JPH0522354A - 光通信方式 - Google Patents
光通信方式Info
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- JPH0522354A JPH0522354A JP3170935A JP17093591A JPH0522354A JP H0522354 A JPH0522354 A JP H0522354A JP 3170935 A JP3170935 A JP 3170935A JP 17093591 A JP17093591 A JP 17093591A JP H0522354 A JPH0522354 A JP H0522354A
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- Japan
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- light
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Optical Communication System (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】スペクトルがコンパクトであるＭＳＫ信号に対
して位相／偏波ダイバーシティホモダイン受信機を構成
する。 【構成】送信側では信号をＭＳＫ変調し、受信側では受
信光信号を偏波分離し、各光信号を偏波の一致した局発
光でＩ−Ｑ分離ホモダイン検波したのち、各検波電流を
２ビットの遅延検波をして加算する。 【効果】ＢＰＳＫよりもスペクトルがコンパクトである
ＭＳＫ信号に対して位相ダイバーシティ及び偏波ダイバ
ーシティが可能になる。
して位相／偏波ダイバーシティホモダイン受信機を構成
する。 【構成】送信側では信号をＭＳＫ変調し、受信側では受
信光信号を偏波分離し、各光信号を偏波の一致した局発
光でＩ−Ｑ分離ホモダイン検波したのち、各検波電流を
２ビットの遅延検波をして加算する。 【効果】ＢＰＳＫよりもスペクトルがコンパクトである
ＭＳＫ信号に対して位相ダイバーシティ及び偏波ダイバ
ーシティが可能になる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】光ファイバ通信は高度情報化社会
に要求される大容量伝送システムの担い手として、各国
の公衆網で利用されている。現在利用されている光伝送
方式はＩＭ／ＤＤ（Intensity Modulation／Direct Det
ection）であり、１本の光ファイバ中には１組の送受信
機の信号のみが伝送されている。ＩＭ／ＤＤでは日々高
まる大容量化の要求に対し、伝送速度の高速化で対応し
た。しかしＩＭ／ＤＤでは伝送容量の限界が伝送速度で
決まるため、光ファイバの分散特性による波形劣化や、
送受信機に用いられる電子回路の動作速度限界によって
伝送容量が制限され、現在ではその高速化も限界に近づ
きつつある。
に要求される大容量伝送システムの担い手として、各国
の公衆網で利用されている。現在利用されている光伝送
方式はＩＭ／ＤＤ（Intensity Modulation／Direct Det
ection）であり、１本の光ファイバ中には１組の送受信
機の信号のみが伝送されている。ＩＭ／ＤＤでは日々高
まる大容量化の要求に対し、伝送速度の高速化で対応し
た。しかしＩＭ／ＤＤでは伝送容量の限界が伝送速度で
決まるため、光ファイバの分散特性による波形劣化や、
送受信機に用いられる電子回路の動作速度限界によって
伝送容量が制限され、現在ではその高速化も限界に近づ
きつつある。
【０００２】ＩＭ／ＤＤ以外の光伝送方式としてコヒー
レント光通信方式がある。この方式は光半導体レーザの
スペクトル純度の高い特性を活かし、光の周波数または
位相に情報を乗せて伝送するものである。コヒーレント
光通信方式によれば一つの信号の占める周波数帯域が狭
いため、異なる波長の信号を１本の光ファイバ中に多重
することで容量の拡大が可能である。この時１チャネル
あたりの伝送速度は低いため、光ファイバの分散特性に
