JP2758221B2 - コヒーレント光通信用受信装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 目次 概要 産業上の利用分野 従来の技術 （第14図〜第16図） 発明が解決しようとする課題 課題を解決するための手段（第１図〜第３図） 作用 実施例 （第４図〜第13図） 発明の効果 概要 コヒーレント光通信用受信装置に関し、 伝送速度の向上を図るのに適し、光源のスペクトル線
幅に対する要求が厳しくなく、且つ、光ファイバの分散
に対する補償を容易に行うことができるコヒーレント光
通信用受信装置の提供を目的とし、 例えば、光90゜ハイブリッド回路と第１及び第２光検
波回路と電気90゜ハイブリッド回路とを備え、上記光90
゜ハイブリッド回路の第１及び第２光出力部と上記第１
及び第２光検波回路とをそれぞれ光学的に接続し、該第
１及び第２光検波回路と上記電気90゜ハイブリッド回路
の第１及び第２電気入力部とをそれぞれ電気的に接続
し、該電気90゜ハイブリッド回路の第１及び第２電気出
力部からの信号をそれぞれ等化器により等化して復調器
により復調した後、加算器により加算して出力するうよ
にして構成する。

産業上の利用分野 本発明はコヒーレント光通信用受信装置に関し、さら
に詳しくは、位相ダイバーシティ方式を適用してなるコ
ヒーレント光通信用受信装置の改良に関する。

コヒーレント光通信方式は、現在実用化されている光
通信方式である強度変調・直接検波方式に比べて受信感
度が高いので長距離伝送に適しており、しかも、光領域
でも高密度な周波数多重伝送を行うことができるので大
容量伝送に適している。コヒーレント光通信方式におけ
る受信方式としては、ヘテロダイン方式、ホモダイン方
式、位相ダイバーシティ方式が公知である。中でも、位
相ダイバーシティ方式は、ヘテロダイン方式に比べて光
検波回路（光−電気変換回路）の帯域が約半分でよいの
で、特に高速な伝送に適し、又、ホモダイン方式に比べ
て搬送光用及び局発光用の光源のスペクトル線幅に対す
る要求が厳しくなく、しかも位相追従回路が不要なの
で、実用化に適している。しかしながら、ヘデロダイン
方式では光ファイバの分散（群遅延）をIF帯（中間周波
帯）で補償することが可能であるのに対し、ホモダイン
方式又は位相ダイバーシティ方式では、直接ベースバン
ド帯域に信号を得ているので上側波帯と下側波帯とが折
り返された状態になり、一般的には光ファイバの分散を
補償することが困難である。このため、光ファイバの分
散を容易に補償することができるように位相ダイバーシ
ティ方式を改良することが要求されている。

従来の技術 第14図にヘテロダイン方式、ホモダイン方式、位相ダ
イバーシティ方式のブロック図をそれぞれ示す。尚、ヘ
テロダイン方式のブロック図にのみ送信側の構成の一例
のブロック図を付加してある。

同図（ａ）はヘテロダイン方式のブロック図である。
送信側において、102は半導体レーザ（LD）等の搬送光
用の光源、104はその変調器、106は入力信号に基づいて
変調器104を駆動する駆動回路であり、変調された光
は、光伝送路としての光ファイバ108に導かれる。受信
側において、110は局部発振光（明細書又は図面におい
て「局所光」ということがある。）を出力するLD等を用
いてなる光局部発振回路、112は光局部発振回路110から
の局発光の偏波面が受信した光の偏波面と一致するよう
に制御する偏波制御器、114は光ファイバ108により伝送
されてきた光と局発光とを加える（合波する）光カプ
ラ、116は光カプラ114からの光を受光して光−電気変換
するフォトダイオード等の受光器を備えてなる光検波回
路、118は増幅器、120はバンドパスフィルタ、122は復
調回路、124はローパスフィルタ、126は識別回路、128
は中間周波数が一定となるように光局部発振回路110の
発振周波数を制御する周波数安定化回路である。受信し
た光の信号成分は、光検波回路116の受光器の自乗特性
によってその光の周波数と局発光の周波数との差の周波
数（マイクロ波領域）の中間周波数として取り出すこと
ができるので、これを復調回路122により復調するもの
である。

ヘテロダイン方式によれば、他の方式による場合と同
様に、光検波回路116の出力として、受信した光の振幅
と局発光の振幅との積に比例した振幅を有する信号を得
ることができるので、適当な強度の局発光を用いること
によって、高い受信感度を達成することができる。

しかし、ヘテロダイン方式であると、第15図（ａ）に
示すように、中間周波数f_IFをビットレートB_mの1.5倍に
設定したとすると、受光器に必要な帯域は、0.5B_m〜2.5
B_mとなる。従って、例えば、ビットレートが4Gb/sの場
合、2GHz〜10GHzの帯域が必要となり、この帯域におい
て周波数応答が平坦でしかも雑音特性の良好な光検波回
路の提供が困難であるという事情を考慮すると、ヘテロ
ダイン方式は伝送速度の向上を図るのに適しているとは
いえない。但し、ヘテロダイン方式では、包絡線検波等
により容易に復調を行うことができるので、光源のスペ
クトル線幅に対する要求が厳しくないという利点があ
る。また、ヘテロダイン方式では、中間周波帯において
搬送波の両側に側波帯があり信号の上側波帯及び下側波
帯が所謂畳み込まれた状態にないので、ストリップ線路
等を用いた等化器により光ファイバの分散の補償を行う
ことができる。

