JP2011015013A

JP2011015013A - 信号処理装置、光受信装置、検出装置および波形歪補償方法

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Publication number: JP2011015013A
Application number: JP2009155436A
Authority: JP
Inventors: Hisao Nakajima; 久雄中島
Original assignee: Fujitsu Ltd
Current assignee: Fujitsu Ltd
Priority date: 2009-06-30
Filing date: 2009-06-30
Publication date: 2011-01-20
Anticipated expiration: 2029-06-30
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Abstract

【課題】分散補償を適切に行なうこと。
【解決手段】受信光信号の強度と位相情報とを含む複数の光信号を光電変換して得られた複数のアナログ電気信号を、サンプリング信号を用いサンプリングすることにより変換された複数のデジタル電気信号を用いて、前記受信光信号の波長分散に相当する波形歪を補償する第１補償回路２４と、前記波長分散が補償されたデジタル電気信号から、前記サンプリング信号と前記受信光信号の変調周波数との位相ずれ検出出力値に基づき、前記第１補償回路における波長分散の補償量を制御する波長分散補償制御回路３０と、を具備する信号処理回路
【選択図】図３

Description

本発明は、信号処理装置、光受信装置、検出装置および波形歪補償方法に関し、例えば、波形歪を補償する信号処理装置、光受信装置、検出装置および波形歪補償方法に関する。

光通信システムにおいては、１波長あたり４０Ｇｂｉｔ／ｓや１００Ｇｂｉｔｐ／ｓを超える伝送レートの信号が伝送可能な光受信装置の開発が行なわれている。近年、光通信システムの受信方式として、デジタルコヒーレント受信方式が注目されている（例えば、非特許文献１）。デジタルコヒーレント方式は、光強度と位相情報をコヒーレント受信方式により抽出し、抽出された光強度と位相情報とをデジタル変換し、デジタル信号処理回路により復調を行なう方式である。

一方、光通信システムにおいては、波長分散等の分散補償が行なわれる。デジタルコヒーレント受信方式を用いた場合、デジタル信号処理技術を用いて伝送路の波長分散を補償することができる。しかし、受信装置にて伝送路の波長分散を推定し、補償することになる。分散補償の方法として、復号後の誤り訂正回路による訂正数に基づいて、すなわち訂正数が最小となるように分散補償量の設定を行なう方方が知られている（例えば、特許文献１〜３）。また、アナログクロック再生回路から再生されるクロックに応じて分散補償を最適化する方法が知られている（例えば、特許文献４）

特開２００２−２０８８９２号公報特開２００４−２３６０９７号公報特開２００８−５８６１０号公報特開２００７−６０５８３号公報

IEEE JTL, Vol. 24, pp. 12-21, 2006

しかしながら、訂正数に基づいて分散補償用の波形歪補償回路の分散補償量の設定を行なう方法では、受信装置が復号および誤り訂正まで行なってから分散補償量を再設定するため、最適な分散補償量を設定するまでに時間がかかる。また、アナログクロック再生回路を用いる方法では、アナログのクロック再生回路を用いることになる。デジタルコヒーレント受信方式を用いた光伝送システムでは、デジタル信号処理の波形歪補償により受信装置の残留分散耐力が大きいため、アナログでは波長分散補償量が大きくなりクロック再生は難しい。よって、デジタルコヒーレント受信方式にアナログクロック再生回路を用いた波長分散補償用の波形歪補償回路の分散補償量を設定することは難しい。このように、デジタルコヒーレント光受信装置において、分散補償を適切に行なうことが課題となっている。

本信号処理装置、光受信装置、検出装置および波形歪補償方法は、分散補償を適切に行なうことを目的とする。

例えば、受信光信号の強度と位相情報とを含む複数の光信号を光電変換して得られた複数のアナログ電気信号を、サンプリング信号を用いサンプリングすることにより変換された複数のデジタル電気信号を用いて、前記受信光信号の波長分散に相当する波形歪を補償する第１補償回路と、前記波長分散が補償されたデジタル電気信号から、前記サンプリング信号と前記受信光信号の変調周波数との位相ずれ検出出力値に基づき、前記第１補償回路における波長分散の補償量を制御する波長分散補償制御回路と、を具備する信号処理回路を用いる。

また、例えば、受信光信号の強度と位相情報とを含む複数の光信号を光電変換して得られた複数のアナログ電気信号を、サンプリング信号を用いサンプリングすることにより複数のデジタル電気信号に変換するＡＤ変換回路と、前記複数のデジタル電気信号から、前記受信光信号の波長分散に相当する波形歪を補償する第１補償回路と、前記波長分散が補償されたデジタル電気信号から、前記サンプリング信号と前記受信光信号の変調周波数の位相ずれ検出出力値に基づき、前記第１補償回路における波長分散の補償量を制御する波長分散補償制御回路と、を具備する光受信装置を用いる。

また、例えば、受信光信号の強度と位相情報とを含む複数の光信号を光電変換して得られた複数のアナログ電気信号を、サンプリング信号を用いサンプリングすることにより変換された複数のデジタル電気信号を用いて、前記受信光信号の波長分散に相当する波形歪を補償する第１補償回路と、前記波長分散が補償されたデジタル電気信号から、前記サンプリング信号と前記受信光信号の変調周波数との位相ずれ検出出力値に基づき、前記受信光信号の波長分散量を検出する検出回路と、を具備する検出装置を用いる。

また、例えば、受信光信号の強度と位相情報とを含む複数の光信号を光電変換して得られた複数のアナログ電気信号を、サンプリング信号を用いサンプリングすることにより変換された複数のデジタル電気信号の前記受信光信号の波長分散に相当する波形歪を補償するステップと、前記波長分散が補償されたデジタル電気信号から、前記サンプリング信号と受信光信号の変調周波数との位相ずれ検出出力値に基づき、前記波長分散を補償する補償量を制御するステップと、を含む波形歪補償方法を用いる。

