JP2019208119A - 光受信装置 - Google Patents

Abstract

【課題】ＷＤＭ信号中のビート雑音をキャンセルして高品質な信号成分を得ることができ、この構成を低実装コストで実現する。【解決手段】光受信装置は、光信号のＷＤＭ信号ｒＳ（ｔ）を直交位相の複素数で表わされた電気信号ｄ（ｔ）１〜ｄ（ｔ）ｎに変換し、この電気信号からビート雑音をキャンセルした後に復調して送信元の信号Ｄ１〜Ｄｎを得る。この光受信装置を、電気信号の絶対値を２乗する絶対値２乗演算処理によりビート雑音成分を含む信号成分を生成する絶対値演算部３１ａ〜３１ｎと、その生成されたビート雑音成分に比例定数を掛けて電気信号中のｎ種類の波長に係るビート雑音を復元するスケーリング部３２ａ〜３２ｎと、電気信号から復元されたｎ種類のビート雑音を減算して、当該電気信号に含まれるｎ種類のビート雑音をキャンセルする減算部３３ａ〜３３ｎとを備えて構成した。【選択図】図２

Description

本発明は、ＷＤＭ（wavelength division multiplexing：波長分割多重）方式の光伝送システムに用いられ、ＷＤＭ信号を受信して各種波長の信号成分を得る光受信装置に関する。

光通信にＷＤＭ信号を用いる光伝送システムの経済化を図るため、光受信装置において光部品を削減可能なカラーレス受信方式が例えば非特許文献１に提案されている。カラーレス受信方式では、ＷＤＭ信号に多重化されている複数の信号をそのまま受信し、局部発振光（局発光という）で所定波長の受信信号を選択する。このため波長フィルタが不要となり、合分波器の削減、ＣＤＣ−ＲＯＡＤＭ（Colorless,Directionless and Contentionless-Reconfigurable Optical Add/Drop Multiplexer）における波長可変フィルタ等の削減ができる。

ＷＤＭ信号を用いる光伝送システムとして、例えば非特許文献２記載のバランス型検波を用いたカラーレス受信方式によるシステムがある。このシステムでは、ＷＤＭ信号を光から電気に変換する同一の２つのフォトダイオードで、ＷＤＭ信号に重畳された後述の信号間ビート雑音を打ち消し合う（キャンセルする）ようになっている。信号間ビート雑音（ビート雑音ともいう）は、自信号に他信号の雑音が重畳して生じるものである。

図５に上記のバランス型検波を用いたカラーレス受信方式による光受信装置１０Ａの構成を示し、その説明を行う。

光受信装置１０Ａは、ｎ個の光ハイブリッド部１１ａ，１１ｂ，…，１１ｍ，１１ｎと、ｎ個の局発光光源１２ａ，１２ｂ，…，１２ｍ，１２ｎと、各光ハイブリッド部１１ａ〜１１ｎにおける出力側の１対のＩチャネルポート（Ｉポートという）に接続された同一のＰＤ（フォトダイオード）１３Ｉ１，ＰＤ１３Ｉ２と、１対のＱチャネルポート（Ｑポート）に接続された同一のＰＤ１３Ｑ１，ＰＤ１３Ｑ２とを備える。

更に、光受信装置１０Ａは、光ハイブリッド部１１ａ〜１１ｎ毎の出力側において、１対のＩチャネルのＰＤ１３Ｉ１，ＰＤ１３Ｉ２の出力側に接続された減算部１４Ｉと、１対のＱチャネルのＰＤ１３Ｑ１，ＰＤ１３Ｑ２に接続された減算部１４Ｑと、ｎ個の復調部１５ａ，１５ｂ，…，１５ｍ，１５ｎとを備える。

光ハイブリッド部１１ａ〜１１ｎ毎に入力される光信号であるＷＤＭ信号は、全てが同一信号であり、各々異なるｎ種類の波長の信号が多重化された信号構成となっている。言い換えれば、第１波長の第１信号〜第ｎ波長の第ｎ信号が多重化された信号構成となっている。

