JP5062303B2 - 差分ｍ位相偏移変調方式に対応した光受信器および光受信方法 - Google Patents

Description

本発明は、Ｍ相差分位相偏移変調された信号光を復調するための光受信器および光受信方法に関し、特に、動作が安定で小型のＤＱＰＳＫ変調方式の光受信器を実現するための技術に関する。

近年、１波長当たり４０Ｇｂ／ｓ以上の高ビットレート光伝送を可能にする技術として、例えば、２相差分位相偏移変調（Differential Binary Phase Shift Keying：ＤＢＰＳＫまたはＤＰＳＫ）または４相差分位相偏移変調（Differential Quadrature Phase Shift Keying：ＤＱＰＳＫ）などの光変調方式が注目されている。

高ビットレートに対応したフォトニックネットワークにおける光変調方式の要件としては、例えば、光雑音耐力、波長分散耐力、偏波モード分散(ＰＭＤ：Polarization Mode Dispersion)耐力、光学非線形耐力、ＯＡＤＭフィルタ通過耐力、受信器サイズ/コストなどの観点に関してそれぞれ列挙した技術的な項目に優れた特性を有することが望まれる。特に、光雑音耐力、波長分散耐力がよい方式が長距離光通信に向いているといえる。また、上記のＤＱＰＳＫ方式は、一般的な非ゼロ復帰（Non-Return-to-Zero：ＮＲＺ）変調やＣＳ−ＲＺ変調方式、ＲＺ−ＤＰＳＫ変調方式などの公知の光変調方式と比較して、列挙した技術的要素のうちの多くについて優れた特性を示すことがシミュレーション等の結果により確認されている。

具体的な一例として、図７にはＮＲＺ, Ｄｕｏｂｉｎａｒｙ, ＣＳ−ＲＺ, ＲＺ−ＤＰＳＫ, ＲＺ−ＤＱＰＳＫの光変調方式について光雑音耐力、波長分散耐力、ＰＭＤ耐力の各変調方式における比較結果を示す。また、図８には波長合分波フィルタ（例えばＯＡＤＭ）通過耐力に関するシミュレーション結果を示しておく。

なお、本明細書中におけるＤＱＰＳＫ変調方式は、ＤＱＰＳＫ信号をゼロ復帰（Return-to-Zero：ＲＺ）パルス化したＲＺ−ＤＱＰＳＫ方式や、キャリア抑圧（Carrier-Suppressed：ＣＳ）ＲＺ−ＤＱＰＳＫ方式を含むものとする。さらに，本明細書中に開示した技術は、Ｄ８ＰＳＫなどのＤＭＰＳＫ（Ｍ相差分位相偏移変調（Ｍ＝２n））を含むＭ相差分位相偏移変調方式に適用可能である。

ここで、ＤＱＰＳＫ方式を適用した光送信器および光受信器について簡単に説明する。

ＤＱＰＳＫ方式を適用した光送信器としては、例えば図７に示すような基本構成を備えたものが知られている（例えば、特許文献１）。この光送信器では、光源５００から出射される連続光が２つに分岐され、一方の分岐光が位相変調器（ＰＭ）５１０に与えられ、他方の分岐光が遅延部５１２を介して位相変調器（ＰＭ）５１３に与えられる。各位相変調器５１０，５１３は、異なるデータ信号Ｄ１，Ｄ２をプリコーダ（積分器）５３１で処理して生成した変調信号に従ってそれぞれ独立に駆動され、各々の入力光の位相を選択的に０またはπ［ｒａｄｉａｎ］だけ変化させる。プリコーダおよび変調器の詳細については特許文献１を参照されたい。位相変調器５１０への入力光に対して、位相変調器５１３への入力光は光遅延器を用いた遅延部５１２によりπ／２の奇数倍の位相差が与えられているため、位相変調器５１０からの出力光は光源５００からの光を０またはπの位相偏移によって変調された光信号となり、位相変調器５１３からの出力光は光源５００からの光をπ／２または３π／２の位相偏移によって変調された光信号となる。そして、各位相変調器５１０，５１３の出力光が合波されることにより、位相がπ／４、３π／４、５π／４、７π／４の４つの値で変化するＤＱＰＳＫ信号光が生成される。このＤＱＰＳＫ信号光のビットレートは、各データ信号Ｄ１，Ｄ２のビットレートの２倍となるので、例えば４０Ｇｂ／ｓのＤＱＰＳＫ信号光を送信するためには、２０Ｇｂ／ｓのデータ信号Ｄ１，Ｄ２をプリコーダ５３１により処理し、各位相変調器５１０，５１３を駆動すればよいことになる。

