WO2011099589A1 - 位相偏差・搬送波周波数偏差補償装置および位相偏差・搬送波周波数偏差補償方法 - Google Patents

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大作 小笠原
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日本電気株式会社
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Definitions

  • the present invention relates to a phase deviation / carrier frequency deviation compensation apparatus and a phase deviation / carrier frequency deviation compensation method, and more particularly to a phase deviation / carrier frequency deviation compensation apparatus and phase deviation / carrier frequency deviation compensation method used in an optical communication system.
  • an optical phase modulation method has attracted attention as a technique for realizing an ultrahigh-speed optical communication system.
  • the conventionally used light intensity modulation method performs data modulation on the light intensity of the transmission laser beam
  • the optical phase modulation method performs data modulation on the phase of the transmission laser beam.
  • a QPSK (Quadrature Phase Shift Keying) method, an 8PSK (8-Phase Shift Keying) method, and the like are known.
  • a symbol rate (baud rate) can be reduced by assigning a plurality of bits to one symbol.
  • the operation speed of the electric device can be reduced, and the manufacturing cost of the apparatus can be reduced.
  • 2 bits for example, 00, 01, 11, 10) are allocated to four optical phases (for example, 45 degrees, 135 degrees, 225 degrees, and 315 degrees).
  • the symbol rate of the QPSK method can be reduced to 1 ⁇ 2 of the symbol rate (that is, the bit rate) of the light intensity modulation method.
  • FIG. 15 is a diagram showing four symbols of the QPSK scheme and a bit string assigned thereto on a phase plane, which is called a QPSK constellation.
  • optical phase modulation method Associating a bit string with each symbol in the optical phase modulation method is called symbol mapping.
  • symbol mapping Associating a bit string with each symbol in the optical phase modulation method is called symbol mapping.
  • an optical coherent method is used. That is, laser light (referred to as local light or local light) having substantially the same optical frequency as signal light and signal light are combined by an optical element called 90-degree hybrid, and the output is received by an optical detector.
  • the polarization states of the signal light and the local light are the same linearly polarized light.
  • the AC component of the electrical signal output from the optical detector becomes a beat signal of signal light and local light.
  • the amplitude of the beat signal is proportional to the light intensity of the signal light and the local light
  • the phase is the difference between the optical phase of the signal light and the local light if the carrier frequency of the signal light and the optical frequency of the local light are the same.
  • the optical phase of the local light is the same as the optical phase of the laser light input to the optical modulator of the optical transmitter, the phase of the beat signal is the optical phase added to the laser light by the optical transmitter. .
  • the optical receiver can receive a signal having the same constellation.
  • the values of the carrier frequency of the signal light and the optical frequency of the local light do not completely match.
  • the optical phase of the local light at the receiver does not match the optical phase of the laser light input to the optical modulator at the optical transmitter.
  • the optical phase difference between the laser light and the local light input to the optical modulator in the optical transmitter is called an optical phase deviation, and the difference between the carrier frequency of the signal light and the optical frequency of the local light is called an optical carrier frequency deviation.
  • FIG. 16 shows a constellation when there is an optical phase deviation and an optical carrier frequency deviation.
  • the numerical values on the vertical and horizontal axes in the figure correspond to values when the magnitude of the amplitude of the signal wave is 10 ⁇ 2.
  • FIG. 16A when the optical phase deviation exists, a signal having a constellation rotated by the optical phase deviation with respect to the constellation shown in FIG. 15 is received. Since the value of the optical phase deviation cannot be known in advance, if the symbol mapping shown in FIG. 15 is used as it is and the symbol is converted into a bit string, there arises a problem that erroneous data is demodulated.
  • the phase of the beat signal described above is a value obtained by adding the optical phase deviation to the product of the optical carrier frequency deviation and the reception time. Therefore, as shown in FIG. 16B, a signal having a constellation in which the constellation shown in FIG. 15 rotates in time is received. At this time, since the phase of the beat signal changes with time, it is impossible to demodulate data from the phase of the beat signal using the symbol mapping shown in FIG. Therefore, in the optical phase modulation system, a phase deviation / carrier frequency deviation compensation function for preventing rotation of the constellation due to the optical phase deviation and the optical carrier frequency deviation is required (for example, see Patent Document 1). JP 2008-271527 A (paragraphs “0012” to “0030”)
  • FIG. 17 shows a configuration of a feedforward type related phase deviation / carrier frequency deviation compensation circuit 500 (hereinafter, simply referred to as “compensation circuit”).
  • the input signal of the compensation circuit 500 is branched into two, one being input to the phase compensation amount estimation circuit 510 that estimates the phase compensation amount, and the other being input to the multiplier.
  • the phase compensation amount estimation circuit 510 includes a phase error detection unit 511, a filter unit 512, and a phase compensation amount calculation unit 513.
  • the phase error detector 511 detects a change in optical phase deviation per unit time, that is, a change in optical phase deviation between two adjacent symbols.
  • phase error detection unit 511 For the phase error detection unit 511, an M-multiplication algorithm (M-th Power Algorithm) shown in FIG. 18 is widely used.
  • M-multiplication algorithm M-th Power Algorithm
  • the change in the optical phase deviation between two adjacent symbols is equal to the product of the optical carrier angular frequency deviation and one symbol time (one symbol time is equal to the reciprocal of the symbol rate).
  • the phase error detector 511 is a circuit for calculating the optical carrier frequency deviation.
  • the output of the phase error detection unit 511 is sent to the filter unit 512, and the noise component is removed in the filter unit 512.
  • the output of the filter unit 512 is sent to the phase compensation amount calculation unit 513 to calculate the actual phase compensation amount, that is, the constellation rotation amount.
  • phase compensation amount calculation unit 513 is equivalent to an integration circuit.
  • the product of a complex number represented by exp ( ⁇ i ⁇ ) where ⁇ is the phase compensation amount
  • the input signal is Output as a signal.
  • FIG. 19 shows an example of a temporal change in the phase compensation amount estimated by the compensation circuit 500. From time 0 to 1T, phase compensation amounts for each of the N symbols belonging to frame 1 are shown. As shown in FIG. 19, it can be seen that the phase compensation amount changes continuously in time.
  • the rotation of the constellation is prevented by using the feedforward type phase deviation / carrier frequency deviation compensation circuit 500 shown in FIG.
  • the transmission data is demodulated. Since the compensation circuit shown in FIG. 17 is generally executed by digital signal processing, the optical phase modulation method may be called an optical digital coherent method. In an ultrahigh-speed optical communication system exceeding 40 Gbps, the symbol rate is very high even if an optical phase modulation method is used. Therefore, in order to execute the compensation processing in real time using the phase deviation / carrier frequency deviation compensation circuit 500 shown in FIG. 17, it is necessary to parallelize the compensation circuits. For example, in a 40 Gbps optical communication system using the QPSK system, the symbol rate is 20 G symbols / s, which is much higher than several hundred MHz to 1 GHz, which is the operating frequency of an LSI that implements digital signal processing.
  • FIG. 20 shows a configuration of a related two-parallel compensation circuit (hereinafter referred to as “two-parallel compensation circuit”).
  • the related two-parallel compensation circuit 520 includes a signal dividing unit 521, a first compensation circuit 522-1, a second compensation circuit 522-2, and a signal coupling unit 523.
  • the signal dividing unit 521 divides the input signal of the two-parallelized compensation circuit 520 into blocks (hereinafter also referred to as “frames”) having a predetermined time interval, and each frame is divided into the first compensation circuit 522-1 and the second compensation. Distribution to the circuit 522-2.
  • FIG. 21 is an example of a timing chart of the related two parallelization compensation circuit 520. In the same figure, the frame which the signal division part 521 distributes to the 1st compensation circuit 522-1 and the 2nd compensation circuit 522-2, respectively, and the timing which distributes each frame are shown.
  • the signal dividing unit 521 divides the input signal into blocks (frames) of N symbols as shown in the column A in the figure.
  • each block is alternately distributed to first compensation circuit 522-1 (column B) and second compensation circuit 522-2 (column C).
  • 1T corresponds to N symbol times, that is, N times one symbol time.
  • Frame “0” is data for timing adjustment, and all symbols included in frame “0” are invalid symbols as signals. Therefore, each compensation circuit processes the phase compensation amount for the symbols belonging to the frame “0” as “0”.
  • the first compensation circuit 522-1 and the second compensation circuit 522-2 each have the same configuration as the phase deviation / carrier frequency deviation compensation circuit shown in FIG.
  • the signal combining unit 523 rearranges and outputs the output signals of the first compensation circuit 522-1 and the second compensation circuit 522-2 in the order of time before being divided by the signal dividing unit 521.
  • FIG. 22 shows the time change of the expected value of the phase compensation amount estimated by the related two parallel compensation circuit.
  • the vertical axis represents a value expected as a phase compensation amount estimated by the first compensation circuit 522-1 and the second compensation circuit 522-2
  • the horizontal axis represents time.
  • the input signal (column A in FIG. 21) of the signal dividing unit 521 is the same as the input signal to the non-parallelized compensation circuit 500 whose time variation of the phase compensation amount is shown in FIG.
  • the solid line indicates the expected value of the phase compensation amount estimated by the first compensation circuit 522-1
  • the dotted line indicates the expected value of the phase compensation amount estimated by the second compensation circuit 522-2.
  • the phase compensation amount estimated by the first compensation circuit 522-1 and the second compensation circuit 522-2 is the estimation of the phase compensation amount when the compensation circuit shown in FIG. 19 is not parallelized. Expected to be the same as the value. However, the phase compensation amount estimated by the related two parallel compensation circuit 520 shown in FIG. 20 is actually as shown in FIG.
  • the solid line indicates the phase compensation amount estimated by the first compensation circuit 522-1 and the dotted line indicates the phase compensation amount estimated by the second compensation circuit 522-2.
  • the alternate long and short dash line is the expected value of the phase compensation amount estimated by the first compensation circuit 522-1 and the second compensation circuit 522-2, respectively.
  • FIG. 23 shows that the estimated value of the phase compensation amount at times 0 to 1T matches the expected value.
  • the estimated value of the phase compensation amount at times 1T to 2T is substantially equal to the value obtained by translating the expected value so that the phase compensation amount at time 1T becomes “0”.
  • the phase compensation amount at times 2T to 3T is substantially equal to a value obtained by translating the expected value of the phase compensation amount at times 2T to 3T. That is, a value obtained by parallel translation so that the phase compensation amount at time 2T is equal to the final value of the phase compensation amount at times 0 to 1T, that is, the phase compensation amount at time 1T calculated by the first compensation circuit 522-1.
  • the related phase deviation / carrier frequency deviation compensation circuit 500 calculates the phase compensation amount as an integrated value of the optical phase deviation between adjacent symbols. is there. Furthermore, for example, the final value of the phase compensation amount of the immediately preceding frame estimated by the first compensation circuit cannot be set as the initial value of the second phase compensation amount. As described above, since the phase compensation amount estimated by the related two-parallel compensation circuit 520 shown in FIG. 20 does not match the expected value, the phase deviation / carrier frequency deviation cannot be completely compensated.
  • the problem is that the estimated value of the phase compensation amount changes discontinuously at the boundary of each frame, so that the symbol mapping changes (rotates) every time the frame changes.
  • a method called a differential encoding method is generally used.
  • the differential encoding method is an encoding method in which a bit string is associated with a transition between two adjacent symbols.
  • FIG. 24 shows an example of a QPSK constellation to which the differential encoding method is applied.
  • bit string is not associated with a symbol itself, but a bit string with respect to a transition from one symbol to the same or another symbol. To be mapped.
  • bit string [00] is used for transition 1 in which the phase change between adjacent symbols is +0 degrees
  • bit string [01] is used for transition 2 of +90 degrees
  • the transition 3 is +180 degrees.
  • Bit sequence [11] and bit sequence [10] can be assigned to +270 degree transition 4 respectively.
  • FIG. 25 shows a configuration of the two-parallel compensation circuit 530 in the optical communication system using the differential encoding method.
  • the configuration is the same as that of the two-parallelized compensation circuit 520 shown in FIG. 20 except that a differential code demodulating unit 531 is added after the signal combining unit 523.
  • FIG. 26 is an example of a timing chart of the 2-parallel compensation circuit 530 using the related differential encoding method.
  • the frame which the signal division part 521 distributes to the 1st compensation circuit 522-1 and the 2nd compensation circuit 522-2, respectively, and the timing which distributes each frame are shown.
  • the signal dividing unit 521 divides the input signal into frames of N symbols as shown in the column A in the figure.
  • each frame is alternately distributed to first compensation circuit 522-1 (column B) and second compensation circuit 522-2 (column C).
  • the frames distributed to the first compensation circuit 522-1 and the second compensation circuit 522-2 are basically the same as those in the timing chart shown in FIG. The difference is that at least one symbol is added from the end of the frame.
  • the last symbol of the frame 1 is added to the head of the frame 2.
  • FIG. 27 shows an estimated value of the phase compensation amount by the 2-parallel compensation circuit 530 using the differential encoding method shown in FIG. Although there is a slight difference from the phase compensation amount estimated by the two-parallel compensation circuit 520 shown in FIG. 23, the point that the expected value of the phase compensation amount moves in parallel every frame time interval is the same. This is because, when the two-parallel compensation circuit 530 is used, only a symbol near the tail of the previous frame is added.