各局発光光源１２ａ〜１２ｎは、各々異なる波長の局発光を発光して光ハイブリッド部１１ａ〜１１ｎに入力する。局発光光源１２ａは、第１波長の局発光を発光して光ハイブリッド部１１ａに入力し、局発光光源１２ｂは、第２波長の局発光を発光して光ハイブリッド部１１ｂに入力し、…、局発光光源１２ｍは、第ｍ波長の局発光を発光して光ハイブリッド部１１ｍに入力し、局発光光源１２ｎは、第ｎ波長の局発光を発光して光ハイブリッド部１１ｎに入力する。

光ハイブリッド部１１ａは、入力されたＷＤＭ信号と、局発光光源から入力された第１波長の局発光とを光導波路で光干渉させることにより、ＷＤＭ信号の中から局発光と同じ第１波長の第１信号を抽出し、この抽出した第１信号を、ＩポートとＱポートから位相を９０度ずらして（位相を直交させて）出力する。

Ｉポート及びＱポートは各々２ポートづつあり、２つのＩポートから同一のＩチャネルの第１信号が出力され、２つのＱポートから、Ｉチャネルの第１信号に対して位相が直交する同一のＱチャネルの第１信号が出力される。他の光ハイブリッド部１１ｂ〜１１ｎにおいても、信号波長が異なるだけで処理は同様である。

光ハイブリッド部１１ａ〜１１ｎ毎の２つのＩポートから出力された信号は、各ＰＤ１３Ｉ１，ＰＤ１３Ｉ２へ出力され、光信号から電気信号に変換されて減算部１４Ｉへ出力される。同様に、２つのＱポートから出力された信号は、各ＰＤ１３Ｑ１，ＰＤ１３Ｑ２へ出力され、光信号から電気信号に変換されて減算部１４Ｑへ出力される。

Ｉチャネル側の減算部１４Ｉは、２つのＩチャネルの電気信号を、ビート雑音が打ち消し合うように差し引きし、Ｉチャネルの信号成分（Ｉ軸方向の信号成分）のみを出力する減算処理を行う。同様に、Ｑチャネル側の減算部１４Ｑは、２つのＱチャネルの電気信号を、ビート雑音が打ち消し合うように差し引きし、Ｑチャネルの信号成分（Ｑ軸方向の信号成分）のみを出力する減算処理を行う。

このように、Ｉチャネル側の減算部１４Ｉからは、Ｉチャネルの信号成分が出力され、Ｑチャネル側の減算部１４Ｑからは、Ｑチャネルの信号成分が出力される。これらＩチャネルの信号成分とＱチャネルの信号成分は、直交するＩ軸とＱ軸による複素平面上にプロットされた状態、即ち複素数の値（複素信号という）として復調部１５ａ〜１５ｎに入力される。

各復調部１５ａ〜１５ｎは、入力される各波長の複素信号を復調し、送信元の各波長の信号成分である第１信号〜第ｎ信号を出力する。

この光受信装置１０Ａによれば、ＷＤＭ信号に重畳されたビート雑音を打ち消して信号成分のみを取り出すことができる。

次に、ＷＤＭ信号を用いる光伝送システムとして、例えば非特許文献３記載のシングル型検波を用いたデジタルコヒーレントＷＤＭ伝送方式によるシステムがある。このシステムは、カラーレス受信に伴う各被選択光からのビート雑音をキャンセル可能となっており、簡易な構成で実現が可能である。

図６に上記のシングル型検波を用いたデジタルコヒーレントＷＤＭ伝送方式による光受信装置１０Ｂの構成を示し、その説明を行う。但し、図６において図５に対応する構成部分には同一符号を付す。

光受信装置１０Ｂは、ｎ個の光ハイブリッド部１１ａ〜１１ｎと、ｎ個の局発光光源１２ａ〜１２ｎと、各光ハイブリッド部１１ａ〜１１ｎにおける出力側のＩポートに接続されたＰＤ１３Ｉと、Ｑポートに接続されたＰＤ１３Ｑと、ＷＤＭ信号が直接入力されるＰＤ１６とを備える。