よる波形歪や電子回路の動作速度による制限は受けな
い。
レント光通信方式がある。この方式は光半導体レーザの
スペクトル純度の高い特性を活かし、光の周波数または
位相に情報を乗せて伝送するものである。コヒーレント
光通信方式によれば一つの信号の占める周波数帯域が狭
いため、異なる波長の信号を１本の光ファイバ中に多重
することで容量の拡大が可能である。この時１チャネル
あたりの伝送速度は低いため、光ファイバの分散特性に
よる波形歪や電子回路の動作速度による制限は受けな
い。
【０００３】コヒーレント光通信方式の受信機にはヘテ
ロダイン検波方式とホモダイン検波方式の２つがある。
前者は受信信号をそのキャリア周波数と異なる周波数の
局発光と合波して一度ＩＦ信号に変換するものであり、
後者は受信信号と同じ周波数の局発光で合波して直接ベ
ースバンド信号を取り出すものである。ヘテロダイン検
波方式では、受信機のＩＦ帯に局発周波数と対称な位置
にある信号が折り返して来るため、信号間隔を余分に空
ける必要がある。従って周波数利用効率を上げるために
は周波数間隔を狭くすることができるホモダイン検波方
式が適している。
ロダイン検波方式とホモダイン検波方式の２つがある。
前者は受信信号をそのキャリア周波数と異なる周波数の
局発光と合波して一度ＩＦ信号に変換するものであり、
後者は受信信号と同じ周波数の局発光で合波して直接ベ
ースバンド信号を取り出すものである。ヘテロダイン検
波方式では、受信機のＩＦ帯に局発周波数と対称な位置
にある信号が折り返して来るため、信号間隔を余分に空
ける必要がある。従って周波数利用効率を上げるために
は周波数間隔を狭くすることができるホモダイン検波方
式が適している。
【０００４】本発明は光通信システムに係り、特にホモ
ダイン検波方式を用いる光通信方式に関する。
ダイン検波方式を用いる光通信方式に関する。
【０００５】
【従来の技術】コヒーレント光通信では基本的に光の周
波数及び位相に情報を乗せる。ホモダイン検波方式では
光信号と局発光の合波時に検波する位相が決まるため、
局発光の位相を制御する必要がある。局発光制御として
はバランスドＰＬＬ(Phase−locked Loop)やコスタスル
ープを用いたＰＬＬを用いた位相再生方式が用いられ
る。一方、位相再生を必要としないＢＰＳＫ(Binary Ph
ase Shift Keying）に対するホモダイン検波方式として
「Electronics Letters ９th April １９８７Vol.２３
Ｎo.８，pp.３７７−３７８」に述べられている位相ダ
イバーシティ方式がある。これは光周波数軸上で直交す
るＩチャネルとＱチャネルをホモダイン検波し、１ビッ
トの遅延検波した後、合成することで位相に不感応な受
信機とするものである。この文献ではさらに、コヒーレ
ント光通信で問題になる信号光と局発光の偏波面の不一
致に対しても偏波ダイバーシティによって不感応な構成
を提案している。
波数及び位相に情報を乗せる。ホモダイン検波方式では
光信号と局発光の合波時に検波する位相が決まるため、
局発光の位相を制御する必要がある。局発光制御として
はバランスドＰＬＬ(Phase−locked Loop)やコスタスル
ープを用いたＰＬＬを用いた位相再生方式が用いられ
る。一方、位相再生を必要としないＢＰＳＫ(Binary Ph
ase Shift Keying）に対するホモダイン検波方式として
「Electronics Letters ９th April １９８７Vol.２３
Ｎo.８，pp.３７７−３７８」に述べられている位相ダ
イバーシティ方式がある。これは光周波数軸上で直交す
るＩチャネルとＱチャネルをホモダイン検波し、１ビッ
トの遅延検波した後、合成することで位相に不感応な受
信機とするものである。この文献ではさらに、コヒーレ
ント光通信で問題になる信号光と局発光の偏波面の不一
致に対しても偏波ダイバーシティによって不感応な構成
を提案している。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら従来の位
相ダイバシティ技術には以下の問題点がある。すなわち
