JP4678653B2 - 光送信装置 - Google Patents

Description

本発明は、パルス化された多値位相変調光を送信する光送信装置に関し、特に、直列に接続された複数の光変調部にそれぞれ与えられる駆動信号間の温度変動等による位相ずれを補償可能な光送信装置に関する。

近年、次世代の４０Ｇｂｉｔ／ｓ光伝送システム導入の要求が高まっており、しかも１０Ｇｂｉｔ／ｓシステムと同等の伝送距離や周波数利用効率が求められている。その実現手段として、従来、１０Ｇｂｉｔ／ｓ以下のシステムで適用されてきたＮＲＺ（Non Return to Zero）変調方式に比べて、光信号対雑音比（ＯＳＮＲ）耐力、非線形性耐力に優れた変調方式である、ＲＺ（Return to Zero）−ＤＰＳＫ（Differential Phase Shift Keying）変調またはＣＳＲＺ（Carrier Suppressed Return to Zero）−ＤＰＳＫ変調の研究開発が活発になっている（例えば、非特許文献１、２参照）。更には、上述の変調方式に加えて、狭スペクトル（高周波数利用効率）の特長を持ったＲＺ−ＤＱＰＳＫ（Differential Quadrature Phase-Shift Keying）変調またはＣＳＲＺ−ＤＱＰＳＫ変調といった位相変調方式の研究開発も活発になっている。

図１２は、４３Ｇｂｉｔ／ｓのＲＺ−ＤＰＳＫまたはＣＳＲＺ−ＤＰＳＫ変調方式（以下、（ＣＳ）ＲＺ−ＤＰＳＫ変調方式と表記する）を採用した光送信装置および光受信装置の構成例を示す図である。また、図１３は、（ＣＳ）ＲＺ−ＤＰＳＫ変調された光信号を送受信する場合の光強度および光位相の状態を示す図である。

図１２において、光送信装置１１０は、４３Ｇｂｉｔ／ｓの（ＣＳ）ＲＺ−ＤＰＳＫ変調方式の光信号を送信するものであり、例えば、送信データ処理部１１１、ＣＷ（Continuous Wave）光源１１２、位相変調器１１３およびＲＺパルス化用強度変調器１１４を備えている。

具体的に、送信データ処理部１１１は、入力されるデータについてフレーム化するフレーマとしての機能、および誤り訂正符号を付与するＦＥＣ（Forward Error Correction）エンコーダとしての機能を備えるとともに、１ビット前の符号と現在の符号との差情報が反映された符号化処理を行なうＤＰＳＫプリコーダとしての機能を備えている。

位相変調器１１３は、ＣＷ光源１１２からの連続光を、送信データ処理部１１１からの符号化データに従って位相変調し、光強度は一定であるが２値の光位相に情報が乗った光信号、即ちＤＰＳＫ変調された光信号を出力する（図１３の下段参照）。

ＲＺパルス化用強度変調器１１４は、位相変調器１１３からの光信号をＲＺパルス化するものである（図１３の上段参照）。特に、データのビットレートと同一の周波数（４３ＧＨｚ）で、かつ、消光電圧（Ｖπ）の１倍の振幅を有するクロック駆動信号を用いてＲＺパルス化された光信号をＲＺ−ＤＰＳＫ信号といい、また、データのビットレートの半分の周波数（２１．５ＧＨｚ）で、かつ、消光電圧（Ｖπ）の２倍の振幅を有するクロック駆動信号を用いてＲＺパルス化された光信号をＣＳＲＺ−ＤＰＳＫ信号という。

また、光受信装置１３０は、光送信装置１１０に伝送路１２０および光中継器１２１を介して接続され、光中継伝送された光送信装置１１０からの（ＣＳ）ＲＺ−ＤＰＳＫ信号についての受信信号処理を行なうものであり、例えば、遅延干渉計１３１、光電変換部１３２、再生回路１３３および受信データ処理部１３４を備えている。

具体的に、遅延干渉計１３１は、例えばマッハツェンダ干渉計により構成され、伝送路１２０を通じて伝送されてきた（ＣＳ）ＲＺ−ＤＰＳＫ信号について１ビット時間（図１２の構成例では２３．３ｐｓ）の遅延成分と０ｒａｄの位相制御がなされた成分とを干渉（遅延干渉）させて、その干渉結果を２つの出力としている。なお、上記のマッハツェンダ干渉計は、一方の分岐導波路が他方の分岐導波路よりも１ビット時間に相当する伝搬長だけ長くなるように形成されているとともに、他方の分岐導波路を伝搬する光信号を位相制御するための電極が形成されている。

光電変換部１３２は、遅延干渉計１３１からの各出力をそれぞれ受光することにより差動光電変換検出（balanced detection）を行なうデュアルピンフォトダイオードにより構成される。なお、光電変換部１３２で検出された受信信号についてはアンプにより適宜増幅される。

再生回路１３３は、光電変換部１３２において差動光電変換検出された受信信号から、データ信号およびクロック信号を抽出するものである。受信データ処理部１３４は、再生回路で抽出されたデータ信号およびクロック信号を基に、誤り訂正等の信号処理を行うものである。

図１４は、４３Ｇｂｉｔ／ｓのＲＺ−ＤＱＰＳＫまたはＣＳＲＺ−ＤＱＰＳＫ変調方式（以下、（ＣＳ）ＲＺ−ＤＱＰＳＫ変調方式と表記する）を採用した光送信装置および光受信装置の構成例を示す図である。また、図１５は、（ＣＳ）ＲＺ−ＤＱＰＳＫ変調された光信号を送受信する場合の光強度および光位相の状態を示す図である。なお、（ＣＳ）ＲＺ−ＤＱＰＳＫ変調方式に対応した光送受信装置の構成については、例えば特許文献１に詳しく説明されているため、ここではその概略を説明することにする。

図１４において、光送信装置２１０は、例えば、送信データ処理部２１１、１：２分離部（ＤＥＭＵＸ）２１２、ＣＷ光源２１３、π／２移相器２１４、２つの位相変調器２１５Ａ，２１５Ｂ、およびＲＺパルス化用強度変調器２１６を備えている。

具体的に、送信データ処理部２１１は、図１２に示した送信データ処理部１１１と同様に、フレーマおよびＦＥＣエンコーダとしての機能を備えるとともに、１ビット前の符号と現在の符号との差情報が反映された符号化処理を行なうＤＱＰＳＫプリコーダとしての機能を備えている。

１：２分離部２１２は、送信データ処理部２１１からの４３Ｇｂｉｔ／ｓの符号化データを、２１．５Ｇｂｉｔ／ｓの２系列の符号化データ♯１，♯２に分離するものである。

ＣＷ光源２１３は、連続光を出力するものであり、該出力された連続光は２つに分離されて、一方の光が位相変調器２１５Ａに入力され、他方の光がπ／２移相器２１４を介して位相変調器２１５Ｂに入力される。

