JP2820511B2 - コヒーレント光通信用偏波ダイバーシティ受信装置 - Google Patents

コヒーレント光通信用偏波ダイバーシティ受信装置

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JP2820511B2 JP2187997A JP18799790A JP2820511B2 JP 2820511 B2 JP2820511 B2 JP 2820511B2 JP 2187997 A JP2187997 A JP 2187997A JP 18799790 A JP18799790 A JP 18799790A JP 2820511 B2 JP2820511 B2 JP 2820511B2
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Description

【発明の詳細な説明】 目次 概要 産業上の利用分野 従来の技術 発明が解決しようとする課題 課題を解決するための手段及び作用 実 施 例 発明の効果 概要 復調器及び該復調器を備えたコヒーレント光通信用偏
波ダイバーシティ受信装置に関し、 上記受信装置の構成の簡略化を主目的とし、 論理和回路、排他的論理和回路及び遅延回路を用いて
復調器をデジタル回路として構成し、又、デジタル回路
においては正常動作に対する入力レベル変動の許容範囲
が広く且つ出力レベルが略一定となることを利用して、
利得可変増幅器の数が少ない偏波ダイバーシティ受信装
置を構成する。
産業上の利用分野 本発明は復調器及び該復調器を備えたコヒーレント光
通信用偏波ダイバーシティ受信装置に関する。
コヒーレント光伝送方式は、現在実用化されている強
度変調・直接偏波方式に比べて受信感度を高めることが
できるので、長距離伝送に適している。また、光検波を
行った後に電気的な処理によって比較的容易に周波数選
択を行うことができるので、高密度な周波数分割多重伝
送に適している。ここで、「検波」及び「復調」の語句
は混同を生じ易いので、本願明細書中では、「検波」又
は「光検波」という語句は光信号から電気信号（中間周
波信号）への変換の意味で使用し、「復調」は中間周波
信号からベースバンド信号への変換の意味で使用する。
ヘテロダイン検波を適用して受信を行う場合、信号光
と局発光を混合するに際して双方の偏波状態が一致して
いることが要求される。偏波状態のズレは受信感度の劣
化につながり、例えば、信号光及び局発光願直線偏波で
あり、これらの偏波面が互いに直交している場合には、
受光面上で光の干渉が起こらず受信不可能となる。一般
的な単一モードファイバは偏波状態を保持する能力がな
いので、受信端での偏波状態は環境変化により時間と共
に変動する。よって、所要の受信感度を維持するために
は、受信端での偏波状態の変動に対処する必要がある。
従来の技術 受信端での偏波状態の変動に対処する技術として偏波
ダイバーシティ方式がある。この方式が適用されるコヒ
ーレント光通信用偏波ダイバーシティ受信装置の従来の
構成例を第19図に示す。111は半導体レーザ（LD）等を
用いて構成される光局部発振回路であり、この光局部発
振回路111は、受信した信号光の周波数と特定の関係に
ある周波数の局発光を出力する。112は偏波分離器、光
カプラ及び光検波回路等を組み合わせて構成される光−
電気変換部であり、この変換部112は、受信した信号光
を偏波面が直交する偏波成分毎に局発光と共に光−電気
変換して信号光の周波数と局発光の周波数の差に相当す
る周波数の二つの中間周波信号（IF信号）を偏波成分毎
に出力する。一方のIF信号は、利得可変増幅器113,114
を介して復調器115に入力され、他方のIF信号は別の経
路で利得可変増幅器116,117を介して復調器118に入力さ
れる。それぞれの復調信号は利得可変増幅器119,120を
介して加算器121で加え合わされて識別器122に入力さ
れ、伝送情報が再生される。123は各利得可変増幅器の
利得を制御する制御回路であり、124はIF信号の周波数
が一定になるように局発光の周波数を制御する自動周波
数制御回路である 制御回路123による利得制御の態様を説明する。一般
に、受信した信号光の全パワーは光伝送路の状態等によ
って変動する。いま、信号光のパワーをｋとする。光−
電気変換部112から出力される２つのIF信号は、信号光
における直交偏波成分に基づくものであるから、０≦ａ
≦１とするときにIF信号のパワー比はa:（１−ａ）とな
る。従って、光−電気変換部112から利得可変増幅器113
に入力するIF信号のパワーはkaとなり、光電子変換部11
2から利得可変増幅器116に入力するIF信号のパワーはｋ
（１−ａ）となる。利得可変増幅器113,116は信号光の
パワー変動に対処するためのものであり、これらの増幅
率はk-1倍となるように制御される。尚、本願明細書中
「増幅」という語句は増幅率が１未満であるいわゆる減
衰を含む。利得可変増幅器113から出力されるIF信号の
パワーは、信号光の全パワー変動に基づく変動が除去さ
れてａとなり、利得可変増幅器116から出力されるIF信
号のパワーは同じく上記変動が除去されて（１−ａ）と
なる。利得可変増幅器114,117は復調器115,118に入力す
るIF信号のパワーが等しくなるようにするためのもので
あり、利得可変増幅器114の増幅率はa-1に制御され、
