JP5873575B2 - コヒーレント通信システム、通信方法、および送信方法 - Google Patents

Description

本発明は、光通信において、特定周波数帯域信号を送信装置で送信し、その信号を受信装置で受信することにより、光ファイバ伝送路中の波長分散量を検出し、その算出値に基づいて波長分散補償を行うことで、波長分散による送信信号の歪みを補償するコヒーレント通信システム、通信方法、および送信方法に関する。
本願は、２０１３年１月１５日に日本へ出願された特願２０１３−００４７８０号、および、２０１３年７月２日に日本へ出願された特願２０１３−１３８９２８号に基づき優先権を主張し、それらの内容をここに援用する。

光通信の分野において、周波数利用効率を飛躍的に向上する同期検波方式とディジタル信号処理を組み合わせたディジタルコヒーレント通信システムが注目されている。ディジタルコヒーレント通信システムは、直接検波により構築されていたシステムと比較すると、受信感度を向上することができるだけでなく、送信信号をディジタル信号として受信することで、光ファイバ伝送によって受ける波長分散、偏波モード分散による送信信号の波形歪みを補償することができることが知られており、次世代の光通信技術として導入が検討されている。

非特許文献１および非特許文献２に代表されるディジタルコヒーレント方式は、準静的な波長分散を固定のディジタルフィルタ（例えば、２８Ｇｂａｕｄの信号に対し、２００００ｐｓ／ｎｍの分散でタップ数が２０４８ｔａｐ）で補償し、変動のある偏波モード分散を、ブラインドアルゴリズムを用いた小さいタップ数（例えば、５０ｐｓの偏波モード分散で１０〜１２ｔａｐ程度）の適応フィルタで補償する方法を採用している。

H. Masuda, et. al., "13.5-Tb/s(135x111-Gb/s/ch)No-Guard-Interval Coherent OFDM Transmission over 6,248 km using SNR Maximized Second-order DRA in the Extended L-band," OSA/OFC/NFOEC 2009, PDPB5. Jianjun Yu, et. al., "17 Tb/s(161x114 Gb/s)PolMux-RZ-8PSK transmission over 662 km of ultra-low loss fiber using C-band EDFA amplification and digital coherent detection," ECOC 2008, Th.3.E.2, Brussels,Belgium,21-25 September 2008.

しかしながら、非特許文献１および非特許文献２のディジタルコヒーレント方式では、波長分散を予め別途測定し、波長分割多重（ＷＤＭ：Wavelength Division Multiplexing）チャネルの受信機それぞれに、固定ディジタルフィルタのタップ係数を手動で入力する必要がある。

本発明は、このような事情を考慮してなされたものであり、その目的は、光信号を用いた同期検波による通信システムにおいて、光ファイバ伝送において受ける波長分散を補償するために、トレーニング信号系列を用いて波長分散量の推定を可能にするコヒーレント通信システム、通信方法、および送信方法を提供することにある。

上記問題を解決するために、本発明は、光信号送信装置と光信号受信装置とを具備するコヒーレント通信システムであって、前記光信号送信装置は、複数の周波数帯域に集中した電力を有する複数の信号系列であってそれぞれが異なる周波数帯域に電力が集中している複数の信号系列を複数のトレーニング信号系列として生成するトレーニング信号系列生成部と、前記トレーニング信号系列生成部が生成した前記複数のトレーニング信号系列から少なくとも１つのトレーニング信号系列を選択するトレーニング信号系列選択部と、前記トレーニング信号系列選択部が選択した前記トレーニング信号系列を送信データ系列に時間多重した信号系列を生成する信号多重部と、前記信号多重部が生成した前記信号系列を光信号にして送信する電気／光変換部とを備え、前記光信号受信装置は、前記光信号送信装置から送信された前記光信号を電気信号に変換する光／電気変換部と、前記光／電気変換部により変換された前記電気信号をディジタル信号系列に変換するアナログ／ディジタル変換部と、前記複数の信号系列それぞれに対応し、前記アナログ／ディジタル変換部が変換した前記ディジタル信号系列の周波数帯域成分の一部を通過させる複数の周波数帯域通過フィルタ部と、前記複数の周波数帯域通過フィルタ部それぞれに対応して設けられ、対応する周波数帯域通過フィルタ部が出力するディジタル信号系列の電力値を算出する複数の電力算出部とを備えるコヒーレント通信システムである。

好ましくは、上記コヒーレント通信システムにおいて、前記トレーニング信号系列生成部は、前記光信号送信装置または前記光信号受信装置あるいは伝搬路における帯域制限フィルタにおけるカットオフ周波数よりも小さい周波数に電力が集中する少なくとも１つの信号系列を前記トレーニング信号系列として生成し、前記トレーニング信号系列選択部は、前記光信号送信装置または前記光信号受信装置あるいは前記伝搬路における前記帯域制限フィルタの有無に基づいて、前記トレーニング信号系列生成部が生成した前記複数のトレーニング信号系列から少なくとも１つのトレーニング信号系列を選択する。

好ましくは、上記コヒーレント通信システムにおいて、前記トレーニング信号系列選択部は、前記光信号送信装置または前記光信号受信装置の周波数特性、伝搬路における狭窄化、前記伝搬路の伝送チャネルの周波数特性、波長分散量、伝送距離、および、前記波長分散量の推定精度のうち少なくとも１つに基づいて、前記トレーニング信号系列生成部が生成した前記複数のトレーニング信号系列から少なくとも１つのトレーニング信号系列を選択する。

好ましくは、上記コヒーレント通信システムにおいて、前記トレーニング信号系列生成部は、電力が集中する周波数の間隔が予め定められた間隔より大きい信号系列を前記トレーニング信号系列として生成する。

好ましくは、上記コヒーレント通信システムにおいて、前記トレーニング信号系列選択部は、複数のトレーニング信号系列を選択し、前記信号多重部は、前記トレーニング信号系列選択部が選択したトレーニング信号系列ごとに信号系列を生成し、前記電気／光変換部は、前記信号多重部が生成した複数の信号系列を異なる偏波面で送信する。

好ましくは、上記コヒーレント通信システムにおいて、前記信号多重部は、前記送信データ系列に時間多重するトレーニング信号系列の前後に他のトレーニング信号系列を時間多重する。

好ましくは、上記コヒーレント通信システムにおいて、前記光信号受信装置は、前記電力算出部が算出する電力値のうち最大の電力値を選択するトレーニング信号切替部と、前記トレーニング信号切替部が選択した前記最大の電力値に基づいて、該最大の電力値を算出した電力算出部に対応する周波数帯域通過フィルタ部が通過させる周波数帯域に電力が集中するトレーニング信号系列を前記ディジタル信号系列から検出するトレーニング信号系列検出部とを更に備える。

好ましくは、上記コヒーレント通信システムにおいて、前記光信号受信装置は、前記選択されたトレーニング信号系列の情報を予め前記光信号送信装置と共有し、前記トレーニング信号切替部は、前記情報を用いて、前記選択されたトレーニング信号系列に対応する周波数帯域通過フィルタ部からの入力のみを選択して出力する。

好ましくは、上記コヒーレント通信システムにおいて、前記光信号受信装置は、前記トレーニング信号系列検出部が検出した前記トレーニング信号系列の位置情報に基づいて、前記検出したトレーニング信号系列を一部含む区間、前記検出したトレーニング信号系列を全部含む区間、および、前記検出したトレーニング信号系列を含まない区間のいずれか一つを前記ディジタル信号系列から選択して抽出する。

好ましくは、上記コヒーレント通信システムにおいて、前記光信号受信装置は、前記トレーニング信号系列検出部が検出した前記トレーニング信号系列を一部含む前記区間、または、前記トレーニング信号系列検出部が検出した前記トレーニング信号系列を全部含む前記区間におけるディジタル信号系列において、前記トレーニング信号切替部に基づいて周波数オフセットを算出するオフセット量算出部を更に備え、前記周波数帯域通過フィルタ部は、前記オフセット量算出部が算出した周波数オフセットに基づいて、前記ディジタル信号系列に対して前記周波数オフセットを補償した後に、該ディジタル信号系列に含まれる周波数成分のうち前記トレーニング信号系列の電力が集中する周波数帯域成分を通過させ、前記光信号受信装置は、前記複数の周波数帯域通過フィルタ部それぞれに対応して設けられ、対応する周波数帯域通過フィルタ部が出力するディジタル信号系列の電力値を算出する複数の電力算出部と、前記複数の電力算出部が算出した前記電力値に基づいて、波長分散量を算出する伝送路情報算出部とを更に備える。

好ましくは、上記コヒーレント通信システムにおいて、前記光信号受信装置は、前記トレーニング信号系列検出部が検出した前記トレーニング信号系列を一部含む前記区間、または、前記トレーニング信号系列検出部が検出した前記トレーニング信号系列を全部含む前記区間におけるディジタル信号系列において、前記トレーニング信号切替部に基づいて周波数オフセットを算出するオフセット量算出部をさらに備え、前記複数の周波数帯域通過フィルタ部は、前記オフセット量算出部が算出した前記周波数オフセットに基づいて、前記ディジタル信号系列に対して前記周波数オフセットを補償した後に、該ディジタル信号系列に含まれる周波数成分のうち前記トレーニング信号系列の電力が集中する周波数帯域成分を除く周波数帯域成分を通過させ、前記光信号受信装置は、前記複数の電力算出部が算出した前記電力値に基づいて、雑音電力を算出する伝送路情報算出部をさらに備える。

好ましくは、上記コヒーレント通信システムにおいて、前記光信号受信装置は、前記トレーニング信号系列検出部が検出した前記トレーニング信号系列を含まない前記区間におけるディジタル信号系列において信号電力を算出する伝送路情報算出部をさらに備える。

好ましくは、上記コヒーレント通信システムにおいて、前記周波数帯域通過フィルタ部、および、前記電力算出部の少なくとも一つは、前記トレーニング信号系列検出部の動作クロックよりも遅い動作クロックで動作する。

好ましくは、上記コヒーレント通信システムにおいて、前記伝送路情報算出部は、前記トレーニング信号系列検出部の動作クロックよりも遅い動作クロックで動作する。

好ましくは、上記コヒーレント通信システムにおいて、前記オフセット量算出部は、前記トレーニング信号系列検出部の動作クロックよりも遅い動作クロックで動作する。

好ましくは、上記コヒーレント通信システムにおいて、前記複数の周波数帯域通過フィルタ部では、前記ディジタル信号系列を周波数領域の信号に変換する際のＦＦＴ演算を行う演算部、または、周波数領域のディジタル信号系列を時間領域の信号に逆変換する際のＩＦＦＴ演算を行う演算部を共用する。

好ましくは、上記コヒーレント通信システムにおいて、前記伝送路情報算出部は、複数回の測定により得られた複数の波長分散量の推定値を昇順あるいは降順に並べ替え、最大の推定値を含む任意数の上位の推定値および最小の推定値を含む任意数の下位の推定値を除去する。

好ましくは、上記コヒーレント通信システムにおいて、前記光信号受信装置は、前記伝送路情報算出部が算出した前記波長分散量に基づいて、前記ディジタル信号系列における波長分散による歪みを補償する波長分散補償部と、前記波長分散補償部により補償されたディジタル信号系列を等化する適応等化部と、前記適応等化部により等化されたディジタル信号系列を復調する復調部とを更に備える。

また、本発明は、コヒーレント通信システムにおける通信方法であって、複数の周波数帯域に集中した電力を有する複数の信号系列であってそれぞれが異なる周波数帯域に電力が集中している複数の信号系列を複数のトレーニング信号系列として生成するトレーニング信号系列生成ステップと、前記トレーニング信号系列生成ステップにおいて生成した前記複数のトレーニング信号系列から少なくとも１つのトレーニング信号系列を選択するトレーニング信号系列選択ステップと、前記トレーニング信号系列選択ステップにおいて選択した前記トレーニング信号系列を送信データ系列に時間多重した信号系列を生成する信号多重ステップと、前記信号多重ステップにおいて生成した前記信号系列を光信号にして送信する電気／光変換ステップと、前記電気／光変換ステップにおいて送信された前記光信号を電気信号に変換する光／電気変換ステップと、前記光／電気変換ステップにおいて変換された前記電気信号をディジタル信号系列に変換するアナログ／ディジタル変換ステップと、前記複数の信号系列ごとに、前記アナログ／ディジタル変換ステップにおいて変換した前記ディジタル信号系列の周波数帯域成分の一部を通過させる周波数帯域通過フィルタステップと、前記周波数帯域通過フィルタステップにおいて得られる各ディジタル信号系列の電力値を算出する電力算出ステップと、を有する通信方法である。

また、本発明は、コヒーレント通信システムにおける送信方法であって、複数の周波数帯域に集中した電力を有する複数の信号系列であってそれぞれが異なる周波数帯域に電力が集中している複数の信号系列を複数のトレーニング信号系列として生成するトレーニング信号系列生成ステップと、前記トレーニング信号系列生成ステップにおいて生成した前記複数のトレーニング信号系列から少なくとも１つのトレーニング信号系列を選択するトレーニング信号系列選択ステップと、前記トレーニング信号系列選択ステップにおいて選択した前記トレーニング信号系列を送信データ系列に時間多重した信号系列を生成する信号多重ステップと、前記信号多重ステップにおいて生成した前記信号系列を光信号にして送信する電気／光変換ステップと、を有する送信方法である。

本発明によれば、光信号送信装置は、複数の周波数帯域に集中した電力を有する複数の信号系列であってそれぞれ形状の異なる周波数スペクトラムを有する複数の信号系列をトレーニング信号系列として発生させ、この発生させた複数のトレーニング信号系列を光伝送路に応じて選択的に切り替え、選択したトレーニング信号系列を時間多重した信号系列を含む信号を送信する。光信号受信装置では、選択されたトレーニング信号系列に対応した受信部において、この信号に含まれるトレーニング信号系列の電力が集中する周波数帯域における到来時間差から波長分散量の推定を可能にする。この算出された波長分散量を補償することによって受信信号を復号する精度を向上させることが可能になる。

本発明の第１の実施形態による光信号送信装置の構成例を示すブロック図である。 同実施形態の光信号送信装置においてトレーニング信号を時間多重したときの送信信号系列の例を示す図である。 同実施形態において、一つ目の特定周波数帯域信号系列を時間多重した場合の送信信号の周波数スペクトルの例を示す図である。 同実施形態において、二つ目の特定周波数帯域信号系列を時間多重した場合の送信信号の周波数スペクトルの例を示す図である。 同実施形態において、送信側でナイキストフィルタによる帯域制限を行うとともに一つ目の特定周波数帯域信号系列を時間多重した場合の送信信号の周波数スペクトルの例を示す図である。 同実施形態において、送信側でナイキストフィルタによる帯域制限を行うとともに二つ目の特定周波数帯域信号系列を時間多重した場合の送信信号の周波数スペクトルの例を示す図である。 同実施形態における光信号受信装置の構成例を示すブロック図である。 同実施形態における波長分散量算出部１００７の構成例を示すブロック図である。 同実施形態におけるトレーニング信号系列検出部１１０２の構成例を示すブロック図である。 同実施形態における周波数オフセット算出部１１０３の構成例を示すブロック図である。 同実施形態における遅延量算出部１１０４の構成例を示すブロック図である。 同実施形態の第１周波数帯域通過フィルタ部における帯域通過フィルタの例を示す概略図である。 同実施形態の第２周波数帯域通過フィルタ部における帯域通過フィルタの例を示す概略図である。 同実施形態における第１平均化フィルタ部１２０５−１および第２平均化フィルタ部１２０５−２の出力結果を示す図である。 周波数領域でフィルタリングをするためにＦＦＴおよびＩＦＦＴを用いた場合の波長分散量算出部１００７の構成例を示すブロック図である。 周波数領域でフィルタリングをするためにＦＦＴおよびＩＦＦＴを用いた場合の周波数オフセット算出部１１０３の構成例を示すブロック図である。 周波数領域でフィルタリングをするためにＦＦＴおよびＩＦＦＴを用いた場合の遅延量算出部１１０４の構成例を示すブロック図である。 時間領域ウインドウ部を備えた波長分散量算出部１００７の構成例を示すブロック図である。 周波数領域でフィルタリングをするためにＦＦＴおよびＩＦＦＴを用いるとともに、時間領域ウインドウ部を備えた波長分散量算出部１００７の構成例を示すブロック図である。 同実施形態におけるＳＮ比算出装置４の構成例を示すブロック図である。 同実施形態において雑音電力の算出に用いる区間の決定の概要を示す図である。 同実施形態におけるＳＮ比算出装置４Ｂの構成例を示すブロック図である。 実験において測定した伝送後の特定周波数帯域信号系列のスペクトルを示す図である。 マッハツェンダ型光変調器の構成を示す図である。 送信データ系列の周波数スペクトルと特定周波数帯域信号系列の周波数スペクトルとが比例関係となる特定周波数帯域信号系列の例を示す図である。 特定周波数帯域信号系列の電力が集中する周波数の間隔の疎密と送信データ系列の電力レベルとが比例関係を有する特定周波数帯域信号系列の周波数スペクトルの一例を示す図である。 特定周波数帯域信号系列の電力が集中する各周波数における電力レベルが、コヒーレント通信システムにおける周波数特性の損失率と反比例関係になる特定周波数帯域信号系列の周波数スペクトルの一例を示す図である。 本発明の第２の実施形態における光信号送信装置の構成例を示すブロック図である。 同実施形態における送信信号フレームフォーマットを示す概略図である。 同実施形態における光信号受信装置の構成例を示すブロック図である。 一つ目の特定周波数帯域信号をトレーニング信号系列として用いたときの計算機シミュレーションによる波長分散値の算出結果を示す図である。 二つ目の特定周波数帯域信号をトレーニング信号系列として用いたときの計算機シミュレーションによる波長分散値の算出結果を示す図である。

以下、図面を参照しながら本発明に係る実施形態を詳細に説明する。本発明に係る実施形態における光信号送信装置および光信号受信装置は、例えば、光信号を用いた同期検波による光ファイバ伝送システムなどのコヒーレント通信システムに用いられる。

（第１の実施形態）
まず、本発明の第１の実施形態について説明する。
図１は、本発明の第１の実施形態における光信号送信装置の構成例を示すブロック図である。同図において、１０１は送信信号変調部、１０２は信号多重部、１０３は電気／光変換部、１０４−ｌ（１≦ｌ≦Ｌ，Ｌは２以上の整数）はトレーニング信号系列生成部、１０５はトレーニング信号系列選択部である。光信号送信装置は、送信信号変調部１０１、信号多重部１０２、電気／光変換部１０３、Ｌ個のトレーニング信号系列生成部１０４−１〜１０４−Ｌ、および、トレーニング信号系列選択部１０５を備えている。

送信信号変調部１０１は、送信するデータのバイナリ系列を変調し、送信シンボル系列を出力する。変調方式としては、例えば、ＢＰＳＫ（Binary Phase Shift Keying）変調やＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）変調、ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）などが挙げられるが、それ以外の変調方式でもよい。トレーニング信号系列生成部１０４−ｌ（ｌ＝１，２，…，Ｌ）は、２つ以上の特定周波数帯域に集中した電力を有する特定周波数帯域信号系列を生成するブロックであり、Ｌ個のブロックでそれぞれ異なる周波数スペクトラムの形状の特定周波数帯域信号系列をトレーニング信号系列として生成し、出力する。

トレーニング信号系列選択部１０５は、トレーニング信号系列生成部１０４−ｌから入力されたＬ種類のトレーニング信号系列から少なくとも１つを選択し、選択したトレーニング信号系列を信号多重部１０２に出力する。トレーニング信号系列選択部１０５は、光信号送信装置または前記光信号受信装置の周波数特性、伝搬路における狭窄化、伝搬路の伝送チャネルの周波数特性、波長分散量、伝送距離、および、波長分散量の推定精度のうち少なくとも１つに基づいて、Ｌ種類のトレーニング信号系列から少なくとも１つのトレーニング信号系列を選択する。なお、光信号送信装置または前記光信号受信装置の周波数特性には、各装置におけるディジタル帯域制限フィルタの周波数特性や、電力増幅器、ディジタル／アナログ変換器、アナログ／ディジタル変換器、アナログ帯域通過フィルタなどのフロントエンド部における周波数特性、周波数成分ごとの受信信号電力もしくは受信信号電力対雑音電力比などが含まれる。

信号多重部１０２は、送信信号変調部１０１の出力およびトレーニング信号系列選択部１０５の出力を入力とし、送信信号変調部１０１からの出力信号である送信シンボル系列に対して、トレーニング信号系列選択部１０５からの出力であるトレーニング信号系列を任意の信号周期Ｎｓ（Ｎｓ≧１、Ｎｓは１以上の整数）ごとに挿入（時間で多重）し、その結果得られた信号系列を出力する。電気／光変換部１０３は、信号多重部１０２の出力を入力として、信号系列の電気／光変換を行い、光信号を出力する。なお、電気／光変換部１０３は、信号多重部１０２が複数の信号系列を出力する場合、各信号系列を光信号の異なる偏波面で出力する。

図２は、本実施形態の光信号送信装置が出力する送信信号系列の一例を示す図である。同図に示すように、送信データ信号に対してＮｓシンボルごとにＮｔ個（Ｎｔ≧１、Ｎｔは１以上の整数）のシンボルからなるトレーニング信号を時間多重することにより、送信信号系列が生成される。なお、トレーニング信号は、リファレンス信号、パイロット信号、既知信号等と言及されてもよい。