第14図（ｂ）はホモダイン方式を示すブロック図であ
る。この方式では、受信した光の搬送波と局発光とが完
全に同期するように局発光の位相を制御して、直接ベー
スバンド信号を得るようにしている。即ち、光カプラ11
4から２系統の光をそれぞれ別の光検波回路116により光
−電気変換して増幅器118で増幅し、その差信号を差動
増幅器130により得てDC成分を除去し、得られた信号に
ビート成分が生じないように、ループフィルタ132を介
して光局部発振回路110における局発光の位相制御をす
るようにしている。

ホモダイン方式によれば、光検波回路116において直
接ベースバンド信号を得るようにしているので、光検波
回路の所要帯域については、第15図（ｂ）に示すよう
に、強度変調・直接検波方式と同様ビットレートB_mであ
れば足りる。従って、ホモダイン方式は伝送速度の向上
を図るのに適しているということができるが、光位相同
期ループが必要であり、光源として極めて狭線幅なスペ
クトルを有するものが要求される。また、信号の上側波
帯及び下側波帯がベースバンドに所謂折り畳まれた状態
となっているので、ヘテロダイン方式と異なり等化器に
より光ファイバの分散を補償することができない。

第14図（ｃ）は一般的な位相ダイバーシティ方式を示
すブロック図である。この方式では、局発光の周波数を
受信した光の搬送波の周波数と僅かに異ならせておき、
受信した光と局発光を90゜光カプラ（光90゜ハイブリッ
ド回路）134により分配してそれぞれ光−電気変換し、
復調回路122により復調した後に加算器136で加算して、
常に復調信号を得るようにしている。

この位相ダイバーシティ方式によれば、第15図（ｃ）
に示すように、光検波器の帯域をホモダイン方式とほぼ
同等とすることができるので、高速システムへの適用が
可能になるばかりでなく、ホモダイン方式と異なり局発
光の位相制御が不要なので、狭線幅なスペクトルの光源
が不要である。しかし、ホモダイン方式と同様、信号の
上側波帯及び下側波帯がベースバンドに所謂折り畳まれ
た状態となっているために、光ファイバの分散を補償す
ることができない。

第16図は改良された位相ダイバーシティ方式を示すブ
ロック図である。この方式では、光検波回路116からの
信号のそれぞれと一定周波数で発振する発振器138から
の信号とをミキサ140において掛け合わせて電気90゜ハ
イブリッド回路140に入力させ、その出力を等化器144を
通した後に復調するようにしている。等化器144はこれ
を通過する信号に対してその周波数に応じた遅延を与え
て光ファイバの分散による信号劣化を補償する。この構
成によれば、概略ベースバンド帯域にある光検波回路11
6からの信号が電気90゜ハイブリッド回路142から出力す
るときに再び中間周波数帯域にアップコンバートされて
信号の上側波帯及び下側波帯の所謂畳み込まれた状態が
解除されるので、等化器144による分散補償が可能にな
る。しかし、この構成では、ベースバンド帯域から中間
周波帯域へのアップコンバートを行うために発振器及び
ミキサが必要であり構成が複雑になるから、光ファイバ
の分散に対する補償は必ずしも容易でない。尚、第16図
に示した構成は、本願出願人による先の出願（平成元年
７月20日付け特許出願「コヒーレント光通信用受信装
置」）の内容に対応しており、関連技術としては、電気
情報学会1988年CS88−78「二重位相ダイバーシティ受信
方式の提案」がある。

発明が解決しようとする課題 従来の技術における主要な問題点を列挙すると以下の
通りである。

（イ） ヘテロダイン方式にあっては、光源のスペクト
ル線幅に対する要求が厳しくなく、光ファイバの分散に
対する補償を行うことができるものの、広帯域な光検波
回路を必要とするから伝送速度の向上を図るのに適して
いない。

（ロ） ホモダイン方式にあっては、光検波回路に必要
とされる帯域が比較的狭いので、伝送速度の向上を図る
のに適しているものの、光源のスペクトル線幅に対する
要求が厳しく、しかも、光ファイバの分散に対する補償
を行うことができない。

（ハ） 一般的な位相ダイバーシティ方式にあっては、
伝送速度の向上を図るのに適し、光源のスペクトル線幅
に対する要求が厳しくないものの、光ファイバの分散に
対する補償を行うことができない。

（ニ） 改良された位相ダイバーシティ方式にあって
は、伝送速度の向上を図るのに適し、光源のスペクトル
線幅に対する要求が厳しくなく、光ファイバの分散に対
する補償を行うことができるものの、この補償は必ずし
も容易でない。

本発明はこのような事情に鑑みて創作されたもので、
伝送速度の向上を図るのに適し、光源のスペクトル線幅
に対する要求が厳しくなく、且つ、光ファイバの分散に
対する補償を容易に行うことができるコヒーレント光通
信用受信装置の提供を目的としている。

課題を解決するための手段 上述した技術的課題を解決するためになされた発明の
第１乃至第３の構成をブロック図に基づいて説明する。

第１図は本発明の第１の構成を示すブロック図であ
る。

10は光90゜ハイブリッド回路、12,14はそれぞれ第１
及び第２光検波回路、24は電気90゜ハイブリッド回路で
ある。

光90゜ハイブリッド回路10は、第１及び第２光入力部
2,4並びに第１及び第２光出力部6,8を備え、第１及び第
２光入力部2,4に入力した信号光及び局発光について分
岐を行い、且つ、信号光及び局発光のうち互いに90゜の
位相差が与えられた一方の光を分岐された他方の光にそ
れぞれ加えて第１及び第２光出力部6,8に出力する。

第１及び第２光検波回路12,14は、入力した光を光−
電気変換して検波信号を出力する。

電気90゜ハイブリッド回路24は、第１及び第２電気入
力部16,18並びに第１及び第２電気出力部20,22を備え、
第１電気入力部16に入力した信号に90゜の位相差を与え
て第２電気入力部に入力した信号に加えて第２電気出力
部22に出力し、第２電気入力部18に入力した信号に90゜
の位相差を与えて第１電気入力部16に入力した信号に加
えて第１電気出力部20に出力する。