又、利得可変増幅器117の増幅率は（１−ａ）-1倍に制
御される。これにより、復調器115,118に入力するIF信
号のパワーはそれぞれ１となる。利得可変増幅器119,12
0は例えば最大比合成法により重み付け加算を行うため
のものであり、これらの増幅器119,120は入力信号のS/N
比あるいは信号パワーに比例した増幅率で入力信号につ
いての増幅を行う。即ちこの例では復調器115,118に入
力するIF信号のパワーが等しくなるように制御されてい
るので、利得可変増幅器119の増幅率はa2倍であり、利
得可変増幅器120の増幅率は（１−ａ）２倍である。
復調器の構成例を第20図に示す。この復調器は、入力
信号を分岐して出力する3dBカプラ等の分岐回路130と、
分岐回路130の出力信号の一方を所定の遅延時間遅延さ
せて出力する遅延回路131と、分岐回路130の出力信号の
他方と遅延回路131の出力信号とを乗算する乗算器132と
を備えて構成されている。この復調器を用いることによ
って、例えばDPSK方式において１ビット遅延により非同
期検波型の復調を行うことができる。
発明が解決しようとする課題 第20図に示された従来の復調器は乗算器（ミキサ）を用
いたアナログ回路であり、この復調器の入力レベルを一
定に維持しておかないと正常な復調動作がなされないこ
とがある。このため、従来のコヒーレント光通信用偏波
ダイバーシティ受信装置にあっては、復調器にそれぞれ
入力するIF信号のパワーを一定にするための利得可変増
幅器114,117が必要であり、全体で少なくとも６つの利
得可変増幅器及びその制御回路が含まれた構成となって
いる。このように従来の偏波ダイバーシティ受信装置
は、偏波成分毎にIF信号を変調する構成であり、しかも
受信した信号光のパワー変動に基づくIF信号のパワー変
動及び各復調経路における偏波に依存したIF信号の変動
に対処し重み付け加算を行うために多くの利得可変増幅
器が必要であり、構成が複雑であるという欠点を有して
いる。偏波ダイバーシティ受信装置の構成を簡略化する
ことを目的として、信号光のパワー変動に基づくIF信号
の変動に対処するための利得可変増幅器（例えば113）
と復調器に入力するIF信号のパワーが一定となるように
制御するための利得可変増幅器（例えば114）とを兼用
する構成が提案され得るが、この場合単一に構成された
利得可変増幅器の利得制御回路のダイナミックレンジが
30dB以上必要になり、現実的にはこの構成の実現は困難
である。
本発明はこのような技術的課題に鑑みて創作されたも
ので、コヒーレント光通信用偏波ダイバーシティ受信装
置の構成の簡略化及び該簡略化に適した復調器の提供を
目的としている。
課題を解決するための手段及び作用 第１図は本発明の復調器のブロック図である。１はデ
ジタル回路要素として実現される論理和回路であり、入
力ポート1a並びに第１及び第２出力ポート1b,1cを有し
ている。この論理和回路１は次のように機能する。即
ち、入力ポート1aの入力レベルがローレベルのときに第
１及び第２出力ポート1b,1cの出力レベルはそれぞれロ
ーレベル及びハイレベルとなり、入力ポート1aの入力レ
ベルがハイレベルのときに第１及び第２出力ポート1b,1
cの出力レベルはそれぞれハイレベル及びローレベルに
なる。論理和回路１の真理値表を表１に示す。同表にお
いて、D1は入力ポート1aのレベル、Q1は第１出力ポート
1bのレベル、Q2は第２出力ポート1cのレベルであり、表
中の０はローレベルを、１はハイレベルを表している。
２は論理和回路１の第２出力ポート1cの出力信号を所
定遅延時間τだけ遅延させて出力する遅延回路である。
３はデジタル回路要素として実現される排他的論理和
回路であり、この排他的論理和回路３は、論理和回路１
の第１出力ポート1bの出力信号が入力される第１入力ポ
ート3a及び遅延回路２の出力信号が入力される第２入力
ポート3b並びに第１及び第２出力ポート3c,3dを有して
いる。排他的論理和回路３の機能は次の通りである。第
１及び第２入力ポート3a,3bの入力レベルが同相（共に
ハイレベル又はローレベル）のときに第１及び第２出力
ポート3c,3dの出力レベルはそれぞれローレベル及びハ
イレベルとなり、第１及び第２入力ポート3a,3bの入力
レベルが逆相（例えば第１入力ポート3aがハイレベルで
第２入力ポート3bがローレベル）のときに第１及び第２
出力ポート3c,3dの出力レベルはそれぞれハイレベル及
びローレベルになる。排他的論理和回路３の真理値表を
表２に示す。同表において、D1,D2はそれぞれ第１入力
ポート3a及び第２入力ポート3bのレベル、Q1は第１出力
ポート3cのレベル、Q2は第２出力ポート3dのレベルであ
り、０はローレベルを、１はハイレベルを表している。
そして、論理和回路１の入力ポート1aに中間周波信号
が入力され、排他的論理和回路３の第１出力ポート3c又
は第２出力ポート3dから復調信号が出力するようにされ
ている。
尚、論理和回路１には１つの入力ポートがあるとして
説明したが、入力ポートが２つある通常の論理和回路を
用いる場合には、一方の入力ポートを常にローレベルに
して他方の入力ポートを使用する。
この構成によると、上記所定遅延時間（遅延回路２に
おける遅延時間）τを符号形式に適合させて適当な設定
しておくことによって、復調を行うことができる。
一般に、論理和回路１や排他的論理和回路３等のデジ