ここで、特定周波数帯域信号系列としては、例えば、ＩＱ平面上で原点に対して点対称となる関係の交番信号を用いることができる。例えば、ＢＰＳＫ信号を生成し、−Ｓ，Ｓ，−Ｓ，Ｓ，…，−Ｓ，Ｓと２つの信号点を交互に用いたり、ＱＰＳＫ信号を生成し、（Ｓ，Ｓ），（−Ｓ，−Ｓ），（Ｓ，Ｓ），（−Ｓ，−Ｓ），…，（Ｓ，Ｓ），（−Ｓ，−Ｓ）や（Ｓ，−Ｓ），（−Ｓ，Ｓ），（Ｓ，−Ｓ），（−Ｓ，Ｓ），…，（Ｓ，−Ｓ），（−Ｓ，Ｓ）のような信号系列を用いたりすることができる。ここで、Ｓは任意の実数を表す。また、（α，β）は実部、虚部の信号成分を表し、複素数としてα＋ｊβと表すことができる。ｊは虚数単位である。

また、−Ｓ，−Ｓ，Ｓ，Ｓ，−Ｓ，−Ｓ，Ｓ，Ｓ，…，−Ｓ，−Ｓ，Ｓ，Ｓのように１つの信号をＭ回（Ｍは任意の整数、ここではＭ＝２）繰り返した交番信号を用いることもできる。また、複数の繰り返し回数に対応する信号を混合したり、畳み込んだりすることで、４つ以上の周波数帯域にピークを持つ特定周波数帯域信号を生成できる。また、周期の異なる複数の正弦波を生成して足し合わせることによって２つ以上の特定周波数の帯域信号を生成することもできる。また、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division Multiplexing）方式を用いて特定のサブキャリアにのみ信号を送信することで特定周波数の帯域信号を生成することもできる。

以上の方法で複数の特定周波数帯域信号系列を生成し、そのなかから１つを選択してそれを送信データ信号に対して時間多重する。

ここでは、一例として、３０Ｇｂａｕｄの送信信号伝送において、２つのトレーニング信号系列生成部１０４−１、１０４−２があり（Ｌ＝２）、ＱＰＳＫ信号の（Ｓ，Ｓ）と（−Ｓ，−Ｓ）との交番信号を一つ目の特定周波数帯域信号系列としてトレーニング信号系列生成部１０４−１で生成し、（Ｓ，Ｓ），（Ｓ，Ｓ），（−Ｓ，−Ｓ），（−Ｓ，−Ｓ），（Ｓ，Ｓ），・・・，（Ｓ，Ｓ），（Ｓ，Ｓ），（−Ｓ，−Ｓ），（−Ｓ，−Ｓ）のように、１つの信号を２回繰り返したＱＰＳＫ信号の信号系列を二つ目の特定周波数帯域信号系列としてトレーニング信号系列生成部１０４−２で生成した場合を考える。

図３は、本実施形態におけるトレーニング信号系列生成部１０４−１が生成する一つ目の特定周波数帯域信号系列を時間多重した場合の送信信号の周波数スペクトルを示す図である。また、図４は、本実施形態におけるトレーニング信号系列生成部１０４−２が生成する二つ目の特定周波数帯域信号系列を時間多重した場合の送信信号の周波数スペクトルを示す図である。図３および図４において、横軸は周波数を示し、縦軸は周波数成分における電力（Power）を示す。なお、周波数領域においてマイナスで表示されている信号は電気信号では３０ＧＨｚ〜６０ＧＨｚに対応する信号の折り返し成分であるが、光信号にアップコンバートされると、キャリア周波数よりマイナスの領域に変換されるため、図３および図４ではこのように表記している。

図３においては、一つ目の特定周波数帯域信号系列の場合、１５ＧＨｚの高周波側と−１５ＧＨｚの低周波側に、３０ＧＨｚ間隔を有する信号が２つ形成されていることが確認できる。また、図４においては、二つ目の特定周波数帯域信号系列の場合、７．５ＧＨｚの高周波側と−７．５ＧＨｚの低周波側とに大きな電力のスペクトルが２つ、２２．５ＧＨｚの高周波側と−２２．５ＧＨｚの低周波側とに小さな電力のスペクトルが２つ、合計４つのスペクトルが形成されていることが確認できる。つまり、一つ目の特定周波数帯域信号系列の周波数スペクトルの電力が集中する帯域とは異なる周波数帯域に、二つ目の特定周波数帯域信号系列の周波数スペクトルの電力が集中している。

トレーニング信号系列として特定周波数帯域信号を用いることにより、それぞれの周波数スペクトル自体の広がりが小さい信号光になるため、波長分散による波形劣化を受けにくい。また、お互いの周波数スペクトルは離れているため、波長分散を受けると到来時間差が生じる。このことを利用して、下記に示すような方法を用いて波長分散量を算出することが可能となる。

また、一つ目の特定周波数帯域信号系列と、一つ目の周波数帯域とは異なる周波数帯域に電力が集中する二つ目の特定周波数帯域信号系列とを生成し、トレーニング信号系列選択部１０５でどちらか一方を選択して時間多重して送信することにより、伝送路における中継器での信号の狭窄化（ＰＢＮ：Path Band Narrowing）や送受信機（光信号送信装置または光信号受信装置）の電力増幅器やディジタル・アナログ変換器（ＤＡＣ）、アナログ・ディジタル変換器（ＡＤＣ）、アナログ帯域通過フィルタ（ＢＰＦ：Band Pass Filter）などのフロントエンド（ＦＥ）部の周波数特性やカットオフ周波数、送受信機のディジタルＢＰＦのカットオフ周波数などの影響に応じて、特定周波数帯域信号系列を適応的に切り替えることができるため、受信部での波長分散の推定が可能となる。

ここで、複数の特定周波数帯域信号系列から一つをトレーニング信号として選択する基準としては、送受信機のディジタル帯域制限フィルタの形状やカットオフ周波数や周波数特性、伝送路における中継器での信号の狭窄化やフィルタ形状や周波数特性、伝送路の伝搬チャネルの周波数特性、推定すべき波長分散量もしくはその最大値、伝送距離もしくはその最大値、送受信機の電力増幅器やディジタル・アナログ変換器、アナログ・ディジタル変換器、アナログ帯域通過フィルタなどのフロントエンド部の周波数特性やフィルタ形状やカットオフ周波数、周波数成分ごとの受信信号電力もしくは受信信号電力対雑音電力比、要求される波長分散量の推定精度、の少なくとも一つが挙げられる。

具体的には、送受信機のディジタル帯域制限フィルタの形状やカットオフ周波数や周波数特性、伝送路における中継器での信号の狭窄化やフィルタ形状や周波数特性、伝送路の伝搬チャネルの周波数特性、送受信機の電力増幅器やディジタル・アナログ変換器、アナログ・ディジタル変換器、アナログ帯域通過フィルタなどのフロントエンド部の周波数特性やフィルタ形状やカットオフ周波数、周波数成分ごとの受信信号電力もしくは受信信号電力対雑音電力比などを、予め伝送した信号、もしくは伝送中の信号から測定もしくは予測し、トレーニング信号の受信信号電力や受信信号電力対雑音電力比、伝送信号のビット誤り率やＱ値、送信シンボルのコンスタレーションの誤差情報などを用いて最も優れた特性が得られるトレーニング信号を選択する。

一例として、送信側でディジタルＢＰＦとしてロールオフ率α＝０．１，カットオフ周波数１５ＧＨｚのナイキストフィルタを用い、信号多重部１０２から出力される電気信号をディジタルＢＰＦに通過させた場合を示す。図５は、送信側でナイキストフィルタによる帯域制限を行った場合における一つ目の特定周波数帯域信号系列を時間多重したときの送信信号の周波数スペクトルを示す図である。また、図６は、送信側でナイキストフィルタによる帯域制限を行った場合における二つ目の特定周波数帯域信号系列を時間多重したときの送信信号の周波数スペクトルを示す図である。

図５および図６から分かるように、送信信号に対してナイキストフィルタによる帯域制限をかけた場合、一つ目の特定周波数帯域信号系列は、ちょうどナイキストフィルタのカットオフ周波数と同じ位置に存在しているため、電力は１／４倍になってしまう。一方、二つ目の特定周波数帯域信号系列は、ナイキストフィルタのカットオフ周波数よりも内側に２つのスペクトルが存在するため、ナイキストフィルタ通過後にもトレーニング信号系列を検出することができる。上記説明では、送信側のディジタルＢＰＦの説明を一例として行ったが、受信側のディジタルＢＰＦや、送受信機の電力増幅器やディジタル・アナログ変換器、アナログ・ディジタル変換器、アナログ帯域通過フィルタなどのフロントエンド部、伝搬路などにおけるカットオフ周波数に対しても同様に、一つ目の特定周波数帯域信号系列は、ちょうどナイキストフィルタのカットオフ周波数と同じ位置に存在しているため、電力は１／４倍になってしまう。これに対して、二つ目の特定周波数帯域信号系列は、ナイキストフィルタのカットオフ周波数よりも内側に２つのスペクトルが存在するため、ナイキストフィルタ通過後にもトレーニング信号系列を検出することができる。

また、送受信機のディジタル帯域制限フィルタの形状や周波数特性、伝送路における中継器での信号のフィルタ形状や周波数特性、伝送路の伝搬チャネルの周波数特性、送受信機の電力増幅器やディジタル・アナログ変換器、アナログ・ディジタル変換器、アナログ帯域通過フィルタなどのフロントエンド部の周波数特性やフィルタ形状などによっては、ある周波数以上の帯域においては、群遅延や電力の減衰がみられ、十分な推定精度が得られない場合がある。その場合、上記周波数以下に特定周波数帯域信号系列の２つのスペクトルが収まるように設定することで、波長分散を推定することができる。

また、推定すべき波長分散量もしくはその最大値、伝送距離もしくはその最大値により、後に示す特定周波数帯域信号系列の２つのスペクトルの受信側での到来時間差（遅延時間差）が変わってくるため、推定すべき波長分散量やその伝送距離に応じてトレーニング信号を選択することもできる。具体的には、のちに示すように、波長分散量やその伝送距離が大きくなればなるほど受信側での到来時間差（遅延時間差）が大きくなるため、推定しうる時間遅延差の上限値が回路設計上、決められてしまうことがある。このため、その際は、その範囲内に収まるような特定周波数帯域信号系列をトレーニング信号系列として選択する。つまり、同じ波長分散量やその伝送距離でも、狭帯域になればなるほど到来時間差（遅延時間差）が小さくなるため、上記上限値に収まるような特定周波数帯域信号系列をトレーニング信号系列として選択するようにすればよい。それにより、回路の変更を行うことなく波長分散の推定が可能となる。

また、送受信機のディジタル帯域制限フィルタの形状や周波数特性、伝送路における中継器での信号のフィルタ形状や周波数特性、伝送路の伝搬チャネルの周波数特性、送受信機の電力増幅器やディジタル・アナログ変換器、アナログ・ディジタル変換器、アナログ帯域通過フィルタなどのフロントエンド部の周波数特性やフィルタ形状などによっては、周波数成分ごとの受信信号電力もしくは受信信号電力対雑音電力比が異なってくることが考えられる。この場合、受信側でその周波数成分ごとの受信信号電力もしくは受信信号電力対雑音電力比を測定するなどして、受信側で受信信号電力もしくは受信信号電力対雑音電力比が最も高くなるような特定周波数帯域信号系列をトレーニング信号として選択してもよい。それにより、受信信号電力もしくは受信信号電力対雑音電力比を改善することができ、波長分散の推定精度が向上する。

ここで、トレーニング信号系列生成部１０４−１により生成された第一特定周波数帯域信号系列における電力が集中する周波数帯域と、トレーニング信号系列生成部１０４−２により生成された第二特定周波数帯域信号系列における電力が集中する周波数帯域との周波数の間隔は、光信号受信装置と光信号送信装置との間で発生しうる周波数オフセット（例えば、光信号受信装置と光信号送信装置で用いるレーザの周波数ずれ）の最大値より大きく設定することが望ましい。周波数の間隔を予め想定される周波数オフセットの最大値より大きく設定することにより、第一特定周波数帯域信号系列と第二特定周波数帯域信号系列とを受信側で容易に見分けることができる。

また、伝送路や送受信機のＦＥ部、送受信機のディジタルＢＰＦにより大きな電力の減衰が発生する周波数帯域よりも小さい周波数において特定周波数帯域信号が存在するようなトレーニング信号系列を少なくとも一つ生成することで、あらゆる状況においても受信機側でトレーニング信号系列を検出することができ、波長分散を推定することができる。

このように複数のトレーニング信号系列生成部１０４−ｌ（ｌ＝１，２，…，Ｌ）それぞれにより生成された複数の特定周波数帯域信号系列は、トレーニング信号系列選択部１０５に入力される。トレーニング信号系列選択部１０５は、複数の特定周波数帯域信号系列のなかから一つを選択し、選択した特定周波数帯域信号系列を信号多重部１０２に入力する。信号多重部１０２は、送信信号変調部１０１から入力された送信信号のなかの特定位置に時間領域で、入力された特定周波数帯域信号系列を多重する。信号多重部１０２において送信信号と特定周波数帯域信号系列とが多重された信号は、電気／光変換部１０３により光信号として送信される。このとき、異なる偏波面でトレーニング信号系列を並列に伝送することで、ダイバシティ利得を得ることができ、偏波依存性損失にロバストとなる。

図７は、本実施形態における光信号受信装置の構成例を示すブロック図である。同図において、１００１は偏波分割部、１００２−１および１００２−２は光／電気変換部、１００３−１および１００３−２はアナログ／ディジタル変換部、１００４−１および１００４−２は波長分散補償部、１００５は適応等化部、１００６は復調部、１００７は波長分散量算出部である。本実施形態における光信号受信装置は、偏波分割部１００１、光／電気変換部１００２−１および１００２−２、アナログ／ディジタル変換部１００３−１および１００３−２、波長分散補償部１００４−１および１００４−２、適応等化部１００５、復調部１００６、ならびに、波長分散量算出部１００７を備えている。

偏波分割部１００１は、受信した光信号に対して光領域で偏波分割を行い、偏波分割された光信号を光／電気変換部１００２−１および光／電気変換部１００２−２に出力する。偏波分割部１００１は、例えば、偏波ダイバシティ９０度ハイブリッドカプラと局部発振光源とを具備することで、受信した光信号を二つの直交する偏波に分割することができる。ここでは、説明を簡単にするため、直交する二つの偏波のうち一方の偏波をＸ偏波と呼び、他方の偏波をＹ偏波と呼ぶことにする。偏波分割部１００１は、Ｘ偏波を光／電気変換部１００２−１に出力し、Ｙ偏波を光／電気変換部１００２−２に出力する。

光／電気変換部１００２−ｉ（ｉ＝１、２）は、光ファイバを伝送して受信された光信号のＸ偏波またはＹ偏波を入力として、Ｘ偏波またはＹ偏波を電気信号に変換し、その結果をアナログ／ディジタル変換部１００３−ｉに出力する。具体的には、光／電気変換部１００２−１および光／電気変換部１００２−２は、局発光を用いて、入力された信号光の光電界を直交する成分に分離し、分離された成分を電気のアナログ信号に変換する。アナログ／ディジタル変換部１００３−ｉ（ｉ＝１、２）は、光／電気変換部１００２−ｉからの電気信号を入力としてアナログ／ディジタル変換を行い、ディジタルに変換（サンプリング）された受信信号を出力する。アナログ／ディジタル変換部１００３−ｉ（ｉ＝１、２）から出力されたディジタル受信信号は、波長分散補償部１００４−ｉに入力される。

波長分散補償部１００４−１および波長分散補償部１００４−２は、ディジタルの受信信号を入力とし、波長分散量算出部１００７により算出された波長分散量に基づいて、波長分散による信号の歪みを補償し、その結果を出力する。波長分散量算出部１００７は、波長分散補償部１００４−１および波長分散補償部１００４−２の出力結果を入力として波長分散量を算出し、その算出結果を出力値として波長分散補償部１００４−１および波長分散補償部１００４−２に出力する。適応等化部１００５は、波長分散補償部１００４−１および波長分散補償部１００４−２により補償されたディジタル受信信号を入力として、偏波モード分散や送受信機、伝送路中で歪んだ信号を補償し、結果を復調部１００６に出力する。復調部１００６は、適応等化部１００５により補償されたディジタル受信信号を入力として、受信信号を復調し、復調結果を出力する。

ここで、波長分散補償部１００４−１および波長分散補償部１００４−２、ならびに、適応等化部１００５は、それぞれ参考文献１において示されている周波数領域等化（ＦＤＥ：Frequency Domain Equalization）および時間領域等化（ＴＤＥ：Time Domain Equalization）の方法により動作することができる。
（参考文献１）R. Kudo, T. Kobayashi, K. Ishihara, Y. Takatori, A. Sano, and Y. Miyamoto, “Coherent optical single carrier transmission using overlap frequency domain equalization for long-haul optical systems,” J. Lightwave Technology, vol. 27, no. 16, pp. 3721-3728, Aug. 2009.

また、波長分散補償部１００４−１および波長分散補償部１００４−２は、波長分散量０ｐｓ／ｎｍを初期値として設定し、波長分散量算出部１００７が算出した波長分散量に基づいてその値を更新するものとする。また、図７に示す構成では、波長分散量算出部１００７の入力は、波長分散補償部１００４−１および１００４−２の出力であるが、アナログ／ディジタル変換部１００３−１および１００３−２の出力を入力としても良い。その場合、波長分散量算出部１００７は、常に、波長分散補償部１００４−１および波長分散補償部１００４−２における補償誤差の影響を受けずに波長分散量を推定することができる。

図８は、本実施形態における波長分散量算出部１００７の構成例を示すブロック図である。同図において、１１０１−１および１１０１−２はメモリ、１１０２はトレーニング信号系列検出部、１１０３は周波数オフセット算出部、１１０４は遅延量算出部を示す。波長分散量算出部１００７は、メモリ１１０１−１および１１０１−２、トレーニング信号系列検出部１１０２、周波数オフセット算出部１１０３、ならびに、遅延量算出部１１０４を有している。

メモリ１１０１−ｉ（ｉ＝１、２）には、波長分散補償部１００４−ｉから出力されたＸ偏波またはＹ偏波の信号系列が入力信号として入力される。メモリ１１０１−ｉは、トレーニング信号系列検出部１１０２の出力に基づいて、トレーニング信号系列が含まれる区間およびその前後の区間の信号系列のみをトレーニングの挿入周期Ｎｓごとにバッファして、出力する。それ以外の区間の信号系列に関しては削除する。

トレーニング信号系列検出部１１０２は、波長分散補償部１００４−１および波長分散補償部１００４−２から出力されたＸ偏波とＹ偏波との信号系列を入力として、トレーニング信号系列の挿入位置を検出する。ここで、トレーニング信号系列の挿入位置の検出方法としては、例えば、トレーニング信号系列の挿入周期Ｎｓの区間において、特定周波数帯域信号系列が存在しうる帯域（周波数オフセットによる影響も考慮した帯域）の信号電力を計算し、信号電力がピークもしくはある閾値を超えたときの時刻をトレーニング信号系列の挿入位置として検出したり、予め送信されるトレーニング信号系列が受信側で既知の場合には、そのトレーニング信号と受信信号との相互相関を取り、電力のピークを検出することによりトレーニング信号系列の挿入位置を検出したりする。

また、トレーニング信号系列検出部１１０２は、上記で検出したトレーニング信号系列の挿入位置に基づき、トレーニング信号系列が含まれる区間およびその前後の区間の信号系列のみをバッファするようメモリ１１０１−１およびメモリ１１０１−２に制御信号を出力する。また、トレーニング信号系列検出部１１０２は、判定した特定周波数帯域信号系列の種類に関する情報を周波数オフセット算出部１１０３および遅延量算出部１１０４に制御情報として出力する。

周波数オフセット算出部１１０３は、メモリ１１０１−１およびメモリ１１０１−２からの出力信号系列およびトレーニング信号系列検出部１１０２からの制御情報を入力とし、周波数オフセットを算出する。周波数オフセット算出部１１０３は、周波数オフセット算出の結果を遅延量算出部１１０４に出力する。ここで、周波数オフセットは、特定周波数帯域信号系列の周波数オフセット量を計算することで求められる。また、周波数オフセット算出部１１０３は、判定した特定周波数帯域信号系列の種類に関する情報を遅延量算出部１１０４に制御情報として出力する。

遅延量算出部１１０４は、メモリ１１０１−１およびメモリ１１０１−２の出力、周波数オフセット算出部１１０３の出力、ならびにトレーニング信号系列検出部１１０２からの制御情報を入力として、特定周波数帯域信号系列それぞれの周波数スペクトルの相対的な時間差（遅延量）を算出する。

図８のように構成した波長分散量算出部１００７では、トレーニング信号系列検出部１１０２が、トレーニング信号系列の挿入位置を検出し、検出したトレーニング信号系列が含まれる区間およびその前後の区間の信号系列のみをバッファするようメモリ１１０１−１およびメモリ１１０１−２に制御信号を出力している。そのため、周波数オフセット算出部１１０３および遅延量算出部１１０４は、トレーニング信号系列の挿入周期Ｎｓの区間で、メモリにバッファされた信号のみを用いて周波数オフセット量および遅延量を算出することになる。トレーニング信号系列の挿入周期Ｎｓがバッファされた信号系列に対して大きければ、周波数オフセット算出部１１０３および遅延量算出部１１０４の処理動作を、トレーニング信号系列検出部１１０２の処理動作に比べて低速にすることができ、同期回路における動作クロックの周波数を低くすることにより低消費電力化、回路規模削減が可能となる。更に、周波数オフセット量および遅延量をＵ（Ｕ≧２、Ｕは整数）フレームごとに推定すればよい場合は、１フレームごとに推定する場合よりも動作クロックを下げることができ、さらなる低消費電力化、回路規模削減が可能となる。