本信号処理装置、光受信装置、検出装置および波形歪補償方法によれば、分散補償を適切に行なうことができる。

図１は、光受信装置を示すブロック図である。図２は、偏波ダイバシティ９０°ハイブリッド回路のブロック図である。図３は、波形歪補償回路周辺のブロック図である。図４は、波長分散補償回路の例を示すブロック図である。図５は、波長分散補償回路の別の例を示すブロック図である。図６は、適応等化型波形歪補償回路の例を示す図である。図７は、サンプリング位相ずれに対するサンプリング位相ずれ検出器の検出出力値を示す模式図である。図８は、波長分散補償のずれに対するサンプリング位相ずれ検出の感度を示す模式図である。図９は、実施例１の処理を示すフローチャートである。図１０は、実施例２の波形歪補償回路付近のブロック図である。図１１は、実施例３の波形歪補償回路付近のブロック図である。図１２は、実施例３の処理を示すフローチャートである。図１３は、実施例４の波長分散補償制御回路のブロック図である。図１４は、実施例４の最大最小検出回路が最大最小値を検出する方法を説明するための図である。図１５は、実施例５の波形歪補償回路付近のブロック図である。図１６は、実施例５の処理を示すフローチャートである。図１７は、実施例６の適用等化型波形歪補償回路のブロック図である。図１８は、図１６のステップＳ３２の処理を示すフローチャートである。図１９は、実施例７の光受信装置のブロック図である。図２０は、実施例８の波長分散検出装置のブロック図である。

以下、図面を参照して、本発明の実施例について説明する。

図１は、光受信装置を示すブロック図である。図１を参照して、受信光信号は、例えば波長多重された光信号を分波した単一波長の光信号である。受信光信号は、例えば４０Ｇｂｉｔ／ｓまたは１００Ｇｂｉｔ／ｓの伝送レートであり、ＱＰＳＫ（quadrature phase shift key）変調されている。受信光信号は偏波ダイバシティ９０度ハイブリッド回路４０において、局発光発振器４２から出力された局発光と混合され、受信光信号の２つの直交偏波の実部信号および虚部信号を抽出する。以下、実部信号をＩ相（In Phase）、虚部信号をＱ相（Quadrature phase）という。これにより、受信光信号は、強度と位相情報とを含む複数の光信号に分離される。

Ｏ／Ｅ（光電変換回路）４４は、偏波ダイバシティ９０°ハイブリッド回路４０が出力した各偏波のＩ相およびＱ相に対応する複数のアナログ光信号をそれぞれ複数のアナログ電気信号に変換する。ＡＤＣ(Analog Digital converter)２０は、Ｏ／Ｅ４４が変換した複数のアナログ電気信号を、サンプリング信号に同期したタイミングでサンプリングすることにより、それぞれ複数のデジタル電気信号に変換する。サンプリングクロック発生回路２２は、ＡＤＣ２０がＡＤ変換する際に用いるサンプリング信号を出力する。サンプリング周波数は、例えば受信光信号の変調周波数の２倍周波数である。ＡＤＣ２０の出力はデジタル信号処理回路１０に入力する。

デジタル信号処理回路１０は、波形歪補償回路１２、受信光信号搬送波と局発光との位相ずれを補償する搬送波周波数・位相同期回路１４、識別復調回路１６およびサンプリング位相ずれ検出回路２８を備えている。波形歪補償回路１２は、光信号が光伝送路を伝搬することにより生じた波形歪を補償する回路である。波形歪補償回路１２が補償する波形歪としては、波長分散、偏波の変動および偏波モード分散等がある。搬送波周波数・位相同期回路１４は、搬送波周波数と局発光の周波数または位相ずれによる位相回転を修正し、同期をとる。識別復調回路１６は、信号を識別し、ＱＰＳＫ変調前のデジタル信号に復調する。

図２は、偏波ダイバシティ９０°ハイブリッド回路４０のブロック図である。図２のように、偏波ダイバシティ９０°ハイブリッド回路４０は、２つの偏光ビームスプリッタ４６ａおよび４６ｂおよび２つの９０°ハイブリッド４８ａおよび４８ｂを備えている。偏光ビームスプリッタ４６ａおよび４６ｂは、それぞれ受信光信号および局発光を２つの偏波方向の光信号に分割する。９０°ハイブリッド４８ａおよび４８ｂは、それぞれの偏波方向の局発光を用い光信号からＩ相とＱ相を抽出する。

図３を用い、波形歪補償回路を詳細に説明する。波形歪補償回路１２は、第１補償回路として波長分散補償回路２４、第２補償回路として適応等化型波形歪補償回路２６および波長分散補償制御回路３０を備えている。波長分散補償回路２４は、波形歪のうち波長分散を補償する。このように、波長分散補償回路２４は、デジタル電気信号内の光信号の波長分散に相当する波形歪を補償する。適応等化型波形歪補償回路２６は、波長分散補償回路２４において残留した波形歪を適応等化的に補償する。例えば、偏波の変動、偏波分散モード、波長分散補償回路２４が補償できなかった波長分散を補償する。

図４は、波長分散補償回路２４の例を示すブロック図である。図４のように、波長分散補償回路２４はＦＩＲ（Finite Impulse Response）フィルタであり、遅延器５０、ＦＩＲ係数、乗算器５２および加算器５６を含んでいる。遅延器５０は信号を時間τ遅延させる。乗算器５２は、遅延した各信号とＦＩＲ係数Ｃ_ｋ（ｎ）とを乗算する。ここで、ｋは係数の数を示し、図４ではｋが１〜５の例を示している。係数の数は任意に設定することができる。加算器５６は、各乗算された信号を加算する。ＦＩＲ係数を適切に設定することにより、波長分散を補償することができる。

図５は、波長分散補償回路２４の別の例を示すブロック図である。図５において、波長分散補償回路２４は、時間−周波数領域変換部６０、周波数領域線形補償部６２および周波数−時間領域変換部６４を含んでいる。時間−周波数領域変換部６０は、入力された信号をＦＦＴ（Fast Fourier Transform）し、周波数領域の信号に変換する。周波数領域線形補償部６２は、周波数領域において、波長分散補償を行なう。周波数−時間領域変換部６４は波長分散補償された信号を逆ＦＦＴし時間領域の信号に変換する。このように、周波数領域において波長分散補償を行ってもよい。