タル回路要素のダイナミックレンジは広い。即ち、デジ
タル回路要素においては、正常動作に対する入力レベル
変動の許容範囲が広くしかも出力レベルが略一定であ
る。例えば、入力振幅（ピークツーピーク）が約0.4〜
1.2Vの範囲ではデジタル回路要素は正しく動作し、その
出力振幅は約0.9Vで一定である。従って、本発明の復調
器を用いてコヒーレント光通信用偏波ダイバーシティ受
信装置を構成した場合、２つの復調器に入力するIF信号
のパワーを等しくする利得可変増幅器を省くことがで
き、利得制御ループの数を減少させて受信装置の構成を
簡略化することができるようになる。
第２図乃至第５図は、第１図に示された復調器を備え
た本発明のコヒーレント光通信用偏波ダイバーシティ受
信装置の第１乃至第４の構成を示すブロック図である。
全図を通じて同一符号は同一対象物を表す。第２図に
おいて11は局発光を出力する光局部発振回路である。12
は光−電気変換部であり、この変換部12は、受信した信
号光を偏波面が直交する偏波成分毎に上記局発光と共に
光−電気変換して上記信号光の周波数と上記局発光の周
波数の差に相当する周波数の２つのIF信号を上記偏波成
分毎に出力する。
13,14はそれぞれ第１図に示された構成の第１及び第
２の復調器であり、これらの復調器13,14には上記中間
周波信号がそれぞれ入力される。復調器の遅延回路にお
ける遅延時間の具体的設定例については後述する。
15は加算器であり、第１の復調器13の第１出力ポート
3cからの信号と、第２の復調器14の第１出力ポート3cか
らの信号とを加算して出力する。
第３図に示された第２の構成においては、第１の復調
器13の第２出力ポート3dからの信号と第２の復調器14の
第２出力ポート3dからの信号とが加算器16により加算さ
れる。
第４図に示された第３の構成においては、第１の復調
器13の第１出力ポート3cからの信号と第２の復調器14の
第２出力ポート3dからの信号とが減算器17により減算さ
れる。
第５図に示された第４の構成においては、第１の復調
器13の第２出力ポート3dからの信号と第２の復調器14の
第１出力ポート3cからの信号とが減算器18により減算さ
れる。
第１、第２、第３又は第４の受信装置の構成による
と、信号光の偏波状態が変動したとしても、第１及び第
２の復調器13,14のいずれか一方あるいは双方から復調
信号が得られるので、得られた復調信号を加算器あるい
は減算器により合成することによって、信号光の偏波状
態によらず常に受信が可能となる。
実 施 例 以下本発明の実施例を説明する。
第６図はDPSK方式の実施に使用することができるコヒ
ーレント光通信用送信装置の構成例を示すブロック図で
ある。21は一定の振幅及び周波数の光を出力する半導体
レーザ、22は半導体レーザ21からの光の位相を変調する
位相変調器である。入力データは、受信側で１ビット遅
延による非同期検波型の復調を行うために、差動符号化
回路23により差動符号化され、この差動符号化された信
号に基づいて位相変調器22の駆動回路24が動作する。位
相変調された光は光ファイバ25を介して受信装置に伝送
される。
このようなDPSK方式が適用されるシステムにおいて本
発明の受信装置を使用する場合には、第１及び第２の復
調器の遅延回路における遅延時間τは、変調信号の１タ
イムスロットに相当する時間Ｔ（ビットレートの逆数）
に設定される。送信側においては差動符号化がなされて
いるので、上述のような復調器における遅延時間の設定
により、伝送情報の忠実な再生が可能になる。
第７図はCPFSK方式の実施に使用することができる送
信装置の構成例を示す図である。31は注入電流の調整等
により発振周波数が可変である半導体レーザ、32は半導
体レーザ31の発振周波数を入力データに基づいて変化さ
せる変調回路であり、入力データに基づいて発振周波数
の偏移量を調整して、異符号間の位相偏移量がπ以上に
なるようにされている。CPFSK方式は、送信側では外部
変調器を用いずに半導体レーザの発振周波数を直接変調
し、受信側では受信した信号光（IF信号）における位相
偏移を検知して伝送情報を再生するものである。CPFSK
方式が適用されるシステムにおいて本発明の受信装置を
使用する場合には、第１及び第２の復調器の遅延回路に
おける遅延時間τは変調指数ｍに応じて設定される。即
ち、 τ＝T/2m である。Ｔは変調信号の１タイムスロットに相当する時
間である。変調指数ｍは次のように定義される。
ｍ＝ΔF/B ここでΔＦは周波数偏移、Ｂは変調信号のビットレー
トである。CPFSK方式によると、送信側において外部変
調器や差動符号化回路が不要になるので、システム構成
を簡略化することができる。
第９図は我々が先に提案したDM−PSK方式（直接変調
位相シフトキーイング方式）の実施にに使用することが
できる送信装置の構成例を示すブロック図である。41は
例えばDFB型の半導体レーザであり、この半導体レーザ4
1は注入電流に応じた周波数の光を出力する。注入電流
はバイアス電流回路42及び変調電流パルス回路43によっ
て与えられる。バイアスとしてのDC電流はインダクタ45
を介して半導体レーザ41に供給され、高速な変調電流パ
ルスはキャパシタ46を介して半導体レーザ41に供給され
る。変調電流パルスは２値符号化された入力信号の１タ
イムスロットＴよりも短いパルス幅を有している。44で
示された振幅及びパルス幅制御回路は、データ入力に基
