイブリッド
37−1〜4 バランスPD
38−1〜4 TIA/AGC
39−1〜4 ADC
41−1〜6 光カプラ
42−1,2 π位相シフタ
43 π/2位相シフタ
131 光スプリッター
132−1−132−N VOA
133−1〜133−N LO
134−1〜134−N RX
135−1〜135−N TX
136−1〜136−N ONU
137 OLT
211 TIA
212 AGC
213 Buffer
214 振幅検出モニタ
224 振幅検出モニタ(従来)
231−1 DSP
231−2 監視制御部
231−3 E2PROM
232 PD
233 LO
234 PBS
235 光カプラ
236−1,2 90°Hybrid
237−1〜4 バランスPD
238−1〜4 TIA/AGC
239−1〜4 ADC
244 ピーク検出モニタ
295 帯域制限フィルタ
2 波長ブロッカー
3−1〜3−N LO
4−1〜4−N RX
5−1〜5−N TX
6−1〜6−N クライアント
7 光アンプ
8 制御部
21−1〜21−2 AWG
22 Add−Drop−SW
23−1〜23−N LO
24−1〜24−N RX
25−1〜25−N TX
26−1〜26−N クライアント
30−1 演算部
30−2 監視制御部
31 VOA
32 PD
33 局発光
34 PBS
35 光カプラ
36−1,2 90°ハイブリッド
37−1〜4 バランスPD
38−1〜4 TIA/AGC
39−1〜4 ADC
41−1〜6 光カプラ
42−1,2 π位相シフタ
43 π/2位相シフタ
131 光スプリッター
132−1−132−N VOA
133−1〜133−N LO
134−1〜134−N RX
135−1〜135−N TX
136−1〜136−N ONU
137 OLT
211 TIA
212 AGC
213 Buffer
214 振幅検出モニタ
224 振幅検出モニタ(従来)
231−1 DSP
231−2 監視制御部
231−3 E2PROM
232 PD
233 LO
234 PBS
235 光カプラ
236−1,2 90°Hybrid
237−1〜4 バランスPD
238−1〜4 TIA/AGC
239−1〜4 ADC
244 ピーク検出モニタ
295 帯域制限フィルタ
Claims (9)
- 受信した波長多重信号である信号光を減衰させる減衰手段と、
所定の波長を有する局発光を出力する光源と、
前記減衰手段で減衰した前記信号光と前記局発光とを干渉させ、第1の干渉光と前記第1の干渉光とは異なる第2の干渉光とを出力する干渉手段と、
前記第1の干渉光を光電変換し、第1の電気信号を出力する第1の光電変換手段と、
前記第2の干渉光を光電変換し、第2の電気信号を出力する第2の光電変換手段と、
前記第1の光電変換出力と第2の光電変換出力の差信号を出力する出力手段と、
前記信号光の強度に対する前記第1の電気信号の光電気変換効率と前記信号光の強度に対する前記第2の電気信号の光電気変換効率が異なることによる前記差信号の雑音成分の強度が、前記差信号の信号成分の強度に対して所定の割合以下となるように、前記減衰手段を制御して前記信号光を減衰させる、または前記光源を制御して前記局発光を増大させる監視制御手段と、
を備え、
前記差信号の前記信号成分の強度の算出の基となる検出波長信号光強度を、
局発光の強度と、前記局発光と同一波長で強度が既知のテスト信号光の強度と、前記テスト信号光の強度を変えながら取得した前記局発光と前記テスト信号光とを干渉させた信号の光電変換手段に於ける第1の出力振幅と、のデータを予め測定して保持し、
前記第1の出力振幅の、前記局発光の強度と前記テスト信号光の強度との積の平方根に対する比例係数と、前記第1の出力振幅の飽和レベルと、を予め算出して保持し、
前記局発光と受信した信号光とを干渉させた信号の前記光電変換手段に於ける第2の出力振幅と、前記比例係数と、前記飽和レベルと、を基に、前記第2の出力振幅の値を、前記比例係数と前記局発光の強度の平方根との積の値で除することにより算出する
を特徴とするコヒーレント光受信器。 - 前記割合を算出する演算手段と、を更に有し、
前記監視制御手段は算出した前記割合が所定の値以上の場合に前記減衰手段を制御して前記信号光を減衰させる、または前記光源を制御して前記局発光を増大させることを特徴とする請求項1に記載のコヒーレント光受信器。 - 前記割合は前記信号光に含まれる全波長成分の強度、前記信号光に含まれる前記所定の波長成分のそれぞれの強度、前記局発光の強度、前記信号光の強度に対する前記第1の電気信号の光電気変換効率、及び前記信号光の強度に対する前記第2の電気信号の光電気変換効率を基に算出されることを特徴とする請求項1または請求項2に記載のコヒーレント光受信器。
- 前記光電変換手段に於ける前記出力振幅を検出する振幅検出部を有し、
前記振幅検出部はピーク検出回路であることを特徴とする請求項3に記載のコヒーレント光受信器。 - 前記振幅検出部の前に帯域制限フィルタを備えることを特徴とする請求項4に記載のコヒーレント光受信器。
- 強度及び分散値が既知の前記検出信号光と前記局発光を干渉させた電気信号の振幅値を前記振幅検出部で測定し、前記検出信号光強度と前記局発光強度との積の平方根に対する前記振幅値の比例係数を分散値毎に算出し、メモリ部に保持していることを特徴とする請求項4または請求項5に記載のコヒーレント光受信器。
- 前記検出信号光強度は、前記局発光強度と前記振幅検出部の検出振幅値と、前記検出信号光の分散値を元に算出することを特徴とする請求項4乃至請求項6のいずれかに記載のコヒーレント光受信器。
- 請求項1乃至7のいずれかに記載のコヒーレント光受信器を備えることを特徴とするコヒーレント光通信システム。
- 局発光の強度と、前記局発光と同一波長で強度が既知のテスト信号光の強度と、前記テスト信号光の強度を変えながら取得した前記局発光と前記テスト信号光とを干渉させた信号の光電変換手段に於ける第1の出力振幅と、のデータを予め測定して保持し、
前記第1の出力振幅の、前記局発光の強度と前記テスト信号光の強度との積の平方根に対する比例係数と、前記第1の出力振幅の飽和レベルと、を予め算出して保持し、
前記局発光と受信した信号光とを干渉させた信号の前記光電変換手段に於ける第2の出力振幅と、前記比例係数と、前記飽和レベルと、を基に、前記第2の出力振幅の値を、前記比例係数と前記局発光の強度の平方根との積の値で除することにより検出波長信号光強度を算出する
ことを特徴とする、コヒーレント光受信信号強度測定方法。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2012530045A JP5278619B2 (ja) | 2011-04-15 | 2012-01-04 | コヒーレント受信器 |
