CN102201868B - 双并联mz调制器的偏置控制方法与装置 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种双并联MZ调制器的偏置控制方法与装置，方法包括步骤：将DPMZ输出的光电流转化为电压信号分成两路，进行低通滤波和高通滤波，得DPMZ输出平均光强和输出光强的低频RF分量；将时间分成连续若干组时隙，每组时隙包括时隙1、2、3；在时隙1、2中控制两个MZ型调制器的偏置1、2，使DPMZ输出平均光强最大，则偏置1、2处最佳状态；采用对数RF检波器检测DPMZ输出光强的低频RF分量的功率，用直流电压Vrf表示，在时隙3中通过控制位延迟器的偏置3改变相位延迟，使Vrf最小，则偏置3处最佳状态。本发明能提高DPMZ中两个MZ型调制器和相位延迟器的偏置控制精度，降低电路的复杂度和成本。

Description

双并联MZ调制器的偏置控制方法与装置

技术领域

本发明涉及光通信领域，特别是涉及一种双并联MZ调制器的偏置控制方法与装置。

背景技术

在目前的光通信领域中，以差分四相相移键控为代表的光相位调制器，已经成为业界的主流产品。在差分四相相移键控调制系统中，应用最广泛的调制器为采用铌酸锂材料制作的DPMZ(Dual ParallelMach-Zehnder modulator，双并联MZ调制器)。目前业界正在研究的相干双偏振四相相移键控、正交频分复用等先进调制格式、以及未来的各种高级调制格式，也都将使用DPMZ作为调制器。因此，DPMZ无论是在目前还是将来都有着广泛的应用。然而，由于铌酸锂材料自身对温度和应力的敏感度较高的特性，使处在在工作过程中的DPMZ的偏置会随时间发生漂移，使得输出的光信号畸变、恶化。因此，要实现精确的相位控制，获得较好的调制质量，就必须通过一定的外围控制电路，保证DPMZ的偏置始终处于最佳状态。

参见图1所示，DPMZ包括MZ(Mach-Zehnder，马赫-曾德)型调制器一101、MZ型调制器二102、相位延迟器103和监控PD(PhotoDiode，光电二极管)104。DPMZ的工作过程如下：将I码流调制到通过MZ型调制器一101的光上，将Q码流调制到通过MZ型调制器二102的光上，MZ型调制器一101和MZ型调制器二102并列。相位延迟器103将通过MZ型调制器二102的光延迟一定的相位。分别通过MZ型调制器一101和MZ型调制器二102的两路光合并到一路，然后输出。在DPMZ的输出端口处，通常会将输出光分出很小的一部分，发送到一个集成的监控PD104，用作DPMZ输出光强的检测。监控PD104产生光电流，光电流的大小正比于DPMZ的输出光强。

MZ型调制器的特征曲线参见图2所示，图中横轴表示施加在MZ型调制器的偏置电压，纵轴表示MZ型调制器输出的光强度。MZ型调制器的特征曲线的输出光功率最大值(Peak点)和最小值(Null点)之间的偏置电压的电压差被定义为半波电压V_π。MZ型调制器一101和MZ型调制器二102的偏置分别是偏置1和偏置2，通常偏置1和偏置2的最佳设置是使得MZ型调制器一101和MZ型调制器二102处于Null点。偏置1和偏置2一般通过监控PD104上的平均光电流来控制。但是，当MZ型调制器一101和MZ型调制器二102的偏置随着温度和应力的改变发生变化时，监控PD104上的光电流也会发生变化，就无法通过监控PD104上的光电流判断到底是MZ型调制器一101还是MZ型调制器二102的偏置发生了变化，不再处于Null点。相位延迟器103所延迟的相位与施加在相位延迟器103上的偏置3有关，通常偏置3的最佳设置是使得相位延迟器103的相位延迟为π/2。