提案されている方式はＢＰＳＫに対するものなので、信
号の占有帯域が大きいことである。ＢＰＳＫ伝送は変調
指数の小さいＦＳＫ（Frequency Shift Keying）よりも
広い帯域を必要とする。ＢＰＳＫと比較して占有帯域の
狭いＭＳＫ（Mimimum Shift Keying）に対しては従来の
位相ダイバーシティ受信機でデータを再生することがで
きなかった。
相ダイバシティ技術には以下の問題点がある。すなわち
提案されている方式はＢＰＳＫに対するものなので、信
号の占有帯域が大きいことである。ＢＰＳＫ伝送は変調
指数の小さいＦＳＫ（Frequency Shift Keying）よりも
広い帯域を必要とする。ＢＰＳＫと比較して占有帯域の
狭いＭＳＫ（Mimimum Shift Keying）に対しては従来の
位相ダイバーシティ受信機でデータを再生することがで
きなかった。
【０００７】本発明の目的は占有帯域の狭いＭＳＫ信号
に対して位相再生の不要な光通信方式を提供することに
ある。また受信信号の偏波が変動しても安定して受信で
きる光通信方式を提供することにある。
に対して位相再生の不要な光通信方式を提供することに
ある。また受信信号の偏波が変動しても安定して受信で
きる光通信方式を提供することにある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】受信機で受信光を２分岐
し、各々受信光を９０°位相の異なる局発光でホモダイ
ン検波し、各出力を２ビット分の遅延時間を有する遅延
検波器で遅延検波した後、加算して受信機出力とする。
また、受信光を直交する２つの偏波に分離し、各々偏波
を２つに分岐し、９０°位相の異なる偏波の一致した局
発光でホモダイン検波し、各出力を２ビットの遅延時間
を有する遅延検波器で遅延検波した後、加算して受信機
出力とする。
し、各々受信光を９０°位相の異なる局発光でホモダイ
ン検波し、各出力を２ビット分の遅延時間を有する遅延
検波器で遅延検波した後、加算して受信機出力とする。
また、受信光を直交する２つの偏波に分離し、各々偏波
を２つに分岐し、９０°位相の異なる偏波の一致した局
発光でホモダイン検波し、各出力を２ビットの遅延時間
を有する遅延検波器で遅延検波した後、加算して受信機
出力とする。
【０００９】
【作用】本発明によれば受信信号と局発光の位相がずれ
ると遅延検波の出力波形は位相差に応じて変化するが、
各出力を加算した出力波形は位相差によらず一定にな
り、従って位相再生の不要なホモダイン検波が可能にな
る。また受信信号の偏波面が変動すると、それに応じて
各偏波の検波振幅は変化するが、その和の振幅は偏波変
動によらず一定になり、従って偏波制御の不要なホモダ
イン検波が可能になる。
ると遅延検波の出力波形は位相差に応じて変化するが、
各出力を加算した出力波形は位相差によらず一定にな
り、従って位相再生の不要なホモダイン検波が可能にな
る。また受信信号の偏波面が変動すると、それに応じて
各偏波の検波振幅は変化するが、その和の振幅は偏波変
動によらず一定になり、従って偏波制御の不要なホモダ
イン検波が可能になる。
【００１０】
【実施例】以下に本発明の実施例を詳細に述べる。
【００１１】図１は本発明に基づく光ホモダイン受信機
の構成図である。１は局発用半導体レーザで受信光と同
じ周波数で発振している。２はオプティカル９０゜ハイ
ブリッドでありその構成は「ＡＥＵ，Vol.３７，１９８
３，pp.２０３−２０６」や「IEEE Journal of Lightwa
ve Technology，Vol.７，Ｎo.５，１９８９，pp.７９４
−７９８」に詳しく述べられている。３はフォトディテ
クタであり、コヒーレント受信機では局発光と混合する
ことで見かけ上ゲインがあるのでＰＩＮフォトダイオー
ドで十分である。４はフォトカレントを増幅し電圧に変
換するためのアンプ、５は遅延時間２Ｔの遅延線であ
る。６はビットレート帯域幅のフィルタ、７はデータを
判定する識別器である。
の構成図である。１は局発用半導体レーザで受信光と同
じ周波数で発振している。２はオプティカル９０゜ハイ
