JPH0478251A - コヒーレント光通信用偏波ダイバーシティ受信装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 目　　　　　次 概要 産業上の利用分野 従来の技術 発明が解決しようとする課題 課題を解決するための手段及び作用 実　　施　　例 発明の効果 概要 復調器及び該復調器を備えたコヒーレント光通信用偏波
ダイバーシティ受信装置に関し、上記受信装置の構成の
簡略化を主目的とし、論理和回路、排他的論理和回路及
び遅延回路を用いて復調器をデジタル回路として構成し
、又、デジタル回路においては正常動作に対する入力レ
ベル変動の許容範囲が広く且つ出力レベルが略−定とな
ることを利用して、利得可変増幅器の数が少ない偏波ダ
イバーシティ受信装置を構成する。

産業上の利用分野 本発明は復調器及び該復調器を備えたコヒーレント光通
信用偏波ダイバーシティ受信装置に関する。

コヒーレント光伝送方式は、現在実用化されている強度
変調・直接偏波方式に比べて受信感度を高めることがで
きるので、長距離伝送に適している。また、光検波を行
った後に電気的な処理によって比較的容易に周波数選択
を行うことができるので、高密度な周波数分割多重伝送
に適している。

ここで、「検波」及び「復調」の語句は混同を生じ易い
ので、本願明細書中では、「検波」又は「光検波」とい
う語句は光信号から電気信号（中間周波信号）への変換
の意味で使用し、「復調」は中間周波信号からベースバ
ンド信号への変換の意味で使用する。

ヘテロダイン検波を適用して受信を行う場合、信号光と
局発光を混合するに際して双方の偏波状態が一致してい
ることが要求される。偏波状態のズレは受信感度の劣化
につながり、例えば、信号光及び局発光が直線偏波であ
り、これらの偏波面が互いに直交している場合には、受
光面上で光の干渉が起こらず受信不可能となる。−船釣
な単一モードファイバは偏波状態を保持する能力がない
ので、受信端での偏波状態は環境変化により時間と共に
変動する。よって、所要の受信感度を維持するためには
、受信端での偏波状態の変動に対処する必要がある。

従来の技術 受信端での偏波状態の変動に対処する技術として偏波ダ
イバーシティ方式がある。この方式が適用されるコヒー
レント光通信用偏波ダイバーンティ受信装置の従来の構
成例を第１９図に示す。１１１は半導体レーザ（ＬＤ）
等を用いて構成される光局部発振回路であり、この光局
部発振回路１１１は、受信した信号光の周波数と特定の
関係にある周波数の局発光を出力する。１．１２は偏波
分離器、光カプラ及び光検波回路等を組み合わせて構成
される光−電気変換部であり、この変換部１１２は、受
信した信号光を偏波面が直交する偏波成分毎に局発光と
共に光−電気変換して信号光の周波数と局発光の周波数
の差に相当する周波数の二つの中間周波信号（ＩＦ倍信
号を偏波成分毎に出力する。一方のＩＰ倍信号、利得可
変増幅器１１．３．１１４を介して復調器１１５に入力
され、他方のＩＦ倍信号別の経路で利得可変増幅器１１
６．１１７を介して復調器１１８に入力される。

それぞれの復調信号は利得可変増幅器１１９，１２０を
介して加算器１２１で加え合わされて識別器１２２に入
力され、伝送情報が再生される。１２３は各利得可変増
幅器の利得を制御する制御回路であり、１２４はＩＦ倍
信号周波数が一定になるように局発光の周波数を制御す
る自動周波数制御回路である 制御回路１２３による利得制御の態様を説明する。一般
に、受信した信号光の全パワーは光伝送路の状態等によ
って変動する。いま、信号光のパワーをｋとする。光−
電気変換部１１２から出力される２つのＩＰ倍信号、信
号光における直交偏波成分に基づくものであるから、０
≦ａ≦１とするときにＩＰ倍信号パワー比はａ：（］　
−ａ”）となる。従って、光−電気変換部１１２から利
得可変増幅器１１３に入力するＩＦ倍信号パワーはｋａ
となり、光電気変換部１１２から利得可変増幅器１１６
に入力するＩＦ倍信号パワーはｋ（１−ａ）となる。利
得可変増幅器１１３，１１６は信号光のパワー変動に対
処するた必のものであり、これらの増幅率はに一１倍と
なるように制御される。

尚、本願明細書中「増幅」という語句は増幅率が１未満
であるいわゆる減衰を含む。利得可変増幅器１１３から
出力されるＩＦ倍信号パワーは、信号光の全パワー変動
に基づく変動が除去されてａとなり、利得可変増幅器１
１６から出力される■Ｆ倍信号パワーは同じく上記変動
が除去されて（１−ａ）となる。利得可変増幅器１１４
，１１７は復調器１１５．１１８に入力するＩＦ倍信号
パワーが等しくなるようにするためのものであり、利得
可変増幅器１１４の増幅率はａ−１に制御され、又、利
得可変増幅器１１７の増幅率は（１−ａ）倍に制御され
る。これにより、復調器１１５，１１８に入力するＩＦ
倍信号パワーはそれぞれ１となる。利得可変増幅器１１
９，１２０は例えば最大比合成法により重み付け加算を
行うためのものであり、これらの増幅器１１９，１２０
は入力信号の３’／Ｎ比あるいは信号パワーに比例した
増幅率で入力信号についての増幅を行う。即ちこの例で
は復調器１１５，１１８に入力するＩＦ倍信号パワーが
等しくなるように制御されているので、利得可変増幅器
１１９の増幅率は３２倍であり、利得可変増幅器１２０
の増幅率は（１−ａ）”倍である。

