WO2012140922A1

WO2012140922A1 - コヒーレント受信器

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Publication number: WO2012140922A1
Application number: PCT/JP2012/050410
Authority: WO
Inventors: 達也内方
Original assignee: 日本電気株式会社
Priority date: 2011-04-15
Filing date: 2012-01-04
Publication date: 2012-10-18
Also published as: JP2013081186A; JPWO2012140922A1; JP5278619B2; JP5516698B2

Abstract

複数波長の中から所望の波長の信号のみを取り出す波長選択型のコヒーレント受信器において、受光パワーが高いとノイズの影響大きくなり受信感度劣化が起こる。　本発明のコヒーレント光受信器は、受信した波長多重信号である信号光を減衰させる減衰手段と、所定の波長を有する局発光を出力する光源と、前記減衰手段で減衰した前記信号光と前記局発光とを干渉させ、第１の干渉光と前記第１の干渉光とは異なる第２の干渉光とを出力する干渉手段と、前記第１の干渉光を光電変換し、第１の電気信号を出力する第１の光電変換手段と、前記第２の干渉光を光電変換し、第２の電気信号を出力する第２の光電変換手段と、前記第１の光電変換出力と第２の光電変換出力の差信号を出力する出力手段と、前記信号光の強度に対する前記第１の電気信号の光電気変換効率と前記信号光の強度に対する前記第２の電気信号の光電気変換効率が異なることによる前記差信号の雑音成分の強度が、前記差信号の信号成分の強度に対して所定の割合以下となるように、前記減衰手段を制御して前記信号光を減衰させる、または前記光源を制御して前記局発光を増大させる監視制御手段と、を備える。

Description

コヒーレント受信器

　本発明は、ＷＤＭ（Ｗａｖｅｌｅｎｇｔｈ　Ｄｉｖｉｓｉｏｎ　Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）伝送におけるコヒーレント受信器に関する。

　光通信技術としてのコヒーレント受信方式は光の強度変調に基づく直接検波方式と比較して高い受信感度の実現が可能であることから、かつて盛んに研究された。しかし、コヒーレント受信方式で用いられる光ＰＬＬ（Ｐｈａｓｅ　Ｌｏｃｋｅｄ　Ｌｏｏｐ）、狭スペクトル光源の実現には技術的困難がある。その一方で、実用的な光増幅器が開発されたことにより直接検波での長距離化が可能になった。そのためコヒーレント受信の実用化開発は一時停滞した。しかしその後、ＤＰ−ＱＰＳＫ（Ｄｕａｌ　Ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ‐Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ　Ｐｈａｓｅ　Ｓｈｉｆｔ　Ｋｅｙｉｎｇ）変調方式を用いた１００Ｇｂｐｓの伝送速度が研究対象となると、以下の理由からコヒーレント受信が再び脚光を浴びることとなった。
１．ＣＭＯＳ−ＬＳＩ技術の進歩によりディジタル信号処理により光源の周波数ズレが補償可能となり高精度光ＰＬＬが不要となった。
２．ディジタル信号処理によりＣＤ（Ｃｈｒｏｍａｔｉｃ　Ｄｉｓｐｅｒｓｉｏｎ），ＰＭＤ（Ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ　Ｍｏｄｅ　Ｄｉｓｐｅｒｓｉｏｎ）が補償可能となった。
３．高ビットレートのため広帯域通信となり、狭スペクトル光源が不要となった。
４．コヒーレント受信の特徴である高感度、高ＯＳＮＲ（Ｏｐｔｉｃａｌ　Ｓｉｇｎａｌ　ｔｏ　Ｎｏｉｓｅ　Ｒａｔｉｏ）耐力によって、高ビットレートでの特性マージン不足が改善できるようになった。
　一方で、ＷＤＭ伝送に於ける光分岐挿入技術であるＲＯＡＤＭ（Ｒｅｃｏｎｆｉｇｕｒａｂｌｅ　Ｏｐｔｉｃａｌ　Ａｄｄ−Ｄｒｏｐ　Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｅｒ）にもコヒーレント受信を応用する動きがある。
　図２は関連する技術であるＲＯＡＤＭの構成例である。ＡＷＧ（Ａｒｒａｙｅｄ　Ｗａｖｅｇｕｉｄｅ　Ｇｒａｔｉｎｇ）２１−１は波長多重された信号光を、各波長に分岐し、Ａｄｄ−Ｄｒｏｐ−ＳＷ（Ｓｗｉｔｃｈ）２２に送る。Ａｄｄ−Ｄｒｏｐ−ＳＷ２２はドロップする波長の信号光をＲＸ２４−１~２４−Ｎに送り、スルーする波長の信号光はＡＷＧ２１−２に送る。ドロップされた信号光はＬＯ（Ｌｏｃａｌ　Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）２３−１・・・２３−Ｎと各々合波された後、ＲＸ２４−１・・・２４−Ｎで各々受信され、光−電気変換された後、クライアント２６−１・・・２６−Ｎに各々送られる。一方ドロップされた波長に対応するチャンネルのクライアント２６−１・・・２６−Ｎからの信号は各々ＴＸ２５−１・・・２５−Ｎで電気−光変換された後、Ａｄｄ−Ｄｒｏｐ−ＳＷ２２に送られ、Ａｄｄ−Ｄｒｏｐ−ＳＷ２２からＡＷＧ２１−２に送信される。
　それに対し、非特許文献１に示すＲＯＡＤＭでは、コヒーレント受信の波長選択性を用いて、波長分岐のＡＷＧ（Ａｒｒａｙｅｄ　Ｗａｖｅｇｕｉｄｅ　Ｇｒａｔｉｎｇ）、光ＳＷ（Ｓｗｉｔｃｈ）など高価な光学部品を使用しない構成のノンブロッキングＲＯＡＤＭが提唱されている。
　非特許文献１に示す構成のＲＯＡＤＭではＷＤＭ即ち波長多重された信号からの波長分岐は行わずに全Ｃｈ（Ｃｈａｎｎｅｌ）信号光（波長多重されたままの信号）が受信器に入力されている。コヒーレント受信によって検出Ｃｈ（受信の目的とする波長の信号）の信号光と局部発振光（以下、局発光と記す）との干渉成分のみを取り出すことにより波長選択が可能となっている。

Ｌ．Ｅ．Ｎｅｌｓｏｎ　ｅｔ　ａｌ，"Ｒｅａｌ−ｔｉｍｅ　Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ　ｏｆ　ａ　４０　Ｇｂｐｓ　Ｉｎｔｒａｄｙｎｅ　Ｃｈａｎｅｌ　ｉｎ　ｔｈｅ　Ｐｒｅｓｅｎｃｅ　ｏｆ　Ｍｕｌｔｉｐｌｅ　Ｒｅｃｅｉｖｅｄ　ＷＤＭ　Ｃｈａｎｎｅｌｓ"ＯＦＣ２０１０，ａ１３０４．（２０１０）