ブリッドでありその構成は「ＡＥＵ，Vol.３７，１９８
３，pp.２０３−２０６」や「IEEE Journal of Lightwa
ve Technology，Vol.７，Ｎo.５，１９８９，pp.７９４
−７９８」に詳しく述べられている。３はフォトディテ
クタであり、コヒーレント受信機では局発光と混合する
ことで見かけ上ゲインがあるのでＰＩＮフォトダイオー
ドで十分である。４はフォトカレントを増幅し電圧に変
換するためのアンプ、５は遅延時間２Ｔの遅延線であ
る。６はビットレート帯域幅のフィルタ、７はデータを
判定する識別器である。
【００１２】次に受信機の動作を説明する。受信された
信号光と局発光はそれぞれオプティカル９０゜ハイブリ
ッド２の２つのポートに入力される。ここで信号光と局
発光はともに直線偏波で、その偏波面は一致しているも
のとする。オプティカル90゜ハイブリッド２の出力で
は、信号光と局発光の位相差は９０゜異なる。従って検
出信号である光パワーは信号光を９０゜異なる軸で検波
した信号に相当し、これを慣例に従いＩチャネル，Ｑチ
ャネルとする。Ｉ，Ｑポートの出力はそれぞれフォトデ
ィテクタ３で電流に変換され、アンプ４によって電圧信
号に変換され増幅された後、２つに分岐される。分岐さ
れた信号の一方は遅延線５によって２Ｔ遅延され、もう
一方の遅延されていない信号と乗積される。そしてＩチ
ャネルとＱチャネルの検波出力が加算された後、フィル
タ６によってフィルタリングされて識別器７によってデ
ータを再生される。
信号光と局発光はそれぞれオプティカル９０゜ハイブリ
ッド２の２つのポートに入力される。ここで信号光と局
発光はともに直線偏波で、その偏波面は一致しているも
のとする。オプティカル90゜ハイブリッド２の出力で
は、信号光と局発光の位相差は９０゜異なる。従って検
出信号である光パワーは信号光を９０゜異なる軸で検波
した信号に相当し、これを慣例に従いＩチャネル，Ｑチ
ャネルとする。Ｉ，Ｑポートの出力はそれぞれフォトデ
ィテクタ３で電流に変換され、アンプ４によって電圧信
号に変換され増幅された後、２つに分岐される。分岐さ
れた信号の一方は遅延線５によって２Ｔ遅延され、もう
一方の遅延されていない信号と乗積される。そしてＩチ
ャネルとＱチャネルの検波出力が加算された後、フィル
タ６によってフィルタリングされて識別器７によってデ
ータを再生される。
【００１３】次に受信機の動作を数式を用いて説明す
る。送信信号が位相変調されていると仮定し、その等価
低域信号を複素表現を用いて数１で表す。
る。送信信号が位相変調されていると仮定し、その等価
低域信号を複素表現を用いて数１で表す。
【００１４】
【数１】
【００１５】受信光信号は複素電界を用いて数２で表さ
れる。
れる。
【００１６】
【数２】
【００１７】ωc はキャリア角周波数、Ｐs は受信光の
パワー、αは受信光の位相である。ＩチャネルとＱチャ
ネルの局発光の複素電界はそれぞれ数３で表される。
パワー、αは受信光の位相である。ＩチャネルとＱチャ
ネルの局発光の複素電界はそれぞれ数３で表される。
【００１８】
【数３】
【００１９】Ｐl は局発光のパワー、βは局発光の位相
である。オプティカル９０゜ハイブリッド２の２つのポ
ートでは受信光と局発光の相対位相差の差が９０°にな
る。数３のＥtQ中のπ／２はＱチャネルの位相がＩチャ
ネルに対して９０°進んでいることを示す。Ｉ，Ｑチャ
ネルの検波信号（電流）は数４で表される。
である。オプティカル９０゜ハイブリッド２の２つのポ
ートでは受信光と局発光の相対位相差の差が９０°にな
る。数３のＥtQ中のπ／２はＱチャネルの位相がＩチャ
ネルに対して９０°進んでいることを示す。Ｉ，Ｑチャ
ネルの検波信号（電流）は数４で表される。
【００２０】
【数４】
【００２１】ｅは電気素量、ηは量子効率、ｈはプラン
ク定数、νはキャリア周波数、φはα−βである。数４
においてデータ再生に必要な信号成分は第３項である。
従ってＩ，Ｑチャネルの信号成分を各々遅延検波した
後、加算した信号は数５で表される。
ク定数、νはキャリア周波数、φはα−βである。数４
