JP5083134B2 - 偏波多重光送信器およびその制御方法 - Google Patents

Description

本発明は、光通信において偏波多重技術を適用して光信号を送信する偏波多重光送信器およびその制御方法に関する。

４０Ｇｂｉｔ／ｓ以上の超高速光伝送システムを実現するために、偏波多重技術に関する検討が盛んに行われている。偏波多重技術は、同一の波長に、互いに直交する二つの偏波状態の信号を多重して二つの独立した信号情報を伝送する方式である。偏波多重技術は、二つの偏波状態を利用できるため、伝送信号のボーレートを低減でき、周波数利用効率を増大できる。

この偏波多重技術を用いた光伝送システムについて、偏波多重光の伝送品質を向上させるため、主に受信部における偏波トラッキングに関する制御技術が種々提案されている（例えば、特許文献１参照）。偏波多重光伝送システムでは、偏波多重光の直交する偏波成分間のパルスタイミングに応じて、ファイバ非線形効果および偏波モード分散（Polarization Mode Dispersion：ＰＭＤ）に起因して発生する伝送特性の劣化量が異なることが知られている（例えば、非特許文献１参照）。

具体的には、図３０の左側に示すような偏波多重光における直交偏波成分間のパルス（ビット）配置について、ファイバ非線形耐力の点では、直交偏波成分間のパルスを半ビットずらしたビット・インターリーブド（bit-interleaved）偏波多重が良好な伝送特性となる（図３０の右側参照）。一方、ＰＭＤ耐力の点では、偏波多重光の直交偏波成分間のパルスタイミングが同位相となるビット・アラインド（bit-aligned）偏波多重が良好な伝送特性となる（図３０の中央参照）。したがって、所望の伝送特性を得るためには、光伝送システムの状態に応じて前記パルスタイミングを設定する必要がある。
特開２００２−３４４４２６号公報 D. van den Borne, et al., "1.6-b/s/Hz Spectrally Efficient Transmission Over 1700 km of SSMF Using 40 × 85.6-Gb/s POLMUX-RZ-DQPSK", Journal of Lightwave Technology, Vol.25, No.1, pp.222-232, Jan. 2007.2.

しかしながら、従来の偏波多重光伝送システムでは、偏波多重光を生成する装置の初期設定によって直交する偏波成分間のパルスタイミングが固定される。したがって、ＰＭＤの時間変動、波長パスの変更または波長間隔の変更などのシステム状態の変化が生じても、その変化に応じて直交偏波成分間のパルスタイミングを調整することができない。そのため、システム状態によっては伝送特性が大幅に劣化してしまうという問題がある。

上記の問題に対処して直交偏波成分間のパルスタイミングを変更可能にするためには、例えば、異なるパルスタイミングに対応した複数台の送信機を用意しておき、システム状態に応じて送信機を切り替えて使用する構成が考えられる。しかし、複数の送信機を設けることで装置が大型化、複雑化および高コスト化するという欠点がある。また、１台の送信機の直交偏波成分間のパルスタイミングをシステム状態に応じて手動で変更するような構成では、パルスタイミングの変更作業に時間がかかってしまうため、システム状態が高速かつ頻繁に変化する場合、そのような変化に対応することが困難である。

本発明は上記の点に着目してなされたもので、偏波多重光の直交する偏波成分間の遅延
時間を簡略な構成により柔軟に変更でき、システム状態の変化による偏波多重光の伝送特性劣化を抑圧可能な偏波多重光送信器およびその制御方法を提供することを目的とする。

上記の目的を達成するため、本発明による偏波多重光送信器の一態様は、偏波状態が互いに直交する第１および第２の光信号を含んだ偏波多重光を送信する偏波多重光送信器において、前記第１および第２の光信号の相対的な遅延時間を調整する遅延調整手段と、前記偏波多重光の一部を取り出したモニタ光に含まれる直交する偏波成分を互いに干渉させて偏波干渉光を生成し、該偏波干渉光を光電変換した電気信号の状態の変化に基づいて、前記第１および第２の光信号の間の遅延時間を判断し、該判断した遅延時間が所定の値となるように前記遅延調整手段における調整量を制御する遅延制御手段と、を備えるようにしたものである。

また、本発明による偏波多重光送信器の制御方法の一態様は、偏波状態が互いに直交する第１および第２の光信号を含んだ偏波多重光を送信する偏波多重光送信器の制御方法において、前記偏波多重光の一部をモニタ光として取り出し、該取り出したモニタ光に含まれる直交する偏波成分を互いに干渉させて偏波干渉光を生成し、該生成した偏波干渉光を光電変換した電気信号の状態の変化に基づいて、前記第１および第２の光信号の間の遅延時間を判断し、該判断した遅延時間が所定の値となるように、前記第１および第２の光信号の相対的な遅延時間を制御するようにした方法である。

上記のような偏波多重光送信器およびその制御方法によれば、偏波多重光に含まれる直交する偏波チャネル間の相対的な遅延時間（パルスタイミング）を簡略な構成により柔軟かつ高速に変更できるようになり、システム状態の変化による偏波多重光の伝送特性劣化を効果的に抑圧することが可能になる。

前述したように、従来の偏波多重光伝送システムには、システム状態の変化に応じて直交偏波成分間のパルスタイミングを調整できないという問題点がある。この問題点の対処策の一つとして、本出願人は、先願である特願２００８−１１９０１１号明細書において、送信ユニットから光伝送路に送信された偏波多重光を受信ユニットで受信し、該受信した偏波多重光の伝送特性に関する情報をモニタしてその結果を送信ユニットに伝達し、送信ユニットにおいて、受信ユニットからの伝送特性情報を基に偏波チャネル間の遅延時間を制御する技術を提案している。この先願発明は、上記の問題点を解決するのに有効ではあるが、制御系の構成が複雑であり、また、送信ユニットおよび受信ユニットの間で構成されるフィードバックループが長いため、制御時間が長くなるという課題が残されている。

そこで、本発明は、上記先願発明の課題も含めて、偏波多重光の直交する偏波成分間の遅延時間を簡略な構成により柔軟かつ高速に変更でき、システム状態の変化による偏波多重光の伝送特性劣化を抑圧可能な偏波多重光送信器およびその制御方法を提案する。以下、本発明の実施の形態について添付図面を参照しながら説明する。なお、全図を通して同一の符号は同一または相当部分を示すものとする。

図１は、第１実施形態の偏波多重光送信器の構成を示すブロック図である。
図１において、本実施形態の偏波多重光送信器は、例えば、光源部１１、偏波分離部１２、一組の光変調部１３Ａ，１３Ｂ、一組の変調駆動部１４Ａ，１４Ｂ、偏波合成部１５、遅延調整ユニット２０および遅延制御ユニット３０を備える。また、遅延調整ユニット２０は、一組の遅延量可変部２１Ａ，２１Ｂを有しており、遅延制御ユニット３０は、光
分岐部３１、偏波干渉部３２、光電変換部３３、信号処理部３４、パワー測定部３５および遅延制御部３６を有している。

光源部１１は、所要の波長を有する連続光または光パルス列を発生し、それを偏波分離部１２に出力する。
偏波分離部１２は、光源部１１からの出力光を偏波状態が互いに直交する二つの光に分離し、一方の光を光変調部１３Ａに出力し、他方の光を光変調部１３Ｂに出力する。

光変調部１３Ａ，１３Ｂは、偏波分離部１２で偏波分離された各光が偏波状態を保持したまま入力され、変調駆動部１４Ａ，１４Ｂから出力される変調信号に従って入力光を変調することにより、所望の光変調方式に対応した第１および第２の光信号（以下、偏波チャネルと呼ぶ場合がある）をそれぞれ生成し、該各光信号を偏波合成部１５に出力する。光変調部１３Ａ，１３Ｂから出力される各光信号の変調方式としては、例えば、ＮＲＺ（Non Return to Zero)やＲＺ（Return to Zero)、ＣＳ−ＲＺ（Carrier-Suppressed Return to Zero）、デュオバイナリ（Duobinary）などの強度変調方式、若しくは、ＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）やＤＱＰＳＫ（Differential Quadrature Phase Shift
Keying）、ＢＰＳＫ（Binary Phase Shift Keying）、ＤＢＰＳＫ（Differential Binary Phase Shift Keying）などの位相変調方式、または、これら強度変調方式および位相変調方式の組合せを適用することが可能である。

変調駆動部１４Ａ，１４Ｂは、それぞれ、外部等から与えられる伝送データに従って、上記光変調部１３Ａ，１３Ｂの変調方式に対応した変調信号を発生し、該変調信号をここでは遅延量可変部２１Ａ，２１Ｂを介して光変調部１３Ａ，１３Ｂに供給する。
偏波合成部１５は、各光変調部１３Ａ，１３Ｂから出力される偏波状態の直交した各光信号を１つに合成する。この合成された偏波多重光は、遅延制御ユニット３０の光分岐部３１を通って本偏波多重光送信器の出力ポートＯＵＴから外部に送信される。

