JP4716293B2 - 光変調器の制御装置および制御方法 - Google Patents

Description

本発明は、光通信に用いる光変調器の制御技術に関し、特に、光変調器を駆動する複数の駆動信号間の位相ずれや光変調器の動作点ずれを補償するための制御技術に関する。

現在、光信号の伝送速度が１０Ｇｂ／ｓ等である光伝送システムの実用化が開始されているが、近年の急激なネットワーク利用の増加によりさらなるネットワーク大容量化が求められ、超長距離化の要求も高まっている。

伝送速度が１０Ｇｂ／ｓ以上の光伝送システムでは、波長分散による波形への影響が大きくなり光スペクトルが広がってしまうためチャネル光を高密度に配置したＷＤＭ伝送が困難になる。特に、４０Ｇｂ／ｓの光伝送システムなどにおいては、波長分散が伝送距離を制限する要因の１つになる。

上記のような問題を解決するための１つの手段として、光伝送路の分散値を正確に測定して補償する分散補償技術が検討されている（例えば、特許文献１および特許文献２参照）。また、上記のような光伝送システムの実現には、分散耐力が少しでも大きい変調方式の開発も不可欠である。具体的には、光伝送システムの長距離化のために良好な光ＳＮ比を確保できる、すなわち、自己位相変調（Self Phase Modulation：ＳＰＭ）効果に強く、光伝送路への光入力パワーの上限を高くできる変調方式が必要である。さらには、大容量化のために高密度のＷＤＭ光伝送が可能な光スペクトルの狭い変調方式が必要である。

近年、新規の変調方式としてキャリア抑圧ＲＺ（Carrier-Suppressed Return-to-Zero：以下、ＣＳ−ＲＺとする）変調方式などの研究が行われている（例えば、非特許文献１参照）。このＣＳ−ＲＺ変調方式は、後述するようにＲＺ（Return-to-Zero）変調方式と比較して光スペクトル幅が２／３倍となるため波長分散トレランスが広く、ＷＤＭでの高密度チャネル配置が可能という利点を持つ。また、自己位相変調効果による波形劣化が小さいので長距離化のための光ＳＮ比の確保が可能になる。

図２５は、４０Ｇｂ／ｓのＣＳ−ＲＺ変調信号を生成するための基本構成を示す図である。
図２５において、光源１００は、連続光を発生する。この光源１００から出力される連続光は、直列に接続された２つのＬｉＮｂＯ３変調器（以下、ＬＮ変調器とする）１１０，１２０に順に入力されて変調される。

前段のＬＮ変調器１１０は、例えば、データ信号生成部１１１で生成されるビットレートが４０Ｇｂ／ｓでＮＲＺ変調方式に対応したデータ信号が、図示しない信号電極に駆動信号として印加されることにより、光源１００からの連続光をデータ信号に従って変調し、図２６（ａ）に例示したような波形を有する４０Ｇｂ／ｓのＮＲＺ信号光を後段のＬＮ変調器１２０に出力する。

後段のＬＮ変調器１２０は、例えば、２つの信号電極を有するマッハツェンダ（ＭＺ）型変調器等が用いられ、データ信号のビットレートの１／２倍の周波数を有するクロック信号に基づいて生成した第１駆動信号および第２駆動信号が各信号電極に印加されることにより、前段のＬＮ変調器１１０からのＮＲＺ信号光をさらに変調し、図２６（ｂ）に例示したような波形を有する４０Ｇｂ／ｓのＣＳ−ＲＺ信号光を出力する。ここでは、周波数が２０ＧＨｚで正弦波等の波形を有するクロック信号がクロック信号生成部１２１で生成され、そのクロック信号が分岐器１２４で２分岐された後に、位相器（phase shifter）１２５Ａ，１２５Ｂで位相差がほぼ１８０°となるように調整され、さらに、増幅器１２６Ａ，１２６Ｂで各々の振幅が調整されて、ＬＮ変調器１２０の各信号電極に印加される第１および第２駆動信号となる。

また、データ信号およびクロック信号の位相については、クロック信号生成部１２１で生成されたクロック信号の一部が分岐器１２２で分岐されてデータ信号生成部１１１に伝えられることで同期がとられると共に、位相器１２３によってクロック信号の位相が調整されることで各信号間の位相差が制御されている。

ここで、４０Ｇｂ／ｓのＣＳ−ＲＺ信号光が生成される原理を、図２７に示したＬＮ変調器の駆動電圧に対する光強度特性を用いて簡単に説明する。

一般に、駆動電圧に対する光強度特性が周期的に変化する光変調器を用いてＮＲＺ変調方式やＲＺ変調方式に対応した信号光を生成する場合、上記光強度特性の隣り合う「山、谷」または「谷、山」に相当する駆動電圧（以下、この駆動電圧をＶπとする）を光変調器に与えることで変調が行われる。なお、ここでの光強度特性の「山」とは発光の頂点のことであり、「谷」とは消光の頂点のことである。

一方、ＣＳ−ＲＺ変調方式に対応した信号光を生成する場合には、図２５に示した前段のＬＮ変調器１１０でデータ信号に従って変調された４０Ｇｂ／ｓのＮＲＺ信号光が、後段のＬＮ変調器１２０でデータ信号のビットレートの１／２倍の周波数を有する２０ＧＨｚのクロック信号に従ってさらに変調されることになり、この後段のＬＮ変調器１２０については、図２７の左側に示すように、駆動電圧に対する光強度特性の「山、谷、山」に相当する駆動電圧（以下、この駆動電圧を２Ｖπとする）が与えられる。この光の変調は、クロック信号の−１，０，１の各レベルがそれぞれ光のオン、オフ、オンの各状態に対応させて行われ、生成されるＣＳ−ＲＺ信号光は図２７の右上に示すような２値の光波形になる。このＣＳ−ＲＺ変調方式の信号光は、それぞれのビットの光位相が０またはπの値を持つことになるため、例えば図２７の右下の光スペクトルの計算結果に示すように、光スペクトルのキャリア成分が抑圧されるようになる。

上記のようにして生成されたＣＳ−ＲＺ変調方式の信号光は、例えば図２８に示す光スペクトルおよび光波形の各実験結果にあるように、ＲＺ変調方式の光波形と形状のほぼ等しい光波形が得られ、光スペクトル幅についてはＲＺ変調方式の場合よりも狭くなる。また、例えば図２９に示す波長分散耐力に関する実験結果にあるように、パワーペナルティの値が１ｄＢ以下になるトータル波長分散の範囲が、ＲＺ変調方式の場合に約４０ｐｓ／ｎｍであるのに対してＣＳ−ＲＺ変調方式の場合には約５０ｐｓ／ｎｍであり、ＣＳ−ＲＺ変調方式の信号光は、ＲＺ変調方式の信号光に比べて分散トレランスが拡大されることが分かる。

特開平１１−７２７６１号公報 特開２００２−０７７０５３号公報 Y.Miyamoto et.al., "320Gbit/s (8x40Gbit/s)WDM transmission over 367-km zero-dispersion-flattened line with 120-km repeater spacing using carrier-suppressed return-to-zero pulse format", OAA'99 PD, PdP4

ところで、ＣＳ−ＲＺ変調方式に対応した信号光は、上記のような利点を持っているが、クロック信号に基づいて駆動される後段の光変調器に与える第１および第２駆動信号間の位相を精密に調整しなければならないと共に、前段の光変調器の駆動に用いられるデータ信号および上記クロック信号間の位相も精密に調整しなければならないという欠点がある。さらには、温度などの環境変化により位相ずれが発生する可能性があるため、システム運用中に各信号の位相変化を検出してフィードバック制御を行うことが必須になる。

そこで、本出願人は、例えば図３０に示すように、光変調器から出力される信号光の光スペクトルをモニタ部１３０によりモニタし、その光スペクトルのうちの特定の周波数成分の強度変化に基づいて、制御回路１４０により上記のような駆動信号間の位相ずれをフィードバック制御する方式を提案している（特願２００２−０８７０１７号参照）。この先願発明によれば、出力光スペクトルの特定周波数成分の強度変化に注目することによって、駆動系の信号間の位相ずれを確実に検出することができ、最適な駆動条件が安定して得られるように駆動信号間の位相差を制御することが可能になる。

しかし、このような先願発明による光変調器の制御方式については次のような課題がある。すなわち、上記の制御方式では、出力光スペクトルの特定周波数成分を狭帯域光フィルタ１３２を用いて抽出して強度変化をモニタすることになるが、このとき透過帯の帯域幅が十分に狭い光フィルタを使用して特定周波数成分の抽出が行われないと、強度変化のモニタ精度が低下してしまうという課題がある。一般的に、十分に狭い帯域幅を有する光フィルタの実現は容易ではないので、上記のようなモニタ精度の低下により、駆動信号間の位相差を安定してフィードバック制御することが難しくなってしまう可能性がある。

また、先願発明の制御方式については、光変調器の動作点変動に対応した制御までは実現されていないという課題もある。

本発明は上記のような課題に着目してなされたもので、２Ｖπの電圧振幅で駆動される光変調器の動作点ずれを補償することのできる制御方式を提供することを目的とする。

上記目的を達成するための本発明の制御装置が制御の対象とする光変調器は、光導波路を第１分岐光導波路および第２分岐光導波路に分岐する部分と、前記第１および第２分岐光導波路を合成する部分とを有し、第１および第２分岐光導波路にそれぞれ設けられた第１電極および第２電極を利用して前記第１および第２分岐光導波路の屈折率を制御し、当該屈折率差に応じた周期的な光強度特性を得る構成の変調部と、該変調部がその光強度特性の１周期に対応して変調動作するように、前記第１および第２電極の少なくとも一方に駆動信号を与える駆動部と、前記変調部にＤＣバイアスを供給して動作点を調整するバイアス供給部とを備える。