また、例えば図９の構成例に示すように、上記のＤＱＰＳＫ信号光を、データ信号Ｄ１，Ｄ２に同期したクロック信号ＣＬＫによって駆動される強度変調器５４０に与えてＲＺパルス化することにより、ＲＺ−ＤＱＰＳＫ信号光が生成され、さらに、クロック信号ＣＬＫの周波数をデータ信号Ｄ１，Ｄ２の１／２，振幅を強度変調器５４０の半波長電圧（Ｖπ）の２倍とすることによりデューティ比約６７％のＣＳＲＺ−ＤＱＰＳＫ信号光が生成される。ＲＺ−ＤＱＰＳＫ信号の光強度と位相は、例えば図８に示すような関係となる。図中、光強度が規則的に変化しているのはＲＺ変調の影響であり、ＤＱＰＳＫ変調のみの場合には光強度は一定になる。

ＤＱＰＳＫ信号光を復調する従来の光受信器としては、例えば図９に示すような構成のものが知られている（例えば、特許文献１参照）。この光受信器では、入力されるＤＱＰＳＫ信号光が２つに分岐され、各分岐光が遅延干渉計５０１，５０２にそれぞれ与えられる。各遅延干渉計５０１，５０２は、例えばシリカ基板上やリン化インジウム基板上などに形成したマッハツェンダ型光導波路の２本のアームの光路長を相違させることにより、各アームを伝搬する光の間に、ＤＱＰＳＫ変調された符号の１シンボル分に対応した相対的な遅延時間差を発生させることが可能な構成となっている。また、遅延干渉計５０１の干渉動作点は一方のアーム上に形成した遅延部５０３によりπ／４とされ、遅延干渉計５０２の干渉動作点は一方のアーム上に形成した遅延部５０４により−π／４とされている。遅延干渉計５０１の出力段カプラから出力される相補２出力は、一対の光検出器および増幅器から構成される差動光受信回路５０５によって受信され、送信器に入力された信号Ｄ１に相当する電気信号Ａが復調される。また、これと同様にして、遅延干渉計５０２の出力段カプラから出力される相補２出力も、一対の光検出器および増幅器から構成される差動光受信回路２０６で受信され、送信器に入力された信号Ｄ２に相当する電気信号Ｂが復調生成される。そして、電気信号Ａ／ＢはＣＤＲ（クロックデータリカバリ）回路によりより安定な電気信号として生成され、フレーマ回路によりＳＤＨ／ＳＯＮＥＴ／ＯＴＮ等のフレームの同期処理、フレームの生成やＦＥＣ Ｄｅｃｏｄｅｒによるエラー訂正などが行なわれる。

また、上記従来の光受信器に用いられる遅延干渉計は、光導波路型の構成以外にも、例えば光ファイバ融着カプラの組み合わせによる構成なども知られている。
特表２００４−５１６７４３号公報 A. H. Gnauck et al., "Spectrally Efficient (0.8 b/s/Hz) 1-Tb/s (25 x 42.7 Gb/s) RZ-DQPSK Transmission Over 28 100-km SSMF Spans With 7 Optical Add/Drops", ECOC2004, PD.4.4.1

しかしながら、上記の図１１に示したような従来構成の光受信器については、１シンボル分の時間を遅延するための長い光路長を有する遅延干渉計が２系統分配置される必要があり、光受信器のサイズが大きくなってしまうという課題がある。具体的に、例えば４０Ｇｂ／ｓのＤＱＰＳＫ信号光を復調するためには、２０Ｇｂ／ｓのデータ信号の１シンボル分に対応した約５０ｐｓの相対的な遅延時間差を遅延干渉計で発生させることになり、各アーム間に約１５ｍｍの光路長差を設けることが必要になる。このような遅延干渉計をシリカ基板上等に形成した光導波路により実現する場合、面積の大きな光導波路基板を２つ並べて配置しなければならず、光受信器の大型化が避けられない。また、従来構成の光受信器では、一方の遅延干渉計の干渉動作点（位相差）をπ／４に、他方の遅延干渉計の動作点（位相差）を−π／４にそれぞれ精密にあわせることが必要であるため、各々の遅延干渉計内および互いの遅延干渉計の間で光位相を高い精度で制御する技術が要求されるという課題もある。

また干渉の動作点が実質的に１つであるため、異なる伝送速度のＭ相差分位相偏移変調方式のマルチレート光受信器を実現する技術が要求されるという課題もある。

本発明は上記の点に着目してなされたもので、Ｍ相差分位相偏移変調（ＤＭＰＳＫ）方式に従う信号光を安定に復調することのできる小型で低コストの光受信器を提供することを目的とする。

もうひとつ別な目的は、異なる伝送形式により異なる通信速度の信号光の受信を可能にするマルチレートの光受信器を提供することである。

上記のような本発明の光受信器によれば、従来構成において２基板上に２系統の遅延干渉計を並べて配置してＭ相差分位相偏移変調信号光の処理が、１基板上に各系統の干渉計の一部を並列に配置することによって実現されるため、受信信号の光波長が変動しても小型で安定に動作する光受信器を提供することが可能になる。

