JP5246274B2 - 光受信装置およびその制御方法 - Google Patents

Description

本発明は、光受信装置およびその制御方法に関し、特に、干渉部を備える光受信装置およびその制御方法に関する。

通信システムとして、次世代ネットワーク（ＮＧＮ：Next Generation Network）の本格的な導入により、情報家電を含めた様々な端末がネットワークに接続される。これにより、ネットワークの伝送容量に一層の拡大が求められる。ＮＲＺ（Non Return Zero）変調方式では、光周波数の利用効率等の点から伝送容量が限界に近づいている。そこで、長距離ＤＷＤＭ（Dense Wavelength Division Modulation）伝送システムにおける１０Ｇｂｐｓから４０Ｇｂｐｓへのアップグレードでは、光の位相を利用した変調方式が検討されている。４つの位相（例えば、０、π／２、πおよび３π／２）に２ビットの情報を対応させるＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Key）変調方式やＤＱＰＳＫ（Differential Quadrature Phase Shift Key）変調方式は、光周波数の利用効率が高く、４０Ｇｂｐｓ、１００Ｇｂｐｓ用の伝送方式として着目されている。

ＱＰＳＫ変調方式やＤＱＰＳＫ変調方式における光信号の受信の際は、光位相変調信号をＩ相信号およびＱ相信号に分岐する。Ｉ相信号を−π／４、Ｑ相信号をπ／４遅延させ、基準信号と干渉させる。この際、位相のシフト量であるπ／４および−π／４を正確に制御することが求められる。

特許文献１においては、光位相変調信号から変換された電気出力信号を分岐し、アイ開口をモニタする技術が記載されている。アイ開口が最大となるように、位相のシフト量を制御することにより、位相のシフト量がπ／４および−π／４となるように制御することができる。

特許文献２においては、光位相変調信号から変換されたＩ相の電気信号がデータ再生回路に入力する前の信号と、Ｑ相の電気信号がデータ再生回路から出力した後の信号とを乗算する。乗算結果により位相のシフト量を制御する技術が記載されている。
特開２００７−１８１１７１号公報 特開２００７−２０１３８号公報

しかしながら、特許文献１および２の技術によれば、出力すべき電気信号を分岐するため、出力される電気信号の振幅が小さくなってしまう。また、特許文献１では、高速な電気信号のアイ開口をモニタするため、高価な高周波部品を用いることとなる。

本発明は、上記課題に鑑みなされたものであり、出力される電気信号の分岐を行なわず、簡単な方法で位相のシフト量を制御することを目的とする。

本光受信装置は、光位相変調信号の光位相を所定量シフトさせ基準信号に干渉させた信号を出力する干渉部と、前記干渉部の出力信号を受光し受光電流に変換する受光素子と、前記受光電流に関する量と、前記所定量を制御する制御量に対する前記受光電流に関する量の変化量と、に基づき算出される関数が極値または０となるように前記制御量を制御する制御部と、を具備する。

本光受信装置の制御方法は、光位相変調信号の光位相を所定量シフトさせ基準信号に干渉させた信号を出力する干渉部と、前記干渉部の出力信号を受光し受光電流に変換する受光素子と、を具備する光受信装置の制御方法であって、前記受光電流に関する量と、前記所定量に対する前記受光電流に関する量の変化量と、に基づき算出される関数が極値または０となるように前記所定量を制御するステップを備える。

本光受信装置およびその制御方法によれば、出力される電気信号の分岐を行なわず、簡単な方法で光位相のシフト量を制御することができる。

図１は、通信システムのブロック図である。 図２は、実施例１の光受信装置のブロック図である。 図３は、ＤＱＰＳＫのコンスタレーション図である。 図４は、ヒータ電力に対するモニタ電流を示す図である。 図５は、ヒータ電力に対するＩｐｈ、ｄ（Ｉｐｈ）／ｄＰ、Ｆ１およびＦ２を示す図である。 図６は、実施例１の制御部の処理を示すフローチャートである。 図７は、ヒータ電力に対するモニタ電流を示す図である。 図８は、ヒータ電力に対するＩｐｈ、ｄ（Ｉｐｈ）／ｄＰ、Ｆ１およびＦ２を示す図である。 図９は、実施例２の光受信装置のブロック図である。

発明を実施するための形態

以下、図面を参照に、本発明の実施例について説明する。

まず、ＱＰＳＫ変調方式やＤＱＰＳＫ変調方式が用いられた通信システムについて、ＤＱＰＳＫ変調方式を例に説明する。図１は、ＤＱＰＳＫ変調方式を用いた通信システムのブロック図である。ＤＱＰＳＫ変調方式は、４つの光位相（例えば、０、π／２、πおよび３π／２）に２ビットの情報を対応させる方式である。位相は自身の１シンボル前の位相を基準に規定される。ＤＱＰＳＫ変調方式における通信システムは、送信側６０に、光源５０、ＤＱＰＳＫ変調器５２および波長合波器５４を備えている。受信側６２に、波長分波器５８、光受信装置１００を備えている。送信側６０と受信側６２とは伝送路５６介し接続されている。