図６は、適応等化型波形歪補償回路２６の例を示す図である。適応等化型波形歪補償回路２６は、ＦＩＲフィルタ７０ａ〜７０ｄ、加算器７２ａおよび７２ｂ、重み係数算出部７４を備えている。適応等化型波形歪補償回路２６には、平行偏波成分の信号Ｉｈ＋ｊＱｈと垂直偏波成分の信号Ｉｖ＋ｊＱｖが入力する。ＦＩＲフィルタ７０ａおよび７０ｂには、信号Ｉｈ＋ｊＱｈが入力し、ＦＩＲフィルタ７０ｃおよび７０ｄには、信号Ｉｖ＋ｊＱｖが入力する。加算器７２ａは、ＦＩＲフィルタ７０ａおよび７０ｃの出力を加算し信号Ｉｘ＋ｊＱｘとして出力する。加算器７２ｂは、ＦＩＲフィルタ７０ｂおよび７０ｄの出力を加算し信号Ｉｙ＋ｊＱｙとして出力する。重み係数算出部７４は、入力信号Ｉｈ＋ｊＱｈおよびＩｖ＋ｊＱｖと、出力信号Ｉｘ＋ｊＱｘおよびＩｙ＋ｊＱｙに基づき、ＦＩＲフィルタ７０ａ〜７０ｄの重み係数を算出する。例えば、重み係数算出部７４は、出力信号の波形歪が多く補償される（つまり、例えば残留分散による波形歪が小さくなる）ように重み係数を算出する。このような構成により、波長分散に加え、偏波モード分散等を補償することができる。

図３に戻り、サンプリング信号制御回路２９は、サンプリング位相ずれ検出回路２８を備えている。サンプリング位相ずれ検出回路２８は、ＡＤ変換時のサンプリング信号と、ＡＤＣ２０に入力されるアナログ電気信号、つまり受信光信号の変調周波数と、の位相ずれを検出する。サンプリング信号制御回路２９は、位相ずれ検出出力値に基づき、サンプリングクロック発生回路２２を制御しサンプリング信号の位相または周波数を制御する。これにより、サンプリング信号と受信光信号の変調周波数とを同期させることができる。

波長分散補償制御回路３０は、感度モニタ３４および波長分散補償量設定部３２を備えている。感度モニタ３４は、サンプリング位相ずれ検出の感度をモニタする。波長分散補償量設定部３２は、モニタされた感度に基づき、波長分散補償回路２４の補償量を設定する。例えば、波長分散補償回路２４が図４の例では、ＦＩＲ係数Ｃ_ｋ（ｎ）の値を設定する。

図７は、サンプリング位相ずれに対するサンプリング位相ずれ検出器の検出出力値を示す模式図である。図７において、サンプリング位相ずれ（サンプリング信号とＡＤＣ２０に入力されるアナログ電気信号との位相ずれ）は、１周期ずれた場合を１としている。サンプリング位相ずれが０とき、サンプリング信号とＡＤＣ２０に入力されるアナログ電気信号との位相が一致していることを示している。サンプリング位相ずれが０からずれると、サンプリング信号とＡＤＣ２０に入力されるアナログ電気信号との間に位相差を生じていることを示している。実線は、波長分散補償回路２４において、波長分散がほぼ補償された場合、破線は、波長分散が残留している場合を示している。図７の実線を参照し、位相ずれが０のとき、サンプリング位相はずれておらず検出出力値は０である。サンプリング位相が０からずれると、検出出力値は０からずれる。位相ずれが０付近の傾き(Δ検出出力値／Δ位相ずれ)の絶対値をサンプリング位相ずれ検出の感度とする。サンプリング位相が半波長ずれると、検出出力値は０に戻る。破線のように波長分散が残留している場合、波長分散により波形が歪んでいるため、位相ずれ検出感度は小さくなる。

図８は、波長分散補償のずれに対するサンプリング位相ずれ検出の感度を示す模式図である。図８において、波長分散補償ずれは、波長分散補償回路２４の補償量の受信光信号の波長分散量からのずれを示している。波長分散補償ずれが０の場合、波長分散補償回路２４は、波長分散をほぼ補償できていることを示している。波長分散補償ずれが０からずれると、波長分散補償回路２４が補償できなかった残留波長分散が大きいことを示している。図８のように、波長分散補償ずれが０のときサンプリング位相ずれ検出の感度は最も大きく、波長分散補償ずれが０からずれると感度は小さくなる。サンプリング位相ずれを検出する方法としては、F.M.Gardner, ABPSK/QPSK Timing-Error Detector for Sampled Receiver, IEEE Trans. Commun., VOL. COM-34, No. 5, May 1986およびT. Tanimura et. al, Digital clock recovery algorithm for optical coherent receivers operating independent of laser frequency offset, ECOC2008, Mo.3.D.2に記載の方法を用いることができる。

図９は、実施例１の処理を示すフローチャートである。図９のように、サンプリング信号制御回路２９は、サンプリングクロック発生回路２２へのサンプリング位相ずれのフィードバックを停止する。これにより、サンプリング信号の位相同期ループは開ループとなる（ステップＳ１０）。これにより、サンプリング信号の周波数は、ＡＤＣ２２に入力する信号の変調周波数からずれてしまう。よって、サンプリング位相ずれが掃引される。波長分散補償量設定部３２は、補償量（例えば、図４のＦＩＲ係数）を初期値に設定する（ステップＳ１２）。感度モニタ３４は、サンプリング位相ずれ検出の感度をモニタする（ステップＳ１４）。波長分散補償量設定部３２は、感度が極大かを判断する（ステップＳ１６）。Ｎｏの場合、波長分散補償量設定部３２は、補償量を再設定する（ステップＳ１８）。

その後、ステップＳ１４に戻る。ステップＳ１６においてＹｅｓの場合、サンプリング信号制御回路２９は、サンプリングクロック発生回路２２へのサンプリング位相ずれのフィードバックを開始する。これにより、サンプリング信号の位相同期ループは閉ループとなる（ステップＳ２０）。これにより、サンプリング信号は、ＡＤＣ２２に入力する信号の変調信号と同期がとれる。次に、適応等化型波形歪補償回路２６は、適応等化歪補償を行なう。その後、搬送波周波数・位相同期回路１４および識別復調回路１６が動作する。

