JP5710989B2 - コヒーレント光受信装置及び光通信システム - Google Patents

Description

本発明は、光信号を位相ダイバーシティ受信方式で受信するコヒーレント光受信装置及びこれを備える光通信システムに関する。

コヒーレント光通信の同期検波は、信号光と信号光に位相を追尾した局発光を混合することで光検波を行う。ここで、信号光と局発光の位相が整合していない場合、検波効率が劣化して信号が出力されなくなる。光位相同期ループを用いて位相を追尾しないでコヒーレント光検波を実現する方法として位相ダイバーシティ受信方式がある。

位相ダイバーシティ受信方式は、光多端子結合回路を用いた光信号の位相と振幅との同時測定の発想に基づくものである。２相(同相と直角位相)ダイバーシティ受信方式を例に挙げると、光多端子結合回路として例えば、２入力４出力の光９０度位相ハイブリッド回路を備える。この光９０度位相ハイブリッド回路は、４端子の光多端子結合回路に相当し、局発光源部からの局発光と受信した信号光をそれぞれ異なる入力端に入力されると、π／２位相差が異なる４系列の混合光を出力する。ここで、４系列の混合光としたが、４系列の混合光で互いに、π位相差の異なる混合光を差動光検波せずに、互いにπ／２位相差が異なる混合光をそれぞれ光検波する場合は、４端子の光多端子結合回路として扱うが４出力の内の２出力を用いない２入力２出力の光９０度位相ハイブリッド回路を用いて、互いにπ／２位相差が異なる２系列の出力でよい。

２系列の差動光検波器２はそれぞれ、光９０度位相ハイブリッド回路からの２組のπ位相差が異なる系列の混合光をそれぞれ差動光検波して電気信号に変換し、それぞれの位相差関係における中間周波数信号を出力する。この２つの中間周波数信号はそれぞれ復調回路で復調される。加算器はこの復調された信号をそれぞれ適当に加算して信号成分を出力する。これにより、信号光の位相状態に関らず、受信装置において一定以上の信号出力を得ることが可能となる（例えば、特許文献１を参照。）。

特開２００９−１９２７４６号公報

Ｄａｎｙ−Ｓｅｂａｓｔｉｅｎ Ｌｙ−Ｇａｇｎｏｎ ｅｔ ａｌ．， "Ｕｎｒｅｐｅａｔｅｄ ２１０−ｋｍ ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ ｗｉｔｈ ｃｏｈｅｒｅｎｔ ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ ａｎｄ ｄｉｇｉｔａｌ ｓｉｇｎａｌ ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ ｏｆ ２０−Ｇｂ／ｓ ＱＰＳＫ Ｓｉｇｎａｌ"，ＯＦＣ２００５， ＯＴｕＬ４．

しかしながら、光９０度位相ハイブリッド回路等の光多端子結合回路を用いた位相ダイバーシティ方式によるコヒーレント光受信装置の構成は高価かつ複雑である。例えば、光９０度位相ハイブリッド回路を空間光学系やＰＬＣ等の光部品で構成した場合、それら光回路で発生する相対的な光路差が温度や振動等の環境変化の影響を受けないように頑強に光路長差を保持するか又は光路差を補正する必要がある。例えば、１５５０ｎｍ帯の信号光の位相差を波長の１／１００程度で調整するためには、１５ｎｍのオーダーで光路長差を保持又は補正する必要がある。このため、環境温度変動や振動等の外乱の影響を受けても、頑強に光路長差を保持し十分な精度を保てる高精度かつ変動耐性の高いコヒーレント受信器や、外乱の影響による位相誤差を軽減するように、光回路にフィードバックして補正を行うコヒーレント光受信装置がある。いずれのコヒーレント光受信装置も、光９０度位相ハイブリッド回路の構成が高価になるか、又はフィードバック等の処理が複雑になるという課題をもつ。

そこで、本発明は、上記課題を解決するためになされたもので、光部品の設定の要求精度が低く、簡素な光部品で構成できるコヒーレント光受信装置及びこれを備える光通信システムを提供することを目的とする。

上記課題を解決するために、本発明に係わるコヒーレント光受信装置は、初期位相と位相揺らぎが揃った複数の局発光を用い、信号光と局発光を光検波することでそれぞれ生成される中間周波数信号の周波数差の自然数分の１の周期で中間周波数信号をサンプリングするか、それぞれの中間周波数信号と同じ周波数でかつ互いの位相揺らぎが揃い乗ずる際の初期位相が所定の関係である正弦波信号を中間周波数信号にそれぞれ乗じて復調し、端子数がＫの光多端子結合回路と同等とするダイバーシティ方式の場合に各端子に対応する中間周波数信号の出力が２πｑ／Ｋ、（ｑ：０〜Ｋ−１）の出力となるように調整することで、従来の光９０度位相ハイブリッド回路を用いずにコヒーレント光検波を実現することとした。

具体的には、本発明に係るコヒーレント光受信装置は、初期位相と位相揺らぎが揃った複数の局発光を出力する局発光源部と、前記局発光源部が出力する前記局発光及び入力される信号光を混合し、混合信号光を出力する混合部と、前記混合信号光を光検波し、複数の前記局発光と前記信号光との間の中間周波数信号を出力する光検波部と、前記光検波部の出力する前記中間周波数信号から前記信号光の信号成分を復調する処理部と、前記処理部の出力が所定の位相関係になるように調整する調整部と、を備える。

本コヒーレント光受信装置は、初期位相と位相揺らぎが揃った複数の局発光を用い、光検波部が出力する中間周波数信号の互いの位相が所定の関係となるように調整する。本コヒーレント光受信装置は、初期位相と位相揺らぎが揃った複数の局発光を用い、信号光と局発光を光検波することでそれぞれ生成される中間周波数信号の周波数差の自然数分の１の周期で中間周波数信号をサンプリングし、端子数がＫの光多端子結合回路と同等とするダイバーシティ方式の場合に各端子に対応する中間周波数信号のサンプリングの際の位相が２πｑ／Ｋ、（ｑ：０〜Ｋ−１）となるように調整する。光４端子結合回路に対応する２相ダイバーシティ方式であれば、中間周波数信号における位相差がπ／２となるように調整することで、信号光の直交する位相成分のそれぞれに対応する２つの中間周波数信号を周波数多重で同時に出力することができる。調整部での調整は、局発光間の周波数差をサンプリング周期の自然数倍とし、サンプリングの位相をサンプリングの際の中間周波数信号の位相が所定の位相、２相ダイバーシティ方式であればπ／２となるようにサンプリングの周期を調整する。このため、本コヒーレント光受信装置は、光９０度位相ハイブリッド回路を用いずに、１つの光検波器で位相ダイバーシティ構成を実現できる。

光９０度位相ハイブリッド回路を不要としたことで、外乱の影響による位相誤差が従来の構成と比べて無視でき、波長オーダーでの光部品の調整が不要となる。したがって、本発明は、光部品の設定の要求精度が低く、簡素な光部品で構成できるコヒーレント光受信装置を提供することができる。

本発明に係るコヒーレント光受信装置の前記局発光源部は、１つの光を出力する光源と、正弦波信号を発振する発振器と、前記光源からの光を前記発振器からの正弦波信号で変調して複数の前記局発光を生成する変調器と、を有することを特徴とする。

本局発光源部は、初期位相と位相揺らぎが揃った複数の局発光を出力することができる。

本発明に係るコヒーレント光受信装置の前記局発光源部は、複数の前記中間周波数信号の周波数差の絶対値が前記信号光の変調帯域の半分より大きくなる前記局発光を出力し、前記処理部は、複数の前記中間周波数信号とそれぞれの中間周波数信号と同じ周波数でかつ互いの位相揺らぎが揃い、中間周波数信号と乗ずる際の初期位相が所定の関係である正弦波信号をそれぞれ乗じ、前記調整部は、端子数がＫの光多端子結合回路と同等とするダイバーシティ方式の場合に各端子に対応する中間周波数信号からの出力が２πｑ／Ｋ、（ｑ：０〜Ｋ−１）の位相差の出力となるように調整することを特徴とする。

中間周波数信号、即ち局発光の周波数差を変調帯域の半分より大きく取ることで、信号のマークの中に中間周波数信号が最大となる点が少なくとも１つ以上存在するため光信号を最も効率的に検波でき、位相揺らぎが揃い互いの初期位相が所定の関係にある局発光と信号光から生成される中間周波数信号に位相揺らぎが揃い互いの初期位相が所定の関係にある電気の正弦波信号を乗ずる際の電気の正弦波信号の位相を所定の関係に調整することで、光部品の設定の要求精度が低く、波長オーダーでの光部品の調整が不要であり、簡素な光部品で構成できるコヒーレント光受信装置を提供することができる。

