WO2010087011A1 - 光受信装置およびその制御方法 - Google Patents

光受信装置およびその制御方法 Download PDF

Info

Publication number
WO2010087011A1
WO2010087011A1 PCT/JP2009/051656 JP2009051656W WO2010087011A1 WO 2010087011 A1 WO2010087011 A1 WO 2010087011A1 JP 2009051656 W JP2009051656 W JP 2009051656W WO 2010087011 A1 WO2010087011 A1 WO 2010087011A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
phase
signal
amount
optical
light
Prior art date
Application number
PCT/JP2009/051656
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
寺田浩二
Original Assignee
富士通オプティカルコンポーネンツ株式会社
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 富士通オプティカルコンポーネンツ株式会社 filed Critical 富士通オプティカルコンポーネンツ株式会社
Priority to PCT/JP2009/051656 priority Critical patent/WO2010087011A1/ja
Priority to JP2010548339A priority patent/JP5246274B2/ja
Publication of WO2010087011A1 publication Critical patent/WO2010087011A1/ja
Priority to US13/178,991 priority patent/US8639125B2/en

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B10/00—Transmission systems employing electromagnetic waves other than radio-waves, e.g. infrared, visible or ultraviolet light, or employing corpuscular radiation, e.g. quantum communication
    • H04B10/60—Receivers