ステップＳ１２〜Ｓ１８の波長分散補償量設定部３２の補償量の設定方法の例を説明する。まず、ステップＳ１２の初期値として最大の分散補償量を設定する。ステップＳ１８では、補償量を毎回小さくしていく。感度は毎回大きくなる。ステップＳ１６において、１ステップ前の感度より小さくなった場合、１ステップ前の感度を極大の感度とする。また別の例として、ステップＳ１６において、目安となる初期値を設定する。ステップＳ１８において、補償量を初期値から大きい側と小さい側とに交互に変更し、回数を追う毎に補償量が初期値から遠ざかるように補償量を設定することもできる。

実施例１によれば、図９のステップＳ１４〜１８のように、波長分散補償制御回路３０は、波長分散補償回路２４が波長分散を補償したデジタル電気信号から、サンプリング信号と受信光信号の変調周波数との位相ずれ検出出力値に基づき、波長分散補償回路２４における波長分散の補償量を制御する。このように、サンプリングの位相ずれ検出出力値に基づき波長分散の補償量を制御することにより、波長分散の補償を適切に行なうことができる。

また、波長分散補償制御回路３０は、位相ずれ検出検出値が大きくなるように波長分散の補償量を制御する。例えば、図９のステップＳ１６のように、サンプリング位相ずれの検出感度が極大になるように補償量を制御する。これにより、図８のように、波長分散補償回路２４の残留波長分散を抑制することができる。

実施例１においては、波形歪補償として、波長分散補償回路２４において波長分散を補償し、波長分散補償回路において残留した波形歪を、適応等化型波形歪補償回路２６を用い適応等化的に補償する。これにより、波形歪を適応等化型波形歪補償回路だけで行なう場合に比べ、適応等化型波形歪補償回路２６の回路規模を小さくできる。このため、適応制御の追従性が向上する。

適応等化型波形歪補償回路２６の回路規模を小さくした場合、適応等化型波形歪補償回路２６が適応できる分散範囲が小さくなる。このため、波長分散補償回路２４における残留分散を小さくすることが求められる。例えば、波長分散補償回路２４の設定を、光伝送路の種類および距離から推定する場合、推定が現実の波長分散と異なっていると、残留分散が大きくなってしまう。また、特許文献１〜３のように、復号後の誤り訂正回路の訂正数に基づいて波長分散の制御を行なう場合、訂正数を算出してから補償量の制御を行なうため、補償量の制御に時間がかかってしまう。実施例１によれば、サンプリング位相ずれ検出感度に基づき波長分散補償回路２４の補償量を適切に設定するため、波長分散補償回路２４における残留分散を小さくすることができる。よって、適応等化型波形歪補償回路２６の回路規模を小さくすることができる。さらに、光伝送路の種類および距離から推定する場合に比べ、補償量を正確に制御することができる。特許文献１〜３のように、訂正数に基づいて波長分散の制御を行なう場合に比べ、サンプリングクロックと変調周波数の同期や復調を行なうことがないため、高速な制御が可能となる。

さらに、実施例１によれば、図９のステップＳ１０のように、サンプリング信号制御回路２９は、波長補償補償制御回路３０が波長分散の補償量を制御する際、サンプリング信号の位相または周波数の制御を停止する。これにより、サンプリング信号の位相が掃引され、図７に示したように、サンプリング位相ずれ検出の感度をモニタすることができる。

実施例２は、波長分散補償の制御をサンプリング位相ずれ検出出力値の最大値または最小値に基づき行なう例である。図１０は、実施例２の波形歪補償回路１２付近のブロック図である。図１０を参照し、波長分散補償制御回路３０は、波長分散補償量設定部３２、サンプリング位相ずれ検出回路３７および最大最小検出回路３８を含んでいる。サンプリング位相ずれ検出回路３７は、サンプリング位相ずれ検出回路２８と同様に、サンプリング位相ずれを検出する。最大最小検出回路３８は、例えば、図７において、サンプリング位相ずれに対するサンプリング位相ずれ検出出力値の最大値および最小値を検出する。波長分散補償量設定部３２は、図９のステップＳ１６において、サンプリング位相ずれ検出出力値の最大値が最大か否か、または最小値が最小か否かで感度が極大か否かを判断することができる。その他の構成は、実施例１の図３と同じであり説明を省略する。

波長分散補償制御回路３０が位相ずれの検出出力量が大きくなるように波長分散の補償量を制御する方法としては、実施例１のようにサンプリング位相ずれ検出感度に基づくことができる。また、実施例２のように、サンプリング位相ずれ検出感度としてサンプリング位相ずれ検出出力値の最大値または最小値を用いることができる。さらに、サンプリング位相ずれ検出感度として、例えばサンプリング位相ずれ検出回路３７の検出出力値の実効値を用いることもできる。なお、図１０では、サンプリング位相ずれ検出回路２８とサンプリング位相ずれ検出回路３７を別々の構成としてが、共通化してもよい。

実施例３は、波長分散補償制御回路が波長分散の補償量を制御する際、光信号の変調周波数の自然数倍とは異なる周波数の信号をサンプリング信号として用いる例である。図１１は、実施例３の波形歪補償回路１２付近のブロック図である。図１１を参照し、信号生成回路として例えば周波数固定発振回路２１とスイッチ２３とが設けられている。周波数固定発振回路２１は、光信号の変調周波数の自然数倍の周波数以外の周波数の信号を生成する。スイッチ２３は、サンプリングクロック発生回路２２の出力信号と、周波数固定発振回路２１とのいずれかを選択し、サンプリング信号としてＡＤＣ２０に供給する。その他の構成は実施例１の図３と同じであり、説明を省略する。

図１２は、実施例３の処理を示すフローチャートである。図１２のように、スイッチ２３は、周波数固定発振回路２１の出力信号をサンプリング信号とする（ステップＳ３０）。その後、図９のステップ１２〜Ｓ１８を行なう。スイッチ２３はサンプリングクロック発生回路２２の出力信号をサンプリング信号とする（ステップＳ３２）。その後、ステップＳ２２に進む。その他の処理は実施例１の図９と同じであり説明を省略する。

実施例３によれば、図１２のステップＳ３０のように、周波数固定発振回路２１は、波長分散補償制御回路３０が波長分散の補償量を制御する際、光信号の変調周波数の自然数倍とは異なる周波数の信号をサンプリング信号として出力する。サンプリング周波数が信号の変調周波数と異なっているため、図７のサンプリング位相ずれの掃引をすばやく行なうことができる。よって、検出値感度等の測定速度を高めることができる。また、実施例３では、波長分散補償制御回路３０が波長分散の補償量を制御する際、サンプリング信号制御回路２９がサンプリングクロック発生回路２２へのサンプリング位相ずれのフィードバックを停止しなくもよい。