  • the signal combining unit 523 rearranges the signals transmitted from the first compensation circuit 522-1 and the second compensation circuit 522-2 in the order of time input to the signal dividing unit 521. At this time, only one symbol added to the head (or the tail) of each frame is left and the frames are combined. As described above, the differential code demodulator 531 converts transitions between adjacent symbols into a predetermined bit string. At this time, even if the constellation is rotated for each frame, the rotation of the constellation is prevented in the frame, and the bit string is associated with the transition between adjacent symbols, so that there is no problem with the transmission data. It can be demodulated.
  • phase deviation / carrier frequency deviation compensation processing is implemented as a parallel circuit, transmission data can be correctly demodulated by applying the differential encoding method.
  • phase deviation / carrier frequency deviation compensation processing is performed by the two-parallel compensation circuit using the differential encoding method described above, there are the following problems.
  • the differential encoding method since a bit string is assigned to transitions between adjacent symbols, when an error occurs in one symbol, both transition from the immediately preceding symbol and transition to the immediately following symbol are performed. An error will occur.
  • BER bit error ratio
  • the optical SNR Signal-to-Noise Ratio
  • the optical SNR Signal-to-Noise Ratio necessary for obtaining the same transmission characteristics in the same optical communication system is theoretically higher by 3 dB when the differential code is used.
  • the nonlinear optical effect due to an increase in the light intensity of the optical signal causes a deterioration in transmission characteristics, resulting in problems such as a shortened transmission distance.
  • An object of the present invention is a phase deviation / carrier frequency deviation compensation device and a phase deviation / carrier frequency deviation compensation that solve the above-described problem that transmission characteristics deteriorate when speeding up compensation processing using parallel processing. It is to provide a method.
  • the phase deviation / carrier frequency deviation compensating apparatus of the present invention includes a signal dividing unit, a preprocessing compensation circuit, a plurality of postprocessing compensation circuits, a signal combining unit, a correction amount calculating unit, and a signal correcting unit.
  • a signal dividing unit that divides the input signal into frames at predetermined time intervals, distributes the frame to the preprocessing compensation circuit and the plurality of postprocessing compensation circuits, and the preprocessing compensation circuit and postprocessing compensation;
  • the circuit calculates the phase compensation amount for the input signal, outputs the compensation circuit output signal compensated for the input signal by the phase compensation amount and the phase compensation amount, and the signal coupling unit is obtained from the post-processing compensation circuit Output a rearranged signal in which the compensation circuit output signal is rearranged in the order of input to the signal dividing unit, and the correction amount calculating unit is based on the phase compensation amount acquired from the preprocessing compensation circuit and the postprocessing compensation circuit.
  • the correction amount is calculated, and the signal correction unit To correct the phase of the rearrangement signal using the correction amount.
  • the phase deviation / carrier frequency deviation compensation method of the present invention divides an input signal into frames at predetermined time intervals, calculates a first phase compensation amount for the input signal belonging to the first frame of the frames, For an input signal belonging to a second frame subsequent to the first frame, a second phase compensation amount is calculated using the first phase compensation amount as an initial value, and the signal is input according to the second phase compensation amount.
  • a compensation circuit output signal that compensates for the above is calculated, a rearranged signal obtained by rearranging the compensation circuit output signal in the order of the input signal is output, and based on the first phase compensation amount and the second phase compensation amount for the same frame A correction amount is calculated, and the phase of the rearranged signal is corrected using the correction amount.
  • phase deviation / carrier frequency deviation compensating apparatus of the present invention high-speed compensation processing using parallel processing can be performed without causing deterioration of transmission characteristics.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a phase deviation / carrier frequency deviation compensating apparatus according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a timing chart when a frame is distributed in the phase deviation / carrier frequency deviation compensating apparatus according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 3 is a block diagram showing a configuration of another phase deviation / carrier frequency deviation compensating apparatus according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 4 is a timing chart when a frame is distributed in another phase deviation / carrier frequency deviation compensating apparatus according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 5 is a block diagram showing the configuration of the pre / post-processing compensation circuit according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 6 is a diagram showing a temporal change in the phase compensation amount estimated by the preprocessing compensation circuit according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 7 is a diagram showing a time change of the phase compensation amount estimated by the post-processing compensation circuit according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 8 is a block diagram showing a configuration of a phase deviation / carrier frequency deviation compensating apparatus according to the second embodiment of the present invention.
  • FIG. 9 is a timing chart when a frame is distributed in the phase deviation / carrier frequency deviation compensating apparatus according to the second embodiment of the present invention.
  • FIG. 10 is a diagram showing a temporal change of the phase compensation amount estimated by the preprocessing compensation circuit according to the second embodiment of the present invention.
  • FIG. 11 is a diagram showing a temporal change of the phase compensation amount estimated by the post-processing compensation circuit according to the second embodiment of the present invention.
  • FIG. 12 is a block diagram showing a configuration of a phase deviation / carrier frequency deviation compensating apparatus according to the third embodiment of the present invention.
  • FIG. 13 is a block diagram showing a configuration of a phase deviation / carrier frequency deviation compensating apparatus according to the fourth embodiment of the present invention.
  • FIG. 14 is a diagram showing temporal changes in the phase compensation amount estimated by the post-processing compensation circuit according to the fourth embodiment of the present invention.
  • FIG. 15 is a diagram illustrating an example of a QPSK constellation and symbol mapping.
  • FIG. 16A is a diagram illustrating an example of a QPSK constellation and symbol mapping when an optical phase deviation exists.
  • FIG. 16B is a diagram illustrating an example of a QPSK constellation when there is an optical carrier frequency deviation.
  • FIG. 17 is a block diagram showing a configuration of a related feedforward type phase deviation / carrier frequency deviation compensation circuit.
  • FIG. 18 is a block diagram showing a configuration of a related phase error detection unit.
  • FIG. 19 is a diagram showing a temporal change in the estimated value of the phase compensation amount.
  • FIG. 20 is a block diagram showing a configuration of a related two parallelization compensation circuit.
  • FIG. 21 is a timing chart when a frame is distributed in the related two parallelization compensation circuit.
  • FIG. 22 is a diagram showing a change over time of an expected value of the phase compensation amount estimated by the related two-parallel compensation circuit.
  • FIG. 17 is a block diagram showing a configuration of a related feedforward type phase deviation / carrier frequency deviation compensation circuit.
  • FIG. 18 is a block diagram showing a configuration of a related phase error detection unit.
  • FIG. 19 is a
  • FIG. 23 is a diagram showing a time change of the phase compensation amount estimated by the related two parallel compensation circuit.
  • FIG. 24 is a diagram illustrating an example of a QPSK constellation and symbol mapping to which the differential encoding method is applied.
  • FIG. 25 is a block diagram showing a configuration of a two-parallel compensation circuit using a related differential encoding method.
  • FIG. 26 is a timing chart when a frame is distributed in a two-parallel compensation circuit using a related differential encoding method.
  • FIG. 27 is a diagram showing a time change of the phase compensation amount estimated by the two-parallel compensation circuit using the related differential encoding method.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a phase deviation / carrier frequency deviation compensating apparatus 100 according to the first embodiment of the present invention.
  • the phase deviation / carrier frequency deviation compensating apparatus 100 includes a signal dividing unit 110, a preprocessing compensation circuit 120, a plurality of postprocessing compensation circuits 130, a signal combining unit 140, a correction amount calculating unit 150, and a signal correction. Part 160.
  • the input signal input to the signal divider 110 is distributed to each of the preprocessing compensation circuit 120 and the plurality of postprocessing compensation circuits 130, and the signal processing is parallelized by the plurality of postprocessing compensation circuits 130. .
  • FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a phase deviation / carrier frequency deviation compensating apparatus 100 according to the first embodiment of the present invention.
  • the phase deviation / carrier frequency deviation compensating apparatus 100 includes a signal dividing unit 110, a preprocessing compensation circuit 120, a plurality of postprocessing compensation circuits 130, a signal combining
  • the post-processing compensation circuit 130 includes a first post-processing compensation circuit 131 and a second post-processing compensation circuit 132, and a phase deviation / carrier frequency deviation compensation device.
  • the parallel number of “2” is “2” will be described.
  • the parallel number is not limited to this, and the present invention can be applied even when the parallel number is “3” or more as will be described later.
  • FIG. 1 shows a case where the preprocessing compensation circuit 120 is configured to include a first preprocessing compensation circuit 121 and a second preprocessing compensation circuit 122.
  • the phase deviation / carrier frequency deviation compensating apparatus 100 may be referred to as a parallelizing compensating apparatus 100.
  • the signal dividing unit 110 divides the input signal of the parallelizing compensation apparatus 100 into frames with a predetermined time interval, and each frame is divided into a first preprocessing compensation circuit 121 and a second preprocessing compensation circuit 122, and the first This is distributed to the post-processing compensation circuit 131 and the second post-processing compensation circuit 132, respectively.
  • the pre-processing compensation circuit 120 and the post-processing compensation circuit 130 estimate a phase compensation amount as will be described later, and output a compensation circuit output signal and a phase compensation amount obtained by compensating a signal input by the estimated phase compensation amount. .
  • the first post-processing compensation circuit 131 acquires the phase compensation amount from the second pre-processing compensation circuit 122, and the acquired phase compensation amount is input as an initial value. Estimate the amount of phase compensation for the signal.
  • the second post-processing compensation circuit 132 acquires the phase compensation amount from the first post-processing compensation circuit 131 as another post-processing compensation circuit, and the acquired phase compensation amount is input as an initial value. Estimate the amount of phase compensation for the signal.
  • the output signals of the first preprocessing compensation circuit 121 and the second preprocessing compensation circuit 122 are discarded, and the outputs of the first postprocessing compensation circuit 131 and the second postprocessing compensation circuit 132 are output.
  • the signal combiner 140 Only the signal is sent to the signal combiner 140.
  • the signal combining unit 140 rearranges the compensation circuit output signals from the first post-processing compensation circuit 131 and the second post-processing compensation circuit 132 in the order in which they are input to the signal dividing unit 110, and generates a rearranged signal. Output.
  • the correction amount calculation unit 150 calculates a correction amount of the phase compensation amount from the phase compensation amount notified from the second preprocessing compensation circuit 122 and the second postprocessing compensation circuit 132, and performs signal correction on the correction amount.
  • the signal correction unit 160 corrects the phase of the symbol belonging to the corresponding frame of the rearranged signal using the correction amount notified from the correction amount calculation unit 150.
  • FIG. 2 is an example of a timing chart showing the frames that the signal dividing unit 110 distributes to the respective compensation circuits and the timing at which each frame is distributed.
  • the signal dividing unit 110 divides the input signal into frames including N symbols as shown in column A in FIG. Thereafter, each frame is divided into a first preprocessing compensation circuit 121 (column B1) and a second preprocessing compensation circuit 122 (column B2), a first postprocessing compensation circuit 131 (column C1) and a second.
  • the signal dividing unit 110 includes a first preprocessing compensation circuit 121 (B1 column), a second preprocessing compensation circuit 122 (B2 column), and a second processing time unit 2T.
  • Each frame is distributed in the order of one post-processing compensation circuit 131 (column C1) and the second post-processing compensation circuit 132 (column C2) at the timing when the frame number increases by one.
  • 1T corresponds to N symbol times, that is, N times one symbol time.
  • the signal dividing unit 110 distributes the frame “1” to the first preprocessing compensation circuit 121 from time 2T to 4T (column B1), and the second preprocessing compensation circuit from time 4T to 6T.
  • the frame “2” is distributed to 122 (B2 column).
  • the frame “3” is distributed to the first post-processing compensation circuit 131 from time 6T to 8T (column C1), and finally the frame “4” is sent to the second post-processing compensation circuit 132 from time 8T to 10T. "(Column C2).
  • the frame “0” is a timing adjustment frame, and all symbols included in the frame “0” are invalid symbols as signals.
  • each frame may be distributed to each compensation circuit at the same timing.
  • FIG. 3 shows a configuration of a phase deviation / carrier frequency deviation compensator (parallel compensator) 101 including three preprocessing compensation circuits 120 and three postprocessing compensation circuits 130 respectively.
  • FIG. 3 shows a configuration of a phase deviation / carrier frequency deviation compensator (parallel compensator) 101 including three preprocessing compensation circuits 120 and three postprocessing compensation circuits 130 respectively.
  • FIG. 4 shows an example of a timing chart showing the frames that the signal dividing unit 110 included in the parallelizing compensation apparatus 101 distributes to the respective compensation circuits and the timing at which the frames are distributed.
  • the signal dividing unit 110 may distribute each frame every frame processing time unit 3T.
  • FIG. 5 shows a configuration of a pre / post-processing compensation circuit 170 that is commonly used as the pre-processing compensation circuit 120 and the post-processing compensation circuit 130 according to the present embodiment.
  • the input signal of the pre / post-processing compensation circuit 170 is branched into two, one of which is input to the phase compensation amount estimation unit 180 that estimates the phase compensation amount, and the other is input to the multiplier.
  • the phase compensation amount estimation unit 180 includes a phase error detection unit 181, a filter unit 182, a phase compensation amount calculation unit 183, and a phase compensation amount setting unit 184.