Definitions

  • the present invention relates to an optical receiving device and a control method thereof, and more particularly, to an optical receiving device including an interference unit and a control method thereof.
  • next generation network Next Generation Network
  • various terminals including information appliances will be connected to the network.
  • further expansion of the transmission capacity of the network is required.
  • NRZ Non Return Zero
  • the transmission capacity is approaching the limit in view of the utilization efficiency of the optical frequency. Therefore, in an upgrade from 10 Gbps to 40 Gbps in a long-distance DWDM (Dense Wavelength Division Modulation) transmission system, a modulation method using the phase of light is being studied.
  • QPSK Quadrature Phase Shift Key
  • DQPSK Differential Quadrature Phase Shift Key
  • the optical phase modulation signal When receiving an optical signal in the QPSK modulation method or the DQPSK modulation method, the optical phase modulation signal is branched into an I-phase signal and a Q-phase signal.
  • the I-phase signal is delayed by - ⁇ / 4 and the Q-phase signal is delayed by ⁇ / 4 to cause interference with the reference signal.
  • it is required to accurately control ⁇ / 4 and ⁇ / 4 which are phase shift amounts.
  • Patent Document 1 describes a technique for branching an electrical output signal converted from an optical phase modulation signal and monitoring an eye opening. By controlling the phase shift amount so that the eye opening is maximized, the phase shift amount can be controlled to be ⁇ / 4 and ⁇ / 4.
  • Patent Document 2 a signal before an I-phase electrical signal converted from an optical phase modulation signal is input to a data recovery circuit is multiplied by a signal after a Q-phase electrical signal is output from the data recovery circuit. .
  • a technique for controlling a phase shift amount based on a multiplication result is described. JP 2007-181171 A JP 2007-20138 A
  • Patent Document 1 since the electrical signal to be output is branched, the amplitude of the output electrical signal becomes small.
  • Patent Document 1 an expensive high-frequency component is used to monitor the eye opening of a high-speed electrical signal.
  • the present invention has been made in view of the above problems, and an object of the present invention is to control the amount of phase shift by a simple method without branching the output electric signal.
  • the optical receiver includes an interference unit that outputs a signal obtained by shifting the optical phase of the optical phase modulation signal by a predetermined amount and interfering with a reference signal, a light receiving element that receives an output signal of the interference unit and converts it into a light receiving current, A control unit that controls the control amount so that a function calculated based on the amount related to the light reception current and the amount of change in the amount related to the light reception current with respect to the control amount that controls the predetermined amount becomes an extreme value or 0; Are provided.
  • the control method of the optical receiver includes an interference unit that outputs a signal obtained by shifting the optical phase of an optical phase modulation signal by a predetermined amount and interfering with a reference signal, and a light reception that receives an output signal of the interference unit and converts it into a light receiving current. And a function calculated based on the amount related to the light reception current and the amount of change in the amount related to the light reception current with respect to the predetermined amount is an extreme value or zero.
  • the step of controlling the predetermined amount is provided.
  • the shift amount of the optical phase can be controlled by a simple method without branching the output electric signal.
  • FIG. 1 is a block diagram of a communication system.
  • FIG. 2 is a block diagram of the optical receiver according to the first embodiment.
  • FIG. 3 is a constellation diagram of DQPSK.
  • FIG. 4 is a diagram showing a monitor current with respect to the heater power.
  • FIG. 5 is a diagram showing Iph, d (Iph) / dP, F1 and F2 with respect to the heater power.
  • FIG. 6 is a flowchart illustrating the processing of the control unit according to the first embodiment.
  • FIG. 7 is a diagram illustrating a monitor current with respect to the heater power.
  • FIG. 8 is a diagram showing Iph, d (Iph) / dP, F1 and F2 with respect to the heater power.
  • FIG. 9 is a block diagram of an optical receiver according to the second embodiment.
  • FIG. 1 is a block diagram of a communication system using the DQPSK modulation method.
  • the DQPSK modulation method is a method in which 2-bit information is associated with four optical phases (for example, 0, 2 / ⁇ , ⁇ , and 3 ⁇ / 2). The phase is defined based on the phase one symbol before itself.
  • the communication system in the DQPSK modulation system includes a light source 50, a DQPSK modulator 52, and a wavelength multiplexer 54 on the transmission side 60.
  • a wavelength demultiplexer 58 and an optical receiver 100 are provided on the receiving side 62.
  • the transmission side 60 and the reception side 62 are connected via a transmission path 56.
  • the light source 50 converts the electrical signal into a light intensity modulation signal.
  • Light intensity modulation signals having different wavelengths are output from the plurality of light sources 50, respectively.
  • the DQPSK modulator 52 converts the light intensity modulation signal into a DQPSK modulation optical phase modulation signal.
  • the wavelength multiplexer 54 combines a plurality of optical phase modulation signals having different wavelengths and outputs the combined signals to one transmission path.
  • the transmission path 56 transmits the combined optical phase modulation signal.
  • the wavelength demultiplexer 58 demultiplexes the optical signal input from the transmission path 56 for each wavelength.
  • the plurality of optical receivers 100 convert the optical phase modulation signals having different wavelengths from each other into I-phase and Q-phase electrical signals.
  • the optical receiving device 100 includes a demodulator 10 and light receivers 20i and 20q.
  • the demodulator 10 demultiplexes the optical phase modulation signal into I-phase and Q-phase optical signals.
  • the light receivers 20i and 20q convert the I-phase and Q-phase optical signals into electrical signals, respectively. Details of the optical receiver 100 will be described later.
  • the QPSK modulation method is a method in which 2-bit information is associated with four optical phases (for example, 0, 2 / ⁇ , ⁇ , and 3 ⁇ / 2), similarly to the DQPSK modulation method.
  • the phase is defined with reference to the reference signal.
  • the DQPSK modulator 52 in FIG. 1 is a QPSK modulator
  • the demodulator 10 is a 90-degree hybrid.
  • Other configurations are the same as those in FIG.
  • FIG. 2 is a block diagram of the optical receiver according to the first embodiment that demodulates the DQPSK modulation method.
  • the optical receiver 100 mainly includes a demodulator 10, an I-phase light receiver 20i, a Q-phase light receiver 20q, and a DMUX 46.
  • the demodulator 10 includes an optical demultiplexer 44, an I-phase delay interferometer 10i (i-phase interferometer), and a Q-phase delay interferometer 10q (Q-phase interferometer).
  • the optical demultiplexer 44 demultiplexes the optical phase modulation signal into two optical modulation signals.
  • the I-phase and Q-phase delay interferometers 10i and 10q are, for example, Mach-Zehnder interferometers.
  • the I-phase delay interferometer 10i includes couplers 12i and 14i, a delay path 16i heater 17i, and a transmission path 18i.
  • the coupler 12 i demultiplexes the optical phase modulation signal demultiplexed by the optical demultiplexer 44.
  • the delay path 16i delays the phase of the optical signal by one symbol ⁇ / 4.
  • the transmission line 18i does not delay the optical signal.
  • the coupler 14i causes the optical signals of the delay path 16i and the transmission path 18i to interfere with each other and outputs an optical intensity modulation signal of the normal phase signal 40i and the negative phase signal 42i.
  • the normal phase signal 40i and the negative phase signal 42i are complementary signals.
  • the I-phase delay interferometer 10i outputs a normal phase signal 40i and a negative phase signal 42i which are signal pairs complementary to each other.
  • the I-phase delay interferometer 10i shifts the phase of the I-phase signal of the optical phase-modulated signal by the first predetermined amount (1 symbol ⁇ / 4) and interferes with the reference signal.
  • complementary I-phase signal pairs normal-phase signal 40i and reverse-phase signal 42i are output.
  • the Q-phase delay interferometer 10q includes couplers 12q and 14q, a delay path 16q, a heater 17q, and a transmission path 18q.
  • the delay path 16q delays the phase of the optical signal by 1 symbol + ⁇ / 4.
  • the coupler 14q causes the optical signals of the delay path 16q and the transmission path 18q to interfere with each other, and outputs an optical intensity modulation signal of a normal phase signal 40q and a negative phase signal 42q.
  • Other configurations and operations are the same as those of the I-phase delay interferometer 10i, and a description thereof will be omitted.
  • the Q-phase delay interferometer 10q shifts the phase of the Q-phase signal out of the optical phase-modulated signal by the second predetermined amount (1 symbol + ⁇ / 4) to cause interference with the reference signal. Then, mutually complementary Q-phase signal pairs (a normal-phase signal 40q and a negative-phase signal 42q) are output.
  • the I-phase light receiver 20i includes photodiodes 22i and 24i (a pair of I-phase light receiving elements) and a differential amplifier 26i.
  • the anode sides of the photodiodes 22i and 24i are each connected to a differential amplifier 26i.
  • the cathode sides of the photodiodes 22i and 24i are connected to DC power supplies 30i and 34i through resistors 32i and 36i, respectively.
  • the photodiodes 22i and 24i convert the normal phase signal 40i and the negative phase signal 42i into current signals, respectively.
  • the photodiodes 22i and 24i receive the positive phase signal 40i and the negative phase signal 42i, respectively, which are I-phase signal pairs, and convert them into I-phase light receiving current pairs (currents Ipd1i and Ipd2i).
  • the differential amplifier 26i differentially amplifies the current signal on the positive phase side and the current signal on the negative phase side, and outputs an electrical signal.
  • Current detectors 33i and 35i detect currents Ipd1i and Ipd2i by monitoring the voltages across resistors 32i and 36i on the power supply side of photodiodes 22i and 24i, respectively.
  • the Q-phase light receiver 20q includes photodiodes 22q and 24q (a pair of Q-phase light receiving elements) and a differential amplifier 26q.
  • the cathode sides of the photodiodes 22q and 24q are connected to DC power supplies 30q and 34q via resistors 32q and 36q, respectively.
  • Current detectors 33q and 35q detect currents Ipd1q and Ipd2q by monitoring the voltages across resistors 32q and 36q on the power supply side of photodiodes 22q and 24q, respectively.