光90゜ハイブリッド回路10の第１及び第２光出力部6,
8は、それぞれ第１及び第２光検波回路12,14と光学的に
接続されている。

第１及び第２光検波回路12,14は、それぞれ電気90゜
ハイブリッド回路24の第１及び第２電気入力部16,18と
電気的に接続されている。

そして、電気90゜ハイブリッド回路24の第１及び第２
電気出力部20,22からの信号をそれぞれ等化器26,28によ
り等化して復調器30,32により復調した後、加算器34に
より加算して出力するようにされている。

尚、光90゜ハイブリッド回路10が信号光及び局発光の
うち互いに90゜の位相差が与えられた一方の光を分岐さ
れた他方の光にそれぞれ加える、というときの信号光又
は局発光に与えられた90゜の位相差は、光検波回路が備
えている光−電気変換器の受光面における位相差であ
る。

第２図は本発明の第２の構成を示すブロック図であ
る。

この構成は、第１の構成のように光学的及び電気的に
接続された光90゜ハイブリッド回路10、第１及び第２光
検波回路12,14並びに電気90゜ハイブリッド回路24を備
え、加えて、反転回路36及びもう１つの電気90゜ハイブ
リッド回路24を備えている。ここで、反転回路36は、第
２光検波回路14の出力を反転する。また、上記もう１つ
の電気90゜ハイブリッド回路24は第１の構成におけるも
のと同一の構成及び機能を有し、その第１及び第２電気
入力部16,18にはそれぞれ第１光検波回路12の出力及び
反転回路36の出力が入力されている。反転回路36は、例
えば電気180゜ハイブリッド回路を用いて構成される。

そして、これら２つの電気90゜ハイブリッド回路24の
うちの一方の第１電気出力部20及び他方の第２電気出力
部22からの信号をそれぞれ等化器26,28により等化して
復調器30,32により復調した後、加算器34により加算し
て出力するようにされている。

第３図は本発明の第３の構成を示すブロック図であ
る。

この構成は、第１の構成のように光学的及び電気的に
接続された光90゜ハイブリッド回路10、第１及び第２光
検波回路12,14並びに電気90゜ハイブリッド回路24を２
組備え、この２組に含まれる２つの光90゜ハイブリッド
回路10における信号光又は局発光に与えられる位相差
（90゜）を互いに逆方向に設定している。即ち、例え
ば、一方の光90゜ハイブリッド回路10において信号光の
二つの出力の間又は局発光の二つの出力の間に＋90゜の
位相差が与えられている場合には、他方の光90゜ハイブ
リッド回路10において信号光の二つの出力の間又は局発
光の二つの出力の間に−90゜の位相差を与えるように構
成上の光学的な置換を行って、反転回路を用いた検波信
号の反転処理を不要にするものである。

そして、上記２組に含まれる２つの電気90゜ハイブリ
ッド回路24のうちの一方の第１電気出力部20及び他方の
電気出力部22からの信号をそれぞれ等化器26,28により
等化して復調器30,32により復調した後、加算器34によ
り加算して出力するようにされている。

作用 上述した第１、第２又は第３の構成によれば、電気90
゜ハイブリッド回路の出力として、ベースバンド帯域に
おいて所謂畳み込まれた状態にある上側波帯及び下側波
帯を分離した形で得ることができるので、等化器による
波長分散の補償が可能になる。この場合、従来の改良さ
れた位相ダイバーシティ方式のように検波信号の周波数
アップコンバートが不要であるから、装置構成が簡単に
なり、前述した技術的課題が全て解決される。

ところで、第１の構成においては、電気90゜ハイブリ
ッド回路24の出力として上側波帯からの信号と下側波帯
からの信号の双方を用いて位相ダイバーシティ方式を実
現しているので、等化器26,28としては互いに逆特性の
ものが必要とされる。これに対して、第２又は第３の構
成においては、電気90゜ハイブリッド回路24の出力とし
て上側波帯からの信号と下側波帯からの信号のうちの一
方のみを用いて位相ダイバーシティ方式を実現している
ので、等化器26,28は同特性のものであれば足り、従っ
て、第２又は第３の構成によれば、第１の構成による場
合と比較して更に容易に波長分散の補償を行うことがで
きる。

実 施 例 以下本発明の実施例を図面に基づいて説明する。

第４図は光90゜ハイブリッド回路の構成例を示す図で
ある。

同図（ａ）に示される光90゜ハイブリッド回路10は、
第１及び第２光入力部2,4に入力した信号光及び局発光
を加えると共に分配する光カプラ38と、光カプラ38によ
り分配された光のうちの少なくとも一方を信号光及び局
発光の偏光成分がいずれにも出力するように偏光分離し
て第１及び第２光出力部6,8に出力する偏光分離器40と
を備えて構成されている。

同図（ｂ）に示される光90゜ハイブリッド回路10は、
第１及び第２光入力部2,4に入力した信号光及び局発光
の偏光成分がいずれにも出力するように信号光及び局発
光をそれぞれ偏光分離する２つの偏光分離器42,44と、
これら２つの偏光分離器42,44からの同一偏光面を有す
る光同士を加えてそれぞれ第１及び第２出力部6,8に出
力する２つの光カプラ46,48とを備えて構成されてい
る。

同図（ｃ）に示される光90゜ハイブリッド回路10は、
第１及び第２光入力部2,4に入力した信号光及び局発光
をそれぞれ分配する２つの光カプラ50,52と、光カプラ5
0で分配された信号光又は局発光を光カプラ52で分配さ
れた局発光又は信号光に加えて第１の光出力部６に出力
する光カプラ54と、光カプラ50で分配された信号光又は
局発光に90゜の位相差を与える位相シフタ56と、光カプ
ラ50で分配され位相シフタ56により位相差を与えられた
信号光又は局発光を光カプラ52で分配された局発光又は
信号光に加えて第２の光出力部８に出力する光カプラ58
とを備えて構成されている。