このような光変調器に対して、本制御装置は、前記光変調器から出力される信号光を光電変換して電気スペクトルを取得し、該信号光の周波数帯域全体に亘る前記電気スペクトルの強度を検出すると共に前記変調部に与えられる駆動信号の周波数に一致する周波数成分の前記電気スペクトルの強度を検出する出力モニタ部と、前記出力モニタ部で検出される前記周波数帯域全体に亘る電気スペクトルの強度に応じて前記変調部の第１および第２電極に与えられる各駆動信号間の位相ずれを判断し、当該強度が最大となるように前記変調部の第１および第２電極に与えられる各駆動信号のうちの少なくとも一方の位相を調整すると共に、前記出力モニタ部で検出される前記周波数成分の電気スペクトルの強度に応じて前記変調部の動作点ずれを判断し、該動作点ずれが小さくなるように前記バイアス供給部を制御する制御部と、を備えて構成される。あるいは、本制御装置は、前記光変調器から出力される信号光を光電変換して電気スペクトルを取得し、該信号光の周波数帯域全体に亘る前記電気スペクトルの強度を検出すると共に、前記光変調器から出力される信号光の光スペクトルを取得し、該信号光の中心光周波数に一致する光周波数成分の前記光スペクトルの光パワーを検出する出力モニタ部と、前記出力モニタ部で検出される前記電気スペクトルの強度に応じて前記変調部の第１および第２電極に与えられる各駆動信号間の位相ずれを判断し、当該強度が最大となるように前記変調部の第１および第２電極に与えられる各駆動信号のうちの少なくとも一方の位相を調整すると共に、前記出力モニタ部で検出される前記光パワーに応じて前記変調部の動作点ずれを判断し、該動作点ずれが小さくなるように前記バイアス供給部を制御する制御部と、を備えて構成される。
また、上記のような光変調器に対する制御方法は、前記光変調器から出力される信号光を光電変換して電気スペクトルを取得し、該信号光の周波数帯域全体に亘る前記電気スペクトルの強度を検出すると共に前記変調部に与えられる駆動信号の周波数に一致する周波数成分の前記電気スペクトルの強度を検出し、検出した前記周波数帯域全体に亘る電気スペクトルの強度に応じて前記変調部の第１および第２電極に与えられる各駆動信号間の位相ずれを判断し、当該強度が最大となるように前記変調部の第１および第２電極に与えられる各駆動信号のうちの少なくとも一方の位相を調整し、検出した前記周波数成分の電気スペクトルの強度に応じて前記変調部の動作点ずれを判断し、該判断した動作点ずれが小さくなるように前記バイアス供給部を制御する。あるいは、前記光変調器から出力される信号光を光電変換して電気スペクトルを取得し、該信号光の周波数帯域全体に亘る前記電気スペクトルの強度を検出し、前記光変調器から出力される信号光の光スペクトルを取得し、該信号光の中心光周波数に一致する光周波数成分の前記光スペクトルの光パワーを検出し、検出した前記電気スペクトルの強度に応じて前記変調部の第１および第２電極に与えられる各駆動信号間の位相ずれを判断し、当該強度が最大となるように前記変調部の第１および第２電極に与えられる各駆動信号のうちの少なくとも一方の位相を調整し、検出した前記光パワーに応じて前記変調部の動作点ずれを判断し、該判断した動作点ずれが小さくなるように前記バイアス供給部を制御する。

かかる構成では、光変調器からの出力光の変化を基に動作点ずれが判断され、その結果に基づいてバイアス供給部が制御されて変調部に与えられるＤＣバイアスの調整が行われる。これにより、２Ｖπの電圧振幅で駆動される光変調器の動作点ずれを補償することができるようになる。

以上説明したように、本発明にかかる光変調器の制御方式によれば、光変調器からの出力光の変化を基に変調部の動作点ずれを判断し、その動作点ずれが小さくなるようにバイアス供給部を制御して変調部に与えるＤＣバイアスを調整することで、２Ｖπの電圧振幅で駆動される光変調器の動作点ずれを補償することが可能になる。これにより、光変調器を最適な条件で安定して駆動することができるようになる。

以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。なお、全図を通して同一の符号は同一または相当部分を示すものとする。

図１は、光変調器の制御装置の構成例を示すブロック図である。
図１において、この例の制御装置が適用される光変調器は、例えば、光源１で発生する連続光を、直列に接続された第１および第２変調器としてのＬＮ変調器１０，２０に順に入力して変調し、ＣＳ−ＲＺ変調方式の信号光を出力するものである。この光変調器に対して本制御装置は、前段のＬＮ変調器１０に与えられる駆動信号および後段のＬＮ変調器２０に与えられる駆動信号の間の位相ずれを検出する位相ずれ検出部としての位相比較器３０と、その位相比較器３０で検出される位相ずれが小さくなるように位相器２３を制御する制御部としての制御回路３１とを備え、各駆動信号の相対的な位相を最適化する。以下、各構成要素について具体的に説明する。

前段のＬＮ変調器１０は、リチウムナイオベート（ＬｉＮｂＯ３：ＬＮ）基板を用いて構成された一般的な光変調器である。この前段のＬＮ変調器１０は、例えば、データ信号生成部１１で生成される、ＮＲＺ変調方式に対応したＢ（ｂ／ｓ）のビットレートを有するデータ信号（例えば、４０Ｇｂ／ｓのデータ信号）ＤＡＴＡに従って駆動されることにより、光源１からの連続光を変調してＢ（ｂ／ｓ）のＮＲＺ信号光を後段のＬＮ変調器２０に出力する。

上記のデータ信号生成部１１は、外部等から与えられる複数（ここではｎとする）のチャンネルに対応したＢ／ｎ（ｂ／ｓ）のビットレートを有するデータ信号に基づいて、ＮＲＺ変調方式に対応したＢ（ｂ／ｓ）のデータ信号ＤＡＴＡを生成し、そのデータ信号ＤＡＴＡをＬＮ変調器１０に与えると同時に、ここでは、Ｂ（ｂ／ｓ）のデータ信号ＤＡＴＡよりクロック成分を抽出して生成したＢ／２（Ｈｚ）の周波数を持つクロック信号ＣＬＫｄを位相比較器３０に出力する。

後段のＬＮ変調器２０は、リチウムナイオベート基板を用いて構成された公知のマッハツェンダ型光変調器である。このＬＮ変調器２０は、具体的には、光導波路を第１分岐光導波路および第２分岐光導波路に分岐する部分と、第１および第２分岐光導波路を合成する部分とを有し、第１および第２分岐光導波路にそれぞれ設けられた第１電極２０Ａおよび第２電極２０Ｂを利用して、第１および第２分岐光導波路の屈折率を制御し、その屈折率差に応じて周期的な光強度特性が得られるようにしたものである。なお、ここでは前段および後段の変調器としてＬＮ基板を用いる一例を示したが、基板材料は上記に限られるものではなく、電気光学効果を有する公知の材料からなる基板を用いて前段および後段の変調器を構成してもよい。

上記ＬＮ変調器２０の各電極２０Ａ，２０Ｂには、データ信号生成部１１で生成されるデータ信号のビットレートの１／２倍に対応した周波数、すなわち、Ｂ／２（Ｈｚ）の周波数を有するクロック信号（例えば、２０ＧＨｚのクロック信号）ＣＬＫ１，ＣＬＫ２が駆動信号として与えられる。また、このＢ／２（Ｈｚ）の各クロック信号ＣＬＫ１，ＣＬＫ２は、ＬＮ変調器２０に与えられたときの各電極２０Ａ，２０Ｂ間の電位差が、ＬＮ変調器２０の周期的な光強度特性（図２７参照）の１周期分に対応するように、各々の信号間の位相差が位相器２５で調整され、かつ、各々の振幅が増幅器２６Ａ，２６Ｂで調整される。このような各クロック信号ＣＬＫ１，ＣＬＫ２に従って駆動される後段のＬＮ変調器２０は、前段のＬＮ変調器１０からのＮＲＺ信号光をさらに変調して、Ｂ（ｂ／ｓ）のＣＳ−ＲＺ信号光を出力する。

クロック信号生成部２１は、例えば、正弦波等の波形を有するＢ／２（Ｈｚ）のクロック信号ＣＬＫ０を生成する。このＢ／２（Ｈｚ）のクロック信号ＣＬＫ０は、分岐器２２で２分岐されてデータ信号生成部１１および位相器２３にそれぞれ送られる。分岐器２２からデータ信号生成部１１に送られる信号は、データ信号生成部１１で生成されるＢ（ｂ／ｓ）のデータ信号ＤＡＴＡの同期信号として用いられる。

位相器２３は、後述するように制御回路３１から出力される制御信号ＳＦＢに従って、分岐器２２から送られてくるクロック信号ＣＬＫ０の位相を調整する。この位相器２３としては、例えば、可変長同軸管または電圧制御型デバイスなどを使用することが可能である。上記の位相器２３で位相調整されたＢ／２（Ｈｚ）のクロック信号ＣＬＫ０は、分岐器２４で３つのクロック信号ＣＬＫ１，ＣＬＫ２およびＣＬＫ３に分岐されて、位相器２５、増幅器２６Ｂおよび位相比較器３０にそれぞれ送られる。

位相器２５は、後段のＬＮ変調器２０の各電極２０Ａ，２０Ｂにそれぞれ与えられる駆動信号間の位相差を制御するために、ここでは分岐器２４から送られるクロック信号ＣＬＫ１の位相を調整するものである。この位相器２５としても、例えば、可変長同軸管または電圧制御型デバイスなどを使用することが可能である。上記の位相器２５で位相調整されたクロック信号ＣＬＫ１は、その振幅が増幅器２６Ａで所要のレベルに調整された後にＬＮ変調器２０の第１電極２０Ａに与えられる。一方、分岐器２４で分岐されたクロック信号ＣＬＫ２は、ここでは位相器を介さずに増幅器２６Ｂに送られて、その振幅が所要のレベルに調整された後にＬＮ変調器２０の第２電極２０Ｂに与えられる。

なお、ここではクロック信号ＣＬＫ１側にだけ位相器２５を設けるようにしたが、クロック信号ＣＬＫ２側についても分岐器２４と増幅器２６Ｂの間に位相器を設け、クロック信号ＣＬＫ１，ＣＬＫ２の双方に対して位相調整を行うようにしてもよい。

