CN116325675A - 用于低复杂度符号率接收器的数字信号处理方法和装置 - Google Patents

Abstract

提供了一种用于接收器的数字信号处理器(DSP)和一种用于在接收器中处理信号的方法。所述DSP包括处理器，所述处理器用于：在频域中以某一符号率接收数字信号；在所述频域中补偿所述数字信号的损伤。

Description

用于低复杂度符号率接收器的数字信号处理方法和装置

技术领域

本公开大体上涉及数字信号处理，尤其涉及一种用于低复杂度符号率接收器的数字信号处理方法和装置。

背景技术

相干检测与数字信号处理(digital signal processing，DSP)能够一起补偿各种线性和非线性损伤。对于短距离应用，DSP的复杂度及功耗是主要关注的问题。因此，需要降低短距离DSP应用的复杂度及功耗。

发明内容

本公开提供了一种用于短距离应用的低功率、高效、低复杂度符号率DSP方案，其利用频域均衡器结构。

本公开将ADC采样率降低到接收器处的符号率，使得接收器(receiver，Rx)DSP以符号率(T/1)工作。因此，ADC和Rx DSP的功耗都大大降低。本公开还提供了一种高效的T/1定时恢复方法。

根据一方面，提供了一种用于接收器的数字信号处理器(DSP)，所述数字信号处理器包括处理器，所述处理器用于：在频域中以某一符号率接收数字信号；在所述频域中补偿所述数字信号的损伤。

根据一方面，提供了一种用于在接收器中处理信号的方法，所述方法包括：在频域中以某一符号率接收数字信号；在频域中补偿所述数字信号的损伤。

附图说明

现在将通过示例参考示出本申请示例性实施例的附图，在附图中：

图1为根据本公开的带有具有数字信号处理器(DSP)的接收器(Rx)和发送器的电信系统的框图；

图2为图1中的Rx DSP的示例性逻辑结构的框图；

图3为示出使用图1中的Rx DSP进行数字信号处理的示例性过程的流程图；

图4示出根据本公开实施例的图1中的Rx DSP在误码率(bit error rate，BER)和接收光功率(received optical power，ROP)方面的模拟性能；

图5为图1中的Rx DSP的示例性硬件结构的框图。

在不同的附图中可以使用相似的附图标记来表示相似的组件。

具体实施方式

除非另有定义或除非上下文另有说明，否则本文中使用的所有技术和科学术语具有与所描述实施例所属领域的普通技术人员通常理解的相同含义。

图1为光通信系统10的框图。在图1的示例中，系统10包括发送器12、接收器14以及互连发送器12和接收器14的光纤链路62。发送器12包括发送器(transmitter，Tx)数字信号处理器(DSP)20、Tx数模转换器(digital to analog convertor，DAC)30、驱动器40、同相正交调制器(in-phase quadrature modulator，IQM)50和Tx激光器60。接收器14包括集成相干接收器(integrated coherent receiver，ICR)70、接收器(Rx)激光器75、Rx模数转换器(analog to digital convertor，ADC)80、压控振荡器90和Rx DSP 100。

在发送器12中，Tx DSP 20用于接收数字信号，并处理，例如预补偿接收到的数字信号。接收到的数字信号是具有X偏振和Y偏振的二维矢量。Tx DAC 30用于将处理后的数字信号转换为模拟信号。模拟信号由驱动器40放大。然后，放大的模拟信号在IQM 50处由Tx激光器60调制。IQM 50将放大的模拟信号转换为具有X偏振和Y偏振的光信号。

X和Y偏振光信号通过光纤链路62发送。在一些示例中，模拟信号也可以调制为RF信号，并且模拟RF信号可以由一个或多个天线无线发送。

在接收器14中，在ICR 70处检测X和Y偏振光信号。包括Rx激光器75的本地振荡器提供光解调信号，以使得ICR 70能够将光信号转换或解调为X和Y偏振模拟信号。

Rx ADC 80用于将X和Y偏振模拟信号转换为X和Y偏振数字信号。然后，X和Y偏振数字信号被转发到Rx DSP 100以进行处理。

在系统10中，由于发送器12和接收器14中的硬件的差异以及传输介质(例如，光纤链路62)的物理特性，在Rx DSP 100处接收的数字信号可能遭受各种损伤，包括线性和非线性信道损伤、频移、时间延迟和定时不对齐、信道损伤等。有些损伤是非时变损伤，如色度色散(chromatic dispersion，CD)、S21、匹配滤波，而有些损伤是时变损伤，如偏振模色散(polarization mode dispersion，PMD)、偏振分割解多路复用等。自适应均衡可用于补偿时变损伤和残余非时变损伤，如残余CD。

在本申请中，通过处理接收到的数字信号，Rx DSP 100用于补偿接收到的数字信号所遭受的各种损伤。Rx DSP 100可以通过调整接收到的数字信号来补偿数字信号的损伤，以将数字信号的时间延迟、相移、频偏、定时误差和其他适用参数减少到可接受的程度。在一些示例中，如下面将更详细地描述的，Rx DSP 100可以通过均衡数字信号来调整数字信号，例如通过将频域中的数字信号与MIMO抽头相关，通过更新MIMO抽头和数字信号，直到接收到的数字信号的时域误差在可接受的范围内。

然而，时域均衡可能显著提高DSP的整体复杂度，特别是当用于支持大量抽头时。频域均衡(frequency-domain equalization，FDEQ)结构可用于通过利用频域中的逐块信号处理策略和离散傅里叶变换(discrete fourier transform，DFT)函数的有效实现来降低复杂度。

在本公开中，在接收器14中，当Rx ADC 80将X和Y偏振模拟信号转换为数字信号时，Rx ADC 80用于以等于在Tx DSP 20处接收数字信号的符号率(T/1)的采样率对来自ICR70的X和Y偏振模拟信号进行采样。因此，数字信号以原始符号率(T/1)从Rx ADC 80输出。RxADC 80以该符号率将X和Y偏振数字信号转发到Rx DSP 100以进行处理，包括损伤补偿，如下文将更详细地描述的。Rx DSP 100还用于调整VCO 90，VCO 90又控制Rx ADC 80中使用的采样时钟信号的频率和相位。

光通信系统10可以是短距离应用。例如，发送器12与接收器14之间的距离，或光纤链路62的长度，小于或等于40公里。在短距离应用中，信道损伤没有长距离系统中的信道损伤严重。因此，至少在某些应用中，过度采样对于损伤补偿不是必需的。

