JP2008271524A - 光ｄｑｐｓｋ受信器及び、異常検出制御方法 - Google Patents

光ｄｑｐｓｋ受信器及び、異常検出制御方法 Download PDF

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Abstract

【課題】光ＤＱＰＳＫ受信器において、光位相誤差検出値が異常となる場合を検出できるようにする。
【解決手段】第１のブランチ及び第２のブランチを有する光ＤＱＰＳＫ受信器において、第１のブランチは、第１のミキサと、第１の平均化回路と、第１の位相調整制御部を備える第１の位相制御装置を有し、第２のブランチは、第２のミキサと、第２の平均化回路と、第１の位相調整制御部を備える第２の位相制御装置を有し、更に、第１のブランチのデータ再生回路の前段から得られる信号と第１のブランチのデータ再生回路の後段から得られる信号とを掛け合わせる第３のミキサと、第２のブランチのデータ再生回路の前段から得られる信号と第２のブランチのデータ再生回路の後段から得られる信号とを掛け合わせる第４のミキサを有し、第３及び第４のミキサによる同期検波の出力状態から光入力条件の異常を検知する異常検知回路を、有する。
【選択図】図３

Description

本発明は、光４値位相シフトキーイング（ＤＱＰＳＫ：Differential Quadrature Phase Shift Keying）受信器および、光ＤＱＰＳＫ受信器における異常検出時制御方法に関する。
光通信システムにおいて、その伝送容量が急速に増加しているが、主流となっている変調技術は、ＮＲＺ(NonReturn-to-Zero)又は、ＲＺ（Return-to-Zero）フォーマットにおける２値振幅シフトキーイング(ＯＯＫ:On-Off Keyとも言う)のままである。
最近では、光通信において、デュオバイナリ式、ＣＳＲＺ(Carrier-Suppressed Return-to-Zero)、ＤＰＳＫ(Differential Phase Shift Keying)などの変調/復調技術が利用されてきている。
ＤＰＳＫでは、情報は互いに隣接する２つのシンボル間の位相変化により搬送される。２値ＤＰＳＫでは、位相変化は、「０」または「π」に限定される。４つの位相変化（０、π／２、π、３π／２)を使用する方式は、ＤＱＰＳＫと呼ばれる。
従来のＯＯＫと比較すると、ＤＰＳＫは、３ｄＢ程度の光Ｓ／Ｎ比(ＯＳＮＲ：Optical Signal-to-Noise Ratio)利得の改善、および非線形効果に対する耐力が得られる。
光ＤＱＰＳＫは、４値シンボルを送信するのでスペクトル効率が２倍になり、これにより、電気テバイスの速度に対する要求、光分散の調整、偏波モード分散が緩和される。すなわち、光ＤＱＰＳＫは、次世代の光通信システムの有力候補である。
典型的な光ＤＱＰＳＫ受信器は、ＩブランチおよびＱブランチに対応する１組のマッハツェンダ干渉計を備える（非特許文献１）。各マッハツェンダ干渉計は、伝送システムにおけるシンボル時間に相当する光遅延要素τを備えている。
また、干渉計のブランチ間の光位相差は、Ｉブランチでは「π/４」に設定され、Ｑブランチでは「−π/４」に設定される。各干渉計の２つ出力端子は、送信データを再生するためのバランスド光検出器に接続されている。
なお、光ＤＱＰＳＫ送信器/受信器の構成および動作については、例えば、特許文献１にも記載されている。
図１は、ＲＺフォーマットを使用する光ＤＱＰＳＫのネットワーク構成例である。
図１において、狭帯域(Narrow-Band)光送信器１は、ＤＱＰＳＫプリコーダー１００からの それぞれ例えば、21.5Gbps のデータ(data)１とデータ(data)２を移相変調器１２０Ａ、１２０Ｂに入力する。
移相変調器１２０Ａは、データ(data)１に基づき、光源１１０からの光信号を光位相０、π[rad]に変調し、一方、移相変調器１２０Ｂは、光源１１０からの光信号をπ/２[rad]光位相を遅らせ、データ(data)２に基づき、光位相π/２、３π／２[rad]に変調する。
さらに、移相変調器１２０Ａ及び１２０Ｂの出力を合波し、４３GbpsのＤＱＰＳＫ信号とし、次いで強度変調器１３０においてＲＺ強度変調を行った後、光位相変調信号としてネットワーク(光伝送路)３に送出する。
光送信器１から出力された光信号は、ＷＤＭ（Wavelength Division Multiplexing）回線である光伝送路（ネットワーク）３により伝搬される。ネットワーク３には、途中に光波長分割多重回路（WDM MUX）４、光増幅器ＡＭＰ、波長分割多重光の分離器５を有する。
光増幅器ＡＭＰにおいては増幅時に信号/ノイズ比が劣化し、光ファイバ長距離伝送においては波長分散が発生する。これを補償するために、狭帯域光受信器２の前段に残留分散補償器６を備える。
狭帯域光受信器２は、光位相変調信号を遅延干渉計（Delay Interferometer）２００Ａ、２００Ｂにより、１ビット（bit）前の光位相変調信号と、光位相をπ/４、-π/４[rad]遅延させた現在受信の光信号を干渉させた後、それぞれバランスド光検出器（TWIN-PD）２１０Ａ、２１０Ｂにより差動光を得、電気変換して等価増幅を行う。
等価増幅後の信号は、データ再生回路として識別回路２２０Ａ、２２０ＢによりそれぞれＩチャネル信号、Ｑチャネル信号とされる。Ｉチャネル信号、Ｑチャネル信号は、ＤＱＰＳＫプリコーダー１００の処理に対応するビット入替論理（bit swap logic）反転処理をデコーダ２３０で実行する。
上記受信器２において、遅延干渉計２００Ａ、２００Ｂのブランチ間の光位相差が正確に「π/４」および「−π/４」に設定されていることが非常に重要である。そうでないと、許容範囲を超えた光Ｓ/Ｎ比の劣化が発生する。正確な光位相差を得るためには、光位相制御回路２４０によりフィードバック制御が行われる。
光位相制御回路２４０は、受信器２における位相誤差をモニタし、位相が目標値に保持されるように受信器の位相を調整するための位相調整信号を生成する。
典型的なフィードバック制御の１つとして、dither-peak-detection方法が知られている。この方法では、受信器における位相を周波数ｆでわずかに変動させ、誤差信号の２ｆ成分をモニタする。受信器における位相が目標値に保持されるようになると、誤差信号の２ｆ成分は最小値になる。
ここで、狭帯域光受信器２において、遅延干渉計２００Ａ、２００Ｂにおける光位相をπ/４、-π/４[rad]遅延制御するための光位相制御回路２４０として、dither-peak-detection方法を用いる場合は、次のような課題がある。
１．位相を変動させると、光Ｓ／Ｎ比の劣化を引き起こす。
２．ピーク検出（上記の最小値の検出）は、調整すべき位相が目標値に調整されているか否かを示すに過ぎない。すなわち、調整すべき位相が目標値よりも大きいのか小さいのかが、わからない。
３．ピーク検出信号は、通常、位相誤差に対して２次曲線となるので、位相誤差がゼロに近いと、調整すべき位相に対するピーク検出信号の感度は低下する。
４.位相制御の速度は、変動周波数（上述の周波徴ｆ)により制限される。
したがって、本願の出願人は、先に、特許出願（特願２００５−３０５０５２号：以降、単に先願という）において、これらの課題を解決する方法を提案している。
図２は、かかる先願に係る発明の光ＤＱＰＳＫ受信器の構成例を示す図である。図２において、以下の説明では、ＩブランチまたはＱブランチの一方をＡブランチと呼び、ＩブランチまたはＱブランチの他方をＢブランチと呼ぶ。
図２において、入力されるＤＱＰＳＫ信号(あるいは、ＲＺ-ＤＱＰＳＫ信号)は、分岐され、Ａブランチに設けられている遅延干渉計１１ａ、およびＢブランチに設けられている遅延干渉計１１ｂに導かれる。
遅延干渉計１１ａ、１１ｂは、それぞれ、図１の干渉計２００Ａ、２００Ｂに相当する。すなわち、遅延干渉計１１ａ、１１ｂは、それぞれ光遅延要素および移相要素を備えている。なお、移相要素の移相量は、図２において、温度変化を利用して調整される。たとえば、移相要素の温度が上昇すると、その移相量が大きくなる。
光検出回路(Twin-PD)１２ａ、１２ｂは、それぞれ図１のバランスド光検出回路２１Ａ、２１Ｂに相当し、遅延干渉計１１ａ、１１ｂの出力光に対応する電流信号を生成する。トランスインピーダンスアンプ(TIA)１３ａ、１３ｂは、それぞれ、光検出回路１２ａ、１２ｂにより生成される電流信号を電圧信号に変換する。
トランスインピーダンスアンプ１３ａの出力信号(データＡ)は、ローパスフィルタ１４ａを介してミキサ１５ａに与えられる。同様に、Ｂブランチの識別回路１７ｂの出力信号(データＢ)は、ローパスフィルタ２０ａを通してミキサ１５ａに与えられる。
なお、識別回路１７ａ、１７ｂの出力信号(データＡ、データＢ)のそれぞれは、図１のデコーダ２３０に入力するＩ／Ｑブランチ信号に相当する。
ローパスフィルタ１４ａ、１４ｂ、及び２０ａ、２０ｂのカットオフ周波数は、例えば、１００MHz程度である。
ミキサ１５ａは、ローパスフィルタ１４ａの出力信号およびローパスフィルタ２０ａの出力信号を互いに掛合わせる。同様に、ミキサ１５ｂは、ローパスフィルタ１４ｂの出力信号およびローパスフィルタ２０ｂの出力信号を互いに掛合わせる。
ミキサ１５ａ、１５ｂの出力信号は、それぞれ、ローパスフィルタ２１ａ、２１ｂにより高周波成分が除去された後、Ａ／Ｄ変換器（ＡＤＣ）２２ａ、２２ｂによりデジタルデータに変換される。