对于MZ型调制器一101和MZ型调制器二102的偏置偏置1和偏置2，目前的控制方法为：通常在偏置1和偏置2上施加频率分别为f₁和f₂、幅度很小的导频信号，再在监控PD104的光电流中用同步检波的方法，分别检出频率为f₁和f₂的导频信号的一次谐波。通过判断频率为f₁的一次谐波幅度是否最小，来判断MZ型调制器一101是否处于Null点；通过判断频率为f₂的一次谐波幅度是否最小，来判断MZ型调制器二是否处于Null点。

采用目前的方法，需要两套独立的低频信号发生器和同步检波器，导致电路十分复杂。同时，因为有多个导频信号的存在，会引起信号的劣化；导频信号之间也会相互干扰，既给电路设计带来了困难，又进一步造成信号的劣化。

对于相位延迟器103的偏置3，目前有以下两种控制方法：

(1)在偏置3上叠加一个频率为f₃、幅度很小的导频信号，然后从监控PD104的输出中检出频率为f₃的导频信号的二次谐波。当偏置3的设置使得频率为f₃的导频信号的二次谐波幅度最大时，偏置3刚好处于最佳状态，使得相位延迟器103的相位延迟等于最佳值π/2。

(2)直接从监控PD104的输出中采样，检出其中所包含的与数据码流(I码流和Q码流)速率相同的RF(Radio Frequency，射频)谐波信号。当偏置3的设置使得RF谐波信号功率最小时，偏置3刚好处于最佳状态，使得相位延迟器103的相位延迟等于最佳值π/2。

上述两种方法对DPMZ中相位延迟器的偏置电压的控制精度均有限。

若采用第一种方法，由于频率为f₃的导频信号的二次谐波很微弱，需要复杂的同步检波电路才能检出，而且控制精度还不高；要使得频率为f₃的导频信号的二次谐波幅度最大，又需要复杂的控制电路才能实现，通常需要使用DSP(Digital Signal Processor，数字信号处理器)和高速高精度ADC(Analog-Digital Converter，模拟-数字转换器)。再加上用来检测频率为f₁和f₂的导频信号的两套独立的低频信号发生器和同步检波器，至少需要三套独立的低频信号发生器和同步检波器，电路复杂，器件成本高。采用第二种方法，需要使用与数据码流速率相当的高速RF器件，不仅电路复杂，而且器件成本很高；过高的器件速率还引入了额外的噪声，影响控制精度。

综上所述，采用目前双并联MZ调制器中两个MZ型调制器和相位延迟器的偏置控制方法，不仅控制精度有限，而且控制电路的复杂度与成本较高。

发明内容

本发明的目的是为了克服上述背景技术的不足，提供一种双并联MZ调制器的偏置控制方法与装置，能够提高DPMZ中的两个MZ型调制器和相位延迟器的偏置电压的控制精度，降低控制电路的复杂度和成本。

本发明提供的双并联MZ调制器的偏置控制方法，包括以下步骤：A、将双并联MZ调制器DPMZ输出的光电流转化为电压信号，再将电压信号分成两路，分别进行低通滤波处理和高通滤波处理，得到DPMZ输出的平均光强和DPMZ输出光强的低频RF分量；将时间分成连续的若干组时隙，每组时隙包括时隙1、时隙2和时隙3；B、在每个时隙1、时隙2中，分别控制DPMZ中两个MZ型调制器的偏置1、偏置2，使DPMZ输出的平均光强达到最大值，则偏置1、偏置2处于最佳状态；采用对数RF检波器将DPMZ输出光强的低频RF分量的功率检测出来，并用直流电压Vrf的形式表示，在每个时隙3中通过控制DPMZ中相位延迟器的偏置3，来改变相位延迟，使Vrf达到最小值，则DPMZ输出光强的低频RF分量的功率最小，偏置3处于最佳状态，相位延迟器的相位延迟等于π/2。