  • the photodiodes 22q and 24q respectively receive the positive phase signal 40q and the negative phase signal 42q which are Q phase signal pairs, and convert them into Q phase light receiving current pairs (currents Ipd1q and Ipd2q).
  • Other configurations and operations are the same as those of the I-phase light receiver 20i, and a description thereof is omitted.
  • the DMUX 46 reproduces data from the outputs of the I-phase light receiver 20i and the Q-phase light receiver 20q.
  • the control unit 30 controls the delay paths 16i and 16q so that the delay amounts are 1 symbol ⁇ / 4 and 1 symbol + ⁇ / 4, respectively.
  • FIG. 3 is a constellation diagram of the DQPSK modulation method.
  • the delay path 16i delays the optical phase modulation signal by one symbol-4 / ⁇ .
  • the coupler 14i causes the optical signals on the delay path 16i and the transmission path 18i to interfere with each other. For this reason, when the phase shift is 0 or 3 ⁇ / 2, the positive phase signal 40i becomes large and the negative phase signal 42i becomes small.
  • the I-phase light receiver 20i outputs an electrical signal corresponding to a phase shift of 0 or 3 ⁇ / 2, ⁇ / 2 or ⁇ .
  • the delay path 16q delays the optical phase modulation signal by 1 symbol + 4 / ⁇ . For this reason, when the phase shift is 0 or ⁇ / 2, the positive phase signal 40q is large and the negative phase signal 42q is small. On the other hand, when the phase shift is ⁇ or 3 ⁇ / 2, the positive phase signal 40q is small and the negative phase signal 42q is large.
  • the Q-phase light receiver 20q outputs an electrical signal whose phase shift corresponds to, for example, 0 or ⁇ / 2, ⁇ , or 3 ⁇ / 2.
  • the DMUX 46 demodulates a 2-bit signal from the outputs of the I-phase light receiver 20i and the Q-phase light receiver 20q.
  • the delay amounts of the delay paths 16i and 16q are ⁇ / 4 and + ⁇ / 4, respectively.
  • the delay amount in the delay paths 16i and 16q is controlled by the temperature of the delay paths 16i and 16q, for example. This is because the phase delay amount changes depending on the temperatures of the delay paths 16i and 16q.
  • the heaters 17i and 17q are provided near the delay paths 16i and 16q, and the amount of delay can be controlled by controlling the amount of heat generated by the heaters 17i and 17q (power supplied to the heater).
  • FIG. 4 is a diagram showing the monitor current Iph with respect to the heater power P.
  • the heater power and the phase delay amount have a substantially linear relationship.
  • the heater power and the phase have a relationship as shown on the horizontal axis in FIG. Since Iph behaves the same with respect to the phase delay amount regardless of the I phase and the Q phase, Ipd1i or Ipd1q will be described as Ipd1, and Ipd2i or Ipd2q will be described as Ipd2.
  • Idh is normalized so that the maximum value of Iph is 1 and the minimum value is -1. It is only necessary that the control unit 30 can control the heater power and control the delay amount to ⁇ / 4 or ⁇ / 4. However, the control unit 30 controls the heater power P so that the control target value of Ipd becomes the maximum value of Idp ⁇ 0.7. Thus, it is very difficult to control Iph to be a value other than a pole or zero.
  • FIG. 5 shows the monitor current Iph or other functions with respect to the heater power, the phase delay amount.
  • Iph Iph0 ⁇ cos (2 ⁇ ⁇ P / P 2 ⁇ ) It is.
  • Iph0 is the amplitude (half width) of Iph.
  • Iph0 1.
  • P 2 ⁇ is a difference in heater power P corresponding to one period of amplitude fluctuation of Iph.
  • P 2 ⁇ P2 ⁇ P1.
  • the monitor current Iph is shown by a solid line.
  • the monitor functions F1 and F2 are defined as follows.
  • the monitor functions F1 and F2 are indicated by a thick broken line and a thick solid line in FIG.
  • the monitor function F1 becomes maximum when the phase delay amount is ⁇ / 4.
  • F2 Iph ⁇ (P 2 ⁇ / (2 ⁇ ⁇ ⁇ P)) ⁇ ⁇ (Idh)
  • the phase delay amount can be controlled to ⁇ / 4.
  • the phase delay amount can be controlled to ⁇ / 4.
  • FIG. 6 is a flowchart showing processing performed by the control unit 30.
  • the control unit 30 controls the I-phase delay interferometer 10i and the Q-phase delay interferometer 10q in separate loops, and will be described below collectively with reference to FIG.
  • FIG. 7 shows the monitor current Iph with respect to the heater power P, and Po is the heater power P when measuring Iph.
  • a heater power difference P 2 ⁇ corresponding to one period of amplitude fluctuation of Iph is measured in advance.
  • the amount of change ⁇ P for moving the heater power P when calculating the difference is determined in advance.
  • control unit 30 sets coefficient K to P 2 ⁇ / (2 ⁇ ⁇ ⁇ P) and Pstep to ⁇ P (step S10).
  • the controller 30 acquires Iph ′ by setting the heater power P to P + ⁇ P (step S12).
  • the monitor current Iph ′ with the heater power P of Po + ⁇ P is acquired.
  • the control unit 30 acquires Iph ′′ using the heater power P as P ⁇ 2 ⁇ P (step S14).
  • the monitor current Iph ′′ having the heater power P of Po ⁇ P is acquired.
  • the control unit 30 acquires Iph by setting the heater power P to P + ⁇ P (step S16).
  • the control unit 30 sets (Iph′ ⁇ Iph ′′) / 2 to ⁇ Iph (step S20). Thereby, Iph and ⁇ Iph with heater power Po can be measured.
  • the control unit 30 sets Iph + K ⁇ ⁇ Iph to F ′ in the case of a loop controlling the I phase, and sets Iph ⁇ K ⁇ ⁇ Iph to F ′ in the case of controlling the Q phase (step S22). Thereby, the monitor function F ′ at the heater power Po is calculated.
  • the control unit 30 sets ⁇ Pstep to Pstep (step S24).
  • F is a monitor function calculated last time.
  • the control unit 30 sets P + Pstep to P (step S26).
  • the control unit 30 sets F ′ to F (step S28).
  • the control unit 30 determines whether to end (step S30). If yes, end. In No, the control part 30 waits for a fixed time (step S32). Return to step S12.
  • the control unit 30 inverts Pstep if the monitor function F ′ is smaller than the previous value in steps S24 and S26. That is, the control unit 30 controls the next heater power P so that the monitor function F ′ increases. Thereby, the control part 30 can control the heater electric power P so that the monitor function F 'may become maximum.
  • the control unit 30 controls the heater power P.
  • the monitor function F1 becomes 0 when the phase delay amount is ⁇ / 4.
  • the monitor function F2 becomes 0 when the phase delay amount is ⁇ / 4. Therefore, for the I phase, if the control unit 30 controls the heater power P so that the monitor function F2 becomes 0, the phase delay amount can be controlled to ⁇ / 4.
  • the control unit 30 controls the heater power P so that the monitor function F1 becomes 0, the phase delay amount can be controlled to ⁇ / 4.
  • the control unit 30 relates to the received light current for the light receiving currents Ipd1i, Ipd2i, Ipd1q and Ipd2q (for example, the monitor current Iph) and the control amount for controlling the delay amount (for example, the heater power P).
  • the control amount is controlled such that the amount of change (for example, d (Iph) / dP) and the function (for example, the monitor functions F1 and F2) calculated based on the amount change become extreme values or zero.
  • the control unit 30 controls the delay amounts of the delay interferometers 10i and 10q using the received light current flowing through the light receiving elements (photodiodes 22i, 24i, 22q and 24q).
  • the control amount is controlled using a low-frequency light receiving current
  • the control amount is controlled with a simpler and cheaper configuration than the control amount is controlled using a high-frequency signal as in Patent Documents 1 and 2.
  • the amount can be controlled.
  • the control amount (power power) is controlled so that the extreme values of the functions such as the monitor functions F1 and F2 or 0 are obtained. Thereby, the control amount can be easily controlled.
  • the amount related to the light reception current may be, for example, the light reception current of one photodiode.
  • the difference between the light receiving currents Ipd1i and Ipd2i of the photodiodes 22i and 24i (or 22q and 24q: a pair of light receiving elements) (or the difference between Ipd1q and Ipd2q) Iph as an amount related to the light receiving current.
  • the control unit 30 can control the delay amount based on a larger signal.
  • ⁇ P / ⁇ Iph is the amount of change in Iph relative to the control amount P
  • the coefficient A is a coefficient for making the maximum amplitudes of Iph and ⁇ P / ⁇ Iph coincide.
  • the delay amount can be controlled to ⁇ / 4 and ⁇ / 4.
  • the control amount Pi for controlling the first predetermined amount is controlled.
  • Iphi is the difference between the I-phase light receiving current pair Ipd1i and Ipd2i of the pair of I-phase light receiving elements (photodiodes 22i and 24i).
  • Iphq is the difference between the Q-phase light receiving current pair Ipd1q and Ipd2q of the pair of Q-phase light receiving elements (photodiodes 22q and 24q).
  • ⁇ Pi / ⁇ Iphi is the amount of change in Iphi with respect to Pi
  • ⁇ Pq / ⁇ Iphq is the amount of change in Iphq with respect to Pq.
  • Ai is a coefficient for matching the maximum amplitudes of Iphi and ⁇ Pi / ⁇ Iphi
  • Aq is a coefficient for matching the maximum amplitudes of Iphq and ⁇ Pq / ⁇ Iphq.
  • the delay amounts of the I-phase and Q-phase delay interferometers can be accurately controlled to target values of ⁇ / 4 and ⁇ / 4.
  • the optical phase modulation signal itself is used as the reference signal, the first predetermined amount for shifting the phase in the I phase is 1 symbol ⁇ / 4, and the second predetermined amount for shifting the phase in the Q phase is 1 symbol + ⁇ / 4.
  • the optical phase modulation signal of the DQPSK modulation method can be demodulated.
  • the power power P is described as an example of the control amount for controlling the delay amount (that is, the predetermined amount for shifting the phase of the signal).
  • the control amount may be a physical amount that can control the delay amount.
  • the delay amount and the control amount are preferably in a linear relationship.
  • Example 2 is an example of an optical receiver that demodulates a QPSK modulation method.
  • FIG. 9 is a block diagram of an optical receiver according to the second embodiment.
  • the optical receiver 100a is provided with an optical demultiplexer 48 that demultiplexes a reference signal output from an optical local oscillator or the like.
  • the optical phase modulation signals demultiplexed by the optical demultiplexer 44 are input to the delay paths 16i and 16q, respectively.
  • the couplers 14i and 14q cause the signals delayed by the delay paths 16i and 16q to interfere with the reference signal demultiplexed by the optical demultiplexer 48, respectively.
  • Other configurations are the same as those of the first embodiment shown in FIG.
  • the operation of the control unit 30 is the same as that in the first embodiment.
  • the first predetermined amount for shifting the phase of the I-phase signal in the delay path 16i is ⁇ / 4
  • the second predetermined amount for shifting the phase of the Q-phase signal in the delay path 16q is + ⁇ / 4.
  • the output signals of the delay paths 16i and 16q are made to interfere with the reference signal. This makes it possible to demodulate a QPSK modulation type optical phase modulation signal.
  • the control shown in FIGS. 5 and 8 can be used for the QPSK modulation optical receiver 100a.