また、復調の際に、端子数がＫの光多端子結合回路と同等とするダイバーシティ方式の場合に各端子に対応する中間周波数信号の出力が２πｑ／Ｋ、（ｑ：０〜Ｋ−１）の位相の出力となるように正弦波信号の位相となるように位相揺らぎが揃い互いの初期位相が所定の関係にある電気の正弦波信号の位相を設定することで、中間周波数同士の位相差と、正弦波信号同士の位相差は信号光の位相と無相関にそれぞれの位相差の関係のみ一定に管理してコヒーレント光検波することができる。

本発明に係るコヒーレント光受信装置の前記局発光源部は、光周波数の差が、前記信号光の帯域幅の２倍よりも小さく、かつ、前記信号光の光源スペクトル線幅及び前記局発光の光源スペクトル線幅よりも大きい局発光を出力し、
前記処理部は、位相が直交する前記中間周波数信号をデジタル信号に変換するＡＤ変換器と、
前記ＡＤ変換器から出力されるデジタル信号を（Ｃ１）式で演算し、前記信号光に含まれるデータ情報を推定するための信号ベクトルｓ（ｔ）を出力するデジタル演算器と、前記デジタル演算部が出力する前記信号ベクトルｓ（ｔ）を識別処理し、前記信号光の信号成分を受信データとして出力する識別器と、を有し、
前記調整部は、複数の前記中間周波数信号の位相差と、前記デジタル演算器で前記中間周波数信号に乗ずる複数の正弦波信号の位相差とがそれぞれ所定の位相差となるように調整することを特徴とする。
（式Ｃ１）
ｓ（ｔ）＝［Ｉ’＋ｊＱ’］／［Ｘ＋Ｙｅｘｐ（−ｊｗ０ｔ）］
ただし、前記中間周波数信号の振幅をＸ及びＹ、前記局発光の角周波数差をｗ０、虚数単位をｊとする。

光検波部の出力をＡＤ変換し、デジタル信号処理することと、局発光間の位相差と角周波数差の設定を最適化したことで、差動光検波に要求される帯域幅を低減できる。

本発明に係るコヒーレント光受信装置は、前記局発光の強度の比を変化させる強度比制御回路を更に備えることを特徴とする。強度比制御回路が局発光間の光強度を調整することでデジタル演算器が信号ベクトルの演算不能となることを回避することができる。

本発明に係る光通信システムは、波長多重信号を伝送する光ファイバと、複数の前記コヒーレント光受信装置と、前記光ファイバを伝送する波長多重信号を分岐し、それぞれ前記コヒーレント光受信装置へ結合する光分岐器と、を備え、それぞれの前記コヒーレント光受信装置が１つの前記局発光源部を共用することを特徴とする。

複数のコヒーレント光受信装置が１つの局発光源部を共有することで、部品点数を大幅に削減することが可能であり、機器製造コストや機器管理コストを大幅に低減することが可能となる。

本発明は、光部品の設定の要求精度が低く、簡素な光部品で構成できるコヒーレント光受信装置及びこれを備える光通信システムを提供することができる。

本発明に係るコヒーレント光受信装置を含む光通信システムを説明する図である。 本発明に係るコヒーレント光受信装置の局発光を説明する図である。 本発明に係るコヒーレント光受信装置の局発光を説明する図である。 本発明に係るコヒーレント光受信装置を含む光通信システムを説明する図である。

添付の図面を参照して本発明の実施形態を説明する。以下に説明する実施形態は本発明の実施例であり、本発明は以下の実施形態に制限されるものではない。なお、本明細書及び図面において符号が同じ構成要素は相互に同一のものを示すものとする。

（実施形態１）
図１は、実施形態１のコヒーレント光受信装置３０１を含む光通信システム４０１を説明する図である。光通信システム４０１は、光送信装置３５１とコヒーレント光受信装置３０１とが光ネットワーク３５２を介して接続されたものである。光送信装置３５１は、例えば強度変調やＢＰＳＫ（Ｂｉｎａｒｙ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）、ＱＰＳＫなどのＭ相ＰＳＫ（Ｍ−ａｒｙ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）やＭ相ＤＰＳＫ（Ｍ−ａｒｙ Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）、Ｍ相ＡＰＳＫ（Ｍ−ａｒｙ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ ａｎｄ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）、Ｍ相ＱＡＭ（Ｍ−ａｒｙ Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）等の変調方式により光変調し、光信号として出力する。

コヒーレント光受信装置３０１は、位相ダイバーシティ構成を採用せずに、実質的に位相ダイバーシティと等価の信号処理を行うことによってデータの取り出し処理（復調処理）を行う。即ち、光９０度位相ハイブリッド回路を不要とすると共に、光検波器を１系列としている。具体的には、初期位相と位相揺らぎが揃った複数の局発光を用い、局発光及び入力される信号光を混合し、混合信号光を光検波し、局発光と信号光との間の中間周波数信号をそれぞれ分離処理して中間周波数信号の互いの位相が所定の関係となるように調整することで、光９０度位相ハイブリッド回路を用いず、かつ１シンボル時間の半分以下の周期での位相変調による課題も引き起こすことなく、コヒーレント光検波を実現することとした。

コヒーレント光受信装置３０１は、初期位相と位相揺らぎが揃った複数の局発光を用い、信号光と局発光を光検波することでそれぞれ生成される中間周波数信号とそれぞれの中間周波数信号と同じ周波数でかつ互いの位相揺らぎが揃い乗ずる際の初期位相が所定の関係である正弦波信号をそれぞれ乗じ、前記調整部は、端子数がＫの光多端子結合回路と同等とするダイバーシティ方式の場合に各端子に対応する中間周波数信号の出力が２πｑ／Ｋ、（ｑ：０〜Ｋ−１）の位相の出力となるように正弦波信号の位相となるように調整する。又は、コヒーレント光受信装置３０１は、初期位相と位相揺らぎが揃った複数の局発光を用い、信号光と局発光を光検波することでそれぞれ生成される中間周波数信号の周波数差の自然数分の１の周期で中間周波数信号をサンプリングし、端子数がＫの光多端子結合回路と同等とするダイバーシティ方式の場合に各端子に対応する中間周波数信号のサンプリングの際の位相が２πｑ／Ｋ、（ｑ：０〜Ｋ−１）となるように調整する。

以下、コヒーレント光受信装置３０１の詳細について２相ダイバーシティ受信に即して、説明する。コヒーレント光受信装置３０１は、局発光源部１０、調整部１１、２入力２出力合波器の混合部１２、差動光検波器１３、処理部１４を備える。

局発光源部１０は、コヒーレント光受信のための初期位相と位相揺らぎが揃った複数の局発光からなる局発光ＥＬを発生する。局発光源部１０は単一の光源１０１からの光に、発振器１０２の周波数ｆｍの正弦波信号で強度変調する変調器１０３を用いて変調をかける。これにより、光源１０１が出力した光に対して周波数ｆｍの差分をもつサイドバンドを生じる。光源１０１から送出された光と、変調器１０３により生成されたサイドバンドにより、１つの光源１０１から３つの光を生成することが可能である。これら３つの光のうち、光分波器（不図示）を用いて任意の２つの光を選択してもよいし、光源１０１の出力光を抑圧することで、周波数間隔２ｆｍの両方のサイドバンドのみ選択することも可能である。

例えば、変調器１０３としてマッハツェンダ型光変調器を用い、発振器１０２によりｆｍの正弦波信号を印加し変調する。このとき、バイアス電圧を適当に選ぶと入力光の光周波数成分は抑圧され、入力光の光周波数に対し変調周波数ｆｍだけの差分をもつサイドバンドを生じる（ＤＳＢ−ＳＣ方式）。ＤＳＢ−ＳＣ方式では、３つの光から局発光として二つの光を選択する必要がないことから、光源１０１の出力光パワーを有効に活用することができる。