  • the pre / post-processing compensation circuit 170 of this embodiment is different from the configuration of the related phase deviation / carrier frequency deviation compensation circuit 500 shown in FIG. 17 in that the phase compensation amount setting unit 184 is provided. Further, the pre / post-processing compensation circuit 170 is configured to be able to notify the phase compensation amount ⁇ estimated by the phase compensation amount estimation unit 180 to other pre / post-processing compensation circuits 171.
  • the phase error detection unit 181 detects a change in phase deviation per unit time, that is, a change in phase deviation between two adjacent symbols.
  • the phase error detection unit 181 can use the M-multiplication algorithm (M-th Power Algorithm) shown in FIG.
  • the output of the phase error detection unit 181 is sent to the filter unit 182 where the noise component is removed.
  • the output of the filter unit 182 is sent to the phase compensation amount calculation unit 183, and the actual phase compensation amount, that is, the rotation amount of the constellation is calculated.
  • the phase compensation amount calculation unit 183 can be configured by an integration circuit.
  • the phase compensation amount setting unit 184 receives the phase compensation amount ⁇ notified from the other pre / post-processing compensation circuit 172. 0 Receive.
  • phase compensation amount calculation unit 183 starts compensation processing for the first symbol of the frame
  • the pre / post-processing compensation circuit 170 calculates a product of a complex number (represented by exp ( ⁇ i ⁇ )) that gives a reverse rotation by the phase compensation amount ⁇ calculated by the phase compensation amount calculation unit 183 and the input signal. It outputs as a compensation circuit output signal which is a signal after compensation.
  • the first preprocessing compensation circuit 121 when the first preprocessing compensation circuit 121 receives a symbol belonging to the frame “1” from time 2T to time 4T (column B1), it estimates the phase compensation amount and estimates the phase compensation amount. Compensation of input signal by.
  • the initial value of the phase compensation amount of the first preprocessing compensation circuit 121 is always “0”.
  • the first preprocessing compensation circuit 121 notifies the estimated phase compensation amount to the second preprocessing compensation circuit 122.
  • the second preprocessing compensation circuit 122 receives the first symbol of frame “2” at time 4T (column B2). At this time, the phase compensation amount setting unit 184 of the second preprocessing compensation circuit 122 receives the phase compensation amount ⁇ notified from the first preprocessing compensation circuit 121 at time 4T.
  • phase compensation amount calculation unit 183 of the second preprocessing compensation circuit 122 has an initial value ⁇ 0 Is used to estimate the phase compensation amount, and compensation of the input signal is executed based on the estimated phase compensation amount.
  • the second preprocessing compensation circuit 122 notifies the estimated phase compensation amount to both the first postprocessing compensation circuit 131 and the correction amount calculation unit 150.
  • the phase of the input signal is used when a feedforward type compensation circuit is used. The compensation process may not be executed.
  • the input signal is the same as the input signal when the phase compensation amount is estimated using the compensation circuit 500 that is not parallelized (see FIG. 19).
  • the solid line indicates the phase compensation amount estimated by the first preprocessing compensation circuit 121
  • the dotted line indicates the phase compensation amount estimated by the second preprocessing compensation circuit 122.
  • the alternate long and short dash line is the expected value of the phase compensation amount estimated by the first preprocessing compensation circuit 121 and the second preprocessing compensation circuit 122, respectively.
  • the phase compensation amount estimated by the first preprocessing compensation circuit 121 is always “0” for the first symbol of the frame.
  • the initial value of the phase compensation amount of the first preprocessing compensation circuit 121 is always “0”.
  • the phase compensation amount that the first preprocessing compensation circuit 121 estimates for the last symbol of the frame is notified to the second preprocessing compensation circuit 122, and the second preprocessing compensation circuit 122. Is set as the initial value of the phase compensation amount. Therefore, the estimated value of the phase compensation amount from the first symbol of the odd-numbered frame processed by the first preprocessing compensation circuit 121 to the last symbol of the even-numbered frame processed by the second preprocessing compensation circuit 122 is continuous. Changes with time.
  • the phase compensation amount of the first preprocessing compensation circuit 121 since the initial value of the phase compensation amount of the first preprocessing compensation circuit 121 is always “0”, the phase compensation amount for the last symbol of the even-numbered frame and the first symbol of the odd-numbered frame The amount of phase compensation is discontinuous.
  • the first post-processing compensation circuit 131 receives the first symbol of the frame “3” at time 6T (see column C1 in FIG. 2).
  • the phase compensation amount setting unit 184 of the first post-processing compensation circuit 131 reports the phase compensation amount notified from the second pre-processing compensation circuit 122 at time 6T (the phase for the last symbol of the frame “2”). Compensation amount) is set as the initial value of the phase compensation amount.
  • the first post-processing compensation circuit 131 estimates the phase compensation amount using this initial value, and executes a process of compensating the input signal by the estimated phase compensation amount. After this processing is completed, the first post-processing compensation circuit 131 outputs a signal obtained by compensating the input signal to the signal combining unit 140, and notifies the second post-processing compensation circuit 132 of the estimated phase compensation amount.
  • the second post-processing compensation circuit 132 receives the first symbol of frame “4” at time 8T (see column C2 in FIG. 2). At this time, the phase compensation amount setting unit 184 of the second post-processing compensation circuit 132 receives the phase compensation amount notified from the first post-processing compensation circuit 131 at time 8T (the phase for the last symbol of the frame “3”).
  • the second post-processing compensation circuit 132 estimates the phase compensation amount using this initial value, and executes a process for compensating the input signal by the estimated phase compensation amount. After this processing is completed, the second post-processing compensation circuit 132 outputs a signal obtained by compensating the input signal to the signal combining unit 140 and notifies the correction amount calculating unit 150 of the estimated phase compensation amount.
  • FIG. 7 shows temporal changes in the phase compensation amount estimated by the first post-processing compensation circuit 131 and the second post-processing compensation circuit 132.
  • the input signal is the same as the input signal when the phase compensation amount is estimated using the non-parallelized compensation circuit 500 (see FIG. 19).
  • the solid line represents the phase compensation amount estimated by the first post-processing compensation circuit 131
  • the dotted line represents the phase compensation amount estimated by the second post-processing compensation circuit 132.
  • the alternate long and short dash line is the expected value of the phase compensation amount estimated by the first post-processing compensation circuit 131 and the second post-processing compensation circuit 132, respectively.
  • the first post-processing compensation circuit 131 and the second post-processing compensation circuit 132 estimate the phase compensation amounts for the symbols belonging to the frames “1” and “2”. This coincides with the phase compensation amount estimated by the first and second preprocessing compensation circuits.
  • the first preprocessing compensation circuit 121 and the second preprocessing compensation circuit 122 process the frame “0”, and the second preprocessing compensation circuit 122 sets “0” as the initial value of the phase compensation amount. This is because the first post-processing compensation circuit 131 is notified.
  • the phase compensation amounts estimated by the first and second post-processing compensation circuits for the symbols belonging to the frames “3” and “4” are determined by the first and second pre-processing compensation circuits.
  • the phase compensation amounts estimated for “1” and “2” are continuously connected at time 2T. This is because the phase compensation amount estimated by the second preprocessing compensation circuit 122 for the last symbol in the frame “2” becomes the initial value of the phase compensation amount in the first postprocessing compensation circuit 131. Because.
  • the estimated value of the phase compensation amount by the first and second post-processing compensation circuits for each symbol from time 0 to 4T matches the expected value.
  • the estimated value of the phase compensation amount by the first post-processing compensation circuit 131 and the second post-processing compensation circuit 132 for symbols after time 4T does not match the expected value. This is because the initial value of the phase compensation amount in the first preprocessing compensation circuit 121 is always “0”.
  • the correction amount calculation unit 150 estimates the phase estimated by the second preprocessing compensation circuit 122 and the second postprocessing compensation circuit 132 for any same symbol (for example, the last symbol) belonging to the same frame.
  • a compensation amount difference ⁇ is calculated.
  • a total Sa up to an arbitrary frame “a” processed by the second post-processing compensation circuit 132 is calculated.
  • the initial value of the correction amount is “0”.
  • the correction amount of the phase compensation amount for the symbols belonging to the frames “1” and “2” is “0”.
  • the value obtained by adding the correction amount “0” of the phase compensation amount for the symbols belonging to the above-described frame “1” and frame “2” to this value is the correction amount to be obtained, the value is “0”. This is consistent with the fact that the estimated value of the phase compensation amount for each symbol from time 0 to 4T matches the expected value, as shown in FIG. Next, the correction amount of the phase compensation amount for the symbols belonging to the frame “5” and the frame “6” will be described.
  • the phase compensation amount estimated by the second preprocessing compensation circuit 122 for the last symbol of the frame “4” and the second postprocessing compensation circuit 132 for the last symbol of the frame “4” The difference in the phase compensation amount does not become “0”.
  • the correction amount to be obtained is a value obtained by adding “0”, which is the correction amount of the phase compensation amount for the symbols belonging to the above-described frame “3” and frame “4”, to the difference in the phase compensation amount at this time.
  • the correction amount with respect to the phase compensation amount of each subsequent frame can be similarly obtained.
  • the correction amount of the phase compensation amount can be obtained by calculation for the following reason. That is, the estimated value of the phase compensation amount is approximately equal to the value obtained by translating the expected value, and the translation amount for each frame is estimated by the second preprocessing compensation circuit 122 and the second postprocessing compensation circuit 132. This is because it is equal to the difference in the amount of phase compensation for the same symbol belonging to the same frame.
  • the signal correction unit 160 performs a process of adding / subtracting the phase of the symbol belonging to the frame corresponding to the correction amount by the correction amount notified from the correction amount calculation unit 150. Thereby, the signal correction unit 160 can output a signal compensated by the expected value of the phase compensation amount for these symbols.
  • the correction amount is calculated using the phase compensation amount for the last symbol in each frame.
  • the present invention is not limited to this, and any phase compensation amount can be used in the present embodiment as long as the estimated value of the phase compensation amount is a symbol amount in a range where the expected value is translated. Further, it is known that the difference in the amount of phase compensation for the same symbol in the same frame is always an integer multiple of 2 ⁇ / M radians.
  • FIG. 8 is a block diagram showing a configuration of a phase deviation / carrier frequency deviation compensating apparatus 200 according to the second embodiment of the present invention.
  • the configuration of the phase deviation / carrier frequency deviation compensation apparatus 200 is different from the phase deviation / carrier frequency deviation compensation apparatus 100 according to the first embodiment in that the first preprocessing compensation circuit 121 is not provided, and is different from the configuration of the first embodiment.
  • the phase deviation / carrier frequency deviation compensation device 200 may be referred to as a parallelization compensation device 200.
  • FIG. 9 is an example of a timing chart showing the frames that the signal dividing unit 110 distributes to each compensation circuit and the timing at which each frame is distributed in the present embodiment.
  • the signal dividing unit 110 divides the input signal into frames including N symbols as shown in column A in FIG.
  • each frame is distributed to the second preprocessing compensation circuit 122 (column B2), the first postprocessing compensation circuit 131 (column C1), and the second postprocessing compensation circuit 132 (column C2).
  • the signal dividing unit 110 distributes the input signal in the present embodiment in the first embodiment except that the signal is not distributed to the first preprocessing compensation circuit 121. It is the same as the method in the form.
  • the operation of each compensation circuit is the same as that of the first embodiment except that the initial value of the phase compensation amount of the second preprocessing compensation circuit 122, that is, the phase compensation amount with respect to the first symbol of the frame is “0”. Is the same as in FIG.
  • each input signal is the same as the input signal when the phase compensation amount is estimated using the non-parallelized compensation circuit 500 (see FIG. 19).
  • the dotted line indicates the phase compensation amount estimated by the second preprocessing compensation circuit 122.
  • the solid line represents the phase compensation amount estimated by the first post-processing compensation circuit 131, and the dotted line represents the phase compensation amount estimated by the second post-processing compensation circuit 132.
  • the alternate long and short dash line is the expected value of the phase compensation amount estimated by each compensation circuit.
  • the estimated value of the phase compensation amount does not match the expected value after time 2T.
  • the parallelization compensation device 200 is configured to correct the phase of the output signal after calculating the correction amount of the phase compensation amount. Therefore, the mismatch between the estimated value of the phase compensation amount and its expected value can be corrected, and high-speed compensation processing using parallel processing can be performed without causing deterioration of transmission characteristics.
  • the circuit scale can be reduced.
  • FIG. 12 is a block diagram showing a configuration of a phase deviation / carrier frequency deviation compensating apparatus 300 according to the third embodiment of the present invention.
  • the phase compensation amount estimated by the second preprocessing compensation circuit 122 and the second postprocessing compensation circuit 132 is stored in the correction amount calculation unit 150.
  • the notification is configured (see FIG. 1).
  • FIG. 1 On the other hand, as shown in FIG.
  • the phase deviation / carrier frequency deviation compensating apparatus 300 further performs phase compensation estimated by the first preprocessing compensation circuit 121 and the first postprocessing compensation circuit 131.
  • the amount is also notified to the correction amount calculation unit 350.
  • the correction amount calculation unit 350 calculates a correction amount from each notified phase compensation amount.
  • Other configurations and operations are the same as those in the first embodiment.