このように、ミキサ１５ａは、Ａブランチの識別回路１７ａの前段の信号とＢブランチの識別回路１７ｂの後段の信号とを掛合わせる。同様に、ミキサ１５ｂは、Ｂブランチの識別回路１７ｂの前段の信号とＢブランチの識別回路１７ｂの後段の信号とを掛合わせることになる。
マイクロコントローラ２３ａは、Ａ／Ｄ変換器２２ａから出力されるデジタル信号に対して所定の演算を実行し、Ａブランチのための位相調整信号を生成する。同様に、マイクロコントローラ２３ｂは、Ａ／Ｄ変換器２２ｂから出力されるデジタル信号に対して所定の演算を実行し、Ｂブランチのための位相調整信号を生成する。なお、マイクロコントローラ２３ａ及び、２３ｂは、独立個別のものではなく共通のコントローラとすることも可能である。
マイクロコントローラ２３ａ、２３ｂにより生成される位相調整信号は、それぞれ、アナログ信号に変換されてヒータ２４ａ、２４ｂに与えられる。
すなわち、ヒータ２４ａ、２４ｂは、マイクロコントローラ２３ａ、２３ｂにより制御される。この結果、Ａブランチの遅延干渉計１１ａの移相要素およびＢブランチの遅延干渉計１１ｂの移相要素の温度が個々に調整される。ここで、遅延干渉計１１ａ、１１ｂの移相要素の移相量は、温度に依存する。したがって、遅延干渉計１１ａ、１１ｂの移相要素の移相量は、マイクロコントローラ２３ａ、２３ｂが生成する位相調整信号により調整される。
温度検出器２５は、遅延干渉計１１ａ、１１ｂの周辺の温度を検出する。温度制御回路２６は、温度検出器２５による検出結果を参照し、遅延干渉計１１ａ、１１ｂの周辺の温度を所定値に保持するための温度制御信号を生成する。ペルチェ素子２７は、温度制御信号に従って、遅延干渉計１１ａ、１１ｂの周辺の温度を所定の温度に保持する。
なお、ヒータ２４ａ、２４ｂのみで遅延干渉計１１ａ、１１ｂの移相要素の移相量を目標値に調整可能な場合には、温度検出器２５、温度制御回路２６、ペルチェ素子２７は設けなくてもよい。
上記構成の光ＤＱＰＳＫ受信器において、マイクロコントローラ２３ａは、ローパスフィルタ２１ａから出力されるＡブランチモニタ信号がゼロになるようにヒータ２４ａを制御する。同様に、マイクロコントローラ２３ｂは、ローパスフィルタ２１ｂから出力されるＢブランチモニタ信号がゼロになるようにヒータ２４ｂを制御する。
ここで、遅延干渉計１１ａの移相要素の位相誤差を「δＡ」とすると、Ａブランチモニタ信号は「−sin(δＡ)」に比例する。また、遅延干渉計１１ｂの移相要素の位相誤差を「δＢ」とすると、Ｂブランチモニタ信号は「sin(δＢ)」に比例する。
上記動作から明らかなように、ミキサ１５ａ、１５ｂ、ローパスフィルタ２１ａ、２１ｂ、およびマイクロプロセッサ２３ａ、２３ｂは、位相モニタ装置として動作する。また、ミキサ１５ａ、１５ｂ、及び、マイクロコントローラ２３ａ、２３ｂ、およびヒータ２５ａ、２５ｂは、位相制御装置として動作する。
そして、上記先願発明の構成において、光位相変調信号の光位相が直交するＡブランチ（Ｉブランチ）、Ｂブランチ（Ｑブランチ）のそれぞれを独立に信号抽出する際、遅延干渉計１１ａ（１１ｂ）の光位相制御状態が、制御目標時にある時は、Ｂ（又はＡ）ブランチのトランスインピーダンスアンプ１３ｂ（又は１３ａ）の出力信号に、識別回路１７ａ（又は１７ｂ）の識別出力成分が混入していない場合は、 光位相誤差検出部の出力（Ａ／Ｄ変換器２２ｂ（又は２２ａ）の出力）は、０[Ｖ]となる。
一方、制御目標からずれた時は、Ｂ（又はＡ）ブランチのトランスインピーダンスアンプ１３ｂ（又は１３ａ）の出力信号に、Ａ（又はＢ）ブランチの識別回路１７ａ（又は１７ｂ）の出力成分が混入している場合、光位相誤差検出部の出力（Ａ／Ｄ変換器２２ｂの出力）に＋/−の電位が発生する。これにより位相ズレ量及びその方向を判定することができる。
これは、Ａブランチ及びＢブランチ間に相関がなく、その両信号を乗算した出力の時間積分値はゼロに収束するが、Ｂ（又はＡ）ブランチのトランスインピーダンスアンプ１３ｂ（又は１３ａ）の出力信号に、Ａ（又はＢ）ブランチの識別回路１７ａ（又は１７ｂ）の出力信号が混入した場合、次式の関係式で示される。
すなわち、Ｂ（又はＡ）ブランチのトランスインピーダンスアンプ１３ｂ（又は１３ａ）の出力ｗｐ、即ち、識別回路１７ｂ（１７ａ）の前段の信号を［B(A)-arm TIA OUT］とし、識別回路１７ｂ（１７ａ）の出力側の信号、即ち、識別回路１７ｂ（１７ａ）の後段の信号を［A(B)-arm MUX OUT］とすると、
［B(A)-arm TIA OUT］=（n* B(A)-arm TIA OUT）+（m* A(B)-arm MUX OUT）
で表される。
ここで、［B(A)-arm TIA OUT］は、本来抽出すべき信号であり、［A(B)-arm MUX OUT］は混入した信号成分である。さらに、またｎ、ｍは、光位相ズレにより発生する係数である。
そして、ミキサ１５ａ、１５ｂの出力［B(A)-arm TIA OUT × A(B)-arm MUX OUT］は、次のように表される。
［B(A)-arm TIA OUT × A(B)-arm MUX OUT］
=（n* B(A)-arm TIA OUT+ m* A(B)-arm MUX OUT）×A(B)-arm MUX OUT
=（n* B(A)-arm TIA OUT）×（A(B)-arm MUX OUT)
+(m* A(B)-arm MUX OUT）×（A(B)-arm MUX OUT）
ここで、（n* B(A)-arm TIA OUT）×（A(B)-arm MUX OUT)は、同期検波出力であり本来ゼロになる項であり、制御目標からずれた場合は、(m* B(A)-arm TIA OUT）×（A(B)-arm MUX OUT）は、ｍ=０にならず光位相ずれの方向に応じて＋/−の電位が発生する。
特表２００４−５１６７４３号公報（ＷＯ２００２／０５１０４１、ＵＤ２００４／００８１４７） "Optical Differential Quardrature Phase-Shift Key(oDQPSK) for High capacity Optical Transmission" by R.A.Griffin et al., Optical Fiber communication Conference and Exhibit、 2002. OFP2002 17-22 March 2002 Pages 67-368
上記において、光位相ずれの方向に応じて＋/−の電位が発生する項（n* B(A)-arm TIA OUT）×（A(B)-arm MUX OUT)が、検出できない場合は、先願発明で示された構成では、フィードバックループは機能できずに暴走してしまうことにある。
すなわち、トランスインピーダンスアンプ１３ａ、１３ｂの出力、識別回路１７a、１７ｂの出力が通常期待する正常な状態においては、フィードバック制御が機能するが、光入力状態が異常である場合や、トランスインピーダンスアンプ１３ａ、１３ｂ及び、識別回路１７a、１７ｂのいずれかが故障した場合には、上記の光位相ずれの方向に応じて＋/−の電位が発生する項（n* B(A)-arm TIA OUT）×（A(B)-arm MUX OUT)が検出できず、光位相誤差検出値が異常となる。
しかし、先願発明においては、項（n* B(A)-arm TIA OUT ）×（A(B)-arm MUX OUT)が検出できないときは、光位相誤差検出値が異常となることを検知することが出来ない。
そして、かかる光位相誤差検出値が異常となる状態例は次のようなケースであることが本願発明者により確認された。
すなわち、
ケース１：受信光入力が、光位相変調が掛かった信号を含まない「自然放出（ＡＳＥ）光のみ」である場合、若しくは、上記、項（n* B(A)-arm TIA OUT ）×（A(B)-arm MUX OUT)が所定量検出できないほど「信号光ＳとＡＳＥ光の比（Ａ／ＡＳＥ）が異常に小さい」場合は、光入力断の検出が不可であって、ＡＳＥ量大により、光入力断検出不可となり異常を検出できない場合である。
ケース２：光入力信号の歪が大きく光信号を識別できないために、上記項（n* B(A)-arm TIA OUT ）×（A(B)-arm MUX OUT)のMUX OUTが不定である場合である。
線形増幅信号(TIA OUT)は、光位相誤差検出回路部にてローパスフィルタ１４ａ、１４ｂにより帯域制限されており、残留分散に対しトレランスは大きい。
光伝送路３で発生した波長分散は、残留分散補償器６により補償されるが、残留分散補償器６の詳細制御が、信号疎通状態における誤り訂正率を少なくするよう制御する場合においては、遅延干渉計光位相制御が異常である場合、そもそも信号疎通状態を確保できない。
ケース３：データ識別回路１７ａ、１７ｂが異常である場合である。データ識別回路１７ａ、１７ｂの異常によりデータ及びクロックの識別位相ずれによる誤りが発生する。かかる場合も上記項（n* B(A)-arm TIA OUT ）×（A(B)-arm MUX OUT)の識別回路出力である（MUX OUT）が不定となり、光位相誤差検出値が得られない。
ケース４：トランスインピーダンスアンプ１３ａ、１３ｂ、識別回路１７a、１７ｂのいずれかが異常であるときは、上記項（n* B(A)-arm TIA OUT ）×（A(B)-arm MUX OUT)は、光位相制御値に関わらず検出できない。
ケース５：光入力断時、トランスインピーダンスアンプ１３ａ、１３ｂ、識別回路１７a、１７ｂの出力信号が不定となり、光位相誤差検出値が得られない。且つ回路異常等により光入力断検出不可となり異常を検出できない場合である。