第４図（ａ）、（ｂ）の構成による場合、信号光及び
局発光のいずれか一方を直接偏光として、他方を円偏光
として第１及び第２光入力部2,4に入力するようにして
おくか、或いは、信号光及び局発光を直線偏光及び円偏
光間の位相差と同等の位相差を与える楕円偏光としてそ
れぞれ第１及び第２光入力部2,4に入力するようにして
おく。また、第４図（ｃ）の構成による場合には、信号
光及び局発光を直線偏光としてそれぞれ第１及び第２光
入力部2,4に入力するようにしておく。尚、ここでいう
偏光状態は受光面まで維持されているのものであり、そ
のように光路長の調整及び偏光面保存性の確保がなされ
ている。

このように信号光及び局発光が特定の偏光状態で光90
゜ハイブリッド回路10に入力するようにしているのは、
例えば、入力した信号光を２つに分けて、互いに90゜の
位相差を有する局発光をそれぞれに重畳して受光面に到
達させて、位相ダイバーシティ方式を実現するためであ
る。

各光カプラとしては、エバネッセント波結合を利用し
たファイバ融着型のもの、導波路型のものを用いること
ができるが、偏波面保存型のものであることが望まし
い。各光カプラの他の例としては、ハーフミラーを用い
ることもできる。

第５図は本発明の第１又は第２の構成において第４図
（ａ）、（ｂ）に示される光90゜ハイブリッド回路10に
入力する信号光及び局発光の偏光状態の望ましい例の説
明図である。説明の便宜上、直交３次元座標系（x,y,
z）を設定し、光の伝播方向がｚ軸であるとし、偏光分
離器により分離されるＰ偏光の偏光面がxz平面であると
し、同Ｓ偏光の偏光面がyz平面であるとする（後述する
第６図及び第７図において同様）。また、信号光の偏光
状態と局発光の偏光状態との間には互換性があるので、
以下の説明では、信号光と局発光の組合せが直線偏光と
円偏光の組合せである場合には、信号光が直線偏光であ
り局発光が円偏光であるとして説明を進める。60で示さ
れる円は、円偏光として伝播している局発光の電場ベク
トル先端軌跡のxy平面上への投影を示しており、62で示
される線分は、直線偏光として伝播する信号光の電場ベ
クトル先端軌跡のxy平面上への投影を示している。局発
光60は、光伝播方向に向かって、即ち紙面に向かって時
計周りの円偏光（以下「右周り円偏光」という。）であ
っても良いし、同方向に向かって反時計周りの円偏光
（以下「左周り円偏光」という。）であっても良い。ま
た、信号光62については、その偏光面がｘ軸の正方向に
対して45゜の角度をなす45゜直線偏光（以下、ｘ軸の正
方向に対して偏光面がθ゜傾斜している直線偏光を「θ
゜直線偏光」という。）にしておく、こうしておくこと
により、偏光分離器で分配される信号光パワーを均等に
することができるのので、第１及び第２光出力部6,8か
ら出力される光パワーを均等にして受信感度を高めるこ
とができる。

このような相対関係を有する局発光60と信号光62を例
えば第４図（ａ）の第１及び第２光入力部2,4にそれぞ
れ入力すると、これらは光カプラ38で加え合わされて偏
光分離器40で偏光分離される。偏光分離に際して、直線
偏光である信号光62には位相差が生じないが、円偏光で
ある局発光60には90゜の位相差が与えられる。従って90
゜の位相差が与えられた局発光を分離された信号光にそ
れぞれ加えて第１及び第２光出力部6,8に出力すること
ができるようになる。

局発光62及び信号光60を第４図（ｂ）の第１及び第２
光入力部2,4にそれぞれ入力した場合には、合波及び偏
光分離の順序が第４図（ａ）の場合と逆であるが、同様
にして90゜の位相差が与えられた局発光を、分離された
信号光にそれぞれ加えて第１及び第２出力部6,8に出力
することができるようになる。

第６図は、本発明の第３の構成において第４図（ａ）
及び／又は（ｂ）に示される光90゜ハイブリッド回路10
に入力する信号光及び局発光の偏光状態の望ましい状態
の説明図である。２つの90゜ハイブリッド回路10のうち
の一方に入力する信号光及び局発光が、第６図（ａ）に
示すように45゜直線偏光及び右周り円偏光である場合に
は、他方の光90゜ハイブリッド回路10に入力する信号光
及び局発光を第６図（ｂ）に示すように135゜直線偏光
及び右周り円偏光とする。こうすることにより、２つの
光90゜ハイブリッド回路10において局発光に与えられる
位相差を互いに逆方向に設定することができる。即ち、
例えば一方の光90゜ハイブリッド回路10において、第１
光出力部６から出力する信号光に加えられる局発光の位
相が第２光出力部から出力する信号光に加えられる局発
光の位相に対して90゜進んでいる場合には、他方の光90
゜ハイブリッド回路10において、第１光出力部６から出
力する信号光に加えられる局発光の位相を、第２光出力
部８から出力する信号光に加えられる局発光の位相に対
して90゜遅らせることができる。

また、一方の光90゜ハイブリッド回路10に入力する信
号光及び局発光が、第７図（ａ）に示すように、45゜直
線偏光及び右周り円偏光である場合には、他方の光90゜
ハイブリッド回路10に入力する信号光及び局発光が、同
図（ｂ）に示すように、45゜直線偏光及び左周り円偏光
となるようにすることによっても、２つの光90゜ハイブ
リッド回路10において局発光に与えられる位相差を互い
に逆方向に設定することができる。