  • the method in which the signal dividing unit 110 in this embodiment distributes the frame to each compensation circuit is the same as that in the first embodiment. That is, the timing chart showing the timing of distributing each frame is the same as that in FIG.
  • the correction amount calculation unit 350 in the present embodiment includes the first preprocessing compensation circuit 121 and the first preprocessing compensation circuit 121 in addition to the phase compensation amount estimated by the second preprocessing compensation circuit 122 and the second postprocessing compensation circuit 132.
  • the correction amount is calculated based on the phase compensation amount estimated by one post-processing compensation circuit 131.
  • the first correction amount is calculated as the individual correction amount from the phase compensation amount notified from the second preprocessing compensation circuit 122 and the second postprocessing compensation circuit 132.
  • the second correction amount is calculated as the individual correction amount from the phase compensation amount notified from the first preprocessing compensation circuit 121 and the first postprocessing compensation circuit 131.
  • the correction amount calculation unit 350 sets an integrated value of values obtained from the difference between the phase compensation amounts respectively acquired from the preprocessing compensation circuit and the postprocessing compensation circuit as an individual correction amount. Then, the average value of the first correction amount and the second correction amount can be notified to the signal correction unit 160 as the correction amount. This makes it possible to perform correction processing with higher accuracy. Further, when the phase deviation / carrier frequency deviation compensating apparatus according to the present embodiment has a configuration of three parallel or more, for example, the most probable correction amount may be selected from a plurality of correction amounts using a majority decision method or the like. . As described above, according to the present embodiment, high-speed compensation processing using parallel processing can be realized with higher accuracy.
  • FIG. 13 is a block diagram showing a configuration of a phase deviation / carrier frequency deviation compensation apparatus (parallelization compensation apparatus) 400 according to the fourth embodiment of the present invention.
  • the parallelization compensation apparatus 400 includes a signal dividing unit 110, a preprocessing compensation circuit 120, a plurality of postprocessing compensation circuits 130, a phase compensation amount correction unit 410, a signal combination unit 140, and a correction amount calculation unit 450. And have.
  • the parallel compensator 400 is different from the parallel compensator 100 according to the first embodiment in that it includes a phase compensation amount correction unit 410 connected to the pre-processing compensation circuit 120 and the post-processing compensation circuit 130.
  • the internal operations of the preprocessing compensation circuit 120, the postprocessing compensation circuit 130, the signal combining unit 140, and the correction amount calculation unit 450 are the same as those in the parallelizing compensation apparatus 100 of the first embodiment. . Further, the signal correction unit 160 in the parallelization compensation device 100 is not necessary in the parallelization compensation device 400 of the present embodiment. Next, the operation of the parallelizing compensation apparatus 400 in this embodiment will be described.
  • the input signal input to the signal divider 110 is distributed to each of the preprocessing compensation circuit 120 and the plurality of postprocessing compensation circuits 130, and the signal processing is parallelized by the plurality of postprocessing compensation circuits 130. .
  • the post-processing compensation circuit 130 includes a first post-processing compensation circuit 131 and a second post-processing compensation circuit 132, as shown in FIG. A case of “2” will be described.
  • the second preprocessing compensation circuit 122 connected to the phase compensation amount correction unit 410 notifies the phase compensation amount correction unit 410 of the estimated phase compensation amount.
  • the correction amount calculation unit 450 calculates the correction amount of the phase compensation amount from the phase compensation amount notified from the second preprocessing compensation circuit 122 and the second postprocessing compensation circuit 132, and calculates the correction amount. This is notified to the phase compensation amount correction unit 410.
  • the phase compensation amount correction unit 410 adds the correction amount notified from the correction amount calculation unit 450 to the estimated value of the phase compensation amount received from the second preprocessing compensation circuit 122 as a correction phase compensation amount. 1 is notified to the post-processing compensation circuit 131. At this time, the phase compensation amount correction unit 410 corrects the estimated value of the phase compensation amount for the symbols belonging to the frame corresponding to the notified correction amount.
  • the first post-processing compensation circuit 131 calculates a phase compensation amount for the input signal using the corrected phase compensation amount acquired from the phase compensation amount correction unit 410 as an initial value.
  • the time change of the phase compensation amount estimated by the first preprocessing compensation circuit 121 and the second preprocessing compensation circuit 122 in the parallelizing compensation apparatus 400 is shown in FIG.
  • the input signal is the same as the input signal when the phase compensation amount is estimated using the compensation circuit 500 that is not parallelized (see FIG. 19).
  • the time variation of the phase compensation amount estimated by the first post-processing compensation circuit 131 and the second post-processing compensation circuit 132 is as shown in FIG.
  • the solid line represents the phase compensation amount estimated by the first post-processing compensation circuit 131
  • the dotted line represents the phase compensation amount estimated by the second post-processing compensation circuit 132.
  • the temporal change in the phase compensation amount estimated by the first post-processing compensation circuit 131 and the second post-processing compensation circuit 132 completely matches the expected value.