位相変調器２１５Ａは、ＣＷ光源２１３からの連続光を１：２分離部２１２で分離した一方の系列の符号化データ♯１で変調して、２値の光位相（０ｒａｄまたはπｒａｄ）に情報が乗った光信号を出力する。また、位相変調器２１５Ｂは、π／２移相器２１４においてＣＷ光源２１３からの連続光をπ／２だけ位相シフトした光が入力され、この入力光を１：２分離部２１２で分離した他方の系列の符号化データ♯２で変調して、２値の光位相（π／２ｒａｄまたは３π／２ｒａｄ）に情報が乗った光信号を出力する。上記各位相変調器２１５Ａ，２１５Ｂで変調された光は合波された後に後段のＲＺパルス化用強度変調器２１６に出力される。つまり、各位相変調器２１５Ａ，２１５Ｂからの変調光が合波されることにより、光強度は一定であるが４値の光位相に情報が乗った光信号（図１５の下段参照）、即ちＤＱＰＳＫ変調された光信号がＲＺパルス化用強度変調器２１６に送られる。

ＲＺパルス化用強度変調器２１６は、図１２に示したＲＺパルス化用強度変調器１１４と同様に、位相変調器２１５Ａ，２１５ＢからのＤＱＰＳＫ変調された光信号をＲＺパルス化するものである。特に、データ＃１，＃２のビットレートと同一の周波数（２１．５ＧＨｚ）かつ消光電圧（Ｖπ）の１倍の振幅のクロック駆動信号を用いてＲＺパルス化された光信号をＲＺ−ＤＱＰＳＫ信号といい、また、データ＃１，＃２のビットレートの半分の周波数（１０．７５ＧＨｚ）かつ消光電圧（Ｖπ）の２倍の振幅のクロック駆動信号を用いてＲＺパルス化された光信号をＣＳＲＺ−ＤＱＰＳＫ信号という。

また、光受信装置２３０は、光送信装置２１０に伝送路２２０および光中継器２２１を介して接続され、光中継伝送された光送信装置２１０からの（ＣＳ）ＲＺ−ＤＱＰＳＫ信号についての受信信号処理を行なうものであり、例えば、受信した光信号を２分岐する分岐部２３１を備えるとともに、分岐された各光信号が伝搬する光信号経路上には、それぞれ、遅延干渉計２３２Ａ，２３２Ｂ、光電変換部２３３Ａ，２３３Ｂ、再生回路２３４Ａ，２３４Ｂを備えている。更に、各再生回路２３４Ａ，２３４Ｂで再生されたデータ信号を多重する２：１多重部（ＭＵＸ）２３５および受信データ処理部２３６を備えている。

具体的に、各遅延干渉計２３２Ａ，２３２Ｂには、伝送路２２０および光中継器２２１を通じて伝送されてきた（ＣＳ）ＲＺ−ＤＱＰＳＫ信号を分岐部２３１で２分岐した光信号がそれぞれ入力される。遅延干渉計２３２Ａは、１ビット時間（図１４の構成例では４６．５ｐｓ）の遅延成分とπ／４ｒａｄの位相制御がなされた成分とを干渉（遅延干渉）させて、その干渉結果を２つの出力としている。また、遅延干渉計２３２Ｂは、１ビット時間の遅延成分と−π／４ｒａｄの位相制御がなされた成分（遅延干渉計２３２Ａの同成分とは位相がπ／２ｒａｄずれている）とを干渉（遅延干渉）させて、その干渉結果を２つの出力としている。ここでは、上記の各遅延干渉計２３２Ａ，２３２Ｂがそれぞれマッハツェンダ干渉計により構成され、各々のマッハツェンダ干渉計は、一方の分岐導波路が他方の分岐導波路よりも１ビット時間に相当する伝搬長だけ長くなるように形成されているとともに、他方の分岐導波路を伝搬する光信号を位相制御するための電極が形成されている。

各光電変換部２３３Ａ，２３３Ｂは、各遅延干渉計２３２Ａ，２３２Ｂからの各々の出力を受光することで差動光電変換検出を行なうデュアルピンフォトダイオードによりそれぞれ構成される。なお、各光電変換部２３３Ａ，２３３Ｂで検出された受信信号についてはアンプにより適宜増幅される。

再生回路２３４Ａは、光電変換部２３３Ａにおいて差動光電変換検出された受信信号から、クロック信号およびデータ信号についての同相（In-phase）成分Ｉを再生するものである。また、再生回路２３４Ｂは、光電変換部２３３Ｂにおいて差動光電変換検出された受信信号から、クロック信号およびデータ信号についての直交（Quadrature-phase）成分Ｑを再生するものである。

２：１多重部２３５は、各再生回路２３４Ａ，２３４Ｂからの同相成分Ｉおよび直交成分Ｑが入力されて、それらをＤＱＰＳＫ変調前の４３Ｇｂｉｔ／ｓデータ信号に変換する。受信データ処理部２３６は、２：１多重部２３５からのデータ信号を基に、誤り訂正等の信号処理を行うものである。

ところで、上述したような（ＣＳ）ＲＺ−ＤＰＳＫ変調方式または（ＣＳ）ＲＺ−ＤＱＰＳＫ変調方式（以下、（ＣＳ）ＲＺ−Ｄ（Ｑ）ＰＳＫ変調方式と表記する）などのような多値位相変調光をパルス化した変調方式に対応した光送信装置は、いずれも複数の光変調器が直列に配置された構成になる。このような複数の光変調器を用いた変調方式においては、複数の光変調器の間で生じる光信号遅延量の変動が信号劣化を引き起こす恐れがあり問題となる。このような問題点に対処した従来の技術としては、例えば図１６に示すように、ＣＷ光源３１１と出力端子との間に順に接続された位相変調器３１２および強度変調器３１３に印加される各クロック信号の位相をミキサ３１４で比較し、その位相比較結果に基づいて、両クロック信号間の位相関係が一定値となるように、自動遅延補償回路（ＡＤＣ）３１５が移相器３１６の移相量を制御する構成が提案されている（例えば、特許文献２参照）。
特表２００４−５１６７４３号公報 特開２００２−３５３８９６号公報 T. Hoshida et al., "Optimal 40 Gb/s Modulation Formats for Spectrally Efficient Long-Haul DWDM Systems", Journal of Lightwave Technology, Vol.20, No.12, pp.1989-1996, Dec. 2002 O. Vassilieva et al., "Non-Linear Tolerant and Spectrally Efficient 86Gbit/s RZ-DQPSK Format for a System Upgrade", OFC 2003, ThE7, 2003.