復調器の構成例を第２０図に示す。この復調器は、入力
信号を分岐して出力する３ｄＢカプラ等の分岐回路１３
０と、分岐回路１３０の出力信号の一方を所定の遅延時
間遅延させて出力する遅延回路１３１と、分岐回路１３
０の出力信号の他方と遅延回路１３１の出力信号とを乗
算する乗算器１３２とを備えて構成されている。この復
調器を用いることによって、例えばＤＰＳＫ方式におい
て１ビツト遅延により非同期検波型の復調を行うことが
できる。

発明が解決しようとする課題 第２０図に示された従来の復調器は乗算器（ミキサ）を
用いたアナログ回路であり、この復調器の入力レベルを
一定に維持しておかないと正常な復調動作がなされない
ことがある。このため、従来のコヒーレント光通信用偏
波ダイバーンティ受信装置にあっては、復調器にそれぞ
れ入力するＩＦ倍信号パワーを一定にするだめの利得可
変増幅器１１４，１１７が必要であり、全体で少なくと
も６つの利得可変増幅器及びその制御回路が含まれた構
成となっている。このように従来の偏波ダイバーシティ
受信装置は、偏波成分毎にＩＦ倍信号復調する構成であ
り、しかも受信した信号光のパワー変動に基づくＩＦ倍
信号パワー変動及び各復調経路における偏波に依存した
ＩＦ倍信号変動に対処し重み付け加算を行うために多く
の利得可変増幅器が必要であり、構成が複雑であるとい
う欠点を有している。偏波ダイバーシティ受信装置の構
成を簡略化することを目的として、信号光のパワー変動
に基づ＜ＩＦ倍信号変動に対処するための利得可変増幅
器（例えば１１３）と復調器に入力するＴＦ倍信号パワ
ーが一定になるように制御するための利得可変増幅器（
例えば１１４）とを兼用する構成が提案され得るが、こ
の場合単一に構成された利得可変増幅器の利得制御回路
のダイナミックレンジが３ＱｄＢ以上必要になり、現実
的にはこの構成の実現は困難である。

本発明はこのような技術的課題に鑑みて創作されたもの
で、コヒーレント光通信用偏波ダイノ）′−シティ受信
装置の構成の簡略化及び該簡略化に適した復調器の提供
を目的としている。

課題を解決するための手段及び作用 第１図は本発明の復調器のブロック図である。

１はデジタル回路要素として実現される論理和回路であ
り、入力ポート１ａ並びに第１及び第２出力ポート１ｂ
、ｌｃを有している。この論理和回路１は次のように機
能する。即ち、入力ポート１ａの入力レベルがローレベ
ルのときに第１及び第２出力ポート１ｂ、ｌｃの出力レ
ベルはそれぞれローレベル及びノ＼イレベルとなり、入
力ポート１ａの入力レベルがハイレベルのときに第１及
び第２出力ポート１ｂ、ｌｃの出力レベルはそれぞれハ
イレベル及びローレベルになる。論理和回路１の真理値
表を表１に示す。同表において、Ｄｌ　　は入力ポート
１ａのレベル、Ｑｌ　　は第１出力ポート１ｂのレベル
、Ｑ２　は第２出力ポートＩＣのレベルであり、表中の
０はローレベルを、１はノ１イレベルを表している。

表１　　論理和回路１の真理値表 ２は論理和回路１の第２出力ポート１ｃの出力信号を所
定遅延時間τだけ遅延させて出力する遅延回路である。

３はデジタル回路要素として実現される排他的論理和回
路であり、この排他的論理和回路３は、論理和回路１の
第１出力ポート１ｂの出力信号が入力される第１入力ポ
ート３ａ及び遅延回路２の出力信号が入力される第２入
力ポート３ｂ並びに第１及び第２出力ポート３ｃ、３ｄ
を有している。

排他的論理和回路３の機能は次の通りである。第１及び
第２入力ポート３ａ、３ｂの入力レベルが同相（共にハ
イレベル又はローレベル）のときに第１及び第２出力ポ
ート３ｃ、３ｄの出力レベルはそれぞれローレベル及び
ハイレベルとなり、第１及び第２入力ポート３ａ、３ｂ
の入力レベルが逆相（例えば第１入力ポート３ａが／’
ｔイレベルで第２入力ポート３ｂがローレベル）のとき
に第１及び第２出力ポート３ｃ、３ｄの出力レベルはそ
れぞれハイレベル及びローレベルになる。排他的論理和
回路３の真理値表を表２に示す。同表において、ＤＩ、
　　Ｄ２　はそれぞれ第１入力ポート３ａ及び第２入力
ポート３ｂのレベル、Ｑｌ　　は第１出力ポート３ｃの
レベル、Ｑ２　は第２出力ポート３ｄのレベルであり、
０はローレベルを、１はノ１イレベルは表している。

表２ 排他的論理和回路の真理値表 そして、論理和回路１の入力ポート１ａに中間周波信号
が入力され、排他的論理和回路３の第１出力ポート３ｃ
又は第２出力ポート３ｄから復調信号が出力するように
されている。

尚、論理和回路１には１つの入力ポートがあるとして説
明したが、入力ポートが２つある通常の論理和回路を用
いる場合には、一方の入力ポートを常にローレベルにし
て他方の入力ポートを使用する。

この構成によると、上記所定遅延時間（遅延回路２にお
ける遅延時間）τを符号形式に適合させて適当に設定し
ておくことによって、復調を行うことができる。

一般に、論理和回路１や排他的論理和回路３等のデジタ
ル回路要素のダイナミックレンジは広い。

即ち、デジタル回路要素においては、正常動作に対する
入力レベル変動の許容範囲が広くしかも出力レベルが略
一定である。例えば、入力振幅（ピークツーピーク）が
約０．４〜１．２Ｖの範囲ではデジタル回路要素は正し
く動作し、その出力振幅は約０．９Ｖで一定である。従
って、本発明の復調器を用いてコヒーレント光通信用偏
波ダイバーシティ受信装置を構成した場合、２つの復調
器に入力するＩＰ倍信号パワーを等しくする利得可変増
幅器を省くことができ、利得制御ループの数を減少させ
て受信装置の構成を簡略化することができるようになる
。