在上述技术方案中，步骤B中在每一个时隙中，只选择DPMZ中两个MZ型调制器和相位延迟器的偏置电压偏置1、偏置2和偏置3中的一个，进行监视和控制。

在上述技术方案中，在每一个时隙中，除被选中偏置电压之外的另两个偏置电压保持不变。

在上述技术方案中，步骤B中所述对数RF检波器的带宽远小于所传输数据码流的速率。

在上述技术方案中，步骤A中所述电压信号中包含I码流和Q码流的低频RF分量。

本发明提供的双并联MZ调制器的偏置控制装置，与被控制的双并联MZ调制器DPMZ相连，所述DPMZ包括第一MZ型调制器、第二MZ型调制器、相位延迟器和监控光电二极管PD，第一MZ型调制器与监控PD相连，第二MZ型调制器通过相位延迟器与监控PD相连，它包括跨阻放大器、高通滤波器、低通滤波器、对数RF检波器和反馈控制单元，所述跨阻放大器与DPMZ中的监控PD相连，跨阻放大器顺次通过高通滤波器、对数RF检波器与反馈控制单元相连，跨阻放大器还通过低通滤波器与反馈控制单元相连，所述反馈控制单元与DPMZ中的第一MZ型调制器、第二MZ型调制器、相位延迟器分别相连，分别形成三条闭环控制回路；跨阻放大器将监控PD产生的光电流转化为电压信号，并将电压信号分成两路输出，分别进入低通滤波器和高通滤波器，低通滤波器滤除跨阻放大器输出的电压信号中包含的高频部分，得到DPMZ输出的平均光强信号并输出，高通滤波器滤除跨阻放大器输出的电压信号中包含的直流部分，得到DPMZ输出光强的低频RF分量并输出；低通滤波器将DPMZ输出的平均光强信号输入到反馈控制单元，反馈控制单元将时间分成连续的若干组时隙，每组时隙包括时隙1、时隙2和时隙3，在每个时隙1、时隙2中，分别控制第一MZ型调制器、第二MZ型调制器的偏置1、偏置2，使DPMZ输出的平均光强达到最大值，则偏置1、偏置2处于最佳状态；高通滤波器将DPMZ输出光强的低频RF分量发送到对数RF检波器中，对数RF检波器将DPMZ输出光强的低频RF分量的功率检测出来，并用直流电压Vrf的形式表示，再将Vrf输入到反馈控制单元，在每个时隙3中通过控制相位延迟器的偏置3，来改变相位延迟，使Vrf达到最小值，则DPMZ输出光强的低频RF分量的功率最小，偏置3处于最佳状态，相位延迟器的相位延迟等于π/2。

在上述技术方案中，所述反馈控制单元在每一个时隙中，只选择第一MZ型调制器、第二MZ型调制器、相位延迟器的偏置电压偏置1、偏置2和偏置3中的一个，进行监视和控制。

在上述技术方案中，所述反馈控制单元保持每一个时隙中除被选中偏置电压之外的另两个偏置电压不变。

在上述技术方案中，所述监控PD、跨阻放大器和对数RF检波器的带宽均远小于所传输数据码流的速率。

在上述技术方案中，所述跨阻放大器输出的电压信号中包含I码流和Q码流的低频RF分量。

与现有技术相比，本发明的优点如下：

采用本发明提供的双并联MZ调制器的偏置控制方法与装置，由于不需要叠加多个导频信号，因此不存在多个导频信号之间的相互干扰，控制电路和控制算法都较为简单，不存在导频信号对信号的劣化，控制精度较高；由于不需要用到DSP和高速高精度ADC，也不需要用到高速RF器件，因此器件成本较低，也不存在高速RF器件引入的额外的噪声。因此，本发明不仅能够提高DPMZ中两个MZ型调制器和相位延迟器的偏置电压的控制精度，而且能够降低控制电路的复杂度与成本。