また、光源１０１から出力される角周波数ｗＬの光の一部を音響光学変調器（Ａｃｏｕｓｔｏ−Ｏｐｔｉｃ Ｍｏｄｕｌａｔｏｒ：ＡＯＭ）を用いて角周波数がｗ０（＝２πｆ０）だけシフトし、その角周波数ｗＬ＋ｗ０の光と角周波数ｗＬの光の混合した局発光ＥＬを出力するとしてもよい。また、角周波数をｗ０だけシフトさせる周波数シフタや、ＦＭ変調器や、単側波帯（Ｓｉｎｇｌｅ Ｓｉｄｅ−Ｂａｎｄ：ＳＳＢ）変調器等を用いて角周波数ｗＬ＋ｗ０の光と角周波数ｗＬの光の混合した局発光ＥＬを出力するとしてもよい。Ｋ相ダイバーシティ方式の場合は、それぞれ各周波数がｗ０の自然数倍離れたＫの局発光ＥＬを出力してもよい。

いずれの場合も、局発光の光周波数間隔は、電気信号による発振器１０２の周波数精度で制御されているため、信号光の光周波数制御も容易になる。

また、光源１０１として外部クロックで動作するモードロック光源を用いてもよいし、上記の条件を満たせばその他の光源を用いてよい。

変調サイドバンドを用いるか、光の一部分を周波数シフトした光を出力する局発光源部１０からの複数の局発光は、単一の光から生成しているので、各瞬間では、同一の初期位相と同一位相揺らぎを有する。なお、局発光毎の伝搬行路が異なる時は、局発光同士の位相関係の相関を保持するために、局発光を伝播する行路長差はコヒーレント長と比べて無視できる程度、例えばその１／１０以下とする。

ここで、局発光ＥＬは、受信する信号光Ｅｓに対しｆＩＦ１及びｆＩＦ２だけ光周波数が離れた光とする。局発光源部１０は、図２に示すように信号光とそれぞれ光周波数がｆＩＦ１、＋ｆＩＦ２離れ、かつ局発光間の光周波数がｆ０＝ｆＩＦ１＋ｆＩＦ２だけ離れた光を出力する。又は、局発光源部１０は、図３に示すように２つの局発光の光周波数差がｆ０＝ｆＩＦ２−ｆＩＦ１となるように配置し、信号光に対しそれぞれの局発光がｆＩＦ１、ｆＩＦ２だけ光周波数が離れた光とすることでも、同様に２つの中間周波数信号を得ることが可能である。いずれの場合も、ｆＩＦ１≠ｆＩＦ２である。

また、出力信号を最も効率的に検波するためには、信号のマークの中に中間周波数信号が最大となる点が少なくとも１つ以上存在すればよい。これは、中間周波数信号の周波数差となる｜ｆＩＦ１−ｆＩＦ２｜を変調帯域の半分より大きく取ることで可能である。なお、ここで、局発光の光強度は等しく、後述する光受信装置３０１でのそれぞれに対応する光検波器の受信感度や中間周波数信号の利得と減衰を考慮した透過特性は等しいとする。異なる場合も、その光強度、受信感度、透過特性が同等となるように、光信号強度又は中間周波数信号強度を調整すればよい。

混合部１２の２×２合波器は、局発光ＥＬ及び受信した信号光Ｅｓを混合する。即ち、２×２合波器においては、調整部１１からの局発光ＥＬと受信した信号光Ｅｓとを混合させて、差動光検波器１３へ出力する。

差動光検波器１３は、混合部１２にて混合された混合信号の光について光検波する。即ち、差動光検波器１３は混合部１２からの混合光について差動光検波して、電気信号に変換する。

処理部１４は、差動光検波器１３の出力した電気信号の内の、局発光ＥＬに含まれる角周波数ｗＬの光及び受信した信号光Ｅｓのビートによる角周波数ｗｉ（＝２πｆＩＦ１）を搬送波とした中間周波数信号Ｘと、局発光ＥＬに含まれる角周波数ｗＬ＋ｗ０の光及び受信した信号光Ｅｓのビートによる角周波数ｗｉ＋ｗ０（＝２πｆＩＦ２）を搬送波とした中間周波数信号Ｙと、を送信側装置３５１での光変調方式に応じて処理する。中間周波数信号Ｘは、周波数ｗｉを中心に信号帯域幅の約２倍のスペクトル幅をもつとし、中間周波数信号Ｙは、周波数ｗｉ＋ｗ０を中心に信号帯域幅の約２倍のスペクトル幅をもつとする。また、各中間周波数信号Ｘ、Ｙのパワーの差分は、受信した信号光の位相状態等に依存して変動する。このとき、受信電子回路の帯域幅は、図１の例では信号帯域幅の４倍以上とすることが必要となる。なお、中間周波数ｗｉが０Ｈｚとなるように局発光の角周波数ｗＬを設定した場合には、受信に用いる電気回路の帯域幅は信号帯域幅の３倍に近づく。

処理部１４で、中間周波数信号Ｘ、Ｙは、例えば、それぞれ同じ周波数の正弦波信号と乗ずることで復調される。それぞれの中間周波数信号と乗ずる正弦波信号は局発光源部の発振器１０２からの正弦波信号をそれぞれの中間周波数信号となるように周波数シフトしてもよい。また、図１に示すように局発光源部の発振器１０２とは異なる発振器を備え、一方の中間周波数信号を出力し、その出力の一部を他方の中間周波数信号となるように周波数シフトしてもよい。また、それぞれの中間周波数信号を出力する発振器を個別に備えてもよい。ただし、用いる発振器間の初期位相と位相揺らぎを揃えるように同調動作をしている。調整部(不図示)は、発振器からのそれぞれの中間周波数信号と同じ周波数でかつ互いの初期位相と位相揺らぎが揃った正弦波信号を中間周波数信号に乗ずる際に、正弦波信号の位相を位相調整器によって調整することで、端子数がＫの光多端子結合回路と同等とするダイバーシティ方式の場合に各端子に対応する中間周波数信号の出力が２πｑ／Ｋ、（ｑ：０〜Ｋ−１）の位相の出力となるように正弦波信号の位相となるように調整する。２相ダイバーシティ方式の場合は、π／２位相が異なる出力となるように設定する。２相ダイバーシティ方式の場合で、中間周波数信号ＸとＹの位相揺らぎをΘｘ（ｔ）とΘｙ（ｔ）、それぞれ対応する正弦波信号の位相揺らぎをφｘ（ｔ）とφｙ（ｔ）とすると次式の関係となる。
（式１）
Θｘ（ｔ）−Θｙ（ｔ）＝φｘ（ｔ）−φｙ（ｔ）±ｋπ／２
（ｋ＝１，３，５，・・・） （１）
このとき復調後の中間周波数信号は、位相に依存しない定数項を１とすると次式で示される。
（式２）
ｃｏｓ（Θｘ（ｔ）−φｘ（ｔ））
ｃｏｓ（Θｙ（ｔ）−φｙ（ｔ）±ｋπ／２）＝ｓｉｎ（Θｘ（ｔ）−φｘ（ｔ））
（２）
（２）式で示されるように、中間周波数同士の位相差と、正弦波信号同士の位相差は信号光と局発光の位相差と無相関にそれぞれの位相差の関係のみ一定であればよい。

なお、調整部による位相の調整は明示的な位相調整器によって中間周波数信号との位相を（１）式に示す関係に保つように調整したが、中間周波数信号に乗ずる正弦波信号の乗ずるためのミキサまでの伝搬路長を予め（１）式が成立するようにすることで用いずともよい。逆に、中間周波数信号間の位相を（１）式に示す関係に保つように調整することに加えて、中間周波数信号と正弦波信号を乗じた後の出力の位相がそれぞれの中間周波数信号に対する出力で一定となるように調整するとしてもよい。更に、中間周波数信号に乗ずる正弦波信号間の位相の調整によって説明したが、局発光の伝搬距離を調整することで局発光間の位相を調整してもよい。局発光間の位相を調整する場合は中間周波数信号に乗ずる正弦波信号の位相を調整しなくともよい。また、中間周波数信号に乗ずる正弦波信号と局発光の両方を調整し、（１）式に示される関係としてもよい。局発光は混合部１２を経由して差動光検波器１３に入力される。この際の局発光の伝搬距離を、局発光間の位相を調整する場合は、差動光検波器１３にて生成される中間周波数信号の位相が所定の関係、例えばπ／２異なるように調整する。

例えば、光周波数差が２ＧＨｚで伝搬路の屈折率が１．５、光速が３×１０^８ｍ／ｓとすれば、２．５ｃｍ伝搬すれば位相が１回転する。このため、１／４位相調整する場合は、その１／４である０．６２５ｃｍの単位で設定すればよい。なお、温度等の経時変化による、光源１０１からの伝搬路の長さおよび屈折率の変動が無視できれば、伝搬路の設定は一定であってもよい。例えば、位相がπ／４０までずれてよいのであれば、屈折率を考慮した実効的な伝搬路長の変動が０．６ｍｍ以下であればよい。