Rx ADC 80和Rx DSP 100的总体复杂度与采样率成正比。因此，降低采样率可以实现低功率设计。通过将Rx ADC 80的采样率降低到每个符号一次采样(T/1)(例如，采样率＝符号率)，可以大大降低Rx ADC 80和Rx DSP 100的复杂度及功耗。此外，以等于符号率的采样率操作Rx ADC 80可消耗更少的功率。

如在图2的示例中所示，Rx DSP 100包括级联器模块119、快速傅里叶变换(fastfourier transformation，FFT)模块120、IQC单元122、2×2多输入多输出(multiple inputmultiple output，MIMO)模块124、快速傅里叶反变换(inverse fast fourier transform，IFFT)模块126、保存最后块模块127、载波恢复(carrier recovery，CR)模块128、MIMO抽头更新模块130、定时误差计算器132和环路滤波器134。

如在此使用的，“模块”可以指硬件处理电路和可在硬件处理电路上执行的机器可读指令(软件和/或固件)的组合。硬件处理电路可以包括微处理器、多核微处理器的核心、微控制器、可编程集成电路、可编程门阵列、数字信号处理器或其他硬件处理电路的任何或一些组合。

如图2中所示，Rx DSP 100包括级联器模块119，级联器模块119用于以某一符号率级联来自ADC 80的X和Y偏振时域数字信号。时域中信号x和y中的第m数据块包含来自时域前N个数据样本的最近N个数据样本，分别用于X偏振和Y偏振。例如，级联器模块119将数字信号中最近的X偏振的N个数据样本的第m块与数字信号中X偏振的N个数据样本的前一个块级联。类似地，块级联器119将数字信号中最近的Y偏振的N个数据样本的第m块与Y偏振的N个数据样本的前一个块级联。因此，从级联器模块119输出的X和Y偏振数字信号的第m块的总长度为2N。

FFT模块120用于将来自级联器模块119的输入时域数字信号转换为频域信号。FFT模块120执行2N点FFT，并将时域中X和Y偏振数字信号变换为频域中X和Y偏振数字信号。时域中X和Y偏振数字信号用x和y表示，它们对应的X和Y偏振数字信号频域可以分别用X和Y表示。来自FFT模块120的输出信号如下：

X＝FFT(x)

Y＝FFT(y)。

如在图2的示例中所示，Rx DSP 100包括IQC单元122，IQC单元122用于补偿从FFT模块120输出的信号X和Y。IQC单元122用于在频域中补偿信号的同相正交(in-phasequadrature，IQ)偏斜和正交误差。Rx DSP 100可以首先在IQC单元122处在频域中补偿X和Y偏振数字信号的同相正交(IQ)偏斜和正交误差。同相正交补偿(in-phase quadraturecompensation，IQC)包括IQ偏斜补偿和正交误差补偿。由于ICR 70的缺陷，同相和正交信号X和Y可能具有延迟或偏斜Δτ以及正交误差ΔErr。在补偿其他损伤之前，Rx DSP 100前端的IQC单元122在频域中补偿IQ偏斜和正交误差所引起的损伤。与在时域中执行IQC的典型DSP不同，在Rx DSP 100中，IQC单元122处于频域中，并在频域中执行IQC以进一步降低功率。

信号X和Y中的每个信号都是复信号，在频域中包括第一元素I和第二元素Q。例如，信号X可以表示为X＝XI+jXQ，其中

jXQ(k)

X(k)-X^*(N-k)

其中N是数据样本数，K是整数。

在一些示例中，在IQ偏斜补偿中，IQC单元122根据如下函数(其中偏斜表示为Δτ)补偿XQ：

XQ＝XQ·e^j2πfΔτ。

在正交补偿中，IQC单元122根据如下函数(其中正交误差表示为ΔErr)补偿XQ：

IQC单元122还以与上述信号X相同的方式在频域中补偿信号YQ和YI。通过在IQC单元122处补偿信号X和Y，从IQC单元122输出到MIMO模块124的信号X和Y中消除偏斜Δτ和正交误差ΔErr。IQ补偿信号X和Y被输入到MIMO模块124和MIMO抽头更新模块130。

2×2MIMO模块124用于基于来自MIMO抽头更新模块130的MIMO抽头值输入来在频域中补偿信号损伤，如将在图3中更详细地描述的。

如图2中所示，来自2×2MIMO模块124的输出信号X和Y被提供给IFFT模块126。IFFT模块126用于将频域中信号转换为时域中信号。为了更新MIMO抽头更新模块130的值，频域中来自2×2MIMO模块124的输出信号X和Y被转换为时域信号。IFFT模块126用于执行2N点IFFT，以将频域数字信号X和Y转换为时域中对应的数字信号x和y。

在图2的示例中，从IFFT模块126输出的时域数字信号x和y被提供给保存最后块模块127。保存最后块模块127从时域数字信号x和y中去除前N个样本。

在图2的示例中，在保存最后块模块127从时域数字信号x和y中去除前N个样本之后，在实施例中，时域数字信号x和y被输入到CR模块128。

CR模块128用于进一步在时域中补偿信号的频偏和相移。然后，载波频偏和相移补偿信号x和y被提供给MIMO抽头更新模块130。

在其他实施例中，从保存最后块模块127输出的时域数字信号x和y被输入到MIMO抽头更新模块130。

MIMO抽头更新模块130用于基于与从IFFT模块126输出的信号相关联的时域误差信号来更新MIMO抽头值。在图2的示例中，MIMO抽头更新模块130包括双削波器129、第一加法器150、插入零块模块152、第二FFT模块140、第二乘法器142、共轭模块141、梯度约束单元144、第三乘法器146、延迟元件148和第二加法器154。

双削波器129用于基于从保存最后块模块127输出的载波频偏和相移补偿信号x和y生成期望响应。

第一加法器150从来自双削波器129的期望响应中减去保存最后块模块150的输出，以生成时域误差信号。时域误差信号的长度为N。

时域误差信号被提供给插入零块模块152。插入零块模块152用于将N个零的块添加到时域误差信号，以便使误差信号的长度为2N。第二FFT模块140执行2N点FFT，以将时域误差信号转换为频域误差信号E(m)，该频域误差信号包括分别在X偏振和Y偏振下的E_x(m)和E_y(m)。X和Y偏振频域误差信号E_x(m)和E_y(m)被提供给第二乘法器142。

共轭模块141对从IQC模块122输出的频域信号X、Y进行共轭，这些频域信号如上所述被IQ补偿。共轭模块141将共轭信号[X,Y]提供给第二乘法器142。第二乘法器142将共轭信号[X,Y]与X和Y偏振频域误差信号E_x(m)和E_y(m)相乘，并将结果提供给梯度约束单元144。