においてデータ再生に必要な信号成分は第３項である。
従ってＩ，Ｑチャネルの信号成分を各々遅延検波した
後、加算した信号は数５で表される。
【００２２】
【数５】
【００２３】通常のＩ，Ｑ軸を用いた変調信号で受信機
において数４中のφを０にしないと正しく送信信号を再
生することができない。そのため受信機にＰＬＬなどを
用いて局発を制御し、φを０にする。しかしながら数５
はφに依存せず、送信信号の２Ｔ間での位相差ψ(ｔ)に
対し、cosψ(ｔ）を出力する。従って信号光と局発光の
位相制御は不要になり、位相ダイバーシティを実現でき
る。
において数４中のφを０にしないと正しく送信信号を再
生することができない。そのため受信機にＰＬＬなどを
用いて局発を制御し、φを０にする。しかしながら数５
はφに依存せず、送信信号の２Ｔ間での位相差ψ(ｔ)に
対し、cosψ(ｔ）を出力する。従って信号光と局発光の
位相制御は不要になり、位相ダイバーシティを実現でき
る。
【００２４】従来の位相ダイバーシティでは変調方式を
ＢＰＳＫを用い、受信機の遅延時間をＴとしていた。一
方、本発明では変調方式としてＭＳＫを用い、受信機の
遅延時間を２Ｔとする。ＭＳＫはＢＰＳＫよりもスペク
トルがコンパクトな変調方式であり、周波数利用効率の
点で優れている。また変調度０.５のＦＳＫとコンパチ
ブルであり、半導体レーザへの注入電流に変調をかける
ことで容易に変調できる。
ＢＰＳＫを用い、受信機の遅延時間をＴとしていた。一
方、本発明では変調方式としてＭＳＫを用い、受信機の
遅延時間を２Ｔとする。ＭＳＫはＢＰＳＫよりもスペク
トルがコンパクトな変調方式であり、周波数利用効率の
点で優れている。また変調度０.５のＦＳＫとコンパチ
ブルであり、半導体レーザへの注入電流に変調をかける
ことで容易に変調できる。
【００２５】図２にＭＳＫの送信時の信号点配置を示
す。８がＩ軸上の信号点、９がＱ軸上の信号点である。
ＭＳＫは、データが“１”の時に位相が＋π／２、
“０”の時に−π／２、Ｔ時間かけてシフトする。つま
り図２において現在の信号点を８ａとすると、データ
“１”の場合は９ａに遷移し、“０”の場合は９ｂに遷
移する。これはデータが“１”が周波数ｆc＋Δｆに
（Δｆ＝１／４Ｔ）、データが“０”が周波数ｆc−Δ
ｆに対応する事を意味するので、変調指数０.５のＦＳ
Ｋと同一である。
す。８がＩ軸上の信号点、９がＱ軸上の信号点である。
ＭＳＫは、データが“１”の時に位相が＋π／２、
“０”の時に−π／２、Ｔ時間かけてシフトする。つま
り図２において現在の信号点を８ａとすると、データ
“１”の場合は９ａに遷移し、“０”の場合は９ｂに遷
移する。これはデータが“１”が周波数ｆc＋Δｆに
（Δｆ＝１／４Ｔ）、データが“０”が周波数ｆc−Δ
ｆに対応する事を意味するので、変調指数０.５のＦＳ
Ｋと同一である。
【００２６】ＭＳＫの信号点配置を１ビットおきにみ
る。ｔ＝０における信号点を８ａとすると、ｔ＝２ｎＴ
（ｎは整数）では常に８ａまたは８ｂの信号点に位置
し、ｔ＝(２ｎ＋１)Ｔでは常に９ａまたは９ｂの信号点
に位置する。従って２ビット離れた信号点の位相差は常
に０かπである。図１に示す受信機のＩ，Ｑ合成出力は
数５に示すように、受信信号と局発の位相差に依存せ
ず、送信信号の２Ｔ離れた位相差のみに依存し、信号点
では＋１または−１を出力する。従ってＭＳＫ信号に対
して位相ダイバーシティが可能になった。
る。ｔ＝０における信号点を８ａとすると、ｔ＝２ｎＴ
（ｎは整数）では常に８ａまたは８ｂの信号点に位置
し、ｔ＝(２ｎ＋１)Ｔでは常に９ａまたは９ｂの信号点
に位置する。従って２ビット離れた信号点の位相差は常
に０かπである。図１に示す受信機のＩ，Ｑ合成出力は
数５に示すように、受信信号と局発の位相差に依存せ
ず、送信信号の２Ｔ離れた位相差のみに依存し、信号点
では＋１または−１を出力する。従ってＭＳＫ信号に対
して位相ダイバーシティが可能になった。
【００２７】図１はＭＳＫ位相ダイバーシティホモダイ
ン受信機の構成であるが、本発明は容易に偏波ダイバー
シティに拡張することができる。図３にＭＳＫ位相／偏
波ダイバーシティホモダイン受信機の構成を示す。１０