また、図１８に示すように、波長分散量算出部１００７において、メモリ１１０１−ｉ（ｉ＝１、２）の出力側に時間領域ウインドウ部１１０５−ｉ（ｉ＝１、２）を備えることで、周波数オフセット算出部１１０３および遅延量算出部１１０４に入力されるトレーニング信号系列のＳ／Ｎを増大させることができる。時間領域ウインドウ部１１０５−ｉ（ｉ＝１、２）は、トレーニング信号系列検出部１１０２から出力されるトレーニング信号系列の位置情報に基づいて、トレーニング信号系列の一部あるいは全部を含むように、バッファした信号系列からさらに少ない任意の信号系列を抽出し、それ以外の部分に対してはゼロ置換を行う。これにより、信号パターンに依存する波形歪や、雑音電力を低減することが可能となる。あるいは、時間領域ウインドウ部１１０５−ｉ（ｉ＝１、２）において、トレーニング信号系列検出部１１０２から出力されるトレーニング信号系列の位置情報に基づいて、トレーニング信号系列を含まないように、バッファした信号系列から信号系列を抽出し、それ以外の区間についてはゼロ置換を行う。これにより、トレーニング信号系列を除いたデータ信号系列を抽出することができるため、受信信号の信号電力を算出することが可能となる。受信信号の信号電力は、後述する電力算出部を利用して算出してもよいし、受信信号の信号電力を算出するための専用の算出部を具備するようにしてもよい。なお、図１８は、図８に対して時間領域ウインドウ部１１０５−ｉ（ｉ＝１、２）を追加する構成であるが、図１９のように、図１５に対して時間領域ウインドウ部１１０５−ｉ（ｉ＝１、２）を追加する構成にしてもよい。

また、図８に示す遅延量算出部１１０４において、複数回の推定値をバッファし、それら推定値の平均値を出力することもできる。さらに、バッファした複数回の推定値を昇順あるいは降順に並べ替えて、最大値を含む上位の任意の数の推定値および最小値を含む下位の任意の数の推定値を除去した後に、平均値を算出して、その平均値を推定値として出力することもできる。これにより、信号パターンに依存する波形歪や瞬時的なエラーによって推定値が異常値を出力しても、その影響を除去することができる。

図９は、本実施形態におけるトレーニング信号系列検出部１１０２の構成例を示すブロック図である。同図において、２１０１−１−ｌ（１≦ｌ≦Ｌ、Ｌ≧２）および２１０１−２−ｌ（１≦ｌ≦Ｌ、Ｌ≧２）は帯域通過フィルタ部、２１０２−ｌ（１≦ｌ≦Ｌ、Ｌ≧２）は信号電力算出部、２１０３はトレーニング信号切替部、２１０４はタイミング判定部を示す。トレーニング信号系列検出部１１０２は、２×Ｌ個の帯域通過フィルタ部２１０１−１−１〜２１０１−１−Ｌ、２１０１−２−１〜２１０１−２−Ｌ、Ｌ個の信号電力算出部２１０２−１〜２１０２−Ｌ、トレーニング信号切替部２１０３、および、タイミング判定部２１０４を有している。

帯域通過フィルタ部２１０１−１−ｌ（１≦ｌ≦Ｌ、Ｌ≧２）は、波長分散補償部１００４−１（図７）から出力されたＸ偏波の系列に対して、予め定められた周波数帯域の成分を通過させる帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）の処理を行う。帯域通過フィルタ部２１０１−２−ｌ（１≦ｌ≦Ｌ、Ｌ≧２）は、波長分散補償部１００４−２（図７）から出力されたＹ偏波の系列に対して、予め定められた周波数帯域の成分を通過させる帯域通過フィルタの処理を行う。ここで、トレーニング信号系列検出部１１０２は、Ｘ偏波およびＹ偏波それぞれに対してＬ種類のＢＰＦとして帯域通過フィルタ部２１０１−１−ｌおよび帯域通過フィルタ部２１０１−２−ｌを備えている。それぞれＬ種類のＢＰＦは、異なるトレーニング信号系列の信号成分を通過させるフィルタとなっており、送信機側で用いられる全トレーニング信号系列の種類に対応して設けられている。

信号電力算出部２１０２−ｌ（１≦ｌ≦Ｌ、Ｌ≧２）は、帯域通過フィルタ部２１０１−１−ｌ（１≦ｌ≦Ｌ、Ｌ≧２）および帯域通過フィルタ部２１０１−２−ｌ（１≦ｌ≦Ｌ、Ｌ≧２）から出力された信号に対して、信号電力を算出する。トレーニング信号切替部２１０３は、Ｌ種類の信号電力算出部２１０２−ｌ（１≦ｌ≦Ｌ、Ｌ≧２）が算出した信号電力を入力として、それぞれの系列において算出された信号電力のうち最大の信号電力を持つ系列を選択してタイミング判定部２１０４に出力する。また、トレーニング信号切替部２１０３は、選択した系列の情報を制御情報として出力する。タイミング判定部２１０４は、トレーニング信号切替部２１０３から出力される信号系列から、トレーニングが挿入されている位置を判定し、その結果を制御情報として出力する。

一例として、上記説明で用いた図３および図４で示すような２つの特定周波数帯域信号系列を３０Ｇｂａｕｄの送信信号として伝送した場合、トレーニング信号系列検出部１１０２は、帯域通過フィルタ部２１０１−１−１および帯域通過フィルタ部２１０１−２−１と、帯域通過フィルタ部２１０１−１−２および帯域通過フィルタ部２１０１−２−２とのＬ＝２種類の帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）を備える。

帯域通過フィルタ部２１０１−１−１および帯域通過フィルタ部２１０１−２−１には、一つ目の特定周波数帯域信号系列を通過させるよう、１５ＧＨｚおよび−１５ＧＨｚを中心周波数として、それぞれ±Δｆの帯域幅を持つＢＰＦが用いられる。帯域通過フィルタ部２１０１−１−２および帯域通過フィルタ部２１０１−２−２には、二つ目の特定周波数帯域信号系列を通過させるよう、７．５ＧＨｚおよび−７．５ＧＨｚを中心周波数として、それぞれ±Δｆの帯域幅を持つＢＰＦが用いられる。

ここで、Δｆの設定値としては、想定しうる最大の周波数オフセット値（例えば、最大周波数オフセットが５ＧＨｚの場合はΔｆ＝５ＧＨｚ）、もしくは所望の特定周波数帯域信号系列以外の特定周波数帯域信号系列を通過させないような値（例えば、上記２つの特定周波数帯域信号系列を想定した場合は、Δｆ＜３．７５ＧＨｚ）を設定しておくことが望ましい。

信号電力算出部２１０２−ｌ（１≦ｌ≦Ｌ）では、帯域通過フィルタ部２１０１−１−ｌと帯域通過フィルタ部２１０１−２−ｌからの出力信号系列に対して、信号電力を算出する。ここで、信号電力としては、時間信号系列のサンプルごとの電力を算出してもよいし、信号系列をある長さのブロックに分割してその区間の信号電力の和を出力してもよい。なお、信号電力算出部２１０２−ｌ（１≦ｌ≦Ｌ）では、帯域通過フィルタ部２１０１−１−ｌからのＸ偏波の信号系列と、帯域通過フィルタ部２１０１−２−ｌからのＹ偏波の信号系列とを入力値としているが、電力算出において、Ｘ偏波とＹ偏波との電力の和を出力してもよいし、Ｘ偏波とＹ偏波とのどちらかの算出結果を選択して出力してもよい。

トレーニング信号切替部２１０３では、Ｌ種類の信号電力算出部２１０２−ｌ（１≦ｌ≦Ｌ、Ｌ≧２）からの算出結果を入力として、それぞれの系列において算出した信号電力の最大値のなかで最大の値を持つ系列を選択してその系列を出力する。例えば、図３の特定周波数帯域信号系列をトレーニング信号系列として送信機で選択していた場合、受信機側では、信号電力算出部２１０２−１の方が信号電力の最大値が大きくなることから、信号電力算出部２１０２−１に対応するトレーニング信号系列を受信していると判定することになる。このとき、トレーニング信号切替部２１０３は、信号電力算出部２１０２−１の出力をタイミング判定部２１０４に出力し、また、図３の特定周波数帯域信号系列を選択したことを示す情報を周波数オフセット算出部１１０３および遅延量算出部１１０４に制御情報として出力する。

一方、図４の特定周波数帯域信号系列をトレーニング信号系列として送信機で選択していた場合、受信機側では、信号電力算出部２１０２−２の方が信号電力の最大値が大きくなることから、信号電力算出部２１０２−２に対応するトレーニング信号系列を受信していると判定することになる。このとき、トレーニング信号切替部２１０３は、信号電力算出部２１０２−２の出力をタイミング判定部２１０４に出力し、また、図４の特定周波数帯域信号系列を選択したことを示す情報を周波数オフセット算出部１１０３および遅延量算出部１１０４に制御情報として出力する。

タイミング判定部２１０４は、トレーニング信号切替部２１０３からの出力信号系列から、トレーニングが挿入されている位置を判定し、その結果を制御情報としてメモリ１１０１−１およびメモリ１１０１−２に出力する。タイミングの判定方法としては、サンプルごともしくはブロックごとに算出した電力値のピーク値もしくは閾値以上の値、あるいはその両方が存在する時間的な位置をトレーニング信号系列が存在する位置（タイミング）として検出する。
波長分散の影響がある受信信号において、参考文献１に示すように従来の場合、フレームの同期を取るのは困難であったが、本実施形態では、波長分散の影響がある受信信号であっても、トレーニング信号の位置を検出することができ、フレーム同期が可能となる。

図１０は、本実施形態における周波数オフセット算出部１１０３の構成例を示すブロック図である。同図において、３１０１−１−ｌ（１≦ｌ≦Ｌ、Ｌ≧２）および３１０１−２−ｌ（１≦ｌ≦Ｌ、Ｌ≧２）は帯域通過フィルタ部、３１０２−ｌ（１≦ｌ≦Ｌ、Ｌ≧２）はトレーニング信号電力算出部、３１０３はトレーニング信号切替部、３１０４はオフセット量算出部を示す。周波数オフセット算出部１１０３は、２×Ｌ個の帯域通過フィルタ部３１０１−１−１〜３１０１−１−Ｌ、３１０１−２−１〜３１０１−２−Ｌ、トレーニング信号電力算出部３１０２−１〜３１０２−Ｌ、トレーニング信号切替部３１０３、および、オフセット量算出部３１０４を有している。

帯域通過フィルタ部３１０１−１−ｌ（１≦ｌ≦Ｌ、Ｌ≧２）は、メモリ１１０１−１（図８）から出力されたＸ偏波のトレーニング信号系列に対して、予め定められた周波数帯域の成分を通過させる帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）の処理を行う。帯域通過フィルタ部３１０１−２−ｌ（１≦ｌ≦Ｌ、Ｌ≧２）は、メモリ１１０１−２（図８）から出力されたＹ偏波のトレーニング信号系列に対して、予め定められた周波数帯域の成分を通過させる帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）の処理を行う。ここで、周波数オフセット算出部１１０３は、Ｘ偏波およびＹ偏波それぞれに対してＬ種類のＢＰＦとして帯域通過フィルタ部３１０１−１−ｌおよび帯域通過フィルタ部３１０１−２−ｌを備えている。それぞれＬ種類のＢＰＦは、異なるトレーニング信号系列の信号成分を通過させるフィルタとなっており、送信機側で用いられる全トレーニング信号系列の種類に対応して設けられている。

トレーニング信号電力算出部３１０２−ｌ（１≦ｌ≦Ｌ、Ｌ≧２）は、帯域通過フィルタ部３１０１−１−ｌ（１≦ｌ≦Ｌ、Ｌ≧２）および帯域通過フィルタ部３１０１−２−ｌ（１≦ｌ≦Ｌ、Ｌ≧２）から出力された信号に対して、信号電力を算出する。トレーニング信号切替部３１０３は、Ｌ種類のトレーニング信号電力算出部３１０２−ｌ（１≦ｌ≦Ｌ、Ｌ≧２）からの算出結果を入力として、それぞれのトレーニング信号系列において算出した電力の最大値のなかで最大の値を持つトレーニング信号系列を選択してそのトレーニング信号系列を出力する。また、トレーニング信号切替部３１０３は、選択したトレーニング信号系列を出力するのに併せて、トレーニング信号切替部２１０３（図９）と同様に、送信側で送信されたトレーニング信号系列を判定し、その判定結果を制御情報として出力する。あるいは、トレーニング信号切替部３１０３は、トレーニング信号切替部２１０３からの制御情報を用いてＬ種類のトレーニング信号系列から１つを選択し、選択したトレーニング信号系列を出力する。オフセット量算出部３１０４は、トレーニング信号切替部３１０３から出力されるトレーニング信号系列から、周波数オフセット量を算出し、その結果を出力する。

帯域通過フィルタ部３１０１−１−ｌ（１≦ｌ≦Ｌ、Ｌ≧２）および帯域通過フィルタ部３１０１−２−ｌ（１≦ｌ≦Ｌ、Ｌ≧２）、トレーニング信号電力算出部３１０２−ｌ（１≦ｌ≦Ｌ、Ｌ≧２）、ならびにトレーニング信号切替部３１０３の具体的な動作は、上記帯域通過フィルタ部２１０１−１−ｌ（１≦ｌ≦Ｌ、Ｌ≧２）および２１０１−２−ｌ（１≦ｌ≦Ｌ、Ｌ≧２）、信号電力算出部２１０２−ｌ（１≦ｌ≦Ｌ、Ｌ≧２）、ならびにトレーニング信号切替部２１０３の動作と同様であるため、説明を省略する。

オフセット量算出部３１０４の具体的な動作例を説明する。例えば、図３のような第一特定周波数帯域信号系列を光信号受信装置が受信した場合、この第一特定周波数帯域信号系列には、本来、図３に示すように±１５ＧＨｚに周波数スペクトルの電力のピーク値が存在する。しかし、周波数オフセットが存在する場合、±１５ＧＨｚ＋Δｆのところにピーク値が存在するため、検出したピーク値からその差Δｆを計算することによって波長分散の影響がある受信信号においても周波数オフセットを算出することができる。例えば、図３の周波数スペクトルとなる信号を送信したところ、受信側で１８ＧＨｚおよび−１２ＧＨｚにピーク値が検出された場合、（１８−１５）ＧＨｚ、もしくは（−１２−（−１５））ＧＨｚにより、Δｆ＝３ＧＨｚの周波数オフセットが推定できる。

図１１は、本実施形態における遅延量算出部１１０４の構成例を示すブロック図である。同図において、１２０１−１および１２０１−２は信号分配部、１２０２−１−ｎおよび１２０２−２−ｎ（１≦ｎ≦Ｎ、Ｎ≧２）は第ｎ周波数帯域通過フィルタ部、１２０３−１−ｎおよび１２０３−２−ｎ（１≦ｎ≦Ｎ、Ｎ≧２）は電力算出部、１２０４−ｎ（１≦ｎ≦Ｎ、Ｎ≧２）は合波部、１２０５−ｎ（１≦ｎ≦Ｎ、Ｎ≧２）は平均化フィルタ部、１２０６は遅延時間算出部を示す。遅延量算出部１１０４は、２つの信号分配部１２０１−１および１２０１−２、２×Ｎ個の周波数帯域通過フィルタ部１２０２−１−１〜１２０２−１−Ｎ、１２０２−２−１〜１２０２−２−Ｎ、２×Ｎ個の電力算出部１２０３−１−１〜１２０３−１−Ｎ、１２０３−２−１〜１２０３−２−Ｎ、Ｎ個の合波部１２０４−１〜１２０４−Ｎ、Ｎ個の平均化フィルタ部１２０５−１〜１２０５−Ｎ、ならびに、遅延時間算出部１２０６を有している。

信号分配部１２０１−１は、波長分散補償部１００４−１から出力されるＸ偏波を入力信号とし、この入力信号をＮ個の同じ信号系列に複製して分岐させ、第ｎ周波数帯域通過フィルタ部１２０２−１−ｎ（１≦ｎ≦Ｎ、Ｎ≧２）に出力する。信号分配部１２０１−２は、波長分散補償部１００４−２から出力されるＹ偏波を入力信号とし、この入力信号をＮ個の同じ信号系列に複製して分岐させ、第ｎ周波数帯域通過フィルタ部１２０２−２−ｎ（１≦ｎ≦Ｎ、Ｎ≧２）に出力する。

第ｎ周波数帯域通過フィルタ部１２０２−１−ｎ（１≦ｎ≦Ｎ、Ｎ≧２）は、信号分配部１２０１−１からの出力信号であるＸ偏波に対して、周波数オフセット算出部１１０３が算出した周波数オフセットに基づいて、周波数オフセットを補償する。また、第ｎ周波数帯域通過フィルタ部１２０２−１−ｎは、トレーニング信号系列検出部１１０２もしくは周波数オフセット算出部１１０３が出力した特定周波数帯域信号に関する制御情報（特定周波数帯域信号の種類を示す情報）に基づいて、当該特定周波数帯域信号を通過させる周波数帯域通過フィルタの処理により信号を通過させる。第ｎ周波数帯域通過フィルタ部１２０２−１−ｎは、通過させた信号を処理の結果として電力算出部１２０３−１−ｎに出力する。

第ｎ周波数帯域通過フィルタ部１２０２−２−ｎ（１≦ｎ≦Ｎ、Ｎ≧２）は、信号分配部１２０１−２からの出力信号であるＹ偏波に対して、周波数オフセット算出部１１０３が算出した周波数オフセットに基づいて、周波数オフセットを補償する。また、第ｎ周波数帯域通過フィルタ部１２０２−２−ｎは、トレーニング信号系列検出部１１０２もしくは周波数オフセット算出部１１０３が出力した特定周波数帯域信号に関する制御情報（特定周波数帯域信号の種類を示す情報）に基づいて、当該特定周波数帯域信号を通過させる周波数帯域通過フィルタの処理により信号を通過させる。第ｎ周波数帯域通過フィルタ部１２０２−２−ｎは、通過させた信号を処理の結果として電力算出部１２０３−２−ｎに出力する。

あるいは、第ｎ周波数帯域通過フィルタ部１２０２−１−ｎ、１２０２−２−ｎ（１≦ｎ≦Ｎ、Ｎ≧２）は、周波数オフセット算出部１１０３が算出した周波数オフセットの値および特定周波数帯域信号の種類に基づいて、周波数帯域通過フィルタの中心周波数をシフトした後、Ｘ偏波、Ｙ偏波を通過させ、その結果を出力する。なお、第ｎ周波数帯域通過フィルタ部１２０２−１−ｎおよび第ｎ周波数帯域通過フィルタ部１２０２−２−ｎ（１≦ｎ≦Ｎ、Ｎ≧２）のフィルタ部は、同一の周波数帯域を通過させるフィルタ部であり、系列ｎごとに異なる周波数帯域の特定周波数帯域信号の一部（例えば特定周波数帯域信号の周波数スペクトルの電力のピーク値を中心に光源の線幅以上の帯域幅の周波数帯域）、もしくは全てを含むように周波数帯域通過フィルタが設定される。

電力算出部１２０３−１−ｎ（１≦ｎ≦Ｎ、Ｎ≧２）は、第ｎ周波数帯域通過フィルタ部１２０２−１−ｎから出力されたＸ偏波の系列に対して、サンプルごとに電力値もしくは振幅の絶対値を計算し、その結果を合波部１２０４−ｎに出力する。
電力算出部１２０３−２−ｎ（１≦ｎ≦Ｎ、Ｎ≧２）は、第ｎ周波数帯域通過フィルタ部１２０２−２−ｎから出力されたＹ偏波の系列に対して、サンプルごとに電力値もしくは振幅の絶対値を計算し、その結果を合波部１２０４−ｎに出力する。

合波部１２０４−ｎ（１≦ｎ≦Ｎ、Ｎ≧２）は、電力算出部１２０３−１−ｎから出力されたＸ偏波の電力値の信号系列と、電力算出部１２０３−２−ｎから出力されたＹ偏波の電力値の信号系列とに対して合成を行い、合成の結果を出力する。例えば、合波部１２０４−ｎの第ｍ番目の入力におけるＸ偏波がｘ_ｎ（ｍ）でありＹ偏波がｙ_ｎ（ｍ）であった場合、合波部１２０４−ｎの出力はａｘ_ｎ（ｍ）＋ｂｙ_ｎ（ｍ）となる。ただし、ａおよびｂは０より大きい任意の実数であり、雑音や干渉などの情報によってａおよびｂを変化させて、電力算出部１２０３−１−ｎおよび電力算出部１２０３−２−ｎから出力されたＸ偏波およびＹ偏波の電力値を合波する割合を変化させることができる。

例えば、受信側のＸ偏波のフロントエンド部の雑音電力に比べてＹ偏波のそれが４倍であった場合、ａ＝２、ｂ＝１として雑音電力が等しくなるようにａおよびｂを調整する。これにより、最も信号電力対雑音電力比が大きい状態で信号系列を合成することができる。また、伝送路やフロントエンド部などの影響でＸ偏波、Ｙ偏波間で遅延差が生じることも考えられるため、ｑ（ｑは整数）サンプルずらしてから合波することもできる。その場合、合波部１２０４−ｎの出力はａｘ_ｎ（ｍ）＋ｂｙ_ｎ（ｍ−ｑ）となる。ｑの決定方法としては、タイミング検出部やスキュー調整部を更に光信号受信装置に具備し、そこで算出したタイミング差を入力値とすることもできるし、電力算出部１２０３−１−ｎ、電力算出部１２０３−２−ｎの出力値に対し、ある一定区間において、閾値を超える値もしくは最大となるときの値が重なるようにｑを調整しても良い。なお、サンプル数の単位は、アナログ／ディジタル変換部１００３−１〜１００３−２におけるサンプリングされた時間系列における各信号である。

合波部１２０４−ｎ（１≦ｎ≦Ｎ、Ｎ≧２）により合波されたＮ個の信号系列は、平均化フィルタ部１２０５−ｎに入力値として入力される。平均化フィルタ部１２０５−ｎそれぞれは、入力された系列ごとに、次式（１）のようにＱ個の連続する信号を足し合わせて平均化を行う。