梯度约束单元144用于根据乘法器142的输出生成梯度约束G{.}。通常，梯度约束单元144对长度为2N的接收信号执行IFFT，删除时域接收信号的最后N个样本，并且将N个零的块添加到梯度约束G{.}并对该梯度约束执行2N点FFT。梯度约束G{.}通过第三乘法器146与μ相乘，以生成更新的MIMO抽头更新模块130。

在图2中，为了向2×2MIMO模块124提供当前MIMO抽头值W(m)，MIMO抽头更新模块130的第二加法器154和延迟元件148提供延迟。MIMO抽头更新模块130将当前MIMO抽头值W(m)转发给MIMO模块124和定时误差计算器132，用于补偿数字信号的损伤。

定时误差计算器132用于基于从MIMO抽头更新模块130生成的输入W(m)确定信号的波特定时误差τ_Baud。

使用τ_Baud，环路滤波器134用于调谐VCO 90。VCO 90用于调整Rx ADC 80的采样时钟频率。

图3为示出Rx DSP 100用于补偿信号X和Y的另外损伤的操作过程200的流程图。在IQC单元122补偿信号X和Y的IQ偏斜和正交误差的损伤之后，可以将信号X和Y提供给MIMO模块124以进一步补偿损伤。

在步骤202，MIMO模块124估计色度色散(CD)，并在频域中生成固定损伤的补偿响应H_comp，以补偿固定损伤。H_comp是一个矢量。固定损伤的补偿响应H_comp可以通过CD估计(CDestimation，CDE)和S21校准获得。

在步骤204，MIMO模块124将用于2×2MIMO模块124的MIMO抽头更新模块130的初始值设置为：

W_xx＝W_yy＝[1 1 1 … 1]·H_comp；W_xy＝W_yx＝[0 0 0 … 0]。

在下文所述的步骤208，保存MIMO抽头更新模块130的初始值以用于盲均衡。

在步骤206，MIMO模块124用于执行二维时钟频偏和载波频偏扫描。扫描使用在发送器12处插入信号中的训练符号。在时域中的Tx DSP 20处，将多个训练符号，例如16个训练符号，插入数字信号中。多个训练符号形成训练序列(TrainSeq)。因此，训练符号还包括在由Rx DSP 100接收的数字信号中。接收器14处的Rx DSP 100预配有与发送器12相同的训练符号信息，如训练符号的时钟频率和训练符号的数量。

二维时钟频偏和载波频偏扫描估计Tx DAC 30与Rx ADC 80之间的时钟频偏，以及Tx激光器60与Rx激光器75之间的载波频偏。

由于Tx DAC 30和Rx ADC 80具有单独和独立的采样时钟，采样时钟之间可能存在采样时钟差。在Rx ADC 80处理信号之后，该信号可以包括时域上的可变采样延迟τ，且可以如下表示：

signal(t-τ)，

其中，信号(t)表示时域中X和Y偏振下的x(t)和y(t)。

延迟τ会导致采样相偏，采样相偏可能会因时钟频偏和随机相位抖动而时变。采样相偏等效于频域中信号的相移e^j2πfτ：

fft(signal(t))

其中fft(signal(t))表示频域中的信号X和Y。

盲均衡器，如恒模算法(Constant Modulus Algorithm，CMA)和最小均方(LeastMean Squares，LMS)，可以在有限的程度上补偿时钟频偏。但是，盲LMS只能锁定在有限的时钟频偏范围内，例如小于20ppm。如果信号的时钟频偏大于20ppm，则使用时钟频偏扫描来粗略估计时钟频偏，并确保盲LMS的收敛。

时钟频偏扫描估计Tx DAC 30与Rx ADC 80的时钟之间的时钟频偏。MIMO模块124用于通过调整VCO 90的控制信号来扫描时钟频偏Δf_clk。在一些示例中，MIMO模块124将数字信号与训练序列(TrainSeq)相关以执行时钟频偏扫描。根据训练序列与数字信号在Δf_clk的不同扫描值下的相关性，估计的时钟频偏对应于最大相关峰值时的扫描值。在Δf_clk的每个扫描值下，最大相关峰值可以通过将频域中某一符号率下的数字信号与频域中训练序列(TrainSeq)的共轭相乘来确定，如下所示：

相关峰值＝max[ifft(conj(fft(TrainSeq))·fft(signal(t)))]

这对应于训练序列和信号在时域中的相关性：

相关峰值＝max[TrainSeq*(signal(t))]

其中(*)表示时域中的相关性，对应于频域中的矢量共轭乘法(conj().)。

某一符号率下的数字信号与训练序列(TrainSeq)的最大相关峰值对应于VCO调整后的最小残余时钟频偏。在标识最大相关峰值时的时钟频偏扫描值之后，VCO 90用于用估计的频偏值Δf_clk-est补偿Rx时钟频偏。如果时钟频偏过大，则盲LMS无法收敛。由于载波频偏也会影响最大相关值，因此在二维时钟频偏和载波频偏扫描中还会使用载波频偏估计的另一个扫描维度，以确保时钟频偏扫描可靠。

如上所述，由于Tx激光器60和Rx激光器75的分离和独立，Tx激光器60与Rx激光器75之间可能存在中心频率差Δf，也称为载波频偏。Δf的值可以是几GHz。

载波频偏扫描是基于训练序列与数字信号之间的相关性以及频率差Δf。在时域补偿方案中，时域数控振荡器(numeral controlled oscillator，NCO)用于补偿与数字信号的载波频偏Δf。估计的载波频偏Δf_est对应于最大相关值下的频率差扫描值。

然而，由Rx DSP 100在IQC单元122处执行的频域补偿不包括时域NCO。由于频点间隔＝采样率/FFT大小，在低容量情况下，频移可用于调整频偏。然而，在高容量情况下，频移的分辨率太低，无法具有良好的频率偏移。

在Rx DSP 100中，MIMO模块124用于在频域中执行载波频偏扫描。时域中的载波频偏扫描对应于以下方程(a)和(b)：

(TrainSeq·e^j2TΔft)*signal(t) (a)

该方程等效于

TrainSeq*(signal(t)·e^-j2πΔft) (b)