また、処理部１４では、差動光検波器１３の出力を予め電気濾波器（Ｂａｎｄ Ｐａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ：ＢＰＦ）で、各中間周波数信号Ｘ，Ｙに分離した後に処理してもよい。電気濾波器（Ｂａｎｄ Ｐａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ：ＢＰＦ）で、各中間周波数信号Ｘ，Ｙに分離した後で処理する場合、同じ周波数の正弦波信号を乗ずる代わりに、それぞれを２乗検波等の包絡線検波で処理してもよい。

また、コヒーレント光受信装置３０１は、（１）式を満たすように、信号光と局発光を光検波することでそれぞれ生成される中間周波数信号の周波数差の自然数分の１の周期で中間周波数信号をサンプリングし、端子数がＫの光多端子結合回路と同等とするダイバーシティ方式の場合に各端子に対応する中間周波数信号のサンプリングの際の位相が２πｑ／Ｋ、（ｑ：０〜Ｋ−１）となるように調整してもよい。即ちそれぞれの局発光に対応する位相差を一定のまま処理するようにサンプリングするためのサンプリング周期τと、中間周波数信号の周波数の差Δｆ（＝ｗ０／２π）との間には、全サンプリングで同一の符号の値のままサンプリングする場合はΔｆτ＝ｍ（ｍは０以外の任意の整数）が、サンプリングの度に反対の符号の値としてサンプリングする場合はΔｆτ＝ｍ／２（ｍは０以外の任意の整数）が、成立するようにしてもよい。サンプリングは、例えば、中間周波数信号に乗ずる正弦波信号を、サンプリングするタイミングでのみ乗ずることで行ってもよいし、サンプリングするタイミングでのみ中間周波数信号をミキサに入力するとしてもよいし、ミキサの出力をサンプリングするとしてもよい。一般に端子数がＫの光多端子結合回路と同等とするダイバーシティ方式の場合もそれぞれの局発光に対応する中間周波数信号の周波数の差も同様である。なお、それぞれの中間周波数信号の周波数同士は異なる。

更に、望ましくは、中間周波数信号を復調した際の位相が、サンプリングの機会によらず０とπ／２、０と−π／２、πとπ／２、πと−π／２のいずれか一つで固定的な関係となるように、位相を整合してサンプリングすることが望ましい。この場合、サンプリング毎に、中間周波数信号の復調した位相成分がサンプリング機会によらず一定となるので位相変調成分の処理が簡易となる。

又、処理部での処理に際し、特許文献１と同様の処理を、光９０度位相ハイブリッド回路の各出力の代わりに、それぞれの中間周波数信号に対して処理してもよい。

なお、図１のコヒーレント光受信装置３０１は、２×２合波器のそれぞれでπ位相差が異なる出力を差動光検波するため２×２合波器の混合部１２と差動光検波器１３で構成されているが、混合部１２を２×１合波器とし、差動光検波器１３の代替として差動ではない単一入力の光検波器としてもよいし、合波器と差動検波器の一方を変更してもよい。また、コヒーレント光受信装置３０１は、複数の局発光を用いる代わりに、単一の局発光を用い、信号光の一部を周波数シフト又は強度変調し、その複数のサイドバンドと単一の局発光との中間周波数信号の位相差と正弦波信号の位相差が４分の１周期異なるように信号光を変調し、端子数がＫの光多端子結合回路と同等とするダイバーシティ方式の場合に各端子に対応する中間周波数信号の出力が２πｑ／Ｋ、（ｑ：０〜Ｋ−１）の位相の出力となるように正弦波信号の位相となるように調整してもよい。

なお、偏波制御器１５は、混合部１５に入力される信号光の偏波状態を局発光の偏波状態に整合させるものである。例えば、偏波制御器１５は、前述の無限追従自動偏波制御器により構成することができるし、直交する偏波で信号光と混合する２組の本願の受信機を備えた偏波ダイバーシティ構成としてもよいし、直交する偏波の複数の局発光の組、合計４つの局発光を用いて位相ダイバーシティに加えて偏波ダイバーシティを行う構成としてもよい。

次に、コヒーレント光通信装置３０１を複数備える光通信システム（不図示）について説明する。本実施形を適用する光通信システムは、例えば、複数の光送信装置３５１と複数のコヒーレント光通信装置３０１を、光結合器と光ファイバ伝送路と光分岐器を介して接続する、マルチポイント−マルチポイント光通信システムである。

光送信装置３５１側から送出された信号光は、光結合器を用いて全信号光を結合して波長多重信号とした後、光ファイバ伝送路へ伝送する。このとき、各信号光の波長は異なるよう設定する。例えば、光送信装置３５１から送信される信号光は、光周波数にしてｆｓ１とし、ｆｓ２とし、以下同様に、ｎからの信号光はｆｓｎとなるように送信する。なお、時分割多重も行う場合は、時分割多重を行う光送信器３５１同士で単一の光周波数を共用してもよい。光送信器３５１から送信される光は、更に光ファイバ伝送路中の光合分岐器によって合波され、コヒーレント光通信装置３０１に伝送される。各コヒーレント光通信装置３０１は、同様に信号光を復調して信号出力を得る。

本実施形態の場合、複数の光送信装置３５１から送出された信号光をそれぞれコヒーレント光通信装置３０１によって受信するために、各コヒーレント光通信装置３０１に光位相同期受信器を配置する場合と比べ、光送信器３５１からの信号光の異なる位相に応じて位相同期を行う必要がないので局発光源部１０を一つに集約することができる。本実施例では、局発光源部１０が単一であるので、各コヒーレント光通信装置３０１に精緻な調整が必要又は高精度な光９０度位相ハイブリッド回路をそれぞれ用いた位相ダイバーシティ受信器を送信機毎に配置する場合と比べ、簡易な構成となる。更に、局発光源部１０は複数のマルチポイント−マルチポイントの光通信システム又は複数のポイント−マルチポイントの光通信システムで共用することも可能である。そのため、光位相同期受信器と比べて部品点数を大幅に削減することが可能であり、光９０度位相ハイブリッド回路を用いた位相ダイバーシティ受信器と比べて光部品点数を大幅に削減することが可能である。このため、機器製造コストや機器管理コストを大幅に低減することが可能となる。なお、複数のコヒーレント光通信装置３０１で局発光源部１０を共用する場合、更に中間周波数信号に乗ずる正弦波を出力する発振器を共用する場合はそれらの伝搬距離をコヒーレント光通信装置３０１間で揃えるか、個別に調整する。

このように、本実施形態の場合、光９０度位相ハイブリッド回路を用いた構成と異なり、一組の局発光を複数の受信装置で共用することができるので、光９０度位相ハイブリッド回路を用いた構成よりもスケーラビリティに優れる利点もある。

以上の説明で、２相ダイバーシティ方式に即して説明を加えたが、一般に端子数がＫの光多端子結合回路と同等とするダイバーシティ方式の場合は位相差が２π／Ｋ、２π２／Ｋ、・・・、２π（Ｋ-１)／Ｋとなるようにすれば同様である。なお、本実施形態の、局発光の偏波を直交偏波として、２×２分波器を光９０度位相ハイブリッド回路とすれば偏波ダイバーシティに適用することもできる。

従来のコヒーレント光受信装置では光９０度位相ハイブリッド回路において、受信した信号光と局発光との２系列の混合光として、信号光と局発光の位相差がπ／２ずつ異なる複数の混合光を生成していた。そして、これら４出力の混合光それぞれを異なる２つの光検波器で光検波していた。これに対し、本実施形態のコヒーレント光受信装置３０１は、初期位相と位相揺らぎが揃った複数の局発光を局発光源部１０が出力し、その複数の局発光を用いるので、所定のサンプリング周期で、位相関係が直交する２つの中間周波数信号（第１系列と第２系列）を周波数多重で同時に出力する。このため、複雑な光位相ループや、光９０度位相ハイブリッド回路や高速の位相変調器を用いず、１つの差動光検波器で位相ダイバーシティ構成を実現できる。このため、受信した信号光を簡単な光部品を用いた構成により、電気信号に変換することができるので高速化に対応しつつ、小型化、構成の簡素化を図ることができる。