Landscapes

  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Electromagnetism (AREA)
  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Optical Communication System (AREA)
  • Optical Modulation, Optical Deflection, Nonlinear Optics, Optical Demodulation, Optical Logic Elements (AREA)

Abstract

　光位相変調信号の光位相を所定量シフトさせ基準信号に干渉させた信号を出力する干渉部１０と、干渉部１０の出力信号を受光し受光電流に変換する受光素子２２と、受光電流に関する量と、所定量を制御する制御量に対する受光電流に関する量の変化量と、に基づき算出される関数が極値または０となるように制御量を制御する制御部５０と、を具備する光受信装置。これにより、出力される電気信号の分岐を行なわず、簡単な方法で光位相のシフト量を制御することができる。　

Description

光受信装置およびその制御方法
　本発明は、光受信装置およびその制御方法に関し、特に、干渉部を備える光受信装置およびその制御方法に関する。
　通信システムとして、次世代ネットワーク（ＮＧＮ：Next Generation Network）の本格的な導入により、情報家電を含めた様々な端末がネットワークに接続される。これにより、ネットワークの伝送容量に一層の拡大が求められる。ＮＲＺ（Non Return Zero）変調方式では、光周波数の利用効率等の点から伝送容量が限界に近づいている。そこで、長距離ＤＷＤＭ（Dense Wavelength Division Modulation）伝送システムにおける１０Ｇｂｐｓから４０Ｇｂｐｓへのアップグレードでは、光の位相を利用した変調方式が検討されている。４つの位相（例えば、０、２／π、πおよび３π／２）に２ビットの情報を対応させるＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Key）変調方式やＤＱＰＳＫ（Differential Quadrature Phase Shift Key）変調方式は、光周波数の利用効率が高く、４０Ｇｂｐｓ、１００Ｇｂｐｓ用の伝送方式として着目されている。
　ＱＰＳＫ変調方式やＤＱＰＳＫ変調方式における光信号の受信の際は、光位相変調信号をＩ相信号およびＱ相信号に分岐する。Ｉ相信号を－π／４、Ｑ相信号をπ／４遅延させ、基準信号と干渉させる。この際、位相のシフト量であるπ／４および－π／４を正確に制御することが求められる。
　特許文献１においては、光位相変調信号から変換された電気出力信号を分岐し、アイ開口をモニタする技術が記載されている。アイ開口が最大となるように、位相のシフト量を制御することにより、位相のシフト量がπ／４および－π／４となるように制御することができる。
　特許文献２においては、光位相変調信号から変換されたＩ相の電気信号がデータ再生回路に入力する前の信号と、Ｑ相の電気信号がデータ再生回路から出力した後の信号とを乗算する。乗算結果により位相のシフト量を制御する技術が記載されている。
特開２００７－１８１１７１号公報 特開２００７－２０１３８号公報
　しかしながら、特許文献１および２の技術によれば、出力すべき電気信号を分岐するため、出力される電気信号の振幅が小さくなってしまう。また、特許文献１では、高速な電気信号のアイ開口をモニタするため、高価な高周波部品を用いることとなる。
　本発明は、上記課題に鑑みなされたものであり、出力される電気信号の分岐を行なわず、簡単な方法で位相のシフト量を制御することを目的とする。
　本光受信装置は、光位相変調信号の光位相を所定量シフトさせ基準信号に干渉させた信号を出力する干渉部と、前記干渉部の出力信号を受光し受光電流に変換する受光素子と、前記受光電流に関する量と、前記所定量を制御する制御量に対する前記受光電流に関する量の変化量と、に基づき算出される関数が極値または０となるように前記制御量を制御する制御部と、を具備する。
　本光受信装置の制御方法は、光位相変調信号の光位相を所定量シフトさせ基準信号に干渉させた信号を出力する干渉部と、前記干渉部の出力信号を受光し受光電流に変換する受光素子と、を具備する光受信装置の制御方法であって、前記受光電流に関する量と、前記所定量に対する前記受光電流に関する量の変化量と、に基づき算出される関数が極値または０となるように前記所定量を制御するステップを備える。
　本光受信装置およびその制御方法によれば、出力される電気信号の分岐を行なわず、簡単な方法で光位相のシフト量を制御することができる。
図１は、通信システムのブロック図である。 図２は、実施例１の光受信装置のブロック図である。 図３は、ＤＱＰＳＫのコンスタレーション図である。 図４は、ヒータ電力に対するモニタ電流を示す図である。 図５は、ヒータ電力に対するＩｐｈ、ｄ（Ｉｐｈ）／ｄＰ、Ｆ１およびＦ２を示す図である。 図６は、実施例１の制御部の処理を示すフローチャートである。 図７は、ヒータ電力に対するモニタ電流を示す図である。 図８は、ヒータ電力に対するＩｐｈ、ｄ（Ｉｐｈ）／ｄＰ、Ｆ１およびＦ２を示す図である。 図９は、実施例２の光受信装置のブロック図である。
発明を実施するための形態
　以下、図面を参照に、本発明の実施例について説明する。
　まず、ＱＰＳＫ変調方式やＤＱＰＳＫ変調方式が用いられた通信システムについて、ＤＱＰＳＫ変調方式を例に説明する。図１は、ＤＱＰＳＫ変調方式を用いた通信システムのブロック図である。ＤＱＰＳＫ変調方式は、４つの光位相（例えば、０、２／π、πおよび３π／２）に２ビットの情報を対応させる方式である。位相は自身の１シンボル前の位相を基準に規定される。ＤＱＰＳＫ変調方式における通信システムは、送信側６０に、光源５０、ＤＱＰＳＫ変調器５２および波長合波器５４を備えている。受信側６２に、波長分波器５８、光受信装置１００を備えている。送信側６０と受信側６２とは伝送路５６介し接続されている。
　まず、送信側６０について説明する。光源５０は電気信号を光強度変調信号に変換する。複数の光源５０からそれぞれ異なった波長の光強度変調信号が出力される。ＤＱＰＳＫ変調器５２は光強度変調信号をＤＱＰＳＫ変調方式の光位相変調信号に変換する。波長合波器５４は、波長の異なる複数の光位相変調信号を合わせ１つの伝送路に出力する。伝送路５６は合波された光位相変調信号を伝送する。
　次に、受信側６２について説明する。波長分波器５８は、伝送路５６から入力した光信号を波長ごとに分波する。複数の光受信装置１００は、それぞれ異なる波長の分波された光位相変調信号をＩ相、Ｑ相の電気信号に変換する。光受信装置１００は、デモジュレータ１０および受光器２０ｉおよび２０ｑを備えている。デモジュレータ１０は、光位相変調信号をＩ相およびＱ相の光信号に分波する。受光器２０ｉおよび２０ｑはそれぞれＩ相およびＱ相の光信号を電気信号に変換する。光受信装置１００の詳細については後述する。
　ＱＰＳＫ変調方式は、ＤＱＰＳＫ変調方式と同様に、４つの光位相（例えば、０、２／π、πおよび３π／２）に２ビットの情報を対応させる方式である。位相は基準信号を基準に規定される。ＱＰＳＫ変調方式における通信システムは、図１のＤＱＰＳＫ変調器５２がＱＰＳＫ変調器となり、デモジュレータ１０が９０度ハイブリッドとなる。その他の構成は図１と同じであり説明を省略する。
　図２は、ＤＱＰＳＫ変調方式を復調する実施例１に係る光受信装置のブロック図である。光受信装置１００は、主にデモジュレータ１０、Ｉ相受光器２０ｉ、Ｑ相受光器２０ｑおよびＤＭＵＸ４６を備えている。デモジュレータ１０は、光分波器４４およびＩ相遅延干渉計１０ｉ（ｉ相干渉部）およびＱ相遅延干渉計１０ｑ（Ｑ相干渉部）を備えている。光分波器４４は、光位相変調信号を２つの光変調信号に分波する。