更に、光受信装置１０Ｂは、１対のＰＤ１３Ｉ，ＰＤ１３Ｑに接続された各復調部１７ａ〜１７ｎと、ＰＤ１６に接続された復調部１８と、サンプリングクロック供給部（供給部という）１９とを備える。

光ハイブリッド部１１ａは、上述と同様にＷＤＭ信号の中から局発光と同じ第１波長の第１信号を抽出し、この抽出した第１信号を、ＩポートとＱポートから位相を直交させてＰＤ１３ＩとＰＤ１３Ｑに出力する。他の光ハイブリッド部１１ｂ〜１１ｎも、信号波長が異なるだけで同様の処理を行う。

光ハイブリッド部１１ａ〜１１ｎ毎のＩポートから出力された信号は、ＰＤ１３Ｉで光信号から電気信号に変換される。同様に、Ｑポートから出力された信号は、ＰＤ１３Ｑで光信号から電気信号に変換される。この電気信号に変換された波長毎のＩチャネル及びＱチャネルの信号、即ちＩチャネル及びＱチャネルの第１信号〜第ｎ信号は、複素信号として復調部１７ａ〜１７ｎに入力される。

供給部１９は、サンプリング用のクロック信号ＣＫを各復調部１７ａ〜１７ｎへ同期させて出力する。

ＰＤ１６は、ＷＤＭ信号を光信号から電気信号に変換し、復調部１８に入力する。

復調部１８は、電気信号であるＷＤＭ信号を復調してビート雑音２０のみを、クロック信号ＣＫに同期させながら各復調部１７ａ〜１７ｎへ出力する。

各復調部１７ａ〜１７ｎは、第１信号〜第ｎ信号に係る各々の複素信号を復調し、この復調されたビート雑音を含む信号から、復調部１８より出力されたビート雑音２０を減算することにより、ビート雑音を打ち消し、信号成分のみを出力する。これによって、各復調部１７ａ〜１７ｎから各波長の信号成分である第１信号〜第ｎ信号が出力される。

この光受信装置１０Ｂによれば、前述の光受信装置１０Ａに比べＰＤの数を半分に削減して実装コストを削減することができる。

B.Zhang,et.al., "Optics Express", vol.20, no.9, ［online］，2012，［平成３０年５月１９日検索］，インターネット〈URL:https://www.osapublishing.org/oe/issue.cfm?issue=9&volume=20〉 R.Emmerich,et.al.,"Colorless C-Band WDM System Enabled by Coherent Reception of 56-GBd PDM-16QAM Using an High-Bandwidth ICR with TIAs"，［online］，2017，［平成30年5月19日検索］，インターネット〈URL:https://www.osapublishing.org/abstract.cfm?uri=OFC-2017-M2C.3〉 Y.K.Huang,et.al.,"Filterless Reception of 80x112-Gb/s WDM Channels Using Single-Ended Photodiodes and Digital Interference Reduction"，［online］，2012，［平成30年5月19日検索］，インターネット〈URL:https://ieeexplore.ieee.org/document/6706291/〉 河原光貴，他４名，"64Gbaud 64QAM信号の波長多重伝送におけるバランス型検波を用いたカラーレス受信で生じるペナルティの検討"，通信学会総合大会，Ｂ−１２−５，２０１８年．

しかし、上記非特許文献１のカラーレス受信方式の光受信装置では、ＷＤＭ信号から所定波長の信号を選択する局発光に起因してビート雑音が重畳されるため、信号品質が劣化する問題がある。

非特許文献２に基づく図５に示した光受信装置１０Ａは、異なる波長の第１信号〜第ｎ信号毎にビート雑音を打ち消すために、ＷＤＭ信号中の各種波長の信号毎にＩチャネル用の２つのＰＤと、Ｑチャネル用の２つのＰＤとが必要となるため、全体で多数のＰＤが必要となり、実装コストが高くなる問題がある。