しかしながら、上記のような従来の技術は、複数の変調器に印加される駆動信号を直接モニタして相対的な位相関係（遅延差）を検出し、その検出結果を基にフィードバック制御を行う方式であり、電気レベルでの遅延ずれを補償することはできるものの、光レベルでの遅延ずれを補償することができないという課題がある。

光レベルでの遅延ずれとしては、例えば図１７に示すように、光変調器４１２，４１３の間を接続する偏波保持光ファイバ（ＰＭＦ；Polarization maintaining fiber）４１４の光伝播遅延量が温度によって変化することが問題になる。図１８は、ファイバ被覆としてポリエステルエラストマーを用いたＰＭＦについて、温度変化（基準温度：２５℃）に対する遅延量を測定した結果の一例である。なお、光の波長は１５５０ｎｍとしている。図１８の測定結果より、温度上昇によって遅延量が増大することが分かる。

図１９は、４３Ｇｂｉｔ／ｓのＲＺ−ＤＱＰＳＫ変調方式のシステムについて、送信側の各光変調器の駆動信号（データ／クロック）間の位相ずれトレランスを測定した結果の一例である。許容Ｑペナルティを０．２ｄＢとした場合、位相ずれトレランス幅は１０ｐｓとなり厳しい値となる。このため、前述の図１８で示したようなＰＭＦの温度変化による遅延ずれが発生すると、上記トレランスに比べて温度変化による遅延ずれが無視できない値となり、信号劣化を生じることが分かる。

また、上述したような複数の光変調器間を接続するＰＭＦにおける遅延量の温度変動のみならず、電子回路や電気信号伝送路（例えば、電気同軸ケーブル等）における遅延量の温度変動も信号劣化を生じさせる原因となる。さらには、複数の光変調器間を接続するＰＭＦの長さが各光変調器の実装配置やスプライス処理によって変わるために、各々の駆動信号間で遅延ずれが発生するという課題もある。このような課題は、各光変調器に印加される駆動信号間の遅延ずれを直接モニタしてフィードバック制御を行う従来の技術では解決することが困難である。

なお、本出願人は、（ＣＳ）ＲＺ−Ｄ（Ｑ）ＰＳＫ変調方式とは異なるが、ＣＳ−ＲＺ変調方式に対応した光変調器について、光変調器から出力される光信号の光スペクトルをモニタし、その光スペクトルのうちの特定の周波数成分の強度変化に基づいて上記のような駆動信号間の位相ずれをフィードバック制御する方式を提案している（例えば、特開２００３−２７９９１２号公報参照）。この先願発明によれば、出力光スペクトルの特定周波数成分の強度変化に注目することによって、駆動系の信号間の位相ずれを確実に検出することができ、最適な駆動条件が安定して得られるように駆動信号間の位相差を制御することが可能になる。

しかし、このような制御方式では、出力光スペクトルの特定周波数成分を狭帯域光フィルタを用いて抽出して強度変化をモニタすることになるが、このとき透過帯の帯域幅が十分に狭い光フィルタを使用して特定周波数成分の抽出が行われないと、強度変化のモニタ精度が低下してしまうという課題があった。上記の課題については、光変調器から出力される光信号を光電変換して電気スペクトルを取得し、該電気スペクトルのうちの特定の周波数成分の強度変化に基づいて駆動信号間の位相ずれを判断する構成も提案している（例えば、特開２００４−２９４８８３号公報参照）。この先願発明では、例えば、前段および後段の光変調器を４０Ｇｂｉｔ／ｓのデータ信号および２０ＧＨｚのクロック信号で駆動する場合に、後段の光変調器から出力されるＣＳ−ＲＺ信号光の電気スペクトルのうちの２５ＧＨｚを中心とした数ＧＨｚに亘る周波数成分のパワーが、データ信号およびクロック信号間の位相ずれが大きくなると減少することを利用して、当該周波数成分のパワーが最大になるようにデータ信号およびクロック信号の位相がフィードバック制御される。

しかし、上記のようなＣＳ−ＲＺ変調方式に対応した駆動信号間の位相ずれに対する電気スペクトルの変化と、（ＣＳ）ＲＺ−Ｄ（Ｑ）ＰＳＫ変調方式に対応した駆動信号間の位相ずれに対する電気スペクトルの変化とは異なる特性を示すため、先願発明の制御方式を（ＣＳ）ＲＺ−Ｄ（Ｑ）ＰＳＫ変調方式に適用しても、駆動信号間の位相ずれによる変調光の波形劣化を有効に抑えることは難しい。このため、ＯＳＮＲ耐力および非線形性耐力に優れた次世代の変調方式として有望視されている（ＣＳ）ＲＺ−Ｄ（Ｑ）ＰＳＫ変調方式に対応した新たな制御方式を確立することが求められている。

本発明は上記の点に着目してなされたもので、パルス化された多値位相変調方式に対応した複数の光変調部を備えた構成について、各光変調部に対する駆動信号間の温度変動等による遅延ずれを確実に補償できる光送信装置を提供することを目的とする。

上記の目的を達成するため本発明の一態様は、連続光を発生する光源と、データ信号に対応した駆動信号が与えられ、前記光源から出力される連続光を多値位相変調する第１光変調部と、前記データ信号のビットレートに応じた周波数を有するクロック信号に対応した駆動信号が与えられ、前記第１光変調部で多値位相変調された光信号をパルス化する第２光変調部と、を備えた光送信装置において、前記第２光変調部から出力される光信号の一部を光電変換して電気スペクトルを取得し、該電気スペクトルから、ボーレートに相当する周波数成分を除く予め設定した周波数成分を抽出して、当該周波数成分のパワーを測定する出力モニタ部と、前記出力モニタ部で測定されるパワーが最小になるように、前記第１および第２光変調部に与えられる各駆動信号の相対的な位相を制御する制御部と、を備えて構成されたことを特徴とする。

上記のような構成の光送信装置では、第１および第２光変調部で多値位相変調およびパルス化された光信号の一部が出力モニタ部で分岐され、その分岐光を光電変換して得た電気スペクトルに含まれる、ボーレートに相当する周波数成分を除く予め設定した周波数成分のパワーが測定され、当該パワーが最小になるように、第１および第２光変調部に与えられる各駆動信号の相対的な位相が制御部によってフィードバック制御されることで、温度変動等が生じても各駆動信号が最適な位相状態に保たれるようになる。

また、本発明の他の態様は、連続光を発生する光源と、データ信号に対応した駆動信号が与えられ、前記光源から出力される連続光を多値位相変調する第１光変調部と、前記データ信号のビットレートに応じた周波数を有するクロック信号に対応した駆動信号が与えられ、前記第１光変調部で多値位相変調された光信号をパルス化する第２光変調部と、を備えた光送信装置において、前記第２光変調部から出力される光信号の一部を光電変換して電気スペクトルを取得し、該電気スペクトルから直流成分を除いた低周波成分を抽出して、当該低周波成分のパワーを測定する出力モニタ部と、前記出力モニタ部で測定されるパワーが最小になるように、前記第１および第２光変調部に与えられる各駆動信号の相対的な位相を制御する制御部と、を備えて構成されたことを特徴とする。

