JPH01153924A

JPH01153924A - コヒーレント光測定装置

Info

Publication number: JPH01153924A
Application number: JP62313327A
Authority: JP
Inventors: Takashi Matsuno; 敬司松野
Original assignee: Iwatsu Electric Co Ltd
Current assignee: Iwatsu Electric Co Ltd
Priority date: 1987-12-10
Filing date: 1987-12-10
Publication date: 1989-06-16

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】［産業上の利用分野］本発明は、単一モード発振の半導体レーザ光等を含むコ
ヒーレント光の高感度測定装置に関する。

［従来の技術］光通信技術を中心とした光応用技術の実用化によって微
弱な光パワーの測定装置に対する重要性は、ますます高
まってきた。とりわけ、コヒーレント光通信技術におい
ては、飛躍的な高感度化が達成できるようになった。こ
のコヒーレント光の受信装置では、いわゆる光へテロダ
イン検波方法が採用されており、光の周波数や位相変化
を利用している。これによって、光の強さのみを利用す
る従来方法に比べて１０倍から１００倍の感度向上が期
待できるとされ、既に一定条件下で１０倍以上の受信感
度の向上が確認されている。

以下第４図を用いて、光ヘテロダイン検波の原理を説明
する。第４図において、角周波数ω１を持つ信号光１０
と角周波数ω２を持つ参照光１２とをハーフミラ−１１
により合成し、合成信号光１３を得、受光素子１４（例
えばホトダイオード等）に入力する。この受光素子１４
で、これら二つの光のビート角周波数！ω２−ω１１を
検出するように構成されたものが光ヘテロダイン検波装
置である。

上記の信号光１０の光振幅Ｅ１と参照光１２の光振幅Ｅ
２は、それぞれ次のように記述できる。

Ｅｌ　＝ａ１　！３ＸＤ　　［Ｊ　（ω１　ｔ＋φ１）
］（Ｉ１Ｅｌ　＝ａ２　ｅＸｐ　　［Ｊ　（ω２　ｔ＋
φ２）］（２）ここではたとえばω２≧ω１とする。こ
のＥｌとＥｌを重ね合せたときの光強度Ｉ　（ｔ）は、
重ね合せる前の光強度をそれぞれ１１＝ｌＥ１　１２、
ｌ２＝ｌＥ２１２として以下のように表される。

Ｉ　（ｔ）−１Ｅ１　＋Ｅ２１２＝ｌＥ１　　！２＋ｌＥ２　１２＋２β　１Ｅ１１　　・　ｌＥ２　　！ｃｏｓ　　（（
ω２−ω１）ｔ＋Δφ）　　　　（３）＝１１　＋Ｉ２
　＋２βＦローロｃｏｓ（（ω２−ω１）ｔ＋Δφ）　
　（４）ここでβは干渉効率で０≦β≦１の範囲にあり
、２つの光の偏波を一致させること等によりβ＝１とで
きるので以下この場合につき説明する。また、Δφは位
相差１φ１−φ２１を表わす。

２つの光１０．１２のビート信号成分は（３）式の第３
項で記述される。したがって、信号光１０の光強度■１
が微弱であっても、参照光１２の光強度Ｉ２が大きけれ
ば第３項の振幅は大きく変化するので、結果として受信
感度の大幅改善が達成される。

ところで、光強度の測定を（４）式を用いて行うとする
と、ビート信号順（第３項）以外に重ね合せる前の信号
光１０と参照光１２の光強度■１、Ｉ２が含まれており
、被測定光たる信号光１０のみの光強度■１を直接測定
することが困難となる。

そこで従来は、重ね合せる前の１１のみを空間的に分離
して測定する方法又は参照光１２を一時的に遮断する方
法等で、コヒーレント光受信機の最低受光感度レベルを
測定していた。

［発明が解決しようとする問題点］しかし、分離に伴う光コネクタの着脱、測定条件の変化
等により、測定データのバラツキが大きく、確度及び安
定度の高い測定が困難であった。このため光へテロダイ
ン検波方法で高感度受信が可能となったにもかかわらず
、その光パワー測定においては、従来の光強度測定方法
を依然として使用しているという状況にあり、光へテロ
ダイン検波に適用する重ね合された状態での個々のるコ
ヒーレント光の高感度測定が困難であった。