Applications Claiming Priority (4)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2011091298 | 2011-04-15 | ||
JP2011091298 | 2011-04-15 | ||
JP2012530045A JP5278619B2 (ja) | 2011-04-15 | 2012-01-04 | コヒーレント受信器 |
PCT/JP2012/050410 WO2012140922A1 (ja) | 2011-04-15 | 2012-01-04 | コヒーレント受信器 |
Related Child Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2012247437A Division JP5516698B2 (ja) | 2011-04-15 | 2012-11-09 | コヒーレント受信器 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP5278619B2 true JP5278619B2 (ja) | 2013-09-04 |
JPWO2012140922A1 JPWO2012140922A1 (ja) | 2014-07-28 |
Family
ID=47009110
Family Applications (2)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2012530045A Active JP5278619B2 (ja) | 2011-04-15 | 2012-01-04 | コヒーレント受信器 |
JP2012247437A Active JP5516698B2 (ja) | 2011-04-15 | 2012-11-09 | コヒーレント受信器 |
Family Applications After (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2012247437A Active JP5516698B2 (ja) | 2011-04-15 | 2012-11-09 | コヒーレント受信器 |
Country Status (2)
Country | Link |
---|---|
JP (2) | JP5278619B2 (ja) |
WO (1) | WO2012140922A1 (ja) |
Families Citing this family (8)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP5907082B2 (ja) * | 2013-01-23 | 2016-04-20 | 富士通株式会社 | 伝送装置および伝送システム |
US9692545B2 (en) | 2013-07-11 | 2017-06-27 | Nec Corporation | Optical reception apparatus and monitor signal generating method |
JP6349696B2 (ja) * | 2013-11-26 | 2018-07-04 | 日本電気株式会社 | 光送信装置、光受信装置および光通信方法 |
KR102131070B1 (ko) | 2014-01-21 | 2020-07-07 | 삼성전자주식회사 | 코히런트 수신을 수행하는 광 인터페이스 모듈, 이를 포함하는 광 메모리 모듈 및 광 메모리 시스템 |
WO2015190097A1 (ja) * | 2014-06-12 | 2015-12-17 | 日本電気株式会社 | 光受信器及び光受信方法 |
JP6365256B2 (ja) * | 2014-11-18 | 2018-08-01 | 富士通株式会社 | 光伝送システム、光受信装置、管理装置及び信号調整方法 |
JP6575303B2 (ja) * | 2015-10-30 | 2019-09-18 | 富士通株式会社 | 光伝送装置、光パワーモニタ、及び、光パワーモニタ方法 |
JP6761782B2 (ja) * | 2017-07-25 | 2020-09-30 | Kddi株式会社 | 光受信機及びコヒーレント光受信方法 |
Citations (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
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JPH0478251A (ja) * | 1990-07-18 | 1992-03-12 | Fujitsu Ltd | コヒーレント光通信用偏波ダイバーシティ受信装置 |
JPH1030965A (ja) * | 1996-07-16 | 1998-02-03 | Kagaku Gijutsu Shinko Jigyodan | 光パルス特性測定装置およびその測定方法 |
JP2010245772A (ja) * | 2009-04-03 | 2010-10-28 | Fujitsu Ltd | 光受信機および光受信方法 |
Family Cites Families (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US7012697B2 (en) * | 2002-10-24 | 2006-03-14 | Agilent Technologies, Inc. | Heterodyne based optical spectrum analysis with controlled optical attenuation |
-
2012
- 2012-01-04 WO PCT/JP2012/050410 patent/WO2012140922A1/ja active Application Filing
- 2012-01-04 JP JP2012530045A patent/JP5278619B2/ja active Active
- 2012-11-09 JP JP2012247437A patent/JP5516698B2/ja active Active
Patent Citations (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPWO2012140922A1 (ja) | 2014-07-28 |
WO2012140922A1 (ja) | 2012-10-18 |
JP2013081186A (ja) | 2013-05-02 |
JP5516698B2 (ja) | 2014-06-11 |
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