　しかし、上記非特許文献１で開示された様な複数の波長の中から所望の波長に対応する信号のみを取り出す波長選択型のコヒーレント受信器においては、次のような問題がある。即ちバランス型フォトディテクタ（Ｂａｌａｎｃｅｄ　Ｐｈｏｔｏ　Ｄｅｔｅｃｔｏｒｓ：以降バランスＰＤという）が有する二つのフォトディテクタ（Ｐｈｏｔｏ　Ｄｅｔｅｃｔｏｒｓ：以降ＰＤという）のそれぞれの受光感度には通常は差がある。ＰＤの受光感度の差による光電気変換効率の差があると、波長多重された複数の波長光それぞれの強度の和が大きくなるにつれて受信感度の劣化が顕著になる。
（発明の目的）
　本発明は、上記の問題である受信感度の劣化を防ぐことのできる波長選択型のコヒーレント受信器を提供することを目的とする。

　本発明のコヒーレント光受信器は、受信した波長多重信号である信号光を減衰させる減衰手段と、所定の波長を有する局発光を出力する光源と、
　前記減衰手段で減衰した前記信号光と前記局発光とを干渉させ、第１の干渉光と前記第１の干渉光とは異なる第２の干渉光とを出力する干渉手段と、
　前記第１の干渉光を光電変換し、第１の電気信号を出力する第１の光電変換手段と、
　前記第２の干渉光を光電変換し、第２の電気信号を出力する第２の光電変換手段と、
　前記第１の光電変換出力と第２の光電変換出力の差信号を出力する出力手段と、
　前記信号光の強度に対する前記第１の電気信号の光電気変換効率と前記信号光の強度に対する前記第２の電気信号の光電気変換効率が異なることによる前記差信号の雑音成分の強度が、前記差信号の信号成分の強度に対して所定の割合以下となるように、前記減衰手段を制御して前記信号光を減衰させる、または前記光源を制御して前記局発光を増大させる監視制御手段と、を備える。
　本発明のコヒーレント光受信方法は、受信した波長多重信号である信号光を減衰させ、
　所定の波長を有する局発光を出力し、前記減衰させた前記信号光と前記局発光とを干渉させ、第１の干渉光と前記第１の干渉光とは異なる第２の干渉光とを出力し、
　前記第１の干渉光を光電変換し、第１の電気信号を出力し、
　前記第２の干渉光を光電変換し、第２の電気信号を出力し、
　前記第１の光電変換出力と第２の光電変換出力の差信号を出力し、
　前記信号光の強度に対する前記第１の電気信号の光電気変換効率と前記信号光の強度に対する前記第２の電気信号の光電気変換効率が異なることによる前記差信号の雑音成分の強度が、前記差信号の信号成分の強度に対して所定の割合以下となるように、前記信号光を減衰させる、または前記局発光を増大させる。
　本発明のコヒーレント光受信信号強度測定方法は、局発光強度、局発光と同一波長のテスト信号光強度、及び前記局発光と前記テスト信号光とを干渉させた信号の光電変換手段に於ける出力振幅のデータを予め測定し、前記出力振幅の前記局発光強度と前記テスト信号光強度との積の平方根に対する比例係数と、前記出力振幅の飽和レベルと、を基に検出波長信号光強度を算出する。

　この発明によれば、波長選択型コヒーレント受信器のバランスＰＤにおいてＰＤに光電気変換効率の差があり、入力された複数の波長光それぞれの強度の和が大きくなっても、受信感度劣化を防ぐことができる。

第１の実施形態のノンブロッキングＲＯＡＤＭである。関連する技術であるＲＯＡＤＭの例である。第１の実施形態のコヒーレント受信器の構成である。第１の実施形態の９０°ハイブリッドの構成である。第１の実施形態のシミュレーション結果である。第１の実施形態の信号光、局発光強度制御のフロー図である。第１の実施形態の局発光強度測定のフロー図である。第１の実施形態の全Ｃｈ信号光強度測定のフロー図である。第１の実施形態の検出Ｃｈ信号光強度測定の説明図である。第１の実施形態の検出Ｃｈの信号光強度測定のためのキャリブレーションのフロー図である。第１の実施形態のキャリブレーションデータの説明図である。第１の実施形態の検出Ｃｈの信号光強度測定のフロー図である。第１の実施形態の波長選択型のコヒーレント受信器を用いたＷＤＭ（Ｗａｖｅｌｅｎｇｔｈ　Ｄｉｖｉｓｉｏｎ　Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）−ＰＯＮ（Ｐａｓｓｉｖｅ　Ｏｐｔｉｃａｌ　Ｎｅｔｗｏｒｋ）の構成例である。第１の実施形態のＴＩＡ／ＡＧＣ（Ｔｒａｎｓｉｍｐｅｄａｎｃｅ　Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ　ｗｉｔｈ　Ａｕｔｏｍａｔｉｃ　Ｇａｉｎ　Ｃｏｎｔｒｏｌ）の構成図である。関連する技術のＴＩＡ／ＡＧＣ（２）の構成図である。第２の実施形態のＴＩＡ／ＡＧＣの構成図である。第２の実施形態の受信部の構成図である。第３の実施形態の振幅検出の構成図である。第３の実施形態の出力振幅の例である。第３の実施形態のキャリブレーションの概念図である。第３の実施形態の検出Ｃｈの信号光強度測定のためのキャリブレーションの図である。第３の実施形態の検出信号光強度測定の図である。第４の実施形態の振幅検出の構成図である。第４の実施形態のピークモニタ値の隣接Ｃｈ間隔依存性の図である。第４の実施形態の帯域制限値に対するモニタ誤差の図である。第５の実施形態の受信部構成構成図である。第５の実施形態のピークモニタ値の分散値依存性の図である。第６の実施形態のコヒーレント受信器の構成である。