位相比較器３０は、データ信号生成部１１から出力されるＢ／２（Ｈｚ）のクロック信号ＣＬＫｄと、分岐器２４により分岐されたＢ／２（Ｈｚ）のクロック信号ＣＬＫ３との位相比較を行い、各クロック信号ＣＬＫｄ，ＣＬＫ３間の位相ずれを検出して、その検出結果を示す信号を制御回路３１に出力する。この位相比較器３０は、分岐器２４との間でクロック信号ＣＬＫ３を伝搬する信号線路の物理長ＬＣＬＫ３が、分岐器２４とＬＮ変調器２０の各電極２０Ａ，２０Ｂとの間でクロック信号ＣＬＫ１，ＣＬＫ２を伝搬する各々の信号線路の物理長ＬＣＬＫ１，ＬＣＬＫ２にそれぞれ等しくなるように配置される（ＬＣＬＫ１＝ＬＣＬＫ２＝ＬＣＬＫ３）。このように各信号線路の物理長ＬＣＬＫ１〜ＬＣＬＫ３を互いに等しく設定することにより、温度変動等によって各信号線路の物理長ＬＣＬＫ１〜ＬＣＬＫ３が変化しても各々の変化量には殆ど差が生じなくなるため、モニタ用のクロック信号ＣＬＫ３を用いてもデータ信号とクロック信号の位相比較を高い精度で行うことが可能になる。

制御回路３１は、位相比較器３０からの出力信号に応じて、クロック信号ＣＬＫｄ，ＣＬＫ３間の位相ずれが小さくなるように位相器２３における位相調整量をフィードバック制御するための制御信号ＳＦＢを生成する。

上記のような構成の制御装置が適用された光変調器では、光源１からの連続光が前段のＬＮ変調器１０に入力される。ＬＮ変調器１０には、データ信号生成部１１で生成されたＢ（ｂ／ｓ）のデータ信号ＤＡＴＡが駆動信号として与えられており、ＬＮ変調器１０に入力された連続光は、データ信号ＤＡＴＡに従って変調されてＢ（ｂ／ｓ）のＮＲＺ信号光となり、前段のＬＮ変調器１０から出力されて後段のＬＮ変調器２０に送られる。

後段のＬＮ変調器２０には、クロック信号生成部２１で生成されたＢ／２（Ｈｚ）のクロック信号ＣＬＫ０を位相器２３で位相調整した後に分岐器２４で分岐し、さらに、位相器２５および増幅器２６Ａ，２６Ｂで位相および振幅を調整したクロック信号ＣＬＫ１，ＣＬＫ２が、第１および第２電極２０Ａ，２０Ｂに駆動信号としてそれぞれ与えられている。このとき、位相器２３で行われるクロック信号ＣＬＫ０に対する位相調整は、制御回路３１から出力される制御信号ＳＦＢに従ってフィードバック制御される。

このフィードバック制御は、具体的には、位相比較器３０で検出される位相ずれ、すなわち、前段のＬＮ変調器１０を駆動するＢ（ｂ／ｓ）のデータ信号ＤＡＴＡから抽出されるＢ／２（Ｈｚ）のクロック信号ＣＬＫｄと、後段のＬＮ変調器２０を駆動するＢ／２（Ｈｚ）のクロック信号ＣＬＫ１，ＣＬＫ２に等価なクロック信号ＣＬＫ３との間の位相ずれが小さくなり最終的には略零になるように、位相器２３における位相調整量の最適化を行って、データ信号ＤＡＴＡおよびクロック信号間ＣＬＫ１，ＣＬＫ２の位相ずれを自動的に補償する。

上記のようなフィードバック制御によりＢ（ｂ／ｓ）のデータ信号ＤＡＴＡとの位相ずれが補償されたＢ／２（Ｈｚ）のクロック信号ＣＬＫ１，ＣＬＫ２は、さらに、後段のＬＮ変調器２０に与えられたときの各電極２０Ａ，２０Ｂ間の電位差が、ＬＮ変調器２０の周期的な光強度特性の１周期分に対応するように、位相器２５で位相差が調整され、かつ、増幅器２６Ａ，２６Ｂで各々の振幅が調整される。このように調整されたクロック信号ＣＬＫ１，ＣＬＫ２が駆動信号として各電極に与えられたＬＮ変調器２０では、前段のＬＮ変調器１０からのＮＲＺ信号光がＢ／２（Ｈｚ）のクロック信号に従って変調され、データ信号ＤＡＴＡおよびクロック信号ＣＬＫ１，ＣＬＫ２間の位相ずれによる波形劣化の抑えられたＢ（ｂ／ｓ）のＣＳ−ＲＺ信号光が外部に出力される。

このような光変調器の具体的な運用形態としては、例えば、システム導入時において、各位相器２３，２５の位相調整量がマニュアル操作等によって出力波形が最良となる値に設定され、そして、この状態で位相比較器３０および制御回路３１によるフィードバック制御が開始されることにより、システム稼動時に温度変動等で発生するデータ信号ＤＡＴＡおよびクロック信号ＣＬＫ１，ＣＬＫ２間の位相ずれが確実に検出され、その位相ずれを自動的に補償することが可能になる。

このように、当該光変調器の制御装置によれば、前段のＬＮ変調器１０を駆動するＢ（ｂ／ｓ）のデータ信号ＤＡＴＡから抽出したＢ／２（Ｈｚ）のクロック信号ＣＬＫｄと、後段のＬＮ変調器２０を駆動するＢ／２（Ｈｚ）のクロック信号ＣＬＫ１，ＣＬＫ２と等価なクロック信号ＣＬＫ３との間の位相ずれを検出し、その検出結果に基づいて位相器２３をフィードバック制御するようにしたことで、上述した先願発明のように後段のＬＮ変調器２０から出力される信号光の光スペクトルをモニタすることなく、簡略な構成の電気回路のみによりデータ信号ＤＡＴＡおよびクロック信号ＣＬＫ１，ＣＬＫ２間の位相ずれを確実に自動補償することが可能になる。

なお、上記の形態では、前段のＬＮ変調器１０をＢ（ｂ／ｓ）のデータ信号により駆動し、後段のＬＮ変調器２０をＢ／２（Ｈｚ）のクロック信号により駆動して、Ｂ（ｂ／ｓ）のＣＳ−ＲＺ信号光を生成する光変調器について説明したが、これに限られるものではない。例えば図２に示すように、前段のＬＮ変調器１０を駆動するデータ信号ＤＡＴＡのビットレートに対応したＢ（Ｈｚ）の周波数を有するクロック信号ＣＬＫ１’を後段のＬＮ変調器２０の一方の電極２０Ａに与え、他方の電極２０Ｂは接地等することにより、Ｂ（ｂ／ｓ）のＲＺ信号光を生成する変調器などについても、上記の形態の場合と同様にして制御装置を適用することが可能である。この場合、データ信号生成部１１は、Ｂ（ｂ／ｓ）のデータ信号ＤＡＴＡから抽出したＢ（Ｈｚ）のクロック信号ＣＬＫｄ’を位相比較器３０に出力し、位相比較器３０では、そのクロック信号ＣＬＫｄ’と分岐器２４で分岐されたクロック信号ＣＬＫ２’との位相比較が行われるものとする。ここでも、分岐器２４と後段のＬＮ変調器２０の電極２０Ａとの間でクロック信号ＣＬＫ１’を伝搬する信号線路の物理長ＬＣＬＫ１’と、分岐器２４と位相比較器３０との間でクロック信号ＣＬＫ２’を伝搬する信号線路の物理長ＬＣＬＫ２’とが等しくなるように設定する（ＬＣＬＫ１’＝ＬＣＬＫ２’）。また、位相比較器３０の具体的な構成としては、例えばＤフリップフロップを用いることができ、分岐器２４からのクロック信号ＣＬＫ２’およびデータ信号生成部１１からのクロック信号ＣＬＫｄ’をＤフリップフロップのデータ入力端子およびクロック入力端子にそれぞれ与え、Ｄフリップフロップからの出力信号を用いて制御回路３１で制御信号ＳＦＢを生成する構成としてもよい。

また、上記の形態では、前段のＬＮ変調器をデータ信号により駆動し、後段のＬＮ変調器をクロック信号により駆動する構成について説明したが、例えば図３に示すように、前段および後段の配置を入れ替えて前段のＬＮ変調器をクロック信号により駆動し、後段のＬＮ変調器をデータ信号により駆動する構成とすることも可能である。これについては以下で説明する他の形態においても同様である。

次に、光変調器の制御装置の別の構成例について説明する。

図４は、光変調器の制御装置について、上記とは別の構成例を示すブロック図である。
図４において、この例の制御装置は、上記形態の場合と同様にして、前段のＬＮ変調器１０をデータ信号ＤＡＴＡにより駆動し、後段のＬＮ変調器２０をクロック信号ＣＬＫ１，ＣＬＫ２により駆動してＣＳ−ＲＺ変調方式の信号光を出力する光変調器について適用される。本制御装置の構成が上記形態の場合と異なる点は、上記形態における位相比較器３０および制御回路３１に代えて、後段のＬＮ変調器２０から出力される信号光の一部をモニタ光として分岐した後に光電変換して電気スペクトルを取得し、その電気スペクトルの特定の周波数成分の強度をモニタする出力モニタ部４０と、その出力モニタ部４０でモニタされる特定周波数成分の強度変化を基にデータ信号ＤＡＴＡとクロック信号ＣＬＫ１，ＣＬＫ２との間の位相ずれを判断して位相器２３をフィードバック制御する制御回路５０とを設けた点である。なお、これ以外の他の構成は上記形態の場合と同様であるため、ここでの説明を省略する。