非特許文献３に基づく図６に示した光受信装置１０Ｂは、光受信装置１０Ａに比べＰＤの数を半分に削減できるが、ビート雑音を打ち消すためのＰＤ１６、復調部１８及びサンプリングクロック供給部１９、並びにビート雑音キャンセル機能付きの各復調部１７ａ〜１７ｎを備えた回路が別途必要となる。このため、実装コストが高くなる問題がある。

また、非特許文献４の技術のように、６００Ｇｂｐｓ，１Ｔｂｐｓ信号等，高ボーレート化によりチャネルが高速化した場合、ＣＭＲＲ（ポート間出力特性のバラツキを示す指標）が劣化し、ビート雑音の信号品質への悪影響が大きくなる問題がある。

本発明は、このような事情に鑑みてなされたものであり、ＷＤＭ信号中のビート雑音をキャンセルして高品質な信号成分を得ることができ、この構成を低実装コストで実現することができる光受信装置を提供することを課題とする。

上記課題を解決するための手段として、請求項１に係る発明は、各々異なる複数の波長の光信号が多重化されたＷＤＭ（wavelength division multiplexing）信号から、所定波長の局発光と同じ波長の光信号を位相を直交させて選択し、選択された直交位相の光信号を複素数で表わされた電気信号に変換し、この電気信号からビート雑音をキャンセルした後に復調して送信元の信号を得る光受信装置であって、前記電気信号で表わされた複素数の絶対値を取り、この絶対値を２乗する絶対値２乗演算処理を行うことにより、ビート雑音成分を含む信号成分を生成する絶対値演算部と、前記ビート雑音成分に比例定数を掛けて前記電気信号中の複数の波長に係るビート雑音を復元するスケーリング部と、前記電気信号から前記スケーリング部で復元されたビート雑音を減算して、当該電気信号に含まれるビート雑音をキャンセルする減算部とを有するキャンセラ部を備えることを特徴とする光受信装置である。

この構成によれば、キャンセラ部は、光信号であるＷＤＭ信号を変換した電気信号からビート雑音を生成し、この生成したビート雑音で、電気信号中のビート雑音をキャンセルする。このため、ＷＤＭ信号中のビート雑音をキャンセルして高品質な信号成分を得ることができる。また、キャンセラ部は、１基板上のデジタル信号処理回路で構成可能なので、低実装コストで実現することができる。

請求項２に係る発明は、前記減算部でビート雑音がキャンセルされた後の信号を、前記絶対値演算部の入力側にフィードバックする接続構成を更に備え、前記フィードバックを複数回繰り返すことを特徴とする請求項１に記載の光受信装置である。

この構成によれば、減算部から出力される信号中に若干残るビート雑音成分がフィードバックされ、このフィードバックされたビート雑音成分が、入力される電気信号中のビート雑音成分から更に減算されてキャンセルされる。この２回目以上のキャンセル処理により、１回目のキャンセル処理で残ったビート雑音成分をより多く減少させることができる。

請求項３に係る発明は、前記減算部から出力されるビート雑音のキャンセル処理後の信号を復調する復調部と、前記復調された信号の電圧レベルを、予め定められた閾値と比較して、送信元のビート雑音の無い送信元信号成分を確定する判定部と、前記送信元信号成分に応じて、送信元のビート雑音の無い適正な送信元信号を生成する送信元復元部と、前記送信元復元部で生成された適正な送信元信号を前記絶対値２乗演算処理して正確なビート雑音成分を生成し、この生成された正確なビート雑音成分を含む信号成分を生成する第２絶対値演算部と、前記正確なビート雑音成分を含む信号成分を前記電気信号と同期させ、当該正確なビート雑音成分に比例定数を掛けて前記送信元復元部で生成された適正な送信元信号に係るビート雑音を復元する同期スケーリング部と、前記同期スケーリング部で復元されたビート雑音を基に、前記電気信号に含まれるビート雑音をキャンセルする第２減算部とを更に備えたことを特徴とする請求項１に記載の光受信装置である。

この構成によれば、判定部の電圧レベルの閾値判定処理により送信元のビート雑音の無い送信元信号成分を一旦確定し、この確定された送信元信号成分から正確なビート雑音成分を生成するようにした。この正確なビート雑音成分を基に、電気信号内のビート雑音をキャンセルするので、ビート雑音の無い信号を得ることができる。