まず、送信側６０について説明する。光源５０は電気信号を光強度変調信号に変換する。複数の光源５０からそれぞれ異なった波長の光強度変調信号が出力される。ＤＱＰＳＫ変調器５２は光強度変調信号をＤＱＰＳＫ変調方式の光位相変調信号に変換する。波長合波器５４は、波長の異なる複数の光位相変調信号を合わせ１つの伝送路に出力する。伝送路５６は合波された光位相変調信号を伝送する。

次に、受信側６２について説明する。波長分波器５８は、伝送路５６から入力した光信号を波長ごとに分波する。複数の光受信装置１００は、それぞれ異なる波長の分波された光位相変調信号をＩ相、Ｑ相の電気信号に変換する。光受信装置１００は、デモジュレータ１０および受光器２０ｉおよび２０ｑを備えている。デモジュレータ１０は、光位相変調信号をＩ相およびＱ相の光信号に分波する。受光器２０ｉおよび２０ｑはそれぞれＩ相およびＱ相の光信号を電気信号に変換する。光受信装置１００の詳細については後述する。

ＱＰＳＫ変調方式は、ＤＱＰＳＫ変調方式と同様に、４つの光位相（例えば、０、π／２、πおよび３π／２）に２ビットの情報を対応させる方式である。位相は基準信号を基準に規定される。ＱＰＳＫ変調方式における通信システムは、図１のＤＱＰＳＫ変調器５２がＱＰＳＫ変調器となり、デモジュレータ１０が９０度ハイブリッドとなる。その他の構成は図１と同じであり説明を省略する。

図２は、ＤＱＰＳＫ変調方式を復調する実施例１に係る光受信装置のブロック図である。光受信装置１００は、主にデモジュレータ１０、Ｉ相受光器２０ｉ、Ｑ相受光器２０ｑおよびＤＭＵＸ４６を備えている。デモジュレータ１０は、光分波器４４およびＩ相遅延干渉計１０ｉ（ｉ相干渉部）およびＱ相遅延干渉計１０ｑ（Ｑ相干渉部）を備えている。光分波器４４は、光位相変調信号を２つの光変調信号に分波する。

Ｉ相およびＱ相遅延干渉計１０ｉおよび１０ｑは、例えばマッハツェンダ干渉計である。Ｉ相遅延干渉計１０ｉは、カプラ１２ｉおよび１４ｉ、遅延路１６ｉヒータ１７ｉおよび伝送路１８ｉを備えている。カプラ１２ｉは、光分波器４４が分波した光位相変調信号を分波する。遅延路１６ｉは光信号の位相を１シンボル−π／４遅延させる。伝送路１８ｉは光信号を遅延させない。カプラ１４ｉは遅延路１６ｉと伝送路１８ｉの光信号を干渉させ、正相信号４０ｉと逆相信号４２ｉの光強度変調信号を出力する。正相信号４０ｉと逆相信号４２ｉとは相補信号となる。このように、Ｉ相遅延干渉計１０ｉは、互いに相補する信号対である正相信号４０ｉおよび逆相信号４２ｉを出力する。以上のように、Ｉ相遅延干渉計１０ｉは、光位相変調信号のうちＩ相の信号の位相を第１所定量（１シンボル−π／４）シフトさせ基準信号に干渉させる。そして、互いに相補のＩ相信号対（正相信号４０ｉと逆相信号４２ｉ）を出力する。

Ｑ相遅延干渉計１０ｑは、カプラ１２ｑおよび１４ｑ、遅延路１６ｑ、ヒータ１７ｑおよび伝送路１８ｑを備えている。遅延路１６ｑは光信号の位相を１シンボル＋π／４遅延させる。カプラ１４ｑは遅延路１６ｑと伝送路１８ｑの光信号を干渉させ、正相信号４０ｑと逆相信号４２ｑの光強度変調信号を出力する。その他の構成および動作は、Ｉ相遅延干渉計１０ｉと同じであり説明を省略する。以上のように、Ｑ相遅延干渉計１０ｑは、光位相変調信号のうちＱ相の信号の位相を第２所定量（１シンボル＋π／４）シフトさせ基準信号に干渉させる。そして、互いに相補のＱ相信号対（正相信号４０ｑと逆相信号４２ｑ）を出力する。