第４図（ｃ）に示す光90゜ハイブリッド回路10を用い
て発明の第１又は第２の構成を実現する場合には、入力
する信号光及び局発光を直線偏光とし、且つ、これらの
偏光面を一致させておくとともにこの偏光面の一致が受
光面まで維持されるようにしておくことによって、干渉
効率を最大にして受信感度を最大にすることができる。

第４図（ｃ）に示した光90゜ハイブリッド回路10を用
いた発明の第３の構成を実現する場合には、一方の位相
シフタ56のシフト量が＋90゜である場合には、他方の位
相シフタ56のシフト量を−90゜（＋270゜）に設定すれ
ば良い。

第５図乃至第７図による説明では、第４図（ａ）、
（ｂ）に示した光90゜ハイブリッド回路10に入力する信
号光及び局発光が直線偏光及び円偏光であるとしたが、
信号光及び局発光を楕円偏光として第１及び第２光入力
部2,4に入力することもできる。これを第８図により説
明する。

第８図は直線偏光の円偏光化及び楕円偏光化を説明す
るための屈折率楕円体を示す図である。一般に、例えば
第５図に示される信号光62のように局発光がLD（半導体
レーザ）等の局発光源から直接偏光として出射している
場合には、xz平面に偏光面を有する偏光成分とyz平面に
偏光面を有する偏光成分とで異なる屈折率を有する所定
厚みの1/4波長板を用いることによって、直線偏光とし
て与えられた局発光を円偏光に変換することができる。
1/4波長板は、所定厚みの複屈折板が所定の結晶方位と
なるように配置して構成される。第８図はこの複屈折板
が便宜上正の単軸結晶からなるとしたときの屈折率楕円
体を示している。いま、複屈折板の常光に対する屈折率
をn_oとし、異常光に対する屈折率の最大値をn_eとする
（n_o＜n_e）。そして、複屈折板の光学軸をＺ軸とする直
交三次元座標軸の原点Ｏを光が矢印Ｓ方向に伝搬してい
るとし、矢印ＳのXY平面への投影がＹ軸と一致している
とする。このとき、屈折率楕円体は、 で表される。常光に対する屈折率n_oは、常に一定であ
り、屈折率楕円体がXY平面で切られる円Ａと原点Ｏにお
いて伝搬方向Ｓに直交する面で切られる楕円Ｂとが交わ
る点Ｐまでの原点Ｏからの距離OPで表される。一方、異
常光に対する屈折率n_e′は、伝搬方向ＳとＺ軸とがなす
角θに応じて変化し、上記楕円ＢとYZ平面とが交わる点
Ｑまでの原点Ｏからの距離OQで表される。すなわち、異
常光に対する屈折率n_e′は、光の伝搬方向Ｓに応じてn_o
からn_eまで連続的に変化する。このように光の伝搬方向
Ｓに応じてその偏光成分に対する屈折率が異なるので、
例えば直線偏光として入射した局部発振光の伝搬方向Ｓ
がＹ軸に一致するように（θ＝90゜）複屈折板の光学軸
を設定し、当該偏光面がOP及びOQに対して45゜傾斜する
ようにし、且つこの入射光の直交偏光成分の位相差が90
゜となるように複屈折板の厚みを設定することにより、
局部発振光を円偏光にして出力することができる。

従って、上述したような複屈折板の性質を応用して、
信号光及び局発光のうちのいずれか一方を適当な楕円率
を有する楕円偏光とし、他方についても対応する楕円率
を有する楕円偏光とし、これらの楕円偏光間の位相関係
が直線偏光と円偏光間の位相関係と同様になるようにし
ても良い。

光検波回路12の例として二重平衡型光検波回路（DBO
R）の２構成例を第９図により説明する。同図（ａ）に
示される構成は、PINフォトダイオード等からなる同一
特性の２つの受光器64,66に生じた光電流変化を電圧変
化として取り出し、それぞれ増幅器68,70で増幅した後
減算器72で減算処理するようにしたものである。この構
成において、受光器64,66に入射する光の光路長を調整
しておくと、光カプラにおける光位相の逆転の結果、受
光器64,66に入力する信号成分は逆相となり、強度雑音
成分は同相となり、従って、信号成分は相加され、強度
雑音成分は相殺され、局発光源等の強度雑音の影響を抑
制することができる。同図（ｂ）に示すように、同じく
同一特性の受光器74,76を直列接続し、接続点の電位変
化を増幅器78により増幅して出力するようにしても良
い。

DBORを用いる場合、ハイブリッド処理された信号光及
び局発光を２つの経路で２つの受光器に入射させる必要
があるので、第４図に示した光90゜ハイブリッド回路の
各構成例を適当に変形する必要がある。第10図はDBORに
適した光90゜ハイブリッド回路の構成例を示す図であ
り、第10図（ａ）、（ｂ）、（ｃ）に示した光はそれぞ
れ第４図（ａ）、（ｂ）、（ｃ）に示した構成に対応し
ている。

第10図（ａ）に示した構成では、光カプラ38により分
配された光のうちの一方を偏光分離する偏光分離器40に
加えて、分配された光のうちの他方を偏光分離する偏光
分離器80を設けている。そして、偏光分離器40,80にお
いてそれぞれ偏光分離されたＰ偏光をそれぞれ光出力部
6a,6bに導き、これを第１光出力部６としている。ま
た、偏光分離器40,80においてそれぞれ偏光分離された
Ｓ偏光をそれぞれ光出力部8a,8bに導き、これを第２光
出力部８としている。そして、第１及び第２光出力部6,
8にそれぞれ導かれた各２つの光出力は、DBORを構成し
ている２つの受光器64,66又は74,76に光路長を調整して
光学的に結合される。