上記のような構成の光送信装置では、第１および第２光変調部で多値位相変調およびパルス化された光信号の一部が出力モニタ部で分岐され、その分岐光を光電変換して得た電気スペクトルに含まれる、直流成分を除いた低周波成分のパワーが測定され、当該パワーが最小になるように、第１および第２光変調部に与えられる各駆動信号の相対的な位相が制御部によってフィードバック制御されることで、温度変動等が生じても各駆動信号が最適な位相状態に保たれるようになる。

また、本発明の別の態様は、連続光を発生する光源と、データ信号に対応した駆動信号が与えられ、前記光源から出力される連続光を多値位相変調する第１光変調部と、前記データ信号のビットレートに応じた周波数を有するクロック信号に対応した駆動信号が与えられ、前記第１光変調部で多値位相変調された光信号をパルス化する第２光変調部と、を備えた光送信装置において、前記第２光変調部から出力される光信号の一部を光電変換して電気スペクトルを取得し、該電気スペクトルのみから直流成分を含んだ周波数成分を抽出して、当該低周波成分のパワーを測定する出力モニタ部と、前記出力モニタ部で測定されるパワーが最大になるように、前記第１および第２光変調部に与えられる各駆動信号の相対的な位相を制御する制御部と、を備えて構成されたことを特徴とする。

上記のような構成の光送信装置では、第１および第２光変調部で多値位相変調およびパルス化された光信号の一部が出力モニタ部で分岐され、その分岐光を光電変換して得た電気スペクトルのみの直流成分を含んだ低周波成分のパワーが測定され、当該パワーが最大になるように、第１および第２光変調部に与えられる各駆動信号の相対的な位相が制御部によってフィードバック制御されることで、温度変動等が生じても各駆動信号が最適な位相状態に保たれるようになる。

上述したように本発明の光送信装置によれば、パルス化された多値位相変調方式において４０Ｇｂｉｔ／ｓ等の高いビットレートの光信号を送信する場合でも、装置内の温度変動等に影響されることなく、高品質の光信号を安定して送信できる光送信装置を提供することが可能になる。

以下、本発明を実施するための最良の形態について添付図面を参照しながら説明する。なお、全図を通して同一の符号は同一または相当部分を示すものとする。

図１は、本発明による光送信装置の第１実施形態を示す構成図である。

図１において、本実施形態の光送信装置は、例えば、ＣＷ光源１１と出力ポートＯＵＴの間に、データ信号ＤＡＴＡに従って駆動される第１光変調部としての多値光位相変調器１２₁と、クロック信号ＣＬＫに従って駆動される第２光変調部としての（ＣＳ）ＲＺパルス化用強度変調器１２₂とが、偏波保持光ファイバ（ＰＭＦ）１３を介して直列に接続されている。また、上記の光送信装置は、後段の強度変調器１２₂から出力ポートＯＵＴに出力される（ＣＳ）ＲＺ−Ｄ（Ｑ）ＰＳＫ変調された光信号の一部をモニタ光として分岐した後に光電変換して電気スペクトルを取得し、その電気スペクトルのうちの、ボーレートに相当する周波数成分を除く予め設定した周波数成分のパワー変化を測定する出力モニタ部２０と、その出力モニタ部２０のモニタ結果を基にデータ信号ＤＡＴＡおよびクロック信号ＣＬＫ間の位相ずれを判断し、その位相ずれが小さくなるように各駆動信号の位相を制御する制御部（ＣＯＮＴ）３０とを備える。

多値光位相変調器１２₁は、例えば、マッハツェンダ干渉計の各分岐導波路上に形成された１組の変調電極を有し、各変調電極に対して各駆動部（ＤＲＶ）１４₁₁，１４₁₂から出力される駆動信号が印加される。各駆動部１４₁₁，１４₁₂には、例えば４４Ｇｂｉｔ／ｓや２２Ｇｂｉｔ／ｓ等のデータ信号ＤＡＴＡが遅延量可変部（φ）１５₁₁，１５₁₂を介して入力される。なお、上記のデータ信号ＤＡＴＡは、ここでは図示を省略したが、前述の図１２や図１４に示した従来の構成例と同様にして、フレーマ、ＦＥＣエンコーダおよびＤ（Ｑ）ＰＳＫプリコーダの機能を備えた送信データ処理部より送られてくる。

（ＣＳ）ＲＺパルス化用強度変調器１２₂は、例えば、マッハツェンダ干渉計の片方の岐導波路上に形成された変調電極を有し、その変調電極に対して駆動部１４₂から出力される駆動信号が印加される。駆動部１４₂には、例えば４４ＧＨｚや２２ＧＨｚ、１１ＧＨｚ等のクロック信号ＣＬＫが遅延量可変部１５₂を介して入力される。

各遅延量可変部１５₁₁，１５₁₂，１５₂は、各駆動部１４₁₁，１４₁₂，１４₂に入力される信号に対して可変の遅延量を与えるものであり、各々における遅延量は、出力モニタ部２０のモニタ結果に基づいて制御部３０で生成される各制御信号Ｃ₁₁，Ｃ₁₂，Ｃ₂に従って制御される。

出力モニタ部２０は、例えば、光分岐カプラ２１、受光器２２、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）２３およびパワーモニタ２４を有する。光分岐カプラ２１は、強度変調器１２₂および出力ポートＯＵＴの間に設けられ、強度変調器１２₂から出力される（ＣＳ）ＲＺ−Ｄ（Ｑ）ＰＳＫ変調された光信号の一部をモニタ光として分岐して受光器２２に送る。受光器２２は、光分岐カプラ２１で分岐されたモニタ光を光電変換して電気スペクトルを取得するものである。バンドパスフィルタ２３は、受光器２２で取得された電気スペクトルから特定の周波数成分を抽出することが可能な通過帯を持つ一般的な電気フィルタである。パワーモニタ２４は、バンドパスフィルタ２３で抽出された周波数成分のパワーを測定し、その結果を制御部３０に出力する。

制御部３０は、パワーモニタ２４で測定される周波数成分のパワーが最小になるように、遅延量可変部１５₁₁，１５₁₂，１５₂の各遅延量をフィードバック制御するための制御信号Ｃ₁₁，Ｃ₁₂，Ｃ₂を生成する。この制御部３０によるフィードバック制御は、次に述べるようなデータ信号ＤＡＴＡとクロック信号ＣＬＫとの間の位相ずれに対する（ＣＳ）ＲＺ−Ｄ（Ｑ）ＰＳＫ信号光の電気スペクトルの変化特性に基づいて行われるものである。

図２および図３は、データ信号ＤＡＴＡとクロック信号ＣＬＫとの間の位相ずれ（遅延量）に対するＲＺ−ＤＱＰＳＫ信号光の出力波形の計算例を示したものである。また、図４および図５は、図２および図３の各出力波形に対応した電気スペクトルの計算例を示したものである。なお、図２および図４は、多値光位相変調器１２₁を駆動するデータ信号ＤＡＴＡの位相に対して、（ＣＳ）ＲＺパルス化用強度変調器１２₂を駆動するクロック信号ＣＬＫの位相が遅れている場合であり、図３および図５は進んでいる場合である。