づいて変調電流パルスの振幅及びパルス幅を制御し、変
調電流パルスによって変動した半導体レーザ41の発振周
波数の積分値が常に位相量としてπ又は−πとなるよう
にする。半導体レーザ41の光出力は光ファイバ47を介し
て受信側に送られる。
第９図はDM−PSK方式における動作原理の説明図であ
って、同図（ａ）は変調駆動波形、同図（ｂ）はIF信号
波形、同図（ｃ）は復調波形をそれぞれ表している。
尚、各波形は入力データが「0101」であるとしたときの
ものである。このようにDM−PSK方式においては、１タ
イムスロットＴのうちの所定の時間ｔだけ発振周波数を
ΔＦ偏移させ、その後は発振周波数を元の周波数に戻す
ようにしている。そして、t,ΔＦは、時間ｔが経過した
後に位相偏移がπ又は−πとなるように設定される。即
ち、ｔとＴの関係が次の式を満足するような設定がなさ
れる。
ｔ＝T/2m ここで、ｍは変調指数であり、この変調指数は周波数
偏移ΔＦとビットレートＢを用いて次のように定義され
る。
ｍ＝ΔF/B 変調指数に応じた移動波形の設定の例を第10図に示
す。ｍ＝１である場合にはｔ＝T/2であり、ΔＦ＝Ｂで
ある。また、ｍ＝２である場合には、ｔ＝T/4であり、
ΔＦ＝2Bとなる。変調指数ｍが0,5＜ｍを満足するよう
にしておくことによって、２値符号化された入力信号の
１タイムスロットＴよりも短いパルス幅の変調電流パル
スを得ることができる。
DM−PSK方式が適用されるシステムにおいて本発明の
受信装置を使用する場合には、同方式の動作原理から明
らかなように、第１及び第２の復調器の遅延回路におけ
る遅延時間τは変調信号の１タイムスロットに相当する
時間Ｔに設定される。この設定により伝送情報を忠実に
再生することができる。
DM−PSK方式によると、外部変調器及び差動符号器が
不要になるので、システム構成を簡略化することができ
る。また、半導体レーザのFM変調特性は10GHz以上であ
るので高速動作が可能になる。更に、CPFSK方式と比較
して光ファイバの波長分散を受けにくいので、長距離伝
送が可能になる。
第11図は本発明のコヒーレント光通信用偏波ダイバー
シティ受信装置の第１実施例を示すブロック図である。
光−電気変換部12は例えば次のような構成である。即
ちこの例では、光−電気変換部12は、信号光及び局発光
をそれぞれ偏波面が直交する偏波成分に分離して出力す
る第１及び第２の偏波分離器51,52と、これらの分離器
からの同一偏波面を有する偏波成分同士を加え合わせる
と共に分配してそれぞれ出力する第１及び第２の光カプ
ラ53,54と、これらの光カプラからの光をそれぞれ光−
電気変換してIF信号を出力する第１及び第２の光検波回
路55,56とを備えて構成されている。光カプラ53,54とし
て偏波面保存型のファイバカプラを用いることにより、
光検波回路55,56にそれぞれ入力する光（信号光の特定
偏波成分及び局発光の特定偏波成分）の偏波状態を確定
させて検波効率を高めることができる。
第12図に光検波回路55,56の構成例を示す。この例で
は、光検波回路55,56はそれぞれ単一のPINフォトダイー
ド等の受光素子61を備えており、受光素子61は第１及び
第２の光カプラ53,54により分配された光のそれぞれ一
方を受光するようにされている。受光素子61には通常通
り逆バイアスが与えられており、受光素子61に生じた光
電流は、負荷抵抗62を流れる。受光素子61と負荷抵抗62
の接続点の電位変化として生じるIF信号は、フロントエ
ンド増幅器63によって増幅されて光検波回路55,56から
出力される。光学的な構成が許されるならば、光カプラ
53,54により分配された光の両方を単一に受光素子61で
受光するようにしても良い。
光検波回路55,56の他の構成例として、二重平衡型の
光検波回路（DBOR）の構成を第13図に示す。同図（ａ）
に示された構成は、PINフォトダイオード等からなる実
質的な同一特性の２つの受光素子71,72に生じた光電流
変化を電圧変化として取り出し、それぞれフロントエン
ド増幅器73,74で増幅した後、減算器75で減算処理する
ようにしたものである。この構成において、受光素子7
1,72にそれぞれ入射する光の光カプラ53,54からの光路
長を等しく設定しておくと、光カプラにおける光位相の
逆転の結果、受光素子71,72に入力する信号成分は逆相
となり、局発光の強度雑音成分は同相となる。従って、
信号成分に相加され、強度雑音成分は相殺され、局発光
の強度雑音の影響を抑制することができる。また、光カ
プラで分配された光の両方を無駄なく用いることができ
るので、受信感度の改善を図る上で有利である。同図
（ｂ）に示すように、同じく同一特性の受光素子71,72
を直列接続し、接続点の電位変化をフロントエンド増幅
器76により増幅して出力するようにしても良い。
第11図に示された光−電気変換部12の構成において
は、信号光と局発光の干渉効率を高めるために、信号光
及び局発光の双方について偏波分離を行った後、同一偏
波成分毎に光検波を行っているが、高い受信感度を維持
することよりも構成の簡略化を優先するような場合に
は、局発光を偏波分離せずに、局発光を円偏波にする
か、あるいは局発光を偏波分離された信号光の偏波面に
対して45゜傾斜した偏波面を有する直線偏波にして、こ
れら円偏波あるいは直線偏波を信号光の偏波成分にそれ