ここで、ｓ_ｎ（ｍ）は時刻ｍにおける第ｎ合波部１２０４−ｎの出力信号を示し、ｓ’_ｎ（ｍ’）は平均化フィルタ部１２０５−ｎ（１≦ｎ≦Ｎ、Ｎ≧２）の出力信号を示す。平均化フィルタを用いることで、雑音や干渉を低減することができる。また、Ｑを特定周波数帯域信号系列と同じ信号数（オーバーサンプリングをしている場合は、その信号数のオーバーサンプリング数倍）に設定することで、第ｎ合波部１２０４−ｎ（１≦ｎ≦Ｎ、Ｎ≧２）から出力された矩形波を三角波に変換することができ、遅延時間算出部１２０６において、ピーク値を検出するのが容易になる。

遅延時間算出部１２０６は、Ｎ個の平均化フィルタ部１２０５−ｎ（１≦ｎ≦Ｎ、Ｎ≧２）より出力された系列から、それぞれの電力最大値（ピーク値）が出るときのサンプル時刻Ｔ_ｎをそれぞれ検出する。遅延時間算出部１２０６は、検出したサンプル時間Ｔ_ｎからピーク値間の時間差もしくはその値から求められる波長分散量を、トレーニング信号系列検出部１１０２もしくは周波数オフセット算出部１１０３からの特定周波数帯域信号の種類に関する制御情報を基に算出して結果を出力する。

ここで、Ｎは光信号送信装置により送信された特定周波数帯域信号の周波数スペクトルにおけるピーク電力値の個数を表す。例えば、図３に示すような２つの特定周波数帯域±１５ＧＨｚにピーク電力値を持つ場合はＮ＝２と計算することができる。ただし、Ｎは２以上で有ればよいため、上記に限ったものではない。

遅延時間算出部１２０６が波長分散量Ｄ’を算出する場合、波長分散量Ｄ’は第ｋ合波部１２０４−ｋのピーク値における時刻Ｔ_ｋと第ｈ合波部１２０４−ｈのピーク値における時刻Ｔ_ｈとの時間差τ_ｋ−ｈを用いて以下の次式（２）のように算出することができる。

式（２）において、ｃは光の速度、λは送信信号の中心波長、Ｂ_ｋ−ｈは第ｋ周波数帯域通過フィルタ部１２０２−１−ｋ（もしくは１２０２−２−ｋ）の中心周波数から第ｈ周波数帯域通過フィルタ部１２０２−１−ｈ（もしくは１２０２−２−ｈ）の中心周波数までの帯域幅である。ただし、第ｋ周波数帯域通過フィルタ部１２０２−１−ｋ（もしくは１２０２−２−ｋ）よりも第ｈ周波数帯域通過フィルタ部１２０２−１−ｈ（もしくは１２０２−２−ｈ）の方が高い周波数帯域の通過フィルタであるものとする。
また、Ｂ_ｋ−ｈは第ｋ周波数帯域通過フィルタ部１２０２−１−ｋ（もしくは１２０２−２−ｋ）の中心周波数から第ｈ周波数帯域通過フィルタ部１２０２−１−ｈ（もしくは１２０２−２−ｈ）の中心周波数までの帯域幅であるため、特定周波数帯域信号の種類に依存する。このため、Ｂ_ｋ−ｈは、トレーニング信号系列検出部１１０２もしくは周波数オフセット算出部１１０３からの特定周波数帯域信号の種類に関する制御情報を基に算出される。

遅延時間算出部１２０６は、Ｎ個の平均化フィルタ部１２０５−ｎ（１≦ｎ≦Ｎ、Ｎ≧２）から入力されたＮ個の系列を用いて、１個から最大Ｎ（Ｎ−１）／２個の遅延時間を算出することができ、それらの遅延時間のなかから選択した値、もしくは、算出したそれらの遅延時間の平均値あるいはその値から計算される波長分散量を出力値として波長分散補償部１００４−１および波長分散補償部１００４−２に出力する。なお、実際には、出力する波長分散量は、式（２）のλ^２がない値でも（つまりλ^２で除算しなくても）良い。これは、次式（３）に示すように、波長分散補償部１００４−１および波長分散補償部１００４−２において用いる各周波数ωの重みＷ（ω）に波長分散の算出値を代入する際、λ^２を乗算するため、式（２）においてはλ^２が打ち消し合ってなくなるからである。つまり、実際にはλ^２に依らず波長分散補償重みを算出できる。

式（３）において、Ｄ’は波長分散量の算出値を示す。

本実施形態における光信号受信装置については、偏波分割部１００１で、受信した光信号をＸ偏波およびＹ偏波の２つの信号系列に分割し、光／電気変換部１００２−１〜１００２−２、アナログ／ディジタル変換部１００３−１〜１００３−２、波長分散補償部１００４−１〜１００４−２、信号分配部１２０１−１〜１２０１−２、第ｎ周波数帯域通過フィルタ部１２０２−１−ｎ、１２０２−２−ｎ（１≦ｎ≦Ｎ、Ｎ≧２）、電力算出部１２０３−１−ｎ、１２０３−２−ｎ（１≦ｎ≦Ｎ、Ｎ≧２）を分割した信号系列数に合わせて２系列具備しているが、Ｘ偏波もしくはＹ偏波どちらかのみを用いて信号処理を行っても良い。その場合、上記各部は１つの系列について具備すればよく、合波部１２０４−ｎ（１≦ｎ≦Ｎ、Ｎ≧２）は不要となる。また、信号分配部１２０１で、入力信号を３つ以上の系列に分配する場合は、分配した系列数分の上記各部を具備し、合波部１２０４−ｎ（１≦ｎ≦Ｎ、Ｎ≧２）において合波すればよい。

本実施形態における遅延量算出部１１０４では、合波部１２０４−１〜１２０４−Ｎの後に平均化フィルタ部１２０５−１〜１２０５−Ｎを備えているが、これらの順番を逆にすることも可能である。その場合、平均化フィルタ部を電力算出部１２０３−１−１〜１２０３−１−Ｎ、１２０３−２−１〜１２０３−２−Ｎに対応させて２×Ｎ個具備し、電力算出部１２０３−１−１〜１２０３−１−Ｎ、１２０３−２−１〜１２０３−２−Ｎそれぞれの出力に対して平均化フィルタを行い、その後同じ周波数帯域（系列）に対応した２×Ｎ個の平均化フィルタ部の出力を合波部１２０４−１〜１２０４−Ｎにより合波すればよい。

なお、メモリ１１０１−１およびメモリ１１０１−２、トレーニング信号系列検出部１１０２、周波数オフセット算出部１１０３は必ずしも必要ではなく、例えば、波長分散量算出部１００７の外部の機能でトレーニング信号系列検出および周波数オフセット算出ができる場合はその値を用いることもできるし、予めそれらの値が分かっている場合は、手動で設定することもできる。メモリ１１０１−１およびメモリ１１０１−２、トレーニング信号系列検出部１１０２が備えられていない場合、周波数オフセット算出部１１０３は、波長分散補償部１００４−１および波長分散補償部１００４−２から出力されたＸ偏波およびＹ偏波の信号系列を入力として周波数オフセットを算出する。

また、本実施形態では、受信側で特定周波数帯域信号の種類を判別していたが、予め送信する特定周波数帯域信号系列の情報を光信号送信装置と光信号受信装置とで共有し、その情報を用いて動作させることもできる。例えば、光信号送信装置と光信号受信装置との間で予め試行的に信号を伝送し、各装置や伝搬路の状態を事前に把握することで、どの特定周波数帯域信号を用いることができるかということを事前に把握することができる。その場合、共有されたトレーニング信号系列の選択情報に基づいて、トレーニング信号系列検出部１１０２、周波数オフセット算出部１１０３、および、遅延量算出部１１０４では、事前に得られた選択情報が示す特定周波数帯域信号系列に対応する部分のみを動作させればよく、回路を簡易化できる。

具体的には、トレーニング信号系列検出部１１０２（図９）においては、帯域通過フィルタ部２１０１−１−ｌ（１≦ｌ≦Ｌ、Ｌ≧２）、帯域通過フィルタ部２１０１−２−ｌ（１≦ｌ≦Ｌ、Ｌ≧２）、および、信号電力算出部２１０２−ｌ（１≦ｌ≦Ｌ、Ｌ≧２）が対応する部分になる。また、周波数オフセット算出部１１０３（図１０）においては、帯域通過フィルタ部３１０１−１−ｌ（１≦ｌ≦Ｌ、Ｌ≧２）、帯域通過フィルタ部３１０１−２−ｌ（１≦ｌ≦Ｌ、Ｌ≧２）、および、トレーニング信号電力算出部３１０２−ｌ（１≦ｌ≦Ｌ、Ｌ≧２）が対応する部分になる。この場合、トレーニング信号系列検出部１１０２におけるトレーニング信号切替部２１０３と、周波数オフセット算出部１１０３におけるトレーニング信号切替部３１０３は具備しなくともよくなり、回路を簡易化できる。あるいは、トレーニング信号系列検出部１１０２におけるトレーニング信号切替部２１０３と、周波数オフセット算出部１１０３におけるトレーニング信号切替部３１０３が、切り替えをせずに、常に選択したトレーニング信号系列に対応する部分の入力のみを出力するようにすればよい。

また、トレーニング信号系列検出部１１０２において、帯域通過フィルタ部２１０１−１−ｌ（１≦ｌ≦Ｌ、Ｌ≧２）および帯域通過フィルタ部２１０１−２−ｌと信号電力算出部２１０２−ｌとからなる複数の組は、トレーニング信号切替部２１０３の切り替えと同様に通過周波数を切り替える帯域通過フィルタと信号電力算出部とであってもよい。また、周波数オフセット算出部１１０３において、帯域通過フィルタ部３１０１−１−ｌ（１≦ｌ≦Ｌ、Ｌ≧２）および帯域通過フィルタ部３１０１−２−ｌとトレーニング信号電力算出部３１０２−ｌとからなる複数の組は、トレーニング信号切替部３１０３の切り替えと同様に通過周波数を切り替える帯域通過フィルタとトレーニング信号電力算出部とであってもよい。

ここで、図１１を参照して、一例として、図３に示した特定周波数帯域信号系列をトレーニング信号系列として送信信号に時間多重した場合の受信動作を説明する。なお、Ｎは２とする。

図１１において、まず、光信号受信装置の受信機により受信されたディジタル受信信号は信号分配部１２０１−１、１２０１−２それぞれにおいて２つの系列に分配される。次に、第１周波数帯域通過フィルタ部１２０２−１−１、１２０２−２−１は、トレーニング信号系列検出部１１０２もしくは周波数オフセット算出部１１０３からの特定周波数帯域信号の種類に関する情報を基に、それぞれＸ偏波、Ｙ偏波において、高周波側の１５ＧＨｚの信号を得るために帯域制限を行い、その結果を出力する。図１２は、本実施形態における第１周波数帯域通過フィルタ部１２０２−１−１が周波数オフセット補償を行った入力受信信号に対して行う帯域制限の例を示す概略図である。同図において横軸は周波数を示し縦軸は振幅を示す。同図に示すように、第１周波数帯域通過フィルタ部１２０２−１−１は、周波数オフセット補償を行った入力受信信号に対して、（１５−Ｗ）ＧＨｚから（１５＋Ｗ）ＧＨｚを通過帯域とする帯域幅２Ｗの帯域通過フィルタを用いて帯域制限を行い、その結果を出力する。第１周波数帯域通過フィルタ部１２０２−２−１もＹ偏波に対して同様の処理を行う。

同様に、第２周波数帯域通過フィルタ部１２０２−１−２、１２０２−２−２は、それぞれＸ偏波、Ｙ偏波において、低周波側の−１５ＧＨｚの信号を得るために帯域制限を行い、その結果を出力する。図１３は、本実施形態における第２周波数帯域通過フィルタ部１２０２−１−２が周波数オフセット補償を行った入力受信信号に対して行う帯域制限の例を示す概略図である。同図において横軸は周波数を示し縦軸は振幅を示す。同図に示すように、第２周波数帯域通過フィルタ部１２０２−１−２は、周波数オフセット補償を行った入力受信信号に対して、（−１５−Ｗ）ＧＨｚから（−１５＋Ｗ）ＧＨｚを通過帯域とする帯域幅２Ｗの帯域通過フィルタを用いて帯域制限を行い、その結果を出力する。第２周波数帯域通過フィルタ部１２０２−２−２もＹ偏波に対して同様の処理を行う。

ここで、Ｗは０より大きい任意の値である。Ｗを大きくすることにより、周波数オフセットや位相オフセットなどによって特定の周波数受信信号が中心周波数からずれても動作可能である。逆に、Ｗを小さくすることにより、特定周波数帯域信号以外の成分、例えば、雑音や干渉成分を低減することができるため、推定精度が向上する。

電力算出部１２０３−１−１は、第１周波数帯域通過フィルタ部１２０２−１−１の出力結果の信号系列について、サンプルごとに電力値もしくは振幅の絶対値を計算し、その結果を合波部１２０４−１に出力する。同様に、電力算出部１２０３−２−１は、第１周波数帯域通過フィルタ部１２０２−２−１の出力結果の信号系列について、サンプルごとに電力値もしくは振幅の絶対値を計算し、その結果を合波部１２０４−１に出力する。ここで、電力算出部１２０３−１−１、１２０３−２−１のｎサンプル時刻の入力信号をａ（ｎ）とした場合、電力算出部１２０３−１−１、１２０３−２−１の出力値は｜ａ（ｎ）｜^２もしくは｜ａ（ｎ）｜となる。ただし、｜ｘ｜は複素数ｘの絶対値を示す。

同様に、電力算出部１２０３−１−２は、第２周波数帯域通過フィルタ部１２０２−１−２の出力結果の信号系列について、サンプルごとに電力値を計算し、その結果を合波部１２０４−２に出力する。電力算出部１２０３−２−２は、第２周波数帯域通過フィルタ部１２０２−２−２の出力結果の信号系列について、サンプルごとに電力値を計算し、その結果を合波部１２０４−２に出力する。

合波部１２０４−１は、電力算出部１２０３−１−１および電力算出部１２０３−２−１から出力された系列を入力として合波を行い、その結果を出力する。同様に、合波部１２０４−２は、電力算出部１２０３−１−２および電力算出部１２０３−２−２から出力された系列を入力として合波を行い、その結果を出力する。

平均化フィルタ部１２０５−１は、合波部１２０４−１から出力された系列を入力として平均化を行い、その結果を出力する。同様に、平均化フィルタ部１２０５−２は、合波部１２０４−２から出力された系列を入力として平均化を行い、その結果を出力する。

図１４は、第１平均化フィルタ部１２０５−１および第２平均化フィルタ部１２０５−２の出力結果を示す図である。同図において横軸はサンプル時間を示し、縦軸は電力を示す。遅延時間算出部１２０６は、第１平均化フィルタ部１２０５−１および第２平均化フィルタ部１２０５−２から出力された系列を入力として、それぞれの系列において電力が最大値となるときのサンプル時刻Ｔ_１およびサンプル時刻Ｔ_２を図１４に示すように検出し、その時間差τ_２−１＝Ｔ_２−Ｔ_１を算出する。また、上記時間差τ_２−１を用いて式（２）に基づいて波長分散量Ｄ’を計算することもできる。

以上のようにして波長分散量を、特定周波数帯域信号系列を用いて算出することができる。なお、特定周波数帯域信号として、図４に示した特定周波数帯域信号系列をトレーニング信号系列として送信信号に時間多重した場合は、第１周波数帯域通過フィルタ部１２０２−１−１、１２０２−２−１は、トレーニング信号系列検出部１１０２もしくは周波数オフセット算出部１１０３からの特定周波数帯域信号の種類に関する情報を基に、それぞれＸ偏波、Ｙ偏波において、高周波側の７．５ＧＨｚの信号を得るため、周波数オフセット補償を行った入力受信信号に対して、（７．５−Ｗ）ＧＨｚから（７．５＋Ｗ）ＧＨｚを通過帯域とする帯域幅２Ｗの帯域通過フィルタを用いて帯域制限を行い、その結果を出力する。同様に、第２周波数帯域通過フィルタ部１２０２−１−２、１２０２−２−２は、それぞれＸ偏波、Ｙ偏波において、低周波側の−７．５ＧＨｚの信号を得るため、周波数オフセット補償を行った入力受信信号に対して、（−７．５−Ｗ）ＧＨｚから（−７．５＋Ｗ）ＧＨｚを通過帯域とする帯域幅２Ｗの帯域通過フィルタを用いて帯域制限を行い、その結果を出力する。

図４に示した特定周波数帯域信号系列をトレーニング信号系列とした場合、遅延時間算出部１２０６で算出される時間差τ_２−１＝Ｔ_２−Ｔ_１は、図３に示した特定周波数帯域信号系列をトレーニング信号系列とした場合と比べて、周波数スペクトルの２つのピーク値間の帯域幅が半分になるが、式（２）における帯域幅Ｂ_２−１も半分になるため、最終的に推定する波長分散量Ｄ’は等しくなる。

なお、トレーニング信号系列として特定周波数帯域信号系列の前後に、特定周波数帯域信号系列とは異なる特定周波数のみに電力が集中した第二の特定周波数帯域信号系列を挿入することにより、特定周波数帯域信号系列が使用している周波数帯域へのトレーニング信号の前後の送信信号系列による干渉を防いでいるため、図１４に示すように電力値のピークが明確に現われ、電力が最大値となるときのサンプル時刻Ｔ_１およびサンプル時刻Ｔ_２を正確に検出することが可能となる。また、第二の特定周波数帯域信号系列は、第１周波数帯域通過フィルタ部１２０２−１−１および１２０２−２−１、ならびに、第２周波数帯域通過フィルタ部１２０２−１−２および１２０２−２−２において除去されるように周波数帯域通過フィルタを設定することで、遅延時間差を算出する際に、特定周波数帯域信号系列の直前および直後の第二の特定周波数帯域信号系列の信号が除去されて、第一特定周波数帯域信号系列のみを抽出できるため、波長分散の推定精度が向上する。なお、第二の特定周波数帯域信号系列の代わりに無信号区間、つまり信号を送信しない区間を設定しても同様の効果が得られる。

上記に示した第ｎ周波数帯域通過フィルタ部１２０２−１−ｎおよび１２０２−２−ｎ（ｎ＝１，２，…，Ｎ）の帯域通過フィルタとしては、矩形フィルタ、ナイキストフィルタ、ハニング窓、カイザー窓、ハミング窓など、一般的な帯域通過フィルタを用いることができる。また、周波数帯域通過フィルタを用いる際、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）や離散フーリエ変換（ＤＦＴ）を用いて周波数領域信号に信号系列を変換してから周波数領域で帯域通過フィルタによるフィルタリングを行い、逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）や逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ）を用いて時間信号に変換することで演算の高速化を図ることができる。

なお、帯域通過フィルタ部２１０１−１−１〜２１０１−２−Ｌ、帯域通過フィルタ部３１０１−１−１〜３１０１−２−Ｌについても、第ｎ周波数帯域通過フィルタ部１２０２−１−ｎおよび１２０２−２−ｎの帯域通過フィルタと同様に、上記一般的な帯域通過フィルタによるフィルタリングを行い、または、ＦＦＴやＤＦＴを用いて周波数領域信号に信号系列を変換してから周波数領域で帯域通過フィルタによるフィルタリングを行い、ＩＦＦＴやＩＤＦＴを用いてフィルタリングされた信号系列を時間信号に変換することで演算の高速化を図ることができる。

なお、ＦＦＴおよびＩＦＦＴを用いて遅延量算出部１１０４の第ｎ周波数帯域通過フィルタ部１２０２−１−ｎおよび１２０２−２−ｎ、周波数オフセット算出部１１０３の帯域通過フィルタ部３１０１−１−１〜３１０１−Ｌ、３１０１−２−１〜３１０１−２−Ｌを実現する場合、上記説明で示したように、周波数オフセット算出部１１０３および遅延量算出部１１０４は、トレーニング信号系列の挿入周期Ｎｓの区間で、メモリ１１０１−１および１１０１−２にバッファされた信号のみを用いて周波数オフセット量および遅延量を算出すればよい。このため、ＦＦＴおよびＩＦＦＴはバタフライ演算で実現できることを利用して、本来適用するＦＦＴサイズ（もしくはポイント数）よりも小さいＦＦＴサイズのＦＦＴもしくはＩＦＦＴを用いて繰り返し処理することで、遅延を許容しつつも回路規模を削減することができる。更に、遅延量算出部１１０４の第ｎ周波数帯域通過フィルタ部１２０２−１−ｎおよび１２０２−２−ｎ（ｎ＝１，２，…，Ｎ）や、周波数オフセット算出部１１０３の帯域通過フィルタ部３１０１−１−１〜３１０１−Ｌ、３１０１−２−１〜３１０１−２−Ｌにおいて、ＦＦＴを行う回路とＩＦＦＴを行う回路とを共用することで、回路規模を削減することもできる。

以下、一例として、周波数領域でフィルタリングするために、ＦＦＴおよびＩＦＦＴを用いた場合の波長分散量算出部１００７、周波数オフセット算出部１１０３、および遅延量算出部１１０４の構成例を説明する。

図１５は、周波数領域でフィルタリングをするためにＦＦＴおよびＩＦＦＴを用いた場合の波長分散量算出部１００７の構成例を示すブロック図である。同図に示す波長分散量算出部１００７は、メモリ１１０１−１および１１０１−２、トレーニング信号系列検出部１１０２、周波数オフセット算出部１１０３、遅延量算出部１１０４、ならびに、ＦＦＴ部１５０１−１および１５０１−２を有している。同図に示す波長分散量算出部１００７の構成において、図８に示した波長分散量算出部１００７の構成と異なる点は、ＦＦＴ部１５０１−１および１５０１−２が加えられている点である。なお、共通する各部についての説明は省略する。