（実施形態２）
図４は実施形態２のコヒーレント光受信装置３０２を含む光通信システム４０２を２相ダイバーシティの場合で説明する図である。コヒーレント光受信装置３０２は、図１のコヒーレント光受信装置３０１とは異なる局発光源部２０と処理部２４を備える。

コヒーレント光受信装置３０２は、局発光源部２０、２×２合波器の混合部１２、差動光検波器１３、処理部２４を備える。処理部２４は、アナログ／デジタル変換器１２１（ＡＤ変換器：Ａｎａｌｏｇ ｔｏ Ｄｉｇｉｔａｌ変換器）、デジタル演算器１２２、識別部１２３、正弦波信号源をなす発振器１２４、分周器１２５及びパターン発生部１２６を備える。

局発光源部２０は、発振器１０２からの出力を受けた変調器１０３により、後述する処理部２４の発振器１２４で発生する正弦波信号の整数分の１の周波数で互いに異なる周波数の２つの局発光を出力する。具体的には、角周波数ｗＬ及び角周波数ｗＬ＋ｗ０の局発光を多重した局発光ＥＬを生成する。この局発光ＥＬの複数の局発光間の周波数差Δｆ（＝ｗ０／２π）は、受信する信号光Ｅｓの帯域幅の２倍よりも小さく、かつ、信号光Ｅｓを発生する光源のスペクトル線幅（半値全幅）及び上記局発光ＥＬを発生する光源のスペクトル線幅（半値全幅）よりも大きい周波数である。ここで変調器１０３に発振器１０２から出力する正弦波信号は、処理部２４の発振器１２４で発生する正弦波信号と位相が整合したものであることが処理部２４での処理の簡易化の観点から望ましい。

局発光源部２０は、例えば、光源１０１、変調器１０３、光周波数依存の可変光減衰器１０５（Ｖａｒｉａｂｌｅ Ｏｐｔｉｃａｌ Ａｔｔｅｎｕａｔｏｒ：ＶＯＡ）、光分岐器１０６、モニタ回路１０７及び強度比制御回路１０８を組み合わせて構成される。

光源１０１は、角周波数ｗＬを有する光を出力する。光源１０１のスペクトル線幅（半値全幅）は、例えば１００ｋＨｚ〜１０ＭＨｚ程度とすることができる。

変調器１０３は、光源１０１からの光の一部の角周波数を、分周器１０４から供給される周波数信号の角周波数ｗ０だけシフトさせる周波数シフタである。変調器１０３は、例えば、一般的なＦＭ変調器や音響光学変調器、強度変調器、ＳＳＢ変調器である。変調器１０３が強度変調器である場合、キャリアを抑圧し、上下のサイドバンドを用いれば、光源１０１の出力する光の角周波数はｗＬ０の代わりにｗＬ０＋ｗ０／２とし、分周器１０４から供給される周波数信号の角周波数はｗ０／２とする。また、光源１０１からの光の一部の光周波数を変更することができない場合は、光源１０１からの光を分岐し分岐した一方の光の光周波数を変更し、他方の光周波数をそのままとし、両者の偏波状態を揃えて合波する構成としてもよい。

周波数ｗ０（＝２πｆ０）は例えば、信号光が４０Ｇｂｉｔ／ｓのＱＰＳＫ又はＤＱＰＳＫ信号光の場合、信号帯域幅は約２０ＧＨｚとなるので、その２倍の約４０ＧＨｚより小さく、かつ、局発光源部２０内の光源１０１及び信号光の光源のスペクトル幅１００ｋＨｚ〜１０ＭＨｚよりも大きくなるようにすればよいので、この場合の周波数ｆ０は、例えば１００ＭＨｚ〜１ＧＨｚの範囲に設定する。

ＶＯＡ１０５は、その減衰量が光周波数で異なる減衰器であり、局発光が入力され、複数の局発光間の強度比を変更する。その変更する強度比は、後述する強度比制御回路１０８からの出力信号に従って可変制御される。また、ＶＯＡ１０５は減衰器である代わりにその増幅量が光周波数で異なる増幅器であってもよい。また、ＶＯＡ１０５は変調器１０３で生成する各局発光の強度比を調整することに替えてもよい。また、複数の局発光を分岐して一方あるいは両方に減衰器を経由して再び両者の偏波状態を揃えて合波する構成としてもよい。複数の局発光の分岐再合波は上述の変調器１０３とＶＯＡ１０５で共用してもよい。

なお、光源１０１、変調器１０３、及びＶＯＡ１０５のそれぞれの間は、例えば、偏波保持ファイバ、光導波路又は空間光学系などを用いて光結合され、各々の間を伝搬する光の偏波状態が保持されている。

光分岐器１０６は、局発光ＥＬの一部をモニタ光として分岐してモニタ回路１０７に出力する。モニタ回路１０７は、光分岐器１０６からのモニタ光を用いて、局発光ＥＬに含まれる角周波数ｗＬ及びｗＬ＋ｗ０それぞれの局発光の強度（振幅）を検出し、その比をモニタする。強度比制御回路１０８は、モニタ回路１０７のモニタ結果及び後述するデジタル演算器１２２の演算結果に応じて、ＶＯＡ１０５の減衰量を変化させるための制御信号を生成し、その制御信号をＶＯＡ１０５に出力する。

混合部１２は、局発光源部１０からの局発光と受信した信号光とを混合させる２×２合波器である。２×２合波器の一方の入力ポートには、光伝送路等を介してコヒーレント光受信装置３０２に入力される角周波数ｗｓの信号光Ｅｓが局発光と偏波が揃った状態入力され、他方の入力ポートには、局発光源部１０から出力される局発光ＥＬが入力される。２×２合波器は、入力される信号光及び局発光を合成し、光位相が概ね互いにπ異なる２組の光を出力する。

差動光検波器１３は、混合部１２で混合された混合信号の光について光検波する。具体的には、差動光検波器１３は、２×２合波器から出力される光位相がπ異なる各光を受光して差動光検波を行う。ここで、２×２合波器のそれぞれのπ位相差が異なる出力を差動光検波するため２×２合波器と差動光検波器１３で構成されているが、２×２合波器を２×１合波器とし、差動光検波器の代わりに差動ではない単一入力の光検波器としてもよいし、合波器と差動検波器の一方を変更してもよい。

ＡＤ変換器１２１は、差動光検波器１３から入力されるアナログ電気信号を、正弦波信号源を発生する発振器１２４からの正弦波信号をサンプリングタイミングとしてデジタル信号に変換してデジタル演算器１２２に出力する。

デジタル演算器１２２は、ＡＤ変換器１２１からのデジタル信号を用い、デジタル演算処理を行うことを通じ、受信した信号光の電界の振幅情報及び位相情報について、実部と虚部とからなる情報を得ることにより推定を行う。ここで、デジタル演算器１２２は、受信した信号光の１シンボルあたり位相状態「０」に対応する局発光と受信した信号光との混合光に由来する第１系列のデジタル信号（Ｉ）と、位相状態「π／２」に対応する局発光と受信した信号光との混合光に由来する第２系列のデジタル信号（Ｑ）と、を取り込むことができる。これにより、デジタル演算器１２２においては、演算処理により、受信した信号光の光電界の振幅情報及び位相情報について、実部と虚部とからなる情報を得ることができる。

識別部１２３は、デジタル演算器からの演算結果に基づいて受信データの識別処理を行うデータ識別部である。識別部１２３は、デジタル演算器１２２にて振幅及び位相情報が推定された結果としてのデジタル信号を用い、送信側装置３５１での光変調方式に応じて受信データの識別処理を行う。識別部１２３がこのように識別することでコヒーレント光受信装置は、信号光のデータの再生を行うことができる。

なお、デジタル演算器１２２は、通常は受信した信号光に含まれる受信データのビットレートよりも低い動作正弦波信号周波数で動作する。

発振器１２４は、ＡＤ変換器１２１へのサンプリングタイミングを規定する正弦波信号を発生する発振回路である。デジタル演算器１２２は、上述の受信データの取り出しのための演算処理の結果に基づいて、発振器１２４で発生する正弦波信号の位相と周波数等を位相状態「０」に対応する局発光が位相状態「０」に対応し、位相状態「π／２」に対応する局発光が位相状態「π／２」に相当するように制御する。これにより、デジタル演算器１２２は、ＡＤ変換器１２１からのデジタル信号について、例えば分周器１２５が行う正弦波信号の分周数に応じた並列処理によって上述のデジタル演算処理を行う。