実施例４は、波長分散補償回路の出力を遅延させ位相ずれを検出する例である。図１３は、実施例４の波長分散補償制御回路３０のブロック図である。遅延回路３９ａ〜３９ｎは、波長分散補償回路２４の出力を遅延させ、それぞれサンプリング位相ずれ検出回路３６ａ〜３６ｎに出力する。遅延回路３９ａ〜３９ｎとしては例えばＦＩＲフィルタを用いることができる。最大最小検出回路３８は、サンプリング位相ずれ検出回路３６ａ〜３６ｎの出力に基づき、サンプリング位相ずれ検出値の最大値または最小値を検出する。

図１４は、実施例４の最大最小検出回路が最大最小値を検出する方法を説明するための図である。図１４のように、遅延回路３９ａ〜３９ｎの遅延時間τ０〜τｎに対応し、遅延回路３９ａ〜３９ｎの出力信号とサンプリング信号との位相がずれる。遅延回路３９ａ〜３９ｎがデジタル電気信号を複数異なる時間遅延させる。これにより、位相ずれを生じさせ、サンプリング位相ずれ検出値の感度または最大最小値を検出することができる。

実施例４によれば、波長分散補償制御回路３０は、遅延回路３９ａ〜３９ｎで遅延させたデジタル電気信号を用いて算出した、サンプリング信号と受信光信号の変調周波数との位相ずれ検出出力値に基づき、波長分散補償回路２４の波長分散の補償量を制御することができる。これにより、サンプリング信号の位相ずれが小さい状態で固定されている場合であっても波長分散補償制御回路３０は、波長分散補償回路２４の波長分散の補償量を制御することができる。

実施例５は、残留分散および信号品質を用い波長分散補償回路を制御する例である。図１５は、実施例５の波形歪補償回路１２付近のブロック図である。実施例１に比較し、残留分散モニタ７６および信号品質モニタ８０が設けられている。残留分散モニタ７６は、図６の重み係数算出部７４が算出した重み係数に基づき適応等化型波形歪補償回路２６の残留分散をモニタする。信号品質モニタ８０は、識別復調回路１６がデジタル電気信号を復調した信号品質をモニタする。信号品質としては、例えば信号の雑音分布である。

図１６は、実施例５の処理を示すフローチャートである。図１６のように、ステップＳ２２の後、波長分散補償制御回路３０は、信号品質に基づき波長分散補償回路２４を制御する（ステップＳ３４）。例えば、信号品質が改善するように波長分散補償回路２４を制御する。次に、波長分散補償制御回路３０は、残留分散に基づき波長分散補償回路２４を制御する（ステップＳ３６）。例えば、残留分散が小さくなるように波長分散補償回路２４を制御する。その他の処理は図９と同じであり説明を省略する。

図１６のステップＳ２０までで、波長分散を十分補償できなかった場合、適用等化型波形歪補償回路２６に入力する信号の波長分散が、適用等化型波形歪補償回路２６が分散補償できる範囲外となる可能性がある。この範囲では、識別復調回路１６が復調した信号は信号品質が悪くなる。そこで、図１６のステップＳ３４のように、波長分散補償制御回路３０は、信号品質に基づき波長分散補償回路２４の制御を行なう。例えば、波長分散補償制御回路３０は、信号品質が一定になるまで、補償量を設定する。このように、信号品質を用い、波長分散補償回路２４の出力の波長分散を適用等化型波形歪補償回路２６の分散補償範囲となるようにする。次に、ステップＳ３６のように、波長分散補償制御回路３０は、適用等化型波形歪補償回路２６の残留分散に基づきは波長分散補償量を微調整する。ここで、残留分散に基づく波長分散補償量の微調整の方法は、例えばLiu et al., OFC2009, JWA36に記載されている。

以上のように、波長分散補償制御回路３０は、実施例１〜４のようにサンプリング位相ずれ検出出力値に基づき、波長分散の補償量を制御する。その後、複数のデジタル電気信号を復調した復調信号の信号品質に基づき、波長分散補償量を制御する。その後、適用等化型波形歪補償回路２６で補償している分散量に基づき、波長分散補償量を制御することが好ましい。

また、実施例１〜４のようにサンプリング位相ずれを用いた波長分散の制御に加え、信号品質および残留分散の少なくとも一方を用い波長分散補償回路２４を制御してもよい。これにより、波形歪を抑制することができる。さらに、運用中に伝送路の波長分散が変動する場合は、残留分算モニタに基づいて波長分散補償回路の補償量を微調整することも可能である。

実施例６は、適用等化型波形歪補償回路２６の残留分散量をモニタする例である。図１７は、実施例６の適用等化型波形歪補償回路２６のブロック図である。デジタル信号処理回路１０は、ＡＤＣ２２がＡＤ変換したデジタル電気信号を並列展開しパイプライン処理してもよい。例えば２５ＧＨｚの信号を５００ＭＨｚで処理する場合、それぞれ５０個の平行偏波信号および垂直偏波信号を処理することとなる。図１７においては、複数の平行偏波信号をＩｈ１＋ｊＱｈ１からＩｈｎ＋ｊＱｈｎで、複数の垂直偏波信号をＩｖ１＋ｊＱｖ１からＩｖｎ＋ｊＱｖｎで示している。ＦＩＲフィルタ８２ａから８２ｎはバタフライ型ＦＩＲフィルタであり、図６のＦＩＲフィルタ７０ａから７０ｄ、加算器７２ａおよび７２ｂに対応する。

ＦＩＲフィルタ８２ａ〜８２ｎには、それぞれ平行偏波信号Ｉｈ１＋ｊＱｈ１〜Ｉｈｎ＋ｊＱｈｎおよび垂直偏波信号Ｉｖ１＋ｊＱｖ１〜Ｉｖｎ＋ｊＱｖｎが入力する。ＦＩＲフィルタ８２ａ〜８２ｎは、それぞれ出力信号Ｉｘ１＋ｊＱｘ１〜Ｉｘｎ＋ｊＱｘｎおよび信号Ｉｙ１＋ｊＱｙ１〜Ｉｙｎ＋ｊＱｙｎを出力する。重み係数算出部８４は、信号の波形歪が小さくなるようにＦＩＲフィルタの重み係数を算出する。第２残留分散モニタ８６は、適用等化型波形歪補償回路２６の第２残留分散を算出する。