なお、ここでは偏波分離部１２および偏波合成部１５を用いて２つの偏波成分の分離と合成を行う構成例を示したが、本発明はこれに限らず、例えば図２の上段に示すような光分岐部１６，偏波調整部１７Ａ，１７Ｂおよび光合波部１８を組み合わせた構成を適用することも可能である。この構成では、光源部１１からの出力光が光分岐部１６で２分岐された後に、各光変調部１３Ａ，１３Ｂでそれぞれ変調され、各々の変調光が対応する偏波調整部１７Ａ，１７Ｂに入力される。各偏波調整部１７Ａ，１７Ｂでは、２つの変調光の偏波を直交させる調整が行われる。該各偏波調整部１７Ａ，１７Ｂの具体的な構成例としては、一方にλ／４板を設け、他方に−λ／４板を設けて、２つの変調光の偏波を直交させるようにしてもよい。若しくは、一方にλ／２板を設けて、偏波直交を実現してもよい。または、両方に可変偏波制御器を設け、各々の出力光をフィードバックして、２つの変調光の偏波が直交するように調整を行うようにしてもよい。そして、各偏波調整部１７Ａ，１７Ｂの出力光が、光合波部１８に与えられて１つに合波されることで偏波多重光が生成される。また例えば、図２の下段に示すように、光源部１１として２つの光源１１Ａ，１１Ｂを用い、各光源１１Ａ，１１Ｂの出力光を各光変調部１３Ａ，１３Ｂに供給する構成も可能である。この場合、低パワーの光源を２つ用いて光源部１１を実現することができる。

光分岐部３１は、偏波合成部１５から出力ポートＯＵＴに送られる偏波多重光の一部をモニタ光として分岐し、該モニタ光を偏波干渉部３２に出力する。
偏波干渉部３２は、光分岐部３１からのモニタ光に含まれる直交する偏波成分（偏波チャネル）を互いに干渉させて偏波干渉光を生成し、それを光電変換部３３に出力する。この偏波干渉部３２は、例えば図３〜図７に示すような種々の構成により実現することが可能である。

図３に示す偏波干渉部３２の第１構成例は、偏波角度調整器３２１および偏光子３２２を有する。偏波角度調整器３２１は、光分岐部３１からのモニタ光が与えられ、該モニタ光の直交する偏波チャネルｘ，ｙの各偏波方向が偏光子３２２の主軸ａの方向からずれるように、モニタ光の偏波角度を調整する。なお、図中の破線矢印で示すｚ方向は、モニタ光の光軸方向を示している。偏光子３２２は、偏波角度調整器３２１で偏波角度の調整されたモニタ光が与えられることにより、該モニタ光の偏波チャネルｘ，ｙを互いに干渉させた光を生成し、該偏波干渉光を光電変換部３３に出力する。この偏光子３２２の主軸ａの方向に対する一方の偏波チャネルｙの偏波方向のずれ角度をθとすると、該ずれ角度θは、４５°＋３６０°×Ｎ（ただし、Ｎは整数とする）となるようにするのが望ましい。このようなずれ角度θに調整することにより、偏波干渉光を効率的に発生させることが可能になる。

図４に示す偏波干渉部３２の第２構成例は、上記図３の第１構成例における偏光子３２２に代えて、偏波分離器３２３を適用したものである。この第２構成例においても、偏波角度調整器３２１では、光分岐部３１からのモニタ光の直交する偏波チャネルｘ，ｙの各偏波方向が偏波分離器３２３の主軸ａの方向からずれるように（望ましくは、ずれ角度θが４５°＋３６０°×Ｎとなるように）、モニタ光の偏波角度の調整が行われる。偏波分離器３２３は、偏波角度調整器３２１からの出力光が与えられることにより、モニタ光の偏波チャネルｘ，ｙを互いに干渉させた光を生成し、該偏波干渉光を第１，２出力ポートからそれぞれ出力する。ここでは、偏波分離器３２３の第１出力ポートから出力される偏波干渉光が光電変換部３３に送られ、偏波分離器３２３の第２出力ポートには光終端器３２４が接続されている。

なお、上記偏波干渉部３２の第１，２構成例では、偏波分離器３２３を用いてモニタ光の偏波角度を調整する場合を説明したが、該偏波分離器３２３に代えて、光分岐部３１の分岐ポートと偏光子３２２または偏波分離器３２３の入力ポートとの間を偏波保持ファイバで接続する構成とし、該偏波保持ファイバを各ポートにスプライス接続する際に、所要の角度ずれが付加されるようにしてもよい。

図５に示す偏波干渉部３２の第３構成例は、上記図４の第２構成例について、光終端器３２４に代えて、偏波角度調整器３２５を偏波分離器３２３の第２出力ポートに接続すると共に、該偏波角度調整器３２５の出力光と、偏波分離器３２３の第１出力ポートからの出力光とを合成する偏波合成器３２６を設けている。この第３構成例では、偏波角度調整器３２１において、光分岐部３１からのモニタ光の直交する偏波チャネルｘ，ｙのうちの一方の偏波方向（ここでは、偏波チャネルｙの偏波方向）が偏波分離器３２３の主軸ａの方向に一致するように、モニタ光の偏波角度が調整される。この偏波角度調整器３２１の出力光が偏波分離器３２３に与えられることにより、偏波分離器３２３の第１出力ポートから偏波チャネルｙが出力され、偏波分離器３２３の第２出力ポートから偏波チャネルｘが出力されるようになる。偏波分離器３２３の第２出力ポートから出力される偏波チャネルｘは、偏波角度調整器３２５において、偏波チャネルｙと同じ偏波方向となるように、偏波方向が９０°回転される。そして、偏波分離器３２３の第１出力ポートから出力される偏波チャネルｙと、偏波角度調整器３２５で９０°回転された偏波チャネルｘとが、偏波合成器３２６に入力されることにより、各偏波チャンネルｘ，ｙを互いに干渉させた光が生成され、該偏波干渉光が光電変換部３３に送られる。

図６に示す偏波干渉部３２の第４構成例は、上記図５の第３構成例で用いていた偏波角度調整器３２５に代えて、ファラデー回転ミラー（faraday rotate mirror：ＦＲＭ）３２７を設けている。ＦＲＭ３２７は、入射光を反射する際に偏波角度を９０°回転させる光学特性を有している。ここでは、偏波分離器３２３の第２出力ポートから出力される偏
波チャネルｘがＦＲＭ３２７で反射されることにより、該偏波チャネルｘが偏波チャネルｙと同じ偏波方向とされる。これにより、第３構成例の場合と同様に、偏波合成器３２６において、各偏波チャンネルｘ，ｙを互いに干渉させた光が生成され、該偏波干渉光が光電変換部３３に送られる。

図７に示す偏波干渉部３２の第５構成例は、光アンプ３２８および非線形素子３２９を有する。光アンプ３２８は、光分岐部３１からのモニタ光が入力され、該モニタ光のパワーを後段の非線形素子３２９で非線形効果が発生し得るレベルまで増幅して出力する。非線形素子３２９は、光アンプ３２８で増幅されたモニタ光および外部等から与えられる制御光が入力され、非線形効果の一つである相互位相変調（cross phase modulation：ＸＰＭ）により、公知の光カースイッチの動作原理と同様にして、モニタ光の偏波チャネルの偏波方向を回転させる。例えば、非線形素子３２９で発生するＸＰＭにより、モニタ光の偏波チャネルｘの偏波方向が所定の角度φ回転することにより、回転後の偏波チャネルｘの偏波チャネルｙに平行な成分と偏波チャネルｙとが互いに干渉するようになり、該偏波干渉光が非線形素子３２９から光電変換部３３に送られる。

なお、ここでは偏波干渉部３２について第１〜第５構成例を列挙したが、本発明に用いる偏波干渉部は上記の構成例に限定されるものではなく、モニタ光の直交する偏波チャネルｘ，ｙを互いに干渉させることが可能な任意の構成を適用することが可能である。

光電変換部３３（図１）は、偏波干渉部３２から出力される偏波干渉光が入力され、該入力光を電気信号に変換して出力する。
信号処理部３４は、光電変換部３３から出力される電気信号について、少なくとも直流（ＤＣ）成分を除去して、交流（ＡＣ）成分を抽出する。

この信号処理部３４で抽出する交流成分の周波数帯域については、より広い帯域を確保することによって、後段のパワー測定部３５における測定パワーを増加させることが可能になる。ただし、後で詳しく説明するように、偏波干渉光の交流成分の一部のパワーの変化をモニタするだけでも偏波チャネル間の遅延時間を判断することができるので、信号処理部３４で抽出する交流成分の周波数帯域を制限することも可能である。モニタ系に高周波回路を適用した場合、サイズおよびコストを増加させる要因になるので、偏波多重光送信器の小型化および低コスト化という観点からすると、信号処理部３４で抽出する交流成分の周波数帯域を低くするのが望ましく、具体的には、変調信号のボーレートよりも低域側に制限するのが好ましい。このような信号処理部３４は、直流成分を除去するキャパシタおよび低域透過フィルタ（ＬＰＦ）の組合せや、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）を使用して構成することが可能である。

パワー測定部３５は、信号処理部３４で抽出された交流成分のパワー（周波数帯域内のトータルパワー）を測定し、その測定結果を遅延制御部３６に伝える。
遅延制御部３６は、パワー測定部３５で測定されるパワーの変化に基づいて、偏波チャネル間の遅延時間を判断し、該遅延時間が所望の値になるように各遅延量可変部２１Ａ，２１Ｂの遅延量をフィードバック制御する制御信号を生成する。