在上面的方程(a)和(b)中，e^j2πΔft为用于确定载波频偏Δf的NCO，*表示相关操作。

方程(a)和(b)都可以获得载波频偏估计。在方程(a)中，训练序列已经在NCO中因子化，MIMO模块124在训练序列中添加不同的频偏，因此，不需要在数字信号中确定NCO。在方程(b)中，由于训练序列不在NCO中因子化，因此当MIMO模块124执行载波频偏扫描时，需要在数字信号中计算NCO。因此，数字信号必须首先变换回时域，在NCO之后变换回频域，这导致了大量额外的复杂度及功耗。因此，在示例性实施例中，使用方程(a)代替方程(b)，因为方程(a)使得训练序列能够用NCO预处理，并且准备好用于直接与输入数字信号相关。

由于载波频偏也影响最大相关值，因此在二维(two-dimensional，2D)时钟频偏和载波频偏扫描中同时执行时钟频偏扫描和载波频偏扫描，以获得时钟频偏的相对准确估计。因此，2D时钟频偏和载波频偏扫描同时确定数字信号中采样频偏Δf_clk-est和载波频偏Δf_est的估计。T/1接收器系统中通常很难有可靠的时钟恢复。但是，2D时钟频偏和载波频偏扫描确保了锁定数字信号采样时钟的准确性和稳定性。

在步骤206，2×2MIMO模块124基于由发送器12处使用的训练符号形成的训练序列(TrainSeq)来执行二维时钟频偏和载波频偏扫描。2×2MIMO模块124的输入信号X和Y是来自IQC单元122的频域中IQ补偿的信号X和Y。如上所述，输入到MIMO模块124的信号X和Y是二维矢量[X,Y]，其中：

X＝fft(signalx)

Y＝fft(signaly)

如上所述，信号x和信号y中仍然存在采样相偏和载波频偏。为了确定时钟频偏估计Δf_clk-est和载波频偏估计Δf_est，通过将输入信号X和Y与MIMO抽头更新模块130中的值相乘，在MIMO模块124处执行2D时钟频偏和载波频偏扫描，该MIMO抽头更新模块在频域中为2×2阵列：

MIMO抽头更新模块130的值为：

W_xx＝W_xy＝conj(fft(TrainSeqx·e^j2πΔft))

W_yy＝W_yx＝conj(fft(TrainSeqy·e^j2πΔft))

时钟频偏估计Δf_clk-est和载波频偏估计Δf_est对应于最大相关峰值时的扫描值。

在2D时钟频偏和载波频偏扫描中，MIMO模块124扫描载波频偏Δf。由Rx DSP 100的MIMO模块124控制的VCO 90调整时钟频偏Δf_clk。IFFT模块126的输出对应于接收到的数字信号X和Y与已知训练序列TrainSeqx和TrainSeqy之间的相关结果。在包括时钟频偏扫描和载波频偏扫描的每次扫描期间，保存相关最大峰值。在2D时钟频偏和载波频偏扫描之后，MIMO模块124执行2D搜索，以标识接收到的数字信号X和Y与已知训练序列TrainSeqx和TrainSeqy之间的最大相关峰值。最大相关峰值决定了时钟频偏估计Δf_clk-est和载波频偏估计Δf_est。

VCO 90用于使用对应于估计的时钟频偏Δf_clk-est的-Δf_clk-est来调整ADC 80的采样时钟频率。在此初始补偿之后，从ADC 80输出的信号x和y的残余时钟频偏例如减小到小于20ppm。随着信号X和Y的残余时钟频偏的减小，MIMO模块124可以容易地在例如盲LMS级的盲均衡器步骤208收敛，并在定时恢复(timing recovery，TR)级准确且稳定地锁定信号X和Y的采样时钟。在一些示例中，IQC单元122可以通过利用近似频移-Δf_est′估计的载波频偏估计Δf_est在频域中粗略补偿信号X和Y。在一些示例中，CR模块128可以补偿信号X和Y的整个或残余载波频偏。

在用初始估计的时钟频偏补偿信号X和Y之后，在步骤208，MIMO模块124在频域中均衡数字信号X和Y。在步骤208，MIMO模块124使用在步骤204如下设置的MIMO抽头值：

W_xx＝W_yy＝[1 1 1 … 1]·H_comp；W_xy＝W_yx＝[0 0 0 … 0]

MIMO模块124通过将X＝fft(signalx)和Y＝fft(signaly)与MIMO抽头更新模块130处的MIMO抽头值相乘来均衡输入信号X＝fft(signalx)和Y＝fft(signaly)。

输出信号X和Y根据以下方程(1)和(2)更新：

X＝X·W_xx+Y·W_yx(1)

Y＝X·W_xy+Y·W_yy(2)

在步骤208，在一些示例中，载波恢复(CR)被绕过，并且不参与信号处理过程。

在步骤208的盲均衡过程中，为了确定MIMO抽头更新模块130的适当值，MIMO模块124用于持续更新MIMO抽头更新模块130的值。MIMO模块124是否被锁定的标准将在下面的步骤210中详细描述。

在图2的示例中，IFFT模块126的输出用于根据以下方程更新抽头更新模块130的MIMO抽头值：

W_xx(m+1)＝W_xx(m)+2μ·G{E_x(m)X^*(m)} (3)

W_yx(m+1)＝W_yx(m)+2μ·G{E_x(m)Y^*(m)} (4)

W_xy(m+1)＝W_xy(m)+2μ·G{E_y(m)X^*(m)} (5)

W_yy(m+1)＝W_yy(m)+2μ·G{E_y(m)Y^*(m)} (6)

其中X*(m)和Y*(m)分别为包含x和y偏振下的X(m)和Y(m)的频域数字信号的共轭，E_x(m)和E_y(m)分别为与频域数字信号X(m)和Y(m)相关联的误差信号，G{.}为梯度约束，μ为表示步长大小的步长函数。

图2中的MIMO抽头更新模块130可以根据方程(3)-(6)更新MIMO抽头值。

然后，更新的MIMO抽头值用于使用上面的方程(1)-(2)更新信号X和Y。

在步骤210，MIMO模块124确定MIMO模块124是否被锁定或收敛。如果第一加法器150生成的时域误差信号的均方根(root mean square，rms)值小于MIMO模块124设置的阈值，则MIMO模块124被锁定或收敛。

如果MIMO模块124未被锁定，则MIMO模块124重复步骤208，以根据方程(3)-(6)更新MIMO抽头更新模块130，并且根据方程(1)和(2)更新信号X和Y，直到由第一加法器150生成的时域误差信号的rms值小于阈值。