第２図乃至第５図は、第１図に示された復調器を備えた
本発明のコヒーレント光通信用偏波ダイバーシティ受信
装置の第１乃至第４の構成を示すブロック図である。

全図を通じて同一符号は同一対象物を表す。第２図にお
いて１１は局発光を出力する光局部発振回路である。１
２は光−電気変換部であり、この変換部１２は、受信し
た信号光を偏波面が直交する偏波成分毎に上記局発光と
共に光−電気変換して上記信号光の周波数と上記局発光
の周波数の差に相当する周波数の２つのＩＦ倍信号上記
偏波成分毎に出力する。

１３．１４はそれぞれ第１図に示された構成の第１及び
第２の復調器であり、これらの復調器１３．１４には上
記中間周波信号がそれぞれ入力される。復調器の遅延回
路における遅延時間の具体的設定例については後述する
。

１５は加算器であり、第１の復調器１３の第１出力ポー
ト３ｃからの信号と、第２の復調器１４の第１出力ポー
ト３ｃからの信号とを加算して出力する。

第３図に示された第２の構成においては、第１の復調器
１３の第２出力ポート３ｄからの信号と第２の復調器１
４の第２出力ポート３ｄがらの信号とが加算器１６によ
り加算される。

第４図に示された第３の構成においては、第１の復調器
１３の第１出力ポート３ｃからの信号とｊＫ２の復調器
１４の第２出力ポート３ｄからの信号とが減算器１７に
より減算される。

第５図に示された第４の構成においては、第１の復調器
１３のＮ２出力ポート３（ｌからの信号と第２の復調器
１４の第１出力ポート３ｃからの信号とが減算器１８に
より減算される。

第１、第２、第３又は第４の受信装置の構成によると、
信号光の偏波状態が変動したとしても、第１及び第２の
復調器１３．１４のいずれか一方あるいは双方から復調
信号が得られるので、得られた復調信号を加算器あるい
は減算器により合成することによって、信号光の偏波状
態によらず常に受信が可能となる。

実施例 以下本発明の詳細な説明する。

第６図はＤＰＳＫ方式の実施に使用することができるコ
ヒーレント光通信用送信装置の構成例を示すブロック図
である。２１は一定の振幅及び周波数の光を出力する半
導体レーザ、２２は半導体レーザ２１からの光の位相を
変調する位相変調器である。入力データは、受信側で１
ビツト遅延による非同期検波型の復調を行うために、差
動符号化回路２３により差動符号化され、この差動符号
化された信号に基づいて位相変調器２２の駆動回路２４
が動作する。位相変調された光は光ファイバ２５を介し
て受信装置に伝送される。

このようなりＰＳＫ方式が適用されるシステムにおいて
本発明の受信装置を使用する場合には、第１及び第２の
復調器の遅延回路における遅延時間τは、変調信号の１
タイムスロットに相当する時間Ｔ（ビットレートの逆数
）に設定される。送信側においては差動符号化がなされ
ているので、上述のような復調器における遅延時間の設
定により、伝送情報の忠実な再生が可能になる。

第７図はＣＰＦＳＫ方式の実施に使用することができる
送信装置の構成例を示す図である。３１は注入電流の調
整等により発振周波数が可変である半導体レーザ、３２
は半導体レーザ３１の発振周波数を入力データに基づい
て変化させる変調回路であり、入力データに基づいて発
振周波数の偏移量を調整して、異符号間の位相偏移量が
π以上になるようにされている。ＣＰＦＳＫ方式は、送
信側では外部変調器を用いずに半導体レーザの発振周波
数を直接変調し、受信側では受信した信号光（ＩＦ倍信
号における位相偏移を検知して伝送情報を再生するもの
である。ＣＰＦＳＫ方式が適用されるシステムにおいて
本発明の受信装置を使用する場合には、第１及び第２の
復調器の遅延回路における遅延時間τは変調指数ｍに応
じて設定される。即ち、 τ−Ｔ／　２　ｍ である。Ｔは変調信号の１タイムスロットに相当する時
間である。変調指数ｍは次のように定義される。

ｍ＝ΔＦ／Ｂ ここでΔＦは周波数偏移、Ｂは変調信号のビットレート
である。ＣＰＦＳＫ方式によると、送信側において外部
変調器や差動符号化回路が不要になるので、システム構
成を簡略化することができる。

第９図は我々が先に提案したＤＭ−ＰＳＫ方式（直接変
調位相シフトキーイング方式）の実施にに使用すること
ができる送信装置の構成例を示すブロック図である。４
１は例えばＤＦＢ型の半導体レーザであり、この半導体
レーザ４１は注入電流に応じた周波数の光を出力する。

注入電流はノλイアス電流回路４２及び変調電流パルス
回路４３によって与えられる。バイアスとしてのＤＣ電
流はインダクタ４５を介して半導体レーザ４１に供給さ
れ、高速な変調電流パルスはキヤバンク４６を介して半
導体レーデ４１に供給される。変調電流パルスは２値打
号化された入力信号の１タイムスロットＴよりも短いパ
ルス幅を有している。４４て示された振幅及びパルス幅
制御回路は、データ入力に基づいて変調電流パルスの振
幅及びパルス幅を制御し、変調電流パルスによって変動
した半導体レーザ４１の発振周波数の積分値が常に位相
量としてπ又は−πとなるようにする。半導体レーザ４
１の光出力は光ファイバ４７を介して受信側に送られる
。