Ｉ相受光器２０ｉは、フォトダイオード２２ｉおよび２４ｉ（一対のＩ相受光素子）および差動増幅器２６ｉを備えている。フォトダイオード２２ｉおよび２４ｉのアノード側はそれぞれ差動増幅器２６ｉに接続されている。フォトダイオード２２ｉおよび２４ｉのカソード側はそれぞれ抵抗３２ｉおよび３６ｉを介し直流電源３０ｉおよび３４ｉに接続されている。フォトダイオード２２ｉおよび２４ｉはそれぞれ正相信号４０ｉおよび逆相信号４２ｉを電流信号に変換する。つまり、フォトダイオード２２ｉおよび２４ｉはＩ相信号対である正相信号４０ｉおよび逆相信号４２ｉをそれぞれ受光し、Ｉ相受光電流対（電流Ｉｐｄ１ｉおよびＩｐｄ２ｉ）に変換する。差動増幅器２６ｉは正相側の電流信号と逆相側の電流信号とを差動増幅し電気信号を出力する。電流検出部３３ｉおよび３５ｉは、それぞれフォトダイオード２２ｉおよび２４ｉのそれぞれ電源側の抵抗３２ｉおよび３６ｉ両端の電圧をモニタすることにより、電流Ｉｐｄ１ｉおよびＩｐｄ２ｉを検出する。

Ｑ相受光器２０ｑは、フォトダイオード２２ｑおよび２４ｑ（一対のＱ相受光素子）および差動増幅器２６ｑを備えている。フォトダイオード２２ｑおよび２４ｑのカソード側はそれぞれ抵抗３２ｑおよび３６ｑを介し直流電源３０ｑおよび３４ｑに接続されている。電流検出部３３ｑおよび３５ｑは、それぞれフォトダイオード２２ｑおよび２４ｑのそれぞれ電源側の抵抗３２ｑおよび３６ｑ両端の電圧をモニタすることにより、電流Ｉｐｄ１ｑおよびＩｐｄ２ｑを検出する。つまり、フォトダイオード２２ｑおよび２４ｑはＱ相信号対である正相信号４０ｑおよび逆相信号４２ｑをそれぞれ受光し、Ｑ相受光電流対（電流Ｉｐｄ１ｑおよびＩｐｄ２ｑ）に変換する。その他の構成および動作は、Ｉ相受光器２０ｉと同じであり説明を省略する。

ＤＭＵＸ４６は、Ｉ相受光器２０ｉおよびＱ相受光器２０ｑの出力からデータを再生する。制御部３０は、遅延路１６ｉおよび１６ｑを制御し、それぞれ遅延量が１シンボル−π／４および１シンボル＋π／４となるように制御する。

図３は、ＤＱＰＳＫ変調方式のコンスタレーション図である。Ｉ＝１、Ｑ＝１のとき位相シフトが０、Ｉ＝１、Ｑ＝−１のとき位相シフトがπ／２、Ｉ＝−１、Ｑ＝−１のとき位相シフトがπ、Ｉ＝−１、Ｑ＝１のとき位相シフトが３π／２である。Ｉ相遅延干渉計１０ｉにおいては、遅延路１６ｉが光位相変調信号を１シンボル−π／４遅延させる。カプラ１４ｉが、遅延路１６ｉと伝送路１８ｉの光信号を干渉させる。このため、位相シフトが０または３π／２のときは、正相信号４０ｉが大きくなり、逆相信号４２ｉは小さくなる。一方、位相シフトがπ／２またはπのときは、正相信号４０ｉが小さくなり、逆相信号４２ｉが大きくなる。Ｉ相受光器２０ｉは、位相シフトが、０または３π／２か、π／２またはπかに対応する電気信号を出力する。

Ｑ相遅延干渉計１０ｑにおいては、遅延路１６ｑが光位相変調信号を１シンボル＋４／π遅延させる。このため、位相シフトが０またはπ／２のときは、正相信号４０ｑが大きくなり、逆相信号４２ｑは小さくなる。一方、位相シフトがπまたは３π／２のときは、正相信号４０ｑが小さくなり、逆相信号４２ｑが大きくなる。Ｑ相受光器２０ｑは、位相シフトが、例えば０またはπ／２か、πまたは３π／２かに対応する電気信号を出力する。ＤＭＵＸ４６は、Ｉ相受光器２０ｉおよびＱ相受光器２０ｑの出力より、２ビットの信号を復調する。

光受信装置１００においては、遅延路１６ｉおよび１６ｑの遅延量をそれぞれ−π／４および＋π／４となるように制御することが求められる。遅延路１６ｉおよび１６ｑにおける遅延量の制御は、例えば遅延路１６ｉおよび１６ｑの温度により行なわれる。遅延路１６ｉおよび１６ｑの温度により位相の遅延量が変化するためである。そこで、例えば、遅延路１６ｉおよび１６ｑ付近にヒータ１７ｉおよび１７ｑを設け、ヒータ１７ｉおよび１７ｑの発熱量（ヒータに投入する電力）を制御することにより、遅延量を制御することができる。