附图说明

图1为DPMZ的结构示意图；

图2为MZ型调制器的特征曲线图；

图3为本发明实施例中进行监视和控制的时隙示意图；

图4为本发明实施例中的装置结构示意图；

图5为本发明实施例中偏置2和偏置3处于不同状态下，DPMZ输出的平均光强和偏置1之间的关系示意图；

图6为本发明实施例中偏置1和偏置3处于不同状态下，DPMZ输出的平均光强和偏置2之间的关系示意图；

图7a为本发明实施例中偏置1和偏置2处于最佳状态下，

小于最佳值π/2时，DPMZ的输出光强的频谱图；

图7b为本发明实施例中偏置1和偏置2处于最佳状态下，

等于最佳值π/2时，DPMZ的输出光强的频谱图；

图7c为本发明实施例中偏置1和偏置2处于最佳状态下，

大于最佳值π/2时，DPMZ的输出光强的频谱图；

图8为本发明实施例中偏置1和偏置2处于任意状态下，DPMZ输出光强的低频RF分量的功率和之间的关系示意图。

图中：101-MZ型调制器一，102-MZ型调制器二，103-相位延迟器，104-监控PD，200-连续光源，201-第一MZ型调制器、202-第二MZ型调制器、203-相位延迟器，204-监控PD，205-跨阻放大器，206-高通滤波器，207-低通滤波器，208-对数RF检波器，209-反馈控制单元。

具体实施方式

下面结合附图及实施例对本发明作进一步的详细描述。

为了提高DPMZ中两个MZ型调制器和相位延迟器的偏置电压的控制精度，降低控制电路的复杂度与成本，本发明实施例提供了一种双并联MZ调制器的偏置控制方法与装置。

本发明实施例提供的双并联MZ调制器的偏置控制方法，包括以下步骤：

A、将双并联MZ调制器DPMZ输出的光电流转化为电压信号，电压信号中包含I码流和Q码流的低频RF分量，再将电压信号分成两路，分别进行低通滤波处理和高通滤波处理，得到DPMZ输出的平均光强和DPMZ输出光强的低频RF分量；参见图3所示，将时间分成连续的若干组时隙，每组时隙包括时隙1、时隙2和时隙3；时隙1结束后是时隙2，时隙2结束后是时隙3；时隙3结束后又是时隙1，如此循环。

B、在每个时隙1、时隙2中，分别控制DPMZ中两个MZ型调制器的偏置1、偏置2，使DPMZ输出的平均光强达到最大值，则偏置1、偏置2处于最佳状态；采用带宽远小于所传输数据码流的速率的对数RF检波器将DPMZ输出光强的低频RF分量的功率检测出来，并用直流电压Vrf的形式表示，在每个时隙3中通过控制DPMZ中相位延迟器的偏置3，来改变相位延迟，使Vrf达到最小值，则DPMZ输出光强的低频RF分量的功率最小，偏置3处于最佳状态，相位延迟器的相位延迟等于π/2。

步骤B中，在每一个时隙中，只选择DPMZ中两个MZ型调制器和相位延迟器的偏置电压偏置1、偏置2和偏置3中的一个，进行监视和控制；在每一个时隙中，没被选中的两个偏置电压保持不变。例如，参见图3所示，在时隙1中监视和控制偏置1，偏置2和偏置3保持不变；时隙2中监视和控制偏置2，偏置1和偏置3保持不变；时隙3中监视和控制偏置3，偏置1和偏置2保持不变。