出力モニタ部４０は、例えば、光カプラ４１、受光回路４２、電気フィルタ４３および電気パワーセンサ４４を有する。光カプラ４１は、後段のＬＮ変調器２０から出力されるＣＳ−ＲＺ信号光の一部をモニタ光として分岐して受光回路４２に送る。受光回路４２は、光カプラ４１で分岐されたモニタ光を光電変換して電気スペクトルを取得する回路である。電気フィルタ４３は、受光回路４２で取得された電気スペクトルから、データ信号およびクロック信号間の位相ずれに応じて強度が最も大きく変化する特定の周波数成分を抽出することが可能な電気バンドパスフィルタである。なお、上記特定の周波数成分については後述する。電気パワーセンサ４４は、電気フィルタ４３で抽出された電気信号の強度を測定し、その結果を制御回路５０に出力する。

制御回路５０は、電気パワーセンサ４４で測定される特定周波数成分の強度が最大になるように、位相器２３の位相調整量をフィードバック制御するための制御信号ＳＦＢを生成する。この制御回路５０によるフィードバック制御は、次に述べるようなデータ信号ＤＡＴＡとクロック信号ＣＬＫ１，ＣＬＫ２との間の位相変化に対するＣＳ−ＲＺ信号光の電気スペクトルの変化特性に基づいて行われるものである。

図５は、４０Ｇｂ／ｓのデータ信号と２０ＧＨｚのクロック信号の間の位相を変化させたときに生成されるＣＳ−ＲＺ信号光の電気スペクトルの一例を示す図である。また、図６は、図５の場合と同様にして位相を変化させたときに生成されるＣＳ−ＲＺ信号光の光波形の一例を示す図である。ここでは、データ信号とクロック信号の間の位相が最適化されているときの状態（各信号間の位相ずれによる遅延時間が０ｐｓ）を基準として、位相ずれを増大させて行って元の最適な位相状態（遅延時間が２５ｐｓ）に戻るまで、クロック信号の位相を変化させている。

まず、図６に示すように、データ信号およびクロック信号間の遅延時間にして僅か５ｐｓ（同軸ケーブル長に換算すると１ｍｍ）に相当する位相ずれであっても、ＣＳ−ＲＺ信号光の光波形は大きく劣化してしまうことが分かる。このとき、図５に示すように、ＣＳ−ＲＺ信号光の電気スペクトルは、データ信号とクロック信号の間の位相が最適点からずれると、データ信号のビットレートに対応した４０ＧＨｚの周波数よりも低域側に離れた領域（図５の例では、約２５ＧＨｚを中心とした数ＧＨｚに亘る周波数領域）についての強度が減少することが分かる。

そこで、本形態では、上記のようなデータ信号とクロック信号の間の位相ずれに応じて強度が大きく変化する特定の周波数成分に注目し、その特定周波数成分の強度変化を基に位相ずれの発生状態を判断して、データ信号とクロック信号の間の位相差が最適化されるように位相器２３のフィードバック制御を行うようにしている。

具体的に、上記のような４０Ｇｂ／ｓのＣＳ−ＲＺ信号光に対応した電気スペクトルが受光回路４２で得られる場合には、図７の破線部分に示すように、位相ずれに応じて強度が最大に変化する約２５ＧＨｚの周波数に一致させて、電気フィルタ４３の透過帯の中心周波数が設定される。この電気フィルタ４３で抽出される特定周波数成分の強度は、図７からも明らかなように、データ信号とクロック信号の間の位相ずれが小さくなるほど増加するので、電気パワーセンサ４４で測定される強度が最大になるように位相器２３をフィードバック制御することで、データ信号とクロック信号の間の位相差を最適化することができるようになる。

また、上記の電気フィルタ４３については、透過帯の帯域幅がより狭く、かつ、透過帯の両端で透過率が急峻に変化する特性を持つようにすることで、データ信号とクロック信号の間の位相ずれをより高い精度で検出することが可能になる。このような狭帯域で切れのよいフィルタ特性を有する電気フィルタの実現は、上述した先願発明で用いられる光フィルタに比べて容易である。このため、データ信号およびクロック信号間の位相差の最適化をより安定して行うことができる。

さらに、制御回路５０において、電気パワーセンサ４４で測定される強度に対しディザリング等の公知の処理を適用して最大値検出を行うことで、位相ずれの進行方向を検出することもできる。このように位相ずれの進行方向までを検出して位相器２３のフィードバック制御を行うようにすれば、データ信号およびクロック信号間の位相差の最適化をより高速に行うことが可能になる。

上記のようにこの形態によれば、後段のＬＮ変調器２０からの出力光の電気スペクトルについての特定周波数成分の強度変化をモニタすることによって、データ信号とクロック信号の間の位相ずれを確実に検出してフィードバック制御を行うことができるようになるため、ＣＳ−ＲＺ信号光を安定した駆動条件で生成することが可能になる。

なお、本形態では、電気フィルタ４３としてバンドパスフィルタを用いる場合を説明したが、出力光の電気スペクトルから特定周波数成分を抽出する電気フィルタは上記に限定されるものではなく、例えば、データ信号のビットレートに対応した周波数よりも低域側で、かつ、位相ずれに応じて強度が最大に変化する周波数よりも高域側にカットオフ周波数を有するローパスフィルタを用いることも可能である。ただし、位相ずれをより高い精度で検出するためにはバンドパスフィルタを用いることが望ましい。

次に、光変調器の制御装置のさらに別の形態について説明する。前述した図４の形態では、出力光の電気スペクトルを基にデータ信号とクロック信号の間の位相ずれを検出してフィードバック制御を行う場合を示した。次に示す形態では、出力光の電気スペクトルを基に後段のＬＮ変調器２０を駆動するクロック信号ＣＬＫ１，ＣＬＫ２間の位相ずれを検出してフィードバック制御を行う制御装置について説明する。

図８は、本形態による光変調器の制御装置の構成を示すブロック図である。
図８において、本形態の構成が前述の図４に示した形態の場合の構成と異なる点は、図４の形態で用いた出力モニタ部４０から電気フィルタ４３を省略した出力モニタ部４０’を設けた点である。この出力モニタ部４０’でのモニタ結果が制御回路５０に送られて、制御回路５０により位相器２５Ａ，２５Ｂがフィードバック制御されクロック信号ＣＬＫ１，ＣＬＫ２間の位相差が最適化される。なお、ここでは、後段のＬＮ変調器２０の各電極２０Ａ，２０Ｂに与えられるクロック信号ＣＬＫ１，ＣＬＫ２にそれぞれ対応させて、分岐器２４と増幅器２６Ａの間に位相器２５Ａを配置すると共に、分岐器２４と増幅器２６Ｂの間に位相器２５Ｂを配置して、クロック信号ＣＬＫ１，ＣＬＫ２の間の位相差を２つの位相器２５Ａ，２５Ｂにより調整する構成例を示したが、上述した二つの形態の場合と同様に、一方のクロック信号の位相を位相器で調整して、２つのクロック信号間の位相差を相対的に制御するように構成してもよい。

出力モニタ部４０’は、後段のＬＮ変調器２０から出力されるＣＳ−ＲＺ信号光の一部を光カプラ４１でモニタ光として分岐し、そのモニタ光を受光回路４２で光電変換して電気スペクトルを取得して、その電気スペクトルをここでは電気フィルタを通すことなく電気パワーセンサ４４に直接送り、電気パワーセンサ４４で電気スペクトルの周波数帯域全体に亘る強度（以下、トータルパワーとする）を測定して、その測定結果を示す信号を制御回路５０に出力する。

制御回路５０は、電気パワーセンサ４４で測定されるトータルパワーが最大になるように、位相器２５Ａ，２５Ｂの各位相調整量をフィードバック制御するための制御信号ＳＦＢを生成する。この制御回路５０によるフィードバック制御は、次に述べるようなクロック信号ＣＬＫ１とクロック信号ＣＬＫ２との間の位相変化に対するＣＳ−ＲＺ信号光の電気スペクトルの変化特性に基づいて行われるものである。

図９は、２０ＧＨｚのクロック信号ＣＬＫ１，ＣＬＫ２の間の相対的な位相を変化させたときに生成されるＣＳ−ＲＺ信号光の電気スペクトルの一例を示す図である。また、図１０は、図９の場合と同様にして位相を変化させたときに生成されるＣＳ−ＲＺ信号光の光波形の一例を示す図である。ここでは、クロック信号ＣＬＫ１，ＣＬＫ２間の位相が最適化されているときの状態（各信号間の位相ずれが０度）を基準とし、位相ずれを段階的に増大させて元の最適な位相状態（位相ずれが３６０度）に戻るまで、各クロック信号間の位相差を変化させている。

クロック信号ＣＬＫ１，ＣＬＫ２間の位相ずれが増大すると、図１０に示すように、出力光波形は大きく劣化し位相ずれが１８０度に達すると出力光が消滅してしまうことが分かる。このとき、図９に示すように、出力光の電気スペクトルは、クロック信号ＣＬＫ１，ＣＬＫ２間の位相ずれの増大に伴って、トータルパワーが減少して行くことが明らかである。

そこで、本形態では、上記のようなクロック信号ＣＬＫ１，ＣＬＫ２間の位相ずれに応じて変化するトータルパワーの変化を基に位相ずれの発生状態を判断して、クロック信号ＣＬＫ１，ＣＬＫ２間の位相差が最適化されるように位相器２５Ａ，２５Ｂのフィードバック制御を行うようにしている。

具体的に、上記のような４０Ｇｂ／ｓのＣＳ−ＲＺ信号光に対応した電気スペクトルが受光回路４２で得られるような場合には、図１１に抜粋した電気スペクトルの変化からも明らかなように、電気パワーセンサ４４で測定されるトータルパワーは、クロック信号ＣＬＫ１，ＣＬＫ２間の位相ずれが小さくなるほど増加するので、そのトータルパワーが最大になるように各位相器２５Ａ，２５Ｂをフィードバック制御することで、クロック信号ＣＬＫ１，ＣＬＫ２間の位相差を最適化することができるようになる。

また、制御回路５０において、電気パワーセンサ４４で測定されるトータルパワーに対しディザリング等の公知の処理を適用して最大値検出を行うことで、位相ずれの進行方向を検出することもできる。このように位相ずれの進行方向までを検出して各位相器２５Ａ，２５Ｂのフィードバック制御を行うようにすれば、クロック信号ＣＬＫ１，ＣＬＫ２間の位相差の最適化をより高速に行うことが可能になる。