　以下、本発明の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。
　（第１の実施の形態）
　以下、本発明の第１の実施形態を図面を参照して説明する。
　図１は第１の実施形態のノンブロッキングＲＯＡＤＭである。光スプリッター１−１は波長多重された信号光を、波長ブロッカー２及びＶＯＡ（Ｖａｒｉａｂｌｅ　Ｏｐｔｉｃａｌ　Ａｔｔｅｎｕａｔｏｒ）７−１~７−Ｎにパワー分岐する。波長ブロッカー２に分岐された波長多重された信号光は特定の波長の信号光をブロックされ、その他の波長の信号光は透過し、光アンプ７で増幅され、光スプリッター１−２に送られる。ＶＯＡ７−１~７−Ｎに分岐された波長多重された信号光はＶＯＡにてそれぞれ所定のパワーに減衰される。所定のパワーに減衰された信号はＬＯ（Ｌｏｃａｌ　Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）３−１~３−Ｎの出力である局発光と各々合波された後、ＲＸ（Ｒｅｃｅｉｖｅｒ）４−１~４−Ｎで各々受信される。受信された信号はＰＤ（Ｐｈｏｔｏ　Ｄｅｔｅｃｔｏｒ）にて光信号から電気信号へ変換（光電気変換）された後、クライアント６−１~６−Ｎに各々送られる。
　一方クライアント６−１~６−Ｎからの信号は各々ＴＸ（Ｔｒａｎｓｍｉｔｔｅｒ）５−１~５−Ｎで電気信号から光信号へ変換（電気光変換）された後、光スプリッタ１−２に送られる。制御部８は波長ブロッカー２、ＶＯＡ７−１~７−Ｎ、ＬＯ３−１~３−Ｎ、ＲＸ４−１~４−Ｎ、ＴＸ５−１~５−Ｎを制御する。
　図３は図１、図２のＲＯＡＤＭに用いられているコヒーレント受信部の構成を示す。
　入力された信号光はＶＯＡ３１で減衰され、一部は分岐されＰＤ（Ｐｈｏｔｏ　Ｄｅｔｅｃｔｏｒ）３２に入力され、パワーモニタに用いられる。他方はＰＢＳ（Ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ　Ｂｅａｍ　Ｓｐｌｉｔｔｅｒ）３４にてＸ偏波、Ｙ偏波に偏波分離され、各々９０°ハイブリッド３６−１、２に入力され、信号光と局発光とが合波される。また局発光３３は光カプラ３５で２分岐され各々９０°ハイブリッド３６−１、２に入力される。９０°ハイブリッド３６−１、２内で信号光と局発光とが合波し、干渉光を得て、その干渉光はバランスＰＤ３７−１~４に入力される。干渉光はバランスＰＤ３７−１~４にて電気信号に光電変換される。バランスＰＤで光電変換された電気信号はＴＩＡ／ＡＧＣ（Ｔｒａｎｓｉｍｐｅｄａｎｃｅ　Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ　ｗｉｔｈ　Ａｕｔｏｍａｔｉｃ　Ｇａｉｎ　Ｃｏｎｔｒｏｌ）３８−１~４に入力され、入力された信号光の振幅が調整される。ＴＩＡ／ＡＧＣにて振幅が調整された信号光は、ＡＣ結合にて直流成分が除去された後に、ＡＤＣ３９−１~４にてＡ／Ｄ変換されて、演算部３０−１でディジタル信号処理される。これらの処理は監視制御部３０−２でモニタされ、制御される。
　図４は信号光と局発光とを干渉させる９０°ハイブリッド３６−１、２の構成を示す。入力された信号光は光カプラ４１−１、４１−２、４１−４で４分岐される。一方局発光は光カプラ４１−３、４１−５、４１−６で４分岐される。分岐された局発光はπ位相シフタ４

前記４分岐した信号光と合波され、干渉光が出力される。
　次に本発明の第１の実施形態の動作について説明する。
　本実施の形態では図１に示す通り、波長多重された信号光は光スプリッター１−１でパワー分岐される。その後、ＶＯＡ７−１~７−Ｎにて適切なパワーに調整され、ＲＸ４−１~４−Ｎに入力される。この第１の実施形態では図２の様なＡＷＧ２１−１を用いる波長分岐は行わず、全波長のＣｈがそのまま入力されているがＲＸにてコヒーレント受信されるため特定の波長の信号光のみ取り出すことができる。なお、アド／ドロップせずに通過するＣｈについてはＲＸ４−ｋ、ＴＸ５−ｋを設置しないか、設置していても動作させなければ良い。この通過Ｃｈについては、波長ブロッカー２で通過するＣｈの信号のみを通すようにすれば良い。これらの制御は制御部８が行なっている。
　次に第１の実施形態による光コヒーレント受信の処理を数式を用いて説明する。
受信信号である信号光の電界は

と表現できる。また、受信処理の際に用いる局発光の電界は

と表現できる。ここで、Ａは信号光の振幅、Ｂは局発光の振幅、ω_Ｓ、ωはそれぞれ信号光、局発光の周波数（＝光速／波長）、φは位相である。位相変調方式ではこのφに送信信号の情報が乗せられ、ＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ　Ｐｈａｓｅ　Ｓｈｉｆｔ　Ｋｅｙｉｎｇ）ではφ＝０、π、π／２、３π／２の４つの値を取りうる。ここでは信号光と局発光の波長は一致（ω_Ｓ＝ω）しているとする。ＰＤは光信号のパワー（電力）に比例する出力電流が得られるので各ＰＤ３７−１~４の出力は、次のように表される。

　上式中、ａ，ｂ，ｃ，ｄは、受信した波長多重信号である信号光に対するＰＤ３７−１~４の出力それぞれの光電気変換効率を示す。光電気変換効率に寄与する要素は、例えば、ＰＤ３７−１~４それぞれの受光感度（Ｒｅｓｐｏｎｓｉｖｉｔｙ：ｅη／ｈνで表される）［Ａ／Ｗ］、ＰＤ３７−１~４と９０°ハイブリッド３６−１，２との接続の結合部分で生じる結合損等がある。また、光電気変換効率に寄与する要素としては、ＰＤ３７−１~４と９０°ハイブリッド３６−１，２とを接続している光線路で生じる導波路損等もある。受光感度の式中のｅは電子の電荷、ｈはプランク定数、νは光の振動周波数、ηはＰＤの量子効率である。
　ここでａ＝ｂ＝ｃ＝ｄ＝１、即ちＰＤ３７−１~４それぞれの光電気変換効率が全て等しいとするとＡＤＣ３９−１、３９−２の入力はそれぞれ

と表され、位相情報が抽出できる。
　複数の波長（ω_１、ω_２~ω_Ｎ）の信号光が多重されたＷＤＭ伝送においては、

で表される複数の波長（ω_１、ω_２~ω_Ｎ）の信号光と局発光との干渉成分が各ＰＤに出力される。ＡＤＣ３９−１、３９−２の入力は、

と表される。ＰＤの帯域が無限大なら、ｋ＝１以外はω_ｋ−ωの項が残り、通常ＷＤＭの波長間隔である５０ＧＨｚあるいは１００ＧＨｚの整数倍の周波数成分が残る。しかしＰＤの帯域は２０ＧＨｚ程度であるため、これらの信号は検出されず、局発光と波長を限りなく近づけた信号光の成分（（５），（６））のみを取り出すことができる。
　ところがａ＝ｂ＝ｃ＝ｄという理想的な条件が崩れると該波長選択はノイズの影響を大きく受けることになる。以下に説明する。
ａ≠ｂ，ｃ≠ｄであるとすると、ＡＤＣ３９−１、３９−２の入力は、