在MIMO模块124被锁定之后，在步骤212，Rx DSP 100通过使用定时误差计算器132计算波特定时误差τ_Baud来继续执行定时恢复(TR)。图2中的定时误差计算器132使用来自加法器154的输出W(m)来获得如下行列式：

detW＝W_xxW_yy-W_xyW_yx。

定时误差计算器132导出行列式的角度，该角度包含由以下方程表示的定时误差信息：

其中，

N为样本数据点的数量，

k为整数，

k为小于N的整数，

fs为等于波特率的采样率。

的差的平均值为：

τ_Baud为：

使用τ_Baud，图2中的环路滤波器134通过以下滤波调谐VCO 90：

loopFilt＝(τ_Baud(n)-τ_Baud(n-1))·μ_p+sign(τ_Baud(n))*μ_i (7)

其中μ_p和μ_i为步长大小，n为整数。

在一些示例中，环路滤波器134通过以下滤波调谐VCO 90：

loopFilt＝sign(τ_Baud(n)-τ_Baud(n-1))*k_p+sign(τ_Baud(n))*k_i (8)

其中，k_p和k_i为步长大小。

通过使用sign()函数，滤波(8)比滤波(7)收敛得更快。

VCO 90又反过来调整ADC 80的采样操作，使得在ADC 80处生成的定时误差τ_Baud可以进一步减小。在步骤214，如果最近p个数据块的定时误差τ_Baud的RMS值小于或等于阈值，则MIMO模块124的定时恢复(TR)被锁定。如果在步骤214，τ_Baud大于阈值，则MIMO模块124重复步骤208-214，直到定时误差τ_Baud小于或等于阈值，并且定时恢复(TR)被锁定。

在图3中，在TR被锁定之后，为了同步接收器14处的数字信号X和Y的帧，MIMO模块124在步骤216进行成帧器过程，以便确定训练符号在数字信号X和Y中的位置。

在成帧过程之前，MIMO模块124将收敛的MIMO抽头值保存为H_xx、H_yy、H_xy、H_yx。

在步骤216，在成帧过程期间，MIMO模块124将频域中定时恢复数字信号X和Y与频域中训练序列和在步骤208的盲均衡器之后收敛的MIMO抽头的相关结果相关。

在一些示例中，在步骤216，输入到MIMO模块124的定时恢复数字信号X和Y表示为：

X＝fft(signalx)

Y＝fft(signaly)

x和y为步骤212的定时恢复信号。

MIMO抽头更新模块130的值为X和Y偏振下的频域训练序列与成帧过程之前相应的MIMO抽头更新模块130的矢量乘法结果：

W_xx＝fft(TrainSeqx)·H_xx

W_yy＝fft(TrainSeqy)·H_yy

W_xy＝fft(TrainSeqx)·H_xy

W_yx＝fft(TrainSeqy)·H_yx

其中，TrainSeqx、TrainSeqy由X和Y偏振信号中的训练符号形成，H_xx、H_yy、H_xy、H_yx为包含成帧过程之前收敛的MIMO抽头值的矢量。

通过在MIMO模块124处将输入数字信号与MIMO抽头更新模块130相关(在频域中相乘)，MIMO模块124根据最大相关值的位置导出训练符号在帧中的位置。

在步骤216，MIMO模块124在成帧器过程期间暂停MMO抽头更新和定时恢复(TR)。由于MIMO模块124已经在步骤216被锁定，因此在成帧过程中，只有有限数量的数据块足以标识帧中的训练符号位置。

在短距离应用中，例如发送器12与接收器14之间的距离在40公里以内，由于自适应信道损伤变化缓慢，定时变化缓慢，临时暂停MIMO和TR更新通常不会影响性能，例如误码率(BER)。在更糟糕的情况下，成帧器可能会发生一个或多个符号的不对齐。由于不对齐，估计的定时误差可能会移位一个或多个符号。尽管定时误差τ_Baud可能会逐渐减小到0，但数字信号的BER可能会增加。

为了解决这个问题，MIMO模块124可以将成帧器索引调整与定时误差移位的符号数对应的符号数。例如，一旦在步骤216中定时误差在成帧器之后移位了一个或多个符号，MIMO模块124就可以相应地将成帧器索引调整一个或多个符号以降低BER。因此，BER可以维持在可接受的范围内。

在成帧器同步之前，如上所述，由于步骤208的训练符号的位置未知，MIMO抽头更新模块130通过双削波器129生成的期望响应更新。在步骤216的成帧器同步之后，MIMO模块124能够标识训练符号在帧中的位置和有效负荷数据在帧中的位置。因此，在步骤218，MIMO模块124可以进一步用训练符号更新MIMO抽头更新模块130，以进一步补偿损伤。

在步骤218，MIMO模块124打开图2中的CR模块128，并使用训练符号进一步更新MIMO抽头更新模块130。MIMO模块124的输入信号如下表示：

X＝fft(signalx)

Y＝fft(signaly)

其中，x和y为时域中TR锁定的数字信号。步骤218的MIMO抽头更新模块130的初始值如下：

W_xx＝H_xx

W_yy＝H_yy

W_xy＝H_xy

W_yx＝H_yx

其中，H_xx、H_yy、H_xy、H_yx为包含在成帧过程前收敛的MIMO抽头的矢量。

在图2的示例中，在保存最后块模块127从时域数字信号x和y中去除前N个样本之后，时域数字信号x和y被输入到CR模块128。CR模块128用于补偿信号x和y中的载波频偏和相移。然后，载波频偏和相移补偿信号x和y被提供给双削波器129。

双削波器129基于在步骤216中标识的训练符号在数字信号x和y中的位置，将来自保存最后块模块127的数字信号x和y中的训练符号与标准训练符号进行比较，并将有效负荷部分与期望的响应进行比较。双削波器129使用训练符号与有效负荷的比较结果生成时域误差信号。使用训练符号作为参考值，双削波器129可以比在步骤208使用盲期望响应更准确地确定误差信号。

时域误差信号被提供给插入零块模块152，用于更新MIMO抽头更新模块130，如上面步骤208所述。MIMO抽头更新模块130可以根据上述方程(3)-(6)更新，MIMO模块124根据方程(1)-(2)更新频域中的信号X和Y。

从CR模块128输出的数字信号可用于供Rx DSP 100进行进一步处理，例如前向纠错(forward error correction，FEC)。

在步骤218，MIMO模块124更新MIMO抽头，直到数字信号的X和Y偏振的时域误差的rms值小于或等于第二预定阈值。在一些示例中，第二预定阈值小于用于在步骤208均衡数字信号的第一预定阈值。因此，在步骤218，信号X和Y中的误差比不使用训练符号的盲均衡处理步骤208范围小。