上記のようにこの形態によれば、後段のＬＮ変調器２０からの出力光の電気スペクトルのトータルパワーをモニタすることによって、後段のＬＮ変調器２０を駆動する２つのクロック信号ＣＬＫ１，ＣＬＫ２間の位相ずれを確実に検出してフィードバック制御を行うことができるようになるため、ＣＳ−ＲＺ信号光を安定した駆動条件で生成することが可能になる。

なお、前述した図４および図８の形態でも、前段のＬＮ変調器１０をＢ（ｂ／ｓ）のデータ信号により駆動し、後段のＬＮ変調器２０をＢ／２（Ｈｚ）のクロック信号により駆動して、Ｂ（ｂ／ｓ）のＣＳ−ＲＺ信号光を生成する光変調器について説明したが、これに限られるものではなく、上述の図２に例示した場合と同様にして、前段のＬＮ変調器１０を駆動するデータ信号のビットレートに対応したＢ（Ｈｚ）の周波数を有するクロック信号を後段のＬＮ変調器２０の一方の電極に与えることによりＢ（ｂ／ｓ）のＲＺ信号光を生成する変調器などについても適用することが可能である。

次に、本発明にかかる光変調器の制御装置の第１実施形態について説明する。第１実施形態では、光変調器の動作点変動に対応した制御を実現することが可能な制御装置について説明する。

まず、本第１実施形態において制御の対象となる光変調器の動作点変動について簡単に説明する。一般に、ＣＳ−ＲＺ変調方式等に対応した信号光の生成には、マッハツェンダ型光変調器が用いられる。この光変調器は、送信光の波長変動が小さいという利点がある。しかしながら、基板に用いられている材質（例えば、リチウムナイオベート）の温度変化や経時変化により、電気−光変換特性の動作点が時間的に変動するという問題がある。

この動作点変動を抑圧するために、従来、ＮＲＺ変調方式に対応した信号光の生成に関しては、例えば、低周波信号を重畳した駆動信号をマッハツェンダ型光変調器に与え、出力光に含まれる上記低周波信号成分を抽出して動作点変動を検知し、その検知結果を基に光変調器のＤＣバイアスをフィードバック制御する技術が知られている（詳しくは、特開平３−２５１８１５号公報等を参照のこと）。

図１２は、上記の公知技術を適用した制御装置の概略構成を示すブロック図である。また、図１３は、図１２の制御装置による動作点補償の原理を説明するための図である。

図１２の構成では、マッハツェンダ型光変調器２１０を駆動する駆動回路２１１に対して、発振器２２７で発生する低周波信号（周波数をｆ０＝１ｋＨｚ等とする）を利得制御電圧として与えることにより図１３の左下に示すように低周波信号に従って振幅変調されたＮＲＺデータ信号が生成され、そのＮＲＺデータ信号が変調器２１０の電極に印加されることにより光源２０１からの入力光が外部変調される。そして、変調器２１０から出力されるＮＲＺ信号光の一部が光カプラ２２１でモニタ光として分岐された後に受光器（ＰＤ）２２２で電気信号に変換され、その電気信号に含まれる周波数ｆ０成分が増幅器２２３で選択的に増幅されて位相比較器２２４に送られる。位相比較器２２４では、増幅器２２３からの出力信号と発振器２２７からの低周波信号との位相比較が行われ、その結果を示す信号が不要成分を除去するローパスフィルタ２２５を介してバイアス供給回路２２６に与えられ、変調器２１０の動作点を調整するＤＣバイアスの制御が行われる。

ＮＲＺ変調におけるマッハツェンダ型光変調器での最適動作点は、図１３の左上における曲線ａに示すように、振幅がＶπに設定された駆動信号の波形の高レベルおよび低レベルが、出力光の最大および最小電力を与える点である。この最適動作点で変調器２１０が駆動されると、図１３の右上に示すように、変調器２１０から出力されるＮＲＺ信号光には、周波数ｆ０成分が含まれないが、周波数ｆ０の２倍の成分が発生する。

一方、図１３の左上における曲線ｂ，ｃに示すように、変調器２１０の動作点が最適点からずれると、そのずれた方向に応じて、高レベルまたは低レベルの包絡線に関して駆動波形と出力光波形の間で位相が反転する。このときの出力光は、図１３の右側中段および下段に示すように、高レベルおよび低レベルの包絡線が同位相で変調された波形となり、周波数ｆ０成分を含むようになる。この出力光に含まれる周波数ｆ０成分の位相は、動作点の変動方向が変化すると反転するため、駆動信号に重畳した低周波信号との位相比較を行うことにより、動作点の変動方向を検知することが可能になる。従って、位相比較器２２４での位相比較の結果に応じて変調器２１０に印加するＤＣバイアスをフィードバック制御することにより、変調器２１０を最適動作点で駆動することが可能になる。

上記のようなＮＲＺ変調方式に対応した信号光の生成に関する動作点の補償技術を２段構成の変調器を用いたＣＳ−ＲＺ変調方式の信号光の生成に適用した場合、データ信号によりＮＲＺ変調を行う一方の変調器に対しては動作点の補償を有効に行うことができる。しかしながら、クロック信号により駆動される他方の変調器に対しては、ＮＲＺ変調の場合の２倍の駆動振幅２Ｖπが用いられるため（図２７参照）、動作点が最適点から変動した場合、低周波変調された駆動信号の高レベル側および低レベル側に対応した出力光波形の包絡線が逆位相になって打ち消し合うようになり、出力光から周波数ｆ０成分を検知することができない。このため、ＣＳ−ＲＺ変調方式やＲＺ変調方式などのように、マッハツェンダ型光変調器の電気−光変換特性の２つの発光の頂点、または、２つの消光の頂点の間で駆動する変調方式については、前述したような従来の動作点補償技術を適用することができない。

そこで、本発明の第１実施形態では、例えば、Ｂ（ｂ／ｓ）のＣＳ−ＲＺ変調方式に対応した信号光を生成する光変調器について、クロック信号を用いて２Ｖπの電圧振幅で駆動される変調器の動作点補償を実現した制御装置を説明する。

図１４は、第１実施形態による光変調器の制御装置の構成を示すブロック図である。
図１４において、第１実施形態の制御装置は、上述した各形態の場合と同様に、前段のＬＮ変調器１０をＢ（ｂ／ｓ）のデータ信号ＤＡＴＡにより駆動し、後段のＬＮ変調器２０をＢ／２（Ｈｚ）のクロック信号ＣＬＫ１，ＣＬＫ２により駆動してＣＳ−ＲＺ変調方式の信号光を出力する光変調器について適用される。本制御装置の構成が他の形態の場合と異なる点は、後段のＬＮ変調器２０に対して動作点を調整するためのＤＣバイアスを与えるバイアス供給回路２７が設けられており、このバイアス供給回路２７の動作が、出力モニタ部６０および制御回路７０によってフィードバック制御されることにより、後段のＬＮ変調器２０の動作点補償が行われるようにした点である。

具体的に、出力モニタ部６０は、例えば、光カプラ６１、受光回路６２、電気フィルタ６３および電気パワーセンサ６４を有する。光カプラ６１は、後段のＬＮ変調器２０から出力されるＣＳ−ＲＺ信号光の一部をモニタ光として分岐して受光回路６２に送る。受光回路６２は、光カプラ６１で分岐されたモニタ光を光電変換して電気スペクトルを取得する回路である。電気フィルタ６３は、受光回路６２で取得された電気スペクトルから、Ｂ／２（Ｈｚ）を中心周波数とする周波数成分を抽出することが可能な狭帯域の電気バンドパスフィルタである。電気パワーセンサ６４は、電気フィルタ６３で抽出された電気信号の強度を測定し、その結果を制御回路７０に出力する。

制御回路７０は、電気パワーセンサ６４で測定されるＢ／２（Ｈｚ）を中心周波数とする周波数成分の強度が最小になるように、バイアス供給回路２７の動作設定をフィードバック制御するための制御信号ＳＦＢを生成する。

なお、ここでは図示を省略したが、前段のＬＮ変調器１０についての動作点ずれについては、前述した低周波信号を駆動信号に重畳して動作点補償を行う従来の補償方式が適用されるものとする。

次に、本実施形態における後段のＬＮ変調器２０についての動作点補償の原理を具体的に説明する。

図１５は、２Ｖπの電圧振幅で駆動される変調器に動作点ずれが発生したときの出力光の変化を説明するための図である。
例えば、２０ＧＨｚのクロック信号ＣＬＫ１，ＣＬＫ２が後段のＬＮ変調器２０の各電極２０Ａ，２０Ｂに与えられることにより、各電極２０Ａ，２０Ｂ間の電位差は、図１５の左側に示すように、ＬＮ変調器２０の周期的な光強度特性の１周期に対応する２Ｖπの振幅で変化する。このとき、ＬＮ変調器２０の動作点が最適点からずれてしまうと、ＬＮ変調器２０から出力される４０Ｇｂ／ｓのＣＳ−ＲＺ信号光の波形は、図１５の右側上段に示すように、各ビット間のレベルに偏差が発生することが分かる。また、出力光の電気スペクトルについては、図１５の右側中段に示すように、動作点が最適設定されている場合（例えば図５または図９参照）には見られなかった２０ＧＨｚの周波数にピークが発生することが分かる。さらに、出力光の光スペクトルに関しては、図１５の右側下段に示すように、動作点が最適設定されている場合（例えば図２７の右下参照）には見られなかった中心光周波数に対応したキャリア成分が発生することが分かる。

上記のような動作点ずれ発生時の出力光の変化特性を考慮して、本実施形態では、電気スペクトルの２０ＧＨｚを中心とした周波数成分、すなわち、ＬＮ変調器２０を駆動するクロック信号ＣＬＫ１，ＣＬＫ２の周波数に対応したＢ／２（Ｈｚ）を中心とした周波数成分の強度をモニタし、そのモニタ結果を基にＬＮ変調器２０の動作点ずれの発生状態を判断して、動作点が最適化されるようにＤＣバイアスのフィードバック制御を行うようにしている。