となる。ここで、Ｂ^２（ｔ）＝Ｂ^２は出力一定の局発光によるものなのでＤＣ成分であり、ＡＣ結合によりカットされるため、式には現れない。この（１０）式で第二項は局発光と干渉させて取り出された信号成分であるが、第一項はバランスＰＤのインバランス（Ｉｎｔｒａ−Ｃｈａｎｎｅｌ　Ｉｍｂａｌａｎｃｅ：バランス崩れ）に起因するノイズ成分（インバランス雑音）である。通常、局発光強度（Ｂ^２）は信号光強度（Ａ^２（ｔ））の１０~１００倍程度であり、ａ−ｂ＜＜ａ＋ｂ，ｃ−ｄ＜＜ｃ＋ｄであるためノイズ成分は無視できる程であるが、信号光Ｃｈ数（Ｎ）が多くなり、信号光強度が大きくなると、その影響は無視できなくなる。
　図５は信号光Ｃｈ数（Ｎ）の影響を示すシミュレーション結果である。横軸は１ｃｈ当たりの信号光強度、縦軸はＱ値を示す。ここでＱ値とは光信号品質を表す指標で、Ｑｕａｌｉｔｙ　ｆａｃｔｏｒのＱをとってＱ値と呼び、品質が劣化するとＱ値は小さくなる。Ｑ値は下記の式により定義される。

μ_１：情報「１」のときの振幅値の平均値、μ_０：情報「０」のときの振幅値の平均値、σ_１：情報「１」のときの振幅値の標準偏差、σ_０：情報「０」のときの振幅値の標準偏差
　なお本シミュレーションでは全Ｃｈの信号光強度は同じとして計算している。波長数は１または３２で、光電気変換効率はａ＝ｂ＝ｃ＝ｄ＝０．７、またはａ＝ｃ＝０．８，ｂ＝ｄ＝０．６の２通りで比較を行った。図５（ａ）の通り１波長では光電気変換効率に差があってもＱ値の劣化は見られないが、図５（ｂ）の通り３２波長では光電気変換効率に差があると、信号光強度が一定以上の時、Ｑ値の劣化が見られることが分かる。なお、１Ｃｈ当たりの信号光強度が一定以下（本結果では−２５ｄＢｍ）の時、Ｑ値が劣化しているが、これはＰＤで発生するショット雑音が支配的になるからである。
　信号光強度に対するインバランス雑音の割合は（１０）式の第１項と第２項を基に例えば下記の様に表される（位相変調の成分は除く）。

　なお、ここでは信号光強度に対するインバランス雑音の割合を上記（１１）式で定義しているが、この定義のものに限られるものではない。
　ここで信号光強度をｋ倍とする（ｋ＜１：減衰）と下記の様に表される。

　一方、局発光強度をｌ倍とする（ｌ＞１：増加）と下記の様に表される。

　よって、全Ｃｈの信号光強度（全波長の信号光強度）（

）、検出Ｃｈの信号光強度（検出波長の信号光強度）（Ａ_１ ^２（ｔ））、局発光強度の測定値（Ｂ^２）と、想定するあるいは実測のａ，ｂとＲ_ｎより、を計算することができる。このＲ_ｎが一定以上になった時、信号光強度を減衰させ、局発光強度を大きくすることにより、Ｒ_ｎを減少させ、ノイズによるＱ値劣化を防ぐことができる。図５では同時にＲ_ｎの値をプロットしている。Ｒ_ｎ＝０．１以上でＱ値の劣化が認められるので、例えばＲ_ｎ≧０．１の場合にはＲ_ｎ＜０．１となるように信号光強度を減衰させ、局発光強度を大きくする制御を行えば良い。
　なお、バランスＰＤの受光感度の差はＣＭＲＲ（Ｃｏｍｍｏｎ　Ｍｏｄｅ　Ｒｅｊｅｃｔｉｏｎ　Ｒａｔｉｏ）として以下のように定義される。