第９図はＤＭ−ＰＳＫ方式における動作原理の説明図で
あって、同図（ａ）は変調駆動波形、同図ら）はＩＦ信
号波形、同図（Ｃ）は復調波形をそれぞれ表している。

尚、各波形は入力データが「０１０１」であるとしたと
きのものである。このようにＤＭ−ＰＳＫ方式において
は、１タイムスロットＴのうちの所定の時間ｔだけ発振
周波数をΔＦ偏移させ、その後は発振周波数を元の周波
数に戻すようにしている。そして、ｔ、ΔＦは、時間ｔ
が経過した後に位相偏移がπ又は−πとなるように設定
される。即ち、ｔとＴの関係が次の式を満足するような
設定がなされる。

ｔ　＝　Ｔ　／　２　ｍ ここで、ｍは変調指数であり、この変調指数は周波数偏
移ΔＦとピットレー）Ｂを用いて次のように定義される
。

ｍ−ΔＦ／Ｂ 変調指数に応じた駆動波形の設定の例を第１０図に示す
。ｍ＝ｌである場合にはｔ＝Ｔ／２であり、ΔＦ＝Ｂで
ある。また、ｍ−２である場合には、ｔ＝Ｔ／４であり
、ΔＦ＝２Ｂとなる。変調指数ｍが０．５＜ｍを満足す
るようにしておくことによって、２値打号化された入力
信号の１タイムスロツ）Ｔよりも短いパルス幅の変調電
流パルスを得ることができる。

ＤＭ−ＰＳＫ方式が適用されるシステムにおいて本発明
の受信装置を使用する場合には、同方式の動作原理から
明らかなように、第１及び第２の復調器の遅延回路にお
ける遅延時間τは変調信号の１タイムスロットに相邑す
る時間Ｔに設定される。この設定により伝送情報を忠実
に再生することができる。

ＤＭ−ＰＳＫ方式によると、外部変調器及び差動符号器
が不要になるので、ンステム構成を簡略化することがで
きる。また、半導体レーザのＦＭ変調特性はｌ０Ｃ）ｌ
ｚ以上であるので高速動作が可能になる。更に、ＣＰＦ
ＳＫ方式と比較して光ファイバの波長分散を受けにくい
ので、長距離伝送が可能になる。

第１１図は本発明のコヒーレント光通信用偏波ダイバー
シティ受信装置の第１実施例を示すブロック図である。

光−電気変換部１２は例えば次のような構成である。即
ちこの例では、光−電気変換部１２は、信号光及び局発
光をそれぞれ偏波面が直交する偏波成分に分離して出力
する第１及び第２の偏波分離器５１．５２と、これらの
分離器からの同一偏波面を有する偏波成分同士を加え合
わせると共に分配してそれぞれ出力する第１及び第２の
光カプラ５３．５４と、これらの光カプラからの光をそ
れぞれ光−電気変換してＩＰ倍信号出力する第１及び第
２の光検波回路５５．５６とを備えて構成されている。

光カプラ５３，５４として偏波面保存型の７アイバカプ
ラを用いることにより、光検波回路５５．５６にそれぞ
れ入力する光（信号光の特定偏波成分及び局発光の特定
偏波成分）の偏波状態を確定させて検波効率を高めるこ
とができる。

第１２図に光検波回路５５．５６の構成例を示す。この
例では、光検波回路５５．５６はそれぞれ単一のＰＩＮ
フォトダイード等の受光素子６１を備えており、受光素
子６１は第１及び第２の光カプラ５３，５４により分配
された光のそれぞれ一方を受光するようにされている。

受光素子６１には通常通り逆バイアスが与えられており
、受光素子６１に生じた光電流は、負荷抵抗６２を流れ
る。受光素子６１と負荷抵抗６２の接続点の電位変化と
して生じるＩＦ倍信号、フロントエンド増幅器６３によ
って増幅されて光検波回路５５，５６から出力される。

光学的な構成が許されるならば、光カプラ５３．５４に
より分配された光の両方を単一の受光素子６１で受光す
るようにしても良い。

光検波回路５５．５６の他の構成例として、二重平衡型
の光検波回路（ＤＢＯＲ）の構成を第１３図に示す。同
図（ａ）に示された構成は、ＰＩＮフォトダイオード等
からなる実質的に同一特性の２つの受光素子７１．７２
に生じた光電流変化を電圧変化として取り出し、それぞ
れフロントエンド増幅器７３．７４で増幅した後、減算
器７５で減算処理するようにしたものである。この構成
において、受光素子７１．７２にそれぞれ入射する光の
光カプラ５３，５４からの光路長を等しく設定しておく
と、光カプラにおける光位相の逆転の結果、受光素子７
１．７２に入力する信号成分は逆相となり、局発光の強
度雑音成分は同相となる。

従って、信号成分は相加され、強度雑音成分は相殺され
、局発光の強度雑音の影響を抑制することができる。ま
た、光カプラで分配された光の両方を無駄なく用いるこ
とができるので、受信感度の改善を図る上で有利である
。同図（ｂ）に示すように、同じく同一特性の受光素子
７１．７２を直列接続し、接続点の電位変化をフロント
エンド増幅器７６により増幅して出力するようにしても
良い。

第１１図に示された光−電気変換部１２の構成において
は、信号光と局発光の干渉効率を高めるた約に、信号光
及び局発光の双方について偏波分離を行った後、同−偏
波成分毎に光検波を行っているが、高い受信感度を維持
することよりも構成の簡略化を優先するような場合には
、局発光を偏波分離せずに、局発光を円偏波にするか、
あるいは局発光を偏波分離された信号光の偏波面に対し
て４５°傾斜した偏波面を有する直線偏波にして、これ
ら円偏波あるいは直線偏波を信号光の偏波成分にそれぞ
れ加え合わせて光検波するようにしても良い。また、図
示された例では、信号光及び局発光を偏波分離した後に
加え合わせるとともに分配しているが、信号光及び局発
光を加え合わせるとともに分配した後に偏波分離するよ
うにしても良い。