は偏波ビームスプリッタであり、受信光を直交するＰ偏
波とＳ偏波に分離する。１１は偏波面を保存する光分波
器で、局発光を２つに分岐する。局発レーザ１と偏波ビ
ームスプリッタ１０と光分波器１１とオプティカル９０
゜ハイブリッド２の間は偏波保存ファイバで接続し、Ｐ
およびＳ偏波に対応する２つのオプティカル９０゜ハイ
ブリッド２に信号光と局発光の偏波面を合致させて入力
する。それぞれの偏波に対するオプティカル９０゜ハイ
ブリッド２から乗算器までの構成は図１の構成と同じで
あり、各乗算器の出力を加算してフィルタ６に入力し、
識別器７で判定する。
ン受信機の構成であるが、本発明は容易に偏波ダイバー
シティに拡張することができる。図３にＭＳＫ位相／偏
波ダイバーシティホモダイン受信機の構成を示す。１０
は偏波ビームスプリッタであり、受信光を直交するＰ偏
波とＳ偏波に分離する。１１は偏波面を保存する光分波
器で、局発光を２つに分岐する。局発レーザ１と偏波ビ
ームスプリッタ１０と光分波器１１とオプティカル９０
゜ハイブリッド２の間は偏波保存ファイバで接続し、Ｐ
およびＳ偏波に対応する２つのオプティカル９０゜ハイ
ブリッド２に信号光と局発光の偏波面を合致させて入力
する。それぞれの偏波に対するオプティカル９０゜ハイ
ブリッド２から乗算器までの構成は図１の構成と同じで
あり、各乗算器の出力を加算してフィルタ６に入力し、
識別器７で判定する。
【００２８】図３の受信機に光ファイバを通過した偏波
面が不定である光信号が入力した場合を考える。受信光
は偏波ビームスプリッタ２によって直交するＰ偏波とＳ
偏波に分離されるが、ここでのパワー比をcos^２(γ)，
sin^２(γ)とする。図３のＰ，Ｓ偏波に対する各受信機
は既に示したように受信信号と局発の位相差に依存しな
い。ホモダイン検波されたＰおよびＳの信号振幅はそれ
ぞれcos(γ),sin(γ)に比例する。遅延乗算後の振幅は
それぞれcos^２(γ)，sin^２(γ)に比例し、従って加算
出力はcos^２(γ)＋sin^２(γ)＝１となって受信偏波状
態によらない。このようにＭＳＫ位相／偏波ダイバーシ
ティホモダイン受信機を構成できる。
面が不定である光信号が入力した場合を考える。受信光
は偏波ビームスプリッタ２によって直交するＰ偏波とＳ
偏波に分離されるが、ここでのパワー比をcos^２(γ)，
sin^２(γ)とする。図３のＰ，Ｓ偏波に対する各受信機
は既に示したように受信信号と局発の位相差に依存しな
い。ホモダイン検波されたＰおよびＳの信号振幅はそれ
ぞれcos(γ),sin(γ)に比例する。遅延乗算後の振幅は
それぞれcos^２(γ)，sin^２(γ)に比例し、従って加算
出力はcos^２(γ)＋sin^２(γ)＝１となって受信偏波状
態によらない。このようにＭＳＫ位相／偏波ダイバーシ
ティホモダイン受信機を構成できる。
【００２９】図４にＭＳＫ位相／偏波ダイバーシティホ
モダイン受信機の各部の波形例を示す。この例では偏波
および位相は受信機の基準軸と一致していないため、ａ
〜ｈ点の波形はデータと異なるが、合成後のｉ点では波
形再生が正しく行われている。
モダイン受信機の各部の波形例を示す。この例では偏波
および位相は受信機の基準軸と一致していないため、ａ
〜ｈ点の波形はデータと異なるが、合成後のｉ点では波
形再生が正しく行われている。
【００３０】なお本発明では受信機で２ビットの遅延検
波をするので、送信の原データと受信機の出力データと
は異なる。そのために送信機でデータをエンコードして
送信するか、受信機で受信データをデコードする必要が
ある。そのための回路を図５に示す。１２は１：２のデ
ータデマルチプレクサ、１３は２：１のデータマルチプ
レクサであり、これらはビットレートのクロック１４に
同期して動作する。データマルチプレクサ１２で分岐さ
れた信号はそれぞれ２Ｔ（デマルチプレクスされたデー
タの１ビット）遅延し、ＸＯＲによってデータ処理し、
データマルチプレクサ１３によって多重化する。ＭＳＫ
信号は１ビット遅延のヘテロダイン検波受信機でも受信
できるので、ヘテロダイン受信機と本発明の受信機を併