对于由Rx DSP 100接收的每个后续信号，MIMO模块124可以仅使用步骤218更新MIMO抽头更新模块130，而不执行步骤202-216。

如上所述，频域信号X和Y在MIMO模块124处与MIMO抽头更新模块130的矢量相乘，用于各种损伤补偿。频域矢量乘法对应于时域中的相关操作。由于MIMO模块124在频域中按矢量处理X和Y信号，因此MIMO模块124在频域中的处理速度比在时域中一次处理一个信号快。因此，MIMO模块124在频域中处理X和Y信号还节省了功率。

在一些示例中，MIMO模块124可以是用于Rx DSP 100的单级FDMIMO，以进一步降低功耗。单级FDMIMO在2020年4月16日提交的题为“用于信号级频域均衡的系统和方法(System and Method for signal-stage Frequency-Domain Equalization)”的相关专利申请第63/010,827号中公开，该专利申请的内容通过引用全部并入本文。

用于接收器14的Rx DSP 100提供低功率和高效符号率Rx DSP方案。图4示出了分别在理想和典型测试情况下，T/1.25(采样率＝1.25*符号率)DSP与接收器14处T/1Rx DSP100在接收光功率(ROP)方面的BER性能比较。与T/1.25相比，本公开中T/1下的Rx DSP 100的功耗对于ADC 80可以节省约20％。T/1Rx DSP 100节省的总功率可达到30％。

应当注意的是，对于测量的所有测试，S21用于发送器12和接收器14，理想的情况是除了S21之外没有损伤的B2B情况，而‘典型’情况对应于具有各种损伤的10km传输场景。

在理想情况下，Rx DSP 100在前向纠错(FEC)阈值为1.25e-2时的性能比T/1.25差0.2dB。这种损失来自S21形状缺陷和混叠。而在典型情况下，Rx DSP 100的性能比T/1.25差0.7dB。典型情况下损失增加是因为在T/1下损伤补偿能力有限，如偏斜补偿能力有限。但是，对于低功率设计，该损失是可以接受的。

图5为框图，示出Rx DSP 100的示例性硬件结构。在图5中，Rx DSP 100包括处理单元102、输入/输出(input/output，I/O)接口104和存储器108。

处理单元102可以是处理器、微处理器、专用集成电路(application-specificintegrated circuit，ASIC)、现场可编程门阵列(field-programmable gate array，FPGA)、专用逻辑电路或其组合。

输入/输出(I/O)接口104允许从ADC 80接收输入数字信号105，并发送处理后的数字信号106，用于在系统10中进一步处理。

存储器108可以包括易失性或非易失性存储器，例如闪存、随机存取存储器(random access memory，RAM)和/或只读存储器(read-only memory，ROM)。非瞬时性存储器108可以存储用于供处理单元102执行的指令，例如执行本公开示例中描述的方法或过程。存储器108可以包括其他软件指令，例如用于实现操作系统和其他应用/功能。

在Rx DSP 100中，快速傅里叶变换(FFT)模块120、IQC单元122、2×2多输入多输出(MIMO)124、IFFT模块126、载波恢复(CR)模块128和定时误差计算器132可以由处理单元102实现，MIMO抽头更新模块130可以在处理单元102和存储器108中实现。

在一些其他示例中，存储器108可以由瞬时性或非瞬时性计算机可读介质提供。非瞬时性计算机可读介质的示例包括RAM、ROM、可擦除可编程ROM(erasable programmableROM，EPROM)、电可擦除可编程ROM(electrically erasable programmable ROM，EEPROM)、闪存、CD-ROM或其他便携式存储器。

总线110提供Rx DSP 100的组件之间的通信信道，这些组件包括处理单元102、I/O接口104和/或存储器108。总线108可以是任何合适的总线架构，包括例如存储器总线或外围总线。

尽管本公开通过一定顺序的步骤描述方法和过程，但是可以适当地省略或改变方法和过程中的一个或多个步骤。在适当情况下，一个或多个步骤可以按所描述的顺序以外的顺序执行。

一个示例性实施例是一种用于在接收器中处理信号的方法，所述方法包括：在频域中以某一符号率接收数字信号；在频域中补偿数字信号的损伤。

在另一个示例性实施例中，在前述方法中，补偿损伤包括在频域中补偿数字信号的同相和正交偏斜以及正交误差。

在另一个示例性实施例中，在前述方法中，通过以下方程补偿X偏振下的数字信号的同相和正交偏斜：

XQ＝XQ·e^j2πfΔτ

其中，XQ为频域中信号X的相位Q，Δτ为信号X的偏斜。

在另一个示例性实施例中，在前述方法中，通过以下方程补偿X偏振下的数字信号的正交误差：

其中，XI为频域中X偏振下的数字信号的相位I，ΔErr为X偏振下的数字信号的正交误差。

在另一个示例性实施例中，在上述方法中，补偿损伤包括：在2×2多输入多输出(MIMO)处确定数字信号中的时钟频偏估计Δf_clk-est和载波频偏估计Δf_est；将接收器的模数转换器(ADC)的采样时钟频率调整-Δf_clk-est。

在另一个示例性实施例中，上述方法还包括：在同相正交补偿(IQC)时，在频域中将数字信号补偿-Δf_est。

在另一个示例性实施例中，在上述方法中，通过在2×2MIMO处将X和Y偏振下的时域中数字信号x和y与MIMO抽头在频域中相关，确定Δf_clk-est和Δf_est：

X＝fft(signalx)

Y＝fft(signaly)

其中：

W_xx＝W_xy＝conj(fft(TrainSeqx·e^j2πΔft))

W_yy＝ W_yx＝conj(fft(TrainSeqy·e^j2πΔft))

其中，TrainSeqx和TrainSeqy分别为X和Y偏振下的信号x和y的训练序列，其中Δf_clk-est和Δf_est对应于最大相关峰值时的扫描值。

在另一个示例性实施例中，在上述方法中，补偿数字信号的损伤包括：在频域中均衡X和Y偏振下的数字信号，直到数字信号的X和Y偏振的时域误差信号小于或等于预定阈值。

在另一个示例性实施例中，在上述方法中，在频域中均衡X和Y偏振下的数字信号包括：将频域中X和Y偏振下的数字信号与MIMO抽头相关，其中MIMO抽头的值为：

W_xx＝W_yy＝[1 1 1 … 1]·H_comp；W_xy＝W_yx＝[0 0 0 … 0]