　次に、図３、図４に示す構成のコヒーレント光受信器に於ける信号光、局発光強度の制御方法を図６~図８のフロー説明図を用いて説明する。以下、図の中の符号を参照して説明する。
　まず局発光強度の測定を行う（図６の１）。図７に局発光強度の測定手順を示す。図７において、ＶＯＡの減衰量を無限大にし（図７の１）、信号光が受信器に入らない状態にし、局発光（ＬＯ光）を検出Ｃｈの波長に設定しＯＮし（図７の２）、ＰＤのパワーモニタ値を測定する（図７の３）。局発光はまず図３に示した通りＰＢＳ３４でＸ，Ｙ分岐され、図４に示した通り、９０°ハイブリッド内で４分岐されているから、ＰＤのモニタ値＋９ｄＢ（分岐損）＋過剰損が局発光強度となる。過剰損とは導波路の損失や光デバイス間の結合損失を指す。なお通常、局発光強度は監視制御部３０−２が制御するものであるから、測定せずとも既知である。
　次に全Ｃｈ信号光強度の測定を行う（図６の２）。図８に全Ｃｈ信号光強度の測定手順を示す。監視制御部３０−２の制御により、局発光をＯＦＦし、ＶＯＡ３１を一定量減衰させ、ＰＤ３２で検出される全Ｃｈ信号光強度のパワーを測定する（図８の１）。一定量減衰させるのは、ＰＤの最大受光レベル（Ｏｖｅｒｌｏａｄ）を超えない値に設定するためである。例えば、１Ｃｈ当たりの最大強度、全Ｃｈ数は分かっているから、それから計算される全Ｃｈ信号光強度の最大値が入力しても、ＰＤのＯｖｅｒｌｏａｄを超えない値に設定すれば良い（図８の２）。一方ＰＤに於ける光強度の検出には測定限界（下限）があり、それ以下であった場合はＶＯＡの減衰量を一定量減らし（図８の３）、ＰＤへの受光レベルを増加させる。そして再度全Ｃｈ信号光の強度を測定し、それにＶＯＡの減衰量と９０°ハイブリッド内での分岐損等を考慮し、全Ｃｈ信号光強度を算出する（図８の４）。
　全Ｃｈ信号光強度を測定後、ＶＯＡの減衰量（≡Ｖａｔｔ）の仮設定を行う（図６の３）。この仮設定は局発光強度と全Ｃｈ信号光強度を足し合わせてもＰＤのＯｖｅｒｌｏａｄを超えないように全Ｃｈ信号光強度を一定量減衰させるために行う。例えばＰＤのＯｖｅｒｌｏａｄを＋４ｄＢｍとすると、受信器への入力は分岐損：＋９ｄＢと過剰損失：例えば２ｄＢを考慮し、＋１５ｄＢｍ（３１．６ｍＷ）が上限となる。局発光を＋１０ｄＢｍ（１０ｍＷ）とすると、全Ｃｈ信号光強度は＋１３．３ｄＢｍ（２１．６ｍＷ）が上限となる。
　次に個別の検出Ｃｈの信号光強度を測定する（図６の４）。図９は検出Ｃｈの信号光強度の測定法の一つを示している。光スプリッター９１（図１の光スプリッター１−１と同等）の分岐光の１つを可変光フィルタ９２に通し、特定の波長のみ取り出しパワーメーター９３で信号光強度を測定し、光フィルタの損失分を補正することにより最終的な信号光強度を求めている。しかし余分に分岐する必要があることや波長可変フィルタ、パワーメーター等の余分な設備が必要であると言う問題がある。
　そこで、図１０~図１２に検出Ｃｈの信号光強度の別の測定法を示している。この方法では検出Ｃｈ信号光強度測定の前にキャリブレーションを行う。図１０は該キャリブレーションの方法を示している。このキャリブレーションは製品調整時などに行う。
　また、図１４に本実施の形態の検出Ｃｈの信号光強度測定に用いられるＴＩＡ／ＡＧＣの構成図を示す。これは図３におけるＴＩＡ／ＡＧＣ３８−１~４の詳細構成に相当する。図１５は関連する技術である振幅検出位置を示すＴＩＡ／ＡＧＣ（２）の構成図である。図１４の構成においては、バランスＰＤで光−電流変換された信号はＴＩＡ（Ｔｒａｎｓｉｍｐｅｄａｎｃｅ　Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）１４０１で電圧に変換され、ＡＧＣ（Ａｕｔｏｍａｔｉｃ　Ｇａｉｎ　Ｃｏｎｔｒｏｌ）１４０４で利得調整して増幅され、Ｂｕｆｆｅｒ１４０５を経て出力される。途中、ＴＩＡ１４０１の出力振幅を振幅モニタ１４０２，１４０３でモニタし、出力する。なお関連する技術である図１５のＴＩＡ／ＡＧＣ（２）の構成ではＡＧＣ１５０４で増幅し、Ｂｕｆｆｅｒ１５０５の後の出力振幅を検出している。しかし、Ｂｕｆｆｅｒ１５０５の後の出力振幅は飽和しており、飽和領域ではＡＢとＢｕｆｆｅｒ１５０５の後の出力振幅は比例しないので、信号光強度を測定することはできない。
　以下にキャリブレーションの手順を説明する。まず局発光の強度を測定し、図示されていない外部記憶装置に保持する（図１０の１）。次に強度が既知で局発光と同じ波長のテスト信号光を、その強度を変えながら入力し、その時の図１４のＴＩＡの出力振幅（ＴＩＡ出力振幅：Ｖｐｐ）を外部記憶装置に保持する（図１０の２）。局発光強度、テスト光及びＴＩＡ出力振幅との関係から、比例係数と飽和振幅を求める。例として図１１には、局発光強度（≡Ｂ^２）とテスト信号光強度（≡Ａ^２）からＡＢを計算し、その時のＶｐｐをプロットしたものを示している。この図に示す例ではＶｐｐのＡＢに対する傾きｃと飽和点Ｘを算出し、受信器内の記憶装置に保持する（図１０の３）。
　図１２は検出Ｃｈの信号光強度測定方法の具体的なフロー図を示している。局発光をＯＦＦし、ＶＯＡを一定量減衰させる。次に局発光を検出Ｃｈの波長に設定しＯＮする。ここでは局発光強度、全Ｃｈ信号光強度は既知なので、両者を足し合わせてもＰＤのＯｖｅｒｌｏａｄを超えない値に設定する。続いて局発光の波長を微調整し、検出Ｃｈ信号光との周波数差が一定以内となるよう設定し、ＴＩＡ出力振幅Ｖｐｐを測定する。Ｖｐｐ≧Ｘであった場合、ＶＯＡの減衰量を一定量減らし、再度ＴＩＡ出力振幅Ｖｐｐを測定し、Ｖｐｐ＜Ｘとなるまで繰り返す。Ｖｐｐと局発光強度の情報からＡ（＝Ｖｐｐ／ｃＢ）を算出し、さらにＶＯＡの減衰量の情報を補正して検出Ｃｈの信号光強度を算出することができる。
　上記により検出Ｃｈの信号光強度を測定した後は、信号光強度に対するインバランス雑音の割合であるＲ_ｎを式（１１）に基づき計算する（図６の５）。計算した結果、Ｒ_ｎ≦一定値（例えば０．１）であれば何も制御は行わない。なお、この一定値としてはＱ値劣化が無視できる程度の値を設定することとする。一方、Ｒ_ｎ＞一定値であれば、式（１３）に基づき信号光強度をｋ倍（ｋ＜１）減衰させる（図６の６）。更にＰＤのＯｖｅｒｌｏａｄを超えない範囲で局発光強度をｌ倍（ｌ＞１）に上げ（図６の７）、

≦一定値となるよう制御する。
　以上のような制御を行うことにより、信号光強度に対するインバランス雑音の割合、即ちＲ_ｎを小さくすることでインバランス雑音によるＱ値劣化を防ぐことができる。
　以上の説明では信号光強度減衰手段としてＶＯＡを用いているが、次のような代替手段でも良い。即ち、光スプリッター１−１を減衰手段として用いたり、光スプリッター１−１前の図示しない伝送路にある光増幅器や、送信器の出力パワーを調整したりすることによって、Ｑ値劣化を起こさない受光レベルに設計することも可能である。受光レベル調整の手段として、本実施形態ではＶＯＡを用いているが、受光レベルを可変できる手段であれば何でも良い。
　また以上ではＲＯＡＤＭへの適用を説明したが、図１３に示す通りＷＤＭ−ＰＯＮへの適用も可能である。ＯＬＴ（Ｏｐｔｉｃａｌ　Ｌｉｎｅ　Ｔｅｒｍｉｎａｌ：光回線終端装置）１３７からの波長多重された下り信号は光スプリッター１３１でパワー分岐され、ＯＮＵ１３６−１~１３６−Ｎに送られ、ＶＯＡ１３２−１~１３２−Ｎで各々減衰される。その後、下り信号はＬＯ１３３−１~１３３−Ｎと合波され、ＲＸ１３４−１~１３４−Ｎで受信される。一方、ＴＸ１３５−１~１３５−Ｎから送信された上り信号は光スプリッター１３１で合波され、ＯＬＴ１３７で受信される。動作はＲＯＡＤＭの時と同じである。
　以上の構成により、第１の実施形態のコヒーレント受信器においては、バランスＰＤの受光感度の個体差等による光電気変換効率の差がある場合でも、受信感度劣化を防ぐことができるという効果を有する。
　なお、前記信号光の強度と前記局発光の強度を増減させる制御については、本実施の形態に記載のものに限られない。
（第２の実施形態）
　本発明の第２の実施形態を図面を参照して説明する。
図１６は本発明で用いる振幅検出位置を示すＴＩＡ／ＡＧＣの構成、図１７は受信部の構成である。図１７におけるＴＩＡ／ＡＧＣ２３８の詳細構成が図１６である。図１５は関連する技術の振幅検出位置を示すＴＩＡ／ＡＧＣの構成である。関連する技術のＴＩＡ／ＡＧＣの構成では、以下のような課題がある。即ち、複数波長の中から所望の波長の信号のみを取り出す波長選択型のコヒーレント受信器においては、検出信号をＡＷＧ、光フィルタなどで取り出さず、全波長の信号が受信器に入力される。従って、関連する技術のＴＩＡ／ＡＧＣの構成の光強度モニタ用フォトディテクタ（Ｐｈｏｔｏ　Ｄｅｔｅｃｔｅｒ：ＰＤ）では検出信号のみの強度をモニタすることができないと言う課題がある。
図１７において、信号光の一部はＰＤ２３２に分岐され、モニタとして用いられる。この時検出されるパワーは全Ｃｈ信号光強度である。分岐された他方はＰＢＳ（Ｐｏｌａｒｉｚｉｎｇ　Ｂｅａｍ　Ｓｐｌｉｔｔｅｒ）２３４でＸ‘，Ｙ’偏波に分離され、各々９０°Ｈｙｂｒｉｄ２３６−１、２に入力される。また局発光２３３は光カプラ２３５で２分岐され各々９０°Ｈｙｂｒｉｄ２３６−１、２に入力される。９０°Ｈｙｂｒｉｄ２３６−１、２内で信号光と局発光との干渉光を得て、バランスＰＤ２３７−１~２３７−４に入力される。バランスＰＤで光電変換された信号光はＴＩＡ／ＡＧＣ２３８−１~２３８−４で振幅調整され、ＡＣ結合した後、ＡＤＣ２３９−１~２３９−４に入力され、ＤＳＰ２３１−１でディジタル信号処理される。またこれらの処理は監視制御部２３１−２でモニタ、または制御されている。監視制御部２３１−２はＥ２ＰＲＯＭ２３１−３に保存された値を読み出すことができる。
図１６は図１７におけるＴＩＡ／ＡＧＣ２３８−１~２３８−４の詳細を表す。バランスＰＤで光−電流変換された信号はＴＩＡ２１１で電流−電圧変換され、ＡＧＣ２１２で利得調整して増幅され、Ｂｕｆｆｅｒ２１３を経て出力される。途中ＴＩＡ２１１の出力振幅を振幅検出モニタ２１４でモニタし、振幅値に比例した電圧を出力する。
図１５は従来のＴＩＡ／ＡＧＣを表し、振幅検出モニタ１５０２~１５０３の位置が、Ｂｕｆｆｅｒ１５０５の後に位置している。
まず本コヒーレント受信の原理について数式を用いて説明する。