ぞれ加え合わせて光検波するようにしても良い。また、
図示された例では、信号光及び局発光を偏波分離した後
に加え合わせるとともに分配しているが、信号光及び局
発光を加え合わせるとともに分配した後に偏波分離する
ようにしても良い。
第11図において、81,82は光−電気変換12から第１及
び第２の復調器13,14に入力するIF信号をそれぞれ増幅
する第１及び第２の利得可変増幅器であり、83はIF信号
のパワーを偏波成分毎に検出して該パワーの和が一定に
なるように各増幅器81,82の利得を制御する第１の利得
制御回路である。このような制御ループを設けることに
よって、信号光の不所望なパワー変動によらず一定のト
ータルパワーのIF信号を第１及び第２の復調器13,14に
入力することができる。ここで、IF信号のパワーの和が
一定になるように制御しているのは、該パワーの和が受
信した信号光のパワーに比例するからである。即ち、光
検波回路12の受光素子に生じる光電流は信号光のパワー
と局発光のパワーの積の平方根に比例し、IF信号パワー
は上記光電流の２乗に比例するから、偏波成分毎に得ら
れたIF信号のパワーの和が受信した信号光のパワーに比
例するものである。
この例では、第１及び第２の復調器13,14から加算器1
5に入力する信号をそれぞれ増幅する第３及び第４の利
得可変増幅器84,85と、IF信号のパワーを偏波成分毎に
検出して該パワーの分岐比に応じた重み付け関数に基づ
いて第３及び第４の利得可変増幅器84,85の利得を制御
する第２の利得制御回路86とが備えられている。87は識
別器である。
このように重み付け加算を行うと、第１及び第２の復
調器13,14のうちより小さなパワーのIF信号が入力して
いる復調器からはより小さな復調信号が出力され、より
大きなIF信号が入力している復調器からはより大きな復
調信号が出力されるようになるので、復調器を２つ備え
たことによる雑音の増大を最少限に抑えて受信感度の向
上を図ることができる。
ところで、本発明の復調器のようにデジタル回路要素
が用いられている場合には、入力ダイナミックレンジを
外れた入力信号が入力されたときに装置が誤動作する恐
れがある。そこで、本発明の望ましい実施例において
は、所定範囲を外れたIF信号が入力されたときに出力信
号を打ち切るような重み付け関数を採用する。即ち、本
発明の望ましい実施例においては、第１及び第２の復調
器13,14にそれぞれ入力する中間周波信号のパワーの分
岐比をa:（１−ａ）とし、重み付け関数をｆ（ａ）と
し、第１及び第２の復調回路13,14の入力ダイナミック
レンジをＤとするときに、重み付け関数ｆ（ａ）は、 ｂ＝10−D/10 で表される打ち切り点ｂを用いて、 に設定され、第３及び第４の利得可変増幅器84,85の利
得はそれぞれaf（ａ）及び（１−ａ）ｆ（１−ａ）に比
例するように制御される。ダイナミックレンジが6dBで
ある場合における重み付け関数ｆ（ａ）のグラフを第14
図に示す。この場合、打ち切り点ｂは0.25である。
第14図に示された重み付け関数ｆ（ａ）が採用された
場合における受信感度の劣化を説明する。一般に、理想
的な信号対雑音比に対する劣化量ｄは、重み付け関数ｆ
（ａ）の関数として次のように表される。
第14図に示された重み付け関数ｆ（ａ）が採用された
場合における受信感度の劣化（dB）とａとの関係を第15
図に示す。０≦ａ≦ｂであり、従ってｆ（ａ）＝０であ
る場合には、受信感度の劣化は、相対的に大きい復調信
号についてのみ選択的に復調を行う選択合成則に沿って
おり、この場合受信感度の劣化はａに依存して変化す
る。一方、ｂ＜ａ≦１であり従ってｆ（ａ）＝ａである
場合には、受信感度の劣化は最大比合成則に沿う。つま
りこの場合には受信感度の劣化がない。
第15図から明らかなように、ａ＝ｂのときに受信感度
の劣化が最大になるから、受信感度の改善を図るために
はｂを減少させることが有利である。つまり、大きなダ
イナミックレンジのデジタル回路要素を用いて第１及び
第２の復調器を構成することによって、受信感度の劣化
を抑制することができる。
第16図は受信感度の劣化とダイナミックレンジの関係
を示すグラフである。ダイナミックレンジが増大するに
従って受信感度の劣化が減少していることが明らかであ
る。ダイナミックレンジが20dB以上である場合には、受
信感度劣化は0.1dB以下となり、実用上十分な受信感度
を得ることができる。
このように本実施例は、基本的には最大比合成則に沿
った復調信号の重み付け加算を行い、復調器の入力ダイ
ナミックレンジに応じて上記重み付け加算を打ち切るよ
うにしたものである。最大比合成則に沿った重み付け加
算を行うためには、上述した例以外の重み付け関数を採
用することもできる。即ち、本発明の他の望ましい実施
例においては、第１及び第２の復調器13,14にそれぞれ
入力する中間周波信号のパワーの分岐比をa:（１−ａ）
とし、重み付け関数をｆ（ａ）とし、第１及び第２の復
調回路13,14の入力ダイナミックレンジをＤとするとき
に、上記重み付け関数ｆ（ａ）は、 ｂ＝10−D/10 で表される打ち切り点ｂと関数 f1（ａ）＝a/F（1/2−ａ） ;F（1/2−ａ）は偶関数 とを用いて、 に設定され、第３及び第４の利得可変増幅器84,85の利
得はそれぞれaf（ａ）及び（１−ａ）ｆ（１−ａ）に比
例するように制御される。この場合にも前実施例と同様
の効果が得られることは重み付け関数の構成から明らか