遅延量可変部２１Ａは、変調駆動部１４Ａから光変調部１３Ａに供給される変調信号に可変の遅延量を与える。また、遅延量可変部２１Ｂは、変調駆動部１４Ｂから光変調部１３Ｂに供給される変調信号に可変の遅延量を与える。遅延量可変部２１Ａ，２１Ｂの各遅延量は、遅延制御部３６からの制御信号に従って制御される。なお、ここでは各光変調部１３Ａ，１３Ｂにそれぞれ対応させて遅延量可変部２１Ａ，２１Ｂを個別に設けているが、各光変調部１３Ａ，１３Ｂに与えられる変調信号間の相対的な遅延時間が可変であればよいので、２つの遅延量可変部２１Ａ，２１Ｂのうちの一方を省略することも可能である
。

次に、第１実施形態の動作について説明する。
上記のような構成の偏波多重光送信器では、光源部１１からの出力光が、偏波分離部１２で偏波状態の直交する二つの光に分離された後に、各光変調部１３Ａ，１３Ｂでそれぞれ変調され、該各変調光が偏波合成部１５で合成されて偏波多重光が生成される。この偏波多重光は、出力ポートＯＵＴに接続される図示しない光伝送路等に送信されると共に、その一部が光分岐部３１によりモニタ光として分岐されて偏波干渉部３２に与えられる。

偏波干渉部３２では、モニタ光の直交する偏波チャネルｘ，ｙを互いに干渉させた光が生成される。該偏波干渉光は、光電変換部３３で電気信号に変換された後、該電気信号の交流成分が信号処理部３４で抽出され、該交流成分のパワーがパワー測定部３５で測定され、その測定結果が遅延制御部３６に伝えられる。
遅延制御部３６では、パワー測定部３５の測定結果、すなわち、偏波干渉光を光電変換した電気信号の交流成分のパワーの変化を基に、偏波チャネル間の遅延時間が判断される。

ここで、遅延制御部３６における偏波チャネル間の遅延時間の判断方法について詳しく説明する。以下の説明では、例えば、各光変調部１３Ａ，１３ＢにおいてＲＺ−ＤＱＰＳＫ変調が行われ、該各光変調部１３Ａ，１３Ｂでそれぞれ生成されるＲＺ−ＤＱＰＳ信号光を偏波合成部１５で偏波多重した信号光（以下、Ｐｏｌ−ＭＵＸ＿ＲＺ−ＤＱＰＳＫ信号光と表記する）を送信する場合を想定する。なお、Ｐｏｌ−ＭＵＸ＿ＲＺ−ＤＱＰＳＫ信号光のビットレートは４３Ｇｂｐｓに設定している。

図８は、偏波多重光送信器の出力ポートＯＵＴから送信されるＰｏｌ−ＭＵＸ＿ＲＺ−ＤＱＰＳＫ信号光の光波形および電気スペクトルを、直交する偏波チャンネル間の遅延時間に応じて計算した一例である。図８の上段が光波形、中段が周波数帯域を５０ＧＨｚまでとした交流成分の電気スペクトル、下段が２ＧＨｚ以下の周波数帯域を拡大した電気スペクトルを表している。

図８より、各光変調部１３Ａ，１３Ｂで生成されるＲＺ−ＤＱＰＳ信号光（偏波チャンネル）間の遅延時間が変化すると、偏波多重光送信器から送信されるＰｏｌ−ＭＵＸ＿ＲＺ−ＤＱＰＳＫ信号光の光波形が変動し、遅延時間が０ビット時間（タイムスロット）または１ビット時間のときの光波形と、遅延時間が１／２ビット時間のときの光波形とを比較すると顕著な違いが生じることが分かる。一方、Ｐｏｌ−ＭＵＸ＿ＲＺ−ＤＱＰＳＫ信号光の電気スペクトルについては、偏波チャンネル間の遅延時間が変化しても有意な変動は生じていない。すなわち、偏波多重光送信器から送信されるＰｏｌ−ＭＵＸ＿ＲＺ−ＤＱＰＳＫ信号光を直接光電変換して電気スペクトルをモニタしただけでは、偏波チャンネル間の遅延時間を判断することが困難である。そこで、本実施形態では、偏波多重光送信器から送信される偏波多重信号光の一部を光分岐部３１でモニタ光として取り出し、該モニタ光の直交する偏波チャンネルを偏波干渉部３２で互いに干渉させて偏波干渉光を生成し、該偏波干渉光の電気スペクトルの変化を基に偏波チャンネル間の遅延時間を判断可能にしている。

図９は、上記図８のＰｏｌ−ＭＵＸ＿ＲＺ−ＤＱＰＳＫ信号光について、直交する偏波チャンネルを互いに干渉させた偏波干渉光の光波形および電気スペクトルを計算した一例である。また、図１０は、図９の電気スペクトル（５０ＧＨｚまでの交流成分）について、偏波チャンネル間の遅延時間が０，１／４および１／２ビット時間の場合を拡大して示したものである。
図９および図１０に示すように、偏波干渉光を光電変換した電気スペクトルは、偏波チ
ャンネル間の遅延時間が０ビット時間から１／２ビット時間に増大すると、交流成分のトータルパワーが低下する。さらに、偏波チャンネル間の遅延時間が１／２ビット時間から１ビット時間に増大すると、交流成分のトータルパワーが上昇する。つまり、偏波干渉光を光電変換した電気信号の交流成分のパワーは、偏波チャンネル間の遅延時間がｎビット時間（ただし、ｎは整数）の場合に極大になり、（２ｎ＋１）／２ビット時間の場合に極小になる。

また、上記偏波干渉光を光電変換した電気信号の交流成分のパワーは、モニタする交流成分の周波数帯域を変化させると、例えば図１１のような変化を示す。この図１１の計算結果によれば、モニタ周波数帯域（図１１では、信号光のボーレートに対する比率で表している）が広くなる程、交流成分のモニタパワーが増加する。ただし、偏波チャンネル間の遅延時間に対するモニタパワーの関係は、モニタ周波数帯域の広狭に関係なく、遅延時間が０，１ビット時間の場合に極大、１／２ビット時間の場合に極小となる。したがって、前述したように、信号処理部３４によりモニタ周波数帯域を低周波の交流成分に制限して、光送信器の小型化および低コスト化を図るようにしても、パワー測定部３５における測定パワーに基づいて、偏波チャンネル間の遅延時間を判断することができる。

図１２は、信号処理部３４として、直流成分を除去するキャパシタと、３ｄＢ帯域幅が３００ＭＨｚの低域透過フィルタ（ＬＰＦ）との組合せを適用した場合に、パワー測定部３５で測定されるパワーと偏波チャネル間の遅延時間との関係を計算により求めた図である。このように、モニタ周波数帯域を３００ＭＨｚの低域に制限しても、測定パワーの変化を基に偏波チャネル間の遅延時間を判断することが可能である。

上記のような偏波干渉光の特性に着目することにより、遅延制御部３６は、偏波チャネル間の遅延時間をビットインタリーブに設定する場合には、測定パワーが極小になるように各遅延量可変部２１Ａ，２１Ｂのフィードバック制御を行えばよく、また、偏波チャネル間の遅延時間をビットアラインに設定する場合には、測定パワーが極大になるように、各遅延量可変部２１Ａ，２１Ｂのフィードバック制御を行えばよい。さらに、偏波チャネル間の遅延時間をビットインタリーブとビットアラインの間に設定することも可能であり、この場合には、極大と極小間の関係からオフセットをかけてフィードバック制御を行えばよい。つまり、本発明を適用することにより、直交する偏波チャネル間の遅延時間（パルスタイミング）を所望の値に設定することが可能になる。

なお、上記のフィードバック制御は、例えば、光変調部１３Ａ，１３Ｂに与えられる変調信号の少なくとも一方に低周波信号（ディザリング信号）を重畳し、モニタ結果に含まれるディザリング成分の変化量を観測することにより比較的に容易に実現することが可能である。

上記遅延制御部３６によるフィードバック制御の具体的な一例として、偏波チャネル間の遅延時間をビットインタリーブおよびビットアラインのいずれかに設定する場合のフローチャートを図１３に示す。まず、遅延制御部３６には、送信光の偏波チャネル間の遅延時間の設定を、ビットインタリーブおよびビットアラインのいずれにするかの指示が与えられる（Ｓ１１）。この指示は、例えば、偏波多重光送信器の起動時や、該偏波多重光送信器が適用される光伝送システムにおいて偏波多重光が伝送される光パスの切替えが行われるなどしてシステムの状態が変化した場合に、外部等から遅延制御部３６に与えられるようにしてもよい。上記の指示を受けた遅延制御部３６では、該指示の判定が行われ（Ｓ１２）、偏波チャネル間の遅延時間をビットインタリーブに設定する場合にはステップ１３に進み、ビットアラインに設定する場合にはステップ１６に進む。

ビットインタリーブの設定が指示されると、まず、各遅延量可変部２１Ａ，２１Ｂの遅
延量が、ビットインタリーブに対応させて予め定められた初期値に設定される（Ｓ１３）。これにより、各遅延量可変部２１Ａ，２１Ｂで初期値に従い遅延された変調信号が各光変調部１３Ａ，１３Ｂに与えられ、該各変調信号に従って変調された各々の信号光（偏波チャネル）が偏波合成部１５で合成されて偏波多重光が生成される。この偏波多重光の一部が光分岐部３１でモニタ光として分岐され、該モニタ光が偏波干渉部３２、光電変換部３３、信号処理部３４およびパワー測定部３５に順に与えられることで、偏波干渉光を光電変換した電気信号の交流成分のパワーが測定され、その測定結果が遅延制御部３６に伝えられる（Ｓ１４）。遅延制御部３６では、パワー測定部３５の測定パワーの変化を観測し、該測定パワーが極小になるように各遅延量可変部２１Ａ，２１Ｂの遅延量のフィードバック制御が行われる（Ｓ１５）。これにより、ビットインタリーブ設定の偏波多重光が出力ポートＯＵＴから安定して送信されるようになる。