  • phase compensation amount correction unit 410 performs correction processing on the initial value of the phase compensation amount of the first post-processing compensation circuit 131 in the parallelization compensation device 400 of the present embodiment. Because. According to the present embodiment, the signal correction unit 160 in the first to third embodiments is not necessary, so that the circuit scale can be reduced. Therefore, high-speed compensation processing using parallel processing can be realized with low power consumption and low manufacturing cost.
  • the specific operation has been described for the case where the parallel number of the phase deviation / carrier frequency deviation compensation device (parallelization compensation device) is “2”, but the parallel number is “3” or more. Even in this case, the present invention can be applied.
  • Phase deviation / carrier frequency deviation compensation device (parallelization compensation device) 110, 521 Signal dividing unit 120 Preprocessing compensation circuit 121 First preprocessing compensation circuit 122 Second preprocessing compensation circuit 130 Postprocessing compensation circuit 131 First postprocessing compensation circuit 132 Second after Compensation circuit for processing 140, 523 Signal combination unit 150, 350, 450 Correction amount calculation unit 160 Signal correction unit 170, 171, 172 Pre / post processing compensation circuit 180 Phase compensation amount estimation unit 181, 511 Phase error detection unit 182, 512 Filter unit 183, 513 Phase compensation amount calculation unit 184 Phase compensation amount setting unit 410 Phase compensation amount correction unit 500 Related phase deviation / carrier frequency deviation compensation circuit 510 Phase compensation amount estimation circuit 520, 530 Related 2-parallel compensation circuit 522-1 First compensation circuit 522-2 Second compensation circuit 531 Differential code demodulator

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Abstract

位相偏差・搬送波周波数偏差補償装置においては、並列処理を用いて補償処理を高速化すると、伝送特性が劣化するため、本発明の位相偏差・搬送波周波数偏差補償装置は、信号分割部と、前処理用補償回路と、複数の後処理用補償回路と、信号結合部と、補正量算出部と、信号補正部とを有し、前処理用補償回路及び後処理用補償回路は、入力された信号に対する位相補償量を算出し、位相補償量によって入力された信号を補償した補償回路出力信号と位相補償量を出力し、信号結合部は、後処理用補償回路から取得した補償回路出力信号を信号分割部に入力された順番に再配列した再配列信号を出力し、補正量算出部は、前処理用補償回路及び後処理用補償回路から取得した位相補償量に基づき補正量を算出し、信号補正部は、補正量を用いて再配列信号の位相を補正する。

Description

位相偏差・搬送波周波数偏差補償装置および位相偏差・搬送波周波数偏差補償方法
　本発明は、位相偏差・搬送波周波数偏差補償装置および位相偏差・搬送波周波数偏差補償方法に関し、特に、光通信システムに用いられる位相偏差・搬送波周波数偏差補償装置および位相偏差・搬送波周波数偏差補償方法に関する。
　インターネットの普及により、基幹系通信システムのトラフィック量が急激に増大していることから、４０Ｇｂｐｓを越える超高速の光通信システムの実用化が期待されている。
　近年、超高速の光通信システムを実現する技術として、光位相変調方式が注目されている。従来から用いられている光強度変調方式は送信レーザ光の光強度に対してデータ変調を行うのに対して、光位相変調方式は送信レーザ光の位相に対してデータ変調を行う。光位相変調方式としては、ＱＰＳＫ（４位相偏移変調：Ｑｕａｄｒｕｐｌｅ　Ｐｈａｓｅ　Ｓｈｉｆｔ　Ｋｅｙｉｎｇ）方式や８ＰＳＫ（８位相偏移変調：８−Ｐｈａｓｅ　Ｓｈｉｆｔ　Ｋｅｙｉｎｇ）方式などが知られている。光位相変調方式によれば、１シンボルに対して複数のビットを割り当てることにより、シンボルレート（ボーレート）を低下させることができる。それによって、電気デバイスの動作速度を低減でき、装置の製造コストの削減が可能となる。例えば、ＱＰＳＫ方式を用いる場合、４個の光位相（例えば４５度、１３５度、２２５度、３１５度）に対して、それぞれ２ビット（例えば００、０１、１１、１０）を割り当てる。その結果、ＱＰＳＫ方式のシンボルレートは光強度変調方式のシンボルレート（すなわちビットレート）の１／２に低減することができる。
　図１５は、ＱＰＳＫ方式の４個のシンボルとそれに割り当てられたビット列を位相平面上に示した図であり、ＱＰＳＫのコンスタレーションと呼ばれる。縦軸、横軸の数値は、信号波の振幅の大きさを１０√２としたときの値に対応する。また光位相変調方式における各シンボルにビット列を対応付けることをシンボルマッピングと呼ぶ。以下では、光位相変調方式としてＱＰＳＫ方式を用いた場合について説明するが、他の光位相変調方式にも適用可能である。
　光位相変調された信号光を受信するためには、光コヒーレント方式を用いる。すなわち、信号光とほぼ同一の光周波数を有するレーザ光（局所光又はローカル光と呼ばれる）と信号光を９０度ハイブリッドと呼ばれる光学素子により結合し、その出力を光ディテクタにより受光する。以下では簡単のため、信号光と局所光の偏波状態は同一の直線偏光であると仮定する。
　光コヒーレント方式を用いた場合、光ディテクタから出力される電気信号の交流成分は信号光と局所光のビート信号となる。ビート信号の振幅は信号光と局所光の光強度に比例し、その位相は、信号光の搬送波周波数と局所光の光周波数が同一であれば、信号光と局所光の光位相の差となる。このとき、局所光の光位相が光送信機の光変調器に入力されるレーザ光の光位相と同一であれば、ビート信号の位相は光送信機でレーザ光に付与された光位相となる。そのため、シンボルマッピングを用いてビート信号の位相をビット列に変換することにより送信データを復調することが可能である。すなわち、光送信機から図１５のコンスタレーションを有する光信号を送信すれば、光受信機では同様のコンスタレーションを有する信号を受信することができる。
　しかしながら、一般に信号光の搬送波周波数と局所光の光周波数の値は完全に一致しない。さらに、受信機における局所光の光位相と、光送信機において光変調器に入力されるレーザ光の光位相も一致しない。ここで、光送信機において光変調器に入力されるレーザ光と局所光の光位相差は光位相偏差、信号光の搬送波周波数と局所光の光周波数の差は光搬送波周波数偏差と呼ばれる。
　図１６に、光位相偏差および光搬送波周波数偏差が存在する場合のコンスタレーションを示す。図中の縦軸、横軸の数値は、信号波の振幅の大きさを１０√２としたときの値に対応する。図１６Ａに示すように、光位相偏差が存在する場合、図１５に示すコンスタレーションに対して光位相偏差だけ回転したコンスタレーションを有する信号が受信される。光位相偏差の値は予め知ることができないため、図１５に示すシンボルマッピングをそのまま用いてシンボルをビット列に変換すると、誤ったデータが復調されてしまうという問題が生じる。
　さらに光搬送波周波数偏差が存在すると、前述のビート信号の位相は光搬送波周波数偏差と受信時刻の積に光位相偏差を加えた値となる。そのため図１６Ｂに示すように、図１５に示すコンスタレーションが時間的に回転するコンスタレーションを有する信号が受信される。このときビート信号の位相は時間的に変化するため、図１５に示すシンボルマッピングを用いてビート信号の位相からデータを復調することは不可能である。従って、光位相変調方式においては、光位相偏差と光搬送波周波数偏差によるコンスタレーションの回転を防止する位相偏差・搬送波周波数偏差補償機能が必要となる（例えば、特許文献１参照）。
特開２００８−２７１５２７号公報（段落「００１２」~「００３０」）
　まず、光位相変調方式で広く用いられている位相偏差・搬送波周波数偏差補償処理について説明する。
　図１７に、フィードフォワード型の関連する位相偏差・搬送波周波数偏差補償回路５００（以下では単に「補償回路」と記載することがある）の構成を示す。補償回路５００の入力信号は２つに分岐され、一方は位相補償量を推定する位相補償量推定回路５１０に入力され、他方は乗算器に入力される。位相補償量推定回路５１０は、位相誤差検出部５１１、フィルタ部５１２、位相補償量算出部５１３とから構成される。
　位相誤差検出部５１１は光位相偏差の単位時間当たりの変化、すなわち隣り合う２個のシンボル間の光位相偏差の変化を検出する。位相誤差検出部５１１には、図１８に示すＭ乗法アルゴリズム（Ｍ−ｔｈ　Ｐｏｗｅｒ　Ａｌｇｏｒｉｔｈｍ）が広く用いられている。ここで、隣接する２個のシンボル間の光位相偏差の変化は、光搬送波角周波数偏差と１シンボル時間（１シンボル時間はシンボルレートの逆数に等しい）の積に等しい。また、１シンボル時間は一定であるため、位相誤差検出部５１１は光搬送波周波数偏差を算出する回路であると言える。
　位相誤差検出部５１１の出力はフィルタ部５１２に送られ、フィルタ部５１２において雑音成分が除去される。フィルタ部５１２の出力は位相補償量算出部５１３に送られ、実際の位相補償量、すなわちコンスタレーションの回転量が算出される。具体的には位相補償量算出部５１３は積分回路と等価である。最後に位相補償量算出部５１３により算出された位相補償量だけの逆回転を与える複素数（位相補償量をφとするとｅｘｐ（−ｉφ）で表される）と入力信号との積が補償後の信号として出力される。
　図１９に、補償回路５００が推定した位相補償量の時間変化の一例を示す。時刻０から１Ｔにおいては、フレーム１に属するＮ個のシンボルのそれぞれに対する位相補償量が示されている。図１９に示すように位相補償量は時間的に連続的に変化することが分かる。
　以上説明したように、関連する光位相変調方式を用いた光通信システムにおいては、図１７に示したフィードフォワード型位相偏差・搬送波周波数偏差補償回路５００を用いてコンスタレーションの回転を防止することにより、送信データを復調する。なお、図１７に示した補償回路は一般にディジタル信号処理により実行されるため、光位相変調方式は光ディジタルコヒーレント方式と呼ばれることがある。
　４０Ｇｂｐｓを越える超高速光通信システムにおいては、光位相変調方式を用いても、そのシンボルレートは非常に高い。そのため、図１７に示した位相偏差・搬送波周波数偏差補償回路５００を用いてリアルタイムに補償処理を実行するためには、補償回路を並列化して並列処理を行う必要がある。例えば、ＱＰＳＫ方式を用いた４０Ｇｂｐｓ光通信システムではシンボルレートは２０Ｇシンボル／ｓであるが、これはディジタル信号処理を実装するＬＳＩの動作周波数である数１００ＭＨｚ~１ＧＨｚを遙かに上回る。仮に、ＬＳＩの動作周波数を５００ＭＨｚとすると、４０個の補償回路を並列回路として実装する必要がある。以下では、簡単のため補償回路の並列数を２個とした場合について説明する。
　図２０に、関連する２並列化した補償回路（以下、２並列化補償回路と言う）の構成を示す。関連する２並列化補償回路５２０は、信号分割部５２１、第１の補償回路５２２−１、第２の補償回路５２２−２、信号結合部５２３とから構成される。信号分割部５２１は２並列化補償回路５２０の入力信号を所定の時間間隔のブロック（以下では「フレーム」とも言う）に分割し、各フレームを第１の補償回路５２２−１および第２の補償回路５２２−２に分配する。
　図２１は、関連する２並列化補償回路５２０のタイミングチャートの一例である。同図中に、信号分割部５２１が第１の補償回路５２２−１および第２の補償回路５２２−２にそれぞれ分配するフレームと、各フレームを分配するタイミングを示す。
　信号分割部５２１は、図中のＡ欄に示すように、入力信号をＮ個のシンボルのブロック（フレーム）に分割する。そしてＢ欄およびＣ欄に示すように、各ブロックを交互に第１の補償回路５２２−１（Ｂ欄）および第２の補償回路５２２−２（Ｃ欄）にそれぞれ分配する。ここで、１ＴはＮシンボル時間、すなわち１シンボル時間のＮ倍に相当する。またフレーム「０」はタイミング調整用のデータであって、フレーム「０」に含まれるシンボルは全て信号としては無効のシンボルである。従って、各補償回路はフレーム「０」に属するシンボルに対する位相補償量を「０」として処理するものとする。
　第１の補償回路５２２−１と第２の補償回路５２２−２はそれぞれ図１７に示した位相偏差・搬送波周波数偏差補償回路と同一の構成である。信号結合部５２３は第１の補償回路５２２−１および第２の補償回路５２２−２の出力信号を信号分割部５２１で分割される前の時間順に並べ直して出力する。
　図２２に、関連する２並列化補償回路により推定される位相補償量の期待値の時間変化を示す。縦軸は第１の補償回路５２２−１および第２の補償回路５２２−２により推定される位相補償量として期待される値であり、横軸は時刻である。ここで、信号分割部５２１の入力信号（図２１中のＡ欄）は、図１９に位相補償量の時間変化を示した並列化していない補償回路５００に対する入力信号と同一である。図２２中、実線は第１の補償回路５２２−１により推定される位相補償量の期待値を、点線は第２の補償回路５２２−２により推定される位相補償量の期待値を示す。図２２に示すように、第１の補償回路５２２−１と第２の補償回路５２２−２が推定する位相補償量は、図１９に示した補償回路を並列化しない場合の位相補償量の推定値と同一になることが期待される。