局発光をＬ（ｔ）＝Ｂｅ^ｊωｔ
と表す。ω_１、ωはそれぞれ信号光、局発光の周波数（＝光速／波長）、φは位相である。位相変調方式ではここに送信情報が乗せられ、ＱＰＳＫでは０、π、π／２、３π／２の値を取りうる。ここでは信号光と局発光の波長は一致（ω_１＝ω）しているとすると、各ＰＤ２３４−１~４の出力は次のように表される。

ａ_ｓｉｇ，ｂ_ｓｉｇ，ｃ_ｓｉｇ，ｄ_ｓｉｇ及びａ_ＬＯ，ｂ_ＬＯ，ｃ_ＬＯ，ｄ_ＬＯはそれぞれ信号光ポート、局発光ポートからみた各ＰＤの電流変換効率である。ＰＤ２３７−１と２３７−２、ＰＤ２３７−３と２３７−４はそれぞれバランスＰＤである。従って、ａ_ｓｉｇ＝ｂ_ｓｉｇ，ｃ_ｓｉｇ＝ｄ_ｓｉｇ、ａ_ＬＯ＝ｂ_ＬＯ，ｃ_ＬＯ＝ｄ_ＬＯとし、ＴＩＡの電流−電圧変換効率（トランスインピーダンスゲイン）をｒとすると、
ＡＤＣ２３９−１、２３９−２の入力は以下の通りとなる。

　この様にして位相情報が抽出できる。
複数の波長が多重されたＷＤＭ伝送においては、信号光

され、ＰＤの帯域が∞なら、ＡＤＣ２３５−１、２３５−２の入力は、以下の様に表される。

　ｋ＝１以外はω_ｋ−ωの項が残り、通常ＷＤＭの波長間隔である５０ＧＨｚあるいは１００ＧＨｚの整数倍の周波数成分が残る。しかしＰＤの帯域は２０ＧＨｚ程度であるため、これらの信号は検出されず、式（２０５），（２０６）の成分のみを取り出すことができる。
　図１９は局発光強度Ｂ^２を一定にして、信号光強度の平方根すなわちＡに対するＴＩＡ後及びＢｕｆｆｅｒ後の出力振幅の例を示す。この図からＢｕｆｆｅｒ出力は入力ダイナミックレンジ内で飽和し、一定振幅であるのに対して、ＴＩＡ出力はＡに対して線形に変化することが分かる。Ｂｕｆｆｅｒ出力が飽和している理由は、ＡＤＣ２３９−１~４には入力振幅の規定があり、入力ダイナミックレンジ内でＢｕｆｆｅｒ出力振幅が一定となるよう、ＴＩＡ／ＡＧＣの利得を設計しているからである。以上のことから図１５の振幅検出モニタ値を用いても信号光強度と相関のある値は得られないことが分かる。それに対し、図１６の振幅検出モニタ値はＡＢに比例し、既知の局発光強度Ｂ^２から信号光強度Ａ^２を算出できることが分かる。
　次に本実施形態を実現するためのキャリブレーションについて説明する。
　図２０は該キャリブレーションの概念図、図２１は該キャリブレーションの方法例を表す。キャリブレーションは製品調整時などに行う。まず所定の局発光強度でＯＮする。次に局発光と同じ波長のテスト信号光の強度を変えながら入力し、その時の振幅検出モニタ２１４の値（Ｖｐｐ）を外部記憶装置に保持する。図２０は局発光強度（Ｂ^２）とテスト信号光（Ａ^２）からＡＢを計算し、その時のＶｐｐをプロットしたものである。この図の例では、

置に保持する。ここでは局発光強度を固定し、テスト光強度を変えているが逆にしても良いし、両方変えても良い。
　次に運用中の検出信号光強度算出方法について説明する。
図２２は検出信号光強度測定方法を表す。
　振幅検出モニタ２１４で振幅値を読み出し、監視制御部２３１−２の設定している局発光２３３の強度を読み出し、Ｅ２ＰＲＯＭ２３１−３に保存されているｃの値を読み出し、これらより次式を用いて信号光強度Ａ^２を計算する。