对于偏置1，监视DPMZ输出的平均光强，通过控制偏置1使得DPMZ的输出光强达到最大值，此时偏置1刚好处于最佳状态。

对于偏置2，监视DPMZ输出的平均光强，通过控制偏置2使得DPMZ的输出光强达到最大值，此时偏置2刚好处于最佳状态。

对于偏置3，监视DPMZ的输出光强的低频RF分量，通过控制偏置3使得DPMZ的输出光强的低频RF分量的功率达到最小值，此时偏置3刚好处于最佳状态。

参见图4所示，本发明实施例提供的双并联MZ调制器的偏置控制装置，与被控制的双并联MZ调制器DPMZ相连，所述DPMZ包括第一MZ型调制器201、第二MZ型调制器202、相位延迟器203和监控PD204，第一MZ型调制器201与监控PD204相连，第二MZ型调制器202通过相位延迟器203与监控PD204相连，本发明的装置实施例包括跨阻放大器205、高通滤波器206、低通滤波器207、对数RF检波器208和反馈控制单元209，所述跨阻放大器205与DPMZ中的监控PD204相连，跨阻放大器205顺次通过高通滤波器206、对数RF检波器208与反馈控制单元209相连，跨阻放大器205还通过低通滤波器207与反馈控制单元209相连，所述反馈控制单元209与DPMZ中的第一MZ型调制器201、第二MZ型调制器202、相位延迟器203分别相连，分别形成三条闭环控制回路。监控PD204、跨阻放大器205和对数RF检波器208的带宽均远小于所传输数据码流的速率。

跨阻放大器205将监控PD204产生的光电流转化为电压信号，电压信号中包含I码流和Q码流的低频RF分量，跨阻放大器205将电压信号分成两路输出，分别进入低通滤波器207和高通滤波器206，分别进行低通滤波处理和高通滤波处理，得到DPMZ输出的平均光强和DPMZ输出光强的低频RF分量；低通滤波器207将DPMZ输出的平均光强信号输入到反馈控制单元209，反馈控制单元209将时间分成连续的若干组时隙，每组时隙包括时隙1、时隙2和时隙3，在每个时隙1、时隙2中，分别控制第一MZ型调制器201、第二MZ型调制器202的偏置1、偏置2，使DPMZ输出的平均光强达到最大值，则偏置1、偏置2处于最佳状态；高通滤波器206将DPMZ输出光强的低频RF分量发送到对数RF检波器208中，对数RF检波器208将DPMZ输出光强的低频RF分量的功率检测出来，并用直流电压Vrf的形式表示，再将Vrf输入到反馈控制单元209，在每个时隙3中通过控制相位延迟器203的偏置3，来改变相位延迟，使Vrf达到最小值，则DPMZ输出光强的低频RF分量的功率最小，偏置3处于最佳状态，相位延迟器203的相位延迟等于π/2。

在每一个时隙中，反馈控制单元209只选择第一MZ型调制器201、第二MZ型调制器202、相位延迟器203的偏置电压偏置1、偏置2和偏置3中的一个，进行监视和控制。而且，每一个时隙中，反馈控制单元209保持除被选中偏置电压之外的另两个偏置电压不变。

本发明方法实施例的原理详细阐述如下：

假设数据码流的速率为B，则I码流和Q码流的速率为B/2。假设入射到DPMZ的光的光场是E_i，DPMZ的输出光的光场是E_out，DPMZ的半波电压是V_π，第一MZ型调制器201和第二MZ型调制器202的偏置电压偏置1和偏置2分别是V_b，I和V_b，Q，I码流和Q码流的调制电压分别是V_d，I和V_d，Q，相位延迟器203的相位延迟是

则DPMZ的输出光强为：

  式(1)

I码流和Q码流是完全随机的0、1序列，根据相位调制的原理，V_d，I和V_d，Q的取值有以下4种可能：

V_d，I，k＝Vπ，V_d，Q，k＝Vπ

V_d，I，k＝Vπ，V_d，Q，k＝-Vπ

V_d，I，k＝-Vπ，V_d，Q，k＝Vπ

V_d，I，k＝-Vπ，V_d，Q，k＝-Vπ

其中的k表示V_d，I和V_d，Q序列中的第k个，这4种可能的情况随机出现，并且概率相等，I码流和Q码流的速率为B/2，则DPMZ输出的平均光强为：

    式(2)