したがって、本願発明の目的は、上記の各ケースに対応して、光位相誤差検出値が異常となる状態を回避しうる光ＤＱＰＳＫ受信器光及び、異常検出時制御方法を提供することにある。
上記課題を達成する光ＤＱＰＳＫ受信器の第１の側面は、それぞれ遅延干渉計、光検出器、データ再生回路を備えた第１のブランチ及び第２のブランチを有する光ＤＱＰＳＫ受信器であって、前記第１のブランチは、前記第１のブランチのデータ再生回路の前段から得られる信号と前記第２のブランチのデータ再生回路の後段から得られる信号とを掛け合わせる第１のミキサと、前記第１のミキサの後段に設けられ、前記第１のミキサからの出力信号を平均化する第１の平均化回路と、前記第１の平均化回路の出力に対応して前記第１のブランチの遅延干渉計の位相をフィードバック制御する第１の位相調整制御部を備える第１の位相制御装置を有する。
前記第２のブランチは、前記第２のブランチのデータ再生回路の前段から得られる信号と前記第１のブランチのデータ再生回路の後段から得られる信号とを掛け合わせる第２のミキサと、前記第２のミキサの後段に設けられ、前記第２のミキサからの出力信号を平均化する第２の平均化回路と、前記第２平均化回路の出力に対応して前記第２のブランチの遅延干渉計の位相をフィードバック制御する第１の位相調整制御部を備える第２の位相制御装置を有する。
さらに、前記第１のブランチのデータ再生回路の前段から得られる信号と前記第１のブランチのデータ再生回路の後段から得られる信号とを掛け合わせる第３のミキサと、前記第２のブランチのデータ再生回路の前段から得られる信号と前記第２のブランチのデータ再生回路の後段から得られる信号とを掛け合わせる第４のミキサを有し、前記第３及び第４のミキサによる同期検波の出力状態から光入力条件の異常を検知する異常検知回路を有する。
さらに、上記の課題を達成する光ＤＱＰＳＫ受信器の第２の側面は、光ＤＱＰＳＫ信号の送信器と、波長分割多重伝送路と、前記波長分割多重伝送路上に配置された光増幅器と、波長分散補償器と、前記波長分割多重伝送路を通して前記送信器からの光ＤＱＰＳＫ信号を受信する光受信器を有する光通信システムであって、前記光受信器は、それぞれ遅延干渉計、光検出器、データ再生回路を備えた第１のブランチ及び第２のブランチを有する。
前記第１のブランチは、前記第１のブランチのデータ再生回路の前段から得られる信号と前記第２のブランチのデータ再生回路の後段から得られる信号とを掛け合わせる第１のミキサと、前記第１のミキサの後段に設けられ、前記第１のミキサからの出力信号を平均化する第１の平均化回路と、前記第１の平均化回路の出力に対応して前記第１のブランチの遅延干渉計の位相をフィードバック制御する第１の位相調整制御部を備える第１の位相制御装置を有する。
前記第２のブランチは、前記第２のブランチのデータ再生回路の前段から得られる信号と前記第１のブランチのデータ再生回路の後段から得られる信号とを掛け合わせる第２のミキサと、前記第２のミキサの後段に設けられ、前記第２のミキサからの出力信号を平均化する第２の平均化回路と、前記第２平均化回路の出力に対応して前記第２のブランチの遅延干渉計の位相をフィードバック制御する第１の位相調整制御部を備える第２の位相制御装置を有する。
さらに、前記第１のブランチのデータ再生回路の前段から得られる信号と前記第１のブランチのデータ再生回路の後段から得られる信号とを掛け合わせる第３のミキサと、前記第２のブランチのデータ再生回路の前段から得られる信号と前記第２のブランチのデータ再生回路の後段から得られる信号とを掛け合わせる第４のミキサを有し、前記第３及び第４のミキサによる同期検波の出力状態から光入力条件の異常を検知する異常検知回路を有する。
さらに、上記の課題を達成する光ＤＱＰＳＫ受信器の第３の側面は、それぞれ遅延干渉計、光検出器、データ再生回路を備えた第１のブランチ及び第２のブランチを有し、前記第１のブランチ及び第２のブランチの遅延干渉計の位相をフィードバック制御する光ＤＱＰＳＫ受信器における異常検出制御方法であり、前記第１のブランチ及び第２のブランチのそれぞれにおいて、データ再生回路の入力側と出力側の信号を同期検波して、前記フィードバック制御における異常を判定する。
上記の特徴により、先願における光ＤＱＰＳＫ受信器において光位相誤差検出値が異常となる状態例を回避することが可能となる。
以下に図面に従い、実施例を説明する。
図３は、実施例を示す構成例ブロック図である。図２に示した先願発明に示された光受信器２の構成図において破線で囲われた光位相誤差検出部ＩＡ、ＩＢの詳細構成と、更に付加された異常状態の検出機能部３００を有している。
異常状態の検出機能部３００は、光位相誤差検出部ＩＡ、ＩＢと同じ構成である。
すなわち、光位相誤差検出部ＩＡは、Ａブランチのトランスインピーダンスアンプ１３ａの出力とＢブランチの識別回路１７ｂの出力との掛け算結果Ａを得る機能部である。一方、位相誤差検出部ＩＢは、Ｂブランチのトランスインピーダンスアンプ１３ｂの出力とＡブランチの識別回路１７ａの出力との掛け算結果Ｂを得る機能部である。
これに対し、実施例において追加された異常状態の検出機能部３００は、Ａブランチのトランスインピーダンスアンプ１３ａの出力とＡブランチの識別回路１７ａの出力との掛け算結果Ｃを得る機能部と、更に、Ｂブランチのトランスインピーダンスアンプ１３ｂの出力とＢブランチの識別回路１７ｂの出力との掛け算結果Ｄを得る機能部とで構成される。
かかる構成において、異常状態の検出機能部３００における掛け算結果Ｃ及びＤは、次の状態となる。
すなわち、出力Ｃは、Ａブランチのトランスインピーダンスアンプ１３ａの出力とＡブランチの識別回路１７ａの出力との掛け算結果であり、正常時は、＋電位であり、異常時は０Ｖ若しくは電位が低下する状態となる。
同様に出力Ｄは、Ｂブランチのトランスインピーダンスアンプ１３ｂの出力とＢブランチの識別回路１７ｂの出力との掛け算結果であり、正常時は＋電位であり、異常時は０Ｖ若しくは電位が低下する状態となる。
さらに、図３において、上記の各機能部の掛け算結果Ａ、Ｂ、Ｃ、Ｄを入力して異常検出を行うマイクロコントローラ３０１を有している。かかるマイクロコントローラ３０１は、独立の機能部としてもある位置基準表示装置は、図２におけるＡブランチ及び、Ｂブランチにおけるマイクロコントローラ２３ａ、２３ｂと共通のものであってもよい。
なお、位相誤差検出部ＩＡ、ＩＢにおける積分機能を有するローパスフィルタ１４ａ、２０ａ（１４ｂ、２０ｂ））と、ミキサ１５ａ（１５ｂ）との間に論理反転回路２１０ａ、２１１ａ（２１０ｂ、２１１ｂ）が備えられている。同様に、異常状態の検出機能部３００においても論理反転回路が備えられている。
これは、光位相誤差検出値は微弱であり、位相誤差検出部に用いる回路部品において発生するＤＣオフセット電圧が無視できない。このためにトランスインピーダンスアンプ出力及び、識別回路出力のそれぞれを論理正転/反転し、乗算した計４種の出力Ａ、Ｂ、Ｃ、Ｄをマイクロコントローラ３０１で演算処理することでＤＣオフセット除去処理を行なっている。
すなわち、図４は、これを説明する詳細図であり、Ａブランチのみを代表として示している。
図４において、トランスインピーダンスアンプ１３ａの出力を、ローパスフィルタ１４ａを通して差動出力Ａ１−Ａ２とし、識別回路１７ｂの出力を、ローパスフィルタ２０ａを通して差動出力でＢ１−Ｂ２とする。
ミキサ１５ａの入出力部におけるＤＣオフセット電圧値をそれぞれ図４に示すように、ＤＣＡ、ＤＣＢ、ＤＣoutとする。さらに、アナログスイッチ２１０ａ、２１１ａをマイクロコントローラ３０１で制御して、論理の正転／反転処理して得られる光位相誤差検出出力をそれぞれＷ１〜Ｗ４とすると、ミキサ１５ａの出力は次のようになる。
Ｗ１＝ＤＣout＋（Ａ１−Ａ２＋ＤＣＡ）（＋ＤＣＢ）
Ｗ２＝ＤＣout＋（Ａ２−Ａ１＋ＤＣＡ）（Ｂ１−Ｂ２＋ＤＣＢ）
Ｗ３＝ＤＣout＋（Ａ２−Ａ１＋ＤＣＡ）（Ｂ２−Ｂ１＋ＤＣＢ）
Ｗ４＝ＤＣout＋（Ａ１−Ａ２＋ＤＣＡ）（Ｂ２−Ｂ１＋ＤＣＢ）
の４つの値をとる。この４つの値を用いて、マイクロコントローラ３０１で次のように演算する。
Ｗ１＋Ｗ２＋Ｗ３＋Ｗ４＝４（Ａ１−Ａ２）（Ｂ１−Ｂ２）となり、上記の通り、図３、図４に示すように、反転スイッチ２１０ａ、２１１ａを設けることにより、回路において生じるＤＣオフセットを除去することができる。
図５は、更に、別の実施例を示す構成例ブロック図である。図３の構成に対し、この実施例では、独立の異常状態の検出機能部３００を設けることなく、ノード切替回路３０２を設けている。そして、このノード切替回路３０２をマイクロコントローラ３０１で制御することにより光位相誤差検出部と、異常状態の検出機能部とを時分割で使用することにより回路構成を簡略できる。
図６、図７は、上記に説明した実施例構成において、先に説明した先願発明において問題となるケース１〜５に対応する異常状態の検出機能部３００の動作処理フローである。
以下に、かかる動作フローを参照しながら、ケース１〜５における実施例動作を説明する。
制御が開始すると、図２において、ヒータ２４ａ、２４ｂを加熱する時間の経過（ステップＳ０）後に、図２において示されていない、識別回路１７ａ、１７ｂの後段に接続される、データＡ、データＢの処理回路において、信号の疎通の有無が判定される（ステップＳ１）。
信号の疎通なしとは、全く受信信号が無い状態であり、信号の疎通ありとは、信号品質に関わらず、少なくともエラーレートＰｅが１０−２程度以上の信号パワーが得られる状態である。