である。
尚、重み付け加算を行うに際して、打ち切り点ｂがｂ
＜0.5となるようにするのが望ましい。換言すれば復調
器の入力ダイナミックレンジが3dB以上となるようにす
るのが望ましい。なぜならば、打ち切り点ｂ又はダイナ
ミックレンジＤが上述の条件を満足しないと、第15図に
おいて実質上最大比合成則に沿う部分がなくなり、受信
感度の劣化を改善することができないからである。
第17図は本発明のコヒーレント光通信用偏波ダイバー
シティ受信装置の第２実施例を示すブロック図である。
この実施例が第１実施例と異なる点は、第２実施例にお
いては、第１実施例の構成に加えて、IF信号の周波数を
検出して該周波数が一定になるように局発光の周波数を
制御する自動周波数制御回路（AFC回路）91が備えられ
ている点である。AFC回路91に入力するIF信号は、図示
のように第１及び第２の利得可変増幅器81,82の出力ポ
ートからとっても良いし、図示はしないが光−電気変換
部12の出力ポートからとっても良い。この構成による
と、信号光及び／又は局発光の不所望な周波数変動によ
らず常に一定のIF信号を得ることができ、正常な復調動
作が確保される。
第18図は本発明のコヒーレント光通信用偏波ダイバー
シティ受信装置の第３実施例を示すブロック図である。
この実施例が第２実施例と異なる点は、第１構成に代え
て第３構成が採用されている点と、AFC回路91に代え
て、復調信号の平均レベルを検出して該レベルが一定に
なるように局発光の周波数を制御するAFC回路101が備え
られている点である。第３構成のように復調信号の合成
に減算用を用いた場合には、復調信号の合成に加算器を
用いる場合と比較して、特に復調信号のビットレートが
高い場合に実現が容易である。AFC回路101において復調
信号の平均レベルを検出するようにしているのは、復調
器13,14が周波数弁別器としても機能し、その平均出力
レベルがIF信号の周波数に依存するからである。従っ
て、このようなAFC回路101を備えることによって、AFC
回路における周波数−電圧変換器が不要になり、AFCル
ープの構成を簡略化することができる。尚、第１の構成
が採用されている場合にも同様にAFC制御を行うことが
できる。
実施例の説明は、第１又は第３の構成が採用されてい
る場合について行ったが、第２又は第４の構成の受信装
置についてもこれまでに説明した実施例と同様に実施す
ることができる。
発明の効果 以上説明したように、本発明によると、受信端におけ
る信号光の偏波状態の変動に対処するためのコヒーレン
ト光通信用偏波ダイバーシティ受信装置の構成を簡略化
することができるようになるという効果を奏する。ま
た、デジタル回路要素を用いて復調器を構成しているの
で、受信装置の電子回路部をIC化して装置の小型化が可
能になるとともに量産化が容易になるという効果もあ
る。
【図面の簡単な説明】
第１図は本発明の復調器のブロック図、 第２図乃至第５図はそれぞれ本発明のコヒーレント光通
信用偏波ダイバーシティ受信装置の第１乃至第４の構成
を示すブロック図、 第６図はDPSK方式の実施に使用する送信装置の構成例を
示すブロック図、 第７図はCPFSK方式の実施に使用する送信装置の構成例
の説明図、 第８図はDM−PSK方式の実施に使用する送信装置の構成
例を示すブロック図、 第９図はDM−PSK方式における動作原理の説明図、 第10図はDM−PSK方式における駆動波形の設定例の説明
図、 第11図は本発明のコヒーレント光通信用偏波ダイバーシ
ティ受信装置の第１実施例を示すブロック図、 第12図は光検波回路の構成例を示す図、 第13図は光検波回路の他の構成例（二重平衡型）を示す
図、 第14図は重み付け関数ｆ（ａ）の例を示すグラフ、 第15図は受信感度の劣化の偏波依存性を示すグラフ、 第16図は受信感度の劣化とダイナミックレンジの関係を
示すグラフ、 第17図及び第18図は本発明のコヒーレント光通信用偏波
ダイバーシティ受信装置のそれぞれ第２及び第３実施例
を示すブロック図、 第19図は従来のコヒーレント光通信用偏波ダイバーシテ
ィ受信装置のブロック図、 第20図は従来の復調器のブロック図である。 １……論理和回路、 ２……遅延回路、 ３……排他的論理和回路、 11……光局部発振回路、 12……光−電気変換部、 13……第１の復調器、 14……第２の復調器、 15,16……加算器、 17,18……減算器。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.6 識別記号 ＦＩ Ｈ０４Ｂ 10/152 (72)発明者 清永 哲也 神奈川県川崎市中原区上小田中1015番地 富士通株式会社内 (72)発明者 中元 洋 神奈川県川崎市中原区上小田中1015番地 富士通株式会社内 (72)発明者 石川 丈二 神奈川県川崎市中原区上小田中1015番地 富士通株式会社内 (56)参考文献 特開 平１−212932（ＪＰ，Ａ) 特開 平１−211737（ＪＰ，Ａ) 特開 平１−170234（ＪＰ，Ａ) 1990年電子情報通信学会春季全国大会 講演論文集，分冊４，ｐ．４−167 1989年電子情報通信学会秋季全国大会 講演論文集，分冊４，ｐ．４−65 電子情報通信学会技術研究報告，Ｖｏ ｌ．90，Ｎｏ．71，ＣＳ90−18，ｐ．45 −50 昭和63年電子情報通信学会春季全国大 会講演論文集，分冊Ｂ−１，ｐ．１− 388 昭和63年電子情報通信学会秋季全国大 会講演論文集，分冊Ｂ−１，ｐ．Ｂ−１ −222 昭和63年電子情報通信学会秋季全国大 会講演論文集，分冊Ｂ−１，ｐ．Ｂ−１ −223 1990年電子情報通信学会春季全国大会 講演論文集，分冊４，ｐ．４−162 (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) H04L 27/22 H04B 7/10 H04B 10/00 - 10/28