同図（ｂ）に示した構成では、光カプラ46,48で加え
合わされた光をそれぞれ２経路に分配して取り出すこと
ができるので、光カプラ46の光出力を光出力部6a,6bに
それぞれ導いてこれを第１光出力部６とし、光カプラ48
の光出力をそれぞれ光出力部8a,8bに導いてこれを第２
光出力部８としている。

同図（ｃ）に示した構成においても、同図（ｂ）に示
した構成と同様にして、光カプラ54,58のそれぞれ２つ
の光出力をそれぞれ第１及び第２光出力部6,8から出力
するようにしている。

実施例における電気90゜ハイブリッド回路24の具体的
な構成及び機能は次の通りである。即ち、電気90゜ハイ
ブリッド回路24は、第１電気入力部16から第１電気出力
部20への経路又は第２電気入力部18から第２電気出力部
22への経路ではそれぞれ位相は変化せずに3dBの損失と
なり、第１電気入力部16から第２電気出力部22への経路
又は第２電気入力部18から第１電気出力部20への経路で
は位相が90゜変化し且つ3dBの損失となる機能を有して
おり、信号周波数帯域に対応した各種の構成が用いられ
る。

等化器26,28は、信号周波数に応じて異なる遅延を与
えるように機能し、例えば、広帯域に渡って直線的な遅
延特性を有するストリップ線路、スロット線路等を用い
て構成することができる。

復調器30,32は、DPSK方式（差動位相シフトキーイン
グ方式）である場合には、例えば１ビット遅延による復
調の原理に基づいて通常通り構成される。

次に上述した各構成要素の構成或いは機能を組合せて
なる発明の第１乃至第３の構成における特徴的な作用を
説明する。

いま、第１の構成において入力した信号光電界を、PS
Kを想定して、 E_S＝C₁cos（ω_St＋ψ） …（２） と表す。ここで、C₁は任意定数、ω_Ｓは搬送波の角周波
数、ψは局発光電界との位相差で１タイムスロット（ビ
ットレートの逆数）の間一定であるとする。この信号光
は、光90゜ハイブリッド回路10で２つに分けられ、互い
に90゜の位相差を有する角周波数ω_Ｌの局発光とそれぞ
れ重畳され、光検波回路12,14で自乗検波される。各光
検波回路12,14にそれぞれ生じる光電流I₁,I₂は、 I₁＝C₂cos（ω_OFFt＋ψ） …（３） I₂＝−C₂sgn（ω_Ｓ−ω_Ｌ）・sin（ω_OFFt＋ψ） …（４） と表される。ここで、C₂は任意定数、ω_OFFは局発光にA
FC（自動周波数調整）をかけるためのオフセット角周波
数で、 ω_OFF＝｜ω_Ｓ−ω_L| …（５） で与えられる。

また、sgn（ω_Ｓ−ω_Ｌ）は次のように定義される。

定性的な理解を容易ならしめるために、（３）、
（４）式を、これらの位相の相対関係のみを考慮してそ
れぞれ次のように変形する。

I₁＝cosωｔ …（７） I₂＝−sgn（ω_Ｓ−ω_Ｌ）・sinωｔ …（８） 同じようにして第２又は第３の構成において付加され
た電気90゜ハイブリッド回路24の入力信号I₃,I₄を求め
ると、 I₃＝cosωｔ …（９） I₄＝sgn（ω_Ｓ−ω_Ｌ）・sinωｔ …（10） となる。ここで、位相を90゜遅らせる演算を＊で表すこ
とにすると、 （cosωｔ）^＊＝sinωｔ …（11） （sinωｔ）^＊＝−cosωｔ …（12） である。

電気90゜ハイブリッド回路24の入力に対応した出力信
号をそれぞれO₁,O₂,O₃,O₄とすると、この出力信号は次
のようになる。

（13）〜（16）式を表にまとめると次のとおりであ
る。

このように電気90゜ハイブリッド回路24の出力とし
て、上側波帯からの信号と下側波帯からの信号とを分離
して得ることができるので、それぞれ等化器により信号
周波数に応じた遅延を与えることによって、波長分散に
起因する信号劣化を防止することができる。これを第11
乃至第13図により説明する。

信号光の周波数をf_S、局発光の周波数をf_Lとするとき
にこれらの相対関係としては、第11図（ａ）に示すよう
にf_L＜f_Sの場合と同図（ｂ）に示すようにf_S＜f_Lの場合
とが位相ダイバーシティ方式では考えられる。いずれの
場合にも、光検波回路12,14の出力信号は、第12図に示
すように、上側波帯（実線）と下側波帯（破線）とが畳
み込まれた状態となる。第12図（ａ），（ｂ）はそれぞ
れ第11図（ａ），（ｂ）に対応している。一般に、光伝
送路が1.3μｍ帯で零分散の石英系光ファイバから構成
されている場合、上側波帯からの信号に対しては、周波
数が高くなる程遅延が小さくなるような波長分散を呈
し、一方、下側波帯からの信号に対しては、周波数が高
くなる程遅延が大きくなるような波長分散を呈する。従
って、光検波回路の出力についてそのまま等化器による
補償を行うことはできない。このことは一般的な位相ダ
イバーシティ方式の問題点として説明したとおりであ
る。

本発明の第１乃至第３の構成によれば、電気90゜ハイ
ブリッド回路24の出力として、上側波帯からの信号と下
側波帯からの信号とを分離して得ることができるので、
上側波帯からの信号に対しては、第13図（ａ）に示すよ
うに、信号周波数が高くなる程遅延が大きくなるような
特性を有する等化器を用いて、又、下側波帯からの信号
に対しては、同図（ｂ）に示すように信号周波数が高く
なる程遅延が小さくなるような等化器を用いて、波長分
散に対する補償を行うことができる。