図２および図３より、データ信号ＤＡＴＡとクロック信号ＣＬＫとの間の位相が±６ｐｓと僅かにずれただけでもＲＺ−ＤＱＰＳＫ信号光の出力波形に劣化が生じてしまうことが分かる。このとき、ＲＺ−ＤＱＰＳＫ信号光の電気スペクトルは、図４および図５に示したように、データ信号ＤＡＴＡとクロック信号ＣＬＫとの間の位相ずれが大きくなると、２２ＧＨｚ成分のパワーが減少し、それ以外の周波数成分のパワーが増大する特性を示すことが分かる。そこで、本実施形態では、ＲＺ−ＤＱＰＳＫ信号光の電気スペクトルのうちの例えば４４ＧＨｚの周波数成分に注目し、その４４ＧＨｚ成分のパワーの変化を基にしてデータ信号ＤＡＴＡとクロック信号ＣＬＫとの間の位相ずれの発生状態を判断するようにしている。

図６は、データ信号ＤＡＴＡとクロック信号ＣＬＫとの間の位相ずれに対する４４ＧＨｚ付近のパワー変化を計算した一例である。図６より明らかなように、位相遅延量が０ｐｓの場合に４４ＧＨｚ付近のパワーが最小となり、位相遅延量が大きくなるに従って４４ＧＨｚ付近のパワーが大きくなることが分かる。つまり、図１に示した構成において、後段の強度変調器１２₂から出力される光信号を光電変換して取得した電気スペクトルについて、４４ＧＨｚ付近の成分のパワーをモニタし、当該パワーが最小となるようにデータ信号ＤＡＴＡおよびクロック信号ＣＬＫの相対的な位相をフィードバック制御することで、位相遅延量が実質的に０ｐｓとなる最適な位相状態を保つことが可能になる。

なお、ここでは電気スペクトルに含まれる４４ＧＨｚ付近のパワー変化に注目した一例を示したが、前述の図４および図５に示した電気スペクトルからも分かるように、２２ＧＨｚ成分を除く任意の周波数成分のパワーも位相遅延量が０ｐｓで最小となる。２２ＧＨｚ成分はボーレートに相当しているため、本発明はボーレートに相当する周波数成分を除く予め設定した周波数成分のパワー変化をモニタし、当該パワーが最小になるようにデータ信号ＤＡＴＡおよびクロック信号ＣＬＫの相対的な位相をフィードバック制御してもよい。具体的な一例として、中心周波数が１００ＭＨｚに設定されたバンドパスフィルタを用いた場合の位相遅延量に対するパワー変化を図７に示しておく。

上記のように第１実施形態によれば、（ＣＳ）ＲＺ−Ｄ（Ｑ）ＰＳＫ変調方式に対応した多値光位相変調器１２₁および（ＣＳ）ＲＺパルス化用強度変調器１２₂を備えた構成において、後段の強度変調器１２₂からの出力光を光電変換して得た電気スペクトルについて、ボーレートに相当する周波数成分を除いた特定の周波数成分をバンドパスフィルタ２３で抽出してそのパワー変化をモニタし、当該パワーが最小になるようにデータ信号ＤＡＴＡおよびクロック信号ＣＬＫの相対的な位相をフィードバック制御することによって、温度変動等による位相ずれを確実に補償することができ、安定した駆動条件で（ＣＳ）ＲＺ−Ｄ（Ｑ）ＰＳＫ信号光を生成することが可能になる。

次に、本発明の第２実施形態について説明する。

図８は、本発明による光送信装置の第２実施形態を示す構成図である。

図８において、本実施形態の光送信装置の構成が上述の図１に示した第１実施形態の場合と異なる点は、出力モニタ部２０のバンドパスフィルタ２３に代えて、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）２５とコンデンサ２６とを受光器２２およびパワーモニタ２４の間に設けた点である。このローパスフィルタ２５は、例えば４４Ｇｂｉｔ／ｓの（ＣＳ）ＲＺ−Ｄ（Ｑ）ＰＳＫ信号光に対して、カットオフ周波数が２２ＧＨｚ付近よりも低周波側に設定された電気フィルタであり、ここではカットオフ周波数の好ましい設定例として１０ＭＨｚを想定する。ただし、本発明におけるローパスフィルタ２５のカットオフ周波数は上記の具体例に限定されるものではない。コンデンサ２６は、ローパスフィルタ２５を通過した電気信号の直流（ＤＣ）成分を遮断し交流（ＡＣ）成分を抽出してパワーモニタ２４に伝えるものである。なお、ここでは一例として、ローパスフィルタ２５とパワーモニタ２４の間にコンデンサ２６を配置するようにしたが、受光器２２とローパスフィルタ２５の間にコンデンサ２６を配置してもよい。

図９は、カットオフ周波数が１０ＭＨｚのローパスフィルタ２５およびコンデンサ２６を適用した場合にパワーモニタ２４で測定されるモニタ信号のパワーと位相遅延量の関係を計算した一例である。このように、ローパスフィルタ２５およびコンデンサ２６を適用した場合には、パワーモニタ２４で測定されるパワーが位相遅延量の増大とともに大きくなることが分かる。すなわち、ローパスフィルタ２５およびコンデンサ２６を適用した場合には、パワーモニタ２４で測定されるパワーが最小となるように、データ信号ＤＡＴＡおよびクロック信号ＣＬＫの相対的な位相をフィードバック制御することによって、位相遅延量が実質的に０ｐｓとなる最適な位相状態を保つことが可能になる。

なお、ここで用いるパワーモニタ２４は、入力する電気信号のＤＣ成分およびＡＣ成分の両方を含むパワーを測定するものを前提として、パワーモニタ２４の前段にコンデンサ２６を設けるようにしたが、入力する電気信号のＤＣ成分を除去しＡＣ成分のみを測定する機能を備えたパワーモニタを用いる場合は、図８に示すコンデンサ２６を省いても図９に示す傾向を有するモニタ情報を得ることができる。

また、例えば、４４Ｇｂｉｔ／ｓの（ＣＳ）ＲＺ−Ｄ（Ｑ）ＰＳＫ信号光に対して、受光器２２のカットオフ周波数が２２ＧＨｚ付近よりも低周波側に設定された場合、図８に示すローパスフィルタ２５を省いて低域のＡＣ成分のパワーをパワーモニタ２４でモニタし、上記の場合と同様の制御を行うようにしてもよい。