　Ｉ相およびＱ相遅延干渉計１０ｉおよび１０ｑは、例えばマッハツェンダ干渉計である。Ｉ相遅延干渉計１０ｉは、カプラ１２ｉおよび１４ｉ、遅延路１６ｉヒータ１７ｉおよび伝送路１８ｉを備えている。カプラ１２ｉは、光分波器４４が分波した光位相変調信号を分波する。遅延路１６ｉは光信号の位相を１シンボル－π／４遅延させる。伝送路１８ｉは光信号を遅延させない。カプラ１４ｉは遅延路１６ｉと伝送路１８ｉの光信号を干渉させ、正相信号４０ｉと逆相信号４２ｉの光強度変調信号を出力する。正相信号４０ｉと逆相信号４２ｉとは相補信号となる。このように、Ｉ相遅延干渉計１０ｉは、互いに相補する信号対である正相信号４０ｉおよび逆相信号４２ｉを出力する。以上のように、Ｉ相遅延干渉計１０ｉは、光位相変調信号のうちＩ相の信号の位相を第１所定量（１シンボル－π／４）シフトさせ基準信号に干渉させる。そして、互いに相補のＩ相信号対（正相信号４０ｉと逆相信号４２ｉ）を出力する。
　Ｑ相遅延干渉計１０ｑは、カプラ１２ｑおよび１４ｑ、遅延路１６ｑ、ヒータ１７ｑおよび伝送路１８ｑを備えている。遅延路１６ｑは光信号の位相を１シンボル＋π／４遅延させる。カプラ１４ｑは遅延路１６ｑと伝送路１８ｑの光信号を干渉させ、正相信号４０ｑと逆相信号４２ｑの光強度変調信号を出力する。その他の構成および動作は、Ｉ相遅延干渉計１０ｉと同じであり説明を省略する。以上のように、Ｑ相遅延干渉計１０ｑは、光位相変調信号のうちＱ相の信号の位相を第２所定量（１シンボル＋π／４）シフトさせ基準信号に干渉させる。そして、互いに相補のＱ相信号対（正相信号４０ｑと逆相信号４２ｑ）を出力する。
　Ｉ相受光器２０ｉは、フォトダイオード２２ｉおよび２４ｉ（一対のＩ相受光素子）および差動増幅器２６ｉを備えている。フォトダイオード２２ｉおよび２４ｉのアノード側はそれぞれ差動増幅器２６ｉに接続されている。フォトダイオード２２ｉおよび２４ｉのカソード側はそれぞれ抵抗３２ｉおよび３６ｉを介し直流電源３０ｉおよび３４ｉに接続されている。フォトダイオード２２ｉおよび２４ｉはそれぞれ正相信号４０ｉおよび逆相信号４２ｉを電流信号に変換する。つまり、フォトダイオード２２ｉおよび２４ｉはＩ相信号対である正相信号４０ｉおよび逆相信号４２ｉをそれぞれ受光し、Ｉ相受光電流対（電流Ｉｐｄ１ｉおよびＩｐｄ２ｉ）に変換する。差動増幅器２６ｉは正相側の電流信号と逆相側の電流信号とを差動増幅し電気信号を出力する。電流検出部３３ｉおよび３５ｉは、それぞれフォトダイオード２２ｉおよび２４ｉのそれぞれ電源側の抵抗３２ｉおよび３６ｉ両端の電圧をモニタすることにより、電流Ｉｐｄ１ｉおよびＩｐｄ２ｉを検出する。
　Ｑ相受光器２０ｑは、フォトダイオード２２ｑおよび２４ｑ（一対のＱ相受光素子）および差動増幅器２６ｑを備えている。フォトダイオード２２ｑおよび２４ｑのカソード側はそれぞれ抵抗３２ｑおよび３６ｑを介し直流電源３０ｑおよび３４ｑに接続されている。電流検出部３３ｑおよび３５ｑは、それぞれフォトダイオード２２ｑおよび２４ｑのそれぞれ電源側の抵抗３２ｑおよび３６ｑ両端の電圧をモニタすることにより、電流Ｉｐｄ１ｑおよびＩｐｄ２ｑを検出する。つまり、フォトダイオード２２ｑおよび２４ｑはＱ相信号対である正相信号４０ｑおよび逆相信号４２ｑをそれぞれ受光し、Ｑ相受光電流対（電流Ｉｐｄ１ｑおよびＩｐｄ２ｑ）に変換する。その他の構成および動作は、Ｉ相受光器２０ｉと同じであり説明を省略する。
　ＤＭＵＸ４６は、Ｉ相受光器２０ｉおよびＱ相受光器２０ｑの出力からデータを再生する。制御部３０は、遅延路１６ｉおよび１６ｑを制御し、それぞれ遅延量が１シンボル－π／４および１シンボル＋π／４となるように制御する。
　図３は、ＤＱＰＳＫ変調方式のコンスタレーション図である。Ｉ＝１、Ｑ＝１のとき位相シフトが０、Ｉ＝１、Ｑ＝－１のとき位相シフトがπ／２、Ｉ＝－１、Ｑ＝－１のとき位相シフトがπ、Ｉ＝－１、Ｑ＝１のとき位相シフトが３π／２である。Ｉ相遅延干渉計１０ｉにおいては、遅延路１６ｉが光位相変調信号を１シンボル－４／π遅延させる。カプラ１４ｉが、遅延路１６ｉと伝送路１８ｉの光信号を干渉させる。このため、位相シフトが０または３π／２のときは、正相信号４０ｉが大きくなり、逆相信号４２ｉは小さくなる。一方、位相シフトがπ／２またはπのときは、正相信号４０ｉが小さくなり、逆相信号４２ｉが大きくなる。Ｉ相受光器２０ｉは、位相シフトが、０または３π／２か、π／２またはπかに対応する電気信号を出力する。
　Ｑ相遅延干渉計１０ｑにおいては、遅延路１６ｑが光位相変調信号を１シンボル＋４／π遅延させる。このため、位相シフトが０またはπ／２のときは、正相信号４０ｑが大きくなり、逆相信号４２ｑは小さくなる。一方、位相シフトがπまたは３π／２のときは、正相信号４０ｑが小さくなり、逆相信号４２ｑが大きくなる。Ｑ相受光器２０ｑは、位相シフトが、例えば０またはπ／２か、πまたは３π／２かに対応する電気信号を出力する。ＤＭＵＸ４６は、Ｉ相受光器２０ｉおよびＱ相受光器２０ｑの出力より、２ビットの信号を復調する。
　光受信装置１００においては、遅延路１６ｉおよび１６ｑの遅延量をそれぞれ－π／４および＋π／４となるように制御することが求められる。遅延路１６ｉおよび１６ｑにおける遅延量の制御は、例えば遅延路１６ｉおよび１６ｑの温度により行なわれる。遅延路１６ｉおよび１６ｑの温度により位相の遅延量が変化するためである。そこで、例えば、遅延路１６ｉおよび１６ｑ付近にヒータ１７ｉおよび１７ｑを設け、ヒータ１７ｉおよび１７ｑの発熱量（ヒータに投入する電力）を制御することにより、遅延量を制御することができる。
　図４は、ヒータ電力Ｐに対するモニタ電流Ｉｐｈを示した図である。ヒータ電力と位相の遅延量はほぼ線形関係にある。ヒータ電力と位相は図４の横軸のような関係となる。Ｉ相、Ｑ相にかかわらず、位相の遅延量に対しＩｐｈは同じ振る舞いをするため、Ｉｐｄ１ｉまたはＩｐｄ１ｑをＩｐｄ１、Ｉｐｄ２ｉまたはＩｐｄ２ｑをＩｐｄ２として説明する。モニタ電流Ｉｐｈは、Ｉｐｈ＝Ｉｐｄ１－Ｉｐｄ２である。位相の遅延量が０となるとき、Ｉｐｈは極大となる。位相の遅延量がπまたは－πとなるとき、Ｉｐｈは極小となる。図４では、Ｉｐｈの最大値が１、最小値が－１となるようにＩｄｈを規格化している。制御部３０が、ヒータ電力を制御し、遅延量を－π／４またはπ／４に制御できればよい。しかしながら、制御部３０は、Ｉｐｄの制御目標値がＩｄｐの最大値×０．７となるように、ヒータ電力Ｐを制御することとなる。このように、Ｉｐｈを極や０以外の値にするように制御することは非常に難しい。
　以下に、実施例１における制御部３０の制御方法を説明する。図５は、ヒータ電力、位相の遅延量に対するモニタ電流Ｉｐｈまたはその他の関数を示している。モニタ電流Ｉｐｈは、図４と同じでありＩｐｈ＝Ｉｐｄ１－Ｉｐｄ２であり、
　Ｉｐｈ＝Ｉｐｈ０・ｃｏｓ（２π・Ｐ／Ｐ２π）
である。ここで、Ｉｐｈ０はＩｐｈの振幅（半幅）である。図５ではＩｐｈ０＝１としている。Ｐ２πは、Ｉｐｈの振幅変動の１周期に相当するヒータ電力Ｐの差である。図５ではＰ２π＝Ｐ２－Ｐ１である。図５では、モニタ電流Ｉｐｈを実線で示している。
　ヒータ電力Ｐに対するＩｐｈの微分ｄ（Ｉｐｈ）／ｄＰは、
　ｄ（Ｉｐｈ）／ｄＰ＝２πＩｐｈ０／Ｐ２π・［－ｓｉｎ（２π・Ｐ／Ｐ２π）］
となり、図５で破線で示している。
　ここで、モニタ関数Ｆ１およびＦ２を以下のように規定する。
Ｆ１＝Ｉｐｈ＋（Ｐ２π／２π）・ｄ（Ｉｄｈ）／ｄＰ
　　＝√２Ｉｐｈ０・ｃｏｓ（２π・Ｐ／Ｐ２π－π／４）
Ｆ２＝Ｉｐｈ－（Ｐ２π／２π）・ｄ（Ｉｄｈ）／ｄＰ
　　＝√２Ｉｐｈ０・ｃｏｓ（２π・Ｐ／Ｐ２π＋π／４）
モニタ関数Ｆ１およびＦ２は、図５中それぞれ太破線および太実線で示している。
　上記式および図５のように、モニタ関数Ｆ１は位相の遅延量が－π／４のとき極大となる。モニタ関数Ｆ２は位相の遅延量がπ／４のとき極大となる。そこで、ヒータ電力ＰをδＰ変化させたときのＩｐｈの変化δＩｐｈを測定し、モニタ関数Ｆ１およびＦ２を
Ｆ１＝Ｉｐｈ＋（Ｐ２π／（２π・δＰ））・δ（Ｉｄｈ）
Ｆ２＝Ｉｐｈ－（Ｐ２π／（２π・δＰ））・δ（Ｉｄｈ）
とする。Ｉ相については、制御部３０が、モニタ関数Ｆ１が極大となるようにヒータ電力Ｐを制御すれば、位相の遅延量を－π／４に制御することができる。また、Ｑ相については、制御部３０が、モニタ関数Ｆ２が極大となるようにヒータ電力Ｐを制御すれば、位相の遅延量をπ／４に制御することができる。
　次に、制御部３０の処理について説明する。図６は制御部３０が行なう処理を示すフローチャートである。制御部３０はＩ相遅延干渉計１０ｉとＱ相遅延干渉計１０ｑの制御を別々のループで行っているが、以下では、図６を用いまとめて説明する。図７は、ヒータ電力Ｐに対するモニタ電流Ｉｐｈであり、Ｉｐｈを測定する際のヒータ電力ＰをＰｏとする。Ｉｐｈの振幅変動の１周期に相当するヒータ電力の差Ｐ２πは予め測定しておく。差分を計算する際のヒータ電力Ｐを動かす変化量δＰは予め決めておく。