具体的に、上記の図１５に例示した４０Ｇｂ／ｓのＣＳ−ＲＺ信号光に対応した電気スペクトルが受光回路６２で得られる場合には、図１６の破線部分に示すように、クロック信号ＣＬＫ１，ＣＬＫ２の周波数である２０ＧＨｚに一致させて、電気フィルタ６３の透過帯の中心周波数が設定される。この電気フィルタ６３で抽出される周波数成分の強度は、図１６からも明らかなように、動作点が最適点に近づくほど減少するので、電気パワーセンサ６４で測定される強度が最小になるようにバイアス供給回路２７の動作設定をフィードバック制御することで、ＬＮ変調器２０の動作点を最適化することができるようになる。

また、制御回路７０において、電気パワーセンサ６４で測定される強度に対しディザリング等の公知の処理を適用して最小値検出を行うことで、動作点ずれの進行方向を検出することもできる。このように動作点ずれの進行方向までを検出してＤＣバイアスのフィードバック制御を行うようにすれば、ＬＮ変調器２０の動作点補償をより高速に行うことが可能になる。

上記のように第１実施形態によれば、Ｂ／２（Ｈｚ）のクロック信号ＣＬＫ１，ＣＬＫ２で駆動されるＬＮ変調器２０について、出力光の電気スペクトルのＢ／２（Ｈｚ）を中心とする周波数成分の強度変化をモニタすることにより、動作点ずれの発生状態を確実に検出してＤＣバイアスをフィードバック制御を行うことができるようになるため、従来の低周波信号を駆動信号に重畳して動作点補償を行う方式では困難であった、２Ｖπの電圧振幅で駆動される変調器についての動作点補償を実現することが可能になる。これにより、ＣＳ−ＲＺ信号光を安定した駆動条件で生成することが可能になる。

次に、本発明にかかる光変調器の制御装置の第２実施形態について説明する。上記の第１実施形態では、図１５に示した動作点ずれによる出力光の変化特性のうちの電気スペクトルの変化に注目して動作点補償を行う場合について説明した。第２実施形態では、上記出力光の変化特性のうちの光スペクトルの変化に注目して動作点補償を行う場合を説明する。

図１７は、第２実施形態による光変調器の制御装置の構成を示すブロック図である。
図１７において、本実施形態の構成が前述の図１４に示した第１実施形態の場合と異なる点は、出力モニタ部６０および制御回路７０に代えて、後段のＬＮ変調器２０から出力される信号光の一部をモニタ光として分岐した後に中心光周波数成分を抽出してその光パワーをモニタする出力モニタ部８０と、その出力モニタ部８０でモニタされる中心光周波数成分の光パワーの変化を基にＬＮ変調器２０の動作点ずれを判断してバイアス供給回路２７をフィードバック制御する制御回路９０とを設けた点である。なお、上記以外の他の構成は第１実施形態の場合と同様である。

出力モニタ部８０は、例えば、光カプラ８１、狭帯域光フィルタ８２および光パワーメータ８３からなる。光カプラ８１は、後段のＬＮ変調器２０から出力されるＣＳ−ＲＺ信号光の一部をモニタ光として分岐して狭帯域光フィルタ８２に送る。狭帯域光フィルタ８２は、透過帯の帯域幅が十分に狭いフィルタ特性を有し、光カプラ８１で分岐されたモニタ光から中心光周波数成分のみを抽出する。光パワーメータ８３は、狭帯域光フィルタ８２で抽出されたモニタ光のパワーを測定し、その結果を制御回路９０に出力する。

制御回路９０は、光パワーメータ８３で測定されるモニタ光パワーが最小になるように、バイアス供給回路２７の動作設定をフィードバック制御する。このフィードバック制御は、前述の図１５に示したような動作点ずれにより出力光スペクトルに発生する中心光周波数に対応したキャリア成分の変化に基づいて行われる。この中心光周波数のキャリア成分は、ＬＮ変調器２０の各電極２０Ａ，２０Ｂに与えられる２系統のクロック信号ＣＬＫ１，ＣＬＫ２の対称性が崩れてキャリア抑圧がなされなくなることにより発生する。

具体的に、上記の図１５の右側下段に例示した光スペクトルを持つ４０Ｇｂ／ｓのＣＳ−ＲＺ信号光の一部が光カプラ８１でモニタ光として分岐される場合には、図１８の破線部分に示すように、ＣＳ−ＲＺ信号光の光スペクトルの中心光周波数ｆｃに一致させて狭帯域光フィルタ８２の透過帯の中心周波数が設定される。この狭帯域光フィルタ８２で抽出される光周波数成分の光パワーは、図１８からも明らかなように、動作点が最適点に近づくほど小さくなるので、光パワーメータ８３で測定される光パワーが最小になるようにバイアス供給回路２７の動作設定をフィードバック制御することで、ＬＮ変調器２０の動作点を最適化することができるようになる。

また、制御回路９０において、光パワーメータ８３で測定される光パワーに対しディザリング等の公知の処理を適用して最小値検出を行うことで、動作点ずれの進行方向を検出することもできる。このように動作点ずれの進行方向までを検出してＤＣバイアスのフィードバック制御を行うようにすれば、ＬＮ変調器２０の動作点補償をより高速に行うことが可能になる。

上記のように第２実施形態によれば、Ｂ／２（Ｈｚ）のクロック信号ＣＬＫ１，ＣＬＫ２で駆動されるＬＮ変調器２０について、出力光スペクトルの中心光周波数に発生するキャリア成分の光パワーの変化をモニタすることによっても、動作点ずれの発生状態を確実に検出してＤＣバイアスをフィードバック制御を行うことができるようになるため、２Ｖπの電圧振幅で駆動される変調器についての動作点補償を実現でき、ＣＳ−ＲＺ信号光を安定した駆動条件で生成することが可能になる。

なお、上記の第２実施形態では、狭帯域光フィルタ８２で抽出された中心光周波数成分の光パワーを光パワーメータ８３で測定する構成例を示したが、例えば図１９に示すように、光パワーメータ８３に代えて受光素子８４および電気パワーセンサ８５を設けて、中心光周波数成分の光パワーを測定することも可能である。

また、上述の各形態では、前段および後段のＬＮ変調器１０，２０として個別の構成要素を直列に接続する一例を示したが、例えば、同一の基板上に前段および後段のＬＮ変調器１０，２０を連続して形成するようにしてもよい。

さらに、上述した形態については、各々の構成を適宜に組み合わせて、前段のＬＮ変調器１０を駆動するデータ信号と後段のＬＮ変調器２０を駆動するクロック信号の間の位相ずれの補償、後段のＬＮ変調器２０を駆動する２系統のクロック信号間の位相ずれの補償、および、後段のＬＮ変調器２０の動作点補償のうちの２つ以上の補償を同時に実行することも可能である。以下では、上記の組み合わせに関する具体的な実施例を列挙しておく。

図２０は、図１、図８および第１実施形態の各構成を組み合わせた光変調器の制御装置の実施例を示すブロック図である。この実施例の構成では、位相比較器３０および制御回路３１による位相器２３のフィードバック制御によって実現されるデータ信号とクロック信号の間の位相ずれの補償と、出力モニタ部４０’および制御回路５０による位相器２５のフィードバック制御によって実現されるクロック信号ＣＬＫ１，ＣＬＫ２間の位相ずれの補償と、出力モニタ部６０および制御回路７０による出力光の電気スペクトルに基づいたバイアス供給回路２７のフィードバック制御によって実現される後段のＬＮ変調器２０の動作点補償とが、同時に実行されるようになる。

また、上記の図２０に示した実施例の構成については、例えば図２１に示すように、出力モニタ部４０’の光カプラ４１、受光回路４２および電気パワーセンサ４４と、出力モニタ部６０の光カプラ６１、受光回路６２および電気パワーセンサ６４とをそれぞれ共通化し、制御回路５０，７０の双方の機能を備えた制御用ＣＰＵ９１を設けることで構成の簡略化を図ることも可能である。

図２２は、図１、図８および第２実施形態の各構成を組み合わせた光変調器の制御装置の実施例を示すブロック図である。この実施例の構成では、位相比較器３０および制御回路３１による位相器２３のフィードバック制御によって実現されるデータ信号とクロック信号の間の位相ずれの補償と、出力モニタ部４０’および制御回路５０による位相器２５のフィードバック制御によって実現されるクロック信号ＣＬＫ１，ＣＬＫ２間の位相ずれの補償と、出力モニタ部８０および制御回路９０による出力光の光スペクトルに基づいたバイアス供給回路２７のフィードバック制御によって実現される後段のＬＮ変調器２０の動作点補償とが、同時に実行されるようになる。

図２３は、図４、図８および第１実施形態の各構成を組み合わせた光変調器の制御装置の実施例を示すブロック図である。この組み合わせでは、出力光の電気スペクトルに基づいて各々の補償が行われるようになるため、それぞれの補償に対応した出力モニタ部の光カプラ、受光回路および電気パワーセンサをそれぞれ共通化し、電気パワーセンサでの測定結果に基づいて制御用ＣＰＵ９２が位相器２３，２５およびバイアス供給回路２７をそれぞれフィードバック制御するようにして構成の簡略化を図ることが可能である。

図２４は、図４、図８および第２実施形態の各構成を組み合わせた光変調器の制御装置の実施例を示すブロック図である。この実施例の構成では、光カプラ、受光回路および電気パワーセンサを共通化した出力モニタ部により出力光の電気スペクトルの変化がモニタされ、そのモニタ結果に基づいて制御用ＣＰＵ９３が位相器２３，２５をそれぞれフィードバック制御することで、データ信号およびクロック信号間の位相ずれ、並びに、クロック信号ＣＬＫ１，ＣＬＫ２間の位相ずれが補償される。また、これと同時に、出力モニタ部８０および制御回路９０による出力光の光スペクトルに基づいたバイアス供給回路２７のフィードバック制御によって後段のＬＮ変調器２０の動作点補償が行われる。