また、コヒーレント光通信では、多数の光波長を同時に
情報伝送に使用したいわゆる光波長分割多重（ＷＤＭ）
伝送方式が既に実用レベルに達している。この技術の将
来的な発展形態として光周波数分割多重（ＦＤＭ）伝送
方式も研究されている。これらの伝送方式では光受信機
で各光波長（周波数）に対する最低受光感度レベルを評
価することが極めて重要である。しかるに従来の光パワ
ーメータでは光強度のみに着目し、これを直接測定する
ものであるため、特別に設計した光分波器等を介して測
定しない限り、全波長の合成光パワーの測定はできるが
各光波長に対応する最低受光感度レベルの測定は困難で
あった。

また、この場合に光分波器を介するため、光へテロダイ
ン検波方式を採用した光受信機おける光分波器を不用と
するメリットが無駄になっていた。

そこで、本発明の目的は、光へテロダイン検波における
信号光と参照光又は周波数分割多重化された各信号光を
空間的に分離することなく高感度に測定することが可能
なコヒーレント光測定装置を提供することにある。

［問題点を解決するための手段］上記問題点を解決し、上記目的を達成するための本発明
は、第１の角周波数の被測定光を入力させる入力手段と
、第２の角周波数の参照光を生成するための参照光発生
手段と、前記入力手段から得られる前記被測定光と前記
参照光発生手段から得られる前記参照光との合成信号光
を得るための光合成手段と、前記合成信号光を電気信号
に変換する光電変換手段と、前記光電変換手段の出力を
増幅し、交流成分を出力する増幅手段と、前記増幅手段
から得られる交流成分に基づいてこの交流成分の実効値
ＩＯを求め、この実効値ＩＯの二乗値１０２と、前記参
照光の光パワーに対応する値■２との比１ｏ　”　／２
　Ｉ２に相当する演算を行って被測定光の光パワー１１
を示す出力を得る信号処理及び演算手段とを具備したコ
ヒーレント光測定装置に係わるものである。

［作用］本発明の入力手段は例えば偏波保持光ファイバであり、
例えば偏波保持光フアイバカプラから成る光合成手段に
被測定光を送る。参照光発生手段は例えば半導体レーザ
を含む周波数安定化光源であって、光合成手段に参照光
を送る６光合成手段にて被測定光と参照光とが合成され
ると餉１の角周波数と第２の角周波数とのビート成分を
含む合成信号光が得られる。光電変換手段は例えばホト
ダイオード等の受光素子を含み、合成信号光に対応する
電気信号を出力する。この電気信号は第１の角周波数と
第２の角周波数とのビート周波数成分を含む、増幅手段
は交流（ビート周波数）成分を出力する。信号処理及び
演算手段は、例えば、交流電圧計又はサンプルホールド
回路等によって交流成分の実効値ＩＯを求め、更に実効
値ＩＯの二乗値Ｉ０２を求め、これと参照光の光パワー
に対応する値工２とに基づいてＩＯ２／２　Ｉ２に対応
する演算を行い、被測定光の平均パワーを示す信号１１
を出力する。

従゛来の光へテロダイン検波では、通信情報を含むビー
ト信号の周波数等の変化する成分のみしか着目していな
かったので、正確且つ安定性の高い測定を容易に達成す
ることができなかった。これに対して本発明では、ビー
ト信号の増幅成分（交流成分）が被測定光の光振幅と参
照光の光振幅との積になることに着目し、被測定光の光
パワーをもとめるので、確度及び安定性の高い測定を容
易に達成することができる。