第１１図において、８１．８２は光−電気変換１２から
第１及び第２の復調器１３．１４に入力するＩＦ倍信号
それぞれ増幅する第１及び第２の利得可変増幅器であり
、８３はＩＰ倍信号パワーを偏波成分毎に検出して該パ
ワーの和が一定になるように各増幅器８１．８２の利得
を制御する第１の利得制御回路である。このような制御
ループを設けることによって、信号光の不所望なパワー
変動によらず一定のトータルパワーのＩＦ倍信号第１及
び第２の復調器１３．１４に入力することができる。こ
こで、ＩＦ倍信号パワーの和が一定になるように制御し
ているのは、該パワーの和が受信した信号光のパワーに
比例するがらである。

即ち、光検波回路１２の受光素子に生じる光電流は信号
光のパワーと局発光のパワーの積の平方根に比例し、Ｉ
Ｐ信号パワーは上記光電流の２乗に比例するから、偏波
成分毎に得られたＩＰ倍信号パワーの和が受信した信号
光のパワーに比例するものである。

この例では、第１及び第２の復調器１３．１４から加算
器１５に入力する信号をそれぞれ増幅する第３及び第４
の利得可変増幅器８４．８５と、ＩＦ倍信号パワーを偏
波成分毎に検出して該パワーの分岐比に応じた重み付け
関数に基づいて第３及び第４の利得可変増幅器８４．８
５の利得を制御する第２の利得制御回路８６とが備えら
れている。８７は識別器である。

このように重み付け加算を行うと、第１及び第２の復調
器１３．１４のうちより小さなパワーのＩＦ倍信号入力
している復調器からはより小さな復調信号が出力され、
より大きなＩＦ倍信号入力している復調器からはより大
きな復調信号が出力されるようになるので、復調器を２
つ備えたことによる雑音の増大を最小限に抑えて受信感
度の向上を図ることができる。

ところで、本発明の復調器のようにデジタル回路要素が
用いられている場合には、入力ダイナミックレンジを外
れた入力信号が入力されたときに装置が誤動作する恐れ
がある。そこで、本発明の望ましい実施例においては、
所定範囲を外れた■Ｆ倍信号入力されたときに出力信号
を打ち切るような重み付け関数を採用する。即ち、本発
明の望ましい実施例においては、第１及び第２の復調器
１３．１４にそれぞれ入力する中間周波信号のパワーの
分岐比をａ：（１−ａ）とし、重み付け関数をｆ　　（
ａ）とし、第１及び第２の復調回路１３゜１４の入力ダ
イナミックレンジをＤとするときに、重み付け関数ｆ　
　（ａ）は、 ｂ＝　ｌ　Ｑ−１１／１０ で表される打ち切り点すを用いて、 に設定され、第３及び第４の利得可変増幅器８４゜８５
の利得はそれぞれａｆ（ａ）及び（１−ａ）ｆ（１−ａ
）に比例するように制御される。ダイナミックレンジが
６ｄＢである場合における重み付け関数ｆ　　（ａ）の
グラフを第１４図に示す。この場合、打ち切り点すは０
．２５である。

第１４図に示された重み付け関数ｆ　　（ａ）が採用さ
れた場合における受信感度の劣化を説明する。

一般に、理想的な信号対雑音比に対する劣化ｌｉｄは、
重み付け関数ｆ　　（ａ）の関数として次のように表さ
れる。

ｄ　＝ 第１４図に示された重み付け開数ｆ　　（ａ）が採用さ
れた場合における受信感度の劣化（ｄＢ）とａとの関係
を第１５図に示す。０≦ａ≦ｂであり、従ってｆ　　（
ａ＞　＝０である場合には、受信感度の劣化は、相対的
に大きい復調信号についてのみ選択的に復調を行う選択
合成側に沿っており、この場合受信感度の劣化はａに依
存して変化する。

方、ｂａａ≦１であり従ってｆ　（ａ）＝ａである場合
には、受信感度の劣化は最大比合成剤に沿う。

つまりこの場合には受信感度の劣化がない。

第１５図から明らかなように、ａ＝ｂのときに受信感度
の劣化が最大になるから、受信感度の改善を図るために
はｂを減少させることが有効である。つまり、大きなダ
イナミックレンジのデジタル回路要素を用いて第１及び
第２の復調器を構成することによって、受信感度の劣化
を抑制することができる。

第１６図は受信感度の劣化とダイナミックレンジの関係
を示すグラフである。ダイナミックレンジが増大するに
従って受信感度の劣化が減少していることが明らかであ
る。ダイナミックレンジが２０ｄＢ以上である場合には
、受信感度劣化は０゜１ｄＢ以下となり、実用上十分な
受信感度を得ることができる。

このように本実施例は、基本的には最大比合成則に沿っ
た復調信号の重み付け加算を行い、復調器の入力ダイナ
ミックレンジに応じて上記重み付け加算を打ち切るよう
にしたものである。最大比合成則に沿った重み付け加算
を行うためには、上述した側辺外の重み付け関数を採用
することもできる。即ち、本発明の他の望ましい実施例
においては、第１及び第２の復調器１３．１４にそれぞ
れ入力する中間周波信号のパワーの分岐比をａ：（ｈａ
）とし、重み付け関数をｆ　　（ａ）とし、第１及び第
２の復調回路１３．１４の入力ダイナミックレンジをＤ
とするときに、上記重み付け関数ｆ　　（ａ）は、 ｂ　＝　１　　ｏ　−１０／Ｉ　Ｏ で表される打ち切り点すと関数 ｆ　＋　　（ａ　）　＝　ａ　／　Ｆ　（１／　２−　
ａ　）；Ｆ　（１／２−ａ）は偶関数 とを用いて、 １０（０：＜ａ≦ｂ） に設定され、第３及び第４の利得可変増幅器８４゜８５
の利得はそれぞれａｆ（ａ）及び（１−ａ）ｆ（１−ａ
）に比例するように制御される。この場合にも前実施例
と同様の効果が得られることは重み付け関数の構成から
明らかである。