分周器１２５は、発振器１２４からの正弦波信号を分周して、デジタル演算器１２２への動作正弦波信号として出力する。これにより、デジタル演算器１２２は、ＡＤ変換器１２１からのデジタル信号について、分周数に応じた並列処理によって上述のデジタル演算処理を行うことができる。デジタル演算器１２２が１シンボル当たりの１組の第１系列及び第２系列のデジタル信号を単位にして演算処理できるように、分周器１２５は、ＡＤ変換器１２１のサンプリング周波数が、デジタル演算器１２２の動作正弦波信号よりも少なくとも２倍となるように分周比を設定する。

更に、分周器１２５の分周数を２の整数Ｎ倍の分周数（２×Ｎ分周）とすることで、上述の第１系列（Ｉ）のデジタル信号についての演算と、第２系列（Ｑ）のデジタル信号についての演算を一組とした場合、デジタル演算器１２２はＮ並列の並列演算処理を実行することができる。

なお、ＡＤ変換器１２１及びデジタル演算器１２２は、予め単一モジュールとして一体化して構成することができる。このようにすれば、ＡＤ変換器１２１及びデジタル演算器１２２としての接続のための配線等を予めモジュール内で配線設計することができるので、装置の小型化や配線負荷の軽減の観点から有利である。ＡＤ変換器１２１及びデジタル演算器１２２は、差動光検波器１３で電気信号に変換された中間周波数信号について、正弦波信号に基づくデジタル信号処理（アナログ／デジタル変換処理及びデジタル演算処理）を通じ、受信した信号光に含まれる受信データを取り出すための処理を行う受信データ処理部を構成する。

信号光の伝送ビットレートをＺ、信号光の多値変調数をｍ［１シンボル当たりの情報量］はｌｏｇ_２ｍ（ｂｉｔ／ｓｙｍｂｏｌ）、１シンボル当たりの第１系列（Ｉ）及び第２系列（Ｑ）のデジタル信号の取得回数をｈとすると、発振器１２４では２ｈＺ／ｌｏｇ_２ｍの周波数を有する正弦波信号を発生させて、この正弦波信号に同期してＡＤ変換器１２１はサンプリングを行う。

次に、動作を説明する。受信する信号光及び局発光は、例えば、次式に示す電界ベクトルＥｓ（ｔ）及びＥＬ（ｔ）によって表されるものとする。
（式３）
Ｅｓ（ｔ）＝Ａｓｅｘｐ｛ｊ（ｗｓｔ＋Ｏｓ（ｔ））｝ｓ（ｔ） （３）
（式４）
ＥＬ（ｔ）
＝［ＡＬ１＋ＡＬ２ｅｘｐ｛ｊ（ｗ０ｔ）｝]ｅｘｐ｛ｊ（ｗＬｔ＋ＯＬ（ｔ））｝
（４）
ここで、ｓ（ｔ）は受信した信号光のデータに対応した信号ベクトル、Ａｓは受信した信号光の振幅、ｗｓは受信した信号光の平均角周波数、Ｏｓ（ｔ）は受信した信号光の光位相揺らぎ、ＡＬ１は１方の局発光の振幅、ＡＬ２は他方の局発光の振幅、ｗＬは一方の局発光の平均角周波数、ｗ０は局発光間の角周波数差、ＯＬ（ｔ）は局発光の光位相揺らぎ、ｔは時間、ｊは虚数単位をそれぞれ表す。

ここれらの受信した信号光Ｅｓ及び局発光ＥＬが２×２合波器で混合された後、差動光検波器１３で光検波された複素電流は、次式によって定義される。この複素電流の実部Ｉが一方の局発光に関する中間周波数信号に相当し、虚部Ｑが他方の局発光に関する中間周波数信号に相当する。
（式５）
Ｉ＋ｊＱ
＝ＲＡｓＡＬ１ｅｘｐ｛ｊ（ｗｓｔ＋Ｏｓ（ｔ）−ｗＬｔ−ＯＬ（ｔ））｝ｓ（ｔ）
＋ＲＡｓＡＬ２ｅｘｐ｛ｊ（ｗｓｔ＋Ｏｓ（ｔ）−ｗＬｔ−ＯＬ（ｔ）−ｗ０ｔ｝ｓ（ｔ）
（≡［ＲＡｓＡＬ１ｅｘｐ｛ｊ（θ１（ｔ））｝＋ＲＡｓＡＬ２ｅｘｐ｛ｊ（θ２（ｔ））｝］ｓ（ｔ））
＝ｅｘｐ｛ｊ（ｗｓｔ＋Ｏｓ（ｔ）−ｗＬｔ−ＯＬ（ｔ））｝［ＲＡｓＡＬ１＋ＲＡｓＡＬ２ｅｘｐ｛−ｊ（ｗ０ｔ）｝］ｓ（ｔ）
＝ｅｘｐ｛ｊ（θ（ｔ））｝［ＲＡｓＡＬ１＋ＲＡｓＡＬ２ｅｘｐ｛−ｊ（ｗ０ｔ）｝］ｓ（ｔ） （５）
ここで、次式を満たすものとする。
（式６）
（ＲＡｓＡＬ１）^２＋（ＲＡｓＡＬ２）^２＝１ （６）
次に、（５）式について、光周波数ｗＬの局発光に由来する項に着目し、信号光と局発光の周波数差及び相対位相雑音の補償を行うと、補償後の複素電流Ｉ’＋ｊＱ’は、次式となる。
（式７）
Ｉ’ｊＱ’＝［ＲＡｓＡＬ１＋ＲＡｓＡＬ２ｅｘｐ｛−ｊ（ｗ０ｔ）｝］ｓ（ｔ） （７）

ここで、上記の補償の方法の一例について説明する。差動光検波器から出力される複素電流信号は、この補償に関連する技術として、例えば、非特許文献１には、受信した信号光が４値の位相偏移変調（Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ：ＰＳＫ）方式の場合に、該受信した信号光と局発光の位相差θ（ｔ）を計算する方法が示されており、この拡張により、ｍ値のＰＳＫ方式の場合には、次式の関係に従って近似的に計算できることが示される。
（式８）
θ（ｔ）≒（１／ｍ）（１／Δｔ）∫ａｒｇ｛（Ｉ＋ｊＱ）^ｍ｝ｄｔ （８）
そこで、本発明では（８）式と同様にして、（５）式に含まれる光周波数ｗＬの局発光の位相差θ１（ｔ）及び光周波数ｗＬ＋ｗ０の局発光の位相差θ２（ｔ）の各近似値を、次式に従って計算する。
（式９）
θ１（ｔ）≒（１／ｍ）（１／Δｔ）∫ａｒｇ｛（Ｉ＋ｊＱ）^ｍ｝ｄｔ
θ２（ｔ）≒（１／ｍ）（１／Δｔ）∫ａｒｇ｛（［Ｉ＋ｊＱ］ｅｘｐ｛−ｊ（ｗ０ｔ）｝）^ｍ｝ｄｔ （９）
このとき、（９）式における積分時間幅は、複数の局発光の周波数差の逆数、すなわち、２π／ｗ０よりも十分に大きく、かつ、受信した信号光の平均周波数と局発光の平均周波数との周波数差の最大値の逆数、すなわち、１／ｍａｘ（｜ｗＬ−ｗｓ｜／２π｜）よりも十分に小さい。なお、受信した信号光がＤＱＰＳＫ方式の場合、ｍの値は４である。なお、上記の補償方法は一例であり、本発明に他の構成の補償方法を適用することも可能である。

（９）式によりθｘ（ｔ）及びθｙ（ｔ）の各近似値が計算されると、前述の（５）式に含まれるＲＡｓＡＬ１及びＲＡｓＡＬ２の比が、次式により近似的に求められる。
（式１０）
ＲＡｓＡＬ１：ＲＡｓＡＬ２
≒∫｜ｅｘｐ｛−ｊ（θ１（ｔ））｝（Ｉ＋ｊＱ）｝｜ｄｔ
：∫｜ｅｘｐ｛−ｊ（θ２（ｔ））｝（Ｉ＋ｊＱ）｝｜ｄｔ （１０）
ただし、（１０）式における積分時間幅は、複数の局発光間の周波数差の逆数２π／ｗ０（＝１／ｆ０）よりも十分に大きい。