［ケース１］
信号の疎通ありと判定される場合（ステップＳ１、Ｙｅｓ）、図３又は図５の異常状態の検出機能部により求められる信号Ｃ、Ｄからマイクロコントローラ３０１により求められる異常検出演算出力値が、第１のしきい値ＴＨ１より大きい場合（ステップＳ２、Ｎｏ）は、異常検出無と判定する（ステップＳ３）。
すなわち、図８は、ケース１に対する処理基準を説明する図である。ケース１は、受信光入力が、光位相変調が掛かった信号を含まないＡＳＥ光のみである場合、若しくは先に説明した異なるブランチ間の同期検波出力である（n* B(A)-arm TIA OUT）×（A(B)-arm MUX OUT)の項（以下単に＊項という）が、検出できない程に、Ｓ／ＡＳＥ比が異常に小さい場合の処理対応である。
図８において、横軸にＳ／ＡＳＥ[dB]をとり、 縦軸に図３における乗算結果Ｃ及びＤ即ち、それぞれ
(A-arm TIA OUT×A-arm MUX OUT)/Rx_POW_MON_A
(B-arm TIA OUT×B-arm MUX OUT)/Rx_POW_MON_B
で示される値を示している。
上記式の分子は、Ａ（Ｂ）アームのトランスインピーダンスアンプ１３ａ（１３ｂ）の出力（TIA OUT）と識別回路１７ａ（１７ｂ）の出力（MUX OUT）との同期検波出力であり、上記式の分母は、光入力パワーモニタ値であり、分子/分母の項全体は、マイクロコントローラ３０１により処理された値を指す。
そして、かかる同一ブランチ（Arm）の同期検波出力は、ＡＳＥ光がない場合は光入力パワー[ｍＷ]とトランスインピーダンスアンプ出力が比例することを考慮し、光入力パワーモニタ値で除算し、正規化した出力が図８の縦軸に対応されている。
さらに、分子は入力信号光パワーＳ[ｍＷ]、分母は合計の光パワー(Ｓ+ＡＳＥ) [ｍＷ]に作用するため、Ｓ[ｍＷ]/ (Ｓ+ＡＳＥ) [ｍＷ]の比で出力が変化する特徴を利用し、許容されるＳ/ＡＳＥからＳ/ＡＳＥ異常判定しきい値ＶＴＨ１を設定する。
但し、この判定しきい値ＶＴＨ１は他に異常がない場合にＳ/ＡＳＥ比異常を判定可能なしきい値という前提を要する。
図６に戻り、入力信号光パワーＳがＳ/ＡＳＥ異常判定しきい値ＶＴＨ１より大きければ（ステップＳ２、Ｎｏ）、異常は検出されない（ステップＳ３）。
一方、異常検出演算時の入力信号光パワーＳがＳ/ＡＳＥ異常判定しきい値ＶＴＨ１以下であれば（ステップＳ２、Ｙｅｓ）、異常と判定して遅延干渉計１１ａ（１１ｂ）に対するマイクロコントローラ２３ａ（２３ｂ）により制御を一時停止し、即ち現状を保持し、光伝送路３上の光増幅器ＡＭＰに対し、入力光を低減してＰsig／Ｐase比を更新する制御を行わす（ステップＳ４）。
これは、受信器２側から所定のチャネルに制御信号を挿入して送信器１に向う方向に送信し、それぞれの光増幅器ＡＭＰで信号光対ＡＳＥ光レベルの比（Ｐsig／Ｐase）を更新するように制御する。
かかる制御に基づき、光増幅器ＡＭＰにおいて、制御更新後に遅延干渉計制御が再始動する（ステップＳ５）。
遅延干渉計制御の再始動後、更に上記ステップＳ２と同様に異常検出演算を行い、しきい値ＶＴＨ１を基準に再判定する（ステップＳ６）。
そして、上記のような光増幅器制御の更新回数が、Ｎ回（例えば、３回）より大きいと（ステップＳ６、Ｙｅｓ）、識別回路１７ａ、１７ｂによる識別改善が不能であり、若しくはハードウエア障害と判定し、アラームＡＬＭがマイクロコントローラ３０１から出力される（ステップＳ７）。
[ケース２]
ケース２は、光入力波形歪みが大きいためにエラーレートＰｅが１０−２以下の信号となる場合である。
したがって、かかる場合は、図６において信号疎通状態判断で疎通していないと判定される（ステップＳ１、Ｎｏ）。かかる場合は、図７のフローに移行して処理が進められる。すなわち、上記項＊における識別回路１７ａ（１７ｂ）の出力MUX OUTが不定となる場合である。
図９は、横軸に波長分散を取り、縦軸に図８と同様に乗算結果Ｃ及びＤ即ち、それぞれ
(A-arm TIA OUT×A-arm MUX OUT)/Rx_POW_MON_A
(B-arm TIA OUT×B-arm MUX OUT)/Rx_POW_MON_B
で示される値を示している。
残留分散を含めた波形歪みにより、識別回路１７ａ（１７ｂ）でデータ識別が極端に悪くなった場合(エラーレートが極端に悪くなった場合）、上記（MUX OUT）の項が不定となり分子はゼロに収束する。
識別回路１７ａ（１７ｂ）の出力であるMUX OUT項のエラーレートが図９の縦軸に与える影響は、エラーレートそのものとなる。そして、エラーレートがＰe=１０−２であれば、MUX OUT項の確度は、１０−２の割合で確度が失われ、縦軸に影響する。
また、トランスインピーダンスアンプ１３ａ（１３ｂ）の出力（TIA OUT）は受信信号の線形増幅信号をローパスフィルタ（Bessel Fil）１４ａ（１４ｂ）で帯域制限しており、残留分散耐力は高い。
図９において、波形歪みにより、遅延干渉計光位相のフィードバック制御のループゲインを考慮し、正常に機能する下限値をしきい値ＶＴＨ２とする。
但し、このしきい値ＶＴＨ２は、他に異常がない場合に波形歪み異常を判定可能なしきい値という前提を要する。
図７を参照すると、マイクロコントローラ３０１による異常検出演算時、入力信号光パワーの残留分散に対して上記乗算結果処理Ｃ又は、Ｄが、判定しきい値ＶＴＨ２より大きければ（ステップＳ１０、Ｎｏ）、先に説明した図６のケース１の判定に戻る。
反対に、乗算結果処理Ｃ又は、Ｄが、判定しきい値ＶＴＨ２より小さければ（ステップＳ１０、Ｙｅｓ）、遅延干渉計１１ａ（１１ｂ）に対するマイクロコントローラ２３ａ（２３ｂ）により制御を一時停止し、即ち現状を保持し、光伝送路３上の分散補償器６を更新する（ステップＳ１１）。
分散補償器６により分散補償値を更新後に遅延干渉計１１ａ（１１ｂ）に対する制御を再始動する（ステップＳ１２）。
遅延干渉計制御の再始動後、更に上記ステップＳ２と同様に異常検出演算を行い、しきい値ＶＴＨ２を基準に判定する（ステップＳ１３）。
上記の演算結果出力Ｃ又は、Ｄが、しきい値ＶＴＨ２より大きい場合は、先に図６で説明したケース１の判定に移行する（ステップＳ１３、Ｎｏ）。
ついで、演算結果出力Ｃ又は、Ｄが、しきい値ＶＴＨ２より小さいという判定がＮ１回より大きくなると（ステップＳ１４、Ｙｅｓ）、残留分散補償器６のみによる識別回路１７ａ（１７ｂ）の改善はできない（ＮＧ）と判定する（ステップＳ１５）。
[ケース３]
さらに、ケース３として、ケース２に類似し、識別回路１７ａ、１７ｂのしきい値異常により、その出力が不定となる場合、処理は次のようである。
すなわち、図７において、残留分散補償器６による分散補償制御及び、遅延干渉計１１ａ（１１ｂ）に対する位相制御を一時停止し、その後識別器１７ａ（１７ｂ）のしきい値及び、位相制御を更新させる（ステップＳ１６）。
そして、制御値の更新後に、残留分散補償器６の制御及び遅延干渉計１１ａ（１１ｂ）に対する位相制御を再始動する（ステップＳ１７）。
ついで、演算結果出力Ｃ又は、Ｄが、しきい値ＶＴＨ２より小さいという判定がＮ２回より大きくなると（ステップＳ１９、Ｙｅｓ）、識別回路１７ａ（１７ｂ）の識別点を元の状態に戻し（ステップＳ２０）、残留分散補償器６による分散補償、識別回路１７ａ（１７ｂ）のしきい値更新による識別出力の改善は不可と判定する（ステップＳ２１）。
かかる場合は、ＡＳＥ光が大であり、あるいは、ハードウエアが異常であるので、ネットワーク３上の光増幅器ＡＭＰの信号対ＡＳＥ比を改善することにより対応する（ステップＳ２２）。
[ケース４、ケース５]
ケース４は、トランスインピーダンスアンプ出力又は、識別回路１７ａ（１７ｂ）のいずれかの出力が異常である場合であり、上記ケース１〜３における制御値更新処理によっても回復がされない場合である。すなわち、光入力パワーモニタ値が正常であり、光入力段検前段回路のいずれかに障害がある可能性が高いと判定する。
また、ケース５では、上記のケース１〜３の一連の異常検出時制御フロー中、異常検出か意図出力が異常で変化がない場合、ケース4における主信号系回路の故障きりわけによらず、光入力段検出部が故障である可能性があると判断する。
上記のとおり、本発明により、異常状態を検出、通知する回路を具備し、遅延干渉計光位相のフィードバック制御の暴走を防止するとともに、異常検出演算及び制御部を具備することで異常検出時における残留分散補償器、光増幅器を含めた異常時停止、回復する方法が提供される。
また、上記した異常回復の制御の手順として、同時発生しうるそれぞれの異常発生を、光受信部にある残留分散補償器の分散補償量フィードバック制御と光受信器に内蔵される遅延干渉計光位相フィードバック制御が暴走せず正常動作するよう異常を回復することを最優先にする。
その後、これら異常発生要因について異常判定を回復させるよう、時分割で異常回復を実施するように制御する異常回復制御を行う。
そして、かかる時分割で行なう異常検出時制御の一連の結果から、異常発生箇所が特定される。
ここで、上記実施例において、ケース３に対応して、図３の異常状態の検出機能部３００の乗算結果出力Ｃ、Ｄに基づき、分散補償値が閾値ＴＨ２より小さい場合に光伝送路３上の分散補償器６を更新することを説明した。
かかる制御において、更に分散補償器６の分散補償値あるいは、光増幅器ＡＭＰの利得を最適値に設定する実施例方法について、以下に説明する。