一方、ビットアラインの設定が指示されると、まず、各遅延量可変部２１Ａ，２１Ｂの遅延量が、ビットアラインに対応させて予め定められた初期値に設定される（Ｓ１６）。これにより、各遅延量可変部２１Ａ，２１Ｂで初期値に従い遅延された変調信号が各光変調部１３Ａ，１３Ｂに与えられ、該各変調信号に従って変調された各々の信号光（偏波チャネル）が偏波合成部１５で合成されて偏波多重光が生成される。この偏波多重光の一部が光分岐部３１でモニタ光として分岐され、該モニタ光が偏波干渉部３２、光電変換部３３、信号処理部３４およびパワー測定部３５に順に与えられることで、偏波干渉光を光電変換した電気信号の交流成分のパワーが測定され、その測定結果が遅延制御部３６に伝えられる（Ｓ１７）。遅延制御部３６では、パワー測定部３５の測定パワーの変化を観測し、該測定パワーが極大になるように各遅延量可変部２１Ａ，２１Ｂの遅延量のフィードバック制御が行われる（Ｓ１８）。これにより、ビットアライン設定の偏波多重光が出力ポートＯＵＴから安定して送信されるようになる。

上記のように第１実施形態の偏波多重光送信器によれば、内部に設けた簡略な構成の遅延制御ユニット３０により偏波干渉光を光電変換した電気信号の交流成分のパワー変化をモニタするようにしたことで、該モニタ結果に基づいて偏波多重光の直交する偏波チャネル間のパルスタイミングを柔軟かつ高速に変更することができるため、システム状態の変化による偏波多重光の伝送特性劣化を効果的に抑圧することが可能である。

次に、上記第１実施形態に対応した具体的な実施例について説明する。
図１４は、偏波多重光送信器の実施例１−１の構成を示すブロック図である。この実施例１−１では、前述したＰｏｌ−ＭＵＸ＿ＲＺ−ＤＱＰＳＫ信号光を送信する偏波多重光送信器の具体的な構成の一例を示す。
図１４に示す偏波多重光送信器は、半導体レーザ（ＬＤ）１１１から出力される連続光を、偏波ビームスプリッタ１２１で偏波状態が互いに直交する二つの光に分離し、一方の光を、縦続接続されたＤＱＰＳＫ変調器１３１ＡおよびＲＺ変調器１３２Ａに与え、他方の光を、縦続接続されたＤＱＰＳＫ変調器１３１ＢおよびＲＺ変調器１３２Ｂに与える。

ＤＱＰＳＫ変調器１３１Ａは、伝送データに従って変調信号生成回路１４１Ａで生成される変調信号ＤＡＴＡ＿Ａ，ＤＡＴＡ＿Ｂが位相シフタ２１１Ａを介して与えられるドライバアンプ１４２Ａ，１４３Ａからの出力信号により駆動され、偏波ビームスプリッタ１２１からの入力光をＤＱＰＳＫ変調する。また、ＲＺ変調器１３２Ａは、前記変調信号ＤＡＴＡ＿Ａ，ＤＡＴＡ＿Ｂに同期したクロック信号ＣＬＫ＿Ａが位相シフタ２１１Ａを介して与えられるドライバアンプ１４５Ａからの出力信号により駆動され、ＤＱＰＳＫ変調器１３１Ａから出力されるＤＱＰＳＫ変調光を強度変調して、ＲＺ−ＤＱＰＳＫ変調光を生成する。

ＤＱＰＳＫ変調器１３１Ｂは、伝送データに従って変調信号生成回路１４１Ｂで生成さ
れる変調信号ＤＡＴＡ＿Ｃ，ＤＡＴＡ＿Ｄが位相シフタ２１１Ｂを介して与えられるドライバアンプ１４２Ｂ，１４３Ｂからの出力信号により駆動され、偏波ビームスプリッタ１２１からの入力光をＤＱＰＳＫ変調する。また、ＲＺ変調器１３２Ｂは、前記変調信号ＤＡＴＡ＿Ｃ，ＤＡＴＡ＿Ｄに同期したクロック信号ＣＬＫ＿Ｂが位相シフタ２１１Ｂを介して与えられるドライバアンプ１４５Ｂからの出力信号により駆動され、ＤＱＰＳＫ変調器１３１Ｂから出力されるＤＱＰＳＫ変調光を強度変調して、ＲＺ−ＤＱＰＳＫ変調光を生成する。なお、ここでは変調信号生成回路１４１Ｂで生成されるクロック信号ＣＬＫ＿Ｂに対して、発振器３６３から出力される低周波信号がディザリング信号として重畳されている。

上記各ＤＱＰＳＫ変調器１３１Ａ，１３１Ｂは、例えば、電気光学効果を有する基板に形成された第１マッハツェンダ（Mach-Zehnder：ＭＺ）型光導波路と、該第１ＭＺ型光導波路の一対の分岐アーム上にさらに設けられた第２および第３ＭＺ型光導波路と、をそれぞれ備えている。偏波ビームスプリッタ１２１からの入力光は、第１ＭＺ型光導波路によって２つに分岐されて、各分岐アーム上の第２および第３ＭＺ型光導波路にそれぞれ入力される。第２および第３ＭＺ型光導波路では、各々の分岐アームに沿って配置された電極にドライバアンプからの出力信号が印加され、これにより生じる電界によって各々の分岐アームの屈折率が変化することで、導波光が伝送データに従って位相変調される。第２および第３ＭＺ型光導波路から出力される各々の位相変調光は、一方の位相変調光が位相シフタに与えられて該位相がπ／２シフトされた後に、第１ＭＺ型光導波路によって合波される。なお、第２および第３ＭＺ型光導波路上のバイアス電極並びに位相シフタには、バイアス供給回路１４４Ａ，１４４Ｂから出力される所要のバイアス電圧が与えられている。

上記各ＲＺ変調器部１３２Ａ，１３２Ｂは、例えば、電気光学効果を有する基板に形成されたＭＺ型光導波路および該ＭＺ型光導波路の分岐アームに沿って配置された電極を備えている。この電極にはドライバアンプから１４５Ａ，１４５Ｂの出力信号が印加され、これにより生じる電界によってＭＺ型光導波路の各分岐アームの屈折率が変化することにより、ＤＱＰＳＫ変調器１３１Ａ，１３１ＢからのＤＱＰＳＫ変調光がクロック信号に従って強度変調（パルスカーバー）されることにより、ＲＺ−ＤＱＰＳＫ変調光が生成される。なお、ＭＺ型光導波路上のバイアス電極には、バイアス供給回路１４６Ａ，１４６Ｂから出力される所要のバイアス電圧が与えられている。

各ＲＺ変調器部１３２Ａ，１３２Ｂから出力されるＲＺ−ＤＱＰＳＫ変調光は、偏波ビームコンバイナ１５１に与えられて１つに合成され、Ｐｏｌ−ＭＵＸ＿ＲＺ−ＤＱＰＳＫ信号光が生成される。該Ｐｏｌ−ＭＵＸ＿ＲＺ−ＤＱＰＳＫ信号光は、出力ポートより外部に送信される共に、その一部が光分岐カプラ３１１でモニタ光として分岐される。該モニタ光は、ここでは偏波角度調整器３２１を介して偏光子３２２に与えられ（前述の図３に示した偏波干渉部３２の第１構成例に対応）、直交する偏波チャネルを互いに干渉させた偏波干渉光が生成される。該偏波干渉光は、受光素子（ＰＤ）３３１で電気信号に変換された後、その直流成分がキャパシタ３４１で除去され、さらに、交流成分がフィルタ回路（ＦＩＬ）３４２で所要の周波数帯域に制限される。そして、フィルタ回路３４２を通過した電気信号がパワーモニタ３５１に与えられてパワーの測定が行われ、その測定結果が同期検波回路３６１に伝えられる。

同期検波回路３６１では、発振器３６３からの低周波信号を用いて、パワーモニタ３５１からの出力信号に含まれるディザリング成分の同期検波を行い、その結果を遅延制御回路３６２に伝える。遅延制御回路３６２では、同期検波回路３６１の出力信号の変化が観測され、前述の図１３に示したフローチャート等に従って、各位相シフタ２１１Ａ，２１１Ｂにおける遅延量のフィードバック制御が行われる。

上記のような実施例１−１の偏波多重光送信器によれば、システムの状態に応じて偏波チャネル間の遅延時間を柔軟かつ高速に変更することができるため、良好な伝送特性が得られるＰｏｌ−ＭＵＸ＿ＲＺ−ＤＱＰＳＫ信号光を安定して送信することが可能である。

次に、上記第１実施形態に対応した他の実施例について説明する。
図１５は、偏波多重光送信器の実施例１−２の構成を示すブロック図である。
図１５に示す偏波多重光送信器の構成が前述の図１４に示した実施例１−１と異なる部分は、偏波ビームコンバイナ１５１における漏れ光をモニタ光として利用することにより、光分岐カプラ３１１を省略した部分である。