以及通过以下方程更新X和Y偏振下的数字信号：

X＝X·W_xx+Y·Wy_yx,Y

其中，H_comp为补偿非时变固定损伤的补偿响应。

在另一个示例性实施例中，在上述方法中，在频域中均衡X和Y偏振下的数字信号包括：通过以下方程更新MIMO抽头

W_xx(m+1)＝W_xx(m)+2μ·G{E_x(m)X^*(m)}

W_yx(m+1)＝W_yx(m)+2μ·G{E_x(m)Y^*(m)}

W_xy(m+1)＝W_xy(m)+2μ·G{E_y(m)X^*(m)}

W_yy(m+1)＝W_yy(m)+2μ·G{E_y(m)Y^*(m)}

其中，X*(m)和Y*(m)分别为包含x和y偏振下的X(m)和Y(m)的频域数字信号的共轭，E_x(m)和E_y(m)分别为与频域数字信号X(m)和Y(m)相关联的误差信号，G{.}为梯度约束，μ为步长函数。

在另一个示例性实施例中，上述方法还包括：

确定所述数字信号的定时误差τ_Baud；

环路滤波器调谐压控振荡器(voltage controlled oscillator，VCO)，直到定时误差小于或等于阈值。

在另一个示例性实施例中，在前述方法中，基于以下方程确定定时误差τ_Baud

detW＝Wxx*W_yy-W_xy*W_yx

其中，W_xx、W_yy、W_xy、W_yx为收敛的MIMO抽头值，N为采样数据点数，

为所述数字信号的频率，K为小于N的整数，fs为等于波特率的采样率。

在另一个示例性实施例中，在上述方法中，环路滤波器使用以下方程调谐VCO：

loopFilt＝(τ_Baud(n)-τ_Baud(n-1))*μ_p+sign(τ_Baud(n))*μ_i

其中，μ_p和μ_i为步长大小。

在另一个示例性实施例中，在上述方法中，环路滤波器使用以下方程调谐VCO：

loopFilt＝sign(τ_Baud(n)-τ_Baud(n-1))*k_p+sign(τ_Baud(n))*k_i

其中，k_p和k_i为步长大小。

在另一个示例性实施例中，上述方法还包括：

暂停MIMO和定时恢复更新；

确定训练符号在数字信号中的位置。

在另一个示例性实施例中，在上述方法中，确定训练符号在数字信号中的位置包括：将频域中X和Y偏振下的定时误差恢复的数字信号与具有以下值的MIMO抽头相关：

W_xx＝fft(TrainSeqx)·H_xx

W_yy＝fft(TrainSeqy)·H_yy

W_xy＝fft(TrainSeqx)·H_xy

W_yx＝fft(TrainSeqy)·H_yx

其中，TrainSeqx和TrainSeqy由时域中X和Y偏振信号中的所述训练符号形成，H_xx、H_yy、H_xy、H_yx为在频域中均衡X和Y偏振下的所述数字信号之后收敛的MIMO抽头。

在另一个示例性实施例中，上述方法还包括通过2×2MIMIO调整对应于定时误差移位量的成帧器索引。

在另一个示例性实施例中，上述方法还包括：使用训练符号确定时域中数字信号的X和Y偏振的时域误差；更新MIMO抽头，直到数字信号的X和Y偏振的时域误差小于或等于第二预定阈值。

在另一个示例性实施例中，在上述方法中，更新MIMO抽头包括通过以下方程更新MIMO抽头：

W_xx(m+1)＝W_xx(m)+2μ·G{E_x(m)X^*(m)}

W_yz(m+1)＝W_yx(m)+2μ·G{E_x(m)Y^*(m)}

W_xy(m+1)＝W_xy(m)+2μ·G{E_y(m)X^*(m)}

W_yy(m+1)＝W_yy(m)+2μ·G{E_y(m)Y^*(m)}。

其中，X*(m)和Y*(m)分别为包含x和y偏振下的X(m)和Y(m)的频域数字信号的共轭，E_x(m)和E_y(m)分别为与频域数字信号X(m)和Y(m)相关联的误差信号，G{.}为梯度约束，μ为步长函数，

其中MIMO抽头的初始值如下：

W_xx＝H_xx

W_yy＝H_yy

W_xy＝H_xy

W_yx＝H_yx。

在另一个示例性实施例中，在前述方法中，第二预定阈值小于预定阈值。

在另一个示例性实施例中，上述方法还包括使用载波恢复补偿数字信号的频偏和相移。

尽管本公开在方法方面至少部分地进行了描述，但本领域普通技术人员将理解，本公开也针对用于执行所述方法的至少一些方面和特征的各种组件，无论是通过硬件组件、软件还是其任意组合。相应地，本公开的技术方案可以通过软件产品的形式体现。合适的软件产品可以存储在预先记录的存储设备或其他类似的非易失性或非瞬时性计算机可读介质中，包括例如DVD、CD-ROM、USB闪存盘、可移动硬盘或其他存储介质等。软件产品包括有形地存储在其上的指令，所述指令使得处理器设备(例如，个人计算机、服务器或网络设备)能够执行本文中公开的方法的示例。

在不脱离权利要求书的主题的前提下，本公开可以通过其他特定形式实施。所描述的示例性实施例在各方面都仅仅是示意性的，而不是限制性的。可以组合从一个或多个上述实施例中选择的特征，以创建非显式描述的可选实施例，可以理解适合于此类组合的特征在本公开的范围内。

还公开了所公开范围内的所有值和子范围。此外，尽管本文所公开和显示的系统、设备和流程可包括特定数量的元素/组件，但可以修改所述系统、设备和组件，以包括此类元素/组件中的更多或更少的元素/组件。例如，尽管所公开的任何元件/组件可以引用为单个数量，但是可以修改本文所公开的实施例以包括多个此类元件/组件。本文所描述的主题旨在覆盖和涵盖所有适当的技术变更。

可以对所描述的实施例进行某些改编和修改。因此，上述的实施例被认为是说明性的，而不是限制性的。

Claims (21)