図１０は、分散補償器６の分散補償値を最適値に設定する受信器側構成である。図１１は、図１０の構成に対応する第１の実施例方法の処理フローである。
図１０において、破線で囲われた部分は、受信器側構成であり、図２、及び図３の異常状態の検出機能部３００を含む受信部４００と、異常状態の検出機能部３００の乗算結果Ｃ、Ｄを入力してモニタするモニタ回路４０１と、モニタ回路４０１のモニタ結果に基づいて分散補償器６(図１)を制御するコントローラ４０２を備える。
図１１において、補償制御が開始すると、コントローラ４０２により分散補償器６に対して残留分散補償の制御を停止させる（ステップＳ３０）。
ついで、モニタ回路４０１により異常状態の検出機能部３００の乗算結果Ｃ、Ｄの監視を開始し、モニタ開始時の乗算結果Ｃ、Ｄをコントローラ４０２に通知する（ステップＳ３１）。
コントローラ４０２は、モニタ回路４０１から通知された常状態の検出部３００の乗算結果Ｃ、Ｄに対応して所定量分異なる分散補償量に更新し、更新した残留分散補償量を分散補償器６で設定するように制御する（ステップＳ３２）。この際、残留分散補償の制御を停止した時の乗算結果Ｃ、Ｄをデフォルト値として記憶する。
このようにして、コントローラ４０２は、更新した残留分散補償量に対する乗算結果Ｃ、Ｄのモニタ値を基に、相関あるいは、Dither-Peak-Detection 法を用いて、複数の残留分散補償量の設定に対するに測定値を求める（ステップＳ３３）。
そして、異常状態の検出機能部３００の乗算結果Ｃ、Ｄが最大となるモニタ値を抽出するまで上記所処理を繰り返す。
乗算結果Ｃ、Ｄが最大となるモニタ値を抽出した場合（Ｓ３４、Ｙｅｓ）、最適な残留分散補償量に調整が完了したと判断し、分散補償器６に対し更新制御を停止する（ステップＳ３５）。そして、乗算結果Ｃ、Ｄが最大となるモニタ値による残留分散補償量で残留分散補償器６による制御が行なわれる（ステップＳ３６）。
上記処理において、相関法で乗算結果Ｃ、Ｄが最大となるモニタ値を抽出する場合は、次のように処理される。
図１２は、相関法による場合の最大値の検出を説明する図である。コントローラ４０２において、前回設定した残留分散補償量に対応する乗算結果Ｃ、Ｄのアナログ値Ａと、現在設定している残留分散補償量に対応する乗算結果Ｃ、Ｄのアナログ値Ｂを比較する。
ケース１：Ａ＞Ｂであるならば、光入力状態の残留分散に作用するデバイスである残留分散補償器６に対し、Ａで設定した残留分散量を設定値とする。
ケース２：Ａ＝Ｂならば、分散補償量を再度可変制御する。
次いで、Ａ＞Ｂになった時点で、Ａ＝ＢのときのＡにおける残留分散補償量（図９に対応する図１２の（a）点）とＡ＞Ｂの時点でのＡにおける残留分散補償量（図１２の（b）点）との中間値（図１２の（ｃ）点）となる残留分散補償量で残留分散補償器６を設定制御する。
ケース３：Ａ＜Ｂの場合、コントローラ４０２により、残留分散補償器６に対し、再度、残留分散補償量で制御させる。
さらに、Dither-Peak =Detection 法を用いる場合は、次にような処理となる。
１) コントローラ４０２により、光入力状態の残留分散に作用するデバイスに対し、残留分散補償の自動制御を一旦停止する
２）モニタ回路４０１で異常状態の検出機能部３００から出力されるアナログ値である乗算結果Ｃ、Ｄをモニタする。
３）図１３に示すように、モニタした結果をコントローラ４０２で監視しながらモニタ値が最大となるように、残留分散補償器６に対して残留分散補償量をスイープするように制御する。
４）残留分散補償量をスイープ制御により最大となる乗算結果Ｃ、Ｄを抽出する。
５）残留分散補償量のスイープ制御により得られる最大となる乗算結果Ｃ、Ｄを与える分散補償量を設定する。
図１４は、更に別の実施例であり、通常運用時に、異常により光伝送路の切り替えが生じた場合の処理を説明する構成図である。
図１４に示す実施例では、更に光切替えスイッチ7を有し、送信器８とそれぞれ異なる光伝送路Ｌ１、Ｌ２により伝送路切り替えスイッチ7を通して接続される。
図１５は、図１４の実施例における処理フローであり、特に通常運用時において、回線の異常により伝送路の切り替えが生じた場合の処理フローである。
伝送路の切り替えが生じると（ステップＳ４０）、モニタ回路４０１により異常状態の検出機能部３００の乗算結果Ｃ、Ｄの監視を開始し、そのモニタ値をコントローラ４０２に通知する（ステップＳ４１）。
コントローラ４０２は、モニタ回路４０１から通知された常状態の検出部３００の乗算結果Ｃ、Ｄに対応して所定量分異なる分散補償量に更新し、更新した残留分散補償量を分散補償器６で設定するように制御する（ステップＳ４２）。この際、残留分散補償の制御を停止した時の乗算結果Ｃ、Ｄをデフォルト値として記憶する。
このようにして、コントローラ４０２は、更新した残留分散補償量に対する乗算結果Ｃ、Ｄのモニタ値を基に、相関あるいは、Dither-Peak-Detection 法を用いて、複数の残留分散補償量の設定に対するに測定値を求める（ステップＳ４３）。
そして、異常状態の検出機能部３００の乗算結果Ｃ、Ｄが最大となるモニタ値を抽出するまで上記所処理を繰り返す（ステップＳ４４）。
測定値が最大となるモニタ値を抽出した場合（Ｓ４４、Ｙｅｓ）、最適な分散補償量に調整が完了したと判断し、分散補償器に対し更新制御を停止する（ステップＳ４５）。そして、測定値が最大となるモニタ値による分散補償量を残留分散補償器６に設定する（ステップＳ４６）。
上記図１５に示す処理において、相関法又はDither-Peak =Detection 法を用いて、測定値が最大となるモニタ値を判定する処理は、先に図１０について説明したと同様である。
次いで、上記ステップＳ４２〜Ｓ４６の処理は、全ての伝送路Ｌ１，Ｌ２に対して補償制御が完了するまで行われ（ステップＳ４７、Ｓ４８）、補償制御が終了する（ステップＳ４９）。
図１６に示す処理フローは、新たな伝送路敷設時及び装置起動時に行なわれる処理を示す図である。新たな伝送路が複数ある場合、図１４の構成において、スイッチ7により光伝送路を順次切り替えて分散補償量の設定が行われる。
したがって、処理の内容は、図１５に示す処理と同様であり、図１６のフローにおいて、処理ステップＳ５１〜Ｓ５９は、図１５の処理ステップＳ４１〜Ｓ４９にそれぞれ対応する。したがって、再度の説明は省略するが、ステップＳ５８でスイッチ7を切り替えて、新たな伝送路の全てに分散補償量が設定されるまで繰り返される（ステップＳ５７、ＹＥＳ）。
ここで、伝送路となる光ファイバの特性は、Ｘ軸に波長、遅延（delay）をとると、図１７に示すようになることが知られている。
先に説明した実施例構成は、かかる特性を考慮して残留分散量を設定することも可能である。
図１８は、図１７の光ファイバの特性を利用する構成例である。送信器８と接続され光伝送路に対し、少なくとも２つ以上の波長について、先の実施例と同様に、残留分散に対するアナログ的に変化する乗算結果Ｃ、Ｄをモニタ回路４０１で測定する。コントローラ４０２は、モニタ回路４０１によるモニタ値を利用して、それぞれの波長に対する残留分散補償量を算出する。
それぞれの波長と分散補償量から、図１７の特性に基づき、Ｙ＝ＡＸ２＋Ｂを近似する。
さらに、上記の一の波長に対する補償量から、発生した残留分散量を次式により算出する。
Figure 2008271524
上記算出結果より、
Figure 2008271524
となる点をモニタすることで、０分散となる波長をモニタすることができる。
したがって、０分散となる波長をモニタすることで、固有の波長特性から使用されるファイバ種（ＤＳＦ：Dispersion Shift Fiber若しくはＳＭＦ:Single Mode Fiber)を判断することが可能である。ファイバ種を特定することにより、光ファイバ特性を補償するために、ＷＤＭや送信機の出力パワーを調整することが可能である。
さらに、先の実施例では専ら波長分散に影響を与える波長分散補償器６を制御することを説明したが、Ｓ／ＡＳＥに影響を与える増幅器ＡＭＰに対しても同様に制御が可能である。
図１９は、先の実施例における分散補償器６に代えて、Ｓ／ＡＳＥに作用するデバイスである光増幅器ＡＭＰをコントローラ４０２より制御する構成である。
図２０は、図１９の構成に対応する処理フローである。
補償制御が開始すると、コントローラ４０２により増幅器ＡＭＰに対して利得制御を停止させる（ステップＳ６０）。
ついで、モニタ回路４０１により異常状態の検出機能部３００の乗算結果Ｃ、Ｄの監視を開始し、そのモニタ値である乗算結果Ｃ、Ｄをコントローラ４０２に通知する（ステップＳ６１）。
コントローラ４０２は、通知されたモニタ値を記憶保持する。同時に、増幅器ＡＭＰに対して記憶保持した乗算結果Ｃ、Ｄに対応して利得を更新制御する（ステップＳ６２）。
コントローラ４０２は、更新した利得に対するモニタ回路４０１での異常状態の検出機能部３００の乗算結果Ｃ、Ｄのモニタ値を入力し保持する。
このようにして、コントローラ４０２は、更新した利得に対する乗算結果Ｃ、Ｄのモニタ値を基に、相関あるいは、Dither-Peak-Detection 法を用いて、複数の利得値の設定に対する測定値を求める（ステップＳ６３）。
そして、測定値が最大となるモニタ値を抽出するまで上記所処理を繰り返す（ステップＳ６４）。
測定値が最大となるモニタ値を抽出した場合（Ｓ６４、Ｙｅｓ）、正常な増幅器ＡＭＰの利得整理が完了したと判断し、増幅器ＡＭＰに対する更新制御を停止する（ステップＳ６５）。そして、乗算結果Ｃ、Ｄの測定値が最大となるモニタ値による利得を増幅器ＡＭＰに設定する（ステップＳ６５）。