図４は、ヒータ電力Ｐに対するモニタ電流Ｉｐｈを示した図である。ヒータ電力と位相の遅延量はほぼ線形関係にある。ヒータ電力と位相は図４の横軸のような関係となる。Ｉ相、Ｑ相にかかわらず、位相の遅延量に対しＩｐｈは同じ振る舞いをするため、Ｉｐｄ１ｉまたはＩｐｄ１ｑをＩｐｄ１、Ｉｐｄ２ｉまたはＩｐｄ２ｑをＩｐｄ２として説明する。モニタ電流Ｉｐｈは、Ｉｐｈ＝Ｉｐｄ１−Ｉｐｄ２である。位相の遅延量が０となるとき、Ｉｐｈは極大となる。位相の遅延量がπまたは−πとなるとき、Ｉｐｈは極小となる。図４では、Ｉｐｈの最大値が１、最小値が−１となるようにＩｄｈを規格化している。制御部３０が、ヒータ電力を制御し、遅延量を−π／４またはπ／４に制御できればよい。しかしながら、制御部３０は、Ｉｐｄの制御目標値がＩｄｐの最大値×０．７となるように、ヒータ電力Ｐを制御することとなる。このように、Ｉｐｈを極や０以外の値にするように制御することは非常に難しい。

以下に、実施例１における制御部３０の制御方法を説明する。図５は、ヒータ電力、位相の遅延量に対するモニタ電流Ｉｐｈまたはその他の関数を示している。モニタ電流Ｉｐｈは、図４と同じでありＩｐｈ＝Ｉｐｄ１−Ｉｐｄ２であり、
Ｉｐｈ＝Ｉｐｈ０・ｃｏｓ（２π・Ｐ／Ｐ_２π）
である。ここで、Ｉｐｈ０はＩｐｈの振幅（半幅）である。図５ではＩｐｈ０＝１としている。Ｐ_２πは、Ｉｐｈの振幅変動の１周期に相当するヒータ電力Ｐの差である。図５ではＰ_２π＝Ｐ２−Ｐ１である。図５では、モニタ電流Ｉｐｈを実線で示している。

ヒータ電力Ｐに対するＩｐｈの微分ｄ（Ｉｐｈ）／ｄＰは、
ｄ（Ｉｐｈ）／ｄＰ＝２πＩｐｈ０／Ｐ_２π・［−ｓｉｎ（２π・Ｐ／Ｐ_２π）］
となり、図５で破線で示している。

ここで、モニタ関数Ｆ１およびＦ２を以下のように規定する。
Ｆ１＝Ｉｐｈ＋（Ｐ_２π／２π）・ｄ（Ｉｄｈ）／ｄＰ
＝√２Ｉｐｈ０・ｃｏｓ（２π・Ｐ／Ｐ_２π−π／４）
Ｆ２＝Ｉｐｈ−（Ｐ_２π／２π）・ｄ（Ｉｄｈ）／ｄＰ
＝√２Ｉｐｈ０・ｃｏｓ（２π・Ｐ／Ｐ_２π＋π／４）
モニタ関数Ｆ１およびＦ２は、図５中それぞれ太破線および太実線で示している。

上記式および図５のように、モニタ関数Ｆ１は位相の遅延量が−π／４のとき極大となる。モニタ関数Ｆ２は位相の遅延量がπ／４のとき極大となる。そこで、ヒータ電力ＰをδＰ変化させたときのＩｐｈの変化δＩｐｈを測定し、モニタ関数Ｆ１およびＦ２を
Ｆ１＝Ｉｐｈ＋（Ｐ_２π／（２π・δＰ））・δ（Ｉｄｈ）
Ｆ２＝Ｉｐｈ−（Ｐ_２π／（２π・δＰ））・δ（Ｉｄｈ）
とする。Ｉ相については、制御部３０が、モニタ関数Ｆ１が極大となるようにヒータ電力Ｐを制御すれば、位相の遅延量を−π／４に制御することができる。また、Ｑ相については、制御部３０が、モニタ関数Ｆ２が極大となるようにヒータ電力Ｐを制御すれば、位相の遅延量をπ／４に制御することができる。

次に、制御部３０の処理について説明する。図６は制御部３０が行なう処理を示すフローチャートである。制御部３０はＩ相遅延干渉計１０ｉとＱ相遅延干渉計１０ｑの制御を別々のループで行っているが、以下では、図６を用いまとめて説明する。図７は、ヒータ電力Ｐに対するモニタ電流Ｉｐｈであり、Ｉｐｈを測定する際のヒータ電力ＰをＰｏとする。Ｉｐｈの振幅変動の１周期に相当するヒータ電力の差Ｐ_２πは予め測定しておく。差分を計算する際のヒータ電力Ｐを動かす変化量δＰは予め決めておく。

図６を参照し、制御部３０は係数ＫをＰ_２π／（２π・δＰ）とし、ＰｓｔｅｐをδＰとする（ステップＳ１０）。制御部３０はヒータ電力ＰをＰ＋δＰとしてＩｐｈ´を取得する（ステップＳ１２）。これにより、図７において、ヒータ電力ＰがＰｏ＋δＰのモニタ電流Ｉｐｈ´が取得される。制御部３０はヒータ電力ＰをＰ−２δＰとしてＩｐｈ´´を取得する（ステップＳ１４）。これにより、図７において、ヒータ電力ＰがＰｏ−δＰのモニタ電流Ｉｐｈ´´が取得される。制御部３０はヒータ電力ＰをＰ＋δＰとしてＩｐｈを取得する（ステップＳ１６）。これにより、図７において、ヒータ電力ＰがＰｏのモニタ電流Ｉｐｈが取得される。制御部３０は、（Ｉｐｈ´−Ｉｐｈ´´）／２をδＩｐｈとする（ステップＳ２０）。これにより、ヒータ電力がＰｏのＩｐｈとδＩｐｈが測定できる。