また、マルチレートの信号光を安定した信号品質で受信できる光受信器を提供することが可能になる。

上記の目的を達成するため、本発明の光受信器は、基板上に設けた第１乃至第４の光導波路に入力される信号光を分岐したほぼ等しいパワーを供給する分岐部と、Ｍ相差分位相偏移変調信号での１シンボル分の相対的な遅延時間差をそれぞれ与える第２および第３の光導波路と、前記第１と前記第２の光導波路間と前記第３と前記第４の光導波路間において、それぞれ信号光が干渉することにより少なくとも２光信号を復調する復調部と、前記復調部からの少なくとも前記２光信号を電気信号に変換する少なくとも２つの受光器と、前記信号光の波長が変動した場合に１つの領域に前記第１と前記第３の光導波路、前記第１と前記第４の光導波路、および前記第２と前記第３の光導波路の組み合わせから選択されて配置される２光導波路の各光路長を同じように変化させる光路長可変部を備える光受信器。

また、前記第２および前記第３の光導波路路は非対称に配置され、且つ、前記光路長可変部の下を通過するように配置される。

また、前記第１および前記第４の光路が前記１シンボル分の相対的な遅延時間差が与えられない光導波路として前記光路長可変部の下を通過するように配置される。

また、前記分岐部は多モード干渉カプラである。

また、前記光路長可変部は、配置される前記第２および前記第３の光路が前記１シンボル分の相対的な遅延時間差が与えられる光路であり、かつ、前記光路長可変部の下を信号光の通過方向が対向するように配置する。

また、前記光路長可変部は、配置される前記第２および前記第３の光路が前記１シンボル分の相対的な遅延時間差が与えられる光路であり、かつ、前記光路長可変部の下を各光信号の通過方向が対向して交差するように配置される。

また、前記光路長可変部は、配置される前記第１および前記第４の光路が前記１シンボル分の相対的な遅延時間差が与えられない光路であり、かつ、前記光路長可変部の下を通過するように配置する。

また、前記光路長可変部は、配置される前記第２および前記第３の光路が１シンボル分の相対的な遅延時間差が与えられる光路であり、かつ、前記光路長可変部の下を曲線的に通過するように配置する。

また、前記光路長可変部は、配置される前記第１および第３の光路または前記第２および前記第４の光路であり変調信号の１シンボル分の相対的な遅延時間差を与えられた光導波路と与えられない光導波路の双方を含み、かつ、前記光路長可変部の下を通過するように配置する。

また、入力光を分岐したほぼ等しいパワーの信号光を供給する分岐部と、Ｍ相差分位相偏移変調信号での１シンボル分の相対的な遅延時間差を第１および第４の信号光に与える遅延調整部と、第１と第２の信号光と、第３と第４の信号光において、それぞれ信号光が干渉することにより少なくとも２光信号を復調する復調部と、前記復調部からの少なくとも前記２光信号を電気信号に変換する少なくとも２つの光受光器と、前記遅延調整部は、前記入力光波長の１シンボルの相対的な遅延時間差がマルチレートの最小と最大の通信速度間の中心から−０．２ｄＢの受信感度が劣化する範囲内に２遅延干渉計の動作点が設定された光受信器。

以下、本発明を実施するための最良の形態について添付図面を参照しながら説明する。なお、全図を通して同一の符号は同一または相当部分を示すものとする。

次に示す第１から第３の実施態様は１基板上に２系統の遅延干渉計を混在させた例を示している。
図１は実施態様１乃至３を示す図である。
［第１の実施態様］
図１（Ａ）は、本発明の第１実施態様による光受信器の基本構成を示すブロック図である。まず、基本構成について各主要部の概要について説明する。図中、参照符号５００はシリカ基板あるいはリン化インジウム基板であり、２系統の遅延干渉計を１つの平面光波回路（Ｐｌａｎａｒ Ｌｉｇｈｔｗａｖｅ Ｃｉｒｃｕｉｔ：ＰＬＣ）チップに集積して小型化を図る。１０はシングルモードファイバ、１５は光導波路である。１６、１７は光分岐部であり、光方向性結合などにより構成されて入力ＤＱＰＳＫ信号光をほぼ等しく２分岐させる。３１乃至３４は光導波路であり、光分岐部１６，１７により４つのほぼ等しいパワーを有する信号光が光導波路３１乃至３４に分岐される。５０は光路長可変部であり、例えば薄膜ヒータで構成されて光導波路３２、３３の一部の等しい長さについて温度を可変にできる。また、薄膜ヒータの変わりにペルチェ素子を用いてもよいが、この場合には基板の下側にペルチェ素子を配置し基板全体の温度を制御するとよい。また、例えば少なくとも１対の電極を設け、発生させる電界の中に光導波路を通過するようにしてもよい。このような構成において、電極に電圧を印加するにより電界が発生し、この電界により光導波路の屈折率が変化するので薄膜ヒータと同様な作用・効果を得ることができる。