本発明の第１の構成による場合、表等に示したよう
に、電気90゜ハイブリッド回路24の出力はO₁及びO₂であ
りこれらは上側波帯及び下側波帯からの信号であるか
ら、等化器26,28に要求される遅延特性は互いに逆の特
性である。これに対して発明の第２又は第３の構成によ
れば、電気90゜ハイブリッド回路24の出力のうちの上側
波帯からの信号O₁及びO₄を用いているので、同特性の等
化器26,28を用いることができる。尚、出力O₂及びO₃を
用いた場合には、出力O₁及びO₄を用いたときの等化器の
特性と逆特性の２つの同特性の等化器を用いることがで
きる。

発明の効果 本発明の第１の構成によれば、検波信号を周波数アッ
プコンバートすることなしに、波長分散に対する補償を
容易に行うことができるようになる。

本発明の第２又は第３の構成によれば、同特性の等化
器を用いて波長分散に対する補償を更に容易に行うこと
ができるようになる。

また、本発明の第１乃至第３の構成は位相ダイバーシ
ティ方式が適用されているので、伝送速度の向上を図る
のに適しており、しかも、光源のスペクトル線幅に対す
る要求が厳しくない。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の第１の構成を示すブロック図、 第２図は本発明の第２の構成を示すブロック図、 第３図は本発明の第３の構成を示すブロック図、 第４図は光90゜ハイブリッド回路の構成例を示す図、 第５図は本発明の第１又は第２の構成において第４図
（ａ）、（ｂ）に示される光90゜ハイブリッド回路に入
力される信号光及び局発光の偏光状態の説明図、 第６図は本発明の第３の構成において第４図（ａ）、
（ｂ）に示される光90゜ハイブリッド回路に入力する信
号光及び局発光の偏光状態の説明図、 第７図は本発明の第３の構成において第４図（ａ）、
（ｂ）に示される光90゜ハイブリッド回路に入力する信
号光及び局発光の偏光状態の他の例の説明図、 第８図は直線偏光の円偏光化及び楕円偏光化を説明する
ための屈折率楕円体を示す図、 第９図は光検波回路の構成例（DBOR）を示す図、 第10図は二重平衡型光検波回路（DBOR）に適した光90゜
ハイブリッド回路の構成例を示す図、 第11図は信号光と局発光の相対関係の説明図、 第12図は上側波帯と下側波帯が畳み込まれた状態及び波
長分散による遅延特性の説明図、 第13図は上側波帯から得られる信号と下側波帯から得ら
れる信号について波長分散による遅延を補償するのに必
要とされる等化器の遅延特性の説明図、 第14図は従来技術の説明図、 第15図は光検波回路の所要帯域の説明図、 第16図は他の従来技術の説明図である。 10……光90゜ハイブリッド回路、 12……第１光検波回路、 14……第２光検波回路、 24……電気90゜ハイブリッド回路、 26,28……等化器、 30,32……復調器、 34……加算器、 38,46,48,50,52,54,58,80……光カプラ、 40,42,44……偏光分離器、 56……位相シフタ。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 清永 哲也 神奈川県川崎市中原区上小田中1015番地 富士通株式会社内 (72)発明者 桑原 秀夫 神奈川県川崎市中原区上小田中1015番地 富士通株式会社内 (56)参考文献 特開 昭63−74331（ＪＰ，Ａ) 特開 昭63−143531（ＪＰ，Ａ) 特開 平２−262628（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁶，ＤＢ名) H04B 10/14 - 10/148 H04B 10/16 - 10/18