　以上の構成により、第２の実施形態の波長選択型のコヒーレント受信器において、検出信号光強度を算出することができる。
（第３の実施形態）
図１８は第３の実施形態を表す。第２の実施形態との違いは、振幅検出モニタ２１４の代わりにピーク検出モニタ２４４を用いている点である。差動信号の差信号をピーク検出しているので、ＤＣ成分はキャンセルされ、振幅成分が検出される。キャリブレーション方法、検出信号光強度算出方法（検出信号光強度測定）については第２の実施形態の場合と同じである。
　以上の構成により、第３の実施形態の波長選択型のコヒーレント受信器において、検出信号光強度を算出することができる。
（第４の実施形態）
図２３は第４の実施形態を表す。第３の実施形態との違いは、図１８のピーク検出モニタ２４４前に帯域制限フィルタ２９５を追加している点である。帯域制限フィルタ２９５の効果について説明する。図２４は１２７ＧＢｐｓのＤＰ−ＱＰＳＫ信号（Ｂａｕｄ　Ｒａｔｅ３１．８Ｇｂｐｓ）３Ｃｈを８００ｋｍ伝送後、波長選択受信した時のピークモニタ値の隣接Ｃｈ間隔依存性を帯域制限値に対して見たものである。前述の通り、本来ならピーク検出モニタ２４４で検出されるピーク検出モニタ値は信号成分（２０５）、（２０６）であるが、隣接Ｃｈが５０ＧＨｚしか離れていない時、帯域制限値がＢａｕｄ　Ｒａｔｅ　ｘ０．７だと、検出信号成分以上に出てしまう。これは隣接Ｃｈと局発光との干渉成分が削除されず、信号成分に乗ってきていることを示している。帯域制限値をＢａｕｄ　Ｒａｔｅ　ｘ０．３、Ｂａｕｄ　Ｒａｔｅ　ｘ０．１５と下げていくと、５０ＧＨｚのピークを抑圧できることが分かる。また図２５に帯域制限値に対して、５０ＧＨｚの隣接Ｃｈ存在時のピークモニタ値から計算した信号光強度モニタの誤差をプロットした。これより帯域制限値をＢａｕｄ　Ｒａｔｅ　ｘ０．４以下に設定すれば信号光強度モニタの誤差を０．５ｄＢ以下に抑えられることが分かる。
　以上の構成により、第４の実施形態の波長選択型のコヒーレント受信器において、検出信号光強度を算出することができる。
（第５の実施形態）
図２６は第５の実施形態を表す。図１７の構成との違いはＤＳＰ２３１−１から監視制御部２３１−２に受信信号の分散値情報を送り、それを基に信号光強度モニタの値に補正をかける点である。ＤＳＰ２３１−１は分散補償機能を含んでおり、入力信号光の分散値情報は既知である。光波形のピーク値は分散値によって異なる。従って図２７に示す通りピーク検出モニタ２４４のモニタ値は入力される光信号の分散値によって異なる。この図によれば、分散値０~１５００ｐｓ／ｎｍまでは線形補間、分散値１５００ｐｓ／ｎｍ以上は補正なしで対応できる。
　以下、本実施形態の動作について具体的に説明する。
　まずキャリブレーションとして、図２１の手順に従い、所定の局発光強度でＯＮ、所定の強度の分散値０ｐｓ／ｎｍの光信号を入力し、図２０の傾きｃ_１を求める。同様に所定の強度の分散値１５００ｐｓ／ｎｍの光信号を入力し、傾きｃ_２を求める。ｃ_１及びｃ_２をＥ２ＰＲＯＭ２３１−３に保存する。
　次に実運用時の動作として、まずＶｐｐ、局発光強度を読み出し、ＤＳＰ２３１−１より現在受信している信号光の分散値情報を得る。式（２１０）、（２１１）に従い、分散値ｘ［ｐｓ／ｎｍ］から傾きｃを求め、そのｃを用いて式（２１２）により検出信号光強度Ａ^２を求める。

　なお、ここでは分散値０~１５００ｐｓ／ｎｍまでは線形補間しているが、本方法に限らず分散値毎に傾きｃを定めて補正することができる。
　以上の構成により、第５の実施形態の波長選択型のコヒーレント受信器において、検出信号光強度を算出することができる。
（第６の実施形態）
　本発明の第６の実施形態を図面を参照して説明する。
　図２８に於いて、本実施形態のコヒーレント光受信器２８００は、受信した波長多重信号である信号光を減衰させる減衰部２８０１と、所定の波長を有する局発光を出力する光源２８０２と、を有する。更に本実施形態のコヒーレント光受信器２８００は、前記減衰部で減衰した前記信号光と前記局発光とを干渉させ、第１の干渉光と前記第１の干渉光とは異なる第２の干渉光とを出力する干渉部２８０３と、を有する。更に本実施形態のコヒーレント光受信器２８００は、前記第１の干渉光を光電変換し、第１の電気信号を出力する第１の光電変換部２８０４と、前記第２の干渉光を光電変換し、第２の電気信号を出力する第２の光電変換部２８０５と、を有する。更に本実施形態のコヒーレント光受信器２８００は、前記第１の光電変換出力と第２の光電変換出力の差信号を出力する出力部２８０６を有する。更に本実施形態のコヒーレント光受信器２８００は、監視制御部２８０７を備える。監視制御部２８０７は前記信号光の強度に対する前記第１の電気信号の光電気変換効率と前記信号光の強度に対する前記第２の電気信号の光電気変換効率が異なることによる前記差信号の雑音成分の強度を次の様に制御する。即ち、本実施形態のコヒーレント光受信器２８００は、前記差信号の信号成分の強度に対して所定の割合以下となるように、前記減衰部を制御して前記信号光を減衰させる、または前記光源を制御して前記局発光を増大させる。
　以上の構成により、第６の実施形態のコヒーレント受信器においては、バランスＰＤの受光感度の固体差等による光電気変換効率の差がある場合でも、受信感度劣化を防ぐことができるという効果を有する。
　なお、ここまで説明した各実施の形態では、専用の装置を想定したが、次のようなものでもよい。即ち例えば各種データ処理を行うパーソナルコンピュータ装置に、本例に相当する処理を行うボードやカードなどを装着し、各処理を、コンピュータ装置側で実行させる。このようにして、その処理を実行するソフトウェアをパーソナルコンピュータ装置に実装させて実行する構成としても良い。
　そのパーソナルコンピュータ装置などのデータ処理装置に実装されるプログラムについては、光ディスク，メモリカードなどの各種記録（記憶）媒体を介して配付しても良い。或いはインターネットなどの通信手段を介して配付しても良い。
　また、以上の実施形態は各々他の実施形態と組み合わせることができる。
　以上、実施形態を参照して本願発明を説明したが、本願発明は上記実施形態に限定されるものではない。本願発明の構成や詳細には、本願発明のスコープ内で当業者が理解し得る様々な変更をすることができる。
　この出願は、２０１１年４月１５日に出願された日本出願特願２０１１−０９１２９８を基礎とする優先権を主張し、その開示の全てをここに取り込む。

　本発明は、ＷＤＭ（Ｗａｖｅｌｅｎｇｔｈ　Ｄｉｖｉｓｉｏｎ　Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）伝送におけるコヒーレント受信器に関するものであり、産業上の利用可能性を有する。