1.一种用于接收器的数字信号处理器(DSP)，所述数字信号处理器包括：

处理器，用于：

在频域中以某一符号率接收数字信号；

在所述频域中补偿所述数字信号的损伤。

2.根据权利要求1所述的DSP，其中，补偿所述损伤包括在频域中补偿所述数字信号的同相和正交偏斜以及正交误差。

3.根据权利要求2所述的DSP，其中，通过以下方程补偿X偏振下的所述数字信号的所述同相和正交偏斜：

XQ＝XQ·e^j2πfΔτ

其中，XQ为频域中所述数字信号X的相位Q，Δτ为所述数字信号X的偏斜。

4.根据权利要求2所述的DSP，其中，通过以下方程补偿X偏振下的所述数字信号的所述正交误差：

其中，XI为频域中X偏振下的所述数字信号的相位I，ΔErr为频域中X偏振下的所述数字信号的所述正交误差。

5.根据权利要求1至4中任一项所述的DSP，其中，补偿所述损伤包括：

在2×2多输入多输出(MIMO)处确定所述数字信号中的时钟频偏估计Δf_clk-est和载波频偏估计Δf_est；

将所述接收器的模数转换器(ADC)的采样时钟频率调整-Δf_clk-est。

6.根据权利要求5所述的DSP，所述DSP还包括：

在同相正交补偿(IQC)时，在频域中将所述数字信号补偿-Δf_est。

7.根据权利要求5所述的DSP，其中，通过在所述2×2MIMO处将X和Y偏振下的时域中数字信号x和y与MIMO抽头在频域中相关，确定所述Δf_clk-est和所述Δf_est：

X＝fft(signalx)

Y＝fft(signaly)

其中：

W_xx＝W_xy＝conj(fft(TrainSeqx·e^j2πΔft))

W_yy＝W_yx＝conj(fft(TrainSeqy·e^j2πΔft))

其中TrainSeqx和TrainSeqy分别为X和Y偏振下的训练序列或信号x和y，其中所述Δf_clk-est和所述Δf_est对应于最大相关峰值时的扫描值。

8.根据权利要求6所述的DSP，其中，补偿所述数字信号的所述损伤包括：

在频域中均衡X和Y偏振下的所述数字信号，直到所述数字信号的X和Y偏振的时域误差信号的均方根值小于或等于预定阈值。

9.根据权利要求8所述的DSP，其中，在频域中均衡X和Y偏振下的所述数字信号包括：

在所述MIMO处将频域中X和Y偏振下的所述数字信号与所述MIMO抽头相关，其中所述MIMO抽头的值为：

W_xx＝W_yy＝[1 1 1 … 1]·H_comp；W_xy＝W_yx＝[0 0 0 … 0]；

通过以下方程更新X和Y偏振下的所述数字信号

X＝X·W_xx+Y·W_yx，Y

其中，H_comp为补偿非时变固定损伤的补偿响应。

10.根据权利要求9所述的DSP，其中，所述DSP还包括：

通过以下方程更新所述MIMO抽头

W_xx(m+1)＝W_xx(m)+2μ·G{E_x(m)X^*(m)}

W_yx(m+1)＝W_yx(m)+2μ·G{E_x(m)Y^*(m)}

W_xy(m+1)＝W_xy(m)+2μ·G{E_y(m)X^*(m)}

W_yy(m+1)＝W_yy(m)+2μ·G{E_y(m)Y^*(m)}

其中，X*(m)和Y*(m)分别为包含x和y偏振下的X(m)和Y(m)的频域数字信号的共轭，

E_x(m)和E_y(m)分别为与所述频域数字信号X(m)和Y(m)相关联的误差信号，

G{.}为梯度约束，μ为步长函数。

11.根据权利要求8所述的DSP，其中，补偿所述数字信号的损伤包括：

确定所述数字信号的定时误差τ_Baud；

环路滤波器调谐压控振荡器(VCO)，直到所述定时误差小于预定阈值。

12.根据权利要求11所述的DSP，其中，基于以下方程确定所述定时误差τ_Baud：

detW＝Wxx*W_yy-W_xy*W_yx

其中，W_xx、W_yy、W_xy、W_yx为收敛的MIMO抽头值，N为采样数据点数，

为所述数字信号的频率，K为小于N的整数，f_s为等于波特率的采样率。

13.根据权利要求11所述的DSP，其中，所述环路滤波器基于以下方程调谐所述VCO：

loopFilt＝(τ_Baud(n)-τ_Baud(n-1))*μ_p+sign(τ_Baud(n))*μ_i

其中，μ_p和μ_i为步长大小。

14.根据权利要求11所述的DSP，其中，所述环路滤波器基于以下方程调谐所述VCO：

loopFilt＝sign(τ_Baud(n)-τ_Baud(n-1))*k_p+sign(τ_Baud(n))*k_i

其中，k_p和k_i为步长大小。

15.根据权利要求11所述的DSP，其中，所述DSP还包括：

暂停MIMO和定时恢复更新；

确定训练符号在所述数字信号中的位置。

16.根据权利要求15所述的DSP，其中，确定训练符号在所述数字信号中的位置包括：

将频域中X和Y偏振下的定时误差恢复的数字信号与具有以下值的所述MIMO抽头相关：

W_xx＝fft(TrainSeqx)·H_xx

W_yy＝fft(TrainSeqy)·H_yy

W_xy＝fft(TrainSeqx)·H_xy

W_yx＝fft(TrainSeqy)·H_yx

其中，TrainSeqx和TrainSeqy由时域中X和Y偏振信号中的所述训练符号形成，H_xx、H_yy、H_xy、H_yx为在频域中均衡X和Y偏振下的所述数字信号之后收敛的MIMO抽头。

17.根据权利要求15所述的DSP，其中，所述DSP还包括通过所述2×2MIMIO调整对应于定时误差移位量的成帧器索引。

18.根据权利要求15所述的DSP，其中，补偿所述数字信号的损伤还包括：

使用训练符号确定时域中所述数字信号的X和Y偏振的时域误差；

更新MIMO抽头，直到所述数字信号的X和Y偏振的所述时域误差小于或等于第二预定阈值。

19.根据权利要求18所述的DSP，其中，更新MIMO抽头包括通过以下方程更新所述MIMO抽头：

W_xx(m+1)＝W_xx(m)+2μ·G{E_x(m)X^*(m)}

W_yx(m+1)＝W_yx(m)+2μ·G{E_x(m)Y^*(m)}

W_xy(m+1)＝W_xy(m)+2μ·G{E_y(m)X^*(m)}

W_yy(m+1)＝W_yy(m)+2μ·G{E_y(m)Y^*(m)}

其中，X*(m)和Y*(m)分别为包含x和y偏振下的X(m)和Y(m)的频域数字信号的共轭，

E_x(m)和E_y(m)分别为与所述频域数字信号X(m)和Y(m)相关联的误差信号，

G{.}为梯度约束，μ为步长函数，

其中所述MIMO抽头的初始值如下：

W_xx＝m_xx

W_yy＝H_yy

W_xy＝H_xy

W_yx＝H_yx。

20.根据权利要求18所述的DSP，其中，所述第二预定阈值小于所述预定阈值。

21.根据权利要求18所述的DSP，其中，所述DSP还包括使用载波恢复补偿所述数字信号的频偏和相移。

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