［実施例］次に、第１図及び第２図に基づいて本発明の一実施例に
係わるヘテロダイン検波方式におけるコヒーレント光測
定装置を説明する。

１０は第４図で説明したものと同様な角周波数ω１の信
号光であり、１２は角周波数ω２の参照光である。９ａ
　、９ｂはそれぞれ、被測定光たる信号光１０、参照光
１２を伝送する偏波保持光ファイバであり、１６は信号
光１０と参照光１２とを偏波を略一致させて合成し、合
成信号光１３を得るための光合成手段としての偏波保持
光フアイバカプラである。１７は被測定光の入力端であ
り、２８は参照光１２を発生するための周波数安定化光
源である。偏波保持光フアイバカプラ１６の一方の出力
端１５はマツチングオイル（斜線で示す部分）を用いて
到達した光の反射を生じることなく終端されるように構
成されている。他方の出力端１８には信号光１０と参照
光１２との合成信号光１３が得られる。この合成信号光
１−３は、受光素子１４に入力され、これを光・電気変
換するとライン２１にビート信号が得られる。このビー
ト信号を直流成分を除去して交流成分を増幅するための
交流増幅器２２で増幅し、バンドパスフィルタ２３を介
してディジタル交流電圧計２４と制御回路２５に印加す
る。

制御回路２５は、交流電圧計２４の測定データを演算回
路２６に所定のタイミングで採り込み、表示データ３６
を表示回路２７に演算結果として表示する。ここで制御
回路２５は、交流電圧計２４の測定開始及び測定データ
出力タイミングを指定するための制御信号をライン３２
に出力し、演算回路２６への入力タイミングや、演算開
始等を命令するための制御信号をライン３４に出力し、
更に表示回路２７の表示動作制御信号をライン３５に出
力する。更に周波数安定化光源２８に内蔵された半導体
レーザ３９の定電流駆動信号をライン３８に出力し、半
導体レーザ３９の温度制御を行うペルチェ素子４２の駆
動信号をライン３７に出力する。半導体レーザ３９の出
射光はコリメート用レンズ４０、及び反射戻り晃防止用
の光アイソレータ４１を介して偏波保持光ファイバ９ｂ
に入力される。２９は交流増幅器２２の出力信号の伝送
ラインであり、３０はバンドパスフィルタ２３の出力信
号の伝送ラインである。

第１図に示す＠路による測定原理を第２図を使用しそ説
明する。第４図によって説明したベテロダイン検波方式
と同一の原理で第２図に示すビート信号波形がたとえば
ホトダイオード１４の出力ライン２１に得られる。ここ
で（３）式を参照すると、第２図のＡ点はｃｏｓ（（ω
２−ω１）ｔ＋Δφ）＝１の場合の山（ピーク）値を示
し、Ｂ点はｃｏｓｔ（ω２−ω１）ｔ＋Δφ）＝−１の
場合の各位を示すことが分る。（３）式におけるβを１
とすれば、ｌＥｌ　　１　　＋ｌＥ２　１２＋２１Ｅ１
＋１Ｅ２１となり、（ａ＋ｂ　）　２＝ａ２±２ａｂ＋
ｂ２の恒等式に基づいてＡ点の値は（ＩＥＩＩ＋ＩＥ２
１＞２となり、Ｂ点の値は（ｌＥｌｌ−１Ｅ２１＞２と
なる。ここでライン２１のビート信号の交流成分は２１
Ｅ１１−　ｌＥｌ　１ｃｏｓ　　（（ω２−ω１）ｔ＋
Δφ）であり、これを増幅してこの実効値を交流電圧計
２４で測定するとこの測定値ＩＯは次式に従って得られ
る。

ＩＯ＝２１　Ｅｌｌ　−ｌ　Ｅ２１　／ｒ’ｉ＝（’Ｘ
Ｉ　Ｅｌｌ　・　Ｉ　Ｅ２１＝Ｅ丁−丁Ｔゴ７　　　　　　　　　（５）（５）式は
被測定光たる信号光１０と参照光１２のそれぞれの光の
光振幅ＩＥ１１、ｌＥｌ　１の積である。

そこで（５）式の二乗を求めるとＩＯ”＝２ＩＩ　Ｉ２　　　　　　　　　　（６）とな
り、既知の参照光１２の光パワー■２との比をとれば、
求める信号光１０の光パワー１１はＩＩ　＝Ｉ０２／２
Ｉ２−　　　　　　　　　（７）と求められる。

したがって、ライン２１のビート信号を交流増幅器２２
で増幅し、バンドパスフィルタ２３を介して交流電圧計
２４でその交流成分の実効値に相当する値■０を正確な
測定データとして得、演算回路２６で（６）、（７）式
に基づき演算を実行すれば、被測定光の光パワー■１が
求められる。