請求項４に係る発明は、前記キャンセラ部を構成する信号処理回路を１つの半導体チップ内に搭載したことを特徴とする請求項１〜３の何れか１項に記載の光受信装置である。

この構成によれば、キャンセラ部が１つの半導体チップで実現されるので、光受信装置を低実装コストで実現することができる。

本発明によれば、ＷＤＭ信号中のビート雑音をキャンセルして高品質な信号成分を得ることができ、この構成を低実装コストで実現する光受信装置を提供することができる。

本発明の実施形態に係る光受信装置の構成を示すブロック図である。 本実施形態の光受信装置におけるキャンセラ部の構成を示すブロック図である。 本実施形態の変形例１のキャンセラ部の構成を示すブロック図である。 本実施形態の変形例２のキャンセラ部の構成を示すブロック図である。 従来のバランス型検波を用いたカラーレス受信方式による光受信装置の構成を示すブロック図である。 従来のシングル型検波を用いたデジタルコヒーレントＷＤＭ伝送方式による光受信装置の構成を示すブロック図である。

以下、本発明の実施形態を、図面を参照して説明する。但し、本明細書の全図において対応する構成部分には同一符号を付し、その説明を適宜省略する。
＜実施形態の構成＞
図１は、本発明の実施形態に係る光受信装置１０Ｃの構成を示すブロック図である。
図１に示す光受信装置１０Ｃは、図６に示したものと同じシングルエンド型であり、ｎ個の光ハイブリッド部１１ａ〜１１ｎと、ｎ個の局発光光源１２ａ〜１２ｎと、各光ハイブリッド部１１ａ〜１１ｎにおける出力側のＩポートに接続されたＰＤ１３Ｉと、Ｑポートに接続されたＰＤ１３Ｑとを備える。

更に、光受信装置１０Ｃは、本実施形態の特徴要素である複数チャネル対応干渉キャンセラ部（キャンセラ部ともいう）３０と、図５に示したものと同じ復調部１５ａ〜１５ｎとを備える。

キャンセラ部３０は、図２に示すように、ｎ個の絶対値演算部３１ａ，３１ｂ，…，３１ｍ，３１ｎと、ｎ個のスケーリング部３２ａ，３２ｂ，…，３２ｍ，３２ｎと、ｎ個の減算部３３ａ，３３ｂ，…，３３ｍ，３３ｎとを備えて構成されている。このキャンセラ部３０は、当該キャンセラ部３０を構成する信号処理回路を１基板上に形成して構成されたり、当該キャンセラ部３０を構成する信号処理回路を１つの半導体チップ内に搭載して構成される。

図１に示す光ハイブリッド部１１ａ〜１１ｎは、入力されるＷＤＭ信号ｒ_Ｓ（ｔ）と、局発光光源１２ａ〜１２ｎ毎の第１波長〜第ｎ波長の局発光とを光導波路で光干渉させることにより、局発光と同じ波長の光信号を抽出し、この抽出した信号光を、Ｉポート及びＱポートから位相を直交させて出力する。光ハイブリッド部１１ａ〜１１ｎ毎のＩポートからのＩチャネルの光信号はＰＤ１３Ｉで電気信号に変換され、ＱポートからのＱチャネルの光信号はＰＤ１３Ｑで電気信号に変換される。

上記のＷＤＭ信号ｒ_Ｓ（ｔ）は、次式（１）で表わされる。

但し、右辺の第１項は、ｎ個の局発光光源１２ａ〜１２ｎからの局発光で選択される信号成分であり、各局発光の周波数に一致する周波数を持つｎ個の信号成分である。右辺の第２項は、ビート雑音成分を含む信号である。

各光ハイブリッド部１１ａ〜１１ｎで変換された波長毎のＩチャネル及びＱチャネルの電気信号は、直交するＩ軸とＱ軸による複素平面上にプロットされた状態、即ち複素数の値である電気信号として図２に示すキャンセラ部３０に入力される。