上記処理において、相関法で測定値が最大となるモニタ値を抽出する場合、または、Dither-Peak =Detection 法を用いる場合は、先に図１０について説明したと同様である。
ここで、Ｓ／ＡＳＥ量に対して、上記図２０の処理で説明したように増幅器ＡＭＰの利得を制御する他に、Ｓ／ＡＳＥに作用するデバイスにオプチカルフィルタを制御対象として、フィルタの中心波長や帯域幅、フィルタ次数を制御することも可能である。
さらに、実施例として残留分散とＳ／ＡＳＥを同時に補償制御することも可能である。すなわち、先に各実施例におけるコントローラ４０２によりモニタ回路４０１のモニタ値に基づき残留分散に作用する分散補償器６及びＳ／ＡＳＥに作用する光増幅器ＡＭＰに対し補償を制御する。
図２１は、かかる残留分散とＳ／ＡＳＥを同時に補償制御する場合の処理フローである。図２１において、制御が開始すると、図２において、ヒータ２４ａ、２４ｂを加熱する時間の経過（ステップＳ０）後に、図２において示されていない、識別回路１７ａ、１７ｂの後段に接続される、データＡ、データＢの処理回路において、信号の疎通の有無が判定される（ステップＳ１）。
信号の疎通なしとは、全く受信信号が無い状態であり、信号の疎通ありとは、信号品質に関わらず、少なくともエラーレートＰｅが１０−２程度以上の信号パワーが得られる状態である。
信号の疎通ありと判定される場合は（ステップＳ１、Ｙｅｓ）、以降図２０について説明した光増幅器ＡＭＰの利得制御のフローと同様に制御（ステップＳ６１〜ステップＳ６５）が行なわれる。
一方、信号の疎通なしと判定される場合（ステップＳ１、ＮＯ）は、図１１について説明した残留分散補償器６の残留分散補償量の制御フローと同様の制御（ステップＳ３１〜ステップＳ３６）が行なわれる。
以上述べた実施例の構成により、受信信号品質の最適化、受信信号波形の最適化が図られ、デジタル信号のアイパターンの開口を最大とすることが期待できる。
さらに、上記の各実施例処理フローにおいて、クロックＣＬＫの同期・非同期をモニタする構成を併用することで、クロックＣＬＫの擬似同期を検出することも可能である。
また、上記の各実施例において、初期値の異常状態の検出機能部３００の乗算結果Ｃ，Ｄを保持しておくことにより、経時変化後の値との比較が可能であり、残留分散補償器６及び光増幅器ＡＭＰの特性劣化を検出することができる。さらに、回線の品質をモニタする構成、送信機の品質をモニタする構成と併用することにより受信機側の特性劣化か否かを判断することができる。
（付記１）
それぞれ遅延干渉計、光検出器、データ再生回路を備えた第１のブランチ及び第２のブランチを有する光ＤＱＰＳＫ受信器において、
前記第１のブランチは、
前記第１のブランチのデータ再生回路の前段から得られる信号と前記第２のブランチのデータ再生回路の後段から得られる信号とを掛け合わせる第１のミキサと、前記第１のミキサの後段に設けられ、前記第１のミキサからの出力信号を平均化する第１の平均化回路と、前記第１の平均化回路の出力に対応して前記第１のブランチの遅延干渉計の位相をフィードバック制御する第１の位相調整制御部を備える第１の位相制御装置を有し、
前記第２のブランチは、
前記第２のブランチのデータ再生回路の前段から得られる信号と前記第１のブランチのデータ再生回路の後段から得られる信号とを掛け合わせる第２のミキサと、前記第２のミキサの後段に設けられ、前記第２のミキサからの出力信号を平均化する第２の平均化回路と、前記第２平均化回路の出力に対応して前記第２のブランチの遅延干渉計の位相をフィードバック制御する第１の位相調整制御部を備える第２の位相制御装置を有し、
さらに、前記第１のブランチのデータ再生回路の前段から得られる信号と前記第１のブランチのデータ再生回路の後段から得られる信号とを掛け合わせる第３のミキサと、前記第２のブランチのデータ再生回路の前段から得られる信号と前記第２のブランチのデータ再生回路の後段から得られる信号とを掛け合わせる第４のミキサを有し、前記第３及び第４のミキサによる同期検波の出力状態から光入力条件の異常を検知する異常検知回路を、
有することを特徴とする光ＤＱＰＳＫ受信器。
（付記２）
付記１において、
前記異常検知回路の第３及び第４のミキサによる同期検波される２つの信号の周波数帯域を制限するローパスフィルタを前記３及び第４のミキサの前段に有することを特徴とする光ＤＱＰＳＫ受信器。
（付記３）
付記１において、
前記異常検知回路の第３及び第４のミキサに入力される、前記第１のブランチのデータ再生回路の前段から得られる信号と前記第１のブランチのデータ再生回路の後段から得られる信号及び、前記第２のブランチのデータ再生回路の前段から得られる信号と前記第２のブランチのデータ再生回路の後段から得られる信号のそれぞれを論理反転するスイッチを通して対応する前記第３及び第４のミキサに入力することを特徴とする光ＤＱＰＳＫ受信器。
（付記４）
付記１において、
前記異常検知回路はマイクロコントローラを有し、前記マイクロコントローラにより前記第３及び第４のミキサによる同期検波の出力の電圧値を光入力モニタ値で除算することを特徴とする光ＤＱＰＳＫ受信器。
（付記５）
それぞれ遅延干渉計、光検出器、データ再生回路を備えた第１のブランチ及び第２のブランチを有する光ＤＱＰＳＫ受信器において、
前記第１のブランチは、
前記第１のブランチのデータ再生回路の前段から得られる信号と前記第２のブランチのデータ再生回路の後段から得られる信号とを掛け合わせる第１のミキサと、前記第１のミキサの後段に設けられ、前記第１のミキサからの出力信号を平均化する第１の平均化回路と、前記第１の平均化回路の出力に対応して前記第１のブランチの遅延干渉計の位相をフィードバック制御する第１の位相調整制御部を備える第１の位相制御装置を有し、
前記第２のブランチは、
前記第２のブランチのデータ再生回路の前段から得られる信号と前記第１のブランチのデータ再生回路の後段から得られる信号とを掛け合わせる第２のミキサと、前記第２のミキサの後段に設けられ、前記第２のミキサからの出力信号を平均化する第２の平均化回路と、前記第２平均化回路の出力に対応して前記第２のブランチの遅延干渉計の位相をフィードバック制御する第１の位相調整制御部を備える第２の位相制御装置を有し、
さらに、
前記第１のブランチのデータ再生回路の後段から得られる信号と、前記第２のブランチのデータ再生回路の後段から得られる信号を入力するノード切替器を有し、
光入力条件の異常を検知する際に、前記第１のミキサと第２のミキサに入力される前記第１のブランチのデータ再生回路の後段から得られる信号と、前記第２のブランチのデータ再生回路の後段から得られる信号を前記ノード切替器により切り替えて入力し、更に、
前記光入力条件の異常を検知する際に、前記第１及び第２のミキサによる同期検波の出力状態から光入力条件の異常を検知する異常検知回路を、
有することを特徴とする光ＤＱＰＳＫ受信器。
（付記６）
付記１または５において、
前記異常検知回路の出力値に対して、しきい値を設定し、前記出力値が前記しきい値を超えるときに光入力における信号光パワーとＡＳＥ光パワーの比が異常であると判定することを特徴とする光ＤＱＰＳＫ受信器。
（付記７）
付記１または５において、
光入力の波形歪みによりビットエラーレートに依存して変化する前記再生回路の出力信号の確度が劣化したことで発生した遅延干渉計光位相フィードバック制御の異常を、前記異常検知回路出力に特定のしきい値を設定し、光入力波形歪みの異常を判定することを特徴とする光ＤＱＰＳＫ受信器。
（付記８）
付記１または５において、
前記再生回路における識別しきい値もしくは識別位相の異常に依存して変化する識別器出力信号の確度が劣化したことで発生した遅延干渉計光位相フィードバック制御の異常を、前記異常検知回路の出力に特定のしきい値を設定し、識別異常を判定することを特徴とする光ＤＱＰＳＫ受信器。
（付記９）
付記８において、
前記異常検知回路は、識別異常を判定したときに警報を通知することを特徴とする光ＤＱＰＳＫ受信器。
（付記１０）
付記９において、
前記異常検知回路は、光入力波形歪み異常の警報を利用して、光受信器前段の残留分散補償器の分散補償量を更新する命令を行うことを特徴とする光ＤＱＰＳＫ受信器。
（付記１１）
付記９において、
前記異常検知回路は、ＡＳＥ光パワーと信号光パワーの比であるＰsig/Ｐase比の異常の警報を利用して、波長分割多重回線内の光増幅器の増幅特性における前記Ｐsig/Ｐase比を更新する命令を行うことを特徴とする光ＤＱＰＳＫ受信器。
（付記１２）
光ＤＱＰＳＫ信号の送信器と、波長分割多重伝送路と、前記波長分割多重伝送路上に配置された光増幅器と、波長分散補償器と、前記波長分割多重伝送路を通して前記送信器からの光ＤＱＰＳＫ信号を受信する光受信器を有する光通信システムであって、
前記光受信器は、それぞれ遅延干渉計、光検出器、データ再生回路を備えた第１のブランチ及び第２のブランチを有し、
前記第１のブランチは、
前記第１のブランチのデータ再生回路の前段から得られる信号と前記第２のブランチのデータ再生回路の後段から得られる信号とを掛け合わせる第１のミキサと、前記第１のミキサの後段に設けられ、前記第１のミキサからの出力信号を平均化する第１の平均化回路と、前記第１の平均化回路の出力に対応して前記第１のブランチの遅延干渉計の位相をフィードバック制御する第１の位相調整制御部を備える第１の位相制御装置を有し、