図６を参照し、制御部３０は、Ｉ相を制御するループの場合、Ｉｐｈ＋Ｋ・δＩｐｈをＦ´とし、Ｑ相を制御する場合、Ｉｐｈ−Ｋ・δＩｐｈをＦ´とする（ステップＳ２２）。これにより、ヒータ電力Ｐｏにおけるモニタ関数Ｆ´が算出される。制御部３０は、Ｆ＞Ｆ´の場合、−ＰｓｔｅｐをＰｓｔｅｐとする（ステップＳ２４）。Ｆは前回算出したモニタ関数である。制御部３０はＰ＋ＰｓｔｅｐをＰとする（ステップＳ２６）。制御部３０はＦ´をＦとする（ステップＳ２８）。制御部３０は、終了するかを判断する（ステップＳ３０）。Ｙｅｓの場合終了する。Ｎｏの場合、制御部３０は一定時間待機する（ステップＳ３２）。ステップＳ１０に戻る。

制御部３０は、ステップＳ２４およびＳ２６により、モニタ関数Ｆ´が前回の値より小さければＰｓｔｅｐを反転させる。つまり、制御部３０は、次回のヒータ電力Ｐをモニタ関数Ｆ´が大きくなるように制御する。これにより、制御部３０は、モニタ関数Ｆ´が極大となるようにヒータ電力Ｐを制御することができる。

次に、制御部３０がヒータ電力Ｐを制御する別の例を説明する。図８のように、モニタ関数Ｆ１は位相の遅延量がπ／４のとき０となる。また、モニタ関数Ｆ２は、位相の遅延量が−π／４のとき０となる。よって、Ｉ相につては、制御部３０が、モニタ関数Ｆ２が０となるようにヒータ電力Ｐを制御すれば、位相の遅延量を−π／４に制御することができる。また、Ｑ相については、制御部３０が、モニタ関数Ｆ１が０となるようにヒータ電力Ｐを制御すれば、位相の遅延量をπ／４に制御することができる。

実施例１によれば、制御部３０は、受光電流Ｉｐｄ１ｉ、Ｉｐｄ２ｉ、Ｉｐｄ１ｑおよびＩｐｄ２ｑに関する量（例えば、モニタ電流Ｉｐｈ）と、遅延量を制御する制御量（例えば、ヒータ電力Ｐ）に対する受光電流に関する量の変化量（例えばｄ（Ｉｐｈ）／ｄＰ）と、に基づき算出される関数（例えばモニタ関数Ｆ１およびＦ２）が極値または０となるように制御量を制御する。このように、制御部３０は、受光素子（フォトダイオード２２ｉ、２４ｉ、２２ｑおよび２４ｑ）を流れる受光電流を用い遅延干渉計１０ｉおよび１０ｑの遅延量を制御する。これにより、特許文献１および２にように光受信装置が出力する電気信号を分岐するのに比べ、振幅を大きく確保することができる。特に、高ビットレート電気信号の分岐が容易ではない。例えば、分岐が容易な１：１の分岐では、電気信号の振幅は５０％になってしまう。１０：１の分岐を用いた場合でも、電気信号の振幅は９１％になってしまう。これに対し、実施例１では、電気信号の振幅をほぼ１００％確保することができる。

また、実施例１では、低周波数の受光電流を用い制御量を制御するため、特許文献１および２のように高周波な信号を用い制御量を制御するのに比べ、簡単で安価な構成で制御量を制御することができる。さらに、モニタ関数Ｆ１およびＦ２のような関数の極値または０になるように制御量（ヒータ電力）を制御する。これにより、制御量を簡単に制御することができる。

また、受光電流に関する量は、例えば、一つのフォトダイオードの受光電流であってもよい。しかし、実施例１のように、受光電流に関する量としてフォトダイオード２２ｉおよび２４ｉ（または、２２ｑおよび２４ｑ：一対の受光素子）の受光電流Ｉｐｄ１ｉとＩｐｄ２ｉとの差（またはＩｐｄ１ｑとＩｐｄ２ｑとの差）Ｉｐｈとする。これにより、制御部３０は、より大きな信号に基づき遅延量を制御することができる。

さらに、図５および図８のように、制御部３０は、モニタ関数Ｆ１＝Ｉｐｈ＋Ａ・δＩｐｈ／δＰまたはモニタ関数Ｆ２＝Ｉｐｈ−Ａ・δＩｐｈ／δＰが極または０となるように制御量Ｐを制御する。ここで、δＩｐｈ／δＰは制御量Ｐに対するＩｐｈの変化量であり、係数Ａは、ＩｐｈとδＩｐｈ／δＰとの最大振幅を一致させるための係数である。これにより、遅延量を−π／４およびπ／４に制御することができる。