このキャンセラ部３０に入力される電気信号は、光ハイブリッド部１１ａから出力される第１波長に係る信号を第１電気信号ｄ（ｔ）１とし、光ハイブリッド部１１ｂから出力される第２波長に係る信号を第２電気信号ｄ（ｔ）２、…、光ハイブリッド部１１ｍから出力される第ｍ波長に係る信号を第ｍ電気信号ｄ（ｔ）ｍ、光ハイブリッド部１１ｎから出力される第ｎ波長に係る信号を第ｎ電気信号ｄ（ｔ）ｎとする。

キャンセラ部３０において、絶対値演算部３１ａは、第１電気信号ｄ（ｔ）１である複素数の絶対値を取り、この絶対値を２乗する絶対値２乗演算処理を行い、ベースバンド信号としてのビート雑音成分を含む信号成分を生成する。他の絶対値演算部３１ｂ〜３１ｎでも同様に、第２電気信号ｄ（ｔ）２〜第ｎ電気信号ｄ（ｔ）ｎ毎における絶対値２乗演算処理を行ってベースバンド信号としてのビート雑音成分を含む信号成分を生成する。

例えば、絶対値２乗演算処理により生成されるベースバンド信号は、次式（２ａ）及び（２ｂ）のように表わされる。ここではＩチャネル成分のみを表わす。Ｑチャネルは同様なので省略する。

上式（２ａ）において、右辺の第１項が局発光、第２項が上式（１）の第１項と同じ信号成分、第３項が式（１）の第２項と同じビート雑音成分を含む信号となる。

上式（２ｂ）は、式（２ａ）の絶対値２乗演算処理では、様々な信号の項が算出されるが、無視できる項もあるのでニアリイコールとしてある。このニアリイコールの右辺の第１項が信号成分、第２項がキャンセル対象のビート雑音成分である。

スケーリング部３２ａ〜３２ｎは、上記絶対値２乗演算処理後のビート雑音成分毎に、比例定数を掛けることにより、電気信号ｄ（ｔ）１〜ｄ（ｔ）ｎ毎のビート雑音を復元する。これらの復元されたビート雑音は各減算部３３ａ〜３３ｎに入力される。

減算部３３ａ〜３３ｎは、例えば減算部３３ａであれば、第１電気信号ｄ（ｔ）１から、上記復元されたｎ種類のビート雑音を減算し、第１電気信号ｄ（ｔ）１に含まれる全ての（ｎ種類の）ビート雑音を相殺（キャンセル）する。つまり、第１電気信号ｄ（ｔ）１に含まれるＷＤＭ信号ｒ_Ｓ（ｔ）の全てのビート雑音から、各スケーリング部３２ａ〜３２ｎから出力される全てのビート雑音が減算されることにより、全てのビート雑音がキャンセルされる。

このキャンセルにより、減算部３３ａから第１電気信号ｄ（ｔ）１の信号成分である第１信号Ｄ（ｔ）１が出力され、減算部３３ｂから第２電気信号ｄ（ｔ）２の信号成分である第２信号Ｄ（ｔ）２が出力され、…、減算部３３ｍから第ｍ電気信号ｄ（ｔ）ｍの信号成分である第ｍ信号Ｄ（ｔ）ｍが出力され、減算部３３ｎから第ｎ電気信号ｄ（ｔ）ｎの信号成分である第ｎ信号Ｄ（ｔ）ｎが出力される。

ビート雑音をキャンセルした後の各電気信号ｄ（ｔ）１〜ｄ（ｔ）ｎは、次式（３ａ）及び（３ｂ）で表わされる。

上式（３ａ）のＤ（ｔ）は、第１電気信号ｄ（ｔ）１から、当該電気信号ｄ（ｔ）１より復元した全てのビート雑音成分を差し引いた第１信号Ｄ（ｔ）１を表わす。同様に、他の電気信号ｄ（ｔ）２〜ｄ（ｔ）ｎの各々から、当該電気信号ｄ（ｔ）２〜ｄ（ｔ）ｎの各々より復元した全てのビート雑音成分を差し引いた各信号Ｄ（ｔ）２〜Ｄ（ｔ）ｎを表わす。