ＦＦＴ部１５０１−１は、メモリ１１０１−１に記憶されている信号系列を入力としてＦＦＴを行い、当該信号系列を周波数領域の信号に変換する。ＦＦＴ部１５０１−１は、変換により得られた周波数領域の信号を周波数オフセット算出部１１０３および遅延量算出部１１０４へ出力する。ＦＦＴ部１５０１−２は、ＦＦＴ部１５０１−１と同様に、メモリ１１０１−２に記憶されている信号系列を入力としてＦＦＴを行い、当該信号系列を周波数領域の信号に変換する。ＦＦＴ部１５０１−２は、変換により得られた周波数領域の信号を周波数オフセット算出部１１０３および遅延量算出部１１０４へ出力する。すなわち、図１５に示す波長分散量算出部１００７において、周波数オフセット算出部１１０３と遅延量算出部１１０４とは、周波数領域の信号を入力として動作する。

図１６は、周波数領域でフィルタリングをするためにＦＦＴおよびＩＦＦＴを用いた場合の周波数オフセット算出部１１０３の構成例を示すブロック図である。同図に示す周波数オフセット算出部１１０３は、２×Ｌ個の周波数領域帯域通過フィルタ部３５０１−１−１〜３５０１−１−Ｌ、３５０１−２−１〜３５０１−２−Ｌ、２×Ｌ個のＩＦＦＴ部３５０２−１−１〜３５０２−１−Ｌ、３５０２−２−１〜３５０２−２−Ｌ、Ｌ個のトレーニング信号電力算出部３１０２−１〜３１０２−Ｌ、トレーニング信号切替部３１０３、および、オフセット量算出部３１０４を有している。

同図に示す周波数オフセット算出部１１０３の構成において、図１０に示した周波数オフセット算出部１１０３の構成と異なる点は、帯域通過フィルタ部３１０１−１−１〜３１０１−１−Ｌに代えて、周波数領域帯域通過フィルタ部３５０１−１−１〜３５０１−１−Ｌ、およびＩＦＦＴ部３５０２−１−１〜３５０２−１−Ｌを有する点と、帯域通過フィルタ部３１０１−２−１〜３１０１−２−Ｌに代えて、周波数領域帯域通過フィルタ部３５０１−２−１〜３５０１−２−Ｌ、およびＩＦＦＴ部３５０２−２−１〜３５０２−２−Ｌを有する点とである。なお、共通する各部についての説明は省略する。

周波数領域帯域通過フィルタ部３５０１−１−ｌ（１≦ｌ≦Ｌ、Ｌ≧２）は、ＦＦＴ部１５０１−１（図１５）から出力されたＸ偏波の系列の周波数成分に対して、予め定められた周波数帯域の成分を通過させる帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）の処理を周波数領域で行う。周波数領域帯域通過フィルタ部３５０１−２−ｌ（１≦ｌ≦Ｌ、Ｌ≧２）は、ＦＦＴ部１５０１−２（図１５）から出力されたＹ偏波の系列の周波数成分に対して、予め定められた周波数帯域の成分を通過させる帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）の処理を周波数領域で行う。Ｌ種類のＢＰＦとしての周波数領域帯域通過フィルタ部３５０１−１−ｌおよび３５０１−２−ｌ（１≦ｌ≦Ｌ、Ｌ≧２）は、帯域通過フィルタ部３１０１−１−ｌおよび３１０１−２−ｌ（１≦ｌ≦Ｌ、Ｌ≧２）と同様に、異なるトレーニング信号系列の信号成分を通過させるフィルタとなっており、送信機側で用いられる全トレーニング信号系列の種類に対応して設けられている。

ＩＦＦＴ部３５０２−１−ｌ（１≦ｌ≦Ｌ、Ｌ≧２）それぞれは、対応する周波数領域帯域通過フィルタ部３５０１−１−ｌから出力されたＸ偏波の系列のＢＰＦ後の周波数成分に対してＩＦＦＴを行い、当該周波数成分を時間領域の信号に変換する。ＩＦＦＴ部３５０２−１−ｌそれぞれは、変換により得られた時間領域の信号をトレーニング信号電力算出部３１０２−ｌに出力する。ＩＦＦＴ部３５０２−２−ｌ（１≦ｌ≦Ｌ、Ｌ≧２）それぞれは、対応する周波数領域帯域通過フィルタ部３５０１−２−ｌから出力されたＹ偏波の系列のＢＰＦ後の周波数成分に対してＩＦＦＴを行い、当該周波数成分を時間領域の信号に変換する。ＩＦＦＴ部３５０２−２−ｌそれぞれは、変換により得られた時間領域の信号をトレーニング信号電力算出部３１０２−ｌに出力する。

図１７は、周波数領域でフィルタリングをするためにＦＦＴおよびＩＦＦＴを用いた場合の遅延量算出部１１０４の構成例を示すブロック図である。同図に示す遅延量算出部１１０４は、２つの信号分配部１２０１−１および１２０１−２、２×Ｎ個の周波数領域第ｎ周波数帯域通過フィルタ部１８０１−１−１〜１８０１−１−Ｎおよび１８０１−２−１〜１８０１−２−Ｎ、２×Ｎ個のＩＦＦＴ部１８０２−１−１〜１８０２−１−Ｎおよび１８０２−２−１〜１８０２−２−Ｎ、２×Ｎ個の電力算出部１２０３−１−１〜１２０３−１−Ｎおよび１２０３−２−１〜１２０３−２−Ｎ、Ｎ個の合波部１２０４−１〜１２０４−Ｎ、Ｎ個の平均化フィルタ部１２０５−１〜１２０５−Ｎ、ならびに、遅延時間算出部１２０６を有している。

同図に示す遅延量算出部１１０４の構成において、図１１に示した遅延量算出部１１０４の構成と異なる点は、第ｎ周波数帯域通過フィルタ部１２０２−１−ｎ（１≦ｎ≦Ｎ、Ｎ≧２）に代えて、周波数領域第ｎ周波数帯域通過フィルタ部１８０１−１−１〜１８０１−１−ＮおよびＩＦＦＴ部１８０２−１−１〜１８０２−１−Ｎを有する点と、第ｎ周波数帯域通過フィルタ部１２０２−２−ｎ（１≦ｎ≦Ｎ、Ｎ≧２）に代えて、周波数領域第ｎ周波数帯域通過フィルタ部１８０１−２−１〜１８０１−２−ＮおよびＩＦＦＴ部１８０２−２−１〜１８０２−２−Ｎを有する点とである。なお、共通する各部についての説明は省略する。

周波数領域第ｎ周波数帯域通過フィルタ部１８０１−１−ｎ（１≦ｎ≦Ｎ、Ｎ≧２）は、信号分配部１２０１−１からの出力信号であるＸ偏波の信号系列であってＦＦＴ部１５０１−１（図１５）によるＦＦＴ後の周波数成分に対して、周波数オフセット算出部１１０３が算出した周波数オフセットに基づいて、周波数オフセットを補償する。また、周波数領域第ｎ周波数帯域通過フィルタ部１８０１−１−ｎは、トレーニング信号系列検出部１１０２もしくは周波数オフセット算出部１１０３が出力した特定周波数帯域信号に関する制御情報（特定周波数帯域信号の種類を示す情報）に基づいて、当該特定周波数帯域信号を通過させる周波数帯域通過フィルタの処理により信号を通過させる。周波数領域第ｎ周波数帯域通過フィルタ部１８０１−１−ｎは、通過させた信号を処理の結果としてＩＦＦＴ部１８０２−１−ｎに出力する。

周波数領域第ｎ周波数帯域通過フィルタ部１８０１−２−ｎ（１≦ｎ≦Ｎ、Ｎ≧２）は、信号分配部１２０１−２からの出力信号であるＹ偏波の信号系列であってＦＦＴ部１５０１−２（図１５）によるＦＦＴ後の周波数成分に対して、周波数オフセット算出部１１０３が算出した周波数オフセットに基づいて、周波数オフセットを補償する。また、周波数領域第ｎ周波数帯域通過フィルタ部１８０１−２−ｎは、トレーニング信号系列検出部１１０２もしくは周波数オフセット算出部１１０３が出力した特定周波数帯域信号に関する制御情報（特定周波数帯域信号の種類を示す情報）に基づいて、当該特定周波数帯域信号を通過させる周波数帯域通過フィルタの処理により信号を通過させる。周波数領域第ｎ周波数帯域通過フィルタ部１８０１−２−ｎは、通過させた信号を処理の結果としてＩＦＦＴ部１８０２−２−ｎに出力する。

あるいは、周波数領域第ｎ周波数帯域通過フィルタ部１８０１−１−ｎ、１８０１−２−ｎ（１≦ｎ≦Ｎ、Ｎ≧２）は、周波数オフセット算出部１１０３が算出した周波数オフセットの値および特定周波数帯域信号の種類に基づいて、周波数領域で周波数帯域通過フィルタの中心周波数をシフト（つまり、ＦＦＴインデックスをシフト）した後、Ｘ偏波、Ｙ偏波を通過させ、その結果を出力する。なお、周波数領域第ｎ周波数帯域通過フィルタ部１８０１−１−ｎおよび周波数領域第ｎ周波数帯域通過フィルタ部１８０１−２−ｎ（１≦ｎ≦Ｎ、Ｎ≧２）のフィルタ部は、同一の周波数帯域を通過するフィルタ部であり、系列ｎごとに異なる周波数帯域の特定周波数帯域信号の一部（例えば特定周波数帯域信号の周波数スペクトルの電力のピーク値を中心に光源の線幅以上の帯域幅の周波数帯域）、もしくは全てを含むように周波数領域で周波数帯域通過フィルタが設定される。

ＩＦＦＴ部１８０２−１−ｎ（１≦ｎ≦Ｎ、Ｎ≧２）は、対応する周波数領域第ｎ周波数帯域通過フィルタ部１８０１−１−ｎから出力されたＸ偏波の系列の周波数成分に対してＩＦＦＴを行い、当該周波数成分を時間領域の信号に変換する。ＩＦＦＴ部１８０２−１−ｎは、変換により得られた時間領域の信号を電力算出部１２０３−１−ｎに出力する。ＩＦＦＴ部１８０２−２−ｎ（１≦ｎ≦Ｎ、Ｎ≧２）は、対応する周波数領域第ｎ周波数帯域通過フィルタ部１８０１−２−ｎから出力されたＹ偏波の系列の周波数成分に対してＩＦＦＴを行い、当該周波数成分を時間領域の信号に変換する。ＩＦＦＴ部１８０２−２−ｎは、変換により得られた時間領域の信号を電力算出部１２０３−２−ｎに出力する。

なお、波長分散量算出部１００７のＦＦＴ部１５０１−１および１５０１−２において、ＦＦＴ演算を行う回路（演算部）を共用するようにしてもよい。これにより、波長分散量算出部１００７の回路規模を削減することができる。また、周波数オフセット算出部１１０３のＩＦＦＴ部３５０２−１−ｌおよび３５０２−２−ｌ（１≦ｌ≦Ｌ、Ｌ≧２）、ならびに、遅延量算出部１１０４のＩＦＦＴ部１８０２−１−ｎおよび１８０２−２−ｎ（１≦ｎ≦Ｎ、Ｎ≧２）の一部または全てのＩＦＦＴ演算を行う回路（演算部）を共用するようにしてもよい。これにより、周波数オフセット算出部１１０３や遅延量算出部１１０４の回路規模を削減することができる。また、ＦＦＴ部１５０１−１および１５０１−２、ＩＦＦＴ部３５０２−１−ｌおよび３５０２−２−ｌ（１≦ｌ≦Ｌ、Ｌ≧２）、ならびに、ＩＦＦＴ部１８０２−１−ｎおよび１８０２−２−ｎ（１≦ｎ≦Ｎ、Ｎ≧２）において、ＦＦＴとＩＦＦＴとの演算において共通する演算を行う回路を共用するようにしてもよい。

また、図１５のような構成にすることで、トレーニング信号系列検出部１１０２がトレーニング信号系列の挿入位置を検出し、検出したトレーニング信号系列の挿入位置に基づき、トレーニング信号系列が含まれる区間およびその前後の区間の信号系列のみをバッファするようメモリ１１０１−１およびメモリ１１０１−２に制御信号を出力している。そのため、ＦＦＴ部１５０１−１および１５０１−２、周波数オフセット算出部１１０３および遅延量算出部１１０４は、トレーニング信号系列の挿入周期Ｎｓの区間で、メモリ１１０１−１および１１０１−２にバッファされた信号のみを用いてＦＦＴを行うとともに、周波数オフセット量および遅延量を算出すればよい。このとき、トレーニングの挿入周期Ｎｓがバッファされた信号系列に対して大きければ、ＦＦＴ部１５０１−１および１５０１−２、周波数オフセット算出部１１０３、ならびに遅延量算出部１１０４の機能を実現する同期回路の動作クロックを、トレーニング信号系列検出部１１０２の機能を実現する同期回路の動作クロックに比べて低い周波数にすることができ、結果的に低消費電力化、回路規模削減が可能となる。更に、周波数オフセット量および遅延量をＵ（Ｕ≧２、Ｕは整数）フレームごとに推定すればよい場合は、１フレームごとに推定する場合よりも動作クロックを下げることができ、さらなる低消費電力化、回路規模削減が可能となる。

上記に示した平均化フィルタ部１２０５−ｎは、Ｑ個の連続する信号系列を合計して出力することで、雑音や干渉成分による推定誤差を軽減することができたが、他の方法を用いても良い。例えば、最大値付近の電力と時刻を用いて期待値を計算することにより、精度を上げることもできる。

上記に示した遅延時間算出部１２０６では、電力が最大値となるときのサンプル時刻を用いていたが、任意の閾値を設定し、電力がその閾値を超えた時刻または超えてから閾値を下回ったときの時刻、もしくはその両方を用いることもできる。この場合、ピークに比較してＸ％となる時刻位置を高周波数成分と低周波数成分で比較し、その時間差を測定する方法がある。

また、帯域通過フィルタを通過する信号成分には、交番信号以外の信号および干渉、雑音成分も含まれる。これは、データ信号にも、帯域通過フィルタの通過帯域の成分があるためと、光雑音にも帯域通過フィルタの通過帯域の成分があるためである。したがって、ピーク値が発生しない領域（データ信号領域）における雑音フロアと、ピークを検出して、雑音フロアを基準として、ピークまでのＸ％に立ち上がる時間位置・立ち下がる時間位置を、高周波数成分と低周波数成分で比較することで遅延時間を検出することもできる。

また、周期Ｎｓごとにトレーニング信号系列が含まれる複数の受信信号を用いて、遅延時間算出部１２０６において複数の遅延時間を算出し、その平均値を出力値として出力することで、雑音や干渉成分を低減することができ、精度が向上する。更に、電力と時刻の二つの値を用いてピーク値が出現する時刻の期待値を算出することにより、遅延時間を算出することもできる。

また、偏波モード分散（ＰＭＤ）を始めとした伝搬路における周波数の振幅変動により、周波数成分によって受信電力が異なることから、２つ以上の特定周波数帯域信号系列を用意して、例えば、受信信号電力対雑音電力比（ＳＮＲ）や信号電力などを測定してＳＮＲや信号電力などが最も大きくなる系列をトレーニング信号系列として送信してもよい。また、電力増幅器やＡＤＣ、ＤＡＣなどのアナログのフロントエンド部の周波数特性によっては、高周波数成分の振幅が減衰したり、群遅延が生じたりすることから、それらの周波数特性の影響を受けない周波数帯域に存在する特定周波数帯域信号系列をトレーニング信号系列として用いることで波長分散量算出部１００７における算出精度の劣化を抑えることができる。

また、伝送路設計の際に、隣接チャネルからの干渉波の影響を考慮した上で、干渉の影響を受けない特定周波数帯域信号系列をトレーニング信号系列として送信してもよい。

また、上記説明では、複数の特定周波数帯域信号系列のうちから１つを選択してそれをトレーニング信号系列として送信していたが、必ずしも１つにする必要はない。送信側で２つ以上の系列を選択してそれをトレーニング信号系列として送信し、受信側ではそれぞれに対して、上記受信信号処理を行って波長分散を算出し、いずれかの算出結果、もしくは全推定結果の平均値等を波長分散の算出値としてもよい。

また、波長分散量算出部１００７では、特定周波数帯域信号のスペクトルのピーク間の帯域幅に比例して、遅延量算出部１１０４の遅延時間量が大きくなるため、波長分散量に応じて特定周波数帯域信号系列を変えてもよい。例えば、長距離伝送で大きな波長分散量を算出する必要がある場合には、スペクトルのピーク間の帯域幅が小さい特定周波数帯域信号系列を用いることで、遅延時間量が小さくなり、それに伴って受信側の信号系列においてトレーニング信号系列が含まれる領域が小さくなるため、波長分散量算出部１００７の演算量を削減することができる。一方、比較的短距離伝送の場合や、分散シフトファイバ（ＤＳＦ）を用いたことにより算出する波長分散量が比較的小さい場合は、スペクトルのピーク間の帯域幅が大きい特定周波数帯域信号系列を用いることで、推定精度を高めることができる。

なお、上記説明では、第ｎ周波数帯域通過フィルタ部１２０２−１−ｎおよび１２０２−２−ｎ（１≦ｎ≦Ｎ、Ｎ≧２）または周波数領域第ｎ周波数帯域通過フィルタ部１８０１−１−ｎおよび１８０１−２−ｎにおいて、トレーニング信号系列検出部１１０２または周波数オフセット算出部１１０３から出力される特定周波数帯域信号に関する制御情報（特定周波数帯域信号の種類を示す情報）に基づいて、当該特定周波数帯域信号を通過させるようにフィルタの処理を行っていた。しかし、トレーニング信号系列である特定周波数帯域信号の周波数帯域成分を除く周波数帯域成分をフィルタ処理により通過させることにより、雑音電力を推定することができる。これは、トレーニング信号系列である特定周波数帯域信号の性質として、トレーニング信号系列区間において、電力が集中する特定の周波数成分以外は、信号成分が存在せず、雑音のみが存在するためである。

上記雑音電力を推定する際には、図１１の構成の場合、第ｎ周波数帯域通過フィルタ部１２０２−１−ｎおよび１２０２−２−ｎは雑音成分を通過させるよう、つまり特定周波数帯域信号を除去するようフィルタの処理を行い、電力算出部１２０３−１−ｎおよび１２０３−２−ｎは第ｎ周波数帯域通過フィルタ部１２０２−１−ｎおよび１２０２−２−ｎの出力に対してサンプルごとの電力を算出し、合波部１２０４−ｎは電力算出部１２０３−１−ｎと１２０３−２−ｎの出力を用いて偏波合成を行い、遅延時間算出部１２０６は合波部１２０４−ｎで算出された偏波合成後のサンプルごとの電力値を用いて雑音電力を算出することになる。なお、雑音電力を算出する際には、平均化フィルタ部１２０５−ｎは具備しなくてもよい。また、遅延時間算出部１２０６は、波長分散量を算出する機能と雑音電力を算出する機能とを備えることから、伝送路情報算出部と言うことができる。

同様に、図１７の構成の場合、第ｎ周波数帯域通過フィルタ部１８０１−１−ｎおよび１８０１−２−ｎは雑音成分を通過させるよう、つまり特定周波数帯域信号を除去するようフィルタの処理を行い、ＩＦＦＴ部１８０２−１−ｎおよび１８０２−２−ｎは第ｎ周波数帯域通過フィルタ部１８０１−１−ｎおよび１８０１−２−ｎの出力に対してＩＦＦＴを行い、電力算出部１２０３−１−ｎおよび１２０３−２−ｎはＩＦＦＴ部１８０２−１−ｎおよび１８０２−２−ｎの出力に対してサンプルごとの電力を算出し、合波部１２０４−ｎは電力算出部１２０３−１−ｎと１２０３−２−ｎの出力を用いて偏波合成を行い、遅延時間算出部１２０６は合波部１２０４−ｎで算出された偏波合成後のサンプルごとの電力値を用いて雑音電力を算出することになる。なお、雑音電力を算出する際には、平均化フィルタ部１２０５−ｎは具備しなくてもよい。

以下、雑音電力および信号電力の算出、ならびに、算出された雑音電力および信号電力を用いた信号対雑音電力比（ＳＮ比）の算出を行うＳＮ比算出装置について説明する。なお、以下では、ＳＮ比算出装置が光信号受信装置の外部に設けられた構成を想定して説明を行うが、ＳＮ比算出装置が光信号受信装置の内部に設けられる構成であってもよい。

以下に説明するＳＮ比算出装置４は、メモリ１１０１−１および１１０１−２から出力される電気信号に基づいて、コヒーレント通信システムにおける光信号のＳＮ比を算出する。このＳＮ比は送信データに関する値である。

なお、ＳＮ比算出装置４がＳＮ比を出力する際には、ＳＮ比を電気信号又は光信号のいずれにより伝送してもよい。

図２０は、本実施形態におけるＳＮ比算出装置４の構成例を示すブロック図である。ＳＮ比算出装置４は、合波部４６、信号電力算出部４７、特定周波数帯域信号成分除去部４８、雑音電力算出部４９、並びに、ＳＮ比算出部５０を備えている。これらの各部は、図１１における各部と次のように対応している。すなわち、合波部４６は合波部１２０４−ｎに対応し、信号電力算出部４７あるいは雑音電力算出部４９は電力算出部１２０３−１−ｎおよび１２０３−２−ｎに対応し、特定周波数帯域信号成分除去部４８は第ｎ周波数帯域通過フィルタ部１２０２−１−ｎおよび１２０２−２−ｎに対応し、ＳＮ比算出部５０は遅延時間算出部１２０６に対応している。なお、図１１と図２０では、合波部４６および合波部１２０４−ｎの位置が異なっているが、雑音電力を算出する場合は、遅延時間を計算する場合と違い電力を計算するため、合波部が配置される場所は、ＩＦＦＴ演算前の周波数領域とＩＦＦＴ演算後の時間領域のどちらでもよく、合波後にフィルタ処理および電力算出処理を行った方が回路規模を削減できる。以下では、図２０の構成の場合で説明を行う。