さらに、実施例１によれば、制御部３０は、モニタ関数Ｆ１＝Ｉｐｈｉ＋Ａｉ・δＩｐｈｉ／δＰｉが極となるように、Ｉ相遅延干渉計１０ｉの遅延量（つまりＩ相の信号の位相をシフトさせる第１所定量）を制御する制御量Ｐｉを制御する。また、モニタ関数Ｆ２＝Ｉｐｈｑ−Ａｑ・δＩｐｈｑ／δＰｑが極となるように、Ｑ相遅延干渉計の遅延量（つまりＱ相の信号の位相をシフトさせる第２所定量）を制御する制御量Ｐｑを制御する。ここで、Ｉｐｈｉは一対のＩ相受光素子（フォトダイオード２２ｉおよび２４ｉ）のＩ相受光電流対Ｉｐｄ１ｉとＩｐｄ２ｉとの差である。Ｉｐｈｑは一対のＱ相受光素子（フォトダイオード２２ｑおよび２４ｑ）のＱ相受光電流対Ｉｐｄ１ｑとＩｐｄ２ｑとの差である。δＩｐｈｉ／δＰｉはＰｉに対するＩｐｈｉの変化量であり、δＩｐｈｑ／δＰｑはＰｑに対するＩｐｈｑの変化量である。ＡｉはＩｐｈｉとδＩｐｈｉ／δＰｉとの最大振幅を一致させるための係数であり、ＡｑはＩｐｈｑとδＩｐｈｑ／δＰｑとの最大振幅を一致させるための係数である。これにより、図５のように、Ｉ相およびＱ相の遅延干渉計の遅延量を目標値である−π／４およびπ／４に精度よく制御することができる。

さらに、実施例１によれば、制御部３０は、モニタ関数Ｆ２＝Ｉｐｈｉ−Ａｉ・δＩｐｈｉ／δＰｉが０となるように、Ｐｉを制御する。また、モニタ関数Ｆ１＝Ｉｐｈｑ＋Ａｑ・δＩｐｈｑ／δＰｑが０となるように、Ｐｑを制御する。これにより、図８のように、Ｉ相およびＱ相の遅延干渉計の遅延量を目標値である−π／４およびπ／４に精度よく制御することができる。

実施例１によれば、基準信号をとして光位相変調信号自身を用い、Ｉ相において位相をシフトさせる第１所定量を１シンボル−π／４、Ｑ相において位相をシフトさせる第２所定量を１シンボル＋π／４とする。これにより、ＤＱＰＳＫ変調方式の光位相変調信号を復調することができる。

なお、実施例１では、遅延量（つまり信号の位相をシフトさせる所定量）を制御する制御量としてヒータ電力Ｐを例に説明したが、制御量は、遅延量を制御できる物理量であればよい。遅延量と制御量は線形関係にあることが好ましい。

実施例２は、ＱＰＳＫ変調方式を復調する光受信装置の例である。図９は、実施例２に係る光受信装置のブロック図である。図９を参照し、光受信装置１００ａには、光局所発振器等が出力した基準信号を分波する光分波器４８が設けられている。Ｉ相遅延干渉計１０ｉおよびＱ相遅延干渉計１０ｑにおいて、光分波器４４が分波した光位相変調信号はそれぞれ遅延路１６ｉおよび１６ｑに入力する。カプラ１４ｉおよび１４ｑはそれぞれ遅延路１６ｉおよび１６ｑで遅延した信号と光分波器４８が分波した基準信号を干渉させる。その他の構成は実施例１の図２と同じであり説明を省略する。制御部３０の動作は実施例１と同じである。

実施例２によれば、遅延路１６ｉにおいてＩ相信号の位相をシフトさせる第１所定量を−π／４、遅延路１６ｑにおいてＱ相信号の位相をシフトさせる第２所定量を＋π／４とする。遅延路１６ｉおよび１６ｑの出力信号を基準信号と干渉させる。これにより、ＱＰＳＫ変調方式の光位相変調信号を復調させることができる。このように、ＱＰＳＫ変調方式の光受信装置１００ａに図５および図８の制御を用いることができる。

以上、本発明の実施例について詳述したが、本発明は係る特定の実施例に限定されるものではなく、特許請求の範囲に記載された本発明の要旨の範囲内において、種々の変形・変更が可能である。

Claims (6)