　図６を参照し、制御部３０は係数ＫをＰ２π／（２π・δＰ）とし、ＰｓｔｅｐをδＰとする（ステップＳ１０）。制御部３０はヒータ電力ＰをＰ＋δＰとしてＩｐｈ´を取得する（ステップＳ１２）。これにより、図７において、ヒータ電力ＰがＰｏ＋δＰのモニタ電流Ｉｐｈ´が取得される。制御部３０はヒータ電力ＰをＰ－２δＰとしてＩｐｈ´´を取得する（ステップＳ１４）。これにより、図７において、ヒータ電力ＰがＰｏ－δＰのモニタ電流Ｉｐｈ´´が取得される。制御部３０はヒータ電力ＰをＰ＋δＰとしてＩｐｈを取得する（ステップＳ１６）。これにより、図７において、ヒータ電力ＰがＰｏのモニタ電流Ｉｐｈが取得される。制御部３０は、（Ｉｐｈ´－Ｉｐｈ´´）／２をδＩｐｈとする（ステップＳ２０）。これにより、ヒータ電力がＰｏのＩｐｈとδＩｐｈが測定できる。
　図６を参照し、制御部３０は、Ｉ相を制御するループの場合、Ｉｐｈ＋Ｋ・δＩｐｈをＦ´とし、Ｑ相を制御する場合、Ｉｐｈ－Ｋ・δＩｐｈをＦ´とする（ステップＳ２２）。これにより、ヒータ電力Ｐｏにおけるモニタ関数Ｆ´が算出される。制御部３０は、Ｆ＞Ｆ´の場合、－ＰｓｔｅｐをＰｓｔｅｐとする（ステップＳ２４）。Ｆは前回算出したモニタ関数である。制御部３０はＰ＋ＰｓｔｅｐをＰとする（ステップＳ２６）。制御部３０はＦ´をＦとする（ステップＳ２８）。制御部３０は、終了するかを判断する（ステップＳ３０）。Ｙｅｓの場合終了する。Ｎｏの場合、制御部３０は一定時間待機する（ステップＳ３２）。ステップＳ１２に戻る。
　制御部３０は、ステップＳ２４およびＳ２６により、モニタ関数Ｆ´が前回の値より小さければＰｓｔｅｐを反転させる。つまり、制御部３０は、次回のヒータ電力Ｐをモニタ関数Ｆ´が大きくなるように制御する。これにより、制御部３０は、モニタ関数Ｆ´が極大となるようにヒータ電力Ｐを制御することができる。
　次に、制御部３０がヒータ電力Ｐを制御する別の例を説明する。図８のように、モニタ関数Ｆ１は位相の遅延量がπ／４のとき０となる。また、モニタ関数Ｆ２は、位相の遅延量が－π／４のとき０となる。よって、Ｉ相につては、制御部３０が、モニタ関数Ｆ２が０となるようにヒータ電力Ｐを制御すれば、位相の遅延量を－π／４に制御することができる。また、Ｑ相については、制御部３０が、モニタ関数Ｆ１が０となるようにヒータ電力Ｐを制御すれば、位相の遅延量をπ／４に制御することができる。
　実施例１によれば、制御部３０は、受光電流Ｉｐｄ１ｉ、Ｉｐｄ２ｉ、Ｉｐｄ１ｑおよびＩｐｄ２ｑに関する量（例えば、モニタ電流Ｉｐｈ）と、遅延量を制御する制御量（例えば、ヒータ電力Ｐ）に対する受光電流に関する量の変化量（例えばｄ（Ｉｐｈ）／ｄＰ）と、に基づき算出される関数（例えばモニタ関数Ｆ１およびＦ２）が極値または０となるように制御量を制御する。このように、制御部３０は、受光素子（フォトダイオード２２ｉ、２４ｉ、２２ｑおよび２４ｑ）を流れる受光電流を用い遅延干渉計１０ｉおよび１０ｑの遅延量を制御する。これにより、特許文献１および２にように光受信装置が出力する電気信号を分岐するのに比べ、振幅を大きく確保することができる。特に、高ビットレート電気信号の分岐が容易ではない。例えば、分岐が容易な１：１の分岐では、電気信号の振幅は５０％になってしまう。１０：１の分岐を用いた場合でも、電気信号の振幅は９１％になってしまう。これに対し、実施例１では、電気信号の振幅をほぼ１００％確保することができる。
　また、実施例１では、低周波数の受光電流を用い制御量を制御するため、特許文献１および２のように高周波な信号を用い制御量を制御するのに比べ、簡単で安価な構成で制御量を制御することができる。さらに、モニタ関数Ｆ１およびＦ２のような関数の極値または０になるように制御量（パワー電力）を制御する。これにより、制御量を簡単に制御することができる。
　また、受光電流に関する量は、例えば、一つのフォトダイオードの受光電流であってもよい。しかし、実施例１のように、受光電流に関する量としてフォトダイオード２２ｉおよび２４ｉ（または、２２ｑおよび２４ｑ：一対の受光素子）の受光電流Ｉｐｄ１ｉとＩｐｄ２ｉとの差（またはＩｐｄ１ｑとＩｐｄ２ｑとの差）Ｉｐｈとする。これにより、制御部３０は、より大きな信号に基づき遅延量を制御することができる。
　さらに、図５および図８のように、制御部３０は、モニタ関数Ｆ１＝Ｉｐｈ＋Ａ・δＩｐｈ／δＰまたはモニタ関数Ｆ２＝Ｉｐｈ－Ａ・δＩｐｈ／δＰが極または０となるように制御量Ｐを制御する。ここで、δＰ／δＩｐｈは制御量Ｐに対するＩｐｈの変化量であり、係数Ａは、ＩｐｈとδＰ／δＩｐｈとの最大振幅を一致させるための係数である。これにより、遅延量を－π／４およびπ／４に制御することができる。
　さらに、実施例１によれば、制御部３０は、モニタ関数Ｆ１＝Ｉｐｈｉ＋Ａｉ・δＩｐｈｉ／δＰｉが極となるように、Ｉ相遅延干渉計１０ｉの遅延量（つまりＩ相の信号の位相をシフトさせる第１所定量）を制御する制御量Ｐｉを制御する。また、モニタ関数Ｆ２＝Ｉｐｈｑ－Ａｑ・δＩｐｈｑ／δＰｑが極となるように、Ｑ相遅延干渉計の遅延量（つまりＱ相の信号の位相をシフトさせる第２所定量）を制御する制御量Ｐｑを制御する。ここで、Ｉｐｈｉは一対のＩ相受光素子（フォトダイオード２２ｉおよび２４ｉ）のＩ相受光電流対Ｉｐｄ１ｉとＩｐｄ２ｉとの差である。Ｉｐｈｑは一対のＱ相受光素子（フォトダイオード２２ｑおよび２４ｑ）のＱ相受光電流対Ｉｐｄ１ｑとＩｐｄ２ｑとの差である。δＰｉ／δＩｐｈｉはＰｉに対するＩｐｈｉの変化量であり、δＰｑ／δＩｐｈｑはＰｑに対するＩｐｈｑの変化量である。ＡｉはＩｐｈｉとδＰｉ／δＩｐｈｉとの最大振幅を一致させるための係数であり、ＡｑはＩｐｈｑとδＰｑ／δＩｐｈｑとの最大振幅を一致させるための係数である。これにより、図５のように、Ｉ相およびＱ相の遅延干渉計の遅延量を目標値である－π／４およびπ／４に精度よく制御することができる。
　さらに、実施例１によれば、制御部３０は、モニタ関数Ｆ２＝Ｉｐｈｉ－Ａｉ・δＩｐｈｉ／δＰｉが０となるように、Ｐｉを制御する。また、モニタ関数Ｆ１＝Ｉｐｈｑ＋Ａｑ・δＩｐｈｑ／δＰｑが０となるように、Ｐｑを制御する。これにより、図８のように、Ｉ相およびＱ相の遅延干渉計の遅延量を目標値である－π／４およびπ／４に精度よく制御することができる。
　実施例１によれば、基準信号をとして光位相変調信号自身を用い、Ｉ相において位相をシフトさせる第１所定量を１シンボル－π／４、Ｑ相において位相をシフトさせる第２所定量を１シンボル＋π／４とする。これにより、ＤＱＰＳＫ変調方式の光位相変調信号を復調することができる。
　なお、実施例１では、遅延量（つまり信号の位相をシフトさせる所定量）を制御する制御量としてパワー電力Ｐを例に説明したが、制御量は、遅延量を制御できる物理量であればよい。遅延量と制御量は線形関係にあることが好ましい。
　実施例２は、ＱＰＳＫ変調方式を復調する光受信装置の例である。図９は、実施例２に係る光受信装置のブロック図である。図９を参照し、光受信装置１００ａには、光局所発振器等が出力した基準信号を分波する光分波器４８が設けられている。Ｉ相遅延干渉計１０ｉおよび１０ｑにおいて、光分波器４４が分波した光位相変調信号はそれぞれ遅延路１６ｉおよび１６ｑに入力する。カプラ１４ｉおよび１４ｑはそれぞれ遅延路１６ｉおよび１６ｑで遅延した信号と光分波器４８が分波した基準信号を干渉させる。その他の構成は実施例１の図２と同じであり説明を省略する。制御部３０の動作は実施例１と同じである。
　実施例２によれば、遅延路１６ｉにおいてＩ相信号の位相をシフトさせる第１所定量を－π／４、遅延路１６ｑにおいてＱ相信号の位相をシフトさせる第２所定量を＋π／４とする。遅延路１６ｉおよび１６ｑの出力信号を基準信号と干渉させる。これにより、ＱＰＳＫ変調方式の光位相変調信号を復調させることができる。このように、ＱＰＳＫ変調方式の光受信装置１００ａに図５および図８の制御を用いることができる。
　以上、本発明の実施例について詳述したが、本発明は係る特定の実施例に限定されるものではなく、特許請求の範囲に記載された本発明の要旨の範囲内において、種々の変形・変更が可能である。
　