Claims (19)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】局発光を出力する光局部発振回路と、 受信した信号光ほ偏波面が直交する偏波成分毎に上記局
    発光と共に光−電気変換して上記信号光の周波数と上記
    局発光の周波数の差に相当する周波数の２つの中間周波
    数信号を上記偏波成分毎に出力する光−電気変換部と、 上記中間周波信号がそれぞれ入力される第１及び第２の
    復調器と、 該第１及び第２の復調器に接続される加算器とを備えた
    コヒーレント光通信用偏波ダイバーシティ受信装置であ
    って、 上記第１及び第２の復調器の各々は、 上記中間周波信号が入力される入力ポート並びに第１及
    び第２出力ポートを有し、上記入力ポートの入力レベル
    がローレベルのときに上記第１及び第２出力ポートの出
    力レベルがそれぞれローレベル及びハイレベルになり、
    上記入力ポートの入力レベルがハイレベルのときに上記
    第１及び第２出力ポートの出力レベルがそれぞれハイレ
    ベル及びローレベルになる論理和回路と、 該論理和回路の第２出力ポートの出力信号を所定遅延時
    間τだけ遅延させて出力する遅延回路と、 上記論理和回路の第１出力ポートの出力信号が入力され
    る第１入力ポート及び上記遅延回路の出力信号が入力さ
    れる第２入力ポート並びに第１及び第２出力ポートを有
    し、上記第１及び第２入力ポートの入力レベルが同相の
    ときに上記第１及び第２出力ポートの出力レベルがそれ
    ぞれローレベル及びハイレベルになり、上記第１及び第
    ２入力ポートの入力レベルが逆相のときに上記第１及び
    第２出力ポートの出力レベルがそれぞれハイレベル及び
    ローレベルになる排他的論理和回路とを備えており、 上記加算器は上記第１の復調器の第１出力ポートからの
    信号と上記第２の復調器の第１出力ポートからの信号と
    を加算して出力することを特徴とするコヒーレント光通
    信用ダイバーシティ受信装置。
  2. 【請求項２】請求項１に記載の光局部発振回路、光−電
    気変換部並びに第１及び第２の復調器と、 該第１の復調器の第２出力ポートからの信号と上記第２
    の復調器の第２出力ポートからの信号とを加算して出力
    する加算器とを備えたことを特徴とするコヒーレント光
    通信用偏波ダイバーシティ受信装置。
  3. 【請求項３】請求項１に記載の光局部発振回路、光−電
    気変換部並びに第１及び第２の復調器と、 該第１の復調器の第１出力ポートからの信号と上記第２
    の復調器の第２出力ポートからの信号とを減算して出力
    する減算器とを備えたことを特徴とするコヒーレント光
    通信用偏波ダイバーシティ受信装置。
  4. 【請求項４】請求項１に記載の光局部発振回路、光−電
    気変換部並びに第１及び第２の復調器と、 該第１の復調器の第２出力ポートからの信号と上記第２
    の復調器の第１出力ポートからの信号とを減算して出力
    する減算器とを備えたことを特徴とするコヒーレント光
    通信用偏波ダイバーシティ受信装置。
  5. 【請求項５】請求項１乃至４のいずれかに記載の受信装
    置において、 上記光−電気変換部から上記第１及び第２の復調器に入
    力する中間周波信号をそれぞれ増幅する第１及び第２の
    利得可変増幅器と、 上記中間周波信号のパワーを上記偏波成分毎に検出して
    該パワーの和が一定になるように上記第１及び第２の利
    得可変増幅器の利得を制御する第１の利得制御回路とを
    更に備えたことを特徴とするコヒーレント光通信用偏波
    ダイバーシティ受信装置。
  6. 【請求項６】請求項１乃至５のいずれかに記載の受信装
    置において、 上記第１及び第２の復調器から上記加算器又は上記減算
    器に入力する信号をそれぞれ増幅する第３及び第４の利
    得可変増幅器と、 上記中間周波信号のパワーを上記偏波成分毎に検出して
    該パワーの分岐比に応じた重み付け関数に基づいて上記
    第３及び第４の利得可変増幅器の利得を制御する第２の
    利得制御回路とを更に備えたことを特徴とするコヒーレ
    ント光通信用偏波ダイバーシティ受信装置。
  7. 【請求項７】請求項６に記載の受信装置において、 上記第１及び第２の復調器にそれぞれ入力する中間周波
    信号のパワーの分岐比をa:（１−ａ）とし、上記重み付
    け関数をｆ（ａ）とし、上記第１及び第２の復調回路の
    入力ダイナミックレンジをＤとするときに、上記重み付
    け関数ｆ（ａ）は、 ｂ＝10−D/10 で表される打ち切り点ｂを用いて、 に設定され、 上記第３及び第４の利得可変増幅器の利得はそれぞれaf