偏波ビームコンバイナ１５１は、例えば、各ＲＺ変調器１３２Ａ，１３２Ｂから出力されるＲＺ−ＤＱＰＳＫ変調光をＹ分岐型導波路を用いて合成する場合、偏波多重光の一部がＹ分岐型導波路から基板に漏れ出すので、この漏れ光を偏波角度調整器３２１の入力ポートに導くようにすることで（例えば、Ｙ分岐型導波路が形成された基板上のＹ分岐部分近傍に、偏波角度調整器３２１を設ける、または、偏波角度調整器３２１を省略して主軸方向を最適化した偏光子３２２を設ける等）、モニタ光として漏れ光を利用することが可能である。また例えば、各ＲＺ変調器１３２Ａ，１３２Ｂから出力されるＲＺ−ＤＱＰＳＫ変調光を２入力２出力の方向性結合型導波路を用いて合成する場合には、該方向性結合型導波路の２つの出力ポートのうちの、送信器の出力ポートＯＵＴに接続されていない側の出力ポートに導かれる光（前記漏れ光に相当）をモニタ光として偏波角度調整器３２１に与えるようにしてもよい。

上記のような構成を適用することにより、偏波ビームコンバイナ１５１が偏波合成部１５および光分岐部３１の両機能を備えるようになるため、より小型で低コストの偏波多重光送信器を実現することが可能になる。

次に、上記第１実施形態に対応した別の実施例について説明する。
図１６は、偏波多重光送信器の実施例１−３の構成を示すブロック図である。
図１６に示す偏波多重光送信器の構成が前述の図１４に示した実施例１−１と異なる部分は、偏光子３２２に代えて偏波合成器３２６を設け、偏波角度調整器３２１から出力されるモニタ光と、偏波ビームコンバイナ１５１における漏れ光とを前記偏波合成器３２６に与えて合成するようにした部分である。

上記の構成では、偏波角度調整器３２１において、光分岐カプラ３１１で分岐されたモニタ光の偏波角度が、偏波ビームコンバイナ１５１の漏れ光の偏波角度に対して相対的に９０°回転するように調整される。そして、偏波角度調整器３２１の出力光と偏波ビームコンバイナ１５１の漏れ光とが偏波合成器３２６で合成されることにより、直交する偏波チャネルが互いに干渉するようになり、該偏波干渉光が偏波合成器３２６から受光素子３３１に出力されるようになる。

上記のような構成を適用することにより、偏波多重光をより効率的に発生させることができる。よって、パワーモニタ３５１におけるモニタ強度を増加させることが可能になる。或いは、フィルタ回路３４２での帯域制限をより低域側に設定しても所要のモニタ強度を実現できるので、更なる小型化および低コスト化を図ることが可能になる。

次に、上記第１実施形態に対応した更に別の実施例について説明する。
図１７は、偏波多重光送信器の実施例１−４の構成を示すブロック図である。
図１７に示す偏波多重光送信器の構成が前述の図１４に示した実施例１−１と異なる部分は、偏光子３２２に代えて、偏波分離器３２３、偏波角度調整器３２５および偏波合成
器３２６を設けようにした部分である。この偏波干渉部の構成は、前述の図５に示した偏波干渉部３２の第３構成例に対応している。

上記の構成では、偏波角度調整器３２１において、光分岐カプラ３１１からのモニタ光の偏波角度が偏波分離器３２３の主軸方向に応じて調整されることで、偏波分離器３２３の各出力ポートから偏波チャネルｘ，ｙが分離されて出力される。そして、一方の偏波チャネルは、偏波合成器３２６に直接与えられ、他方の偏波チャネルは、偏波角度調整器３２５で偏波方向が９０°回転された後に偏波合成器３２６に与えられる。これにより、各偏波チャンネルｘ，ｙを互いに干渉させた光が生成され、該偏波干渉光が偏波合成器３２６から受光素子３３１に出力されるようになる。なお、前述の図６に示した場合と同様に、偏波角度調整器３２５に代えてファラデー回転ミラー（ＦＲＭ）３２７を設けるようにしてもよい。ＦＲＭ３２７を用いれば一層の小型化が可能である。

次に、本発明による偏波多重光送信器の第２実施形態について説明する。
図１８は、第２実施形態の偏波多重光送信器の構成を示すブロック図である。
上述した第１実施形態が偏波チャネル間の遅延時間を各遅延量可変部２１Ａ，２１Ｂにより電気信号（変調信号）の段階で可変に制御していたのに対して、本実施形態の偏波多重光送信器は、偏波チャネル間の遅延時間を光信号の段階で可変に制御するようにしている。具体的には、第１実施形態で用いた遅延量可変部２１Ａ，２１Ｂに代えて、例えば、各光変調部１３Ａ，１３Ｂおよび偏波合成部１５の間の各光路上に、光遅延量可変部２２Ａ，２２Ｂをそれぞれ設け、該各光遅延量可変部２２Ａ，２２Ｂにおける光遅延量を遅延制御部３６によりフィードバック制御するようにしている。なお、第２実施形態における光遅延量可変部２２Ａ，２２Ｂを除いた他の構成は、第１実施形態の場合と同様であるので、ここでの説明を省略する。

図１９は、上記第２実施形態に対応した偏波多重光送信器の実施例の構成を示すブロック図である。この実施例は、例えば前述の図１４に示した実施例１−１の構成について、位相シフタ２１１Ａ，２１１Ｂの代わりに、ＲＺ変調器１３２Ａ，１３２Ｂおよび偏波ビームコンバイナ１５１の間の各光路上に光遅延器２２１Ａ，２２１Ｂが挿入されている。各光遅延器２２１Ａ，２２１Ｂは、遅延制御回路３６２により実施例１−１の場合と同様にしてフィードバック制御される。なお、ここでは光遅延器２２１Ｂにおいて、ＲＺ変調器１３２Ｂから出力されるＲＺ−ＤＱＰＳＫ変調光に対し発振器３６３からの低周波信号が重畳されている。

上記のような第２実施形態およびその実施例によれば、光信号の段階で偏波チャネル間のパルスタイミングを可変に制御するようにしても、上述した第１実施形態および実施例１−１の場合と同様に、偏波多重光の直交する偏波チャネル間の遅延時間を柔軟かつ高速に変更することができるため、システム状態の変化による偏波多重光の伝送特性劣化を効果的に抑圧することが可能である。
なお、上記第２実施形態の具体的な実施例として、実施例１−１に対応した構成を示したが、第２実施形態についても、上述した各実施例１−２〜１−４に対応する構成を適用することが可能である。

次に、本発明による偏波多重光送信器の第３実施形態について説明する。
上述した第１および第２実施形態では、偏波干渉光を光電変換した電気信号の交流成分のパワーを測定し、その測定パワーの変化を基に偏波チャネル間の遅延時間を判断する場合を説明したが、上述の図９に示した計算結果にあるように偏波干渉光の波形の変化を基に偏波チャネル間の遅延時間を判断することも可能である。そこで、第３実施形態は、上記に対応した応用例について説明する。

図２０は、第３実施形態の偏波多重光送信器の構成を示すブロック図である。
図２０において、本実施形態の偏波多重光送信器は、上述の図１に示した第１実施形態の構成について、信号処理部３４およびパワー測定部３５に代えて、光電変換部３３から出力される電気信号の波形を測定する波形測定部３７を設け、該波形測定部３７の測定結果を遅延制御部３６に伝えるようにしている。なお、第３実施形態における波形測定部３７を除いた他の構成は、第１実施形態の場合と同様であるので、ここでの説明を省略する。

上記の構成において、遅延制御部３６では、波形測定部３７で測定される波形の変化に基づいて、偏波チャネル間の遅延時間が判断される。例えば、上述した図８〜図１０の場合と同様に４３ＧｂｐｓのＰｏｌ−ＭＵＸ＿ＲＺ−ＤＱＰＳＫ信号光が偏波多重光送信器から送信される場合を想定すると、波形測定部３７で測定される波形は、図２１の計算結果に示すように、偏波チャンネル間の遅延時間が変化することで（図２１には、遅延時間が０，１／４および１／２ビット時間の場合を示す）、それぞれ異なる波形が得られるようになる。この計算結果の場合、例えば、測定波形のピーク振幅の変化に着目することで、偏波チャンネル間の遅延時間を判断することが可能である。すなわち、偏波チャンネル間の遅延時間がｎビット時間（ただし、ｎは整数）の場合に測定波形のピーク振幅が最も増加し、（２ｎ＋１）／２ビット時間の場合に測定波形のピーク振幅が最も減少する。

したがって、遅延制御部３６は、偏波チャネル間の遅延時間をビットインタリーブに設定する場合には、測定波形のピーク振幅が極小になるように各遅延量可変部２１Ａ，２１Ｂのフィードバック制御を行えばよく、また、偏波チャネル間の遅延時間をビットアラインに設定する場合には、測定波形のピーク振幅が極大になるように、各遅延量可変部２１Ａ，２１Ｂのフィードバック制御を行えばよい。さらに、偏波チャネル間の遅延時間をビットインタリーブとビットアラインの間に設定することも、上述した第１実施形態の場合と同様にして可能である。

図２２は、上記第３実施形態に対応した偏波多重光送信器の実施例の構成を示すブロック図である。この実施例は、例えば前述の図１４に示した実施例１−１の構成について、キャパシタ３４１、フィルタ回路３４２およびパワーモニタ３５１の代わりに波形モニタ３７１を設け、受光素子３３１から出力される電気信号の波形を波形モニタ３７１でモニタし、該モニタ波形を遅延制御回路３６２に伝える構成となっている。なお、変調信号に低周波信号を重畳するための発振器３６３および同期検波回路３６２は、波形をモニタする場合には省略可能である。