合波部４６には、ＦＦＴ部１５０１−１からの信号と、ＦＦＴ部１５０１−２からの信号とが入力される。合波部４６に入力される周波数領域の信号には、メモリ１１０１−１および１１０１−２、あるいは時間領域ウインドウ部１１０５−１および１１０５−２において特定周波数帯域信号系列（トレーニング信号系列）に対応するディジタル信号を抽出しているので、送信データ系列が含まれない信号となっている。すなわち、入力される周波数領域の信号には、特定周波数帯域信号系列の周波数成分と雑音の周波数成分とが含まれている。合波部４６は、ＦＦＴ部１５０１−１から順次出力される周波数領域の信号と、ＦＦＴ部１５０１−２から順次出力される周波数領域の信号とを合波する。合波部４６は、合波して得られた信号を信号電力算出部４７と特定周波数帯域信号成分除去部４８とに出力する。なお、図８や図１８のようなＦＦＴ部１５０１−１および１５０１−２を具備しない構成の場合においては、メモリ１１０１−１および１１０１−２からの出力に対してそれぞれＦＦＴ回路を具備し、その出力を合波部４６に入力することで実現することができる。また、ＳＮ比算出装置における合波の方法としては、各周波数成分の位相を合わせてそれぞれ足し合わせることもできるし、各周波数成分の電力を算出してそれぞれ足し合わせることもできる。

信号電力算出部４７は、合波部４６から出力される信号に基づいて、特定周波数帯域信号系列の電力である信号電力を算出する。信号電力算出部４７は、算出した信号電力の電力値をＳＮ比算出部５０に出力する。
特定周波数帯域信号成分除去部４８は、合波部４６から出力される信号から特定周波数帯域信号系列の成分を除去し、特定周波数帯域信号系列の成分が除去された信号を雑音電力算出部４９に出力する。特定周波数帯域信号成分除去部４８における特定周波数帯域信号系列の成分は、特定周波数帯域信号系列の電力が集中する周波数が既知であることから、バンドパスフィルタなどを用いることにより除去できる。なお、特定周波数帯域信号成分除去部４８における信号処理は、周波数領域で行ってもよいし、時間領域で行ってもよい。雑音電力算出部４９は、特定周波数帯域信号成分除去部４８から出力される信号に基づいて、雑音の電力である雑音電力を算出する。雑音電力算出部４９は、算出した雑音電力の電力値をＳＮ比算出部５０に出力する。なお、特定周波数帯域信号成分除去部４８は、周波数オフセット算出部１１０３からの周波数オフセットの算出値を基に周波数オフセットを補正することもできる。

ＳＮ比算出部５０は、雑音電力算出部４９が算出する雑音電力と、信号電力算出部４７が算出する信号電力とに基づいて、雑音電力に対する送信データ系列の電力の比としてのＳＮ比を算出する。ＳＮ比算出部５０は、算出したＳＮ比を示すＳＮ比信号を出力する。

ＳＮ比算出部５０におけるＳＮ比の算出は、特定周波数帯域信号系列のＳＮ比を算出した後に、換算を行って送信データ系列のＳＮ比を算出することで行う。換算の方法として、例えば、特定周波数帯域信号系列と送信データ系列との単位時間あたりの電力比率を換算係数とし、特定周波数帯域信号系列のＳＮ比に換算係数を乗じることにより、送信データ系列のＳＮ比を算出する。換算係数の導出は、例えば、送信データ系列と特定周波数帯域信号系列を時分割多重する際の電力を比較して予め求めるようにする。又は、シミュレーションにおいて、送信データ系列長と特定周波数帯域信号系列長との比に基づいて換算係数を導出するようにしてもよい。又は、スペクトルアナライザーなどを用いて測定した精度の高いＳＮ比と、ＳＮ比算出装置４が算出するＳＮ比とを比較して、ＳＮ比算出装置４が算出するＳＮ比に対するキャリブレーションを行うことにより換算係数を決定するようにしてもよい。

また、ＳＮ比算出部５０は、特定周波数帯域信号系列の電力に代えて、波長分散補償部１００４−１および１００４−２のそれぞれから入力される信号（以下、第１のディジタル信号系列及び第２のディジタル信号系列と呼ぶ）の電力を用いてＳＮ比を算出するようにしてもよい。又は、ＳＮ比算出部５０は、トレーニング信号系列検出部１１０２が特定した区間に基づいて送信データ系列の成分を含むディジタル信号を第１のディジタル信号系列及び第２のディジタル信号系列から抽出し、抽出したディジタル信号から送信データ系列の電力を算出し、特定周波数帯域信号系列の電力に代えて送信データ系列の電力を用いてＳＮ比を算出するようにしてもよい。この場合、特定周波数帯域信号系列の電力が除かれた電力を用いているため、第１のディジタル信号系列及び第２のディジタル信号系列の電力を用いたときに比べて精度を向上させることができる。

更に、第１のディジタル信号系列及び第２のディジタル信号系列の電力を、光信号受信装置に入射する光信号のパワーもしくは光／電気変換された電気信号のパワーを利用して求めることもできる。光信号受信装置において受信する光信号における送信データ系列と特定周波数帯域信号系列とのパワー比は、送信データ系列のパワーが受信した光信号もしくは電気信号のパワーの大部分を占めるものとなっているので、例えば、送信データ系列が光／電気変換部１００２−１および１００２−２に入射する光信号であるとみなしてもよい。雑音電力算出部４９において算出された雑音電力を、得られた光信号パワーから減算することで信号電力を求めることができる。

以上のように、第１のディジタル信号系列から送信データ系列の成分が除去された信号と、第２のディジタル信号系列から送信データ系列の成分が除去された信号とは、合波部４６にて合波され、合波された信号が信号電力算出部４７と特定周波数帯域信号成分除去部４８とに入力される。

信号電力算出部４７は、合波部４６から入力される周波数スペクトルの周波数成分ごとに、周波数成分の電力が平均電力に対してＫ倍以上の電力か否かを判定する。信号電力算出部４７は、平均電力に対してＫ倍以上の電力を有する周波数成分の電力の平均値を算出する。信号電力算出部４７は、算出した電力の平均値を信号電力としてＳＮ比算出部５０に出力する。

雑音電力算出部４９は、特定周波数帯域信号成分除去部４８から入力される周波数スペクトルの周波数成分ごとに、周波数成分の電力が平均電力に対してＫ倍以上の電力か否かを判定する。雑音電力算出部４９は、平均電力に対してＫ倍未満の電力を有する周波数成分の電力の平均値を算出する。雑音電力算出部４９は、算出した電力の平均値を雑音電力としてＳＮ比算出部５０に出力する。なお、雑音電力算出部４９は、上記の判定を行わずに、特定周波数帯域信号成分除去部４８から入力される信号から周波数成分の電力の平均値を算出するようにしてもよい。

本実施形態におけるＳＮ比算出装置４は、上述した構成及び処理により、偏波多重による光伝送を行う場合や、高密度周波数多重により雑音電力の測定用の周波数帯域を確保できない場合においても、特定周波数帯域信号系列の成分を含むディジタル信号系列からＳＮ比を安定して算出、測定することができる。また、本実施形態で用いている特定周波数帯域信号系列（トレーニング信号系列）は、送信データ系列との干渉が低く抑えられているため、偏波多重による光伝送を行う場合や、高密度周波数多重、高速変調などにより送信データ系列が広帯域を占有する場合においても安定してＳＮ比を算出することができる。

また、本実施形態では、信号電力算出部４７及び雑音電力算出部４９が特定周波数帯域信号系列の成分を判定する際に、平均電力に対してＫ倍の電力を基準として判定する構成について説明した。しかし、これに限ることなく、予め定められた閾値電力を基準として、特定周波数帯域信号系列の成分を判定するようにしてもよい。また、信号電力算出部４７において特定周波数帯域信号系列の電力を算出する際に、雑音電力算出部４９において算出された雑音電力を減算するようにしてもよい。

また、雑音電力の算出には、特定周波数帯域信号系列の電力が集中する周波数の中間周波数近傍の周波数帯域（例えば、０ＧＨｚを含む１２．５ＧＨｚの帯域）を対象としてもよい。１２．５ＧＨｚの帯域は、例えば、−６．７５ＧＨｚから６．７５ＧＨｚまでの帯域を選択する。これは、光ＳＮ比（Optical Signal to Noise Ratio：ＯＳＮＲ）を求めるためで、ＯＳＮＲは光通信において信号の状態を表すためによく用いられ、その定義は１２．５ＧＨｚの帯域内の雑音電力と信号電力との比である。なお、ＯＳＮＲは次式（４）を用いて算出される。
ＯＳＮＲ＝（全信号電力）／（１２．５ＧＨｚ帯域の雑音電力） …（４）

また、本実施形態では、信号電力算出部４７及び雑音電力算出部４９は、処理対象の帯域において電力の平均値を算出し、算出された平均値を信号電力及び雑音電力にする構成について説明した。しかし、これに限ることなく、１サンプルあたりの信号電力と雑音電力とを求めて１サンプルあたりのＳＮ比を算出するようにしてもよい。このとき、サンプル間の間隔に応じて１サンプルあたりのＳＮ比を１２．５ＧＨｚ相当に拡張又は縮小することにより、ＯＳＮＲを算出するようにしてもよい。例えば、サンプル間の間隔が１０ＭＨｚに対応するとき、１サンプルあたりのＳＮ比を１２５０倍して１２．５ＧＨｚに相当する値に換算する。

また、本実施形態では、雑音電力算出部４９が特定周波数帯域信号系列の含まれる区間における雑音成分に基づいて雑音電力を算出する構成について説明した。しかし、光伝送路における分散が大きい場合、周波数によって信号が光伝送路内を進む速度が異なる。そのため、ディジタル信号系列において、特定周波数帯域信号系列の成分が含まれる区間と、ＳＮ比の算出に用いるべき雑音成分が含まれる区間とには差が生じる。例えば、上述したように、波長分散量算出部１００７の入力（第１のディジタル信号系列及び第２のディジタル信号系列）をアナログ／ディジタル変換部１００３−１および１００３−２の出力とする場合においては、特定周波数帯域信号系列の電力が集中する周波数に基づいて、雑音電力の算出に用いる区間を決定するようにしてもよい。具体的には、図２１に示すように雑音電力を算出する区間を決定する。

図２１は、本実施形態において雑音電力の算出に用いる区間の決定の概要を示す図である。同図においては、横軸は時間を示し縦軸は周波数を示す。同図に示す例では、特定周波数帯域信号系列の電力は周波数ｆａ及びｆｂに集中している。周波数ｆａにおける分散値をＤａとし、周波数ｆｂにおける分散値をＤｂとする。分散の影響により特定周波数帯域信号系列のみが含まれる区間は周波数に応じて異なる。周波数ｆａにおいて特定周波数帯域信号系列の成分が現れる時刻ｔａと、周波数ｆｂにおいて特定周波数帯域信号系列の成分が現れる時刻ｔｂとは異なる。しかし、時刻ｔａ及びｔｂを用いることにより、周波数ｆａと周波数ｆｂとの中間の周波数において送信データ系列が含まれない区間の開始時刻を（（ｔａ＋ｔｂ）／２）として得ることができる。また、中間の周波数における分散も（（Ｄａ＋Ｄｂ）／２）として得ることができる。時刻（（ｔａ＋ｔｂ）／２）を開始時刻として特定周波数帯域信号系列の長さと同じ長さの区間において雑音電力を測定することにより、送信データ系列Ａ又は送信データ系列Ｂの成分を含むことなく、雑音電力を取得することができる。また、中間の周波数（（ｆａ＋ｆｂ）／２）に限らず、時刻ｔａ及びｔｂ、並びに分散Ｄａ及びＤｂを用いることにより、周波数ｆａ及びｆｂ以外の周波数における雑音電力を取得することができる。
また、時刻ｔａ及びｔｂの情報を使用することで、受信した光信号の分散を補償することができる。分散の補償を行うことにより、周波数ごとの光信号の時刻差がなくなるので、周波数ごとに分ける必要なく、全帯域の特定周波数帯域信号系列を抽出することができる。

この場合、トレーニング信号系列検出部１１０２は、特定周波数帯域信号系列の電力が集中する周波数ごとに区間を特定するとともに、ＳＮ比を算出する際に用いる雑音電力を測定する周波数帯域に対する区間を特定することになる。また、メモリ１１０１−１および１１０１−２、もしくは時間領域ウインドウ部１１０５−１および１１０５−２は、特定周波数帯域信号系列の各周波数に対応する区間と雑音に対する区間とを個別に抽出する。これにより、分散が大きい場合においても、送信データ系列の成分を含むことなく雑音電力を精度よく取得することができ、ＳＮ比の精度を向上させることができる。

図２２は、ＳＮ比算出装置の他の構成例を示すブロック図である。同図に示すように、ＳＮ比算出装置４Ｂは、合波部６４、特定周波数帯域信号成分除去部６５、低周波数帯域成分除去部６６、ＩＦＦＴ演算部６７、信号／雑音電力算出部６８、バッファ部６９、並びに、ＳＮ比算出部７０を備えている。これらの各部は、図１７における各部と次のように対応している。すなわち、合波部６４は合波部１２０４−ｎに対応し、特定周波数帯域信号成分除去部６５および低周波数帯域信号成分除去部６６は周波数領域第ｎ周波数帯域フィルタ部１８０１−１−ｎおよび１８０１−２−ｎに対応し、ＩＦＦＴ演算部６７はＩＦＦＴ部１８０２−１−ｎおよび１８０２−２−ｎに対応し、信号／雑音電力算出部６８は電力算出部１２０３−１−ｎおよび１２０３−２−ｎに対応し、ＳＮ比算出部７０は遅延時間算出部１２０６に対応している。なお、図１７と図２２では、合波部６４および合波部１２０４−ｎの位置が異なっているが、信号電力もしくは雑音電力を算出する場合は、遅延時間を計算する場合と違い電力を計算するため、合波部が配置される場所は、ＩＦＦＴ演算前の周波数領域とＩＦＦＴ演算後の時間領域のどちらでもよく、合波後にフィルタ処理および電力算出処理を行った方が回路規模を削減できる。以下では、図２２の構成の場合で説明を行う。

合波部６４は、メモリ１１０１−１および１１０１−２、もしくは時間領域ウインドウ部１１０５−１および１１０５−２それぞれから入力される周波数領域の信号を合成し、合成により得られた周波数領域の信号を特定周波数帯域信号成分除去部６５に出力する。メモリ１１０１−１および１１０１−２、もしくは時間領域ウインドウ部１１０５−１および１１０５−２においてトレーニング信号系列から信号系列が抽出された場合には、合波部６４において合成される周波数領域の信号、及び合波部６４から出力される周波数領域の信号には、送信データ系列の成分が含まれず、トレーニング信号系列及び雑音の成分が含まれるものとなっている。また、メモリ１１０１−１および１１０１−２、もしくは時間領域ウインドウ部１１０５−１および１１０５−２において送信データ系列から信号系列が抽出された場合には、合波部６４において合成される周波数領域の信号、及び合波部６４から出力される周波数領域の信号には、トレーニング信号系列の成分が含まれず、送信データ系列及び雑音の成分が含まれるものとなっている。なお、ＳＮ比算出装置における合波の方法としては、各周波数成分の位相を合わせてそれぞれ足し合わせることもできるし、各周波数成分の電力を算出してそれぞれ足し合わせることもできる。

特定周波数帯域信号成分除去部６５は、合波部６４から入力される周波数領域の信号から、特定周波数帯域信号系列の周波数成分を除去して低周波数帯域成分除去部６６に出力する。特定周波数帯域信号成分除去部６５から出力される周波数領域の信号には、メモリ１１０１−１および１１０１−２、もしくは時間領域ウインドウ部１１０５−１および１１０５−２においてトレーニング信号系列から信号系列が抽出される場合、雑音成分が含まれる信号となる。一方、メモリ１１０１−１および１１０１−２、もしくは時間領域ウインドウ部１１０５−１および１１０５−２において送信データ系列から信号系列が抽出される場合、特定周波数帯域信号成分除去部６５から出力される周波数領域の信号には、送信データ系列の成分と雑音成分とが含まれる信号となる。

特定周波数帯域信号成分除去部６５における信号処理は、周波数領域で行われる。特定周波数帯域信号成分除去部６５において除去する周波数成分は、特定周波数帯域信号系列の電力が集中する周波数の成分である。特定周波数帯域信号系列の電力が集中する周波数は既知であるので、特定周波数帯域信号成分除去部６５をバンドパスフィルタにより構成して、電力が集中する周波数の成分を除去するようにしてもよい。また、特定周波数帯域信号成分除去部６５をローパスフィルタにより構成して、電力が集中する周波数の成分を含まない低周波数帯域の成分を抽出するようにしてもよい。

低周波数帯域成分除去部６６は、特定周波数帯域信号成分除去部６５から入力される周波数領域の信号から、直流付近の周波数成分を除去してＩＦＦＴ演算部６７に出力する。低周波数帯域成分除去部６６により除去される成分の周波数範囲は、直流（０Ｈｚ）から予め定められた所定周波数までの範囲である。例えば所定周波数は送信データ系列に含まれる周波数成分などに基づいて定められる。

ここで直流付近の周波数成分を除去するのは、光信号送信装置における変調器を駆動しているバイアスが時間的に揺らぐことにより、送信信号に生じる直流成分を除去するためである。雑音電力を測定する際に、この直流付近の周波数成分の電力が実際の電力よりも大きく算出されることがあり、ＳＮ比算出の精度を劣化させてしまうためである。

図２３は、実験において測定した伝送後の特定周波数帯域信号系列のスペクトルを示す図である。同図において、横軸は周波数を示し、縦軸は電力を示している。同図に示すように、搬送波周波数に対応する周波数において直流成分の電力が現れていることが観測できる。光通信で使用する変調器の例としては、マッハツェンダ型光変調器がある。図２４は、マッハツェンダ型光変調器の構成を示す図である。同図に示すように、マッハツェンダ型光変調器は、二つの振幅変調器と一つの位相変調器とを備えており、シングルサイドバンド変調を行う。

シングルサイドバンド変調は、単側波帯変調ともいい、９０°位相の異なる二つの振幅変調成分を合波することで、両側波帯変調に比べて半分の帯域で変調する方式である。同図において、二つの振幅変調器それぞれから振幅変調信号が出力される。二つの振幅変調信号のうち一方の振幅変調信号は、位相変調器によって他方の振幅変調信号に対して位相が９０°異なるように変調される。直流成分を打ち消すためには、二つの振幅変調器におけるバイアスが適切に制御されている必要がある。しかし、温度変化などにより変調器を駆動しているバイアスは揺らぐため、直流成分を完璧に取り除くことは難しい。更に、送信側及び受信側のレーザが線幅を有しているため、その周波数は直流ではなく線幅に応じた周波数帯域となる。

直流付近の低周波数成分を除去する方法として、バンドストップフィルタ又はバンドパスフィルタを用いる方法がある。バンドストップフィルタを用いる場合、低周波数帯域成分除去部６６に入力される周波数領域の信号に対して、直流付近の低周波数成分を抑圧する周波数特性を有するフィルタを低周波数帯域成分除去部６６に適用する。バンドパスフィルタを用いる場合、低周波数帯域成分除去部６６に入力される周波数領域の信号に対して、特定周波数帯域信号系列の成分と直流付近の低周波数の成分とを含まない周波数特性を有するフィルタを適用する。バンドパスフィルタを用いる場合には、特定周波数帯域信号成分除去部６５と低周波数帯域成分除去部６６とを一つの回路で構成することができる。低周波数帯域成分除去部６６は、特定周波数帯域信号成分除去部６５と同様に、周波数領域において信号処理を行う。なお、上記説明では、特定周波数帯域信号成分除去部６５および低周波数帯域成分除去部６６は、それぞれ別々にフィルタ回路を持つ構成で説明したが、上記２つの除去部を１つにしてフィルタ処理を行ってもよい。また、特定周波数帯域信号成分除去部６５および低周波数帯域成分除去部６６は、それぞれ周波数オフセット算出部１１０３からの周波数オフセットの算出値を基に周波数オフセットを補正することもできる。

図２２に戻り、ＳＮ比算出装置４Ｂの構成の説明を続ける。
ＩＦＦＴ演算部６７は、低周波数帯域成分除去部６６から入力される周波数領域の信号に対して、ＩＦＦＴを行うことにより時間領域の信号に変換する。ＩＦＦＴ演算部６７は、ＩＦＦＴにより得られた時間領域の信号を信号／雑音電力算出部６８に出力する。ＩＦＦＴ演算部６７におけるＩＦＦＴでは、ＩＦＦＴの対象とする周波数区間を、前回のＩＦＦＴにおいて対象とした周波数区間と一部が重複するように周波数スペクトルから切り出す。

信号／雑音電力算出部６８は、ＩＦＦＴ演算部６７から入力される時間領域の信号の電力を算出する。信号／雑音電力算出部６８は、入力される時間領域の信号がトレーニング信号系列（特定周波数帯域信号系列）に基づく信号である場合、算出した電力を雑音電力としてバッファ部６９に記憶させる。また、信号／雑音電力算出部６８は、入力される時間領域の信号が送信データ系列に基づく信号である場合、算出した電力を信号電力としてバッファ部６９に記憶させる。
バッファ部６９には、信号／雑音電力算出部６８によって算出される信号電力及び雑音電力が記憶される。

ＳＮ比算出部７０は、信号／雑音電力算出部６８において所定の回数（Ｍ、Ｍは１以上の整数）の電力の算出が行われると、すなわち信号電力及び雑音電力がＭ個算出されると、バッファ部６９に記憶されている信号電力及び雑音電力に基づいて、ＳＮ比を算出する。ＳＮ比算出部７０は、ＳＮ比を算出する際に、バッファ部６９に記憶されている信号電力を読み出して信号電力の平均値を算出し、バッファ部６９に記憶されている雑音電力を読み出して雑音電力の平均値を算出する。また、バッファ部６９に記憶されている信号電力には雑音成分の電力が含まれているため、ＳＮ比算出部７０は、信号電力の平均値から雑音電力の平均値を減算し、減算結果と雑音電力の平均値とからＳＮ比を算出する。なお、雑音電力の平均値が信号電力の平均値に対して小さい場合には、前述の減算を行わずにＳＮ比を算出するようにしてもよい。