尚、重み付け加算を行うに際して、打ち切り点すがｔ）
＜Ｑ、５となるようにするのが望ましい。

換言すれば復調器の入力ダイナミックレンジが３ｄＢ以
上記なるようにするのが望ましい。なぜならば、打ち切
り点す又はダイナミックレンジＤが上述の条件を満足し
ないと、第１５図において実質上最大比合成側に沿う部
分がなくなり、受信感度の劣化を改善することができな
いからである。

第１７図は本発明のコヒーレント光通信用偏波ダイバー
シティ受信装置の第２実施例を示すブロック図である。

この実施例が第１実施例と異なる点は、第２実施例にお
いては、第１実施例の構成に加えて、１Ｆ信号の周波数
を検出して該周波数が一定になるように局発光の周波数
を制御８する自動周波数制御回路（Ａ　Ｆ　Ｃ回路）９
１が備えられている点である。ＡＦＣ回路９１に入力す
るＩＦ倍信号、図示のように第１及び第２の利得可変増
幅器８１．８２の出力ポートからとっても良いし、図示
はしないが光−電気変換部１２の出力ポートからとって
も良い。この構成によると、信号光及び／又は局発光の
不所望な周波数変動によらず常に一定のＩＦ倍信号得る
ことができ、正常な復調動作が確保される。

第１８図は本発明のコヒーレント光通信用偏波ダイバー
シティ受信装置の第３実施例を示すブロック図である。

この実施例が第２実施例と異なる点は、第１構成に代え
て第３構成が採用されている点と、ＡＦＣ回路９１に代
えて、復調信号の平均レベルを検出して該レベルが一定
になるように局発光の周波数を制御するＡＦＣ回路１０
１が備えられている点である。第３構成のように復調信
号の合成に減算器を用いた場合には、復調信号の合成に
加算器を用いる場合と比較して、特に復調信号のピット
レートが高い場合に実現が容易である。ＡＦＣ回路１０
１において復調信号の平均レベルを検出するようにして
いるのは、復調器１３゜１４が周波数弁別器としても機
能し、その平均出力レベルがＩＦ倍信号周波数に依存す
るからである。従って、このようなＡＦＣ回路１０１を
備えることによって、ＡＦＣ回路における周波数−電圧
変換器が不要になり、ＡＦＣループの構成を簡略化する
ことができる。尚、第１の構成が採用されている場合に
も同様にＡＦＣ制御を行うことができる。

実施例の説明は、第１又は第３の構成が採用されている
場合について行ったが、第２又は第４の構成の受信装置
についてもこれまでに説明した実施例と同様に実施する
ことができる。

発明の詳細 な説明したように、本発明によると、受信端における信
号光の偏波状態の変動に対処するためのコヒーレント光
通信用偏波ダイバーシティ受信装置の構成を簡略化する
ことができるようになるという効果を奏する。また、デ
ジダル回路要素を用いて復調器を構成しているので、受
信装置の電子回路部をＩＣ化して装置の小型化が可能に
なるとともに量産化が容易になるという効果もある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の復調器のブロック図、第２図乃至第５
図はそれぞれ本発明のコヒーレント光通信用偏波ダイバ
ーシティ受信装置の第１乃至第４の構成を示すブロック
図、 第６図はＤＰＳＫ方式の実施に使用する送信装置の構成
例を示すブロック図、 第７図はＣＰＦＳＫ方式の実施に使用する送信装置の構
成例の説明図、 第８図はＤＭ−ＰＳＫ方式の実施に使用する送信装置の
構成例を示すブロック図、 第９図はＤＭ−ＰＳＫ方式における動作原理の説明図、 第１０図はＤＭ−ＰＳＫ方式における駆動波形の設定例
の説明図、 第１１図は本発明のコヒーレント光通信用偏波ダイバー
シティ受信装置の第１実施例を示すブロック図、 第１２図は光検波回路の構成例を示す図、第１３図は光
検波回路の他の構成例（二重平衡型）を示す図、 第１４図は重み付け関数ｆ　　（ａ）の例を示すグラフ
、 第１５図は受信感度の劣化の偏波依存性を示すグラフ、 第１６図は受信感度の劣化とダイナミックレンジの関係
を示すグラフ、 第１７図及び第１８図は本発明のコヒーレント光通信用
偏波ダイバーシティ受信装置のそれぞれ第２及び第３実
施例を示すブロック図、第１９図は従来のコヒーレント
光通信用偏波ダイバーシティ受信装置のブロック図、 第２０図は従来の復調器のブロック図である。 １・・・論理和回路、 ２・・・遅延回路、 ３・・・排他的論理和回路、 １１・・・先月部発振回路、 １２・・・光−電気変換部、 １３・・・第１の復調器、 １４・・・第２の復調器、 １５．１６・・・加算器、 ＩＴ、１８・・・減算器。 木）もｌｌ１ｌ／１４１卸９艮の７０７７国第１図 ！３′１苧−１の↑フ１、書ＩＩ】呵ダ本愈ｅ％の交信
艮償℃寮１の檎成ｕ１ブＯ、、７１！１第２図 １３　＄１のｉｔｉｇｔ器 本発明の丈信共ｆの詐２の溝へ゛を木すブロック圀第３
図 ｆ３゛隼１のｆＬ祠器 ！ｅ’Ｍ　”ｉ：（Ｓ＊ｔ’）１３’）Ｊｌｌ−ＡｔＦ
Ｊ　７’Ｏ−ｔ　７ＴＩＪ第４図 灸調指耘 第 １０図 型幅 （Ｃ） ＤＭ−ＰＳＫ方式に沁アロ會カイ１す！こｒｔり幻しν
月レロ第９図 １３：阜１の１支川器 第 図 第 図 第 図 第 図 光Ｊ受戒Ｏ詩の擲戊４テ”Ｊ’Ｅ広１国第１２国 策１２図 咬信鳳友の劣イし くｄＢ） １ｈ付け関軟ｆ（０）の１月表示■フ゛フフ第１４図 吹イ５Ｍ５Ｌ／）勿イ乙 （ｄＢ） 涛