上記のような第３実施形態およびその実施例によれば、偏波干渉光を光電変換した電気信号の波形をモニタし、そのモニタ波形の変化を基に偏波チャネル間の遅延時間を制御するようにしても、上述した第１実施形態および実施例１−１の場合と同様に、システム状態の変化による偏波多重光の伝送特性劣化を効果的に抑圧することが可能である。
なお、上記第３実施形態の具体的な実施例として、実施例１−１に対応した構成を示したが、第３実施形態についても、上述した各実施例１−２〜１−４に対応する構成を適用することが可能である。さらに、上述した第２実施形態と同様にして、光信号の段階で偏波チャネル間の遅延時間を可変に制御するようにしても構わない。

次に、本発明による偏波多重光送信器の第４実施形態について説明する。
上述した第１および第２実施形態では、偏波干渉光を光電変換した電気信号について、信号処理部３４で直流成分を除去し必要に応じて周波数帯域を制限した交流成分のパワーの変化を基に偏波チャネル間の遅延時間を判断するようにしたが、例えば、偏波干渉光を光電変換した電気信号のボーレートまたはボーレートのｎ倍の周波数成分を抽出し、当該パワーの変化を基に偏波チャネル間の遅延時間を判断することも可能である。そこで、第
４実施形態は、上記に対応した応用例について説明する。

図２３は、第４実施形態の偏波多重光送信器の構成を示すブロック図である。
図２３において、本実施形態の偏波多重光送信器は、上述の図１に示した第１実施形態の構成について、信号処理部３４に代えて、光電変換部３３から出力される電気信号よりボーレートの周波数成分（またはボーレートのｎ倍の周波数成分）を抽出する同期検波部３８を設け、該同期検波部３８で抽出した周波数成分のパワーをパワー測定部３５で測定し、その測定結果を遅延制御部３６に伝えるようにしている。なお、第４実施形態における同期検波部３８を除いた他の構成は、第１実施形態の場合と同様であるので、ここでの説明を省略する。

同期検波部３８には、各変調駆動部１４Ａ，１４Ｂで生成される変調信号のボーレート（またはボーレートのｎ倍）に対応した周波数を有する信号が与えられており、該信号を用いて光電変換部３３からの電気信号を同期検波することにより、ボーレート（またはボーレートのｎ倍）に対応した周波数成分の抽出を行う。なお、図示を省略しているが、通過帯域内にボーレート（またはボーレートのｎ倍）に対応した周波数を含む狭帯域のバンドパスフィルタを、光電変換部３３および同期検波部３８の間に挿入する、或いは、該バンドパスフィルタを光電変換部３３に代えて設けるようにしてもよい。

上記の構成において、遅延制御部３６では、パワー測定部３５で測定されるパワーの変化に基づいて、偏波チャネル間の遅延時間が判断される。例えば、上述した図８〜図１０に示した場合と同様に４３ＧｂｐｓのＰｏｌ−ＭＵＸ＿ＲＺ−ＤＱＰＳＫ信号光が偏波多重光送信器から送信される場合を想定すると、図２４に示す計算結果において破線で囲んだ部分の周波数成分（図２４の上段がボーレートに対応した周波数成分、下段がボーレートの２倍に対応した周波数成分）が同期検波部３８で抽出されることになり、偏波チャンネル間の遅延時間が変化することで（図２４には、遅延時間が０，１／４および１／２ビット時間の場合を示す）、当該周波数成分のパワーが増減するようになる。なお、パワー測定部３５で測定されるパワーは、ボーレート（またはボーレートのｎ倍）の線スペクトル成分とその近傍の周波数成分を合わせたパワーとなる。

上記図２４の計算結果において、ボーレートに対応した周波数成分を抽出する場合、パワー測定部３５で測定されるパワーは、偏波チャネル間の遅延時間が０ビット時間のときに最も増加し、１／２ビット時間のときに最も減少する。また、ボーレートの２倍に対応した周波数成分を抽出する場合、パワー測定部３５で測定されるパワーは、偏波チャネル間の遅延時間が０ビット時間のときに最も減少し、１／２ビット時間のときに最も増加する。なお、ボーレートの２倍の線スペクトル成分だけに着目すると、偏波チャネル間の遅延時間が１／４ビット時間のときに該線スペクトル成分が無くなるという特徴もある。

したがって、ボーレートに対応した周波数成分を抽出するとき、遅延制御部３６は、偏波チャネル間の遅延時間をビットインタリーブに設定する場合には、パワー測定部３５の測定パワーが極小になるように各遅延量可変部２１Ａ，２１Ｂのフィードバック制御を行えばよく、また、偏波チャネル間の遅延時間をビットアラインに設定する場合には、パワー測定部３５の測定パワーが極大になるように各遅延量可変部２１Ａ，２１Ｂのフィードバック制御を行えばよい。一方、ボーレートの２倍に対応した周波数成分を抽出するときには、遅延制御部３６は上記とは逆の関係に従って各遅延量可変部２１Ａ，２１Ｂのフィードバック制御を行えばよく、さらに、ボーレートの２倍の線スペクトル成分が無くなるように各遅延量可変部２１Ａ，２１Ｂのフィードバック制御を行えば、偏波チャネル間の遅延時間を１／４ビット時間（ビットインタリーブとビットアラインの中間状態）に設定することも可能となる。

図２５は、上記第４実施形態に対応した偏波多重光送信器の実施例の構成を示すブロック図である。この実施例は、例えば前述の図１４に示した実施例１−１の構成について、キャパシタ３４１およびフィルタ回路３４２の代わりに同期検波回路３８１を設け、該同期検波回路３８１において、受光素子３３１から出力される電気信号よりボーレート（またはボーレートのｎ倍）に対応した周波数成分の抽出を行い、当該周波数成分のパワーをパワーモニタ３５１でモニタする構成となっている。

上記のような第４実施形態およびその実施例によれば、偏波干渉光を光電変換した電気信号よりボーレート（またはボーレートのｎ倍）に対応した周波数成分を抽出し、該周波数成分のモニタパワーの変化を基に偏波チャネル間の遅延時間を制御するようにしても、上述した第１実施形態および実施例１−１の場合と同様に、システム状態の変化による偏波多重光の伝送特性劣化を効果的に抑圧することが可能である。

なお、上記第４実施形態の具体的な実施例として、実施例１−１に対応した構成を示したが、第４実施形態についても、上述した各実施例１−２〜１−４に対応する構成を適用することが可能である。さらに、上述した第２実施形態と同様にして、光信号の段階で偏波チャネル間のパルスタイミングを可変に制御するようにしても構わない。

次に、本発明による偏波多重光送信器の第５実施形態について説明する。
上述した各実施形態では、光分岐部３１で分岐したモニタ光の直交する偏波チャネルを互いに干渉させるために偏波角度調整器等を用いてモニタ光の偏波状態を管理する必要があるが、このような偏波状態の管理を高い精度で行おうとすると高度な調整等が必要になり、その実現が容易ではない場合もある。そこで、第５実施形態は、上記の場合に対応した応用例について説明する。

図２６は、第５実施形態の偏波多重光送信器の構成を示すブロック図である。
図２６において、本実施形態の偏波多重光送信器は、上述の図１に示した第１実施形態の構成について、偏波合成部１５および光分岐部３１の間の光路上に偏波スクランブル部３９を設け、該偏波スクランブル部３９により、偏波合成部１５で合成された偏波多重光の偏波状態をランダムに変動させるようにしている。なお、第５実施形態における偏波スクランブル部３９を除いた他の構成は、第１実施形態の場合と同様であるので、ここでの説明を省略する。

上記の構成では、偏波状態がランダムに変動するモニタ光が、偏波干渉部３２、光電変換部３３および信号処理部３４を介してパワー測定部３５に与えられ、偏波干渉光を光電変換した電気信号の交流成分のパワーがパワー測定部３５で測定され、該測定パワーの変化を基に偏波チャネル間の遅延時間が判断される。例えば、上述した図８〜図１０の場合と同様に４３ＧｂｐｓのＰｏｌ−ＭＵＸ＿ＲＺ−ＤＱＰＳＫ信号光が偏波多重光送信器から送信される場合を想定すると、信号処理部３４において３ｄＢ帯域幅が３００ＭＨｚのローパスフィルタを用いて交流成分の周波数帯域を低域に制限したとき、パワー測定部３５で測定されるパワーは、偏波チャネル間の遅延時間に対して、図２７に示すような依存性を示す。

したがって、遅延制御部３６は、偏波チャネル間の遅延時間をビットインタリーブに設定する場合には、測定パワーが極小になるように各遅延量可変部２１Ａ，２１Ｂのフィードバック制御を行えばよく、また、偏波チャネル間の遅延時間をビットアラインに設定する場合には、測定パワーが極大になるように、各遅延量可変部２１Ａ，２１Ｂのフィードバック制御を行えばよい。

上記のような第５実施形態の偏波多重光送信器によれば、偏波スクランブル部３９によ
り偏波多重光の偏光状態をランダムに変動させるようにしたことで、モニタ光の直交する偏波チャネルを互いに干渉させる際に、モニタ光の偏波状態を管理しなくても済むので、モニタ系を容易に実現することが可能になる。