６０は復調部であり、２対の光導波路３１，３２および３３，３４を方向性結合により各対の光導波路からの２信号光を遅延干渉させることによりＤＱＰＳＫ変調信号光を強度変調の光信号として復調できる。即ち、復調部は２光導波路を方向性光結合することで構成することができる。

７０は光電気変換部であり、差動光受信回路で構成される。差動光受信回路は復調部６０からの相補２光信号を差動光受信回路により受信し、電気信号を出力する。なお、相補２出力信号光の一方のみを受信することも可能である。このような受信方法では信号品質は劣化するが廉価に作製できる。

８０は増幅器であり、光電気変換部７０からの電気信号を増幅する。本発明の実施態様の光受信器は前述のように構成される。

次に、図１に沿って光受信器の動作を説明する。

基板５００には２系統の遅延干渉計が作製される。即ち、光分岐部１７、光導波路３１，３２、および光結合部６０から第１の遅延干渉計が構成され、光分岐部１７、光導波路３３，３４、および光結合部６０からの第２の遅延干渉計が構成される。これらの光導波路３２、３４は、各光結合部６０において、ＤＰＱＳＫ変調信号の１シンボル分の相対的な遅延時間差を与えるように長さが設定される。そして、光導波路３２は、光結合部６０において光導波路３１の光信号と光信号波長の＋π／４の位相差を与えるように長さに設定される。

また、光導波路３４は、光結合部６０において光導波路３３の光信号と光信号波長の−π／４の位相差を与えるように長さに設定される。即ち、光導波路３２と光導波路３４との光信号間の相対的な位相差としてπ／２の奇数倍になるよう導波路の光路長が設定されることになる。

しかしながら、基板５００は基板素材が均一ではないなどの理由により、前記位相差をπ／２の奇数倍の状態で製造することは困難である。したがって、ＰＬＣ基板を製造した後に、光導波路３１乃至３４の屈折率の微調整をトリミングという技術を使って行なう。これは、微調整する箇所を局所的に過熱することによって行なうことができる。このような方法により可能な限り位相差を精密にπ／２の奇数倍に調整した状態で製品化することができる。

しかしながら、受信するＤＱＰＳＫ変調信号光の波長はある範囲で変動することが知られており、この波長変動により、光結合部６０での相対的な位相差を精密にπ／２の奇数倍に維持されているものの、光導波路３１、３２間での位相差を＋π／４および光導波路３３、３４間での位相差を−π／４に維持できなくなる。即ち、受信信号の品質劣化となる。

光路長可変部５０はこのように精密に位相差を制御することにより受信信号の品質劣化を防ぐように働く。すなわち、光導波路３１、３２間での位相差を＋π／４および光導波路３３、３４間での位相差を−π／４になるように制御することができる。なお、光導波路３１、３２間での位相差を−π／４および光導波路３３、３４間での位相差を＋π／４になるように制御してもよい。

以下は本発明の実施態様を詳細な動作を図面に沿って説明する。

シングルモードファイバ１０などを介してＤＱＰＳＫ変調された信号光を基板５００の光導波路１５に導く。そして信号光は光導波路１５から光分岐１６，１７を介して２対の信号光（４信号光）に分岐される。分岐された信号光は４本の光導波路３１乃至３４通過する。そのうち、光導波路３２、３４の２本は、ほぼ並行な状態で温度（屈折率）を可変に制御できる例えば薄膜ヒータ５０の下を通過する。さらに、光導波路３２、３４のうちヒータに下を通過する部分は薄膜ヒータの熱により温度が変化して光導波路の屈折率を変化させることができる。

受信する光信号波長が変動した場合には、２系統の干渉計の動作点（前記位相差も変動）も変動するので受信信号の品質が劣化することになる。このような場合には、基板５００上に作製している２系統の遅延干渉計（光導波路３１，３２および光導波路３３，３４）の光導波路を薄膜ヒータ５０により２系統の遅延干渉計の各位相差を−π／４および＋π／４になるよう調整することができる。なお、薄膜ヒータ５０を流れる電流を均一にすべく電極の位置を工夫する必要とされる可能性が考えられる。好適な電極を接続する位置としては縦と横の中点を接続するようにすると電流分布が左右または上下対称になり各光導波路の屈折率変化をほぼ等しくすることができる。あるいは、薄膜ヒータ５０の厚さを変化させて均等に電流が流れるようにしてもよい。

より具体的には、光導波路３１、３４との位相差と光導波路３２、３３との位相差とを光路長可変部（薄膜ヒータなど）５０により同時に且つ精密に調整することができる。即ち、ＤＱＰＳＫ信号を受信したときの信号品質、例えばビットエラーレートに基づき各遅延干渉計の動作点が前述の相対的な位相差が＋π／４および−π／４になるよう光路長可変部を用いて制御することができる。