用する場合には受信機側にデコーダを付加する方が望ま
しい。
波をするので、送信の原データと受信機の出力データと
は異なる。そのために送信機でデータをエンコードして
送信するか、受信機で受信データをデコードする必要が
ある。そのための回路を図５に示す。１２は１：２のデ
ータデマルチプレクサ、１３は２：１のデータマルチプ
レクサであり、これらはビットレートのクロック１４に
同期して動作する。データマルチプレクサ１２で分岐さ
れた信号はそれぞれ２Ｔ（デマルチプレクスされたデー
タの１ビット）遅延し、ＸＯＲによってデータ処理し、
データマルチプレクサ１３によって多重化する。ＭＳＫ
信号は１ビット遅延のヘテロダイン検波受信機でも受信
できるので、ヘテロダイン受信機と本発明の受信機を併
用する場合には受信機側にデコーダを付加する方が望ま
しい。
【００３１】また本発明では遅延検波器の遅延時間を２
ビットとした。しかし遅延時間を２ｎビット（ｎは整
数）としても同様に位相／偏波ダイバーシティホモダイ
ン受信機を構成することができる。
ビットとした。しかし遅延時間を２ｎビット（ｎは整
数）としても同様に位相／偏波ダイバーシティホモダイ
ン受信機を構成することができる。
【００３２】
【発明の効果】以上、本発明によればＢＰＳＫよりもス
ペクトルがコンパクトであるＭＳＫ信号に対して位相ダ
イバーシティ及び偏波ダイバーシティが可能になった。
ペクトルがコンパクトであるＭＳＫ信号に対して位相ダ
イバーシティ及び偏波ダイバーシティが可能になった。
【００３３】またＭＳＫは変調指数０.５ のＦＳＫと同
じなので、従来の半導体レーザの注入電流に変調をかけ
る方法で容易に変調可能である。
じなので、従来の半導体レーザの注入電流に変調をかけ
る方法で容易に変調可能である。
【図１】本発明のＭＳＫ位相ダイバーシティホモダイン
受信機の構成を表す図。
受信機の構成を表す図。
【図２】ＭＳＫの信号点配置を表す図。
【図３】本発明のＭＳＫ位相／偏波ダイバーシティホモ
ダイン受信機の構成を表す図。
ダイン受信機の構成を表す図。
【図４】ＭＳＫ位相／偏波ダイバーシティホモダイン受
信機の各部波形を表す図。
信機の各部波形を表す図。
【図５】本発明の通信方式に用いるデータエンコーダ／
デコーダの構成図。
デコーダの構成図。
１…局発用半導体レーザ、２…オプティカル９０゜ハイ
ブリッド、３…フォトディテクタ、４…アンプ、５…遅
延線、６…フィルタ、７…識別器、８，９…信号点、１
０…偏波ビームスプリッタ、１１…光分波器、１２…
１：２データデマルチプレクサ、１３…２：１データマ
ルチプレクサ、１４…クロック。
ブリッド、３…フォトディテクタ、４…アンプ、５…遅
延線、６…フィルタ、７…識別器、８，９…信号点、１
０…偏波ビームスプリッタ、１１…光分波器、１２…
１：２データデマルチプレクサ、１３…２：１データマ
ルチプレクサ、１４…クロック。
Claims (3)
- 【請求項１】送信機において位相変調を行い、受信機に
おいてホモダイン検波を行う光通信方式において、 送信信号としてＭＳＫを用い、 受信機では受信光を２分岐し、分岐した各々の受信光を
互いに９０°位相の異なる局発光でホモダイン検波し、
各ホモダイン検波出力を２ビットの遅延時間を有する遅
延検波器で遅延検波した後、該遅延検波器出力を加算し
た信号からデータを判定することを特徴とする光通信方
式。 - 【請求項２】送信機において位相変調を行い、受信機に
おいてホモダイン検波を行う光通信方式において、 送信信号としてＭＳＫを用い、 受信機では受信光を直交する２つの偏波に分離し、分離
した各々の偏波を２つに分岐し、偏波ごとに分岐した各
受信光を９０°位相の異なる偏波の一致した局発光でホ
モダイン検波し、各ホモダイン検波出力を２ビットの遅
延時間を有する遅延検波器で遅延検波した後、該遅延検
波器出力を加算した信号からデータを判定することを特
徴とする光通信方式。 - 【請求項３】請求項１又は請求項２の通信方式におい
て、 遅延検波器の遅延時間を２ｎビット（ｎは整数）とする