　しかし、図２０に示した関連する２並列化補償回路５２０により推定される位相補償量は、実際には図２３に示すようになる。図２３中、実線は第１の補償回路５２２−１により推定される位相補償量を、点線は第２の補償回路５２２−２により推定される位相補償量をそれぞれ示す。また一点鎖線は第１の補償回路５２２−１および第２の補償回路５２２−２によりそれぞれ推定される位相補償量の期待値である。
　図２３から、時刻０~１Ｔにおける位相補償量の推定値は期待値と一致することがわかる。時刻１Ｔ~２Ｔにおける位相補償量の推定値は、時刻１Ｔにおける位相補償量が「０」となるように期待値を平行移動させた値にほぼ等しい。ただし、時刻１Ｔ直後からしばらくの時間は、位相補償量の初期値が異なるため両者の値に若干の差違が生じる場合が多い。
　時刻２Ｔ~３Ｔの位相補償量は、時刻２Ｔ~３Ｔの位相補償量の期待値を平行移動させた値にほぼ等しい。すなわち、時刻２Ｔにおける位相補償量が時刻０~１Ｔにおける位相補償量の最終値、つまり第１の補償回路５２２−１により算出された時刻１Ｔにおける位相補償量と等しくなるように平行移動させた値にほぼ等しい。ただし、時刻２Ｔ直後からしばらくの時間は、上述した理由から、位相補償量の推定値と期待値の間に若干の差違が生じている。以降の位相相補償量についても同様である。
　位相補償量の推定値と期待値が一致しない理由は、関連する位相偏差・搬送波周波数偏差補償回路５００では、隣り合うシンボル間の光位相偏差の積分値として位相補償量を算出しているからである。さらに、例えば第１の補償回路が推定した直前フレームの位相補償量の最終値を、第２の位相補償量の初期値として設定できないからである。
　このように、図２０に示す関連する２並列化補償回路５２０により推定される位相補償量は期待値と一致しないため、位相偏差・搬送波周波数偏差を完全には補償することができない。ただし、関連する２並列化補償回路５２０により推定される位相補償量はその期待値を１フレーム時間（すなわちＮシンボル時間＝Ｔ）毎に並行移動しただけである。そのため、各フレームの時間間隔内においてはコンスタレーションの回転を防止できている。問題となるのは、各フレームの境界において位相補償量の推定値が不連続に変化するため、フレームが変わる毎にシンボルマッピングが変化（回転）してしまうことである。
　上述の問題を解決するため、差動符号化法と呼ばれる方法が一般に用いられている。差動符号化法とは、隣り合う２個のシンボル間の遷移に対してビット列を対応付ける符号化方法である。図２４に差動符号化法を適用したＱＰＳＫのコンスタレーションの例を示す。図中の縦軸、横軸の数値は、信号波の振幅の大きさを１０√２としたときの値に対応する。差動符号化法を用いた光通信システムにおいては、図２４に示すように、シンボル自身にビット列が対応付けられるのではなく、あるシンボルから同一の又は他のシンボルへの遷移に対してビット列がマッピングされる。例えば、図２４に示すように、隣り合うシンボル間の位相変化が＋０度である遷移１に対してビット列〔００〕を、＋９０度の遷移２に対してビット列〔０１〕、＋１８０度の遷移３に対してビット列〔１１〕、＋２７０度の遷移４に対してビット列〔１０〕をそれぞれ割り当てることができる。
　図２５に、差動符号化法を用いた光通信システムにおける２並列化補償回路５３０の構成を示す。信号結合部５２３の後段に差動符号復調部５３１が追加された点を除き、図２０に示した２並列化補償回路５２０と同じ構成である。
　図２６は、関連する差動符号化法を用いた２並列化補償回路５３０のタイミングチャートの一例である。同図中に、信号分割部５２１が第１の補償回路５２２−１および第２の補償回路５２２−２にそれぞれ分配するフレームと、各フレームを分配するタイミングを示す。
　信号分割部５２１は、図中のＡ欄に示すように、入力信号をＮ個のシンボルのフレームに分割する。そしてＢ欄およびＣ欄に示すように、各フレームを交互に第１の補償回路５２２−１（Ｂ欄）および第２の補償回路５２２−２（Ｃ欄）にそれぞれ分配する。ここで、第１の補償回路５２２−１と第２の補償回路５２２−２に分配されるフレームは基本的に図２１に示したタイミングチャートと同一であるが、各フレームの先頭にその直前のフレームの最後尾から少なくとも１個のシンボルが追加される点が異なる。例えば、フレーム２を第２の補償回路５２２−２に分配する場合、フレーム２の先頭にフレーム１の最後尾のシンボルを追加する。あるいは、フレームの最後尾にその直後のフレームの最初から１個以上のシンボルを追加するように分配することとしても良い。これは、差動符号化法を用いているため、フレームの先頭シンボルとその直前のシンボルとの間の遷移、もしくはフレームの最後尾シンボルとその直後のシンボルとの間の遷移が、ビット列の変換に必要となるからである。
　図２７に、図２５に示した差動符号化法を用いた２並列化補償回路５３０による位相補償量の推定値を示す。図２３に示した２並列化補償回路５２０により推定される位相補償量と若干の差違があるが、位相補償量の期待値が１フレーム時間間隔毎に平行移動する点は同じである。これは２並列化補償回路５３０を用いた場合は、直前フレームの最後尾近傍のシンボルが追加されただけだからである。
　信号結合部５２３は第１の補償回路５２２−１と第２の補償回路５２２−２から送られた信号を信号分割部５２１に入力された時間順に並べ直す。このとき各フレームの先頭（もしくは最後尾）に追加されたシンボルは１個だけを残した上で各フレームを結合する。
　差動符号復調部５３１は上述したように隣り合うシンボル間の遷移を所定のビット列に変換する。このとき、フレーム毎にコンスタレーションが回転したとしても、フレーム内ではコンスタレーションの回転が防止されており、隣り合うシンボル間の遷移に対してビット列が対応付けられているので、送信データを問題無く復調することができる。
　以上説明したように、位相偏差・搬送波周波数偏差補償処理を並列回路として実装した場合においても、差動符号化法を適用することにより、送信データを正しく復調することが可能である。
　しかしながら、上述した差動符号化法を用いた２並列化補償回路により位相偏差・搬送波周波数偏差補償処理を行う場合には、以下に述べるような問題がある。
　差動符号化法では隣り合うシンボル間の遷移に対してビット列を割り当てるため、１個のシンボルに誤りが発生した場合、その直前のシンボルからの遷移と、その直後のシンボルへの遷移との両方に誤りが生じることになる。その結果、差動符号を用いる場合は、差動符号を用いない場合に比べて、ビット誤り率（Ｂｉｔ　Ｅｒｒｏｒ　Ｒａｔｉｏ：ＢＥＲ）が増大するという問題がある。同一の光通信システムにおいて同一の伝送特性を得るために必要な光ＳＮＲ（Ｓｉｇｎａｌ−ｔｏ−Ｎｏｉｓｅ　Ｒａｔｉｏ）は、理論的には差動符号を用いる場合の方が３ｄＢだけ高くなる。これによって、光信号の光強度の増大による非線形光学効果のために伝送特性の劣化を招き、伝送可能距離が短縮するなどの問題が生じる。
　以上述べたように、関連する位相偏差・搬送波周波数偏差補償装置においては、並列処理を用いて補償処理を高速化すると、伝送特性が劣化するという問題があった。
　本発明の目的は、上述した課題である、並列処理を用いて補償処理を高速化すると伝送特性が劣化する、という課題を解決する位相偏差・搬送波周波数偏差補償装置および位相偏差・搬送波周波数偏差補償方法を提供することにある。
　本発明の位相偏差・搬送波周波数偏差補償装置は、信号分割部と、前処理用補償回路と、複数の後処理用補償回路と、信号結合部と、補正量算出部と、信号補正部とを有し、信号分割部は、入力信号を所定の時間間隔でフレームに分割し、フレームを前処理用補償回路及び複数の後処理用補償回路に分配し、前処理用補償回路及び後処理用補償回路は、入力された信号に対する位相補償量を算出し、位相補償量によって入力された信号を補償した補償回路出力信号と位相補償量を出力し、信号結合部は、後処理用補償回路から取得した補償回路出力信号を信号分割部に入力された順番に再配列した再配列信号を出力し、補正量算出部は、前処理用補償回路及び後処理用補償回路から取得した位相補償量に基づき補正量を算出し、信号補正部は、補正量を用いて再配列信号の位相を補正する。
　本発明の位相偏差・搬送波周波数偏差補償方法は、入力信号を所定の時間間隔でフレームに分割し、フレームのうち第１のフレームに属する入力信号に対して第１の位相補償量を算出し、第１のフレームに後続する第２のフレームに属する入力信号に対して、第１の位相補償量を初期値として第２の位相補償量を算出し、第２の位相補償量によって入力された信号を補償した補償回路出力信号を算出し、補償回路出力信号を入力信号の順番に再配列した再配列信号を出力し、同一のフレームに対する第１の位相補償量および第２の位相補償量に基づき補正量を算出し、補正量を用いて再配列信号の位相を補正する。
　本発明の位相偏差・搬送波周波数偏差補償装置によれば、伝送特性の劣化を招くことなく、並列処理を用いた高速な補償処理を行うことができる。
図１は本発明の第１の実施形態に係る位相偏差・搬送波周波数偏差補償装置の構成を示すブロック図である。
図２は本発明の第１の実施形態に係る位相偏差・搬送波周波数偏差補償装置においてフレームを分配する際のタイミングチャートである。
図３は本発明の第１の実施形態に係る別の位相偏差・搬送波周波数偏差補償装置の構成を示すブロック図である。
図４は本発明の第１の実施形態に係る別の位相偏差・搬送波周波数偏差補償装置においてフレームを分配する際のタイミングチャートである。
図５は本発明の第１の実施形態に係る前／後処理用補償回路の構成を示すブロック図である。
図６は本発明の第１の実施形態に係る前処理用補償回路が推定する位相補償量の時間変化を示す図である。
図７は本発明の第１の実施形態に係る後処理用補償回路が推定する位相補償量の時間変化を示す図である。
図８は本発明の第２の実施形態に係る位相偏差・搬送波周波数偏差補償装置の構成を示すブロック図である。
図９は本発明の第２の実施形態に係る位相偏差・搬送波周波数偏差補償装置においてフレームを分配する際のタイミングチャートである。
図１０は本発明の第２の実施形態に係る前処理用補償回路が推定する位相補償量の時間変化を示す図である。
図１１は本発明の第２の実施形態に係る後処理用補償回路が推定する位相補償量の時間変化を示す図である。
図１２は本発明の第３の実施形態に係る位相偏差・搬送波周波数偏差補償装置の構成を示すブロック図である。
図１３は本発明の第４の実施形態に係る位相偏差・搬送波周波数偏差補償装置の構成を示すブロック図である。
図１４は本発明の第４の実施形態に係る後処理用補償回路が推定する位相補償量の時間変化を示す図である。
図１５はＱＰＳＫのコンスタレーションとシンボルマッピングの一例を示す図である。
図１６Ａは光位相偏差が存在する場合のＱＰＳＫのコンスタレーションとシンボルマッピングの一例を示す図である。
図１６Ｂは光搬送波周波数偏差が存在する場合のＱＰＳＫのコンスタレーションの一例を示す図である。
図１７は関連するフィードフォワード型位相偏差・搬送波周波数偏差補償回路の構成を示すブロック図である。
図１８は関連する位相誤差検出部の構成を示すブロック図である。
図１９は位相補償量の推定値の時間変化を示す図である。
図２０は関連する２並列化補償回路の構成を示すブロック図である。
図２１は関連する２並列化補償回路においてフレームを分配する際のタイミングチャートである。
図２２は関連する２並列化補償回路により推定される位相補償量の期待値の時間変化を示す図である。
図２３は関連する２並列化補償回路により推定される位相補償量の時間変化を示す図である。
図２４は差動符号化法を適用したＱＰＳＫのコンスタレーションとシンボルマッピングの一例を示す図である。
図２５は関連する差動符号化法を用いた２並列化補償回路の構成を示すブロック図である。
図２６は関連する差動符号化法を用いた２並列化補償回路においてフレームを分配する際のタイミングチャートである。
図２７関連する差動符号化法を用いた２並列化補償回路により推定される位相補償量の時間変化を示す図である。
　以下に、図面を参照しながら、本発明の実施形態について説明する。
　〔第１の実施形態〕
　図１は、本発明の第１の実施形態に係る位相偏差・搬送波周波数偏差補償装置１００の構成を示すブロック図である。位相偏差・搬送波周波数偏差補償装置１００は、信号分割部１１０と、前処理用補償回路１２０と、複数の後処理用補償回路１３０と、信号結合部１４０と、補正量算出部１５０、及び信号補正部１６０とを有する。信号分割部１１０に入力された入力信号は、前処理用補償回路１２０及び複数の後処理用補償回路１３０のそれぞれに分配され、複数の後処理用補償回路１３０によって信号処理が並列化されている。図１中、実線は入力信号の流れを、点線は位相補償量の流れを示す。
　以下の説明では図１に示すように、後処理用補償回路１３０が第１の後処理用補償回路１３１と第２の後処理用補償回路１３２を備えており、位相偏差・搬送波周波数偏差補償装置の並列数が「２」である場合について説明する。しかし並列数はこれに限らず、後に示すように並列数を「３」またはそれ以上とした場合であっても本発明を適用することができる。また図１では、前処理用補償回路１２０も第１の前処理用補償回路１２１と第２の前処理用補償回路１２２を備えた構成とした場合を示す。なお以下の説明では、位相偏差・搬送波周波数偏差補償装置１００のことを並列化補償装置１００と呼ぶ場合がある。
　信号分割部１１０は並列化補償装置１００の入力信号を所定の時間間隔のフレームに分割し、各フレームを第１の前処理用補償回路１２１及び第２の前処理用補償回路１２２と、第１の後処理用補償回路１３１及び第２の後処理用補償回路１３２にそれぞれ分配する。
　前処理用補償回路１２０および後処理用補償回路１３０は、後述するように位相補償量を推定し、推定した位相補償量によって入力された信号を補償した補償回路出力信号と位相補償量を出力する。複数の後処理用補償回路１３０のうち、第１の後処理用補償回路１３１は第２の前処理用補償回路１２２から位相補償量を取得し、取得した位相補償量を初期値として入力された信号に対する位相補償量を推定する。また、第２の後処理用補償回路１３２は他の後処理用補償回路としての第１の後処理用補償回路１３１から位相補償量を取得し、取得した位相補償量を初期値として入力された信号に対する位相補償量を推定する。ここで、第１の前処理用補償回路１２１及び第２の前処理用補償回路１２２の出力信号は廃棄され、第１の後処理用補償回路１３１及び第２の後処理用補償回路１３２の出力信号のみが信号結合部１４０に送られる。
　信号結合部１４０は、第１の後処理用補償回路１３１及び第２の後処理用補償回路１３２からの補償回路出力信号を、信号分割部１１０に入力された順番に並べ直し、再配列信号として出力する。補正量算出部１５０は、第２の前処理用補償回路１２２及び第２の後処理用補償回路１３２より通知される位相補償量から位相補償量の補正量を算出し、この補正量を信号補正部１６０に通知する。信号補正部１６０は、補正量算出部１５０から通知される補正量を用いて、再配列信号の対応するフレームに属するシンボルの位相を補正する。
　図２は、信号分割部１１０が各補償回路にそれぞれ分配するフレームと、各フレームを分配するタイミングを示すタイミングチャートの一例である。信号分割部１１０は、同図中のＡ欄に示すように、入力信号をＮ個のシンボルを含むフレームに分割する。その後、各フレームを第１の前処理用補償回路１２１（Ｂ１欄）及び第２の前処理用補償回路１２２（Ｂ２欄）と、第１の後処理用補償回路１３１（Ｃ１欄）及び第２の後処理用補償回路１３２（Ｃ２欄）にそれぞれ分配する。すなわち、信号分割部はフレームをまず前処理用補償回路１２０に分配し、続くフレームを後処理用補償回路１３０に分配する処理を、処理時間単位（図２の場合は２Ｔ）毎に順次繰返し実行する。