光結合部６０によりＤＱＰＳＫ変調信号光は強度変調された光信号に復調され、相補２光信号になる。復調された強度変調信号光は光電気変換部の差動光受信回路７０により電気信号に変換され増幅器８０により増幅され、ＡおよびＢ信号として出力される。

以上のように構成することにより、光路長可変部により２系統の各遅延干渉計の動作点が前述の相対的な位相差として＋π／４および−π／４になるよう精密に調整することができる、次に、本発明がＭ相差分位相偏移変調にも適用できる例として、Ｄ８ＰＳＫ変調された信号光を受信する実施態様例を以下に示す。

まず、光受信器側の構成に変わりはなく、強度変調光信号を電気信号に変換した後に、即ち、ＤＱＰＳＫ変調信号の１シンボル時間前との位相差と、Ａ信号（Ｂ信号）を差動ＰＤ１（ＰＤ２）で受光した電気出力の対応を以下に示す。

PD1電流 正(0度)、負(90度)、負(180度)、正(270度)
PD2電流 正(0度)、正(90度)、負(180度)、負(270度)

以上示したようにＰＤ１とＰＤ２の電流（電圧）との組み合わせにより偏移角度を求めることができる。たとえば、ＰＤ１＝正、ＰＤ２＝正ならば０度であり、ＰＤ１＝正、ＰＤ２＝負ならば２７０度であることがわかる。この偏移角度に基づきをデジタル値の２ビットに変換することができる。

続いてＤ８ＰＳＫの例を説明する。Ｄ８ＰＳＫでは偏移角度を４５度ごとに識別する必要がある。偏移角度と電流の関係は以下のとおり。
PD1電流 正(0度),0(45),負(90),負(135),負(180),0(225),正(270度),正(315)
PD2電流 正(0度),正(45),正(90),0(135),負(180),負(225),負(270度),0(315)
このように検出したＰＤ１，ＰＤ２電流について、３値（正、０（零）、負）の値を識別することによりＤ８ＰＳＫ信号を復調することができる。またＤ１６ＰＳＫ以上についても同様に受信電流に対して多値識別器を設けることによりＭ相差分位相偏移変調変調信号（Ｍ＝２n）を受信できる。
［第２の実施態様］
図１（Ｂ）は、本発明の第１実施態様（図１Ａ）による光受信器の変形例を示す図である。本実施態様は第１実施態様の光導波路３１と３２とが基板上に非対称で配置され、且つ、光路長可変部５０をファイバ１０に対して斜めに配置されている点で異なっている。

即ち、２光導波路は非対称に配置され、ヒータを斜めに配置することができる。特に、実装上の制約や温度影響の制約がある場合にこのような配置が役に立つ。
［第３の実施態様］
図１（Ｃ）は、本発明の第１実施態様（図１Ａ）による光受信器の変形例を示す図である。第１および第２の実施態様では、１シンボル分の相対的な遅延光導波路３２，３３に位相調整用の光路長可変部を備えていたが、本実施態様では、他の光導波路３２、３４に光路長可変部５０を配置する点で異なっている。このように配置することにより例えば薄膜ヒータ長を長く配置することができる。とくに、小型化が進み、光路長可変部５０の制御により２系統の各遅延干渉計の動作点が前述の相対的な位相差として＋π／４および−π／４になるような光路差が得にくい場合にはこの構成が有効である。
［第４の実施態様］
次に示す第４から第７の実施態様は１チップ（基板）に２系統の遅延干渉計を混在させるとともにＭＭＩカプラを用いたものであり、さらに、中心線に沿って左右対称に光導波路が配置されている。

図２（Ａ）は、本発明の第１実施態様（図１Ａ）による光受信器の変形例を示すブロック図である。本発明の第１実施態様示す図１（Ａ）では、参照符号３１乃至３４は光導波路であり、光分岐部１６，１７により４つのほぼ等しいパワーを有する信号光が光導波路３１乃至３４に分岐される。このように４つの信号光に等しいパワーで分岐させるためには３個の光分岐部が必要であり、部品数が多く、かつ、光路長も長くなり、小型化に問題がある。

本実施態様では、シングルモードファイバ１０からＭＭＩカプラ（多モード干渉カプラ）２０に入力されたＤＱＰＳＫ信号光を少なくともほぼ同じパワーで４つに分岐させることができる。このようにＭＭＩカプラを本実施態様に用いることにより前記の光分岐部の数を３から１に減らすことができ、さらに、４つの信号光を得るために必要な光路長を短縮することもできるので一層小型化が可能になる。なお、ＭＭＩカプラの詳細については後述する。
［第５の実施態様］
図２（Ｂ）は、本発明の第４実施態様（図２Ａ）による光受信器の変形例を示すブロック図である。
本実施態様では光導波路３２と３３とが基板５００の中で交差し、且つ、薄膜ヒータ５０がファイバ１０に対してほぼ直角に配置されている点で異なっている。