ＦＩＲフィルタ９２は、バタフライ型ＦＩＲフィルタであり、Ｉｈ１＋ｊＱｈ１およびＩｖ１＋ｊＱｖ１が入力する。ＦＩＲフィルタ９２のタップ数はＦＩＲフィルタ８２ａ〜８２ｎより多い。重み係数算出部９４は、ＦＩＲフィルタ９２の重み係数を算出する。第１残留分散モニタ９６は、Ｉｈ１＋ｊＱｈ１およびＩｖ１＋ｊＱｖ１の第１残留分散を算出する。スイッチ８８は、第１残留分散モニタ９６および第２残留分散モニタ８６のいずれかの出力を残留分散量として波長分散補償量設定部３２に出力する。

図１８は、実施例６における図１６のステップＳ３２の処理の詳細を示すフローチャートである。まず、スイッチ８８は、第１残留分散モニタ９６が出力する第１残留分散量を波長分散補償量設定部３２に出力する。波長分散補償量設定部３２は、第１残留分散量に基づき波長分散の補償量を制御する（ステップＳ３４）。次に、スイッチ８８は、第２残留分散モニタ８６が出力する第２残留分散量を波長分散補償量設定部３２に出力する。波長分散補償量設定部３２は、第２残留分散量に基づき波長分散の補償量を微調整する（ステップＳ３６）。

図１７を参照し、適用等化型波形歪補償回路２６においては、ＦＩＲフィルタ８２ａ〜８２ｎのタップ数を増やすことにより、分散補償可能な範囲を大きくすることができる。しかし、ＦＩＲフィルタ８２ａ〜８２ｎのタップ数を大きくすると、ＦＩＲフィルタ８２ａ〜８２ｎの回路規模が大きくなる。また、適応等化の追従性が劣化する。そこで、波長分散が比較的大きな信号が入力される初期のステップは、タップ数が多いＦＩＲフィルタ９２を用いた残留分散量を用い、波長分散補償回路２４を制御する。ＦＩＲフィルタ９２は、タップ数が多いため、分散補償範囲が広い。よって、波長分散が比較的大きな信号が入力されても残留分散量をより正しく算出することができる。また、ＦＩＲフィルタ９２は、並列展開された信号の一部（例えば１つ）の信号が入力する。よって、タップ数が多くとも、適用等化型波形歪補償回路２６全体の回路規模には大きくは影響しない。また、適応等化の追従性もよい。

一方、図１８のステップＳ３６以降の波長分散補償回路２４の補償量の微調整においては、波長分散補償回路２４の出力信号の波長分散は大きくない。そこで、ラップ数の少ないＦＩＲフィルタ８２ａ〜８２ｎを用いても分散補償可能な範囲内での制御が可能となる。

このように、実施例６によれば、波長分散補償制御回路３０は、デジタル電気信号を並列展開した一部の信号を用い算出した第１残留分散量に基づき、波長分散補償量を制御する。その後、デジタル電気信号を並列展開した全ての信号を用い算出した第２残留分散量に基づき、波長分散補償量を制御する。第１残留分散量を算出するためのＦＩＲフィルタ９２のタップ数は第２残留分散量を算出するためのＦＩＲフィルタ８２ａ〜８２ｎのタップ数より多い。これにより、初期のステップは、波長分散が比較的大きくても波長分散の制御が可能となる。

なお、実施例６では、サンプリング位相ずれ検出に基づく波長分散の補償量の制御、信号品質に基づく波長分散の補償量の制御とともに、残留分散に基づく波長分散の補償量の制御を行なっている。しかし、実施例６の残留分散に基づく波長分散の補償量の制御のみを行なってもよい。

実施例７は、偏波ダイバシティを用いない例である。図１９は実施例７の光受信装置のブロック図である。図１９を参照し、実施例７の光受信装置１００ａの９０°ハイブリッド回路４０は偏光ビームスプリッタを備えておらず、受信光信号をＩ相およびＱ相に分離する。よって、Ｏ／Ｅ４４およびＡＤＣ２０は２個づつ設けられている。その他の構成は実施例１の図１と同じであり、説明を省略する。このように、実施例１〜６の光受光装置は、偏波ダイバシティ方式を用いなくてもよい。

実施例１〜７において、光信号の変調方式としてＱＰＳＫを例に説明したが、変調方式は、ｍＰＳＫ（M-ary PSK）、ＱＡＭ(Quadrature amplitude modulation)等を用いてもよい。また、光信号は、ＯＦＤＭ(Othogonal frequency division multiplexing)、ＦＤＭ等の多重方式を用い多重化されていてもよいし、偏波多重方式を用いてもよい。

実施例８は波長分散量検出装置の例である。図２０は、実施例８の波長分散検出回路のブロック図である。図２０のように、実施例８の波長分散検出装置１１０は、波長分散補償回路２４と検出回路３０ａを備えている。波長分散補償回路２４の動作は実施例１と同じである。検出回路３０ａは、実施例１の波長分散補償制御回路３０と同じ構成であり、波長分散補償回路２４の波長分散の補償量を光信号の波長分散量として出力する。すなわち、検出回路３０ａは、デジタル電気信号からサンプリング信号と受信光信号の変調周波数の位相ずれ検出出力値に基づき、光信号の波長分散量を検出する。なお、サンプリングクロック発生回路２２が出力するサンプリング信号の周波数は、サンプリング位相ずれが掃引されるように設定しておいてもよい。

このように、実施例１〜７の波長分散補償制御回路３０は、波長分散補償回路２４が波長分散を適切に補償するように設定した補償量より、受信光信号が伝送された光伝送路の波長分散量を検出することができる。

以上、本発明の実施例について詳述したが、本発明は係る特定の実施例に限定されるものではなく、特許請求の範囲に記載された本発明の要旨の範囲内において、種々の変形・変更が可能である。