なお、上記の図２０〜図２４に示した各構成は、上述した各形態の組み合わせについての好ましい具体例を示したものであって、これらと同様にして上記以外の他の組み合わせにより光変調器の制御装置を構成することも勿論可能である。

以上、本明細書で開示した主な発明について以下にまとめる。

（付記１）直列に接続された第１変調部および第２変調部と、
該第１および第２変調部に対して位相の同期した駆動信号をそれぞれ与える駆動部とを備え、
前記第２変調部は、光導波路を第１分岐光導波路および第２分岐光導波路に分岐する部分と、前記第１および第２分岐光導波路を合成する部分とを有し、第１および第２分岐光導波路にそれぞれ設けられた第１電極および第２電極を利用して前記第１および第２分岐光導波路の屈折率を制御し、当該屈折率差に応じた周期的な光強度特性を得る構成からなり、
前記駆動部は、前記第２変調部がその光強度特性の１周期に対応して変調動作するように、前記第１および第２電極の少なくとも一方に駆動信号を与えることが可能である、光変調器についての制御装置であって、
前記第１および第２変調部に与えられる各駆動信号の位相を比較して位相ずれを検出する位相ずれ検出部と、
該位相ずれ検出部で検出される位相ずれが小さくなるように前記駆動部を制御する制御部とを備えて構成されたことを特徴とする光変調器の制御装置。

（付記２）付記１に記載の光変調器の制御装置であって、
前記光変調器は、所定のビットレートを有するデータ信号が前記駆動部から前記第１変調部に与えられ、前記データ信号のビットレートの１／２倍に対応した周波数を有するクロック信号が前記駆動部から前記第２変調部の第１および第２電極に与えられるとき、
前記位相ずれ検出部は、前記データ信号から抽出される前記ビットレートの１／２倍に対応した周波数を有するクロック信号の位相と、前記第２変調部の第１および第２電極に与えられる各クロック信号に等価なクロック信号の位相とを比較して位相ずれを検出し、
前記制御部は、前記位相ずれ検出部で検出される位相ずれが小さくなるように、前記第１および第２変調部に与えられるデータ信号およびクロック信号のうちの少なくとも一方の位相を調整することを特徴とする光変調器の制御装置。

（付記３）付記１に記載の光変調器の制御装置であって、
前記光変調器は、所定のビットレートを有するデータ信号が前記駆動部から前記第１変調部に与えられ、前記データ信号のビットレートに対応した周波数を有するクロック信号が前記駆動部から前記第２変調部の一方の電極に与えられるとき、
前記位相ずれ検出部は、前記データ信号から抽出される前記ビットレートに対応した周波数を有するクロック信号の位相と、前記第２変調部の一方の電極に与えられるクロック信号に等価なクロック信号の位相とを比較して位相ずれを検出し、
前記制御部は、前記位相ずれ検出部で検出される位相ずれが小さくなるように、前記第１および第２変調部に与えられるデータ信号およびクロック信号のうちの少なくとも一方の位相を調整することを特徴とする光変調器の制御装置。

（付記４）直列に接続された第１変調部および第２変調部と、
該第１および第２変調部に対して位相の同期した駆動信号をそれぞれ与える駆動部とを備え、
前記第２変調部は、光導波路を第１分岐光導波路および第２分岐光導波路に分岐する部分と、前記第１および第２分岐光導波路を合成する部分とを有し、第１および第２分岐光導波路にそれぞれ設けられた第１電極および第２電極を利用して前記第１および第２分岐光導波路の屈折率を制御し、当該屈折率差に応じた周期的な光強度特性を得る構成からなり、
前記駆動部は、前記第２変調部がその光強度特性の１周期に対応して変調動作するように、前記第１および第２電極の少なくとも一方に駆動信号を与えることが可能である、光変調器についての制御装置であって、
前記光変調器から出力される信号光を光電変換して電気スペクトルを取得し、該電気スペクトルの強度に関する情報を検出する出力モニタ部と、
該出力モニタ部で検出される強度情報に基づいて、前記光変調器の駆動信号間の位相ずれを判断し、該位相ずれが小さくなるように前記駆動部を制御する制御部とを備えて構成されたことを特徴とする光変調器の制御装置。

（付記５）付記４に記載の光変調器の制御装置であって、
前記出力モニタ部は、前記電気スペクトルから特定の周波数成分を抽出して当該強度を検出し、
前記制御部は、前記出力モニタ部で検出される特定の周波数成分の強度に応じて前記第１および第２変調部に与えられる各駆動信号間の位相ずれを判断し、前記強度が最大となるように前記第１および第２変調部に与えられる各駆動信号のうちの少なくとも一方の位相を調整することを特徴とする光変調器の制御装置。

（付記６）付記４に記載の光変調器の制御装置であって、
前記駆動部が、前記第２変調部の第１および第２電極に対して所定の位相差を有する駆動信号をそれぞれ与えるとき、
前記出力モニタ部は、前記電気スペクトルの周波数帯域全体に亘る強度を検出し、
前記制御部は、前記出力モニタ部で検出される強度に応じて前記第２変調部の第１および第２電極に与えられる各駆動信号間の位相ずれを判断し、前記強度が最大となるように前記第２変調部の第１および第２電極に与えられる各駆動信号のうちの少なくとも一方の位相を調整することを特徴とする光変調器の制御装置。

（付記７）付記４に記載の光変調器の制御装置であって、
前記光変調器は、所定のビットレートを有するデータ信号が前記駆動部から前記第１変調部に与えられ、前記データ信号のビットレートの１／２倍に対応した周波数を有するクロック信号が前記駆動部から前記第２変調部の第１および第２電極に与えられることにより、キャリア抑圧ＲＺ変調方式の信号光を生成することを特徴とする光変調器の制御装置。

（付記８）付記４に記載の光変調器の制御装置であって、
前記光変調器は、所定のビットレートを有するデータ信号が前記駆動部から前記第１変調部に与えられ、前記データ信号のビットレートに対応した周波数を有するクロック信号が前記駆動部から前記第２変調部の一方の電極に与えられることにより、ＲＺ変調方式の信号光を生成することを特徴とする光変調器の制御装置。

（付記９）光導波路を第１分岐光導波路および第２分岐光導波路に分岐する部分と、前記第１および第２分岐光導波路を合成する部分とを有し、第１および第２分岐光導波路にそれぞれ設けられた第１電極および第２電極を利用して前記第１および第２分岐光導波路の屈折率を制御し、当該屈折率差に応じた周期的な光強度特性を得る構成の変調部と、
該変調部がその光強度特性の１周期に対応して変調動作するように、前記第１および第２電極の少なくとも一方に駆動信号を与える駆動部と、
前記変調部にＤＣバイアスを供給して動作点を調整するバイアス供給部とを備えた光変調器についての制御装置であって、
前記光変調部から出力される信号光の変化を検出する出力モニタ部と、
該出力モニタ部の検出結果に基づいて前記変調部の動作点ずれを判断し、該動作点ずれが小さくなるように前記バイアス供給部を制御する制御部とを備えて構成されたことを特徴とする光変調器の制御装置。

（付記１０）付記９に記載の光変調器の制御装置であって、
前記出力モニタ部は、前記光変調部から出力される信号光を光電変換して電気スペクトルを取得し、前記変調部に与えられる駆動信号の周波数に一致する周波数成分を前記電気スペクトルから抽出して当該強度を検出し、
前記制御部は、前記出力モニタ部で検出される強度に応じて前記変調部の動作点ずれを判断することを特徴とする光変調器の制御装置。

（付記１１）付記９に記載の光変調器の制御装置であって、
前記出力モニタ部は、前記光変調部から出力される信号光の光スペクトルを取得し、前記信号光の中心光周波数に一致する光周波数成分を前記光スペクトルから抽出して当該光パワーを検出し、
前記制御部は、前記出力モニタ部で検出される光パワーに応じて前記変調部の動作点ずれを判断することを特徴とする光変調器の制御装置。

（付記１２）直列に接続された第１変調部および第２変調部と、
該第１および第２変調部に対して位相の同期した駆動信号をそれぞれ与える駆動部とを備え、
前記第２変調部は、光導波路を第１分岐光導波路および第２分岐光導波路に分岐する部分と、前記第１および第２分岐光導波路を合成する部分とを有し、第１および第２分岐光導波路にそれぞれ設けられた第１電極および第２電極を利用して前記第１および第２分岐光導波路の屈折率を制御し、当該屈折率差に応じた周期的な光強度特性を得る構成からなり、
前記駆動部は、前記第２変調部がその光強度特性の１周期に対応して変調動作するように、前記第１および第２電極の少なくとも一方に駆動信号を与えることが可能である、光変調器についての制御方法であって、
前記第１および第２変調部に与えられる各駆動信号の位相を比較して位相ずれを検出し、
該検出した位相ずれが小さくなるように前記駆動部を制御することを特徴とする光変調器の制御方法。

（付記１３）直列に接続された第１変調部および第２変調部と、
該第１および第２変調部に対して位相の同期した駆動信号をそれぞれ与える駆動部とを備え、
前記第２変調部は、光導波路を第１分岐光導波路および第２分岐光導波路に分岐する部分と、前記第１および第２分岐光導波路を合成する部分とを有し、第１および第２分岐光導波路にそれぞれ設けられた第１電極および第２電極を利用して前記第１および第２分岐光導波路の屈折率を制御し、当該屈折率差に応じた周期的な光強度特性を得る構成からなり、
前記駆動部は、前記第２変調部がその光強度特性の１周期に対応して変調動作するように、前記第１および第２電極の少なくとも一方に駆動信号を与えることが可能である、光変調器についての制御方法であって、
前記光変調器から出力される信号光を光電変換して電気スペクトルを取得し、
該取得した電気スペクトルの強度に関する情報を検出し、
該検出した強度情報に基づいて前記駆動部を制御することを特徴とする光変調器の制御方法。