ＳＮ比算出装置４Ｂでは、電力値を算出する際にその対象を送信データ系列とトレーニング信号系列とに切り替えることにより、送信データ系列から信号電力を算出するための回路と、トレーニング信号系列から雑音電力を算出するための回路とを共通化することもでき、回路規模の削減を図ることができる。また、ＳＮ比算出装置４Ｂは、低周波数帯域成分除去部６６を備えているため、光信号送信装置において光信号に含まれてしまう直流付近の成分を除去することができ、雑音電力の測定精度を安定させてＳＮ比の精度を向上させることができる。

また、ＳＮ比算出装置４Ｂでは、信号／雑音電力算出部６８の前にＩＦＦＴ演算部６７を設ける構成とし、光信号受信装置における演算処理と、ＳＮ比算出装置４Ｂにおける演算処理との手順を同じようにしている。すなわち、フィルタ処理、ＩＦＦＴ処理、電力算出の順に信号処理を行う構成としている。これにより、光信号受信装置とＳＮ比算出装置４Ｂとにおける各回路の共用化を図ることができ、光信号受信装置およびＳＮ比算出装置４Ｂの回路規模の削減を図ることができる。

また、本実施形態のＳＮ比算出装置４Ｂでは、信号電力と雑音電力を算出する信号／雑音電力算出部６８と、信号電力と雑音電力とから送信データ系列の電力と雑音の電力との比を算出するＳＮ比算出部７０とを備える構成を例示した。しかし、いずれか一つを備え、他は異なる構成としてもよい。

以上の各ＳＮ比算出装置を用いることにより、光通信において偏波多重による伝送や伝送路における構成によらず信号対雑音電力比を得ることができる。

なお、ＳＮ比算出装置４において、ＳＮ比算出装置４Ｂと同様に、直流付近の成分を除去する低周波数帯域成分除去部６６を設けるようにしてもよい。これにより、光信号送信装置において光信号に含まれてしまう直流付近の成分を除去することができ、雑音電力の測定精度を安定させてＳＮ比の精度を向上させることができる。

また、以下に説明するような特定周波数帯域信号系列をトレーニング信号系列生成部１０４−ｌに生成させるようにしてもよい。例えば、送信データ系列の周波数スペクトルの包絡線形状と、特定周波数帯域信号系列の周波数スペクトルとが比例関係になる特定周波数帯域信号系列を生成させるようにしてもよい。図２５は、送信データ系列の周波数スペクトルと特定周波数帯域信号系列の周波数スペクトルとが比例関係となる特定周波数帯域信号系列の例を示す図である。同図において、横軸は周波数を示し縦軸は電力を示す。同図には、８つの周波数に電力が集中する特定周波数帯域信号系列（Ｎ＝８）の周波数スペクトルが示されている。このような特定周波数帯域信号系列を用いることにより、コヒーレント通信システムにおいて用いられるフィルタ等の特性などによって周波数ごとにＳＮ比の劣化の程度が異なる状況においても、各周波数において異なる劣化の影響を反映したＳＮ比を算出することができる。また、算出するＳＮ比の精度を向上させることができる。なお、図２５に示したような周波数スペクトルを有する特定周波数帯域信号系列は、交番信号の振幅値を調整することにより得ることができる。また、送信データ系列の周波数スペクトルの包絡線は、シミュレーションにより得ることができる。

また、特定周波数帯域信号系列の電力が集中する周波数の間隔の疎密が、送信データ系列の電力レベルと比例関係になる特定周波数帯域信号系列を生成させるようにしてもよい。図２６は、特定周波数帯域信号系列の電力が集中する周波数の間隔の疎密と送信データ系列の電力レベルとが比例関係を有する特定周波数帯域信号系列の周波数スペクトルの一例を示す図である。同図において、横軸は周波数を示し縦軸は電力を示す。同図には、６つの周波数に電力が集中する特定周波数帯域信号系列（Ｎ＝６）の周波数スペクトルが示されている。このような特定周波数帯域信号系列では、送信データ系列の信号の周波数スペクトルに基づいて、交番信号の間隔を変更することにより、電力が集中する周波数の間隔の疎密を調整することができる。

光信号の伝送中において用いられるフィルタによっては送信データ系列の周波数スペクトルとともに特定周波数帯域信号系列の周波数スペクトルも狭窄化されることがある。この場合、狭窄化されて電力レベルの変わった特定周波数帯域信号系列を用いて信号電力を推定すると精度が落ちてしまう。例えば、搬送波を中心として片側２本ずつの周波数に電力が集中するスペクトルを有する特定周波数帯域信号系列を用いる場合において、フィルタの影響により高周波側の２本の周波数における電力が３ｄＢずつ低下したとする。１本の特定周波数帯域信号系列の電力を１とすると、フィルタの影響がないときには合計４の電力が得られるが、フィルタの影響があるときには合計３の電力しか得られない。そうすると、推定される信号電力もフィルタの影響がないときに比べて電力が３／４となる。フィルタの影響により送信データ系列の電力も低下するが、送信データ系列の電力は中心部に集中するため３／４までは低下しないことが多い。このような場合には、図２６に示したような特定周波数帯域信号系列を用いることにより、電力の周波数依存性の影響を抑えることができ、算出するＳＮ比の精度を向上させることができる。

また、特定周波数帯域信号系列の電力が集中する各周波数における電力レベルが、コヒーレント通信システムにおける周波数特性の損失率と反比例関係になる特定周波数帯域信号系列を生成させるようにしてもよい。図２７は、特定周波数帯域信号系列の電力が集中する各周波数における電力レベルが、コヒーレント通信システムにおける周波数特性の損失率と反比例関係になる特定周波数帯域信号系列の周波数スペクトルの一例を示す図である。同図において、横軸は周波数を示し縦軸は電力を示す。同図には、４つの周波数に電力が集中する特定周波数帯域信号系列（Ｎ＝４）の周波数スペクトルが示されている。

コヒーレント通信システムの周波数特性は、例えば、光信号送信装置と光伝送路と光信号受信装置と同様の周波数特性を有するシステムの計算機シミュレーションにおいて、光信号受信装置において使用されるＦＩＲ（Finite Impulse Response）フィルタのタップ係数などから求めることができる。あるいは、コヒーレント通信システムにおいて、送信データ系列の伝送に利用する全ての周波数帯域に同レベルの周波数成分を有する信号系列を伝送し、光信号受信装置において各周波数成分を分析することにより、コヒーレント通信システムの周波数特性を求めるようにしてもよい。図２７に示したような特定周波数帯域信号系列を用いることにより、特定周波数帯域信号系列の電力が集中する各周波数における電力を等しくして、信号電力を推定する際に受ける周波数特性の影響を抑えることができ、算出するＳＮ比の精度を向上させることができる。

また、ＳＮ比算出装置４Ｂの構成として、ＩＦＦＴ演算部６７が変換した時間領域の信号に基づいて信号／雑音電力算出部６８が信号電力と雑音電力とを算出する構成を説明した。しかし、この構成に限ることなく、信号／雑音電力算出部６８は、ＩＦＦＴ演算部６７において変換された時間領域の信号を用いずに、低周波数帯域成分除去部６６が出力する周波数領域の信号から信号電力と雑音電力とのいずれか一方あるいは両方を算出するようにしてもよい。

（第２の実施形態）
次に、本発明の第２の実施形態について説明する。ここでは、第１の実施形態との差分を説明する。
図２８は、第２の実施形態における光信号送信装置の構成例を示すブロック図である。本実施形態における光信号送信装置は、送信信号変調部１０１および２０１、信号多重部１０２および２０２、電気／光変換部１０３および２０３、２×Ｌ個のトレーニング信号系列生成部１０４−１〜１０４−Ｌ、２０４−１〜２０４−Ｌ、トレーニング信号系列選択部１０５および２０５、ならびに、偏波多重部２０６を備える。同図において、第１の実施形態における光信号送信装置（図１）と異なる点は、送信信号変調部２０１、信号多重部２０２、電気／光変換部２０３、トレーニング信号系列生成部２０４−ｌ（１≦ｌ≦Ｌ、Ｌ≧２）、トレーニング信号系列選択部２０５、および、偏波多重部２０６が偏波多重のために追加された点である。

送信信号変調部２０１、信号多重部２０２、電気／光変換部２０３、トレーニング信号系列生成部２０４−ｌ（１≦ｌ≦Ｌ、Ｌ≧２）、トレーニング信号系列選択部２０５は、それぞれ送信信号変調部１０１、信号多重部１０２、電気／光変換部１０３、トレーニング信号系列生成部１０４−ｌ（１≦ｌ≦Ｌ、Ｌ≧２）、トレーニング信号系列選択部１０５と同様の動作を行い、偏波多重するデータ信号系列を用いて光送信信号を生成する。ただし、トレーニング信号系列生成部１０４−ｌ（１≦ｌ≦Ｌ、Ｌ≧２）および２０４−ｌ（１≦ｌ≦Ｌ、Ｌ≧２）、トレーニング信号系列選択部１０５および２０５を偏波間で共有することもできる。

また、トレーニング信号系列生成部１０４−ｌ（１≦ｌ≦Ｌ、Ｌ≧２）および２０４−ｌ（１≦ｌ≦Ｌ、Ｌ≧２）、トレーニング信号系列選択部１０５および２０５はその系列の一部もしくは全部において偏波間で異なる信号を生成して送信してもよいし、同一の信号を生成して多重してもよい。同一のトレーニング信号系列を多重する場合は、トレーニング信号系列生成部１０４−ｌ（１≦ｌ≦Ｌ、Ｌ≧２）および２０４−ｌ（１≦ｌ≦Ｌ、Ｌ≧２）、トレーニング信号系列選択部１０５および２０５を備える代わりに、１つのトレーニング信号系列生成部を共有化することもできる。共有化することによって、光信号送信装置では、二つの直交する偏波で同一の特定周波数帯域信号を送信することになり、光信号受信装置では、偏波分離を行っていない信号に対しても波長分散量を算出することが可能となる。

一例として、同一の特定周波数帯域信号をデータ信号に対して時間多重して送信するときのフレームフォーマットを図２９に示す。図２９は、本実施形態において特定周波数帯域信号をデータ信号に対して時間多重する際のフレームフォーマットの一例を示す概略図である。同図に示すように、２つの系列それぞれに対して、送信データ信号Ｎｓシンボルごとに交番信号Ｎｔシンボルを挿入する。交番信号は、第１の実施形態によるトレーニング信号に相当し、全て同じ系列を用いることもできるし、系列ごとに異なるものとしても良い。また、系列ごとに異なる偏波面で信号を送信しても良い。異なる偏波面でトレーニング信号を送信することにより、伝送路中で偏波回転が起こってしまった場合でも、受信側で少なくともどちらかの信号を受信することができる。

電気／光変換部１０３および電気／光変換部２０３により生成された二つの偏波で送信する信号は、偏波多重部２０６によって偏波多重され、多重された信号は送信信号として送信される。

図３０は、本実施形態における光信号受信装置の構成例を示すブロック図である。本実施形態における光信号受信装置は、偏波分割部１００１、光／電気変換部１００２−１および１００２−２、アナログ／ディジタル変換部１００３−１および１００３−２、波長分散補償部１００４−１および１００４−２、適応等化部２００５、復調部１００６および２００６、ならびに、波長分散量算出部１００７を備える。同図において、第１の実施形態における光信号受信装置（図７）と異なる点は、復調部２００６を更に備え、適応等化部１００５に代えて適応等化部２００５を備える点である。

適応等化部２００５は、偏波多重した信号を分離し、偏波ごとの信号系列をそれぞれ復調部１００６、２００６に出力する。また２つの復調部１００６および復調部２００６は、適応等化部２００５からそれぞれに入力された偏波の信号系列を復調する。

なお、第１の実施形態と同様に、トレーニング信号系列として特定周波数帯域信号系列の前後に、特定周波数帯域信号系列とは異なる特定周波数のみに電力が集中した第二の特定周波数帯域信号系列を挿入することにより、特定周波数帯域信号系列が使用している周波数帯域へのトレーニング信号の前後の送信信号系列による干渉を防いでいるため、図１４に示すように電力値のピークが明確に現われ、電力が最大値となるときのサンプル時刻Ｔ_１およびサンプル時刻Ｔ_２を正確に検出することが可能となる。

また、第二の特定周波数帯域信号系列は、第１周波数帯域通過フィルタ部１２０２−１−１および第１周波数帯域通過フィルタ部１２０２−２−１、ならびに、第２周波数帯域通過フィルタ部１２０２−１−２および第２周波数帯域通過フィルタ部１２０２−２−２において除去されるように周波数帯域通過フィルタを設定することで、遅延時間差を算出する際に、特定周波数帯域信号系列の直前および直後の第二の特定周波数帯域信号系列の信号が除去されて、第一特定周波数帯域信号系列のみを抽出できるため、波長分散の推定精度が向上する。

以下、本発明に係る実施形態による効果を説明する。
図３１および図３２は、それぞれ図３および図４に示す特定周波数帯域信号系列をトレーニング信号系列として用いた計算機シミュレーション結果を示すグラフである。送信ボーレートを３１．８Ｇｂａｕｄとし、ＯＳＮＲは１２ｄＢとした。伝送路はシングルモードファイバ（ＳＭＦ）を仮定し、４０，０００ｐｓ／ｎｍの波長分散および３２ｐｓの偏波モード分散（ＰＭＤ）を付加した結果を図３１および図３２に示してある。また、送信フレームフォーマットは、特定周波数帯域信号系列を１６０シンボルとした。

結果より、図３１に示す一つ目の特定周波数帯域信号をトレーニング信号系列として用いたときの波長分散値の算出結果の方が、図３２に示す二つ目の特定周波数帯域信号をトレーニング信号系列として用いたときの波長分散値の算出結果よりも推定精度が優れている。これは、特定周波数帯域信号の２つのスペクトルのピーク値の帯域幅が、一つ目の方が大きいため、遅延時間差も大きくなり、それに伴って分解能も大きくなるため推定誤差が小さくなる。しかしながら、送信側で帯域制限フィルタ（送信フィルタ）として、ナイキストフィルタを用いた場合、一つ目の特定周波数帯域信号を用いると、図５に示すようにフィルタの影響で特定周波数帯域信号の信号電力が小さくなり、推定ができなくなってしまう。

一方、二つ目の特定周波数帯域信号を用いた場合は、図６に示すように送信フィルタの影響がないため、図３２に示す結果と同等の特性となる。よって、送信フィルタがない場合には、推定精度が高い一つ目の特定周波数帯域信号系列を用い、送信フィルタがある場合には、その場合にも推定可能な二つ目の特定周波数帯域信号系列を用いることで、受信側で波長分散推定が可能となる。その際は、推定精度が犠牲となるため、推定精度向上のために、推定回数を増やしたり、推定値の平均化に用いる推定値の数を増やしたりして推定精度を高める。

その他、一つ目の特定周波数帯域信号系列と、一つ目の周波数帯域とは異なる周波数帯域に電力が集中する二つ目の特定周波数帯域信号系列とを生成し、トレーニング信号系列選択部でどちらか一方を選択して時間多重して送信することにより、伝送路における中継器での信号の狭窄化（ＰＢＮ：Path Band Narrowing）や送受信機の電力増幅器やディジタル・アナログ変換器（ＤＡＣ）、アナログ・ディジタル変換器（ＡＤＣ）、アナログ帯域通過フィルタ（ＢＰＦ：Band Pass Filter）などのフロントエンド（ＦＥ）部の周波数特性などの影響に応じても、特定周波数帯域信号系列を適応的に切り替えることで、受信部での波長分散の推定が可能になる。

上述したように、本発明の実施形態における光信号送信装置および光信号送信装置を用いたコヒーレント通信システムでは、受信信号におけるトレーニング信号の中心周波数がずれた際においても波長分散量の推定が可能になり、推定した波長分散量を補償することで受信信号の復号精度を向上させることができる。また、各装置や伝搬路のフィルタ、あるいは周波数オフセットや位相オフセットなどによって受信信号におけるトレーニング信号の中心周波数がずれた際にＲＯＡＤＭ（Reconfigurable Optical Add/Drop Multiplexer）やナイキストフィルタ等によって受信信号が狭窄化されたときには受信信号に含まれる周波数が狭帯域のトレーニング信号を用いて、狭窄化に対してロバストに推定し、受信信号が狭窄化されないときには広帯域のトレーニング信号を用いて、推定精度を向上させることができる。

また、光信号送信装置において、トレーニング信号系列生成部１０４−１〜１０４−Ｌが複数の交番信号をトレーニング信号系列として生成し、コヒーレント通信システムにおける周波数特性に応じてトレーニング信号系列選択部１０５が送信信号系列に時間多重させるトレーニング信号系列を選択する。光信号受信装置において、受信した信号に含まれるトレーニング信号系列をトレーニング信号系列検出部１１０２が検出し、周波数オフセット算出部１１０３が受信信号における周波数オフセットを算出し、遅延量算出部１１０４が周波数オフセットを補償した上で遅延量を算出する。このように、本発明の実施形態の光信号送信装置および光信号送信装置を用いたコヒーレント通信システムでは、伝搬路等における周波数特性の影響を抑えて、波長分散量を推定することができる。

例えば、フィルタの影響が全くない場合は、図３１および図３２に示したように、トレーニング信号が広帯域となる「１０１０」の交番信号を用いた方が、トレーニング信号が狭帯域となる「１１００」の交番信号を用いた場合に比べ、推定誤差を１／２程度に抑えることができる。一方、ナイキストフィルタを用いる場合は、「１０１０」の交番信号は、図５に示したように、Ｓ／Ｎが６ｄＢ程度劣化して推定の精度が悪くなる。一方、「１１００」の交番信号は、影響を受けることなく推定することができる。

具体的な例を用いて更に説明すると、周波数オフセットや位相オフセットずれの絶対値の最大値を５ＧＨｚ、ボーレートＲｓ＝３１．８Ｇｂａｕｄとし、送受信機で用いるナイキストフィルタであるＢＰＦの帯域を±Ｒｓ／２（＝１５．９ＧＨｚ）とした場合、±１５．９ＧＨｚに電力が集中する特定周波数帯域信号系列を用いると、フィルタのカットオフ周波数と同じかもしくはそれより大きい周波数に一部のスペクトルが存在し、特定周波数帯域信号系列の少なくとも一つのスペクトルの電力が失われてしまう。これに対して、±７．９５ＧＨｚに電力が集中する特定周波数帯域信号系列を用いると、周波数オフセットがある場合でも最大±１２．９５ＧＨｚに電力が集中することになるため、これらの周波数はフィルタのカットオフ周波数よりも小さい周波数となり、波長分散量を算出することができる。例えば、図１２に示した条件においては、１０^−２の確率で推定誤差±２５０ｐｓ／ｎｍを達成することができる。

以上、図面を参照して本発明の実施形態を説明してきたが、上記実施形態は本発明の例示に過ぎず、本発明が上記実施形態に限定されるものではないことは明らかである。したがって、本発明の技術思想及び範囲を逸脱しない範囲で構成要素の追加、省略、置換、その他の変更を行ってもよい。

本発明によれば、光信号送信装置と光信号受信装置とにおいて特定周波数帯域信号を用いることで、伝送路や送受信機のフィルタや周波数特性の影響を受けずに波長分散量の推定を可能にし、波長分散による送信信号の歪みを補償することができる。

４、４Ｂ ＳＮ比算出装置
４６ 合波部
４７ 信号電力算出部
４８ 特定周波数帯域信号成分除去部
４９ 雑音電力算出部
５０ ＳＮ比算出部
６４ 合波部
６５ 特定周波数帯域信号成分除去部
６６ 低周波数帯域成分除去部
６７ ＩＦＦＴ演算部
６８ 信号／雑音電力算出部
６９ バッファ部
７０ ＳＮ比算出部
１０１、２０１ 送信信号変調部
１０２、２０２ 信号多重部
１０３、２０３ 電気／光変換部
１０４−１、１０４−２、１０４−Ｌ、１０４−ｌ、２０４−１、２０４−Ｌ、２０４−ｌ トレーニング信号系列生成部
１０５、２０５ トレーニング信号系列選択部
２０６ 偏波多重部
１００１ 偏波分割部
１００２−１、１００２−２、１００２−ｉ 光／電気変換部
１００３−１、１００３−２、１００３−ｉ アナログ／ディジタル変換部
１００４−１、１００４−２、１００４−ｉ 波長分散補償部
１００５、２００５ 適応等化部
１００６、２００６ 復調部
１００７ 波長分散量算出部
１１０１−１、１１０１−２、１１０１−ｉ メモリ
１１０２ トレーニング信号系列検出部
１１０３ 周波数オフセット算出部
１１０４ 遅延量算出部
１１０５−１、１１０５−２ 時間領域ウインドウ部
１２０１−１、１２０１−２ 信号分配部
１２０２−１−１、１２０２−１−２、１２０２−１−Ｎ、１２０２−２−１、１２０２−２−２、１２０２−２−Ｎ、１２０２−１−ｈ、１２０２−１−ｋ、１２０２−１−ｎ、１２０２−２−ｎ 周波数帯域通過フィルタ部
１２０３−１−１、１２０３−１−２、１２０３−１−Ｎ、１２０３−２−１、１２０３−２−２、１２０３−２−Ｎ、１２０３−１−ｎ、１２０３−２−ｎ 電力算出部
１２０４−１、１２０４−２、１２０４−Ｎ、１２０４−ｈ、１２０４−ｋ、１２０４−ｎ 合波部
１２０５−１、１２０５−２、１２０５−Ｎ、１２０５−ｎ 平均化フィルタ部
１２０６ 遅延時間算出部
１５０１−１、１５０１−２ ＦＦＴ部
１８０１−１−１、１８０１−１−Ｎ、１８０１−１−ｎ、１８０１−２−１、１８０１−２−Ｎ、１８０１−２−ｎ 周波数領域第ｎ周波数帯域通過フィルタ部
１８０２−１−１、１８０２−１−Ｎ、１８０２−１−ｎ、１８０２−２−１、１８０２−２−Ｎ、１８０２−２−ｎ ＩＦＦＴ部
２１０１−１−１、２１０１−１−２、２１０１−１−Ｌ、２１０１−２−１、２１０１−２−２、２１０１−２−Ｌ、２１０１−１−ｌ、２１０１−２−ｌ 帯域通過フィルタ部
２１０２−１、２１０２−２、２１０２−Ｌ、２１０２−ｌ 信号電力算出部
２１０３ トレーニング信号切替部
２１０４ タイミング判定部
３１０１−１−１、３１０１−１−Ｌ、３１０１−２−１、３１０１−２−Ｌ、３１０１−１−ｌ、３１０１−２−ｌ 帯域通過フィルタ部
３１０２−１、３１０２−Ｌ、３１０２−ｌ トレーニング信号電力算出部
３１０３ トレーニング信号切替部
３１０４ オフセット量算出部
３５０１−１−１、３５０１−１−Ｌ、３５０１−１−ｌ、３５０１−２−１、３５０１−２−Ｌ、３５０１−２−ｌ 周波数領域帯域通過フィルタ部
３５０２−１−１、３５０２−１−Ｌ、３５０２−１−ｌ、３５０２−２−１、３５０２−２−Ｌ、３５０２−２−ｌ ＩＦＦＴ部