なお、上記第５実施形態では、偏波スクランブル部３９を偏波合成部１５および光分岐部３１の間に配置する一例を示したが、例えば図２８に示すように、光分岐部３１の分岐ポートと偏波干渉部３２の間の光路上に偏波スクランブル部３９を設けるようにしても、同様の作用効果を得ることができる。また、第１実施形態の構成について偏波スクランブル部３９を設ける一例を示したが、他の第２〜第４実施形態の構成についても同様に応用することが可能である。

さらに、上述した各実施形態および各々に対応した実施例では、Ｐｏｌ−ＭＵＸ＿ＲＺ−ＤＱＰＳＫ信号光の計算結果を用いて説明を行ってきたが、本発明における偏波多重光の変調方式は上記の一例に限定されるものではない。例えば、ＲＺ−ＤＱＰＳＫ変調光とはパルス化の方式が異なるＮＲＺ−ＤＱＰＳＫ変調光を偏波多重した信号光について、上述した第１実施形態の場合と同様に、偏波干渉光を光電変換した電気信号の交流成分のパワーを測定するように場合、その測定パワーの変化は、偏波チャネル間の遅延時間に対して、図２９の計算結果に示すような依存性を示すことが確認できている。この図２９の計算結果と、上述の図１２に示したＲＺ−ＤＱＰＳＫ変調方式の場合の計算結果とを比較すると、ＮＲＺ−ＤＱＰＳＫ変調方式の場合の方が制御感度は劣るものの、ＲＺ−ＤＱＰＳＫ変調方式と基本的に同様な依存性があり、測定パワーの変化を基に偏波チャネル間の遅延時間を判断することが可能であることが分かる。

以上の各実施形態に関して、さらに以下の付記を開示する。
（付記１） 偏波状態が互いに直交する第１および第２の光信号を含んだ偏波多重光を送信する偏波多重光送信器において、
前記第１および第２の光信号の相対的な遅延時間を調整する遅延調整手段と、
前記偏波多重光の一部を取り出したモニタ光に含まれる直交する偏波成分を互いに干渉させて偏波干渉光を生成し、該偏波干渉光を光電変換した電気信号の状態の変化に基づいて、前記第１および第２の光信号の間の遅延時間を判断し、該判断した遅延時間が所定の値となるように前記遅延調整手段における調整量を制御する遅延制御手段と、
を備えたことを特徴とする偏波多重光送信器。

（付記２） 付記１に記載の偏波多重光送信器であって、
前記遅延制御手段は、
前記偏波多重光の一部をモニタ光として分岐する光分岐部と、
前記光分岐部で分岐されたモニタ光に含まれる直交する偏波成分を互いに干渉させて偏波干渉光を生成する偏波干渉部と、
前記偏波干渉部で生成された偏波干渉光を電気信号に変換する光電変換部と、
前記光電変換部で変換された電気信号について、少なくとも直流成分を除去する信号処理部と、
前記信号処理部を通過した電気信号のパワーを測定するパワー測定部と、
前記パワー測定部で測定されたパワーの変化に基づいて、前記第１および第２の光信号の間の遅延時間を判断し、該判断した遅延時間が所定の値となるように前記遅延調整手段における調整量を制御する遅延制御部と、
を備えたことを特徴とする偏波多重光送信器。

（付記３） 付記２に記載の偏波多重光送信器であって、
前記信号処理部は、前記光電変換部で変換された電気信号の交流成分の周波数帯域を制限することを特徴とする偏波多重光送信器。

（付記４） 付記３に記載の偏波多重光送信器であって、
前記信号処理部は、前記光電変換部で変換された電気信号の交流成分の周波数帯域を、前記第１および第２の光信号のボーレートに対応した周波数よりも低域側に制限することを特徴とする偏波多重光送信器。

（付記５） 付記３に記載の偏波多重光送信器であって、
前記信号処理部は、前記光電変換部で変換された電気信号より、前記第１および第２の光信号のボーレートに対応した周波数成分または該ボーレートの整数倍に対応した周波数成分を抽出することを特徴とする偏波多重光送信器。

（付記６） 付記１に記載の偏波多重光送信器であって、
前記遅延制御手段は、
前記偏波多重光の一部をモニタ光として分岐する光分岐部と、
前記光分岐部で分岐されたモニタ光に含まれる直交する偏波成分を互いに干渉させて偏波干渉光を生成する偏波干渉部と、
前記偏波干渉部で生成された偏波干渉光を電気信号に変換する光電変換部と、
前記光電変換部で変換された電気信号の波形を測定する波形測定部と、
前記波形測定部で測定された波形の変化に基づいて、前記第１および第２の光信号の間の遅延時間を判断し、該判断した遅延時間が所定の値となるように前記遅延調整手段における調整量を制御する遅延制御部と、
を備えたことを特徴とする偏波多重光送信器。

（付記７） 付記２〜６のいずれか１つに記載の偏波多重光送信器であって、
前記偏波干渉部は、偏光子を有し、前記光分岐部で分岐されたモニタ光が、該モニタ光に含まれる直交する偏波成分の各偏波方向を前記偏光子の主軸の方向からずらして、前記偏光子に与えられる構成であることを特徴とする偏波多重光送信器。

（付記８） 付記２〜６のいずれか１つに記載の偏波多重光送信器であって、
前記偏波干渉部は、偏波分離器を有し、前記光分岐部で分岐されたモニタ光が、該モニタ光に含まれる直交する偏波成分の各偏波方向を前記偏波分離器の主軸の方向からずらして、前記偏波分離器に与えられる構成であることを特徴とする偏波多重光送信器。

（付記９） 付記７または８に記載の偏波多重光送信器であって、
前記偏波干渉部は、前記偏波分離器の主軸の方向に対する、前記モニタ光に含まれる直交する偏波成分のうちの一方の偏波方向のずれ角度が、４５°＋３６０°×Ｎ（ただし、Ｎは整数とする）であることを特徴とする偏波多重光送信器。

（付記１０） 付記２〜６のいずれか１つに記載の偏波多重光送信器であって、
前記偏波干渉部は、偏波分離器および偏波合成器を有し、前記光分岐部で分岐されたモニタ光が、該モニタ光に含まれる直交する偏波成分のうちの一方の偏波方向を前記偏波分離器の主軸の方向に一致させて、前記偏波分離器に与えられ、該偏波分離器の２つの出力ポートのうちの一方の出力ポートからの光と、他方の出力ポートからの光の偏波方向を９０°回転させた光とが前記偏波合成器で合成される構成であることを特徴とする偏波多重光送信器。

（付記１１） 付記１０に記載の偏波多重光送信器であって、
前記偏波干渉部は、ファラデー回転ミラーを用いて、前記偏波分離器の他方の出力ポートからの光の偏波方向を９０°回転させることを特徴とする偏波多重光送信器。

（付記１２） 付記２〜６のいずれか１つに記載の偏波多重光送信器であって、
前記偏波干渉部は、前記光分岐部で分岐されたモニタ光を増幅する光アンプと、該光アンプで増幅されたモニタ光および制御光が入力され、該モニタ光に含まれる直交する偏波成分のうちの一方の偏波方向を非線形効果により回転させる非線形素子と、を有することを特徴とする偏波多重光送信器。

（付記１３） 付記２〜１２のいずれか１つに記載の偏波多重光送信器であって、
前記第１および第２の光信号を１つに合成する偏波合成部を備え、
前記光分岐部は、前記偏波合成部における漏れ光をモニタ光として前記偏波干渉部に導くことを特徴とする偏波多重光送信器。

（付記１４） 付記１〜１３のいずれか１つに記載の偏波多重光送信器であって、
光源部からの出力光を偏波状態が互いに直交する二つの光に分離する偏波分離部と、
前記偏波分離部で分離された一方の光を変調して前記第１の光信号を生成する第１の光変調部と、
前記第１の光変調部を駆動する第１の変調信号を発生する第１の変調駆動部と、
前記偏波分離部で分離された他方の光を変調して前記第２の光信号を生成する第２の光変調部と、
前記第２の光変調部を駆動する第２の変調信号を発生する第２の変調駆動部と、
前記第１および第２の光変調部で生成された前記第１および第２の光信号を１つに合成する偏波合成部と、を備え、
前記遅延調整手段は、前記第１および第２の変調駆動部から出力される前記第１および第２の変調信号間の相対的な遅延時間を可変にすることを特徴とする偏波多重光送信器。

（付記１５） 付記１〜１３のいずれか１つに記載の偏波多重光送信器であって、
光源部からの出力光を偏波状態が互いに直交する二つの光に分離する偏波分離部と、
前記偏波分離部で分離された一方の光を変調して前記第１の光信号を生成する第１の光変調部と、
前記第１の光変調部を駆動する第１の変調信号を発生する第１の変調駆動部と、
前記偏波分離部で分離された他方の光を変調して前記第２の光信号を生成する第２の光変調部と、
前記第２の光変調部を駆動する第２の変調信号を発生する第２の変調駆動部と、
前記第１および第２の光変調部で生成された前記第１および第２の光信号を１つに合成する偏波合成部と、を備え、
前記遅延調整手段は、前記第１および第２の光変調部で生成された前記第１および第２の光信号間の相対的な遅延時間を可変にすることを特徴とする偏波多重光送信器。

（付記１６） 付記１〜１５のいずれか１つに記載の偏波多重光送信器であって、
前記遅延制御手段は、前記偏波多重光に含まれる直交する偏波成分の方向をスクランブルする偏波スクランブル部を備えたことを特徴とする偏波多重光送信器。