上式（３ｂ）の右辺は、この第２項のビート雑音成分を第３項のビート雑音成分でキャンセルし、第１項の信号成分のみを残すことを表わしている。そのキャンセル、言い換えればビート雑音成分をキャンセルするために、第３項の比例定数γを適当に選択して行う。つまり、γはキャンセルできるように調整可能なパラメータであり、減算部３３ａ〜３３ｎにおいて調整可能なように設けられる。

このように得られる各信号Ｄ（ｔ）１〜Ｄ（ｔ）ｎが、図１に示す復調部１５ａ〜１５ｎで復調されて送信元の第１信号Ｄ１〜第ｎ信号Ｄｎが得られる。

＜実施形態の動作＞
次に、本実施形態に係る光受信装置１０Ｃの動作を説明する。但し、ＷＤＭ信号ｒ_Ｓ（ｔ）の中から信号成分である第１信号Ｄ（ｔ）１を得る場合を代表して説明する。

図１に示すＷＤＭ信号ｒ_Ｓ（ｔ）が光ハイブリッド部１１ａに入力されると、ＷＤＭ信号ｒ_Ｓ（ｔ）の中から局発光光源１２ａからの第１波長の局発光と同じ波長の光信号が抽出される。更に、光ハイブリッド部１１ａにおいて、その抽出された信号が直交状態とされたＩチャネル及びＱチャネルの第１光信号が、Ｉポート及びＱポートから出力される。Ｉポートから出力されたＩチャネルの第１光信号はＰＤ１３Ｉで電気信号に変換され、Ｑポートから出力されたＱチャネルの光信号はＰＤ１３Ｑで電気信号に変換される。

各変換された波長毎のＩチャネル及びＱチャネルの電気信号は、直交状態の複素数の値である第１電気信号ｄ（ｔ）１として、図２に示すキャンセラ部３０に入力される。

この入力された第１電気信号ｄ（ｔ）１は、絶対値演算部３１ａで絶対値２乗演算処理され、ビート雑音成分を含む信号成分が生成される。次に、スケーリング部３２ａにおいて、そのビート雑音成分に比例定数が掛けられることにより、電気信号ｄ（ｔ）１に含まれる全てのビート雑音が復元される。これらの復元されたビート雑音が各減算部３３ａ〜３３ｎへ入力される。

減算部３３ａでは、第１電気信号ｄ（ｔ）１から、上記復元された全てのビート雑音が減算されることにより、第１電気信号ｄ（ｔ）１に含まれる全てのビート雑音がキャンセルされる。このキャンセルにより、第１電気信号ｄ（ｔ）１の信号成分である第１信号Ｄ（ｔ）１が出力される。この第１信号Ｄ（ｔ）１が、図１に示す復調部１５ａで復調されて送信元の第１信号Ｄ１が得られる。

＜実施形態の効果＞
本実施形態に係る光受信装置１０Ｃの効果について説明する。この光受信装置１０Ｃは、各々異なるｎ種類の波長の光信号が多重化されたＷＤＭ信号ｒ_Ｓ（ｔ）から、所定波長の局発光と同じ波長の光信号を位相を直交させて抽出し、この抽出された直交位相の光信号を複素数で表わされた電気信号ｄ（ｔ）１〜ｄ（ｔ）ｎに変換し、この電気信号ｄ（ｔ）１〜ｄ（ｔ）ｎからビート雑音をキャンセルした後に復調して送信元の信号Ｄ１〜Ｄｎを得るものである。

本実施形態の特徴は、光受信装置１０Ｃが、絶対値演算部３１ａ〜３１ｎ、スケーリング部３２ａ〜３２ｎ及び減算部３３ａ〜３３ｎを有するキャンセラ部３０を備える点にある。
絶対値演算部３１ａ〜３１ｎは、上記の電気信号ｄ（ｔ）１〜ｄ（ｔ）ｎである複素数の絶対値を取り、この絶対値を２乗する絶対値２乗演算処理を行うことにより、ビート雑音成分を含む信号成分を生成する。