　第１の前処理用補償回路１２１及び第１の後処理用補償回路１３１には奇数番号のフレーム（フレーム番号を２で割った余りが１であるフレーム）が分配される。また、第２の前処理用補償回路１２２及び後第２の後処理用補償回路１３２には偶数番号のフレーム（フレーム番号を２で割った余りが０であるフレーム）が分配される。
　図２に示すように、信号分割部１１０はフレームの処理時間単位２Ｔ毎に、第１の前処理用補償回路１２１（Ｂ１欄）、第２の前処理用補償回路１２２（Ｂ２欄）、第１の後処理用補償回路１３１（Ｃ１欄）、第２の後処理用補償回路１３２（Ｃ２欄）の順に、フレーム番号が１ずつ増大するタイミングで各フレームを分配する。ここで、１ＴはＮシンボル時間、すなわち１シンボル時間のＮ倍に相当する。
　具体的には、信号分割部１１０は時刻２Ｔから４Ｔにかけて第１の前処理用補償回路１２１にフレーム「１」を分配し（Ｂ１欄）、時刻４Ｔから６Ｔにかけて第２の前処理用補償回路１２２にフレーム「２」を分配する（Ｂ２欄）。次に、時刻６Ｔから８Ｔにかけて第１の後処理用補償回路１３１にフレーム「３」を分配し（Ｃ１欄）、最後に時刻８Ｔから１０Ｔにかけて第２の後処理用補償回路１３２にフレーム「４」を分配する（Ｃ２欄）。なおフレーム「０」はタイミング調整用のフレームであり、フレーム「０」に含まれるシンボルは全て信号としては無効のシンボルである。
　なお、前処理用補償回路または後処理用補償回路を３個以上備えた並列化補償装置の場合も、同様のタイミングで各フレームを各補償回路に分配すれば良い。図３に、前処理用補償回路１２０および後処理用補償回路１３０をそれぞれ３個ずつ備えた位相偏差・搬送波周波数偏差補償装置（並列化補償装置）１０１の構成を示す。また図４に、並列化補償装置１０１が備える信号分割部１１０が各補償回路にそれぞれ分配するフレームと、各フレームを分配するタイミングを示すタイミングチャートの一例を示す。同図に示すように、この場合、信号分割部１１０はフレームの処理時間単位３Ｔ毎に各フレームを分配することとすればよい。
　図５に、本実施形態の前処理用補償回路１２０及び後処理用補償回路１３０として共通に用いられる前／後処理用補償回路１７０の構成を示す。前／後処理用補償回路１７０の入力信号は２つに分岐され、一方は位相補償量を推定する位相補償量推定部１８０に入力され、他方は乗算器に入力される。位相補償量推定部１８０は、位相誤差検出部１８１、フィルタ部１８２、位相補償量算出部１８３、および位相補償量設定部１８４を有する。
　本実施形態の前／後処理用補償回路１７０は、位相補償量設定部１８４を備えた構成とした点において、図１７に示した関連する位相偏差・搬送波周波数偏差補償回路５００の構成と異なる。また前／後処理用補償回路１７０では、位相補償量推定部１８０が推定した位相補償量φを他の前／後処理用補償回路１７１に通知可能な構成としている。
　位相誤差検出部１８１は位相偏差の単位時間当たりの変化、すなわち隣り合う２個のシンボル間の位相偏差の変化を検出する。位相誤差検出部１８１には、図１８に示したＭ乗法アルゴリズム（Ｍ−ｔｈ　Ｐｏｗｅｒ　Ａｌｇｏｒｉｔｈｍ）を用いることができる。位相誤差検出部１８１の出力はフィルタ部１８２に送られ、フィルタ部１８２において雑音成分が除去される。フィルタ部１８２の出力は位相補償量算出部１８３に送られ、実際の位相補償量、すなわちコンスタレーションの回転量が算出される。位相補償量算出部１８３は具体的には積分回路により構成することができる。
　位相補償量設定部１８４は、他の前／後処理用補償回路１７２から通知された位相補償量φ０を受け取る。そして、位相補償量算出部１８３がフレームの先頭シンボルの補償処理を開始する際に、このφ０を位相補償量の初期値（初期位相補償量）として位相補償量算出部１８３に設定する。
　前／後処理用補償回路１７０は、位相補償量算出部１８３により算出された位相補償量φだけの逆回転を与える複素数（ｅｘｐ（−ｉφ）で表される）と入力信号との積を、補償後の信号である補償回路出力信号として出力する。
　次に、本実施形態による並列化補償装置１００の動作について説明する。図２に示すように、第１の前処理用補償回路１２１は、時刻２Ｔから４Ｔにかけてフレーム「１」に属するシンボルを受け取ると（Ｂ１欄）、位相補償量を推定し、推定した位相補償量による入力信号の補償を実行する。ここで、第１の前処理用補償回路１２１の位相補償量の初期値は常に「０」とする。第１の前処理用補償回路１２１は推定した位相補償量を第２の前処理用補償回路１２２に通知する。
　第２の前処理用補償回路１２２はフレーム「２」の先頭シンボルを時刻４Ｔに受け取る（Ｂ２欄）。このとき第２の前処理用補償回路１２２の位相補償量設定部１８４は、時刻４Ｔに第１の前処理用補償回路１２１から通知される位相補償量φ０（フレーム「１」の最後尾シンボルに対する位相補償量）を位相補償量の初期値として設定する。第２の前処理用補償回路１２２の位相補償量算出部１８３は初期値φ０を用いて位相補償量を推定し、推定した位相補償量によって入力信号の補償を実行する。ここで図１に示すように、第２の前処理用補償回路１２２は推定した位相補償量を第１の後処理用補償回路１３１と補正量算出部１５０の双方に通知する。なお、上述したように、第１の前処理用補償回路１２１及び第２の前処理用補償回路１２２の出力信号は廃棄されるので、フィードフォワード型の補償回路を用いる場合は、入力信号の位相補償処理は実行しないこととしてもよい。
　図６に、第１の前処理用補償回路１２１及び第２の前処理用補償回路１２２が推定する位相補償量の時間変化を示す。ここで入力信号は、並列化されていない補償化回路５００を用いて位相補償量を推定したとき（図１９参照）の入力信号と同一とした。同図中、実線は第１の前処理用補償回路１２１により推定される位相補償量を、点線は第２の前処理用補償回路１２２により推定される位相補償量をそれぞれ示す。また一点鎖線は第１の前処理用補償回路１２１および第２の前処理用補償回路１２２によりそれぞれ推定される位相補償量の期待値である。
　図６に示すように、第１の前処理用補償回路１２１が推定する位相補償量はフレームの先頭シンボルに対しては常に「０」となる。これは上述したように、第１の前処理用補償回路１２１の位相補償量の初期値は常に「０」としているからである。
　ここで、第１の前処理用補償回路１２１がフレームの最後尾シンボルに対して推定する位相補償量は、第２の前処理用補償回路１２２に通知され、第２の前処理用補償回路１２２の位相補償量の初期値として設定される。そのため、第１の前処理用補償回路１２１が処理する奇数番号フレームの先頭シンボルから第２の前処理用補償回路１２２が処理する偶数番号フレームの最後尾シンボルまでに対する位相補償量の推定値は連続的に時間変化する。しかし、上述したように第１の前処理用補償回路１２１の位相補償量の初期値は常に「０」であるので、偶数番号フレームの最後尾シンボルに対する位相補償量と奇数番号フレームの先頭シンボルに対する位相補償量は不連続となる。
　一方、第１の後処理用補償回路１３１は時刻６Ｔにフレーム「３」の先頭シンボルを受け取る（図２のＣ１欄参照）。このとき、第１の後処理用補償回路１３１の位相補償量設定部１８４は時刻６Ｔに第２の前処理用補償回路１２２から通知された位相補償量（フレーム「２」の最後尾シンボルに対する位相補償量）を位相補償量の初期値として設定する。第１の後処理用補償回路１３１はこの初期値を用いて位相補償量を推定し、推定した位相補償量により入力信号を補償する処理を実行する。この処理の終了後、第１の後処理用補償回路１３１は入力信号を補償した信号を信号結合部１４０に出力し、推定した位相補償量を第２の後処理用補償回路１３２に通知する。
　第２の後処理用補償回路１３２は時刻８Ｔにフレーム「４」の先頭シンボルを受け取る（図２のＣ２欄参照）。このとき、第２の後処理用補償回路１３２の位相補償量設定部１８４は時刻８Ｔに第１の後処理用補償回路１３１から通知された位相補償量（フレーム「３」の最後尾シンボルに対する位相補償量）を位相補償量の初期値として設定する。第２の後処理用補償回路１３２はこの初期値を用いて位相補償量を推定し、推定した位相補償量により入力信号を補償する処理を実行する。この処理の終了後、第２の後処理用補償回路１３２は入力信号を補償した信号を信号結合部１４０に出力し、推定した位相補償量を補正量算出部１５０に通知する。
　図７に、第１の後処理用補償回路１３１及び第２の後処理用補償回路１３２が推定する位相補償量の時間変化を示す。ここで入力信号は図６における場合と同様に、並列化されていない補償化回路５００を用いて位相補償量を推定したとき（図１９参照）の入力信号と同一とした。同図中、実線は第１の後処理用補償回路１３１により推定される位相補償量を、点線は第２の後処理用補償回路１３２により推定される位相補償量をそれぞれ示す。また一点鎖線は第１の後処理用補償回路１３１および第２の後処理用補償回路１３２によりそれぞれ推定される位相補償量の期待値である。
　図７に示すように、第１の後処理用補償回路１３１及び第２の後処理用補償回路１３２がフレーム「１」及びフレーム「２」に属するシンボルに対して推定する位相補償量は、第１及び第２の前処理用補償回路が推定する位相補償量と一致する。これは、第１の前処理用補償回路１２１及び第２の前処理用補償回路１２２がフレーム「０」を処理し、第２の前処理用補償回路１２２が位相補償量の初期値として「０」を第１の後処理用補償回路１３１に通知するからである。
　次に、第１及び第２の後処理用補償回路がフレーム「３」及びフレーム「４」に属するシンボルに対して推定する位相補償量は、第１及び第２の前処理用補償回路がフレーム「１」及び「２」に対して推定した位相補償量と時刻２Ｔにおいて連続的に繋がる。これは、第２の前処理用補償回路１２２がフレーム「２」における最後尾のシンボルに対して推定した位相補償量が、第１の後処理用補償回路１３１における位相補償量の初期値となるからである。
　以上より図７に示すように、時刻０から４Ｔにかけての各シンボルに対する第１及び第２の後処理用補償回路による位相補償量の推定値は期待値に一致する。しかし、時刻４Ｔ以降のシンボルに対する第１の後処理用補償回路１３１及び第２の後処理用補償回路１３２による位相補償量の推定値は期待値と一致しなくなる。これは、第１の前処理用補償回路１２１における位相補償量の初期値を常に「０」としているからである。
　次に補正量算出部１５０の動作を説明する。補正量算出部１５０はまず、第２の前処理用補償回路１２２及び第２の後処理用補償回路１３２が同一フレームに属する任意の同一シンボル（例えば、最後尾のシンボル）に対して推定した位相補償量の差Δφを算出する。そして、この位相補償量の差Δφについて、第２の後処理用補償回路１３２が処理する任意のフレーム「ａ」までの総和Ｓａを計算する。この総和Ｓａを、第２の後処理用補償回路１３２がフレーム「ａ」の次に処理するフレームと、その１つ前の第１の後処理用補償回路１３１が処理するフレームに属するシンボルに対する位相補償量の補正量として出力する。なお補正量の初期値は「０」とする。
　例えば、フレーム「１」及びフレーム「２」に属するシンボルに対する位相補償量の補正量は「０」となる。これは、第２の前処理用補償回路１２２がフレーム「０」の最後尾シンボルに対して推定した位相補償量と、第２の後処理用補償回路１３２がフレーム「０」の最後尾シンボルに対して推定した位相補償量の差は「０」となるからである。
　また、フレーム「３」及びフレーム「４」に属するシンボルに対する位相補償量の補正量は以下のように求まる。第２の前処理用補償回路１２２がフレーム「２」の最後尾シンボルに対して推定した位相補償量と、第２の後処理用補償回路１３２がフレーム「２」の最後尾シンボルに対して推定した位相補償量の差は「０」となる。この値に、前述のフレーム「１」及びフレーム「２」に属するシンボルに対する位相補償量の補正量「０」を加えた値が求める補正量であるから、その値は「０」となる。このことは、図７に示したように、時刻０から４Ｔにかけての各シンボルに対する位相補償量の推定値が期待値と一致することと合致している。
　次に、フレーム「５」及びフレーム「６」に属するシンボルに対する位相補償量の補正量について説明する。第２の前処理用補償回路１２２がフレーム「４」の最後尾シンボルに対して推定した位相補償量と、第２の後処理用補償回路１３２がフレーム「４」の最後尾シンボルに対して推定した位相補償量の差は「０」とはならない。求める補正量は、このときの位相補償量の差に、上述したフレーム「３」及びフレーム「４」に属するシンボルに対する位相補償量の補正量である「０」を加えた値となる。以降の各フレームの位相補償量に対する補正量についても、同様に求めることができる。
　以上説明したように位相補償量の補正量を計算により求めることができるのは、以下の理由からである。すなわち、位相補償量の推定値は期待値を平行移動した値にほぼ等しく、かつ、フレーム毎の平行移動量は第２の前処理用補償回路１２２と第２の後処理用補償回路１３２が推定する同一フレームに属する同一シンボルに対する位相補償量の差に等しいからである。
　信号補正部１６０は、補正量算出部１５０から通知された補正量だけ、その補正量に対応するフレームに属するシンボルの位相を加減算する処理を行う。それによって信号補正部１６０は、それらのシンボルに対する位相補償量の期待値により補償された信号を出力することができる。
　上述の説明では、各フレームにおける最後尾のシンボルに対する位相補償量を用いて補正量を算出することとした。しかしこれに限らず、位相補償量の推定値がその期待値を平行移動した値となる範囲にあるシンボルに対する位相補償量であれば、本実施形態で用いることができる。また、同一フレームの同一シンボルに対する位相補償量の差は常に２π／Ｍラジアンの整数倍となることが知られている。そこで、位相補償量の差を２π／Ｍラジアンの整数倍のうち最も近い値に丸める端数処理を実行することにより、補正量に誤差が生じることを回避することができる。ここでＭは位相変調方式の多値数であり、ＱＰＳＫ方式の場合はＭ＝４、８ＰＳＫ方式の場合はＭ＝８である。
　以上説明したように、本実施形態の位相偏差・搬送波周波数偏差補償装置（並列化補償装置）１００によれば、差動符号化法を用いる必要がないため、伝送特性の劣化を招くことなく、並列処理を用いた高速な補償処理を行うことができる。
　〔第２の実施形態〕
　次に、本発明の第２の実施形態について説明する。図８は、本発明の第２の実施形態に係る位相偏差・搬送波周波数偏差補償装置２００の構成を示すブロック図である。位相偏差・搬送波周波数偏差補償装置２００の構成は、第１の前処理用補償回路１２１を備えていない点で第１の実施形態に係る位相偏差・搬送波周波数偏差補償装置１００と異なり、他の構成は同一である。なお以下の説明では、位相偏差・搬送波周波数偏差補償装置２００のことを並列化補償装置２００という場合がある。
　図９は、本実施形態において信号分割部１１０が各補償回路にそれぞれ分配するフレームと、各フレームを分配するタイミングを示すタイミングチャートの一例である。信号分割部１１０は、同図中のＡ欄に示すように、入力信号をＮ個のシンボルを含むフレームに分割する。その後、各フレームを第２の前処理用補償回路１２２（Ｂ２欄）と、第１の後処理用補償回路１３１（Ｃ１欄）及び第２の後処理用補償回路１３２（Ｃ２欄）にそれぞれ分配する。図２と図９からわかるように、本実施形態において信号分割部１１０が入力信号を分配する方法は、第１の前処理用補償回路１２１に信号を分配しない点を除いて、第１の実施形態における方法と同一である。また各補償回路の動作は、第２の前処理用補償回路１２２の位相補償量の初期値、すなわちフレームの先頭シンボルに対する位相補償量が「０」である点を除いて、第１の実施形態における場合と同一である。