　１−１~１−２　光スプリッター
　２　波長ブロッカー
　３−１~３−Ｎ　ＬＯ
　４−１~４−Ｎ　ＲＸ
　５−１~５−Ｎ　ＴＸ
　６−１~６−Ｎ　クライアント
　７　光アンプ
　８　制御部
　２１−１~２１−２　ＡＷＧ
　２２　Ａｄｄ−Ｄｒｏｐ−ＳＷ
　２３−１~２３−Ｎ　ＬＯ
　２４−１~２４−Ｎ　ＲＸ
　２５−１~２５−Ｎ　ＴＸ
　２６−１~２６−Ｎ　クライアント
　３０−１　演算部
　３０−２　監視制御部
　３１　ＶＯＡ
　３２　ＰＤ
　３３　局発光
　３４　ＰＢＳ
　３５　光カプラ
　３６−１，２　９０°ハイブリッド
　３７−１~４　バランスＰＤ
　３８−１~４　ＴＩＡ／ＡＧＣ
　３９−１~４　ＡＤＣ
　４１−１~６　光カプラ
　４２−１，２　π位相シフタ
　４３　π／２位相シフタ
　１３１　光スプリッター
　１３２−１−１３２−Ｎ　ＶＯＡ
　１３３−１~１３３−Ｎ　ＬＯ
　１３４−１~１３４−Ｎ　ＲＸ
　１３５−１~１３５−Ｎ　ＴＸ
　１３６−１~１３６−Ｎ　ＯＮＵ
　１３７　ＯＬＴ
　２１１　ＴＩＡ
　２１２　ＡＧＣ
　２１３　Ｂｕｆｆｅｒ
　２１４　振幅検出モニタ
　２２４　振幅検出モニタ（従来）
　２３１−１　ＤＳＰ
　２３１−２　監視制御部
　２３１−３　Ｅ２ＰＲＯＭ
　２３２　ＰＤ
　２３３　ＬＯ
　２３４　ＰＢＳ
　２３５　光カプラ
　２３６−１，２　９０°Ｈｙｂｒｉｄ
　２３７−１~４　バランスＰＤ
　２３８−１~４　ＴＩＡ／ＡＧＣ
　２３９−１~４　ＡＤＣ
　２４４　ピーク検出モニタ
　２９５　帯域制限フィルタ

Claims

　受信した波長多重信号である信号光を減衰させる減衰手段と、
　所定の波長を有する局発光を出力する光源と、
　前記減衰手段で減衰した前記信号光と前記局発光とを干渉させ、第１の干渉光と前記第１の干渉光とは異なる第２の干渉光とを出力する干渉手段と、
　前記第１の干渉光を光電変換し、第１の電気信号を出力する第１の光電変換手段と、
　前記第２の干渉光を光電変換し、第２の電気信号を出力する第２の光電変換手段と、
　前記第１の光電変換出力と第２の光電変換出力の差信号を出力する出力手段と、
　前記信号光の強度に対する前記第１の電気信号の光電気変換効率と前記信号光の強度に対する前記第２の電気信号の光電気変換効率が異なることによる前記差信号の雑音成分の強度が、前記差信号の信号成分の強度に対して所定の割合以下となるように、前記減衰手段を制御して前記信号光を減衰させる、または前記光源を制御して前記局発光を増大させる監視制御手段と、
を備えることを特徴とするコヒーレント光受信器。
　前記割合を算出する演算手段と、を更に有し、
　前記監視制御手段は算出した前記割合が所定の値以上の場合に前記減衰手段を制御して前記信号光を減衰させる、または前記光源を制御して前記局発光を増大させることを特徴とする請求項１に記載のコヒーレント光受信器。
　前記割合は前記信号光に含まれる全波長成分の強度、前記信号光に含まれる前記所定の波長成分のそれぞれの強度、前記局発光の強度、前記信号光の強度に対する前記第１の電気信号の光電気変換効率、及び前記信号光の強度に対する前記第２の電気信号の光電気変換効率を基に算出されることを特徴とする請求項１または請求項２に記載のコヒーレント光受信器。
　前記検出波長信号光強度は、局発光強度、局発光と同一波長のテスト信号光強度、及び前記局発光と前記テスト信号光とを干渉させた信号の前記光電変換手段に於ける出力振幅のデータを予め測定し、前記出力振幅の前記局発光強度と前記テスト信号光強度との積の平方根に対する比例係数と、前記出力振幅の飽和レベルと、を基に算出することを特徴とする請求項１乃至請求項３の何れかに記載のコヒーレント光受信器。
　前記光電変換手段に於ける前記出力振幅を検出する振幅検出部を有し、
前記振幅検出部はピーク検出回路であることを特徴とする請求項４に記載のコヒーレント光受信器。
　前記振幅検出部の前に帯域制限フィルタを備えることを特徴とする請求項５に記載のコヒーレント光受信器。
　強度及び分散値が既知の前記検出信号光と前記局発光を干渉させた電気信号の振幅値を前記振幅検出部で測定し、前記検出信号光強度と前記局発光強度との積の平方根に対する前記振幅値の比例係数を分散値毎に算出し、メモリ部に保持していることを特徴とする請求項５または請求項６に記載のコヒーレント光受信器。
　前記検出信号光強度は、前記局発光強度と前記振幅検出部の検出振幅値と、前記検出信号光の分散値を元に算出することを特徴とする請求項５乃至請求項７のいずれかに記載のコヒーレント光受信器。
　請求項１乃至８のいずれかに記載のコヒーレント光受信器を備えることを特徴とするコヒーレント光通信システム。
　受信した波長多重信号である信号光を減衰させ、
　所定の波長を有する局発光を出力し、
　前記減衰させた前記信号光と前記局発光とを干渉させ、第１の干渉光と前記第１の干渉光とは異なる第２の干渉光とを出力し、
　前記第１の干渉光を光電変換し、第１の電気信号を出力し、
　前記第２の干渉光を光電変換し、第２の電気信号を出力し、
　前記第１の光電変換出力と第２の光電変換出力の差信号を出力し、
　前記信号光の強度に対する前記第１の電気信号の光電気変換効率と前記信号光の強度に対する前記第２の電気信号の光電気変換効率が異なることによる前記差信号の雑音成分の強度が、前記差信号の信号成分の強度に対して所定の割合以下となるように、前記信号光を減衰させる、または前記局発光を増大させる
ことを特徴とするコヒーレント光受信方法。
　局発光強度、局発光と同一波長のテスト信号光強度、及び前記局発光と前記テスト信号光とを干渉させた信号の光電変換手段に於ける出力振幅のデータを予め測定し、前記出力振幅の前記局発光強度と前記テスト信号光強度との積の平方根に対する比例係数と、前記出力振幅の飽和レベルと、を基に検出波長信号光強度を算出することを特徴とする、コヒーレント光受信信号強度測定方法。