前記第２のブランチは、
前記第２のブランチのデータ再生回路の前段から得られる信号と前記第１のブランチのデータ再生回路の後段から得られる信号とを掛け合わせる第２のミキサと、前記第２のミキサの後段に設けられ、前記第２のミキサからの出力信号を平均化する第２の平均化回路と、前記第２平均化回路の出力に対応して前記第２のブランチの遅延干渉計の位相をフィードバック制御する第１の位相調整制御部を備える第２の位相制御装置を有し、
さらに、前記第１のブランチのデータ再生回路の前段から得られる信号と前記第１のブランチのデータ再生回路の後段から得られる信号とを掛け合わせる第３のミキサと、前記第２のブランチのデータ再生回路の前段から得られる信号と前記第２のブランチのデータ再生回路の後段から得られる信号とを掛け合わせる第４のミキサを有し、前記第３及び第４のミキサによる同期検波の出力状態から光入力条件の異常を検知する異常検知回路を、
有することを特徴とする光通信システム。
（付記１３）
付記１２において、
前記前記再生回路における識別しきい値もしくは識別位相の異常に依存して変化する識別器出力信号の確度が劣化したことで発生した遅延干渉計光位相フィードバック制御の異常を、前記異常検知回路の出力に特定のしきい値を設定し、識別異常を判定し、
前記識別異常を判定したときに光受信器前段の残留分散補償器に対し、分散補償量を更新させることを特徴とする光通信システム。
（付記１４）
付記１２において、
前記再生回路における識別しきい値もしくは識別位相の異常に依存して変化する識別器出力信号の確度が劣化したことで発生した遅延干渉計光位相フィードバック制御の異常を、前記異常検知回路の出力に特定のしきい値を設定し、識別異常を判定し、
前記識別異常を判定したときに前記波長分割多重伝送路上の光増幅器に対し、前記光増幅器の増幅特性における信号光パワーとＡＳＥ光パワーの比であるＰsig/Ｐase比を更新する命令を行うことを特徴とする光通信システム。
（付記１５）
それぞれ遅延干渉計、光検出器、データ再生回路を備えた第１のブランチ及び第２のブランチを有し、前記第１のブランチ及び第２のブランチの遅延干渉計の位相をフィードバック制御する光ＤＱＰＳＫ受信器における異常検出制御方法であって、
前記第１のブランチ及び第２のブランチのそれぞれにおいて、データ再生回路の入力側と出力側の信号を同期検波して、前記フィードバック制御における異常を判定することを特徴とする異常検出制御方法。
（付記１６)
付記１において、
前記第１のブランチのデータ再生回路、又は前記２のブランチのデータ再生回路の出力のモニタ値に基づいて、残留分散補償器で設定される残留分散補償値を更新制御するコントローラを有し、
前記コントローラは、前記残留分散補償値の更新制御を繰り返して前記モニタ値が最大値となる残留分散補償値を求め、前記求められた残留分散補償値を前記残留分散補償器で設定するように制御する、
ことを特徴とする光ＤＱＰＳＫ受信器。
(付記１７)
付記１において、
前記第１のブランチのデータ再生回路、又は前記２のブランチのデータ再生回路の出力のモニタ値に基づいて、残留分散補償器で設定される残留分散補償値を更新制御するコントローラを有し、
前記コントローラは、前記残留分散補償値の更新を掃引して、前記モニタ値が最大値となる残留分散補償値を求め、前記求められた残留分散補償値を前記残留分散補償器で設定するように制御する、
ことを特徴とする光ＤＱＰＳＫ受信器。
(付記１８)
付記１６において、
複数の光伝送路の何れか一つを切り替え、切り替えられた光伝送路から入力される光信号を入力する光スイッチを設け、
前記光スイッチにより切り替え接続される光伝送路について、前記コントローラは、前記残留分散補償値の更新制御を繰り返して前記モニタ値が最大値となる残留分散補償値を求め、前記求められた残留分散補償値を前記残留分散補償器で設定するように制御する、
ことを特徴とする光ＤＱＰＳＫ受信器。
(付記１９)
付記１７において、
複数の光伝送路の何れか一つを切り替え、切り替えられた光伝送路から入力される光信号を入力する光スイッチを設け、
前記光スイッチにより切り替え接続される光伝送路について、前記残留分散補償値の更新を掃引して、前記モニタ値が最大値となる残留分散補償値を求め、前記求められた残留分散補償値を前記残留分散補償器で設定するように制御する、
ことを特徴とする光ＤＱＰＳＫ受信器。
（付記２０）
付記１６又は１７において、
前記コントローラにより、少なくとも２つの波長における前記モニタ値から波長に対する分散特性をＹ＝ＡＸ２＋Ｂで近似し、
前記近似したＹ＝ＡＸ２＋Ｂから０分散となる波長から光伝送路のシングルモード若しくはダブルモードファイバであることを予測する、
ことを特徴とする光ＤＱＰＳＫ受信器。
（付記２１）
付記１において、
前記第１のブランチのデータ再生回路、又は前記２のブランチのデータ再生回路の出力のモニタ値に基づいて、光増幅器の利得を更新制御するコントローラを有し、
前記コントローラは、前記利得の更新制御を繰り返して前記モニタ値が最大値となる利得を求め、前記求められた利得を前記光増幅器に設定するように制御する、
ことを特徴とする光ＤＱＰＳＫ受信器。
(付記２２)
付記１において、
前記第１のブランチのデータ再生回路、又は前記２のブランチのデータ再生回路の出力のモニタ値に基づいて、光増幅器の利得を更新制御するコントローラを有し、
前記コントローラは、前記利得の更新を掃引して、前記モニタ値が最大値となる利得を求め、前記求められた利得を前記光増幅器に設定するように制御する、
ことを特徴とする光ＤＱＰＳＫ受信器。
ＲＺフォーマットを使用する光ＤＱＰＳＫのネットワーク構成例を示す図である。 先願に係る発明の光ＤＱＰＳＫ受信器の構成例を示す図である。 本発明の実施例を示す構成例ブロック図である。 位相検出部のＤＣオフセット除去処理を説明する詳細図である。 本発明の別の実施例を示す構成例ブロック図である。 本発明の実施例構成において、先願発明において問題となるケース１に対応する異常状態の検出、通知機能部の動作処理フローを示す図である。 本発明の実施例構成において、先願発明において問題となるケース２、３に対応する異常状態の検出、通知機能部の動作処理フローを示す図である。 ケース１に対する処理基準を説明する図である。 ケース２、３に対する処理基準を説明する図である。 分散補償器６の分散補償値を最適値に設定する受信器側構成を示す図である。 図１０の構成に対応する第１の実施例方法の処理フローを示す図である。 相関法による場合の最大値の検出を説明する図である。 、Dither-Peak =Detection 法による場合の最大値の検出を説明する図である。 通常運用時に、異常により光伝送路の切り替えが生じた場合の処理を説明する構成図である。 図１４の実施例における処理フローを示す図である。 新たな伝送路敷設時及び装置起動時に行なわれる処理フローを示す図である。 光ファイバの波長対遅延（delay）特性を示す図である。 図１７の光ファイバの特性を利用する構成例を示す図である。 分散補償器に代えて、Ｓ／ＡＳＥに作用するデバイスである光増幅器ＡＭＰを制御する構成例を示す図である。 図１９の構成に対応する処理フローを示す図である。 残留分散とＳ／ＡＳＥを同時に補償制御する場合の処理フローを示す図である。
符号の説明
１ 送信器
２ 受信器
３ ネットワーク（光伝送路）
４ 光波長分割多重回路（WDM MUX）
５ 波長分割多重光の分離器
ＡＭＰ 光増幅器
６ 残留分散補償器
１１ａ、１１ｂ 遅延干渉計
１２ａ、１２ｂ 光検出回路
１３ａ、１３ｂ トランスインピーダンスアンプ
１４ａ、１４ｂ、２０ａ、２０ｂ、２１ａ、２１ｂ ローパスフィルタ
１５ａ、１５ｂ ミキサ
２２ａ、２２ｂ Ａ／Ｄ変換器
ＩＡ、ＩＢ 光位相誤差検出部
１７ａ、１７ｂ 識別回路
２３ａ、２３ｂ、３０１，４０２ マイクロコントローラ
３００ 異常状態の検出機能部
４００ 受信部
４０１ モニタ回路

Claims (16)

  1. それぞれ遅延干渉計、光検出器、データ再生回路を備えた第１のブランチ及び第２のブランチを有する光ＤＱＰＳＫ受信器において、
    前記第１のブランチは、
    前記第１のブランチのデータ再生回路の前段から得られる信号と前記第２のブランチのデータ再生回路の後段から得られる信号とを掛け合わせる第１のミキサと、前記第１のミキサの後段に設けられ、前記第１のミキサからの出力信号を平均化する第１の平均化回路と、前記第１の平均化回路の出力に対応して前記第１のブランチの遅延干渉計の位相をフィードバック制御する第１の位相調整制御部を備える第１の位相制御装置を有し、
    前記第２のブランチは、
    前記第２のブランチのデータ再生回路の前段から得られる信号と前記第１のブランチのデータ再生回路の後段から得られる信号とを掛け合わせる第２のミキサと、前記第２のミキサの後段に設けられ、前記第２のミキサからの出力信号を平均化する第２の平均化回路と、前記第２平均化回路の出力に対応して前記第２のブランチの遅延干渉計の位相をフィードバック制御する第１の位相調整制御部を備える第２の位相制御装置を有し、
    さらに、前記第１のブランチのデータ再生回路の前段から得られる信号と前記第１のブランチのデータ再生回路の後段から得られる信号とを掛け合わせる第３のミキサと、前記第２のブランチのデータ再生回路の前段から得られる信号と前記第２のブランチのデータ再生回路の後段から得られる信号とを掛け合わせる第４のミキサを有し、前記第３及び第４のミキサによる同期検波の出力状態から光入力条件の異常を検知する異常検知回路を、