上記のように第２実施形態によれば、後段の強度変調器１２₂からの出力光を光電変換して得た電気スペクトルについて、ローパスフィルタ２５を用いて低周波成分を抽出してそのＡＣ成分のパワー変化をモニタし、当該パワーが最小になるようにデータ信号ＤＡＴＡおよびクロック信号ＣＬＫの相対的な位相をフィードバック制御することによって、温度変動等による位相ずれを確実に補償することができ、安定した駆動条件で（ＣＳ）ＲＺ−Ｄ（Ｑ）ＰＳＫ信号光を生成することが可能になる。また、上記のような低周波成分のパワー変化は安価な低速デバイスを用いてモニタできるので、光送信装置のコスト削減を図ることも可能である。

なお、上述した第１、第２実施形態では、２値の位相変調光をパルス化した（ＣＳ）ＲＺ−ＤＰＳＫ変調方式および４値の位相変調光をパルス化した（ＣＳ）ＲＺ−ＤＱＰＳＫ変調方式について説明したが、２値および４値以外の多値位相変調光をパルス化した変調方式についても上述した各実施形態と同様にして本発明を適用する可能である。

次に、本発明の第３実施形態について説明する。

図１０において、本実施形態の光送信装置の構成が上述の図１に示した第１実施形態の場合と異なる点は、出力モニタ部２０のバンドパスフィルタ２３に代えて、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）２５を受光器２２およびパワーモニタ２４の間に設けた点である。このローパスフィルタ２５は、例えば４４Ｇｂｉｔ／ｓの（ＣＳ）ＲＺ−Ｄ（Ｑ）ＰＳＫ信号光に対して、カットオフ周波数が２２ＧＨｚ付近よりも低周波側に設定された電気フィルタであり、ここではカットオフ周波数の好ましい設定例として１０ＭＨｚを想定する。ただし、本発明におけるローパスフィルタ２５のカットオフ周波数は上記の具体例に限定されるものではない。また、ここで用いるパワーモニタ２４は、入力する電気信号のＤＣ成分およびＡＣ成分の両方を含むパワーを測定するものとする。

図１１は、カットオフ周波数が１０ＭＨｚのローパスフィルタ２５を適用した場合にパワーモニタ２４で測定されるモニタ信号のパワーと位相遅延量の関係を計算した一例である。このように、ローパスフィルタ２５を適用した場合には、パワーモニタ２４で測定されるパワーが位相遅延量の増大とともに小さくなることが分かる。これは、前述した第２実施形態のようにコンデンサ２６を用いてＤＣ成分を遮断するのではなく、ローパスフィルタ２５だけを適用してＤＣ成分およびＡＣ成分のパワーをモニタするようにした場合、ＡＣ成分のパワーよりもＤＣ成分のパワーの方がかなり大きいので、位相遅延量に対するモニタパワーの変化はＤＣ成分のパワーの変化が支配的になる。位相遅延量に対するＤＣ成分のパワーの変化は、図９および図１１の各グラフの縦軸スケールの違いからも明らかなように、ＡＣ成分のパワーの変化に比べて小さくはなるものの、位相遅延量のフィードバック制御に利用することは十分に可能である。すなわち、パワーモニタ２４で測定されるパワーが最大となるように、データ信号ＤＡＴＡおよびクロック信号ＣＬＫの相対的な位相をフィードバック制御することによって、位相遅延量が実質的に０ｐｓとなる最適な位相状態を保つことが可能になる。

上記のように第３実施形態によれば、後段の強度変調器１２₂からの出力光を光電変換して得た電気スペクトルについて、ローパスフィルタ２５を用いて低周波成分を抽出してそのＤＣ成分を含んだパワー変化をモニタし、当該パワーが最大になるようにデータ信号ＤＡＴＡおよびクロック信号ＣＬＫの相対的な位相をフィードバック制御することによって、温度変動等による位相ずれを確実に補償することができ、安定した駆動条件で（ＣＳ）ＲＺ−Ｄ（Ｑ）ＰＳＫ信号光を生成することが可能になる。また、上記のような低周波成分のパワー変化は安価な低速デバイスを用いてモニタできるので、光送信装置のコスト削減を図ることも可能である。

なお、上記の第３実施形態では、ローパスフィルタ２５を通過したＤＣからカットオフ周波数までの成分のパワーをモニタしてフィードバック制御を行うようにしたが、受光器２２から出力される電気信号のＤＣ成分のみを抽出してそのパワーをモニタするようにしても、第３実施形態の場合と同様のフィードバック制御を行うことは可能である。

以上、本明細書で開示した主な発明について以下にまとめる。

（付記１） 連続光を発生する光源と、
データ信号に対応した駆動信号が与えられ、前記光源から出力される連続光を多値位相変調する第１光変調部と、
前記データ信号のビットレートに応じた周波数を有するクロック信号に対応した駆動信号が与えられ、前記第１光変調部で多値位相変調された光信号をパルス化する第２光変調部と、を備えた光送信装置において、
前記第２光変調部から出力される光信号の一部を光電変換して電気スペクトルを取得し、該電気スペクトルから、ボーレートに相当する周波数成分を除く予め設定した周波数成分を抽出して、当該周波数成分のパワーを測定する出力モニタ部と、
前記出力モニタ部で測定されるパワーが最小になるように、前記第１および第２光変調部に与えられる各駆動信号の相対的な位相を制御する制御部と、を備えて構成されたことを特徴とする光送信装置。

（付記２） 付記１に記載の光送信装置であって、
前記出力モニタ部は、
前記第２光変調部から出力される光信号の一部を分岐する光分岐カプラと、
前記光分岐カプラで分岐された光を電気信号に変換する受光器と、
前記受光器からの電気信号が入力され、ボーレートに相当する周波数成分を除いた所定の周波数領域に通過帯を持つバンドパスフィルタと、
前記バンドパスフィルタを通過した周波数成分のパワーを測定するパワーセンサと、を有することを特徴とする光送信装置。

（付記３） 付記１に記載の光送信装置であって、
前記第１光変調部は、前記光源から出力される連続光を２値位相変調することを特徴とする光送信装置。

（付記４） 付記１に記載の光送信装置であって、
前記第１光変調部は、前記光源から出力される連続光を４値位相変調することを特徴とする光送信装置。

（付記５） 付記１に記載の光送信装置であって、
前記第２光変調部は、前記データ信号のビットレートと同一の周波数を有し、かつ、消光電圧の１倍の振幅を有するクロック信号に対応した駆動信号が与えられ、前記第１光変調部で多値位相変調された光信号をパルス化することを特徴とする光送信装置。

（付記６） 付記１に記載の光送信装置であって、
前記第２光変調部は、前記データ信号のビットレートの１／２の周波数を有し、かつ、消光電圧の２倍の振幅を有するクロック信号に対応した駆動信号が与えられ、前記第１光変調部で多値位相変調された光信号をパルス化することを特徴とする光送信装置。