    （ａ）及び（１−ａ）ｆ（１−ａ）に比例するように制
    御されることを特徴とするコヒーレント光通信用偏波ダ
    イバーシティ受信装置。
  8. 【請求項８】請求項６に記載の受信装置において、 上記第１及び第２の復調器にそれぞれ入力する中間周波
    数のパワーの分岐比をa:（１−ａ）とし、上記重み付け
    関数をｆ（ａ）とし、上記第１及び第２の復調回路の入
    力ダイナミックレンジをＤとするときに、上記重み付け
    関数ｆ（ａ）は、 ｂ＝10−D/10 で表される打ち切り点ｂと関数 f1（ａ）＝a/F（1/2−ａ） ;F（1/2−ａ）は偶関数 とを用いて、 に設定され、 上記第３及び第４の利得可変増幅器の利得はそれぞれaf
    （ａ）及び（１−ａ）ｆ（１−ａ）に比例するように制
    御されることを特徴とするコヒーレント光通信用偏波ダ
    イバーシティ受信装置。
  9. 【請求項９】ｂ＜0.5を満足することを特徴とする請求
    項７又は８に記載のコヒーレント光通信用偏波ダイバー
    シティ受信装置。
  10. 【請求項１０】請求項１乃至９のいずれかに記載の受信
    装置において、 上記中間周波信号の周波数を検出して該周波数が一定に
    なるように上記局発光の周波数を制御する自動周波数制
    御回路を更に備えたことを特徴とするコヒーレント光通
    信用偏波ダイバーシティ受信装置。
  11. 【請求項１１】請求項１乃至９のいずれかに記載の受信
    装置において、 復調信号の平均レベルを検出して該レベルが一定になる
    ように上記局発光の周波数を制御する自動周波数制御回
    路を更に備えたことを特徴とするコヒーレント光通信用
    偏波ダイバーシティ受信装置。
  12. 【請求項１２】請求項１乃至11のいずれかに記載の受信
    装置において、 上記光−電気変換部は、信号光及び局発光をそれぞれ偏
    波面が直交する偏波成分に分離して出力する第１及び第
    ２の偏波分離器と、該第１及び第２の偏波分離器からの
    同一偏波面を有する偏波成分同士を加え合わせると共に
    分配してそれぞれ出力する第１及び第２の光カプラと、
    該第１及び第２の光カプラからの光をそれぞれ光−電気
    変換して中間周波信号を出力する第１及び第２の光検波
    回路とを備えていることを特徴とするコヒーレント光通
    信用偏波ダイバーシティ受信装置。
  13. 【請求項１３】請求項12に記載の受信装置において、 上記第１及び第２の光検波回路はそれぞれ単一の受光素
    子を備え、該受光素子は上記第１及び第２の光カプラに
    より分配された光のそれぞれ一方を受光するようにされ
    ていることを特徴とするコヒーレント光通信用偏波ダイ
    バーシティ受信装置。
  14. 【請求項１４】請求項12に記載の受信装置において、 上記第１及び第２の光検波回路はそれぞれ一対の受光素
    子を備えて二重平衡型に構成されており、該一対の受光
    素子は上記第１及び第２の光カプラにより分配された光
    のそれぞれ両方を受光するようにされていることを特徴
    とするコヒーレント光通信用偏波ダイバーシティ受信装
    置。
  15. 【請求項１５】DPSK方式の実施に使用する請求項１乃至
    14のいずれかに記載の受信装置であって、 上記所定遅延時間τは変調信号の１タイムスロットＴに
    相当する時間に設定されていることを特徴とするコヒー
    レント光通信用偏波ダイバーシティ受信装置。
  16. 【請求項１６】CPFSK方式の実施に使用する請求項１乃
    至14のいずれかに記載の受信装置であって、 上記所定遅延時間τは、周波数偏移をΔＦとし変調信号
    のビットレートをＢとするときにｍ＝ΔF/Bで表される
    変調指数ｍと変調信号の１タイムスロットＴとを用い
    て、 τ＝T/2m に設定されていることを特徴とするコヒーレント光通信
    用偏波ダイバーシティ受信装置。
  17. 【請求項１７】注入電流に応じた周波数の光を出力する
    半導体レーザに与える上記注入電流を、２値符号化され
    た入力信号の１タイムスロットＴよりも短い所定の変調
    時間ｔだけ変化させて、上記注入電流の変化に従って変
    動した上記周波数の積分値が位相量としてπ又は−πと
    なるようにしたDM−PSK方式の実施に使用する請求項１
    乃至14のいずれかに記載の受信装置であって、 上記所定遅延時間τは変調信号の１タイムスロットＴに
    相当する時間に設定されていることを特徴とするコヒー
    レント光通信用偏波ダイバーシティ受信装置。
  18. 【請求項１８】上記所定の変調時間ｔは、周波数偏移を
    ΔＦとし変調信号のビットレートをＢとするときにｍ＝
    ΔF/Bで表される変調指数ｍと変調信号の１タイムスロ
    ットＴとを用いて、 ｔ＝T/2m に設定されていることを特徴とする請求項17に記載のコ
    ヒーレント光通信用偏波ダイバーシティ受信装置。
  19. 【請求項１９】上記変調指数ｍが0.5＜ｍを満足してい
    ることを特徴とする請求項18に記載のコヒーレント光通
    信用偏波ダイバーシティ受信装置。
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