1. 光位相変調信号のうちＩ相の信号の光位相を第１所定量シフトさせ基準信号に干渉させ、互いに相補のＩ相信号対を出力するＩ相干渉部と、
   前記光位相変調信号のうちＱ相の信号の光位相を第２所定量シフトさせ前記基準信号に干渉させ、互いに相補のＱ相信号対を出力するＱ相干渉部と、
   前記Ｉ相信号対を受光しそれぞれＩ相受光電流対に変換する一対のＩ相受光素子と、
   前記Ｑ相信号対を受光しそれぞれＱ相受光電流対に変換する一対のＱ相受光素子と、
   前記Ｉ相受光電流対の差を制御する前記Ｉ相干渉部の制御量をＰｉおよびＰｉ＋δＰｉとし、前記Ｉ相受光電流対の差ＩｐｈｉおよびＩｐｈｉ´を取得し、
   前記Ｑ相受光電流対の差を制御する前記Ｑ相干渉部の制御量をＰｑおよびＰｑ＋δＰｑとし、前記Ｑ相受光電流対の差ＩｐｈｑおよびＩｐｈｑ´を取得し、
   前記Ｐｉに対する前記Ｉｐｈｉの変化量をδＩｐｈｉ／δＰｉ、前記Ｐｑに対する前記Ｉｐｈｑの変化量をδＩｐｈｑ／δＰｑ、前記Ｉｐｈｉと前記δＩｐｈｉ／δＰｉとの最大振幅を一致させるための係数をＡｉ、前記Ｉｐｈｑと前記δＩｐｈｑ／δＰｑとの最大振幅を一致させるための係数をＡｑとしたとき、
   前記Ｐｉ、Ｐｉ＋δＰｉ、ＩｐｈｉおよびＩｐｈｉ´から、Ｉｐｈｉ＋Ａｉ・δＩｐｈｉ／δＰｉを算出し、
   前記Ｐｑ、Ｐｑ＋δＰｑ、ＩｐｈｑおよびＩｐｈｑ´から、Ｉｐｈｑ−Ａｑ・δＩｐｈｑ／δＰｑを算出し、
   Ｉｐｈｉ＋Ａｉ・δＩｐｈｉ／δＰｉが極となるように前記Ｉ相干渉部の制御量を制御し、Ｉｐｈｑ−Ａｑ・δＩｐｈｑ／δＰｑが極となるように前記Ｑ相干渉部の制御量を制御する制御部と、
   を具備することを特徴とする光受信装置。
2. 光位相変調信号のうちＩ相の信号の光位相を第１所定量シフトさせ基準信号に干渉させ、互いに相補のＩ相信号対を出力するＩ相干渉部と、
   前記光位相変調信号のうちＱ相の信号の光位相を第２所定量シフトさせ前記基準信号に干渉させ、互いに相補のＱ相信号対を出力するＱ相干渉部と、
   前記Ｉ相信号対を受光しそれぞれＩ相受光電流対に変換する一対のＩ相受光素子と、
   前記Ｑ相信号対を受光しそれぞれＱ相受光電流対に変換する一対のＱ相受光素子と、
   前記Ｉ相受光電流対の差を制御する前記Ｉ相干渉部の制御量をＰｉおよびＰｉ＋δＰｉとし、前記Ｉ相受光電流対の差ＩｐｈｉおよびＩｐｈｉ´を取得し、
   前記Ｑ相受光電流対の差を制御する前記Ｑ相干渉部の制御量をＰｑおよびＰｑ＋δＰｑとし、前記Ｑ相受光電流対の差ＩｐｈｑおよびＩｐｈｑ´を取得し、
   前記Ｐｉに対する前記Ｉｐｈｉの変化量をδＩｐｈｉ／δＰｉ、前記Ｐｑに対する前記Ｉｐｈｑの変化量をδＩｐｈｑ／δＰｑ、前記Ｉｐｈｉと前記δＩｐｈｉ／δＰｉとの最大振幅を一致させるための係数をＡｉ、前記Ｉｐｈｑと前記δＩｐｈｑ／δＰｑとの最大振幅を一致させるための係数をＡｑとしたとき、
   前記Ｐｉ、Ｐｉ＋δＰｉ、ＩｐｈｉおよびＩｐｈｉ´から、Ｉｐｈｉ−Ａｉ・δＩｐｈｉ／δＰｉを算出し、
   前記Ｐｑ、Ｐｑ＋δＰｑ、ＩｐｈｑおよびＩｐｈｑ´から、Ｉｐｈｑ＋Ａｑ・δＩｐｈｑ／δＰｑを算出し、
   Ｉｐｈｉ−Ａｉ・δＩｐｈｉ／δＰｉが０となるように前記Ｉ相干渉部の制御量を制御し、Ｉｐｈｑ＋Ａｑ・δＩｐｈｑ／δＰｑが０となるように前記Ｑ相干渉部の制御量を制御する制御部と、
   を具備することを特徴とする光受信装置。
3. 前記光位相変調信号はＤＱＰＳＫ変調方式の信号であり、前記基準信号は、前記光位相変調信号であり、前記第１所定量は１シンボル−π／４であり、前記第２所定量は１シンボル＋π／４であることを特徴とする請求項１または２記載の光受信装置。
4. 前記光位相変調信号はＱＰＳＫ変調方式の信号であり、前記第１所定量は−π／４であり、前記第２所定量は＋π／４であることを特徴とする請求項１または２記載の光受信装置。