（１０）式の関係に従って求められたＲＡｓＡＬ１及びＲＡｓＡＬ２の比と、（６）式の関係とを用いることにより、ＲＡｓＡＬ１及びＲＡｓＡＬ２の値を算出する。このＲＡｓＡＬ１及びＲＡｓＡＬ２の値と、差動光検波器１３から出力される中間周波数信号の電流値と、発振器１２４の周波数から算出したｗ０（＝２πｆ０）を（７）式をｓ（ｔ）について解いて分母を有理化して信号ベクトルｓ（ｔ）の値を演算する。このｓ（ｔ）は、デジタル演算器１２２から出力される受信した信号光電界の振幅及び位相の推定した結果に相当する。
（式１１）
ｓ（ｔ）
＝［Ｉ’＋ｊＱ’］／［ＲＡｓＡＬ１＋ＲＡｓＡＬ２ｅｘｐ｛−ｊ（ｗ０ｔ）｝］
＝［Ｉ’＋ｊＱ’］［ＲＡｓＡＬ１＋ＲＡｓＡＬ２ｅｘｐ｛ｊ（ｗ０ｔ）］／［１＋２ＲＡｓＡＬ１ＲＡｓＡＬ２ｃｏｓ（ｗ０ｔ）］ （１１）
したがって、信号ベクトルｓ（ｔ）の演算値を基に、識別部１２３において、受信した信号光の変調方式に対応した閾値に従ってデータの識別処理を実行することにより、受信データの再生が可能になる。

ただし、上記（１１）式は、次の（１２）式の条件で発散するため、このような状態を回避するための措置が必要である。
（式１２）
ｃｏｓ（ｗ０ｔ）＝−１／［２ＲＡｓＡＬ１ＲＡｓＡＬ２］ （１２）
（１２）式が成立するのは、（４）式を考慮すると次式の場合のみである。
（式１３）
ＲＡｓＡＬ１＝ＲＡｓＡＬ２＝√２／２ （１３）
したがって、（１３）式の条件に近づいた場合には、例えば、複数の局発光の振幅比を変化させることにより、前述の（１１）式の関係が発散して信号ベクトルｓ（ｔ）の演算が不能になる状態を回避することが可能になる。

局発光源部２０において、光源１０１から出力される角周波数ｗＬの光の一部が変調器１０３により角周波数がｗ０だけシフトされる。変調器１０３からの光はＶＯＡ１０５に入力されて、角周波数ｗＬと角周波数ｗＬ＋ｗ０の複数の局発光間の強度（振幅）比が調整され、角周波数差がｗ０の複数の局発光からなる局発光ＥＬとなる。

局発光ＥＬが２×２合波器に送られると共に、その一部が光分岐器１０６で分岐されてモニタ回路１０７に送られる。モニタ回路１０７では、局発光ＥＬに含まれる各局発光の強度（振幅）の比がモニタされ、そのモニタ結果が強度比制御回路１０８に伝えられる。

強度比制御回路１０８は、モニタ回路１０７のモニタ結果及びデジタル演算器１２２の演算結果に応じてＶＯＡ１０５の減衰量を変化させる。

２×２合波器に入力された局発光ＥＬは、角周波数ｗＳを有する受信した信号光Ｅｓと合成され、光位相差がπ異なる各光が差動光検波器１３に出力される。差動光検波器１３では、２×２合波器からの出力光が差動光検波１３される。これにより、局発光ＥＬに含まれる角周波数ｗＬの局発光と受信した信号光Ｅｓとのビートによる中間周波数ｗｉを有する信号Ｉが差動光検出器１３から出力されると共に、局発光ＥＬに含まれる角周波数ｗＬ＋ｗ０の局発光と受信した信号光Ｅｓとのビートによる中間周波数ｗｉ＋ｗ０を有する信号Ｑが差動光検出器１３から出力される。

ここで、中間周波数信号Ｉ，Ｑは、周波数差が信号帯域幅の２倍よりも小さく、かつ、
信号光源及び局発光源部２０のスペクトル線幅よりも大きくなるように設定されているため、各々のスペクトルが周波数軸上で重なり合うようになる。これにより、差動光検波器１３及びそれらより後段に配置される電子回路に要求される帯域幅は、例えば、信号帯域幅の２倍程度で済むようになる。なお、中間周波数ｆＩＦ１及びｆＩＦ２が０Ｈｚ近傍となるように局発光の角周波数ｗＬを設定した場合には、要求される帯域幅を信号帯域幅と同程度まで狭くすることができる。

差動光検波器１３から出力される中間周波数信号Ｉ，ＱがＡＤ変換器１２１で高速にＡＤ変換され、中間周波数信号Ｉ，Ｑに対応したデジタル信号系列がデジタル演算器１２２に入力される。デジタル演算器１２２では、（３）式〜（１１）式に対応した一連のアルゴリズムに従ってデジタル信号処理が実行され、信号ベクトルｓ（ｔ）の値が演算される。また、その演算過程で求められるＲＡｓＡＬ１及びＲＡｓＡＬ２の値が上記（１３）式の条件に近づくと、当該情報がデジタル演算器１２２から局発光源部２０内の強度比制御回路１０８に伝えられ、強度比制御回路１０８によりＶＯＡ１０５が制御されることで、
局発光ＥＬに含まれる局発光間の強度の比が変えられ、（１１）式が発散して信号ベクトルｓ（ｔ）の演算が不能になってしまうことが回避される。

そして、デジタル演算器１２２における信号ベクトルｓ（ｔ）の演算値が識別部１２３に伝えられると、識別部１２３では、受信した信号光の変調方式に対応した閾値に従って、信号ベクトルｓ（ｔ）の演算値がどのデータ値に該当するかの識別処理が実行され、その識別結果が受信データとして出力される。

以上のように、受信信号のＡＤ変換及びデジタル信号処理を組合せ、局発光ＥＬに含む局発光間の角周波数差ｗ０の設定を最適化したことにより、差動光検波器等に要求される帯域幅を低減できる。

なお、デジタル演算器１２２において信号ベクトルｓ（ｔ）の演算にあたっては、上述の式（１１）に示すように、一方の局発光に与えるべき周波数差ｗ０についての三角関数ｓｉｎ（ｗ０ｔ），ｃｏｓ（ｗ０ｔ）を演算する必要がある。ここで周波数差を与えるための周波数信号を独立した発振回路から供給されるように構成する場合、ｗ０ｔの設定値としては一定範囲の値を取ることが考えられるため、デジタル演算器１２２は、発振回路の発振周波数に応じた三角関数ｓｉｎ（ｗ０ｔ），ｃｏｓ（ｗ０ｔ）の値を予めテーブル構成で蓄積しておく必要がある。

この場合、局発光源部２０で用いる発振器１０２とデジタル演算器１２２を同期することが望ましい。例えば、分周器１２５が発振器１２４で発生する正弦波信号を整数分の１分周した正弦波信号を、局発光間の周波数差（図２であればｆＩＦ１＋ｆＩＦ２、図３であれば（ｆＩＦ２−ｆＩＦ１）を規定する周波数信号とすることにより、ＡＤ変換器１２１でのサンプリングタイミング毎のｓｉｎ（ｗ０ｔ）及びｃｏｓ（ｗ０ｔ）の値に規則性をもたせ、サンプリングタイミングに対応した信号ベクトルｓ（ｔ）の演算を簡素化させてもよい。

ＡＤ変換器１２１のサンプリング周波数（即ち、発振器１２４からの正弦波信号周波数）を１／Ｔとし、パターン発生器１２６において発振器１２４からの正弦波信号を４分の１分周する場合について例示する。この場合、ＡＤ変換器１２１でのサンプリングが、タイミング番号♯０，♯１，・・・，♯６の順番で行われる場合においては、サンプリング時刻はそれぞれＴを用いて０，Ｔ，・・・，６Ｔと表記することができる。

このとき、Δｗ＝１／４Ｔとなることから、タイミング番号♯０〜♯６でのｗ０ｔは０からπ／２ずつ増加していく。したがって、タイミング番号♯０〜♯６でのｃｏｓｗ０ｔは、順に、１，０，−１，０，１，０，−１となり、タイミング番号♯７以降も含めて４値（１，０，−１，０）の値が循環する循環数列を構成する。同様に、タイミング番号♯０〜♯６でのｓｉｎｗ０ｔについても、順に、０，１，０，−１，０，１となり、タイミング番号♯７以降も含めて４値（０，１，０，−１）の値が循環する循環数列を構成する。