（付記１４）光導波路を第１分岐光導波路および第２分岐光導波路に分岐する部分と、前記第１および第２分岐光導波路を合成する部分とを有し、第１および第２分岐光導波路にそれぞれ設けられた第１電極および第２電極を利用して前記第１および第２分岐光導波路の屈折率を制御し、当該屈折率差に応じた周期的な光強度特性を得る変調部と、
該変調部がその光強度特性の１周期に対応して変調動作するように、前記第１および第２電極の少なくとも一方に駆動信号を与える駆動部と、
前記変調部にＤＣバイアスを供給して動作点を調整するバイアス供給部とを備えた光変調器についての制御方法であって、
前記光変調部から出力される信号光の変化を検出し、
該検出結果に基づいて前記変調部の動作点ずれを判断し、
該判断した動作点ずれが小さくなるように前記バイアス供給部を制御することを特徴とする光変調器の制御方法。

光変調器の制御装置の一形態を示すブロック図である。 上記の形態に関連した他の構成例を示すブロック図である。 上記の形態に関連した別の構成例を示すブロック図である。 光変調器の制御装置の他の形態を示すブロック図である。 データ信号とクロック信号の間の位相を変化させたときに生成される出力光の電気スペクトルの一例を示す図である。 データ信号とクロック信号の間の位相を変化させたときに生成される出力光の光波形の一例を示す図である。 図４の形態における位相ずれの検出動作を説明するための図である。 光変調器の制御装置の別の形態を示すブロック図である。 ２系統のクロック信号間の位相を変化させたときに生成される出力光の電気スペクトルの一例を示す図である。 ２系統のクロック信号間の位相を変化させたときに生成される出力光の光波形の一例を示す図である。 上記の形態における位相ずれの検出動作を説明するための図である。 公知の動作点補償方式を適用した制御装置の概略構成を示すブロック図である。 図１２の制御装置による動作点安定化の原理を説明するための図である。 本発明の第１実施形態の構成を示すブロック図である。 電圧振幅２Ｖπで駆動される変調器に動作点ずれが発生したときの出力光の変化を説明するための図である。 上記の第１実施形態における動作点ずれの検出動作を説明するための図である。 本発明の第２実施形態の構成を示すブロック図である。 上記の第２実施形態における動作点ずれの検出動作を説明するための図である。 上記の第２実施形態に関連した他の構成例を示すブロック図である。 上記の図１、図８および第１実施形態の各構成を組み合わせた実施例を示すブロック図である。 図２０の実施例に関連した応用例を示すブロック図である。 上記の図１、図８および第２実施形態の各構成を組み合わせた実施例を示すブロック図である。 上記の図４、図８および第１実施形態の各構成を組み合わせた実施例を示すブロック図である。 上記の図４、図８および第２実施形態の各構成を組み合わせた実施例を示すブロック図である。 従来のＣＳ−ＲＺ変調用光変調器の基本構成を示す図である。 図２５の基本構成において生成される信号光の波形例を示す図である。 ＣＳ−ＲＺ信号光が生成される原理を説明するための図である。 ＣＳ−ＲＺ信号光についての光スペクトルおよび光波形の特徴を説明するための実験結果を示す図である。 ＣＳ−ＲＺ信号光についての波長分散耐力に関する特徴を説明するための実験結果を示す図である。 先願発明による光変調器の制御装置を示す構成図である。

符号の説明

１０，２０ ＬＮ変調器
１１ データ信号生成部
２０Ａ，２０Ｂ 信号電極
２１ クロック信号生成部
２２，２４ 分岐器
２３，２５，２５Ａ，２５Ｂ 位相器
２６Ａ，２６Ｂ 増幅器
２７ バイアス供給回路
３０ 位相比較器
３１，５０，７０，９０ 制御回路
４０，４０’，６０，８０ 出力モニタ部
４１，６１，８１ 光カプラ
４２，６２ 受光回路
４３，６３ 電気フィルタ
４４，６４ 電気パワーセンサ
８２ 狭帯域光フィルタ
８３ 光パワーメータ
９１〜９３ 制御用ＣＰＵ

Claims (4)

1. 光導波路を第１分岐光導波路および第２分岐光導波路に分岐する部分と、前記第１および第２分岐光導波路を合成する部分とを有し、第１および第２分岐光導波路にそれぞれ設けられた第１電極および第２電極を利用して前記第１および第２分岐光導波路の屈折率を制御し、当該屈折率差に応じた周期的な光強度特性を得る構成の変調部と、
   該変調部がその光強度特性の１周期に対応して変調動作するように、前記第１および第２電極に駆動信号を与える駆動部と、
   前記変調部にＤＣバイアスを供給して動作点を調整するバイアス供給部と、
   を備えた光変調器についての制御装置であって、
   前記光変調器から出力される信号光を光電変換して電気スペクトルを取得し、該信号光の周波数帯域全体に亘る前記電気スペクトルの強度を検出すると共に前記変調部に与えられる駆動信号の周波数に一致する周波数成分の前記電気スペクトルの強度を検出する出力モニタ部と、
   前記出力モニタ部で検出される前記周波数帯域全体に亘る電気スペクトルの強度に応じて前記変調部の第１および第２電極に与えられる各駆動信号間の位相ずれを判断し、当該強度が最大となるように前記変調部の第１および第２電極に与えられる各駆動信号のうちの少なくとも一方の位相を調整すると共に、前記出力モニタ部で検出される前記周波数成分の電気スペクトルの強度に応じて前記変調部の動作点ずれを判断し、該動作点ずれが小さくなるように前記バイアス供給部を制御する制御部と、
   を備えて構成されたことを特徴とする光変調器の制御装置。
2. 光導波路を第１分岐光導波路および第２分岐光導波路に分岐する部分と、前記第１および第２分岐光導波路を合成する部分とを有し、第１および第２分岐光導波路にそれぞれ設けられた第１電極および第２電極を利用して前記第１および第２分岐光導波路の屈折率を制御し、当該屈折率差に応じた周期的な光強度特性を得る構成の変調部と、
   該変調部がその光強度特性の１周期に対応して変調動作するように、前記第１および第２電極に駆動信号を与える駆動部と、
   前記変調部にＤＣバイアスを供給して動作点を調整するバイアス供給部と、
   を備えた光変調器についての制御装置であって、
   前記光変調器から出力される信号光を光電変換して電気スペクトルを取得し、該信号光の周波数帯域全体に亘る前記電気スペクトルの強度を検出すると共に、前記光変調器から出力される信号光の光スペクトルを取得し、該信号光の中心光周波数に一致する光周波数成分の前記光スペクトルの光パワーを検出する出力モニタ部と、
   前記出力モニタ部で検出される前記電気スペクトルの強度に応じて前記変調部の第１および第２電極に与えられる各駆動信号間の位相ずれを判断し、当該強度が最大となるように前記変調部の第１および第２電極に与えられる各駆動信号のうちの少なくとも一方の位相を調整すると共に、前記出力モニタ部で検出される前記光パワーに応じて前記変調部の動作点ずれを判断し、該動作点ずれが小さくなるように前記バイアス供給部を制御する制御部と、
   を備えて構成されたことを特徴とする光変調器の制御装置。
3. 光導波路を第１分岐光導波路および第２分岐光導波路に分岐する部分と、前記第１および第２分岐光導波路を合成する部分とを有し、第１および第２分岐光導波路にそれぞれ設けられた第１電極および第２電極を利用して前記第１および第２分岐光導波路の屈折率を制御し、当該屈折率差に応じた周期的な光強度特性を得る変調部と、
   該変調部がその光強度特性の１周期に対応して変調動作するように、前記第１および第２電極に駆動信号を与える駆動部と、
   前記変調部にＤＣバイアスを供給して動作点を調整するバイアス供給部と、
   を備えた光変調器についての制御方法であって、
   前記光変調器から出力される信号光を光電変換して電気スペクトルを取得し、該信号光の周波数帯域全体に亘る前記電気スペクトルの強度を検出すると共に前記変調部に与えられる駆動信号の周波数に一致する周波数成分の前記電気スペクトルの強度を検出し、
   検出した前記周波数帯域全体に亘る電気スペクトルの強度に応じて前記変調部の第１および第２電極に与えられる各駆動信号間の位相ずれを判断し、当該強度が最大となるように前記変調部の第１および第２電極に与えられる各駆動信号のうちの少なくとも一方の位相を調整し、
   検出した前記周波数成分の電気スペクトルの強度に応じて前記変調部の動作点ずれを判断し、該判断した動作点ずれが小さくなるように前記バイアス供給部を制御することを特徴とする光変調器の制御方法。
4. 光導波路を第１分岐光導波路および第２分岐光導波路に分岐する部分と、前記第１および第２分岐光導波路を合成する部分とを有し、第１および第２分岐光導波路にそれぞれ設けられた第１電極および第２電極を利用して前記第１および第２分岐光導波路の屈折率を制御し、当該屈折率差に応じた周期的な光強度特性を得る変調部と、
   該変調部がその光強度特性の１周期に対応して変調動作するように、前記第１および第２電極に駆動信号を与える駆動部と、
   前記変調部にＤＣバイアスを供給して動作点を調整するバイアス供給部と、
   を備えた光変調器についての制御方法であって、
   前記光変調器から出力される信号光を光電変換して電気スペクトルを取得し、該信号光の周波数帯域全体に亘る前記電気スペクトルの強度を検出し、
   前記光変調器から出力される信号光の光スペクトルを取得し、該信号光の中心光周波数に一致する光周波数成分の前記光スペクトルの光パワーを検出し、
   検出した前記電気スペクトルの強度に応じて前記変調部の第１および第２電極に与えられる各駆動信号間の位相ずれを判断し、当該強度が最大となるように前記変調部の第１および第２電極に与えられる各駆動信号のうちの少なくとも一方の位相を調整し、
   検出した前記光パワーに応じて前記変調部の動作点ずれを判断し、該判断した動作点ずれが小さくなるように前記バイアス供給部を制御することを特徴とする光変調器の制御方法。

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