以下第１図の回路の動作を更に詳しく説明する。

被測定光の入力端１７に入力される光信号１０にはあら
かじめ一定の周波数間隔、たとえば５ＧＨｚ又は２Ｇ）
！Ｚ等の間隔で周波数（波長）分割多重化された光信号
（以下「多重信号光」という。

）が含まれており、これら多重信号光はたとえばコヒー
レント光通信で使用される光波長１，５５μｍ帯の光で
ある。一方参照光１２は、温度と電流を高精度に安定化
した周波数安定化光源２８から供給される。その発光素
子なる半導体レーザ３９には、被測定光の光源と同様の
単一光スペクトルを有する分布帰還型半導体レーザ（Ｄ
ＦＢ−ＬＤ）や分布ブラッグ反射型半導体レーザ（ＤＢ
Ｒ−ＬＤ　）等を用いた。これらは温度を一定とするた
めに断熱材で周囲を囲い、かつ、ベルチェ素子４２で制
御することで、温度変動を１０−４℃以下に安定化し、
また、半導体レーザ３９の駆動電流３８の変動も数１０
ｎＡ以下に安定化している。

以上のような条件の下、偏波保持光フアイバカプラ１６
を介して光へテロダイン検波を行うとライン２１にビー
ト信号が得られる。このとき参照光１２の光周波数が、
被測定光１０の光周波数と大きくズしている場合には、
受光素子工４の応答周波数範囲を超えたビート周波数を
検出することとなるため、実質的にビート信号２１は得
られない、この問題を解決する手段として半導体レーザ
特有の性質を活用している。すなわち、駆動信号３７及
び３８の一方又は両方を用いて、半導体レーザの温度及
び電流の一方又は両方を鋸歯状に微小掃引し、たとえば
徐々にビート周波数が小さくなるようにしてビート信号
の周波数１ｋＨｚを得ている。ライン２１のビート信号
の変化成分を交流増幅器２２で増幅し、ライン２９に出
力信号を得、これを信号対雑音比（Ｓ／Ｎ比）を改善す
るためのバンドパスフィルタ２３を介して、交流電圧計
２４及びｌ！ｉ’Ｊｌｌ＠路２５に入力する０Ｍ御回路
２５ではバンドバスフィルり２３の出力ライン３０の信
号の周波数及びレベルをモニタし、制御回路２５に内蔵
の周波数カウンタ及び電圧検出回路等を介して、ライン
３０の出方信号の測定タイミングを決定する。交流電圧
計２４は、制御信号３２の指示に従って、ライン２１の
ビート信号の実ｇＪ値に相当する！＜Ｗ記（５）式のＩ
ｏ）を測定する。この値工０はライン３４の所定のタイ
ミングの側御信号の指示により、演算回路２６に採り込
まれる。演算回路２６は、いわゆるアナログ掛算器を含
むアナログ演算回路又はマイクロコンピュータを含むデ
ィジタル演算回路であり、前記した（６）、（７）式の
所定の処理を実行する。処理結果は被測定光の光パワー
測定データとしてライン３５の制御信号の指示により表
示回路２７に表示する。ここで、ライン２１のビート信
号の増幅に交流増幅器２２を使用しているので電気系の
ドリフト等は問題とならない。従って、ドリフトを除去
するための光チョッパ又は光スィッチを使用して同期検
波を行ういわゆるゼロイングが不要になる。また、ライ
ン２１のビート信号の振幅変化を大きくし、すなわち参
照光１２の光振幅Ｅ２を大きくして、この変化成分に着
目して交流電圧計２４で正確に測定しているので、光へ
テロダイン検波方式を採用したメリットを最大限に活用
でき、高感度光パワー測定が可能となった。

また、バンドパスフィルタ２３のＳ／Ｎ　（信号対雑音
比）改善効果に加えてビート信号の周波数を１ｋＨｚ〜
５００ｋＨｚ程度の適当な値に設定することにより回路
で問題となるいわゆる１／ｆ雑音を避けて測定すること
ができる。光源２８におけるＤＦＢ−ＬＤは一般のＤＦ
Ｂ−ＬＤに限定されることなく位相制御機能付きＤＦＢ
−ＬＤでもよい。またその周波数安定度は、交流電圧計
２４がライン３０の信号を測定するに必要な時間だけの
瞬時安定度が確保できれば十分である。したがってＤＦ
Ｂ−ＬＤの光周波数の微小な掃引は、たとえば１秒〜５
秒位のゆっくりしなｒｖ１＃で十分である。