実施例１〜８を含む実施形態に関し、さらに以下の付記を開示する。
付記１：
受信光信号の強度と位相情報とを含む複数の光信号を光電変換して得られた複数のアナログ電気信号を、サンプリング信号を用いサンプリングすることにより変換された複数のデジタル電気信号を用いて、前記受信光信号の波長分散に相当する波形歪を補償する第１補償回路と、
前記波長分散が補償されたデジタル電気信号から、前記サンプリング信号と前記受信光信号の変調周波数との位相ずれ検出出力値に基づき、前記第１補償回路における波長分散の補償量を制御する波長分散補償制御回路と、
を具備することを特徴とする信号処理回路。
付記２：
前記波長分散補償制御回路は、前記位相ずれ検出出力値が大きくなるように前記第１補償回路における波長分散の前記補償量を制御することを特徴とする付記１記載の信号処理装置。
付記３：
前記第１補償回路において残留した波形歪を適応等化的に補償する第２補償回路を具備することを特徴とする付記１または２記載の信号処理回路。
付記４：
前記サンプリング信号の位相または周波数を制御するサンプリング信号制御回路を具備し、
前記サンプリング信号制御回路は、前記波長分散補償制御回路が前記第１補償回路における波長分散の前記補償量を制御する際、前記サンプリング信号の位相または周波数の制御を停止することを特徴とする付記１から３のいずれか一項記載の信号処理回路。
付記５：
前記波長分散補償制御回路が前記第１補償回路における波長分散の前記補償量を制御する際、前記受信光信号の変調周波数の自然数倍とは異なる周波数の信号を前記サンプリング信号として出力する信号生成回路を具備することを特徴とする付記１から３のいずれか一項記載の信号処理回路。
付記６：
前記波長分散が補償されたデジタル電気信号を異なる時間遅延させる遅延回路を具備し、
前記波長分散補償制御回路は、前記遅延回路で遅延させたデジタル電気信号から、前記サンプリング信号と前記受信光信号の変調周波数との位相ずれ検出出力値に基づき、前記第１補償回路における波長分散の前記補償量を制御することを特徴とする付記１から５のいずれか一項記載の信号処理回路。
付記７：
前記波長分散補償制御回路は、前記位相ずれ検出出力値に基づき、前記第１補償回路における波長分散の前記補償量を制御し、
その後、前記第２補償回路から出力された複数のデジタル電気信号を復調した復調信号の信号品質に基づき、前記第１補償回路における波長分散の前記補償量を制御し、
その後、前記第２補償回路で補償している分散量に基づき、前記第１補償回路における波長分散の前記補償量を制御することを特徴とする付記３記載の信号処理回路。
付記８：
前記波長分散補償制御回路は、前記複数のデジタル電気信号を並列展開した一部の信号を用い算出した第１残留分散量に基づき、前記第１補償回路における波長分散の前記補償量を制御し、その後、前記複数のデジタル電気信号を並列展開した全ての信号を用い算出した第２残留分散量に基づき、前記第１補償回路における波長分散の前記補償量を制御し、
前記第１残留分散量を算出するためのＦＩＲフィルタのタップ数は前記第２残留分散量を算出するためのＦＩＲフィルタのタップ数より大きいことを特徴とする付記３記載の信号処理回路。
付記９：
受信光信号の強度と位相情報とを含む複数の光信号を光電変換して得られた複数のアナログ電気信号を、サンプリング信号を用いサンプリングすることにより複数のデジタル電気信号に変換するＡＤ変換回路と、
前記複数のデジタル電気信号から、前記受信光信号の波長分散に相当する波形歪を補償する第１補償回路と、
前記波長分散が補償されたデジタル電気信号から、前記サンプリング信号と前記受信光信号の変調周波数の位相ずれ検出出力値に基づき、前記第１補償回路における波長分散の補償量を制御する波長分散補償制御回路と、
を具備することを特徴とする光受信装置。
付記１０：
前記波長分散補償制御回路は、前記位相ずれ検出出力値が大きくなるように前記第１補償回路における波長分散の前記補償量を制御することを特徴とする付記９記載の光受信装置。
付記１１：
前記第１補償回路において残留した波形歪を適応等化的に補償する第２補償回路を具備することを特徴とする付記９または１０記載の光受信装置。
付記１２：
前記サンプリング信号の位相または周波数を制御するサンプリング信号制御回路を具備し、
前記サンプリング信号制御回路は、前記波長分散補償制御回路が前記第１補償回路における波長分散の前記補償量を制御する際、前記サンプリング信号の位相または周波数の制御を停止することを特徴とする付記９から１１のいずれか一項記載の光受信装置。
付記１３：
前記波長分散補償制御回路が前記第１補償回路における波長分散の前記補償量を制御する際、前記受信光信号の変調周波数の自然数倍とは異なる周波数の信号を前記サンプリング信号として出力する信号生成回路を具備することを特徴とする付記９から１１のいずれか一項記載の光受信装置。
付記１４：
前記波長分散が補償されたデジタル電気信号を異なる時間遅延させる遅延回路を具備し、
前記波長分散補償制御回路は、前記遅延回路で遅延させたデジタル電気信号から、前記サンプリング信号と前記受信光信号の変調周波数との位相ずれ検出出力値に基づき、前記第１補償回路における波長分散の前記補償量を制御することを特徴とする付記９から１３のいずれか一項記載の光受信装置。
付記１５：
前記波長分散補償制御回路は、前記位相ずれ検出出力値に基づき、前記第１補償回路における波長分散の前記補償量を制御し、
その後、前記第２補償回路から出力された複数のデジタル電気信号を復調した復調信号の信号品質に基づき、前記第１補償回路における波長分散の前記補償量を制御し、
その後、前記第２補償回路で補償している分散量に基づき、前記第１補償回路における波長分散の前記補償量を制御することを特徴とする付記１１記載の光受信装置。
付記１６：
前記波長分散補償制御回路は、前記複数のデジタル電気信号を並列展開した一部の信号を用い算出した第１残留分散量に基づき、前記第１補償回路における波長分散の前記補償量を制御し、その後、前記複数のデジタル電気信号を並列展開した全ての信号を用い算出した第２残留分散量に基づき、前記第１補償回路における波長分散の前記補償量を制御し、
前記第１残留分散量を算出するためのＦＩＲフィルタのタップ数は前記第２残留分散量を算出するためのＦＩＲフィルタのタップ数より大きいことを特徴とする付記１１記載の信光受信装置。
付記１７：
受信光信号の強度と位相情報とを含む複数の光信号を光電変換して得られた複数のアナログ電気信号を、サンプリング信号を用いサンプリングすることにより変換された複数のデジタル電気信号を用いて、前記受信光信号の波長分散に相当する波形歪を補償する第１補償回路と、
前記波長分散が補償されたデジタル電気信号から、前記サンプリング信号と前記受信光信号の変調周波数との位相ずれ検出出力値に基づき、前記受信光信号の波長分散量を検出する検出回路と、
を具備することを特徴とする検出装置。
付記１８：
受信光信号の強度と位相情報とを含む複数の光信号を光電変換して得られた複数のアナログ電気信号を、サンプリング信号を用いサンプリングすることにより変換された複数のデジタル電気信号の前記受信光信号の波長分散に相当する波形歪を補償するステップと、
前記波長分散が補償されたデジタル電気信号から、前記サンプリング信号と受信光信号の変調周波数との位相ずれ検出出力値に基づき、前記波長分散を補償する補償量を制御するステップと、
を含むことを特徴とする波形歪補償方法。