Claims (8)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】第１及び第２光入力部（2,4）並びに第１
   及び第２光出力部（6,8）を備え、第１及び第２光入力
   部（2,4）に入力した信号光及び局発光について分岐を
   行い、且つ、信号光及び局発光のうち互いに90゜の位相
   差が与えられた一方の光を分岐された他方の光にそれぞ
   れ加えて第１及び第２光出力部（6,8）に出力する光90
   ゜ハイブリッド回路（10）と、 入力した光を光−電気変換して検波信号を出力する第１
   及び第２光検波回路（12,14）と、 第１及び第２電気入力部（16,18）並びに第１及び第２
   電気出力部（20,22）を備え、第１電気入力部（16）に
   入力した信号に90゜の位相差を与えて第２電気入力部
   （18）に入力した信号に加えて第２電気出力部（22）に
   出力し、第２電気入力部（18）に入力した信号に90゜の
   位相差を与えて第１電気入力部（16）に入力した信号に
   加えて第１電気出力部（20）に出力する電気90゜ハイブ
   リッド回路（24）と、を備え、 上記光90゜ハイブリッド回路（10）の第１及び第２光出
   力部（6,8）と上記第１及び第２光検波回路（12,14）と
   をそれぞれ光学的に接続し、 該第１及び第２光検波回路（12,14）と上記電気90゜ハ
   イブリッド回路（24）の第１及び第２電気入力部（16,1
   8）とをそれぞれ電気的に接続し、 該電気90゜ハイブリッド回路（24）の第１及び第２電気
   出力部（20,22）からの信号をそれぞれ等化器（26,28）
   により等化して復調器（30,32）により復調した後、加
   算器（34）により加算して出力するようにしたことを特
   徴とするコヒーレント光通信用受信装置。
2. 【請求項２】請求項１に記載の光90゜ハイブリッド回路
   （10）、第１及び第２光検波回路（12,14）並びに電気9
   0゜ハイブリッド回路（24）を備え、 これらを請求項１に記載のように光学的及び電気的に接
   続し、 加えて、上記第２光検波回路（14）の出力を反転する反
   転回路（36）と、上記第１光検波回路（12）の出力及び
   上記反転回路（36）の出力がそれぞれ第１及び第２電気
   入力部（16,18）に入力される請求項１に記載のもう一
   つの電気90゜ハイブリッド回路（24）とを備え、 これら２つの電気90゜ハイブリッド回路（24）のうちの
   一方の第１電気出力部（20）及び他方の第２電気出力部
   （22）からの信号をそれぞれ等化器（26,28）により等
   化して復調器（30,32）により復調した後、加算器（3
   4）により加算して出力するようにしたことを特徴とす
   るコヒーレント光通信用受信装置。
3. 【請求項３】請求項１に記載の光90゜ハイブリッド回路
   （10）、第１及び第２光検波回路（12,14）並びに電気9
   0゜ハイブリッド回路（24）を２組備え、 該２組に含まれる２つの光90゜ハイブリッド回路（10）
   における信号光又は局発光に与えられる位相差を互いに
   逆方向に設定し、 上記２組をそれぞれ請求項１に記載のように光学的及び
   電気的に接続し、 上記２組に含まれる２つの電気90゜ハイブリッド回路
   （24）のうちの一方の第１電気出力部（20）及び他方の
   第２電気出力部（22）からの信号をそれぞれ等化器（2
   6,28）により等化して復調器（30,32）により復調した
   後、加算器（34）により加算して出力するようにしたこ
   とを特徴とするコヒーレント光通信用受信装置。
4. 【請求項４】上記光90゜ハイブリッド回路（10）が、上
   記第１及び第２光入力部（2,4）に入力した信号光及び
   局発光を加えると共に分配する光カプラ（38）と、該光
   カプラ（38）により分配された光のうちの少なくとも一
   方を信号光及び局発光の偏光成分がいずれにも出力する
   ように偏光分離して上記第１及び第２光出力部（6,8）
   に出力する偏光分離器（40）とを備え、 信号光及び局発光のいずれか一方を直線偏光として、他
   方を円偏光として上記光90゜ハイブリッド回路（10）の
   第１及び第２光入力部（2,4）に入力するようにされて
   いることを特徴とする請求項１乃至３に記載のコヒーレ
   ント光通信用受信装置。
5. 【請求項５】上記光90゜ハイブリッド回路（10）が、上
   記第１及び第２光入力部（2,4）に入力した信号光及び
   局発光を加えると共に分配する光カプラ（38）と、該光
   カプラ（38）により分配された光のうちの少なくとも一
   方を信号光及び局発光の偏光成分がいずれにも出力する
   ように偏光分離して上記第１及び第２光出力部（6,8）
   に出力する偏光分離器（40）とを備え、 信号光及び局発光を直線偏光及び円偏光間の位相差と同
   等の位相差を与える楕円偏光としてそれぞれ上記光90゜
   ハイブリッド回路の第１及び第２光入力部（2,4）に入
   力するようにされていることを特徴とする請求項１乃至
   ３に記載のコヒーレント光通信用受信装置。
6. 【請求項６】上記光90゜ハイブリッド回路（10）が、上
   記第１及び第２光入力部（2,4）に入力した信号光及び
   局発光の偏光成分がいずれにも出力するように該信号光
   及び局発光をそれぞれ偏光分離する２つの偏光分離器
   （42,44）と、該２つの偏光分離器（42,44）からの同一
   偏光面を有する光同士を加えてそれぞれ上記第１及び第
   ２光出力部（6,8）に出力する２つの光カプラ（46,48）
   とを備え、 信号光及び局発光のいずれか一方を直線偏光として、他
   方を円偏光として上記光90゜ハイブリッド回路（10）の
   第１及び第２光入力部（2,4）に入力するようにされて
   いることを特徴とする請求項１乃至３に記載のコヒーレ
   ント光通信用受信装置。
7. 【請求項７】上記光90゜ハイブリッド回路（10）が、上
   記第１及び第２光入力部（2,4）に入力した信号光及び
   局発光の偏光成分がいずれにも出力するように該信号光
   及び局発光をそれぞれ偏光分離する２つの偏光分離器
   （42,44）と、該２つの偏光分離器（42,44）からの同一
   偏光面を有する光同士を加えてそれぞれ上記第１及び第
   ２光出力部（6,8）に出力する２つの光カプラ（46,48）
   とを備え、 信号光及び局発光を直線偏光及び円偏光間の位相差と同
   等の位相差を与える楕円偏光としてそれぞれ上記光90゜
   ハイブリッド回路の第１及び第２光入力部（2,4）に入
   力するようにされていることを特徴とする請求項１乃至
   ３に記載のコヒーレント光通信用受信装置。
8. 【請求項８】上記光90゜ハイブリッド回路（10）が、上
   記第１及び第２光入力部（2,4）に入力した信号光及び
   局発光をそれぞれ分配する２つの光カプラ（50,52）
   と、該２つの光カプラ（50,52）のうちの一方の光カプ
   ラ（50）で分配された信号光又は局発光を他方の光カプ
   ラ（52）で分配された局発光又は信号光に加えて上記第
   １の光出力部（６）に出力する光カプラ（54）と、上記
   ２つの光カプラ（50,52）のうちの一方の光カプラ（5
   0）で分配された信号光又は局発光に90゜の位相差を与
   える位相シフタ（56）と、上記２つの光カプラのうちの
   一方の光カプラ（50）で分配され上記位相シフタ（56）
   により位相差を与えられた信号光又は局発光を他方の光
   カプラ（52）で分配された局発光又は信号光に加えて上
   記第２の光出力部（８）に出力する光カプラ（58）とを
   備え、 信号光及び局発光を直線偏光としてそれぞれ上記光90゜
   ハイブリッド回路（10）の第１及び第２の入力部（2,
   4）に入力するようにされていることを特徴とする請求
   項１乃至３に記載のコヒーレント光通信用受信装置。