ここで使用した偏波保持光フアイバカプラ１６のいわゆ
る過剰損失は１ｄＢ〜２ｄＢと比較的大きいが、その周
囲温度変化や、光周波数の変化に対する変動は無視でき
る程度に十分小さい。また参照光１２は出力端１８に高
効率でカップリングしている。同様に参照光１２の光出
力変動、光アイソレータ４１や偏波保持光ファイバ９ｂ
との結合損失の変動も無視できる。また周波数安定化光
源２８の光出力は半導体レーザ３９の設定駆動電流と設
定温度に対してあらかじめ正確に校正され、この設定駆
動電流等に対応する光出力データを演算回路２６に記憶
保持させ、式（７）におけるＩ２の値とした。なお、上
記の実施例においていわゆる戻り光が少ない場合には、
光アイソレータ４１を省略することができる他、偏波保
持光フアイバカプラ１６の入力側光ファイバ９ａ、９ｂ
を互いに入れ替えて使用できる場合もあることは、第１
図の説明からも明らかであろう。

また、光へテロダイン技術は電気通信におけるヘテロダ
イン技術と異なり、ダイオードの非直線性を応用するも
のでないため、前記受光素子１４は、ホトダイオードに
限定されない、すなわち受光素子は単なる光検出器（直
線検波素子）でよく、高調波の発生を実質的に無視でき
るのでビート信号からの正確な測定データに基づき、高
精度の測定ができる。

［変形例コ本発明は上述の実施例に限定されるものでなく例えば次
の変形が可能である。

（１）　第１図における交流電圧計２４と演算回Ｂ２６
を第３図に示すサンプルホールド回路２０及び演算回路
２６から成る構成に置換してもよい、第３図で第１図の
構成要素に対応するものについては、同一の符号を付し
て左明を省く、サンプルホールド回路２０は、第２図に
示すビート信号波形のＡ点、すなわち山（ピーク）値と
、Ｂ点すなわち径値をサンプルホールドし、この両値の
差をとることによって、　４１Ｅ１１・ＩＦ５１を求め
２ｎで除して、（５）式に相当する値としてＩｏ　＝−
ｒ”Ｆ−丁Ｔ１７を決定する。そして、（６）（７）式
と同様に、１ｏ　２＝２１１　　・Ｉ２１１＝ＩＯ２／２Ｉ２に従って被測定光の光パワー１１を求める。この場合、
第１図の交流電圧計２４の出力がディジタルデータであ
るのに対して、サンプルホールド回路２０の出力はアナ
ログデータであるため演算回路２６はたとえばアナログ
掛算器又はマイクロコンピュータやアナログディジタル
変換器等を含む回路で構成されている。制御回路２５で
は、内蔵の周波数カウンタ等により第１図の場合と同様
にしてライン３０の出力信号をモニタし、サンプルホー
ルド回路２０の駆動タイミング信号たる制御信号をライ
ン３３に出力する。また第３図において交流増幅器２２
とバンドパスフィルタ２３をそれぞれ直流増幅器とロー
パスフィルタに置換してもよい。この場合、ライン３０
の出力信号に含まれる電気的ドリフト成分は、ライン３
０の出力信号の直流成分も含めて山（ピーク）値と径値
の差をとるため相殺されて、実質的に電気的ドリフトを
除去した高感度、高安定な測定が可能となり、第１図の
場合に劣らぬ性能を維持できる。

（２）　第１図おける偏波保持光フアイバカプラ１６は
受光素子１４に入力する合成信号の偏波方向がゆらがな
い範囲において、一般の単一モード光ファイバを使用し
て製造したいわゆる合波・分波器、または光導波路をも
ちいた方向性結合器等に置換してもよい。