即ち、光路長可変部５０の下に２光導波路をそれぞれ反対向きに通過させることにより、光路長可変部５０をシングルモードファイバに対してほぼ直角に配置することができる。このような光導波路配置により薄膜ヒータ５０等を配置する選択子を増やすことができる。
［第６の実施態様］
図２（Ｃ）は、本発明の第５実施態様（図２Ｂ）による光受信器の変形例を示すブロック図である。本実施態様では光導波路３２と３３とが光路長可変部５０の下で緩やかに交差する点で異なっている。さらに、薄膜ヒータ５０の少なくとも２つ角を光導波路３２、３３を通過させることにより薄膜ヒータ５０の下を通過する光導波路３２，３３を長くすることもできる。
［第７の実施態様］
図２（Ｄ）は本発明の第４実施態様（図２Ａ）による光受信器の変形例を示すブロック図である。本実施態様では、光導波路３３、３４を直線化するとともに、光導波路３１，３４を湾曲させることによりＤＱＰＳＫ変調信号の１シンボル分の相対的な遅延時間差を得るようにするものである。この実施態様では、光導波路３２，３３が薄膜ヒータ５０の直線部分の下を通過する距離を長くすることができるため小さな温度変化で比較的大きな光路長変化を得ることができる。
［第８の実施態様］
次に示す第４から第７の実施態様は１チップ（基板）に２系統の遅延干渉計を混在させるとともにＭＭＩカプラを用いたものであり、さらに、仮想の左右中心線に沿って上下非対称に薄膜ヒータなどが配置されている。

図３（Ａ）は本発明の第７実施態様（図２Ｄ）による光受信器の変形例を示すブロック図である。本実施態様では、光導波路３１、３４をほぼ直線化するとともに、光導波路３２，３３を湾曲させることによりＤＱＰＳＫ変調信号の１シンボル分の相対的な遅延時間差を得るようにするものである。この実施態様では、光導波路３２，３３を１対の曲線として配置され、かつ、中心線に対して非対称として配置している。このように配置することにより光路差長を得ることができるとともに、光導波路の曲線を緩やかにしているため薄膜ヒータを配置できる距離を長くとることができる。光路長を変化できる長さを大きくしたい場合には有効である。
［第９の実施態様］
図３（Ｂ）は本発明の第５実施態様（図２（Ｃ））による光受信器の変形例を示すブロック図である。本実施態様では、光導波路３１、３４をほぼ直線化するとともに、光導波路３２，３３を湾曲させることによりＤＱＰＳＫ変調信号の１シンボル分の相対的な遅延時間差を得るものである。この実施態様では、光導波路３２，３３を１対の曲線として配置され、かつ、中心線に対して対称として配置している。このように配置することにより光路長差を得ることができる。さらに、薄膜ヒータ５０を用いて光導波路の屈折率を変化させることにより前述の光導波路３１、３２間での位相差を＋π／４および光導波路３３、３４間での位相差を−π／４になるように制御することができる。

本実施態様では、薄膜ヒータ５０にさらに薄膜ヒータ５１を電気的に直列あるいは並列に接続することにより変化できる光路長を増加することができる。このようにヒータの長さを長く配置できることにより温度変化範囲を狭く抑えることができ経年変化や局所的な応力の発生を小さくすることができる。
［第１０の実施態様］
例えばペイロードの伝送速度が同じであっても、伝送フォーマット（ＳＯＮＥＴ／ＳＤＨ，ＯＴＮなど）が異なる場合には、通信速度（Ｂａｕｄ Ｓｐｅｅｄ）が異なることが知られている。これは、フレームのヘッダーサイズやＦＥＣサイズなどが異なることにより１シンボル（符号）を伝送するに必要な時間がわずかに異なってくることを意味する。即ち、ＤＱＰＳＫ変調された信号光を遅延干渉計により強度変調信号に復調する際には、この遅延干渉計が有する自由スペクトルレンジ（ＦＳＲ： Ｆｒｅｅ Ｓｐｅｃｔｒａｌ Ｒａｎｇｅ）をどの通信速度に設定するかによって復調される光信号のＱ値が異なってくる。

この通信速度を設定するための考えられるもっとも良い解決策は、使用する通信速度の１シンボル分の遅延を与える光導波路の長さを通信速度に応じて可変にすることである。しかしながら、遅延干渉用の可変長光導波路をシリカ基板やリン化インジウム基板などに作製することは、現在の技術では困難である。