（付記１７） 偏波状態が互いに直交する第１および第２の光信号を含んだ偏波多重光を送信する偏波多重光送信器の制御方法において、
前記偏波多重光の一部をモニタ光として取り出し、
該取り出したモニタ光に含まれる直交する偏波成分を互いに干渉させて偏波干渉光を生成し、
該生成した偏波干渉光を光電変換した電気信号の状態の変化に基づいて、前記第１および第２の光信号の間の遅延時間を判断し、
該判断した遅延時間が所定の値となるように、前記第１および第２の光信号の相対的な遅延時間を制御することを特徴とする偏波多重光送信器の制御方法。

第１実施形態の偏波多重光送信器の構成を示すブロック図である。 偏波分離部および偏波合成部に関する変形例を示すブロック図である。 偏波干渉部の第１構成例を示すブロック図である。 偏波干渉部の第２構成例を示すブロック図である。 偏波干渉部の第３構成例を示すブロック図である。 偏波干渉部の第４構成例を示すブロック図である。 偏波干渉部の第６構成例を示すブロック図である。 Ｐｏｌ−ＭＵＸ＿ＲＺ−ＤＱＰＳＫ信号光の光波形および電気スペクトルを計算した一例を示す図である。 Ｐｏｌ−ＭＵＸ＿ＲＺ−ＤＱＰＳＫ信号光について、偏波干渉光の光波形および電気スペクトルを計算した一例を示す図である。 図９の電気スペクトルについて、偏波チャンネル間の遅延時間が０ビット時間、１／４ビット時間および１／２ビット時間の場合を拡大した図である。 偏波チャンネル間の遅延時間に対する測定パワーの関係を、モニタ周波数帯域に応じて示した図である。 ３ｄＢ帯域幅が３００ＭＨｚのＬＰＦを適用した場合の偏波チャンネル間の遅延時間に対する測定パワーの関係を示す図である。 遅延制御部によるフィードバック制御の具体例を示すフローチャートである。 第１実施形態に対応した実施例１−１の構成を示すブロック図である。 第１実施形態に対応した実施例１−２の構成を示すブロック図である。 第１実施形態に対応した実施例１−３の構成を示すブロック図である。 第１実施形態に対応した実施例１−４の構成を示すブロック図である。 第２実施形態の偏波多重光送信器の構成を示すブロック図である。 第２実施形態に対応した実施例の構成を示すブロック図である。 第３実施形態の偏波多重光送信器の構成を示すブロック図である。 偏波干渉光の波形の変化を偏波チャンネル間の遅延時間に応じて示した図である。 第３実施形態に対応した実施例の構成を示すブロック図である。 第４実施形態の偏波多重光送信器の構成を示すブロック図である。 同期検波部で抽出される周波数成分のパワーの変化を偏波チャンネル間の遅延時間に応じて示した図である。 第４実施形態に対応した実施例の構成を示すブロック図である。 第５実施形態の偏波多重光送信器の構成を示すブロック図である。 ３ｄＢ帯域幅が３００ＭＨｚのＬＰＦを適用した場合の偏波チャンネル間の遅延時間に対する測定パワーの関係を示す図である。 第５実施形態に関連した他の構成を示すブロック図である。 ＮＲＺ−ＤＱＰＳＫ変調方式の場合の偏波チャンネル間の遅延時間に対する測定パワーの関係を示す図である。 偏波多重光の伝送品質劣化について説明するための図である。

符号の説明

１１…光源部
１１Ａ，１１Ｂ…光源
１２…偏波分離部
１３Ａ，１３Ｂ…光変調部
１４Ａ，１４Ｂ…変調駆動
１５…偏波合成部
１６…光分岐部
１７Ａ，１７Ｂ…偏波調整部
１８…光合波部
２０…遅延調整ユニット
２１Ａ，２１Ｂ…遅延量可変部
２２Ａ，２２Ｂ…光遅延量可変部
３０…遅延制御ユニット
３０…光分岐部
３２…偏波干渉部
３３…光電変換部
３４…信号処理部
３５…パワー測定部
３６…遅延制御部
３７…波形測定部
３８…同期検波部
３９…偏波スクランブル部
３２１，３２５…偏波角度調整器
３２２…偏光子
３２３…偏波分離器
３２４…光終端器
３２６…偏波合成器
３２７…ファラデー回転ミラー（ＦＲＭ）
３２８…光アンプ
３２９…非線形素子

Claims (10)

1. 偏波状態が互いに直交する第１および第２の光信号を含んだ偏波多重光を送信する偏波多重光送信器において、
   前記第１および第２の光信号の相対的な遅延時間を調整する遅延調整手段と、
   前記偏波多重光の一部を取り出したモニタ光に含まれる直交する偏波成分を互いに干渉させて偏波干渉光を生成し、該偏波干渉光を光電変換した電気信号の状態の変化に基づいて、前記第１および第２の光信号の間の遅延時間を判断し、該判断した遅延時間が所定の値となるように前記遅延調整手段における調整量を制御する遅延制御手段と、
   を備えたことを特徴とする偏波多重光送信器。
2. 請求項１に記載の偏波多重光送信器であって、
   前記遅延制御手段は、
   前記偏波多重光の一部をモニタ光として分岐する光分岐部と、
   前記光分岐部で分岐されたモニタ光に含まれる直交する偏波成分を互いに干渉させて偏波干渉光を生成する偏波干渉部と、
   前記偏波干渉部で生成された偏波干渉光を電気信号に変換する光電変換部と、
   前記光電変換部で変換された電気信号について、少なくとも直流成分を除去する信号処理部と、
   前記信号処理部を通過した電気信号のパワーを測定するパワー測定部と、
   前記パワー測定部で測定されたパワーの変化に基づいて、前記第１および第２の光信号の間の遅延時間を判断し、該判断した遅延時間が所定の値となるように前記遅延調整手段における調整量を制御する遅延制御部と、
   を備えたことを特徴とする偏波多重光送信器。
3. 請求項２に記載の偏波多重光送信器であって、
   前記信号処理部は、前記光電変換部で変換された電気信号の交流成分の周波数帯域を制限することを特徴とする偏波多重光送信器。
4. 請求項１に記載の偏波多重光送信器であって、
   前記遅延制御手段は、
   前記偏波多重光の一部をモニタ光として分岐する光分岐部と、
   前記光分岐部で分岐されたモニタ光に含まれる直交する偏波成分を互いに干渉させて偏波干渉光を生成する偏波干渉部と、
   前記偏波干渉部で生成された偏波干渉光を電気信号に変換する光電変換部と、
   前記光電変換部で変換された電気信号の波形を測定する波形測定部と、
   前記波形測定部で測定された波形の変化に基づいて、前記第１および第２の光信号の間の遅延時間を判断し、該判断した遅延時間が所定の値となるように前記遅延調整手段における調整量を制御する遅延制御部と、
   を備えたことを特徴とする偏波多重光送信器。
5. 請求項２〜４のいずれか１つに記載の偏波多重光送信器であって、
   前記偏波干渉部は、偏光子を有し、前記光分岐部で分岐されたモニタ光が、該モニタ光に含まれる直交する偏波成分の各偏波方向を前記偏光子の主軸の方向からずらして、前記偏光子に与えられる構成であることを特徴とする偏波多重光送信器。
6. 請求項２〜４のいずれか１つに記載の偏波多重光送信器であって、
   前記偏波干渉部は、偏波分離器を有し、前記光分岐部で分岐されたモニタ光が、該モニタ光に含まれる直交する偏波成分の各偏波方向を前記偏波分離器の主軸の方向からずらして、前記偏波分離器に与えられる構成であることを特徴とする偏波多重光送信器。
7. 請求項２〜４のいずれか１つに記載の偏波多重光送信器であって、
   前記偏波干渉部は、偏波分離器および偏波合成器を有し、前記光分岐部で分岐されたモニタ光が、該モニタ光に含まれる直交する偏波成分のうちの一方の偏波方向を前記偏波分離器の主軸の方向に一致させて、前記偏波分離器に与えられ、該偏波分離器の２つの出力ポートのうちの一方の出力ポートからの光と、他方の出力ポートからの光の偏波方向を９０°回転させた光とが前記偏波合成器で合成される構成であることを特徴とする偏波多重光送信器。
8. 請求項２〜４のいずれか１つに記載の偏波多重光送信器であって、
   前記偏波干渉部は、前記光分岐部で分岐されたモニタ光を増幅する光アンプと、該光アンプで増幅されたモニタ光および制御光が入力され、該モニタ光に含まれる直交する偏波成分のうちの一方の偏波方向を非線形効果により回転させる非線形素子と、を有することを特徴とする偏波多重光送信器。
9. 請求項１〜８のいずれか１つに記載の偏波多重光送信器であって、
   前記遅延制御手段は、前記偏波多重光に含まれる直交する偏波成分の方向をスクランブルする偏波スクランブル部を備えたことを特徴とする偏波多重光送信器。
10. 偏波状態が互いに直交する第１および第２の光信号を含んだ偏波多重光を送信する偏波多重光送信器の制御方法において、
    前記偏波多重光の一部をモニタ光として取り出し、
    該取り出したモニタ光に含まれる直交する偏波成分を互いに干渉させて偏波干渉光を生成し、
    該生成した偏波干渉光を光電変換した電気信号の状態の変化に基づいて、前記第１および第２の光信号の間の遅延時間を判断し、
    該判断した遅延時間が所定の値となるように、前記第１および第２の光信号の相対的な遅延時間を制御することを特徴とする偏波多重光送信器の制御方法。