１０デジタル信号処理回路
１２波形歪補償回路
２０ＡＤＣ
２２サンプリングクロック発生回路
２４波長分散補償回路
２６適応等化型波形歪補償回路
２８サンプリング位相ずれ検出回路
２９サンプリング信号制御回路２９
３０波長分散補償制御回路
３２波長分散補償量設定部
３４感度モニタ

Claims

受信光信号の強度と位相情報とを含む複数の光信号を光電変換して得られた複数のアナログ電気信号を、サンプリング信号を用いサンプリングすることにより変換された複数のデジタル電気信号を用いて、前記受信光信号の波長分散に相当する波形歪を補償する第１補償回路と、
前記波長分散が補償されたデジタル電気信号から、前記サンプリング信号と前記受信光信号の変調周波数との位相ずれ検出出力値に基づき、前記第１補償回路における波長分散の補償量を制御する波長分散補償制御回路と、
を具備することを特徴とする信号処理回路。
前記波長分散補償制御回路は、前記位相ずれ検出出力値が大きくなるように前記第１補償回路における波長分散の前記補償量を制御することを特徴とする請求項１記載の信号処理装置。
前記第１補償回路において残留した波形歪を適応等化的に補償する第２補償回路を具備することを特徴とする請求項１または２記載の信号処理回路。
前記サンプリング信号の位相または周波数を制御するサンプリング信号制御回路を具備し、
前記サンプリング信号制御回路は、前記波長分散補償制御回路が前記第１補償回路における波長分散の前記補償量を制御する際、前記サンプリング信号の位相または周波数の制御を停止することを特徴とする請求項１から３のいずれか一項記載の信号処理回路。
前記波長分散補償制御回路が前記第１補償回路における波長分散の前記補償量を制御する際、前記受信光信号の変調周波数の自然数倍とは異なる周波数の信号を前記サンプリング信号として出力する信号生成回路を具備することを特徴とする請求項１から３のいずれか一項記載の信号処理回路。
前記波長分散が補償されたデジタル電気信号を異なる時間遅延させる遅延回路を具備し、
前記波長分散補償制御回路は、前記遅延回路で遅延させたデジタル電気信号から、前記サンプリング信号と前記受信光信号の変調周波数との位相ずれ検出出力値に基づき、前記第１補償回路における波長分散の前記補償量を制御することを特徴とする請求項１から５のいずれか一項記載の信号処理回路。
前記波長分散補償制御回路は、前記位相ずれ検出出力値に基づき、前記第１補償回路における波長分散の前記補償量を制御し、
その後、前記第２補償回路から出力された複数のデジタル電気信号を復調した復調信号の信号品質に基づき、前記第１補償回路における波長分散の前記補償量を制御し、
その後、前記第２補償回路で補償している分散量に基づき、前記第１補償回路における波長分散の前記補償量を制御することを特徴とする請求項３記載の信号処理回路。
前記波長分散補償制御回路は、前記複数のデジタル電気信号を並列展開した一部の信号を用い算出した第１残留分散量に基づき、前記第１補償回路における波長分散の前記補償量を制御し、その後、前記複数のデジタル電気信号を並列展開した全ての信号を用い算出した第２残留分散量に基づき、前記第１補償回路における波長分散の前記補償量を制御し、
前記第１残留分散量を算出するためのＦＩＲフィルタのタップ数は前記第２残留分散量を算出するためのＦＩＲフィルタのタップ数より大きいことを特徴とする請求項３記載の信号処理回路。
受信光信号の強度と位相情報とを含む複数の光信号を光電変換して得られた複数のアナログ電気信号を、サンプリング信号を用いサンプリングすることにより複数のデジタル電気信号に変換するＡＤ変換回路と、
前記複数のデジタル電気信号から、前記受信光信号の波長分散に相当する波形歪を補償する第１補償回路と、
前記波長分散が補償されたデジタル電気信号から、前記サンプリング信号と前記受信光信号の変調周波数の位相ずれ検出出力値に基づき、前記第１補償回路における波長分散の補償量を制御する波長分散補償制御回路と、
を具備することを特徴とする光受信装置。
受信光信号の強度と位相情報とを含む複数の光信号を光電変換して得られた複数のアナログ電気信号を、サンプリング信号を用いサンプリングすることにより変換された複数のデジタル電気信号を用いて、前記受信光信号の波長分散に相当する波形歪を補償する第１補償回路と、
前記波長分散が補償されたデジタル電気信号から、前記サンプリング信号と前記受信光信号の変調周波数との位相ずれ検出出力値に基づき、前記受信光信号の波長分散量を検出する検出回路と、
を具備することを特徴とする検出装置。
受信光信号の強度と位相情報とを含む複数の光信号を光電変換して得られた複数のアナログ電気信号を、サンプリング信号を用いサンプリングすることにより変換された複数のデジタル電気信号の前記受信光信号の波長分散に相当する波形歪を補償するステップと、
前記波長分散が補償されたデジタル電気信号から、前記サンプリング信号と受信光信号の変調周波数との位相ずれ検出出力値に基づき、前記波長分散を補償する補償量を制御するステップと、
を含むことを特徴とする波形歪補償方法。