現在の４０Ｇｂｐｓをサポートするマルチレートの通信速度の例として以下の２つが考えられる。

１９．９ＧＢａｕｄ（Giga Baud） シンボル時間（τ） ５０．２５ｐｓ
２１．９８ＧＢａｕｄ シンボル時間（τ） ４５．５ｐｓ
このような異なる２つ以上の通信速度を受信する場合、１９．９ＧＢの速度に一致させた場合、２１．９８ＧＢａｕｄでの通信速度の受信品質は劣化することになる。したがって、クライアントが，例えば，ＳＯＮＥＴからＯＴＮに接続装置を変更する場合に同じＱ値を維持するためには光受信器に備えられる遅延干渉計の自由スペクトルレンジを所望の値に合わせるために交換することが望ましい。

本発明の実施態様では、概ね同じであるクライアントデータ伝送レートにおけるマルチレートの光受信器を提供することを意図している。マルチレートをサポートするために本発明の実施態様では、第１の遅延干渉計と第２の遅延干渉計の１シンボル遅延時間を通信レートに一致させるのではなく、最大と最小の通信速度のほぼ中間あたりの通信速度に設定することによりマルチレートをサポートすることができる。より具体的には、シミュレーションにより、ＤＱＰＳＫ変調方式において遅延干渉計の片側アームの通信速度を１９．９ＧＢａｕｄに設定して光受信器を２１．９８Ｇｂａｕｄで受信した場合にはＱ値が−０．６ｄＢの減衰が生じる結果が得られている。一方、最大および最低通信速度のほぼ中間に遅延干渉計の動作点をあわせた場合には、１９．９ＧＢａｕｄおよび２１．９８Ｇｂａｕｄで約Ｑ値が−０．３ｄＢの減衰となっている。

このシミュレーション結果は、遅延干渉計の動作点を１９．９ＧＢａｕｄに設定してあっても、２１．９８Ｇｂａｕｄの通信速度でもわずかな受信品質の劣化はあるものの安定した状態で受信できることを発明者は発見した。

さらに別の実施態様では、このような技術的背景から最小と最大通信速度間において、前記通信速度間のほぼ中心から±１５％の通信速度の範囲内に遅延干渉計の動作点を設定すると、前記最小通信速度と最大通信速度において、受信品質の偏りを小さくすることができる。

さらに、図４に示す空間光学計の実施態様についても本発明の実施態様を適用することができる。以上から、２遅延干渉計の動作点を最小および最大の通信速度間においていずれかに設定して動作させることによりマルチレート受信器を提供することができる。なお、２遅延干渉計は独立に動作点を設定されてもよい。

図４に示す第１０の実施態様は第９の実施態様の変形の1例である。変更点に着目して説明する。

本実施態様では、シングルモードファイバなどにより受信するＤＱＰＳＫ変調信号光は光分岐部６５１およびハーフミラー２００５Ｈにより４つの信号光（２対）にパワー分岐される。光路長可変部は折返し反射器７６、位相板３００、から構成され、分岐された２対（４つ）の各一方は、折返し反射器７６により反射されてハーフミラー２００６Ｈに入射される。各他方の信号光はハーフミラ−２００５Ｈおよび位相差板３００を通過してハーフミラー２００６Ｈに入射される。ハーフミラ−２００５Ｈ、折返し反射器７６、ハーフミラー２００６Ｈまでの光路長とハーフミラ−２００５Ｈからハーフミラー２００６Ｈまでの光路長の相違により２対の信号光の各一方をＤＱＰＳＫ変調信号のほぼ１シンボル分の相対的な遅延時間差を生じさせ、且つ、位相差板３０により２対の信号光間の信号光波長位相差をほぼπ／２の奇数倍に設定できる。そして、各一方の信号光と各他方の信号光は干渉して強度変調の光信号に復調される。

しかしながら、ハーフミラー２００６Ｈから各受光素子への各光路長が異なっているため長さを等しくするように調節する必要がある。光路長調節部４５０は光学系で構成され、各受光素子までの伝播時間がほぼ等しくなるように光学系を作製する。このような光学系を復調された光信号が通過することにより差動光受信回路で相補的な２対の光信号Ａ、相補光信号Ａ、光信号Ｂ、相補光信号Ｂを電気信号に変換することができる。

この実施態様では部品点数が少なく、低コスト化、小型化、さらに調整箇所が少ないといった利点がある。さらに、入力側と出力側が両側に分離されていることから実装面でも小型化、他装置との連携に優れている。

以上、上述したように２系統の遅延干渉計には干渉する波長（位相差）に応じて出力信号のレベルが変化するＦＳＲ（ｆｒｅｅ ｓｐｅｃｔｒａｌ ｒａｎｇｅ）の周期を有している。