    有することを特徴とする光ＤＱＰＳＫ受信器。
  2. 請求項１において、
    前記異常検知回路の第３及び第４のミキサによる同期検波される２つの信号の周波数帯域を制限するローパスフィルタを前記３及び第４のミキサの前段に有することを特徴とする光ＤＱＰＳＫ受信器。
  3. 請求項１において、
    前記異常検知回路の第３及び第４のミキサに入力される、前記第１のブランチのデータ再生回路の前段から得られる信号と前記第１のブランチのデータ再生回路の後段から得られる信号及び、前記第２のブランチのデータ再生回路の前段から得られる信号と前記第２のブランチのデータ再生回路の後段から得られる信号のそれぞれを論理反転するスイッチを通して対応する前記第３及び第４のミキサに入力することを特徴とする光ＤＱＰＳＫ受信器。
  4. 請求項１において、
    前記異常検知回路はマイクロコントローラを有し、前記マイクロコントローラにより前記第３及び第４のミキサによる同期検波の出力の電圧値を光入力モニタ値で除算することを特徴とする光ＤＱＰＳＫ受信器。
  5. それぞれ遅延干渉計、光検出器、データ再生回路を備えた第１のブランチ及び第２のブランチを有する光ＤＱＰＳＫ受信器において、
    前記第１のブランチは、
    前記第１のブランチのデータ再生回路の前段から得られる信号と前記第２のブランチのデータ再生回路の後段から得られる信号とを掛け合わせる第１のミキサと、前記第１のミキサの後段に設けられ、前記第１のミキサからの出力信号を平均化する第１の平均化回路と、前記第１の平均化回路の出力に対応して前記第１のブランチの遅延干渉計の位相をフィードバック制御する第１の位相調整制御部を備える第１の位相制御装置を有し、
    前記第２のブランチは、
    前記第２のブランチのデータ再生回路の前段から得られる信号と前記第１のブランチのデータ再生回路の後段から得られる信号とを掛け合わせる第２のミキサと、前記第２のミキサの後段に設けられ、前記第２のミキサからの出力信号を平均化する第２の平均化回路と、前記第２平均化回路の出力に対応して前記第２のブランチの遅延干渉計の位相をフィードバック制御する第１の位相調整制御部を備える第２の位相制御装置を有し、
    さらに、前記第１のブランチのデータ再生回路の後段から得られる信号と、前記第２のブランチのデータ再生回路の後段から得られる信号を入力するノード切替器を有し、
    光入力条件の異常を検知する際に、前記第１のミキサと第２のミキサに入力される前記第１のブランチのデータ再生回路の後段から得られる信号と、前記第２のブランチのデータ再生回路の後段から得られる信号を前記ノード切替器により切り替えて入力し、更に、
    前記光入力条件の異常を検知する際に、前記第１及び第２のミキサによる同期検波の出力状態から光入力条件の異常を検知する異常検知回路を、
    有することを特徴とする光ＤＱＰＳＫ受信器。
  6. 請求項１または５において、
    前記異常検知回路の出力値に対して、しきい値を設定し、前記出力値が前記しきい値を超えるときに光入力における信号光パワーとＡＳＥ光パワーの比が異常であると判定することを特徴とする光ＤＱＰＳＫ受信器。
  7. 請求項１または５において、
    光入力の波形歪みによりビットエラーレートに依存して変化する前記再生回路の出力信号の確度が劣化したことで発生した遅延干渉計光位相フィードバック制御の異常を、前記異常検知回路出力に特定のしきい値を設定し、光入力波形歪みの異常を判定することを特徴とする光ＤＱＰＳＫ受信器。
  8. 請求項１または５において、
    前記再生回路における識別しきい値もしくは識別位相の異常に依存して変化する識別器出力信号の確度が劣化したことで発生した遅延干渉計光位相フィードバック制御の異常を、前記異常検知回路の出力に特定のしきい値を設定し、識別異常を判定することを特徴とする光ＤＱＰＳＫ受信器。
  9. 光ＤＱＰＳＫ信号の送信器と、波長分割多重伝送路と、前記波長分割多重伝送路上に配置された光増幅器と、波長分散補償器と、前記波長分割多重伝送路を通して前記送信器からの光ＤＱＰＳＫ信号を受信する光受信器を有する光通信システムであって、
    前記光受信器は、それぞれ遅延干渉計、光検出器、データ再生回路を備えた第１のブランチ及び第２のブランチを有し、
    前記第１のブランチは、
    前記第１のブランチのデータ再生回路の前段から得られる信号と前記第２のブランチのデータ再生回路の後段から得られる信号とを掛け合わせる第１のミキサと、前記第１のミキサの後段に設けられ、前記第１のミキサからの出力信号を平均化する第１の平均化回路と、前記第１の平均化回路の出力に対応して前記第１のブランチの遅延干渉計の位相をフィードバック制御する第１の位相調整制御部を備える第１の位相制御装置を有し、
    前記第２のブランチは、
    前記第２のブランチのデータ再生回路の前段から得られる信号と前記第１のブランチのデータ再生回路の後段から得られる信号とを掛け合わせる第２のミキサと、前記第２のミキサの後段に設けられ、前記第２のミキサからの出力信号を平均化する第２の平均化回路と、前記第２平均化回路の出力に対応して前記第２のブランチの遅延干渉計の位相をフィードバック制御する第１の位相調整制御部を備える第２の位相制御装置を有し、
    さらに、前記第１のブランチのデータ再生回路の前段から得られる信号と前記第１のブランチのデータ再生回路の後段から得られる信号とを掛け合わせる第３のミキサと、前記第２のブランチのデータ再生回路の前段から得られる信号と前記第２のブランチのデータ再生回路の後段から得られる信号とを掛け合わせる第４のミキサを有し、前記第３及び第４のミキサによる同期検波の出力状態から光入力条件の異常を検知する異常検知回路を、
    有することを特徴とする光通信システム。
  10. それぞれ遅延干渉計、光検出器、データ再生回路を備えた第１のブランチ及び第２のブランチを有し、前記第１のブランチ及び第２のブランチの遅延干渉計の位相をフィードバック制御する光ＤＱＰＳＫ受信器における異常検出制御方法であって、
    前記第１のブランチ及び第２のブランチのそれぞれにおいて、データ再生回路の入力側と出力側の信号を同期検波して、前記フィードバック制御における異常を判定することを特徴とする異常検出制御方法。
  11. 請求項１において、
    前記第１のブランチのデータ再生回路、又は前記２のブランチのデータ再生回路の出力のモニタ値に基づいて、残留分散補償器で設定される残留分散補償値を更新制御するコントローラを有し、
    前記コントローラは、前記残留分散補償値の更新制御を繰り返して前記モニタ値が最大値となる残留分散補償値を求め、前記求められた残留分散補償値を前記残留分散補償器で設定するように制御する、
    ことを特徴とする光ＤＱＰＳＫ受信器。
  12. 請求項１において、
    前記第１のブランチのデータ再生回路、又は前記２のブランチのデータ再生回路の出力のモニタ値に基づいて、残留分散補償器で設定される残留分散補償値を更新制御するコントローラを有し、
    前記コントローラは、前記残留分散補償値の更新を掃引して、前記モニタ値が最大値となる残留分散補償値を求め、前記求められた残留分散補償値を前記残留分散補償器で設定するように制御する、
    ことを特徴とする光ＤＱＰＳＫ受信器。
  13. 請求項１１において、
    複数の光伝送路の何れか一つを切り替え、切り替えられた光伝送路から入力される光信号を入力する光スイッチを設け、
    前記光スイッチにより切り替え接続される光伝送路について、前記コントローラは、前記残留分散補償値の更新制御を繰り返して前記モニタ値が最大値となる残留分散補償値を求め、前記求められた残留分散補償値を前記残留分散補償器で設定するように制御する、
    ことを特徴とする光ＤＱＰＳＫ受信器。
  14. 請求項１２において、
    複数の光伝送路の何れか一つを切り替え、切り替えられた光伝送路から入力される光信号を入力する光スイッチを設け、
    前記光スイッチにより切り替え接続される光伝送路について、前記残留分散補償値の更新を掃引して、前記モニタ値が最大値となる残留分散補償値を求め、前記求められた残留分散補償値を前記残留分散補償器で設定するように制御する、
    ことを特徴とする光ＤＱＰＳＫ受信器。
  15. 請求項１において、
    前記第１のブランチのデータ再生回路、又は前記２のブランチのデータ再生回路の出力のモニタ値に基づいて、光増幅器の利得を更新制御するコントローラを有し、
    前記コントローラは、前記利得の更新制御を繰り返して前記モニタ値が最大値となる利得を求め、前記求められた利得を前記光増幅器に設定するように制御する、
    ことを特徴とする光ＤＱＰＳＫ受信器。
  16. 請求項１において、
    前記第１のブランチのデータ再生回路、又は前記２のブランチのデータ再生回路の出力のモニタ値に基づいて、光増幅器の利得を更新制御するコントローラを有し、
    前記コントローラは、前記利得の更新を掃引して、前記モニタ値が最大値となる利得を求め、前記求められた利得を前記光増幅器に設定するように制御する、
    ことを特徴とする光ＤＱＰＳＫ受信器。
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