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、入力ポート（１ａ）並びに第１及び第２出力ポート
   （１ｂ、１ｃ）を有し、上記入力ポート（１ａ）の入力
   レベルがローレベルのときに上記第１及び第２出力ポー
   ト（１ｂ、１ｃ）の出力レベルがそれぞれローレベル及
   びハイレベルになり、上記入力ポート（１ａ）の入力レ
   ベルがハイレベルのときに上記第１及び第２出力ポート
   （１ｂ、１ｃ）の出力レベルがそれぞれハイレベル及び
   ローレベルになる論理和回路（１）と、 該論理和回路（１）の第２出力ポート（１ｃ）の出力信
   号を所定遅延時間τだけ遅延させて出力する遅延回路（
   ２）と、 上記論理和回路（１）の第１出力ポート（１ｂ）の出力
   信号が入力される第１入力ポート（３ａ）及び上記遅延
   回路（２）の出力信号が入力される第２入力ポート（３
   ｂ）並びに第１及び第２出力ポート（３ｃ、３ｄ）を有
   し、上記第１及び第２入力ポート（３ａ、３ｂ）の入力
   レベルが同相のときに上記第１及び第２出力ポート（３
   ｃ、３ｄ）の出力レベルがそれぞれローレベル及びハイ
   レベルになり、上記第１及び第２入力ポート（３ａ、３
   ｂ）の入力レベルが逆相のときに上記第１及び第２出力
   ポート（３ｃ、３ｄ）の出力レベルがそれぞれハイレベ
   ル及びローレベルになる排他的論理和回路（３）とを備
   え、 上記論理和回路（１）の入力ポート（１ａ）に中間周波
   信号が入力され、上記排他的論理和回路（３）の第１又
   は第２出力ポート（３ｃ、３ｄ）から復調信号が出力さ
   れることを特徴とする復調器。 ２、ＤＰＳＫ方式の実施に使用する請求項１に記載の復
   調器であって、 上記所定遅延時間τは変調信号の１タイムスロットＴに
   相当する時間に設定されていることを特徴とする復調器
   。 ３、ＣＰＦＳＫ方式の実施に使用する請求項１に記載の
   復調器であって、 上記所定遅延時間τは、周波数偏移をΔＦとし変調信号
   のビットレートをＢとするときにｍ＝ΔＦ／Ｂで表され
   る変調指数ｍと変調信号の１タイムスロットＴとを用い
   て、 τ＝Ｔ／２ｍ に設定されていることを特徴とする復調器。 ４、注入電流に応じた周波数の光を出力する半導体レー
   ザに与える上記注入電流を、２値符号化された入力信号
   の１タイムスロットＴよりも短い所定の変調時間をだけ
   変化させて、上記注入電流の変化に従って変動した上記
   周波数の積分値が位相量としてπ又は−πとなるように
   したＤＭ−ＰＳＫ方式の実施に使用する請求項１に記載
   の復調器であって、 上記所定遅延時間τは変調信号の１タイムスロットＴに
   相当する時間に設定されていることを特徴とする復調器
   。 ５、上記所定の変調時間をは、周波数偏移をΔＦとし変
   調信号のビットレートをＢとするときにｍ＝ΔＦ／Ｂで
   表される変調指数ｍと変調信号の１タイムスロットＴと
   を用いて、ｔ＝Ｔ／２ｍ に設定されていることを特徴とする請求項４に記載の復
   調器。 ６、上記変調指数ｍが０．５＜ｍを満足していることを
   特徴とする請求項５に記載の復調器。 ７、局発光を出力する光局部発振回路（１１）と、受信
   した信号光を偏波面が直交する偏波成分毎に上記局発光
   と共に光−電気変換して上記信号光の周波数と上記局発
   光の周波数の差に相当する周波数の２つの中間周波数信
   号を上記偏波成分毎に出力する光−電気変換部（１２）
   と、 上記中間周波信号がそれぞれ入力される請求項１乃至６
   のいずれかに記載の第１及び第２の復調器（１３、１４
   ）と 該第１の復調器（１３）の第１出力ポート（３ｃ）から
   の信号と上記第２の復調器（１４）の第１出力ポート（
   ３ｃ）からの信号とを加算して出力する加算器（１５）
   とを備えたことを特徴とするコヒーレント光通信用偏波
   ダイバーシティ受信装置。 ８、請求項７に記載の光局部発振回路（１１）、光−電
   気変換部（１２）並びに第１及び第２の復調器（１３、
   １４）と、 該第１の復調器（１３）の第２出力ポート（３ｄ）から
   の信号と上記第２の復調器（１４）の第２出力ポート（
   ３ｄ）からの信号とを加算して出力する加算器（１６）
   とを備えたことを特徴とするコヒーレント光通信用偏波
   ダイバーシティ受信装置。 ９、請求項７に記載の光局部発振回路（１１）、光−電
   気変換回路（１２）並びに第１及び第２の復調器（１３
   、１４）と、 該第１の復調器（１３）の第１出力ポート（３ｃ）から
   の信号と上記第２の復調器（１４）の第２出力ポート（
   ３ｄ）からの信号とを減算して出力する減算器（１７）
   とを備えたことを特徴とするコヒーレント光通信用偏波
   ダイバーシティ受信装置。 １０、請求項７に記載の光局部発振回路（１１）、光−
   電気変換回路（１２）並びに第１及び第２の復調器（１
   ３、１４）と、 該第１の復調器（１３）の第２出力ポート（３ｄ）から
   の信号と上記第２の復調器（１４）の第１出力ポート（
   ３ｃ）からの信号とを減算して出力する減算器（１８）
   とを備えたことを特徴とするコヒーレント光通信用偏波