本発明の実施態様では、概ね同じであるクライアントデータ伝送レートにおけるマルチレートの光受信器を提供することを意図している。マルチレートをサポートするために本発明の実施態様では、第１の遅延干渉計と第２の遅延干渉計の１シンボル遅延時間を通信レートに一致させるのではなく、最大と最小の通信速度のほぼ中間あたりの通信速度に設定することによりマルチレート受信品質の偏りを小さくしてサポートすることができる。より具体的には、シミュレーションにより、ＤＱＰＳＫ変調方式において遅延干渉計の片側アームの通信速度を１９．９ＧＢａｕｄに設定して光受信器を２１．９８Ｇｂａｕｄで受信した場合にはＱ値が−０．６ｄＢの減衰が生じる結果が得られている。一方、最大および最低通信速度のほぼ中間に遅延干渉計の動作点をあわせた場合には、１９．９ＧＢａｕｄおよび２１．９８Ｇｂａｕｄで約Ｑ値が−０．３ｄＢの減衰となっている。

さらに、図４に示す空間光学計の実施態様についても本発明の実施態様を適用することができる。以上から、遅延干渉計の動作点を最小および最大の通信速度間での中心から８０％の範囲のいずれかで動作させることによりマルチレート受信器を提供することができる。即ち、例えば、最小の最大の通信速度が１９．９ＧＢａｕｄおよび２１．９８である場合には、２．０８ＧＢａｕｄの速度差が生じている。このような異なる通信速度において、最小の最大の通信速度間での３０％の範囲内（例えば１９．９＋２．０８＊０．３５乃至２１．９８−２．０８＊０．３５の範囲内）に遅延干渉計の動作点（例えば２０．８８ＧＢａｕｄ乃至２１．２５２ＧＢａｕｄ）のいずれかに設定することによって受信品質に偏りの小さいマルチレート受信器を提供することができる。

他の別な態様では、２つの遅延干渉計の１つは干渉の動作点を最大通信速度に設定するとともに、他の遅延干渉計は最低通信速度に設定してもよい。
このように設定することにより、ＦＥＣ（Ｆｏｒｗａｒｄ Ｅｒｒｏｒ Ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ）により総合的の通信品質を向上させることができる。
［ＭＭＩカプラの製造］
ＭＭＩ（Ｍｕｌｔｉｍｏｄｅ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）カプラは入力された信号光は、マルチモードの光導波路を広がりながら進行する。進行する際、左右上下の壁により全反射される。その結果、光導波路の形状にもよるが複数箇所に光パワーが集中する箇所が実験によりみることができる。

ＭＭＩカプラ設計ソフトウェアに光導波路、屈折率、この作業のパラメータとして入力することにより３次元的にシミュレーションするツールが販売されている。例えば、ＯｐｔｉＷａｖｅ社（カナダ国）社のＯｐｔｉＢＰＭが知られている。このマニュアルによればメニュからパラメータを入力することにより簡単なＭＭＩカプラを作成することができる。そして、入射位置から計算された距離（ｄ）において、４つの信号光集中箇所（ｐ１， ｐ２， ｐ３， ｐ４）を特定し、４シングルモード光導波路２０の出力ポート（Ｌ１， Ｌ２， Ｌ３， Ｌ４）に結合して４信号光を取り出すことができる。

本発明の第１乃至３の実施形態の光受信器の基本構成を示す図である。 本発明の第４乃至７の実施形態の光受信器の構成を示す図である。 本発明の第８乃至９の実施形態の光受信器の構成を示す図である。 本発明の第１０の実施形態の光受信器の構成を示す図である。 本発明のＭＭＩカプラの構成を示す図である。 光信号の各変調方式の特徴を示す図である。 波長合分波フィルタ（例えばＯＡＤＭ）通過耐力に関するシミュレーション結果を示す図である。 ＤＱＰＳＫ光送信機の従来構成例を示す図である。 ＲＺ−ＤＱＰＳＫ光信号の位相と強度を示す図である。 ＤＱＰＳＫ光送信機の従来構成例を示す図である。

１０ シングルモードファイバ
１５ 光導波路
１６，１７ 光分岐部
２０ ＭＭＩカプラ
３１，３２，３３，３４ 光導波路
５０ 光路長可変部
６０ 光結合部
７０ 差動光受信部
８０ 増幅器
５００ 基板

Claims (1)

1. 入力光を分岐したほぼ等しいパワーの信号光を供給する分岐部と、
   Ｍ相差分位相偏移変調信号での最小と最大の通信速度間の中間の通信速度のほぼ１シンボル分の相対的な遅延時間差を第１および第４の信号光に与える遅延調整部と、
   第１と第２の信号光と、第３と第４の信号光において、それぞれ信号光が干渉することにより少なくとも２光信号を復調する復調部と、
   前記復調部からの少なくとも前記２光信号を電気信号に変換する少なくとも２つの光受光器と、
   前記遅延調整部は、前記入力光波長の１シンボルの相対的な遅延時間差が、異なる伝送形式により異なる通信速度を有するマルチレートの最小と最大の通信速度間のほぼ中間の通信速度に２遅延干渉計の動作点として設定された光受信器。

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