Claims (9)

  1. 　光位相変調信号の光位相を所定量シフトさせ基準信号に干渉させた信号を出力する干渉部と、
    　前記干渉部の出力信号を受光し受光電流に変換する受光素子と、
    　前記受光電流に関する量と、前記所定量を制御する制御量に対する前記受光電流に関する量の変化量と、に基づき算出される関数が極値または０となるように前記制御量を制御する制御部と、
    を具備することを特徴とする光受信装置。
  2. 　前記干渉部は、互いに相補の信号対を出力し、
    　前記受光素子は、前記信号対をそれぞれ受光する一対の受光素子を含み、
    　前記受光電流に関する量は、前記一対の受光素子の受光電流の差であることを特徴とする請求項１記載の光受信装置。
  3. 　前記制御部は、
    　前記一対の受光素子の受光電流の差をＩｐｈ、前記制御量をＰ、前記制御量に対する前記Ｉｐｈの変化量をδＰ／δＩｐｈ、前記Ｉｐｈと前記δＰ／δＩｐｈとの最大振幅を一致させるための係数をＡとしたとき、
    　Ｉｐｈ＋Ａ・δＩｐｈ／δＰ
    　または
    　Ｉｐｈ－Ａ・δＩｐｈ／δＰ
    が極または０となるように前記制御量を制御することを特徴とする請求項２記載の光受信装置。
  4. 　前記干渉部は、前記光位相変調信号のうちそれぞれＩ相およびＱ相の信号に対応したＩ相およびＱ相干渉部を含み、
    　前記受光素子は、前記光位相変調信号のうちそれぞれＩ相およびＱ相の信号に対応したＩ相およびＱ相受光素子を含むことを特徴とする請求項１から３のいずれか一項記載の光受信装置。
  5. 　光位相変調信号のうちＩ相の信号の光位相を第１所定量シフトさせ基準信号に干渉させ、互いに相補のＩ相信号対を出力するＩ相干渉部と、
    　前記光位相変調信号のうちＱ相の信号の光位相を第２所定量シフトさせ前記基準信号に干渉させ、互いに相補のＱ相信号対を出力するＱ相干渉部と、
    　前記Ｉ相信号対を受光しそれぞれＩ相受光電流対に変換する一対のＩ相受光素子と、
    　前記Ｑ相信号対を受光しそれぞれＱ相受光電流対に変換する一対のＱ相受光素子と、
    　前記Ｉ相受光電流対の差をＩｐｈｉ、前記Ｑ相受光電流対の差をＩｐｈｑ、前記第１所定量を制御する制御量をＰｉ、前記第２所定量を制御する制御量をＰｑ、前記Ｐｉに対する前記Ｉｐｈｉの変化量をδＰｉ／δＩｐｈｉ、前記Ｐｑに対する前記Ｉｐｈｑの変化量をδＰｑ／δＩｐｈｑ、前記Ｉｐｈｉと前記δＰｉ／δＩｐｈｉとの最大振幅を一致させるための係数をＡｉ、前記Ｉｐｈｑと前記δＰｑ／δＩｐｈｑとの最大振幅を一致させるための係数をＡｑとしたとき、Ｉｐｈｉ＋Ａｉ・δＩｐｈｉ／δＰｉが極となるように、前記Ｐｉを制御し、Ｉｐｈｑ－Ａｑ・δＩｐｈｑ／δＰｑが極となるように、前記Ｐｑを制御する制御部と、
    　を具備することを特徴とする光受信装置。
  6. 　光位相変調信号のうちＩ相の信号の光位相を第１所定量シフトさせ基準信号に干渉させ、互いに相補のＩ相信号対を出力するＩ相干渉部と、
    　前記光位相変調信号のうちＱ相の信号の光位相を第２所定量シフトさせ前記基準信号に干渉させ、互いに相補のＱ相信号対を出力するＱ相干渉部と、
    　前記Ｉ相信号対を受光しそれぞれＩ相受光電流対に変換する一対のＩ相受光素子と、
    　前記Ｑ相信号対を受光しそれぞれＱ相受光電流対に変換する一対のＱ相受光素子と、
    　前記Ｉ相受光電流対の差をＩｐｈｉ、前記Ｑ相受光電流対の差をＩｐｈｑ、前記第１所定量を制御する制御量をＰｉ、前記第２所定量を制御する制御量をＰｑ、前記Ｐｉに対する前記Ｉｐｈｉの変化量をδＰｉ／δＩｐｈｉ、前記Ｐｑに対する前記Ｉｐｈｑの変化量をδＰｑ／δＩｐｈｑ、前記Ｉｐｈｉと前記δＰｉ／δＩｐｈｉとの最大振幅を一致させるための係数をＡｉ、前記Ｉｐｈｑと前記δＰｑ／δＩｐｈｑとの最大振幅を一致させるための係数をＡｑとしたとき、Ｉｐｈｉ－Ａｉ・δＩｐｈｉ／δＰｉが０となるように、前記Ｐｉを制御し、Ｉｐｈｑ＋Ａｑ・δＩｐｈｑ／δＰｑが０となるように、前記Ｐｑを制御する制御部と、
    を具備することを特徴とする光受信装置。
  7. 　前記光位相変調信号はＤＱＰＳＫ変調方式の信号であり、前記基準信号は、前記光位相変調信号であり、前記第１所定量は１シンボル－π／４であり、前記第２所定量は１シンボル＋π／４であることを特徴とする請求項５または６記載の光受信装置。
  8. 　前記光位相変調信号はＱＰＳＫ変調方式の信号であり、前記第１所定量は－π／４であり、前記第２所定量は＋π／４であることを特徴とする請求項５または６記載の光受信装置。
  9. 　光位相変調信号の光位相を所定量シフトさせ基準信号に干渉させた信号を出力する干渉部と、前記干渉部の出力信号を受光し受光電流に変換する受光素子と、を具備する光受信装置の制御方法であって、
    　前記受光電流に関する量と、前記所定量に対する前記受光電流に関する量の変化量と、に基づき算出される関数が極値または０となるように前記所定量を制御するステップを備えることを特徴とする光受信装置の制御方法。
PCT/JP2009/051656 2009-01-30 2009-01-30 光受信装置およびその制御方法 WO2010087011A1 (ja)