（３）　第１図おける偏波保持光フアイバカブラ１６を
使用する場合において、被測定光の入力端１７に被測定
光を入力する場合、その（１ｍ波方向がゆらぐために結
合損失が変動する場合には、周知の光ファイバのねじれ
等を利用したいわゆる偏波補償回路を介して前記入力ｆ
４Ａ１７に結合してもよい。

（４）　第１図おいて被測定光の光周波数が、比較的近
接して複数存在している場合であって、参照光の光周波
数が掃引できる範囲内にある場合には、当然１個の半導
体レーザ３９で測定可能である。しかし、被測定光周波
数が大きく離れて複数存在する場合には、参照光たる半
導体レーザ３９を、これらの被測定光周波数に略対応し
た発振光を出力可能な複数の半導体レーザ又はレーザア
レイに置換し、その出力光を順次光スイッチ等で切替え
て（たとえば光波長１３μｍと１．５５μｍ等）使用し
てもよい。

（５）　第１図において周波数安定化光源２８は半導体
レーザ３９の駆動電流及び温度を一定に制御する装置で
あったが、この装置に加えてファブリ・ベロー共振器を
光周波数弁別器として組込み、これをいわゆるＰＺＴ等
の圧電素子で機械的に光周波数制御する方式としてもよ
い。

（６）　第１図における周波数安定化光源２８に光が戻
ることを防止するために、光アイソレータ４１を用いて
いるがコリメータ用レンズ４０や光アイソレータ４１の
光入射端面からの戻り光が問題となる場合には半導体レ
ーザ３９のレーザチチップ（図示せず）（こ斜め研磨又
は先球加工等した光ファイバを直接結合し、光アイソレ
ータ４１を省略してもよい。

（７）　第１図における交流電圧計２４及び第３図にお
けるサンプルホールド回路２０の測定確度を高めるため
に、制御回路２５により、適当な回数アベレージングし
た値を演算回路２６のデータとして用い処理してもよい
。

〈８）　第３図におけるサンプルホールド回路はピーク
検出回路と置換してもよ゛い。

［発明の効果］以上の説明から明らかなように、光の強さを直接測定す
る従来方式に比べて、本質的に高感度な光へテロダイン
検波方式を使用した微弱光の測定を、被測定光と参照光
を空間的に分離することなく高感度に行なえる。また、
確度及び安定度の高い測定が可能である。また、光波長
（周波数）分割多重通信における各多重信号光に対応す
る光パワーの測定を光コネクタの着脱等を行うことなく
行うことも可能になる。また、ビート信号の周波数を適
切に選定して、いわゆる１／ｆ雑音を軽減して、Ｓ／Ｎ
良く測定することも可能になる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例に係わる光ヘテロダイン検波
方式における測定回路を示す回路図、第２図は第１図に
示す回路の測定原理を説明するためのビート信号波形図
、第３図は本発明の他の実施例を示す回路図、第４図は従
来の光ヘテロダイン検波の原理図である。１０・・・信号光、１２・・・参照光、１３・・・合成
信号光、１４・・・受光素子、１６・・・偏波保持光フ
アイバカプラ、２２・・・交流増幅器、２３・・・バン
ドパスフィルタ、２４・・・交流電圧計、２５・・・制
御回路、２６・・・演算回路、２７・・・表示回路、２
８・・・周波数安定化光源、３９・・・半導体レーザ、
４１・・・光アイソレータ、４２・・・ペルチェ素子。

Claims

【特許請求の範囲】［１］第１の角周波数の被測定光を入力させる入力手段
と、第２の角周波数の参照光を生成するための参照光発生手
段と、前記入力手段から得られる前記被測定光と前記参照光発
生手段から得られる前記参照光との合成信号光を得るた
めの光合成手段と、前記合成信号光を電気信号に変換する光電変換手段と、前記光電変換手段の出力を増幅し、交流成分を出力する
増幅手段と、前記増幅手段から得られる交流成分に基づいてこの交流
成分の実効値Ｉ＿０を求め、この実効値Ｉ＿０の二乗値
Ｉ＿０＾２と、前記参照光の光パワーに対応する値Ｉ２
との比Ｉ＿０＾２／２Ｉ２に相当する演算を行って被測
定光の光パワーＩ１を示す出力を得る信号処理及び演算
手段とを具備したコヒーレント光測定装置。