下面分别对偏置1、偏置2和偏置3进行分析：

(1)假设当前时隙选中进行监视和控制的是偏置1：

将V_d，I和V_d，Q代入式(2)，得到的是DPMZ输出的平均光强与V_b，I、V_b，Q和

的关系。设V_b，Q和

为不同的值，将V_b，I从0调到2V_π，得到不同情况下DPMZ输出的平均光强和V_b，I之间的关系，参见图5所示，纵坐标表示DPMZ输出的平均光强，横坐标表示偏置1的值，图5中偏置2和偏置3的单位是V_π，无论偏置2和偏置3各自处于什么状态，DPMZ输出的平均光强最大值都出现在V_b，I＝V_π处。由此可知，无论偏置2和偏置3是否处于各自的最佳状态，调节偏置1，使得DPMZ输出的平均光强达到最大值，偏置1刚好处于最佳状态。

(2)假设当前时隙选中进行监视和控制的是偏置2：

将V_d，I和V_d，Q代入式(2)，得到的是DPMZ输出的平均光强与V_b，I、V_b，Q和

的关系。设V_b，I和

为不同的值，将V_b，Q从0调到2V_π，得到不同情况下DPMZ输出的平均光强和V_b，Q之间的关系，参见图6所示，纵坐标表示DPMZ输出的平均光强，横坐标表示偏置2的值，图6中偏置1和偏置3的单位是V_π，无论偏置1和偏置3各自处于什么状态，DPMZ输出的平均光强最大值都出现在V_b，Q＝V_π处。由此可知，无论偏置1和偏置3是否处于各自的最佳状态，调节偏置2，使得DPMZ输出的平均光强达到最大值，偏置2刚好处于最佳状态。

(3)假设当前时隙选中进行监视和控制的是偏置3：

(3a)假设第一MZ型调制器201和第二MZ型调制器202的偏置电压偏置1和偏置2已处于最佳状态，则V_b，I＝V_b，Q＝V_π，代入式(1)得：

      式(3)

将V_d，I和V_d，Q代入式(3)，对式(3)进行傅立叶变换到频域，得到的是DPMZ的输出光强的频谱。相位延迟器203的相位延迟小于、等于、大于最佳值π/2时，DPMZ的输出光强的频谱分别参见图7a、7b、7c所示，DPMZ输出光强的频谱在从近直流的低频到B/2的高频的频段内，频谱接近于平坦。这是因为DPMZ输出光强的RF成分来自于I、Q码流，而I、Q码流是完全随机的0、1序列，其中包含了从低频到高频的所有频率成分，因此频谱是平坦的。

通过设置相位延迟器203上的偏置3，使得相位延迟器203的相位延迟

刚好等于最佳值π/2时，DPMZ输出光强的RF功率最小。因此，只需要检测DPMZ输出光强的低频RF分量的功率是否最小，就可以判断DPMZ输出光强的RF功率是否最小，也由此可以判断相位延迟器203上的偏置3是否处于最佳点。这样，就可以使用低速RF器件实现高速RF器件的功能，降低器件成本。

(3b)假设第一MZ型调制器201和第二MZ型调制器202的偏置电压偏置1和偏置2处于任意状态，将

从0调到π，得到不同情况下DPMZ输出光强的低频RF分量的功率和

之间的关系，参见图8所示，纵坐标表示DPMZ输出光强的低频RF分量的功率，横坐标表示相位延迟器203的相位延迟。图8中偏置1和偏置2的单位是V_π，无论偏置1和偏置2各自处于什么状态，DPMZ输出光强的低频RF分量的功率最小值都出现在相位延迟器203的相位延迟等于π/2处。由此可知，无论偏置1和偏置2是否处于各自的最佳状态，调节偏置3，只要使得DPMZ输出光强的低频RF分量的功率达到最小值，偏置3就刚好处于最佳状态。

本发明装置实施例的工作原理详细阐述如下：

参见图4所示，连续光源200将连续激光送入到DPMZ中，分成两路分别送入第一MZ型调制器201和第二MZ型调制器202中。I码流被第一MZ型调制器201调制到通过第一MZ型调制器201的光上，Q码流被第二MZ型调制器202调制到通过第二MZ型调制器202的光上。第二MZ型调制器202输出的光通过相位延迟器203，再和第一MZ型调制器201输出的光的合成一路输出，输出光的一小部分被分出来，发送到监控PD204中。监控PD204检测DPMZ输出的光强，产生光电流，光电流的大小正比于DPMZ输出的光强。监控PD204产生的光电流发送到跨阻放大器205中，跨阻放大器205将微弱的光电流转化为电压信号，便于后级处理。