（付記７） 連続光を発生する光源と、
データ信号に対応した駆動信号が与えられ、前記光源から出力される連続光を多値位相変調する第１光変調部と、
前記データ信号のビットレートに応じた周波数を有するクロック信号に対応した駆動信号が与えられ、前記第１光変調部で多値位相変調された光信号をパルス化する第２光変調部と、を備えた光送信装置において、
前記第２光変調部から出力される光信号の一部を光電変換して電気スペクトルを取得し、該電気スペクトルから直流成分を除いた低周波成分を抽出して、当該低周波成分のパワーを測定する出力モニタ部と、
前記出力モニタ部で測定されるパワーが最小になるように、前記第１および第２光変調部に与えられる各駆動信号の相対的な位相を制御する制御部と、を備えて構成されたことを特徴とする光送信装置。

（付記８） 付記７に記載の光送信装置であって、
前記出力モニタ部は、
前記第２光変調部から出力される光信号の一部を分岐する光分岐カプラと、
前記光分岐カプラで分岐された光を電気信号に変換する受光器と、
前記受光器からの電気信号が入力され、前記データ信号のビットレートの１／２に対応した周波数よりも低周波側に設定されたカットオフ周波数を持つローパスフィルタと、
前記ローパスフィルタを通過した電気信号の直流成分を遮断し交流成分を抽出するコンデンサと、
前記コンデンサで抽出された交流成分のパワーを測定するパワーセンサと、を有することを特徴とする光送信装置。

（付記９） 付記７に記載の光送信装置であって、
前記出力モニタ部は、
前記第２光変調部から出力される光信号の一部を分岐する光分岐カプラと、
前記光分岐カプラで分岐された光を電気信号に変換する受光器と、
前記受光器からの電気信号の直流成分を遮断し交流成分を抽出するコンデンサと、
前記コンデンサで抽出された交流成分が入力され、前記データ信号のビットレートの１／２に対応した周波数よりも低周波側に設定されたカットオフ周波数を持つローパスフィルタと、
前記ローパスフィルタを通過した低周波成分のパワーを測定するパワーセンサと、を有することを特徴とする光送信装置。

（付記１０） 付記７に記載の光送信装置であって、
前記第１光変調部は、前記光源から出力される連続光を２値位相変調することを特徴とする光送信装置。

（付記１１） 付記７に記載の光送信装置であって、
前記第１光変調部は、前記光源から出力される連続光を４値位相変調することを特徴とする光送信装置。

（付記１２） 付記７に記載の光送信装置であって、
前記第２光変調部は、前記データ信号のビットレートと同一の周波数を有し、かつ、消光電圧の１倍の振幅を有するクロック信号に対応した駆動信号が与えられ、前記第１光変調部で多値位相変調された光信号をパルス化することを特徴とする光送信装置。

（付記１３） 付記７に記載の光送信装置であって、
前記第２光変調部は、前記データ信号のビットレートの１／２の周波数を有し、かつ、消光電圧の２倍の振幅を有するクロック信号に対応した駆動信号が与えられ、前記第１光変調部で多値位相変調された光信号をパルス化することを特徴とする光送信装置。

（付記１４） 連続光を発生する光源と、
データ信号に対応した駆動信号が与えられ、前記光源から出力される連続光を多値位相変調する第１光変調部と、
前記データ信号のビットレートに応じた周波数を有するクロック信号に対応した駆動信号が与えられ、前記第１光変調部で多値位相変調された光信号をパルス化する第２光変調部と、を備えた光送信装置において、
前記第２光変調部から出力される光信号の一部を光電変換して電気スペクトルを取得し、該電気スペクトルから直流成分を含んだ周波数成分を抽出して、当該周波数成分のパワーを測定する出力モニタ部と、
前記出力モニタ部で測定されるパワーが最大になるように、前記第１および第２光変調部に与えられる各駆動信号の相対的な位相を制御する制御部と、を備えて構成されたことを特徴とする光送信装置。

（付記１５） 付記１４に記載の光送信装置であって、
前記出力モニタ部は、
前記第２光変調部から出力される光信号の一部を分岐する光分岐カプラと、
前記光分岐カプラで分岐された光を電気信号に変換する受光器と、
前記受光器からの電気信号が入力され、前記データ信号のビットレートの１／２に対応した周波数よりも低周波側に設定されたカットオフ周波数を持つローパスフィルタと、
前記ローパスフィルタを通過した直流成分を含む低周波成分のパワーを測定するパワーセンサと、を有することを特徴とする光送信装置。

（付記１６） 付記１４に記載の光送信装置であって、
前記第１光変調部は、前記光源から出力される連続光を２値位相変調することを特徴とする光送信装置。

（付記１７） 付記１４に記載の光送信装置であって、
前記第１光変調部は、前記光源から出力される連続光を４値位相変調することを特徴とする光送信装置。

（付記１８） 付記１４に記載の光送信装置であって、
前記第２光変調部は、前記データ信号のビットレートと同一の周波数を有し、かつ、消光電圧の１倍の振幅を有するクロック信号に対応した駆動信号が与えられ、前記第１光変調部で多値位相変調された光信号をパルス化することを特徴とする光送信装置。

（付記１９） 付記１４に記載の光送信装置であって、
前記第２光変調部は、前記データ信号のビットレートの１／２の周波数を有し、かつ、消光電圧の２倍の振幅を有するクロック信号に対応した駆動信号が与えられ、前記第１光変調部で多値位相変調された光信号をパルス化することを特徴とする光送信装置。

本発明による光送信装置の第１実施形態を示す構成図である。 データ信号の位相に対してクロック信号の位相が遅れている場合の位相ずれに対するＲＺ−ＤＱＰＳＫ信号光の出力波形の計算例を示す図である。 データ信号の位相に対してクロック信号の位相が進んでいる場合の位相ずれに対するＲＺ−ＤＱＰＳＫ信号光の出力波形の計算例を示す図である。 図２の出力波形に対応した電気スペクトルの計算例を示す図である。 図３の出力波形に対応した電気スペクトルの計算例を示す図である。 データ信号およびクロック信号間の位相ずれに対する４４ＧＨｚ付近のパワー変化を計算した一例を示す図である。 データ信号およびクロック信号間の位相ずれに対する１００ＭＨｚ付近のパワー変化を計算した一例を示す図である。 本発明による光送信装置の第２実施形態を示す構成図である。 カットオフ周波数が１０ＭＨｚのローパスフィルタおよびＤＣ成分を除去するコンデンサを適用した場合にモニタされるパワーと位相遅延量の関係を計算した一例を示す図である。 本発明による光送信装置の第３実施形態を示す構成図である。 カットオフ周波数が１０ＭＨｚのローパスフィルタを適用した場合にモニタされるパワーと位相遅延量の関係を計算した一例を示す図である。 （ＣＳ）ＲＺ−ＤＰＳＫ変調方式を採用したシステムの構成例を示す図である。 図１２のシステムにおける光強度および光位相の状態を示す図である。 （ＣＳ）ＲＺ−ＤＱＰＳＫ変調方式を採用したシステムの構成例を示す図である。 図１４のシステムにおける光強度および光位相の状態を示す図である。 複数の光変調器間の遅延ずれに対処した従来の光送信装置の構成を示す図である。 従来の光送信装置における課題を説明する図である。 ＰＭＦにおける遅延量の温度依存性を示す図である。 ＲＺ−ＤＱＰＳＫ変調方式の従来システムにおけるデータ／クロック間の位相ずれトレランスの測定結果を示す図である。