Claims (22)

1. 光信号送信装置と光信号受信装置とを具備するコヒーレント通信システムであって、
   前記光信号送信装置は、
   複数の周波数帯域に集中した電力を有する複数の信号系列であってそれぞれが異なる周波数帯域に電力が集中している複数の信号系列を複数のトレーニング信号系列として生成するトレーニング信号系列生成部と、
   前記トレーニング信号系列生成部が生成した前記複数のトレーニング信号系列から少なくとも１つのトレーニング信号系列を選択するトレーニング信号系列選択部と、
   前記トレーニング信号系列選択部が選択した前記トレーニング信号系列を送信データ系列に時間多重した信号系列を生成する信号多重部と、
   前記信号多重部が生成した前記信号系列を光信号にして送信する電気／光変換部と
   を備え、
   前記光信号受信装置は、
   前記光信号送信装置から送信された前記光信号を電気信号に変換する光／電気変換部と、
   前記光／電気変換部により変換された前記電気信号をディジタル信号系列に変換するアナログ／ディジタル変換部と、
   前記複数の信号系列それぞれに対応し、前記アナログ／ディジタル変換部が変換した前記ディジタル信号系列の周波数帯域成分の一部を通過させる複数の周波数帯域通過フィルタ部と、
   前記複数の周波数帯域通過フィルタ部それぞれに対応して設けられ、対応する周波数帯域通過フィルタ部が出力するディジタル信号系列の電力値を算出する複数の電力算出部と を備え、
   前記トレーニング信号系列生成部は、前記光信号送信装置または前記光信号受信装置あるいは伝搬路における帯域制限フィルタにおけるカットオフ周波数よりも小さい周波数に電力が集中する少なくとも１つの信号系列を前記トレーニング信号系列として生成し、
   前記トレーニング信号系列選択部は、前記光信号送信装置または前記光信号受信装置あるいは前記伝搬路における前記帯域制限フィルタの有無に基づいて、前記トレーニング信号系列生成部が生成した前記複数のトレーニング信号系列から少なくとも１つのトレーニング信号系列を選択する、
   コヒーレント通信システム。
2. 光信号送信装置と光信号受信装置とを具備するコヒーレント通信システムであって、
   前記光信号送信装置は、
   複数の周波数帯域に集中した電力を有する複数の信号系列であってそれぞれが異なる周波数帯域に電力が集中している複数の信号系列を複数のトレーニング信号系列として生成するトレーニング信号系列生成部と、
   前記トレーニング信号系列生成部が生成した前記複数のトレーニング信号系列から少なくとも１つのトレーニング信号系列を選択するトレーニング信号系列選択部と、
   前記トレーニング信号系列選択部が選択した前記トレーニング信号系列を送信データ系列に時間多重した信号系列を生成する信号多重部と、
   前記信号多重部が生成した前記信号系列を光信号にして送信する電気／光変換部と
   を備え、
   前記光信号受信装置は、
   前記光信号送信装置から送信された前記光信号を電気信号に変換する光／電気変換部と、
   前記光／電気変換部により変換された前記電気信号をディジタル信号系列に変換するアナログ／ディジタル変換部と、
   前記複数の信号系列それぞれに対応し、前記アナログ／ディジタル変換部が変換した前記ディジタル信号系列の周波数帯域成分の一部を通過させる複数の周波数帯域通過フィルタ部と、
   前記複数の周波数帯域通過フィルタ部それぞれに対応して設けられ、対応する周波数帯域通過フィルタ部が出力するディジタル信号系列の電力値を算出する複数の電力算出部と を備え、
   前記トレーニング信号系列選択部は、前記光信号送信装置または前記光信号受信装置の周波数特性、伝搬路における狭窄化、前記伝搬路の伝送チャネルの周波数特性、波長分散量、伝送距離、および、前記波長分散量の推定精度のうち少なくとも１つに基づいて、前記トレーニング信号系列生成部が生成した前記複数のトレーニング信号系列から少なくとも１つのトレーニング信号系列を選択する、
   コヒーレント通信システム。
3. 光信号送信装置と光信号受信装置とを具備するコヒーレント通信システムであって、
   前記光信号送信装置は、
   複数の周波数帯域に集中した電力を有する複数の信号系列であってそれぞれが異なる周波数帯域に電力が集中している複数の信号系列を複数のトレーニング信号系列として生成するトレーニング信号系列生成部と、
   前記トレーニング信号系列生成部が生成した前記複数のトレーニング信号系列から少なくとも１つのトレーニング信号系列を選択するトレーニング信号系列選択部と、
   前記トレーニング信号系列選択部が選択した前記トレーニング信号系列を送信データ系列に時間多重した信号系列を生成する信号多重部と、
   前記信号多重部が生成した前記信号系列を光信号にして送信する電気／光変換部と
   を備え、
   前記光信号受信装置は、
   前記光信号送信装置から送信された前記光信号を電気信号に変換する光／電気変換部と、
   前記光／電気変換部により変換された前記電気信号をディジタル信号系列に変換するアナログ／ディジタル変換部と、
   前記複数の信号系列それぞれに対応し、前記アナログ／ディジタル変換部が変換した前記ディジタル信号系列の周波数帯域成分の一部を通過させる複数の周波数帯域通過フィルタ部と、
   前記複数の周波数帯域通過フィルタ部それぞれに対応して設けられ、対応する周波数帯域通過フィルタ部が出力するディジタル信号系列の電力値を算出する複数の電力算出部と、
   前記電力算出部が算出する電力値のうち最大の電力値を選択するトレーニング信号切替部と、
   前記トレーニング信号切替部が選択した前記最大の電力値に基づいて、該最大の電力値を算出した電力算出部に対応する周波数帯域通過フィルタ部が通過させる周波数帯域に電力が集中するトレーニング信号系列を前記ディジタル信号系列から検出するトレーニング信号系列検出部と、
   を備える、
   コヒーレント通信システム。
4. 請求項３に記載のコヒーレント通信システムにおいて、
   前記光信号受信装置は、前記選択されたトレーニング信号系列の情報を予め前記光信号送信装置と共有し、
   前記トレーニング信号切替部は、前記情報を用いて、前記選択されたトレーニング信号系列に対応する周波数帯域通過フィルタ部からの入力のみを選択して出力するコヒーレント通信システム。
5. 請求項３または請求項４に記載のコヒーレント通信システムにおいて、
   前記光信号受信装置は、前記トレーニング信号系列検出部が検出した前記トレーニング信号系列の位置情報に基づいて、前記検出したトレーニング信号系列を一部含む区間、前記検出したトレーニング信号系列を全部含む区間、および、前記検出したトレーニング信号系列を含まない区間のいずれか一つを前記ディジタル信号系列から選択して抽出するコヒーレント通信システム。
6. 請求項５に記載のコヒーレント通信システムにおいて、
   前記光信号受信装置は、前記トレーニング信号系列検出部が検出した前記トレーニング信号系列を一部含む前記区間、または、前記トレーニング信号系列検出部が検出した前記トレーニング信号系列を全部含む前記区間におけるディジタル信号系列において、前記トレーニング信号切替部に基づいて周波数オフセットを算出するオフセット量算出部を更に備え、
   前記周波数帯域通過フィルタ部は、前記オフセット量算出部が算出した周波数オフセットに基づいて、前記ディジタル信号系列に対して前記周波数オフセットを補償した後に、該ディジタル信号系列に含まれる周波数成分のうち前記トレーニング信号系列の電力が集中する周波数帯域成分を通過させ、
   前記光信号受信装置は、
   前記複数の周波数帯域通過フィルタ部それぞれに対応して設けられ、対応する周波数帯域通過フィルタ部が出力するディジタル信号系列の電力値を算出する複数の電力算出部と、
   前記複数の電力算出部が算出した前記電力値に基づいて、波長分散量を算出する伝送路情報算出部と
   を更に備えるコヒーレント通信システム。
7. 請求項５に記載のコヒーレント通信システムにおいて、
   前記光信号受信装置は、
   前記トレーニング信号系列検出部が検出した前記トレーニング信号系列を一部含む前記区間、または、前記トレーニング信号系列検出部が検出した前記トレーニング信号系列を全部含む前記区間におけるディジタル信号系列において、前記トレーニング信号切替部に基づいて周波数オフセットを算出するオフセット量算出部をさらに備え、
   前記複数の周波数帯域通過フィルタ部は、前記オフセット量算出部が算出した前記周波数オフセットに基づいて、前記ディジタル信号系列に対して前記周波数オフセットを補償した後に、該ディジタル信号系列に含まれる周波数成分のうち前記トレーニング信号系列の電力が集中する周波数帯域成分を除く周波数帯域成分を通過させ、
   前記光信号受信装置は、
   前記複数の電力算出部が算出した前記電力値に基づいて、雑音電力を算出する伝送路情報算出部をさらに備えるコヒーレント通信システム。
8. 請求項５に記載のコヒーレント通信システムにおいて、
   前記光信号受信装置は、前記トレーニング信号系列検出部が検出した前記トレーニング信号系列を含まない前記区間におけるディジタル信号系列において信号電力を算出する伝送路情報算出部をさらに備えるコヒーレント通信システム。
9. 請求項５に記載のコヒーレント通信システムにおいて、
   前記周波数帯域通過フィルタ部、および、前記電力算出部の少なくとも一つは、前記トレーニング信号系列検出部の動作クロックよりも遅い動作クロックで動作するコヒーレント通信システム。
10. 請求項６から請求項８のいずれか一項に記載のコヒーレント通信システムにおいて、
    前記伝送路情報算出部は、前記トレーニング信号系列検出部の動作クロックよりも遅い動作クロックで動作するコヒーレント通信システム。
11. 請求項７に記載のコヒーレント通信システムにおいて、
    前記オフセット量算出部は、前記トレーニング信号系列検出部の動作クロックよりも遅い動作クロックで動作するコヒーレント通信システム。
12. 請求項５から請求項８のいずれか一項に記載のコヒーレント通信システムにおいて、
    前記複数の周波数帯域通過フィルタ部では、前記ディジタル信号系列を周波数領域の信号に変換する際のＦＦＴ演算を行う演算部、または、周波数領域のディジタル信号系列を時間領域の信号に逆変換する際のＩＦＦＴ演算を行う演算部を共用するコヒーレント通信システム。
13. 請求項６に記載のコヒーレント通信システムにおいて、
    前記伝送路情報算出部は、複数回の測定により得られた複数の波長分散量の推定値を昇順あるいは降順に並べ替え、最大の推定値を含む任意数の上位の推定値および最小の推定値を含む任意数の下位の推定値を除去するコヒーレント通信システム。
14. 請求項６または請求項１３に記載のコヒーレント通信システムにおいて、
    前記光信号受信装置は、
    前記伝送路情報算出部が算出した前記波長分散量に基づいて、前記ディジタル信号系列における波長分散による歪みを補償する波長分散補償部と、
    前記波長分散補償部により補償されたディジタル信号系列を等化する適応等化部と、
    前記適応等化部により等化されたディジタル信号系列を復調する復調部と
    を更に備えるコヒーレント通信システム。
15. 請求項１から請求項１４のいずれか一項に記載のコヒーレント通信システムにおいて、
    前記トレーニング信号系列生成部は、電力が集中する周波数の間隔が予め定められた間隔より大きい信号系列を前記トレーニング信号系列として生成するコヒーレント通信システム。
16. 請求項１から請求項１５のいずれか一項に記載のコヒーレント通信システムにおいて、
    前記トレーニング信号系列選択部は、複数のトレーニング信号系列を選択し、
    前記信号多重部は、前記トレーニング信号系列選択部が選択したトレーニング信号系列ごとに信号系列を生成し、
    前記電気／光変換部は、前記信号多重部が生成した複数の信号系列を異なる偏波面で送信するコヒーレント通信システム。
17. 請求項１から請求項１６のいずれか一項に記載のコヒーレント通信システムにおいて、
    前記信号多重部は、前記送信データ系列に時間多重するトレーニング信号系列の前後に他のトレーニング信号系列を時間多重するコヒーレント通信システム。
18. 光信号送信装置と光信号受信装置とを具備するコヒーレント通信システムにおける通信方法であって、
    複数の周波数帯域に集中した電力を有する複数の信号系列であってそれぞれが異なる周波数帯域に電力が集中している複数の信号系列を複数のトレーニング信号系列として生成するトレーニング信号系列生成ステップと、
    前記トレーニング信号系列生成ステップにおいて生成した前記複数のトレーニング信号系列から少なくとも１つのトレーニング信号系列を選択するトレーニング信号系列選択ステップと、
    前記トレーニング信号系列選択ステップにおいて選択した前記トレーニング信号系列を送信データ系列に時間多重した信号系列を生成する信号多重ステップと、
    前記信号多重ステップにおいて生成した前記信号系列を光信号にして送信する電気／光変換ステップと、
    前記電気／光変換ステップにおいて送信された前記光信号を電気信号に変換する光／電気変換ステップと、
    前記光／電気変換ステップにおいて変換された前記電気信号をディジタル信号系列に変換するアナログ／ディジタル変換ステップと、
    前記複数の信号系列ごとに、前記アナログ／ディジタル変換ステップにおいて変換した前記ディジタル信号系列の周波数帯域成分の一部を通過させる周波数帯域通過フィルタステップと、
    前記周波数帯域通過フィルタステップにおいて得られる各ディジタル信号系列の電力値を算出する電力算出ステップと、
    を有し、
    前記トレーニング信号系列生成ステップでは、前記光信号送信装置または前記光信号受信装置あるいは伝搬路における帯域制限フィルタにおけるカットオフ周波数よりも小さい周波数に電力が集中する少なくとも１つの信号系列を前記トレーニング信号系列として生成し、
    前記トレーニング信号系列選択ステップでは、前記光信号送信装置または前記光信号受信装置あるいは前記伝搬路における前記帯域制限フィルタの有無に基づいて、前記トレーニング信号系列生成ステップにおいて生成した前記複数のトレーニング信号系列から少なくとも１つのトレーニング信号系列を選択する、
    通信方法。
19. 光信号送信装置と光信号受信装置とを具備するコヒーレント通信システムにおける通信方法であって、
    複数の周波数帯域に集中した電力を有する複数の信号系列であってそれぞれが異なる周波数帯域に電力が集中している複数の信号系列を複数のトレーニング信号系列として生成するトレーニング信号系列生成ステップと、
    前記トレーニング信号系列生成ステップにおいて生成した前記複数のトレーニング信号系列から少なくとも１つのトレーニング信号系列を選択するトレーニング信号系列選択ステップと、
    前記トレーニング信号系列選択ステップにおいて選択した前記トレーニング信号系列を送信データ系列に時間多重した信号系列を生成する信号多重ステップと、
    前記信号多重ステップにおいて生成した前記信号系列を光信号にして送信する電気／光変換ステップと、
    前記電気／光変換ステップにおいて送信された前記光信号を電気信号に変換する光／電気変換ステップと、
    前記光／電気変換ステップにおいて変換された前記電気信号をディジタル信号系列に変換するアナログ／ディジタル変換ステップと、
    前記複数の信号系列ごとに、前記アナログ／ディジタル変換ステップにおいて変換した前記ディジタル信号系列の周波数帯域成分の一部を通過させる周波数帯域通過フィルタステップと、
    前記周波数帯域通過フィルタステップにおいて得られる各ディジタル信号系列の電力値を算出する電力算出ステップと、
    を有し、
    前記トレーニング信号系列選択ステップでは、前記光信号送信装置または前記光信号受信装置の周波数特性、伝搬路における狭窄化、前記伝搬路の伝送チャネルの周波数特性、波長分散量、伝送距離、および、前記波長分散量の推定精度のうち少なくとも１つに基づいて、前記トレーニング信号系列生成ステップにおいて生成した前記複数のトレーニング信号系列から少なくとも１つのトレーニング信号系列を選択する、
    通信方法。
20. 光信号送信装置と光信号受信装置とを具備するコヒーレント通信システムにおける通信方法であって、
    複数の周波数帯域に集中した電力を有する複数の信号系列であってそれぞれが異なる周波数帯域に電力が集中している複数の信号系列を複数のトレーニング信号系列として生成するトレーニング信号系列生成ステップと、
    前記トレーニング信号系列生成ステップにおいて生成した前記複数のトレーニング信号系列から少なくとも１つのトレーニング信号系列を選択するトレーニング信号系列選択ステップと、
    前記トレーニング信号系列選択ステップにおいて選択した前記トレーニング信号系列を送信データ系列に時間多重した信号系列を生成する信号多重ステップと、
    前記信号多重ステップにおいて生成した前記信号系列を光信号にして送信する電気／光変換ステップと、
    前記電気／光変換ステップにおいて送信された前記光信号を電気信号に変換する光／電気変換ステップと、
    前記光／電気変換ステップにおいて変換された前記電気信号をディジタル信号系列に変換するアナログ／ディジタル変換ステップと、
    前記複数の信号系列ごとに、前記アナログ／ディジタル変換ステップにおいて変換した前記ディジタル信号系列の周波数帯域成分の一部を通過させる周波数帯域通過フィルタステップと、
    前記周波数帯域通過フィルタステップにおいて得られる各ディジタル信号系列の電力値を算出する電力算出ステップと、
    前記電力算出ステップにおいて算出する電力値のうち最大の電力値を選択するトレーニング信号切替ステップと、
    前記トレーニング信号切替ステップにおいて選択した前記最大の電力値に基づいて、該最大の電力値に対応するディジタル信号系列に含まれる信号の周波数帯域であって前記周波数帯域通過フィルタステップにおいて通過した周波数帯域に電力が集中するトレーニング信号系列を前記ディジタル信号系列から検出するトレーニング信号系列検出ステップと、
    を有する通信方法。
21. 光信号送信装置と光信号受信装置とを具備するコヒーレント通信システムにおける送信方法であって、
    複数の周波数帯域に集中した電力を有する複数の信号系列であってそれぞれが異なる周波数帯域に電力が集中している複数の信号系列を複数のトレーニング信号系列として生成するトレーニング信号系列生成ステップと、
    前記トレーニング信号系列生成ステップにおいて生成した前記複数のトレーニング信号系列から少なくとも１つのトレーニング信号系列を選択するトレーニング信号系列選択ステップと、
    前記トレーニング信号系列選択ステップにおいて選択した前記トレーニング信号系列を送信データ系列に時間多重した信号系列を生成する信号多重ステップと、
    前記信号多重ステップにおいて生成した前記信号系列を光信号にして送信する電気／光変換ステップと、
    を有し、
    前記トレーニング信号系列生成ステップでは、前記光信号送信装置または前記光信号受信装置あるいは伝搬路における帯域制限フィルタにおけるカットオフ周波数よりも小さい周波数に電力が集中する少なくとも１つの信号系列を前記トレーニング信号系列として生成し、
    前記トレーニング信号系列選択ステップでは、前記光信号送信装置または前記光信号受信装置あるいは前記伝搬路における前記帯域制限フィルタの有無に基づいて、前記トレーニング信号系列生成ステップにおいて生成した前記複数のトレーニング信号系列から少なくとも１つのトレーニング信号系列を選択する、
    送信方法。
22. 光信号送信装置と光信号受信装置とを具備するコヒーレント通信システムにおける送信方法であって、
    複数の周波数帯域に集中した電力を有する複数の信号系列であってそれぞれが異なる周波数帯域に電力が集中している複数の信号系列を複数のトレーニング信号系列として生成するトレーニング信号系列生成ステップと、
    前記トレーニング信号系列生成ステップにおいて生成した前記複数のトレーニング信号系列から少なくとも１つのトレーニング信号系列を選択するトレーニング信号系列選択ステップと、
    前記トレーニング信号系列選択ステップにおいて選択した前記トレーニング信号系列を送信データ系列に時間多重した信号系列を生成する信号多重ステップと、
    前記信号多重ステップにおいて生成した前記信号系列を光信号にして送信する電気／光変換ステップと、
    を有し、
    前記トレーニング信号系列選択ステップでは、前記光信号送信装置または前記光信号受信装置の周波数特性、伝搬路における狭窄化、前記伝搬路の伝送チャネルの周波数特性、波長分散量、伝送距離、および、前記波長分散量の推定精度のうち少なくとも１つに基づいて、前記トレーニング信号系列生成ステップにおいて生成した前記複数のトレーニング信号系列から少なくとも１つのトレーニング信号系列を選択する、
    送信方法。

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