监控PD204和跨阻放大器205的带宽远小于I、Q码流的速率。例如，数据码流的速率是40Gb/s，则I、Q码流的速率是20Gb/s，可以使用带宽小于500MHz的监控PD204和跨阻放大器205，这样器件成本较低。此时跨阻放大器205输出的电压信号包含的不是I、Q码流的全部带宽的信号，而是I、Q码流的低频RF分量。

跨阻放大器205输出的电压信号分成两路，一路进入高通滤波器206，一路进入低通滤波器207。高通滤波器206滤除跨阻放大器205输出的电压信号中包含的直流部分，得到I、Q码流的低频RF分量；低通滤波器207滤除跨阻放大器205输出的电压信号中包含的高频部分，得到DPMZ输出的平均光强信号。

高通滤波器206输出的信号送入到对数RF检波器208中，将DPMZ输出光强的低频RF分量的功率检测出来，并用直流电压Vrf的形式表示。DPMZ输出光强的低频RF分量的功率越大，Vrf的值越大，且Vrf的值是DPMZ输出光强的低频RF分量的功率的对数。出于器件成本的考虑，对数RF检波器208的带宽与监控PD204和跨阻放大器205的带宽相当，远小于I、Q码流的速率。

对数RF检波器208输出的Vrf和低通滤波器207输出的DPMZ输出的平均光强信号都输入到反馈控制单元209。

当处于时隙1时，反馈控制单元209根据DPMZ输出的平均光强信号，控制第一MZ型调制器201上的偏置1，使得DPMZ输出的平均光强变到最大，此时第一MZ型调制器201上的偏置1刚好处于最佳状态，而偏置1和偏置3在时隙1内保持不变。

当处于时隙2时，反馈控制单元209根据DPMZ输出的平均光强信号，控制第二MZ型调制器202上的偏置2，使得DPMZ输出的平均光强变到最大，此时第二MZ型调制器202上的偏置2刚好处于最佳状态，而偏置2和偏置3在时隙2内保持不变。

当处于时隙3时，反馈控制单元209根据Vrf的值，控制相位延迟器203上的偏置3，进而改变相位延迟器203的相位延迟，使得Vrf的值变到最小。当Vrf的值最小时，代表着DPMZ输出光强的低频RF分量的功率最小，此时相位延迟器203的相位延迟刚好等于π/2，而偏置1和偏置2在时隙3内保持不变。

显然，本领域的技术人员可以对本发明进行各种改动和变型而不脱离本发明的精神和范围。这样，倘若本发明的这些修改和变型属于本发明权利要求及其等同技术的范围之内，则本发明也意图包含这些改动和变型在内。

本说明书中未作详细描述的内容属于本领域专业技术人员公知的现有技术。

Claims (10)

1.一种双并联MZ调制器的偏置控制方法，其特征在于包括以下步骤：

A、将双并联MZ调制器DPMZ输出的光电流转化为电压信号，再将电压信号分成两路，分别进行低通滤波处理和高通滤波处理，得到DPMZ输出的平均光强和DPMZ输出光强的低频RF分量；将时间分成连续的若干组时隙，每组时隙包括时隙1、时隙2和时隙3；

B、在每个时隙1、时隙2中，分别控制DPMZ中两个MZ型调制器的偏置1、偏置2，使DPMZ输出的平均光强达到最大值，则偏置1、偏置2处于最佳状态；采用对数RF检波器将DPMZ输出光强的低频RF分量的功率检测出来，并用直流电压Vrf的形式表示，在每个时隙3中通过控制DPMZ中相位延迟器的偏置3，来改变相位延迟，使Vrf达到最小值，则DPMZ输出光强的低频RF分量的功率最小，偏置3处于最佳状态，相位延迟器的相位延迟等于π/2。