ことを特徴とする光通信方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3170935A JPH0522354A (ja) | 1991-07-11 | 1991-07-11 | 光通信方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3170935A JPH0522354A (ja) | 1991-07-11 | 1991-07-11 | 光通信方式 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0522354A true JPH0522354A (ja) | 1993-01-29 |
Family
ID=15914099
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3170935A Pending JPH0522354A (ja) | 1991-07-11 | 1991-07-11 | 光通信方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0522354A (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2009540761A (ja) * | 2006-06-23 | 2009-11-19 | アルカテル−ルーセント ユーエスエー インコーポレーテッド | コヒーレントな偏波多重化光信号を受け取るためのシステムおよび方法 |
| JP2011199657A (ja) * | 2010-03-19 | 2011-10-06 | National Institute Of Information & Communication Technology | 光ｍｓｋ変調／任意偏移量ｃｐｆｓｋの光サンプリング復調方法 |
| JP2018201118A (ja) * | 2017-05-26 | 2018-12-20 | 日本電信電話株式会社 | 光送受信システム |
| JP2021043347A (ja) * | 2019-09-11 | 2021-03-18 | 住友電気工業株式会社 | 光モジュール |
| US12030598B2 (en) | 2018-07-15 | 2024-07-09 | Aqua Marina Yachts (1995) Ltd. | System and method of controlling marine vessels |
-
1991
- 1991-07-11 JP JP3170935A patent/JPH0522354A/ja active Pending
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2009540761A (ja) * | 2006-06-23 | 2009-11-19 | アルカテル−ルーセント ユーエスエー インコーポレーテッド | コヒーレントな偏波多重化光信号を受け取るためのシステムおよび方法 |
| JP4944953B2 (ja) * | 2006-06-23 | 2012-06-06 | アルカテル−ルーセント ユーエスエー インコーポレーテッド | コヒーレントな偏波多重化光信号を受け取るためのシステムおよび方法 |
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| JP2018201118A (ja) * | 2017-05-26 | 2018-12-20 | 日本電信電話株式会社 | 光送受信システム |
| US12030598B2 (en) | 2018-07-15 | 2024-07-09 | Aqua Marina Yachts (1995) Ltd. | System and method of controlling marine vessels |
| JP2021043347A (ja) * | 2019-09-11 | 2021-03-18 | 住友電気工業株式会社 | 光モジュール |
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