   ダイバーシティ受信装置。 １１、請求項１乃至１０のいずれかに記載の受信装置に
   おいて、 上記光−電気変換部（１２）から上記第１及び第２の復
   調器（１３、１４）に入力する中間周波信号をそれぞれ
   増幅する第１及び第２の利得可変増幅器（８１、８２）
   と、 上記中間周波信号のパワーを上記偏波成分毎に検出して
   該パワーの和が一定になるように上記第１及び第２の利
   得可変増幅器（８１、８２）の利得を制御する第１の利
   得制御回路（８３）とを備えたことを特徴とするコヒー
   レント光通信用偏波ダイバーシティ受信装置。 １２、請求項７乃至１１のいずれかに記載の受信装置に
   おいて、 上記第１及び第２の復調器（１３、１４）から上記加算
   器（１５、１６）又は上記減算器（１７、１８）に入力
   する信号をそれぞれ増幅する第３及び第４の利得可変増
   幅器（８４、８５）と、 上記中間周波信号のパワーを上記偏波成分毎に検出して
   該パワーの分岐比に応じた重み付け関数に基づいて上記
   第３及び第４の利得可変増幅器（８４、８５）の利得を
   制御する第２の利得制御回路（８６）とを備えたことを
   特徴とするコヒーレント光通信用偏波ダイバーシティ受
   信装置。 １３、請求項１２に記載の受信装置において、上記第１
   及び第２の復調器（１３、１４）にそれぞれ入力する中
   間周波信号のパワーの分岐比をａ：（１−ａ）とし、上
   記重み付け関数をｆ（ａ）とし、上記第１及び第２の復
   調回路（１３、１４）の入力ダイナミックレンジをＤと
   するときに、上記重み付け関数ｆ（ａ）は、 ｂ＝１０−＾Ｄ＾／＾１＾０ で表される打ち切り点ｂを用いて、 ▲数式、化学式、表等があります▼ に設定され、 上記第３及び第４の利得可変増幅器（８４、８５）の利
   得はそれぞれａｆ（ａ）及び（１−ａ）ｆ（１−ａ）に
   比例するように制御されることを特徴とするコヒーレン
   ト光通信用偏波ダイバーシティ受信装置。 １４、請求項１２に記載の受信装置において、上記第１
   及び第２の復調器（１３、１４）にそれぞれ入力する中
   間周波信号のパワーの分岐比をａ：（１−ａ）とし、上
   記重み付け関数をｆ（ａ）とし、上記第１及び第２の復
   調回路（１３、１４）の入力ダイナミックレンジをＤと
   するときに、上記重み付け関数ｆ（ａ）は、 ｂ＝１０＾−＾Ｄ＾／＾１＾０ で表される打ち切り点ｂと関数 ｆ＿１（ａ）＝ａ／Ｆ（１／２−ａ） ；Ｆ（１／２−ａ）は偶関数 とを用いて、 ▲数式、化学式、表等があります▼ に設定され、 上記第３及び第４の利得可変増幅器（８４、８５）の利
   得はそれぞれａｆ（ａ）及び（１−ａ）ｆ（１−ａ）に
   比例するように制御されることを特徴とするコヒーレン
   ト光通信用偏波ダイバーシティ受信装置。 １５、ｂ＜０．５を満足することを特徴とする請求項１
   ３又は１４に記載のコヒーレント光通信用偏波ダイバー
   シティ受信装置。 １６、請求項７乃至１５のいずれかに記載の受信装置に
   おいて、 上記中間周波信号の周波数を検出して該周波数が一定に
   なるように上記局発光の周波数を制御する自動周波数制
   御回路（９１）が備えられていることを特徴とするコヒ
   ーレント光通信用偏波ダイバーシティ受信装置。 １７、請求項７乃至１５のいずれかに記載の受信装置に
   おいて、 復調信号の平均レベルを検出して該レベルが一定になる
   ように上記局発光の周波数を制御する自動周波数制御回
   路（１０１）が備えられていることを特徴とするコヒー
   レント光通信用偏波ダイバーシティ受信装置。 １８、請求項７乃至１７のいずれかに記載の受信装置に
   おいて、 上記光−電気変換部（１２）は、信号光及び局発光をそ
   れぞれ偏波面が直交する偏波成分に分離して出力する第
   １及び第２の偏波分離器（５１、５２）と、該第１及び
   第２の偏波分離器（５１、５２）からの同一偏波面を有
   する偏波成分同士を加え合わせると共に分配してそれぞ
   れ出力する第１及び第２の光カプラ（５３、５４）と、
   該第１及び第２の光カプラ（５３、５４）からの光をそ
   れぞれ光−電気変換して中間周波信号を出力する第１及
   び第２の光検波回路（５５、５６）とを備えていること
   を特徴とするコヒーレント光通信用偏波ダイバーシティ
   受信装置。 １９、請求項１８に記載の受信装置において、上記第１
   及び第２の光検波回路（５５、５６）はそれぞれ単一の
   受光素子（６１）を備え、該受光素子（６１）は上記第
   １及び第２の光カプラ（５３、５４）により分配された
   光のそれぞれ一方を受光するようにされていることを特
   徴とするコヒーレント光通信用偏波ダイバーシティ受信
   装置。 ２０、請求項１８に記載の受信装置において、上記第１
   及び第２の光検波回路（５５、５６）はそれぞれ一対の
   受光素子（７１、７２）を備えて二重平衡型に構成され
   ており、該一対の受光素子（７１、７２）は上記第１及
   び第２の光カプラ（５５、５６）により分配された光の
   それぞれ両方を受光するようにされていることを特徴と
   するコヒーレント光通信用偏波ダイバーシティ受信装置
   。