したがって、仮に分周器１２５での分周比を「１」とする場合においても、デジタル演算器１２２での演算の際には、ｓｉｎ（ｗ０ｔ），ｃｏｓ（ｗ０ｔ）の値をテーブル構成で蓄積していることまでは必要ではなく、ｓｉｎ（ｗ０ｔ），ｃｏｓ（ｗ０ｔ）の値については上述の簡易な循環数列についての値を導出し、演算を単純化させることができる。

また、分周器１２５での分周比を「２」として、デジタル演算器１２２での演算をチャンネルｃｈ１及びチャンネルｃｈ２により２並列化する場合には、サンプリングタイミングに従って入力されるデジタル信号に基づく信号ベクトルｓ（ｔ）の演算をチャンネルｃｈ１及びｃｈ２で交互に行うことができるので、チャンネルｃｈ１，ｃｈ２毎のｓｉｎ（ｗ０ｔ），ｃｏｓ（ｗ０ｔ）の値の割当てを更に単純化させることができる。

すなわち、デジタル演算器１２２をなすチャンネルｃｈ１での信号ベクトルｓ（ｔ）の演算の際に割り当てられるｓｉｎ（ｗ０ｔ）は固定値０であり、ｃｏｓ（ｗ０ｔ）の値は交互に現れる２値（１，−１）の値となる。一方、チャンネルｃｈ２ではｓｉｎ（ｗ０ｔ）は交互に現れる２値（１，−１）の値となり、ｃｏｓ（ｗ０ｔ）の値は固定値０となる。

更に、分周器での分周比を「４」として、パターン発生器１２６で発生される周波数信号と分周器１２５での分周によって得られる正弦波信号とを実質的に同一の周波数とする場合には、デジタル演算器１２２での演算をチャンネルｃｈ１〜ｃｈ４により４並列化することになるが、各チャンネルｃｈ１〜ｃｈ４でのｓｉｎ（ｗ０ｔ），ｃｏｓ（ｗ０ｔ）の値の割当てを更に単純化できる。

この場合には、各チャンネルｃｈ１〜ｃｈ４では常にｗ０ｔは位相平面上では同一の点を取ることになるので、正弦及び余弦の値についても常に固定値とすることができる。即ち、各チャンネルｃｈ１〜ｃｈ４におけるｓｉｎ（ｗ０ｔ）はそれぞれ固定値０，１，０，−１であり、ｃｏｓ（ｗ０ｔ）はそれぞれ固定値１，０，−１，０となる。

なお、パターン発生器１２６で発生される周波数信号は、発振器１２４からの正弦波信号周波数の１／４であることには限定されるものではない。この場合においても、特に分周器１２５での分周によって得られる正弦波信号をパターン発生器１２６で発生される周波数信号の周波数に合致させることで、デジタル演算器１２２での演算の際に用いられるｓｉｎ（ｗ０ｔ），ｃｏｓ（ｗ０ｔ）の値を固定値することができる。

これにより、上述の信号ベクトルｓ（ｔ）を求める（１１）式において、分母のｃｏｓ（ｗ０ｔ）の項（Δφ０を加味すれば、ｃｏｓ（ｗ０ｔ−Δφ０））と、分子のｅｊ（ｗ０ｔ）（Δφ０を加味すれば、ｅｊ（ｗ０ｔ−Δφ０））の項と、をチャンネル毎に定数とすることができるので、演算負荷を大幅に軽減できる。特に、分周器１２５とパターン発生器１２６については共用化すれば、上述のごとくデジタル演算器１２２の演算を単純化させることができるほか、装置構成も単純化させることが可能となる。

１０、２０：局発光源部
１２：混合部
１３：差動光検波器
１４、２４：処理部
１５：偏波制御器
１６：差動光検波器
１０１：光源
１０２：発振器
１０３：変調器
１０４：分周器
１０５：ＶＯＡ
１０６：分岐器
１０７：モニタ回路
１０８：強度比制御回路
１２１：ＡＤ変換器
１２２：デジタル演算器
１２３：識別器
１２４：発振器
１２５：分周器
１２６：パターン発生器
３０１、３０２：コヒーレント光受信装置
３５１：光送信装置
３５２：光ネットワーク
４０１、４０２：光通信システム

Claims (5)

1. 初期位相と位相揺らぎが揃った複数の局発光を出力する局発光源部と、
   前記局発光源部が出力する前記局発光及び入力される信号光を混合し、混合信号光を出力する混合部と、
   前記混合信号光を光検波し、複数の前記局発光と前記信号光との間の中間周波数信号を出力する光検波部と、
   前記光検波部の出力する前記中間周波数信号から前記信号光の信号成分を復調する処理部と、
   を備えるコヒーレント光受信装置であって、
   前記局発光源部は、複数の前記中間周波数信号の周波数差の絶対値が前記信号光の変調帯域の半分より大きくなる前記局発光を出力し、
   前記処理部は、複数の前記中間周波数信号とそれぞれの中間周波数信号と同じ周波数でかつ互いの位相揺らぎが揃い、前記中間周波数信号と乗ずる際の初期位相が所定の関係である正弦波信号をそれぞれ乗じ、
   端子数がＫの光多端子結合回路と同等とするダイバーシティ方式の場合に各端子に対応する前記処理部の出力が、２πｑ／Ｋ、（ｑ：０〜Ｋ−１）の位相差となるように、
   （Ａ）前記正弦波信号間の位相が調整されること、
   （Ｂ）前記中間周波数信号間の位相が調整されること、
   （Ｃ）前記局発光間の位相が調整されること、
   又は（Ａ）、（Ｂ）及び（Ｃ）の組み合わせがなされること
   を特徴とするコヒーレント光受信装置。
   
2. 初期位相と位相揺らぎが揃った２つの局発光を出力する局発光源部と、
   前記局発光源部が出力する前記局発光及び入力される信号光を混合し、混合信号光を出力する混合部と、
   前記混合信号光を光検波し、２つの前記局発光と前記信号光との間の中間周波数信号を出力する光検波部と、
   前記光検波部の出力する前記中間周波数信号から前記信号光の信号成分を復調する処理部と、
   を備えるコヒーレント光受信装置であって、
   前記局発光源部は、
   光周波数の差が、前記信号光の帯域幅の２倍よりも大きく、かつ、前記信号光の光源スペクトル線幅及び前記局発光の光源スペクトル線幅よりも大きい局発光を出力し、
   前記処理部は、
   位相が直交する前記中間周波数信号をデジタル信号に変換するＡＤ変換器と
   前記ＡＤ変換器から出力されるデジタル信号を（Ｃ１）式で演算し、前記信号光に含まれるデータ情報を推定するための信号ベクトルｓ（ｔ）を出力するデジタル演算器と、
   前記デジタル演算器が出力する前記信号ベクトルｓ（ｔ）を識別処理し、前記信号光の信号成分を受信データとして出力する識別器と、を有し、
   端子数がＫ＝４の光多端子結合回路と同等とする２相ダイバーシティ方式の場合に各端子に対応する前記処理部の出力が、π／２の位相差となるように、前記ＡＤ変換器でのサンプリング周期又は前記中間周波数信号の周波数差が調整されること
   を特徴とするコヒーレント光受信装置。
   （式Ｃ１）
   ｓ（ｔ）＝［Ｉ’＋ｊＱ’］／［Ｘ＋Ｙｅｘｐ（−ｊｗ０ｔ）］
   ただし、前記中間周波数信号の振幅をＸ及びＹ、前記局発光の角周波数差をｗ０、虚数単位をｊ、前記光検波部が出力する前記中間周波数信号について前記信号光と前記局発光の周波数差及び相対位相雑音の補償を行った後の中間周波数信号をＩ’＋ｊＱ’とする。
3. 前記局発光源部は、
   １つの光を出力する光源と、
   正弦波信号を発振する発振器と、
   前記光源からの光を前記発振器からの正弦波信号で変調して複数の前記局発光を生成する変調器と、
   を有することを特徴とする請求項１又は２に記載のコヒーレント光受信装置。
4. 前記局発光の強度の比を変化させる強度比制御回路を更に備えることを特徴とする請求項２又は請求項２を引用する請求項３に記載のコヒーレント光受信装置。
5. 波長多重信号を伝送する光ファイバと、
   請求項１から４のいずれかに記載の複数のコヒーレント光受信装置と、
   前記光ファイバを伝送する波長多重信号を分岐し、それぞれ前記コヒーレント光受信装置へ結合する光分岐器と、
   を備え、それぞれの前記コヒーレント光受信装置が１つの前記局発光源部を共用することを特徴とする光通信システム。

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