符号の説明

１１…ＣＷ光源
１２₁…位相変調器
１２₂…（ＣＳ）ＲＺパルス化用強度変調器
１３…偏波保持光ファイバ
１４₁₁，１４₁₂，１４₂…駆動部
１５₁₁，１５₁₂，１５₂…遅延量可変部
２０…出力モニタ部
２１…光分岐カプラ
２２…受光器
２３…バンドパスフィルタ
２４…パワーモニタ
２５…ローパスフィルタ
２６…コンデンサ
３０…制御部
ＯＵＴ…出力ポート

Claims (11)

1. 連続光を発生する光源と、
   データ信号に対応した駆動信号が与えられ、前記光源から出力される連続光を多値位相変調する第１光変調部と、
   前記データ信号のビットレートに応じた周波数を有するクロック信号に対応した駆動信号が与えられ、前記第１光変調部で多値位相変調された光信号をパルス化する第２光変調部と、を備えた光送信装置において、
   前記第２光変調部から出力される光信号の一部を光電変換して電気スペクトルを取得し、該電気スペクトルから、ボーレートに相当する周波数成分を除く予め設定した周波数成分を抽出して、当該周波数成分のパワーを測定する出力モニタ部と、
   前記出力モニタ部で測定されるパワーが最小になるように、前記第１および第２光変調部に与えられる各駆動信号の相対的な位相を制御する制御部と、を備えて構成されたことを特徴とする光送信装置。
2. 請求項１に記載の光送信装置であって、
   前記出力モニタ部は、
   前記第２光変調部から出力される光信号の一部を分岐する光分岐カプラと、
   前記光分岐カプラで分岐された光を電気信号に変換する受光器と、
   前記受光器からの電気信号が入力され、ボーレートに相当する周波数成分を除いた所定の周波数領域に通過帯を持つバンドパスフィルタと、
   前記バンドパスフィルタを通過した周波数成分のパワーを測定するパワーセンサと、を有することを特徴とする光送信装置。
3. 連続光を発生する光源と、
   データ信号に対応した駆動信号が与えられ、前記光源から出力される連続光を多値位相変調する第１光変調部と、
   前記データ信号のビットレートに応じた周波数を有するクロック信号に対応した駆動信号が与えられ、前記第１光変調部で多値位相変調された光信号をパルス化する第２光変調部と、を備えた光送信装置において、
   前記第２光変調部から出力される光信号の一部を光電変換して電気スペクトルを取得し、該電気スペクトルから直流成分を除いた低周波成分を抽出して、当該低周波成分のパワーを測定する出力モニタ部と、
   前記出力モニタ部で測定されるパワーが最小になるように、前記第１および第２光変調部に与えられる各駆動信号の相対的な位相を制御する制御部と、を備えて構成されたことを特徴とする光送信装置。
4. 請求項３に記載の光送信装置であって、
   前記出力モニタ部は、
   前記第２光変調部から出力される光信号の一部を分岐する光分岐カプラと、
   前記光分岐カプラで分岐された光を電気信号に変換する受光器と、
   前記受光器からの電気信号が入力され、前記データ信号のビットレートの１／２に対応した周波数よりも低周波側に設定されたカットオフ周波数を持つローパスフィルタと、
   前記ローパスフィルタを通過した電気信号の直流成分を遮断し交流成分を抽出するコンデンサと、
   前記コンデンサで抽出された交流成分のパワーを測定するパワーセンサと、を有することを特徴とする光送信装置。
5. 請求項３に記載の光送信装置であって、
   前記出力モニタ部は、
   前記第２光変調部から出力される光信号の一部を分岐する光分岐カプラと、
   前記光分岐カプラで分岐された光を電気信号に変換する受光器と、
   前記受光器からの電気信号の直流成分を遮断し交流成分を抽出するコンデンサと、
   前記コンデンサで抽出された交流成分が入力され、前記データ信号のビットレートの１／２に対応した周波数よりも低周波側に設定されたカットオフ周波数を持つローパスフィルタと、
   前記ローパスフィルタを通過した低周波成分のパワーを測定するパワーセンサと、を有することを特徴とする光送信装置。
6. 連続光を発生する光源と、
   データ信号に対応した駆動信号が与えられ、前記光源から出力される連続光を多値位相変調する第１光変調部と、
   前記データ信号のビットレートに応じた周波数を有するクロック信号に対応した駆動信号が与えられ、前記第１光変調部で多値位相変調された光信号をパルス化する第２光変調部と、を備えた光送信装置において、
   前記第２光変調部から出力される光信号の一部を光電変換して電気スペクトルを取得し、該電気スペクトルのみから直流成分を含んだ周波数成分を抽出して、当該周波数成分のパワーを測定する出力モニタ部と、
   前記出力モニタ部で測定されるパワーが最大になるように、前記第１および第２光変調部に与えられる各駆動信号の相対的な位相を制御する制御部と、を備えて構成されたことを特徴とする光送信装置。
7. 請求項６に記載の光送信装置であって、
   前記出力モニタ部は、
   前記第２光変調部から出力される光信号の一部を分岐する光分岐カプラと、
   前記光分岐カプラで分岐された光を電気信号に変換する受光器と、
   前記受光器からの電気信号のみが入力され、前記データ信号のビットレートの１／２に対応した周波数よりも低周波側に設定されたカットオフ周波数を持つローパスフィルタと、
   前記ローパスフィルタを通過した直流成分を含む低周波成分のパワーを測定するパワーセンサと、を有することを特徴とする光送信装置。
8. 請求項１、３または６に記載の光送信装置であって、
   前記第１光変調部は、前記光源から出力される連続光を２値位相変調することを特徴とする光送信装置。
9. 請求項１、３または６に記載の光送信装置であって、
   前記第１光変調部は、前記光源から出力される連続光を４値位相変調することを特徴とする光送信装置。
10. 請求項１、３または６に記載の光送信装置であって、
    前記第２光変調部は、前記データ信号のビットレートと同一の周波数を有し、かつ、消光電圧の１倍の振幅を有するクロック信号に対応した駆動信号が与えられ、前記第１光変調部で多値位相変調された光信号をパルス化することを特徴とする光送信装置。
11. 請求項１、３または６に記載の光送信装置であって、
    前記第２光変調部は、前記データ信号のビットレートの１／２の周波数を有し、かつ、消光電圧の２倍の振幅を有するクロック信号に対応した駆動信号が与えられ、前記第１光変調部で多値位相変調された光信号をパルス化することを特徴とする光送信装置。

Images