Priority Applications (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
PCT/JP2009/051656 WO2010087011A1 (ja) 2009-01-30 2009-01-30 光受信装置およびその制御方法
JP2010548339A JP5246274B2 (ja) 2009-01-30 2009-01-30 光受信装置およびその制御方法
US13/178,991 US8639125B2 (en) 2009-01-30 2011-07-08 Light reception device and method for controlling the same

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
PCT/JP2009/051656 WO2010087011A1 (ja) 2009-01-30 2009-01-30 光受信装置およびその制御方法

Related Child Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
US13/178,991 Continuation US8639125B2 (en) 2009-01-30 2011-07-08 Light reception device and method for controlling the same

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2010087011A1 true WO2010087011A1 (ja) 2010-08-05

Family

ID=42395282

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/JP2009/051656 WO2010087011A1 (ja) 2009-01-30 2009-01-30 光受信装置およびその制御方法

Country Status (3)

Country Link
US (1) US8639125B2 (ja)
JP (1) JP5246274B2 (ja)
WO (1) WO2010087011A1 (ja)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2010283727A (ja) * 2009-06-08 2010-12-16 Opnext Japan Inc 光受信器

Families Citing this family (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US9588189B2 (en) * 2014-01-29 2017-03-07 Prolific Technology Inc. System and method of detecting ultra weak magnetic field

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS6352530A (ja) * 1986-08-22 1988-03-05 Fujitsu Ltd コヒ−レント光通信用の受信器
JP2005080304A (ja) * 2003-08-28 2005-03-24 Fujitsu Ltd 遅延干渉計を微調整するための自動フィードバック制御方法および装置
WO2005088876A1 (ja) * 2004-03-17 2005-09-22 Nippon Telegraph And Telephone Corporation 光伝送システム、光伝送システムの光送信装置及び光受信装置
JP2007043638A (ja) * 2005-05-23 2007-02-15 Fujitsu Ltd 光送信装置、光受信装置、およびそれらを含む光通信システム
JP2008252545A (ja) * 2007-03-30 2008-10-16 Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> 波長安定化光源を用いた光送受信機

Family Cites Families (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4859059A (en) * 1988-01-13 1989-08-22 The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Navy Thermal modulation of light beams
US6396605B1 (en) * 1999-01-26 2002-05-28 Trw Inc. Apparatus and method for tuning an optical interferometer
US6236774B1 (en) * 1999-03-22 2001-05-22 Gemfire Corporation Optoelectronic and photonic devices formed of materials which inhibit degradation and failure
CN1893324A (zh) 2005-07-08 2007-01-10 富士通株式会社 光dqpsk接收机的相位监测装置、相位控制装置及其方法
JP4657860B2 (ja) * 2005-09-16 2011-03-23 富士通株式会社 光送信装置および光通信システム
US7995930B2 (en) * 2005-10-31 2011-08-09 Ntt Electronics Corporation Optical receiver using Mach-Zehnder interferometer
JP4413903B2 (ja) 2005-12-02 2010-02-10 日本電信電話株式会社 多値位相変調信号用光受信装置
JP2008219069A (ja) * 2007-02-28 2008-09-18 Yokogawa Electric Corp 光受信器及び光送信器
JP2009253598A (ja) * 2008-04-04 2009-10-29 Fujitsu Ltd 位相変調信号受信装置

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS6352530A (ja) * 1986-08-22 1988-03-05 Fujitsu Ltd コヒ−レント光通信用の受信器
JP2005080304A (ja) * 2003-08-28 2005-03-24 Fujitsu Ltd 遅延干渉計を微調整するための自動フィードバック制御方法および装置
WO2005088876A1 (ja) * 2004-03-17 2005-09-22 Nippon Telegraph And Telephone Corporation 光伝送システム、光伝送システムの光送信装置及び光受信装置
JP2007043638A (ja) * 2005-05-23 2007-02-15 Fujitsu Ltd 光送信装置、光受信装置、およびそれらを含む光通信システム
JP2008252545A (ja) * 2007-03-30 2008-10-16 Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> 波長安定化光源を用いた光送受信機

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2010283727A (ja) * 2009-06-08 2010-12-16 Opnext Japan Inc 光受信器

Also Published As

Publication number Publication date
US20110262149A1 (en) 2011-10-27
JPWO2010087011A1 (ja) 2012-07-26
US8639125B2 (en) 2014-01-28
JP5246274B2 (ja) 2013-07-24

Similar Documents

Publication Publication Date Title
EP1686707B1 (en) Optical receiver and optical reception method compatible with differential quadrature phase shift keying
JP5374596B2 (ja) コヒーレント光信号受信機の局部発振器周波数オフセットの補正
CN101895495B (zh) 正交双偏振差分四相相移键控发射与接收的方法及其系统
JP4710387B2 (ja) 差分ｍ位相偏移変調方式に対応した光受信器および光受信方法
EP2624484B1 (en) Optical transmitter and method for controlling bias for optical modulator
Gavioli et al. Investigation of the impact of ultra-narrow carrier spacing on the transmission of a 10-carrier 1Tb/s superchannel
JP5487547B2 (ja) 光変調装置および光変調方法
JP2011028087A (ja) 光信号送信装置および偏波多重光信号の制御方法
JP2007329886A (ja) 光送信装置
JP2007163941A (ja) ４相位相変調回路
WO2020231489A1 (en) Out-of-band communication channel for sub-carrier-based optical communication systems
JP2008271524A (ja) 光ｄｑｐｓｋ受信器及び、異常検出制御方法
CN103168437A (zh) 无需fec反馈的自适应接收器
JP5246274B2 (ja) 光受信装置およびその制御方法
JP4893776B2 (ja) 光変調装置
JP2009288699A (ja) 光位相モニタ装置、光位相モニタ付光フィルタおよび光フィルタ位相制御方法
JP2010002775A (ja) 光送信器
US8548338B2 (en) Method and system for deploying an optical demodulator arrangement in a communications network
JP4602156B2 (ja) 光受信器
Chen et al. A structure-simplified and cost-effective coherent receiver for high splitting downstream transmission in next-generation PONs
JP2009171363A (ja) 光ｄｑｐｓｋ受信器及びその位相制御方法
JP2010199638A (ja) 光送信装置及び光受信装置並びに光通信システム
JP5104963B2 (ja) 光通信システムにおいて復調器を設定し制御する方法及びシステム
Zhao et al. 40G QPSK and DQPSK modulation
Li et al. Research of 100Gbit/s DP-QPSK Based on DSP in WDM-PON System

Legal Events

Date Code Title Description
121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 09839201

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 2010548339

Country of ref document: JP

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: DE

122 Ep: pct application non-entry in european phase

Ref document number: 09839201

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1