2.如权利要求1所述的双并联MZ调制器的偏置控制方法，其特征在于：步骤B中在每一个时隙中，只选择DPMZ中两个MZ型调制器和相位延迟器的偏置电压偏置1、偏置2和偏置3中的一个，进行监视和控制。

3.如权利要求2所述的双并联MZ调制器的偏置控制方法，其特征在于：在每一个时隙中，除被选中偏置电压之外的另两个偏置电压保持不变。

4.如权利要求1或2或3所述的双并联MZ调制器的偏置控制方法，其特征在于：步骤B中所述对数RF检波器的带宽远小于所传输数据码流的速率。

5.如权利要求1或2或3所述的双并联MZ调制器的偏置控制方法，其特征在于：步骤A中所述电压信号中包含I码流和Q码流的低频RF分量。

6.一种双并联MZ调制器的偏置控制装置，与被控制的双并联MZ调制器DPMZ相连，所述DPMZ包括第一MZ型调制器、第二MZ型调制器、相位延迟器和监控光电二极管PD，第一MZ型调制器与监控PD相连，第二MZ型调制器通过相位延迟器与监控PD相连，其特征在于：它包括跨阻放大器、高通滤波器、低通滤波器、对数RF检波器和反馈控制单元，所述跨阻放大器与DPMZ中的监控PD相连，跨阻放大器顺次通过高通滤波器、对数RF检波器与反馈控制单元相连，跨阻放大器还通过低通滤波器与反馈控制单元相连，所述反馈控制单元与DPMZ中的第一MZ型调制器、第二MZ型调制器、相位延迟器分别相连，分别形成三条闭环控制回路；跨阻放大器将监控PD产生的光电流转化为电压信号，并将电压信号分成两路输出，分别进入低通滤波器和高通滤波器，低通滤波器滤除跨阻放大器输出的电压信号中包含的高频部分，得到DPMZ输出的平均光强信号并输出，高通滤波器滤除跨阻放大器输出的电压信号中包含的直流部分，得到DPMZ输出光强的低频RF分量并输出；低通滤波器将DPMZ输出的平均光强信号输入到反馈控制单元，反馈控制单元将时间分成连续的若干组时隙，每组时隙包括时隙1、时隙2和时隙3，在每个时隙1、时隙2中，分别控制第一MZ型调制器、第二MZ型调制器的偏置1、偏置2，使DPMZ输出的平均光强达到最大值，则偏置1、偏置2处于最佳状态；高通滤波器将DPMZ输出光强的低频RF分量发送到对数RF检波器中，对数RF检波器将DPMZ输出光强的低频RF分量的功率检测出来，并用直流电压Vrf的形式表示，再将Vrf输入到反馈控制单元，在每个时隙3中通过控制相位延迟器的偏置3，来改变相位延迟，使Vrf达到最小值，则DPMZ输出光强的低频RF分量的功率最小，偏置3处于最佳状态，相位延迟器的相位延迟等于π/2。

7.如权利要求6所述的双并联MZ调制器的偏置控制装置，其特征在于：所述反馈控制单元在每一个时隙中，只选择第一MZ型调制器、第二MZ型调制器、相位延迟器的偏置电压偏置1、偏置2和偏置3中的一个，进行监视和控制。

8.如权利要求7所述的双并联MZ调制器的偏置控制装置，其特征在于：所述反馈控制单元保持每一个时隙中除被选中偏置电压之外的另两个偏置电压不变。

9.如权利要求6至8中任一项权利要求所述的双并联MZ调制器的偏置控制装置，其特征在于：所述监控PD、跨阻放大器和对数RF检波器的带宽均远小于所传输数据码流的速率。

10.如权利要求6至8中任一项权利要求所述的双并联MZ调制器的偏置控制装置，其特征在于：所述跨阻放大器输出的电压信号中包含I码流和Q码流的低频RF分量。

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