　図１０に、第２の前処理用補償回路１２２が推定する位相補償量の時間変化を示す。また図１１に、第１の後処理用補償回路１３１及び第２の後処理用補償回路１３２が推定する位相補償量の時間変化を示す。ここで入力信号はそれぞれ、第１の実施形態と同様に、並列化されていない補償化回路５００を用いて位相補償量を推定したとき（図１９参照）の入力信号と同一とした。図１０中、点線は第２の前処理用補償回路１２２により推定される位相補償量を示す。図１１中、実線は第１の後処理用補償回路１３１により推定される位相補償量を、点線は第２の後処理用補償回路１３２により推定される位相補償量をそれぞれ示す。また図１０、１１において、一点鎖線は各補償回路によりそれぞれ推定される位相補償量の期待値である。
　図１１からわかるように、本実施形態による並列化補償装置２００においては、時刻２Ｔ以降で位相補償量の推定値がその期待値と一致しなくなる。しかし、第１の実施形態による並列化補償装置１００と同様に、並列化補償装置２００は位相補償量の補正量を算出した後に出力信号の位相を補正する構成としている。そのため、位相補償量の推定値とその期待値の不一致を補正することができ、伝送特性の劣化を招くことなく、並列処理を用いた高速な補償処理を行うことができる。
　本実施形態によれば、第１の実施形態における第１の前処理用補償回路１２１を構成する必要が無いため回路規模を削減することができる。そのため、並列処理を用いた高速な補償処理を、低消費電力および低製造コストで実現することができる。
　〔第３の実施形態〕
　次に、本発明の第３の実施形態について説明する。図１２は、本発明の第３の実施形態に係る位相偏差・搬送波周波数偏差補償装置３００の構成を示すブロック図である。第１の実施形態による位相偏差・搬送波周波数偏差補償装置１００においては、第２の前処理用補償回路１２２及び第２の後処理用補償回路１３２が推定する位相補償量を補正量算出部１５０に通知する構成としている（図１参照）。それに対して本実施形態による位相偏差・搬送波周波数偏差補償装置３００は、図１２に示すように、さらに第１の前処理用補償回路１２１及び第１の後処理用補償回路１３１が推定する位相補償量も補正量算出部３５０に通知する構成とした。補正量算出部３５０は、後述するように、通知を受けた各位相補償量から補正量を算出する。他の構成および動作は第１の実施形態における場合と同じである。
　本実施形態における信号分割部１１０が各補償回路にフレームを分配する方法は、第１の実施形態における場合と同じである。すなわち、各フレームを分配するタイミングを示すタイミングチャートは図２と同じになる。
　本実施形態における補正量算出部３５０は、第２の前処理用補償回路１２２及び第２の後処理用補償回路１３２が推定する位相補償量に加え、第１の前処理用補償回路１２１及び第１の後処理用補償回路１３１が推定する位相補償量に基づいて補正量を算出する。例えば、第２の前処理用補償回路１２２及び第２の後処理用補償回路１３２から通知された位相補償量から個別補正量として第１の補正量を算出する。また、第１の前処理用補償回路１２１及び第１の後処理用補償回路１３１から通知された位相補償量から個別補正量として第２の補正量を算出する。ここで補正量算出部３５０は、前処理用補償回路及び後処理用補償回路からそれぞれ取得した位相補償量の差分から求まる値の積算値を個別補正量とする。そして第１の補正量と第２の補正量の平均値を補正量として信号補正部１６０に通知する構成とすることができる。これによって、より高精度な補正処理を行うことが可能となる。
　また、本実施形態による位相偏差・搬送波周波数偏差補償装置を３並列以上の構成とした場合は、例えば、多数決方式などを用いて複数の補正量から最も確からしい補正量を選択することとしてもよい。
　以上説明したように、本実施形態によれば並列処理を用いた高速な補償処理を、より高精度で実現することができる。
　〔第４の実施形態〕
　次に、本発明の第４の実施形態について説明する。図１３は、本発明の第４の実施形態に係る位相偏差・搬送波周波数偏差補償装置（並列化補償装置）４００の構成を示すブロック図である。並列化補償装置４００は、信号分割部１１０と、前処理用補償回路１２０と、複数の後処理用補償回路１３０と、位相補償量補正部４１０と、信号結合部１４０、及び補正量算出部４５０とを有する。並列化補償装置４００は、前処理用補償回路１２０と後処理用補償回路１３０に接続された位相補償量補正部４１０を備える点で第１の実施形態による並列化補償装置１００と異なる。前処理用補償回路１２０、後処理用補償回路１３０、信号結合部１４０、及び補正量算出部４５０のそれぞれの内部の動作は、第１の実施形態の並列化補償装置１００におけるものと同じである。また、並列化補償装置１００における信号補正部１６０は、本実施形態の並列化補償装置４００では不要となる。
　次に、本実施形態における並列化補償装置４００の動作について説明する。信号分割部１１０に入力された入力信号は、前処理用補償回路１２０及び複数の後処理用補償回路１３０のそれぞれに分配され、複数の後処理用補償回路１３０によって信号処理が並列化されている。以下の説明では図１３に示すように、後処理用補償回路１３０が第１の後処理用補償回路１３１及び第２の後処理用補償回路１３２を備えており、並列化補償装置の並列数が「２」である場合について説明する。
　位相補償量補正部４１０に接続された第２の前処理用補償回路１２２は、推定した位相補償量を位相補償量補正部４１０に通知する。また、補正量算出部４５０は、第２の前処理用補償回路１２２及び第２の後処理用補償回路１３２より通知される位相補償量から位相補償量の補正量を算出し、この補正量を位相補償量補正部４１０に通知する。
　位相補償量補正部４１０は、第２の前処理用補償回路１２２から受け取った位相補償量の推定値に、補正量算出部４５０から通知された補正量を加減算した値を補正位相補償量として第１の後処理用補償回路１３１に通知する。このとき位相補償量補正部４１０は、通知された補正量に対応するフレームに属するシンボルに対する位相補償量の推定値に対して補正を行う。第１の後処理用補償回路１３１は、位相補償量補正部４１０から取得した補正位相補償量を初期値として入力された信号に対する位相補償量を算出する。
　並列化補償装置４００における第１の前処理用補償回路１２１及び第２の前処理用補償回路１２２が推定する位相補償量の時間変化は、第１の実施形態における場合と同じく、図６に示した通りとなる。ここで入力信号は、並列化されていない補償化回路５００を用いて位相補償量を推定したとき（図１９参照）の入力信号と同一である。
　一方、第１の後処理用補償回路１３１及び第２の後処理用補償回路１３２が推定する位相補償量の時間変化は、図１４に示すようになる。同図中、実線は第１の後処理用補償回路１３１により推定される位相補償量を、点線は第２の後処理用補償回路１３２により推定される位相補償量をそれぞれ示す。
　図１４から明らかなように、第１の後処理用補償回路１３１及び第２の後処理用補償回路１３２が推定する位相補償量の時間変化は期待値と完全に一致する。これは、本実施形態の並列化補償装置４００においては、第１の後処理用補償回路１３１の位相補償量の初期値に対して、位相補償量補正部４１０によって補正処理を実行する構成としているからである。
　本実施形態によれば、第１から第３の実施形態における信号補正部１６０が不要になるので、回路規模を削減することができる。そのため、並列処理を用いた高速な補償処理を、低消費電力および低製造コストで実現することができる。
　上述した実施形態では、位相偏差・搬送波周波数偏差補償装置（並列化補償装置）の並列数が「２」である場合について具体的な動作の説明を行ったが、並列数を「３」以上とした場合であっても本発明を適用することができる。
　本発明は上記実施形態に限定されることなく、特許請求の範囲に記載した発明の範囲内で、種々の変形が可能であり、それらも本発明の範囲内に含まれるものであることはいうまでもない。
　この出願は、２０１０年２月９日に出願された日本出願特願２０１０−０２６７０１を基礎とする優先権を主張し、その開示の全てをここに取り込む。
　１００、１０１、２００、３００、４００　位相偏差・搬送波周波数偏差補償装置（並列化補償装置）
　１１０、５２１　信号分割部
　１２０　前処理用補償回路
　１２１　第１の前処理用補償回路
　１２２　第２の前処理用補償回路
　１３０　後処理用補償回路
　１３１　第１の後処理用補償回路
　１３２　第２の後処理用補償回路
　１４０、５２３　信号結合部
　１５０、３５０、４５０　補正量算出部
　１６０　信号補正部
　１７０、１７１、１７２　前／後処理用補償回路
　１８０　位相補償量推定部
　１８１、５１１　位相誤差検出部
　１８２、５１２　フィルタ部
　１８３、５１３　位相補償量算出部
　１８４　位相補償量設定部
　４１０　位相補償量補正部
　５００　関連する位相偏差・搬送波周波数偏差補償回路
　５１０　位相補償量推定回路
　５２０、５３０　関連する２並列化補償回路
　５２２−１　第１の補償回路
　５２２−２　第２の補償回路
　５３１　差動符号復調部

Claims (10)

  1. 信号分割部と、前処理用補償回路と、複数の後処理用補償回路と、信号結合部と、補正量算出部と、信号補正部とを有し、
    　前記信号分割部は、入力信号を所定の時間間隔でフレームに分割し、前記フレームを前記前処理用補償回路及び複数の前記後処理用補償回路に分配し、
    　前記前処理用補償回路及び前記後処理用補償回路は、入力された信号に対する位相補償量を算出し、前記位相補償量によって入力された信号を補償した補償回路出力信号と前記位相補償量を出力し、
    　前記信号結合部は、前記後処理用補償回路から取得した前記補償回路出力信号を前記信号分割部に入力された順番に再配列した再配列信号を出力し、
    　前記補正量算出部は、前記前処理用補償回路及び前記後処理用補償回路から取得した前記位相補償量に基づき補正量を算出し、
    　前記信号補正部は、前記補正量を用いて前記再配列信号の位相を補正する
    位相偏差・搬送波周波数偏差補償装置。
  2. 請求項１に記載した位相偏差・搬送波周波数偏差補償装置において、
    　前記複数の後処理用補償回路のうち一の後処理用補償回路は、他の後処理用補償回路または前記前処理用補償回路から前記位相補償量を取得し、取得した位相補償量を初期値として入力された信号に対する位相補償量を算出する位相偏差・搬送波周波数偏差補償装置。
  3. 請求項１または２に記載した位相偏差・搬送波周波数偏差補償装置において、
    　前処理用補償回路または前記後処理用補償回路は、位相補償量推定部と乗算器を有し、
    　前記位相補償量推定部は、位相誤差検出部と、フィルタ部と、位相補償量算出部と、位相補償量設定部とを備え、
    　前記位相誤差検出部は、入力信号の隣り合う２個の信号間における位相偏差の変化を検出し、
    　前記フィルタ部は、前記位相誤差検出部から出力された信号に含まれる雑音成分を除去し、
    　前記位相補償量算出部は、前記位相補償量設定部が他の前処理用補償回路または前記後処理用補償回路から取得した初期位相補償量に基づいて位相補償量を算出し、
    　前記乗算器は、前記位相補償量だけの逆回転を付与する複素数と入力信号との積を算出し、前記補償回路出力信号として出力する位相偏差・搬送波周波数偏差補償装置。
  4. 請求項１から３のいずれか一項に記載した位相偏差・搬送波周波数偏差補償装置において、
    　前記前処理用補償回路及び前記後処理用補償回路は複数の組を構成し、
    　前記補正量算出部は、各組の前記前処理用補償回路及び前記後処理用補償回路からそれぞれ取得した前記位相補償量の差分から求まる値の積算値を各組ごとの個別補正量とし、
    　複数の前記個別補正量に基づいて前記補正量を算出する位相偏差・搬送波周波数偏差補償装置。
  5. 信号分割部と、前処理用補償回路と、複数の後処理用補償回路と、位相補償量補正部と、信号結合部と、補正量算出部とを有し、
    　前記信号分割部は、入力信号を所定の時間間隔でフレームに分割し、前記フレームを前記前処理用補償回路及び複数の前記後処理用補償回路に分配し、
    　前記前処理用補償回路及び前記後処理用補償回路は、入力された信号を補償する位相補償量を算出し、前記位相補償量によって入力された信号を補償した補償回路出力信号と前記位相補償量を出力し、
    　前記信号結合部は、前記後処理用補償回路から取得した前記補償回路出力信号を前記信号分割部に入力された順番に再配列して出力し、
    　前記補正量算出部は、前記前処理用補償回路及び前記後処理用補償回路から取得した前記位相補償量に基づき補正量を算出し、
    　前記位相補償量補正部は、前記前処理用補償回路から取得した前記位相補償量を前記補正量に基づいて補正した補正位相補償量を前記後処理用補償回路に出力する
    位相偏差・搬送波周波数偏差補償装置。
  6. 請求項５に記した位相偏差・搬送波周波数偏差補償装置において、
    　前記複数の後処理用補償回路のうち一の前記後処理用補償回路は、前記位相補償量補正部から前記補正位相補償量を取得し、前記補正位相補償量を初期値として入力された信号に対する位相補償量を算出する位相偏差・搬送波周波数偏差補償装置。
  7. 請求項１から６のいずれか一項に記載した位相偏差・搬送波周波数偏差補償装置において、
    　前記信号分割部は、前記フレームを前記前処理用補償回路に分配し、続く前記フレームを前記後処理用補償回路に分配する処理を、処理時間単位毎に順次繰返し実行する位相偏差・搬送波周波数偏差補償装置。
  8. 請求項１から７のいずれか一項に記載した位相偏差・搬送波周波数偏差補償装置において、
    　前記補正量算出部は、前記前処理用補償回路及び前記後処理用補償回路からそれぞれ取得した前記位相補償量の差分から求まる値の積算値を前記補正量とする位相偏差・搬送波周波数偏差補償装置。
  9. 入力信号を所定の時間間隔でフレームに分割し、
    　前記フレームのうち第１のフレームに属する前記入力信号に対して第１の位相補償量を算出し、
    　前記第１のフレームに後続する第２のフレームに属する前記入力信号に対して、前記第１の位相補償量を初期値として第２の位相補償量を算出し、前記第２の位相補償量によって入力された信号を補償した補償回路出力信号を算出し、
    　前記補償回路出力信号を前記入力信号の順番に再配列した再配列信号を出力し、
    　同一の前記フレームに対する第１の位相補償量および第２の位相補償量に基づき補正量を算出し、
    　前記補正量を用いて前記再配列信号の位相を補正する
    位相偏差・搬送波周波数偏差補償方法。
  10. 入力信号を所定の時間間隔でフレームに分割し、
    　前記フレームのうち第１のフレームに属する前記入力信号に対して第１の位相補償量を算出し、
    　前記第１のフレームに後続する第２のフレームに属する前記入力信号に対して第２の位相補償量を算出し、
    　同一の前記フレームに対する前記第１の位相補償量および前記第２の位相補償量に基づき補正量を算出し、
    　前記第１の位相補償量を前記補正量に基づいて補正した補正位相補償量を算出し、
    　前記補正位相補償量を初期値として入力された信号に対する第３の位相補償量を算出し、
    　前記第３の位相補償量によって入力された信号を補償した補償回路出力信号を算出し、
    　前記補償回路出力信号を前記入力信号の順番に再配列した再配列信号を出力する
    位相偏差・搬送波周波数偏差補償方法。
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