5. 光位相変調信号のうちＩ相の信号の光位相を第１所定量シフトさせ基準信号に干渉させ、互いに相補のＩ相信号対を出力するＩ相干渉部と、前記光位相変調信号のうちＱ相の信号の光位相を第２所定量シフトさせ前記基準信号に干渉させ、互いに相補のＱ相信号対を出力するＱ相干渉部と、前記Ｉ相信号対を受光しそれぞれＩ相受光電流対に変換する一対のＩ相受光素子と、前記Ｑ相信号対を受光しそれぞれＱ相受光電流対に変換する一対のＱ相受光素子と、を具備する光受信装置の制御方法であって、
   前記Ｉ相受光電流対の差を制御する前記Ｉ相干渉部の制御量をＰｉおよびＰｉ＋δＰｉとし、前記Ｉ相受光電流対の差ＩｐｈｉおよびＩｐｈｉ´を取得するステップと、
   前記Ｑ相受光電流対の差を制御する前記Ｑ相干渉部の制御量をＰｑおよびＰｑ＋δＰｑとし、前記Ｑ相受光電流対の差ＩｐｈｑおよびＩｐｈｑ´を取得するステップと、
   前記Ｐｉに対する前記Ｉｐｈｉの変化量をδＩｐｈｉ／δＰｉ、前記Ｐｑに対する前記Ｉｐｈｑの変化量をδＩｐｈｑ／δＰｑ、前記Ｉｐｈｉと前記δＩｐｈｉ／δＰｉとの最大振幅を一致させるための係数をＡｉ、前記Ｉｐｈｑと前記δＩｐｈｑ／δＰｑとの最大振幅を一致させるための係数をＡｑとしたとき、
   前記Ｐｉ、Ｐｉ＋δＰｉ、ＩｐｈｉおよびＩｐｈｉ´から、Ｉｐｈｉ＋Ａｉ・δＩｐｈｉ／δＰｉを算出するステップと、
   前記Ｐｑ、Ｐｑ＋δＰｑ、ＩｐｈｑおよびＩｐｈｑ´から、Ｉｐｈｑ−Ａｑ・δＩｐｈｑ／δＰｑを算出するステップと、
   Ｉｐｈｉ＋Ａｉ・δＩｐｈｉ／δＰｉが極となるように前記Ｉ相干渉部の制御量を制御し、Ｉｐｈｑ−Ａｑ・δＩｐｈｑ／δＰｑが極となるように前記Ｑ相干渉部の制御量を制御するステップと、
   を備えることを特徴とする光受信装置の制御方法。
6. 光位相変調信号のうちＩ相の信号の光位相を第１所定量シフトさせ基準信号に干渉させ、互いに相補のＩ相信号対を出力するＩ相干渉部と、前記光位相変調信号のうちＱ相の信号の光位相を第２所定量シフトさせ前記基準信号に干渉させ、互いに相補のＱ相信号対を出力するＱ相干渉部と、前記Ｉ相信号対を受光しそれぞれＩ相受光電流対に変換する一対のＩ相受光素子と、前記Ｑ相信号対を受光しそれぞれＱ相受光電流対に変換する一対のＱ相受光素子と、を具備する光受信装置の制御方法であって、
   前記Ｉ相受光電流対の差を制御する前記Ｉ相干渉部の制御量をＰｉおよびＰｉ＋δＰｉとし、前記Ｉ相受光電流対の差ＩｐｈｉおよびＩｐｈｉ´を取得するステップと、
   前記Ｑ相受光電流対の差を制御する前記Ｑ相干渉部の制御量をＰｑおよびＰｑ＋δＰｑとし、前記Ｑ相受光電流対の差ＩｐｈｑおよびＩｐｈｑ´を取得するステップと、
   前記Ｐｉに対する前記Ｉｐｈｉの変化量をδＩｐｈｉ／δＰｉ、前記Ｐｑに対する前記Ｉｐｈｑの変化量をδＩｐｈｑ／δＰｑ、前記Ｉｐｈｉと前記δＩｐｈｉ／δＰｉとの最大振幅を一致させるための係数をＡｉ、前記Ｉｐｈｑと前記δＩｐｈｑ／δＰｑとの最大振幅を一致させるための係数をＡｑとしたとき、
   前記Ｐｉ、Ｐｉ＋δＰｉ、ＩｐｈｉおよびＩｐｈｉ´から、Ｉｐｈｉ−Ａｉ・δＩｐｈｉ／δＰｉを算出するステップと、
   前記Ｐｑ、Ｐｑ＋δＰｑ、ＩｐｈｑおよびＩｐｈｑ´から、Ｉｐｈｑ＋Ａｑ・δＩｐｈｑ／δＰｑを算出するステップと、
   Ｉｐｈｉ−Ａｉ・δＩｐｈｉ／δＰｉが０となるように前記Ｉ相干渉部の制御量を制御し、Ｉｐｈｑ＋Ａｑ・δＩｐｈｑ／δＰｑが０となるように前記Ｑ相干渉部の制御量を制御するステップと、
   を備えることを特徴とする光受信装置の制御方法。

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