スケーリング部３２ａ〜３２ｎは、その生成されたビート雑音成分に比例定数を掛けて電気信号ｄ（ｔ）１〜ｄ（ｔ）ｎ中のｎ種類の波長に係るビート雑音を復元する。
減算部３３ａ〜３３ｎは、電気信号ｄ（ｔ）１〜ｄ（ｔ）ｎ毎に、上記復元されたｎ種類のビート雑音を減算して、当該電気信号ｄ（ｔ）１〜ｄ（ｔ）ｎに含まれるｎ種類のビート雑音をキャンセルする。

この構成によれば、１つのキャンセラ部３０は、光信号であるＷＤＭ信号ｒ_Ｓ（ｔ）を変換した電気信号ｄ（ｔ）１〜ｄ（ｔ）ｎからビート雑音を生成し、この生成したビート雑音で、電気信号ｄ（ｔ）１〜ｄ（ｔ）ｎ中のビート雑音をキャンセルする。このため、ＷＤＭ信号ｒ_Ｓ（ｔ）中のビート雑音をキャンセルして高品質な信号成分を得ることができる。また、キャンセラ部３０は、１つのデジタル信号処理回路で構成可能なので、低実装コストで実現することができる。

＜実施形態の変形例１＞
図３は、本実施形態の変形例１に係る複数チャネル対応干渉キャンセラ部３０Ａの構成を示すブロック図である。
図３に示すキャンセラ部３０Ａが、上述したキャンセラ部３０（図２）と異なる点は、減算部３３ａ〜３３ｎから出力されるビート雑音キャンセル後の第１信号Ｄ（ｔ）１ａ〜第ｎ信号Ｄ（ｔ）ｎａを、絶対値演算部３１ａ〜３１ｎの入力側にフィードバックする接続構成としたことにある。このフィードバックはＮ回（複数回）繰り返すようになっている。

フィードバックをＮ回繰り返すことにより、第１信号Ｄ（ｔ）１ａ〜第ｎ信号Ｄ（ｔ）ｎａにビート雑音成分が略残らないようにキャンセル可能となっている。

前述したように、上式（３ｂ）において、右辺の第２項のビート雑音成分を第３項でキャンセルする処理を１回のみ行う場合、ビート雑音成分をキャンセルしきれない状態が生じる。その１回目のキャンセル処理、即ち、絶対値演算部３１ａ〜３１ｎ、スケーリング部３２ａ〜３２ｎ及び減算部３３ａ〜３３ｎによる１回のキャンセル処理では、上式（３ａ）の右辺の第２項中の｜ｄ（ｔ）｜^２のｄ（ｔ）に、上式（２ｂ）の右辺全てが代入されることになる。このため、ビート雑音成分をキャンセルしきれない場合がある。

そこで、第１信号Ｄ（ｔ）１ａ〜第ｎ信号Ｄ（ｔ）ｎａを絶対値演算部３１ａ〜３１ｎの入力側にフィードバックした場合、２回目のキャンセル処理では、式（３ａ）の右辺の第２項中の｜ｄ（ｔ）｜^２のｄ（ｔ）に、式（３ｂ）の右辺全てが代入されることになる。

この２回目のキャンセル処理が１回目と異なる点は、式（３ａ）の右辺の第２項中の｜ｄ（ｔ）｜^２のｄ（ｔ）に代入される数式が、１回目では式（３ｂ）の右辺の第３項が無いが、２回目では式（３ｂ）の右辺の第３項が有るといった差となる。つまり、２回目以降のフィードバックでは式（３ｂ）の右辺の第３項が有る状態となる。この第３項は、少しずつビート雑音成分を打ち消す役割を果たす。つまり、フィードバックを２回，３回，…と多く繰り返す程に、ビート雑音成分が徐々に多く打ち消されるようになる。

従って、減算部３３ａ〜３３ｎから出力される第１信号Ｄ（ｔ）１ａ〜第ｎ信号Ｄ（ｔ）ｎａの中に若干残るビート雑音成分がフィードバックされ、このフィードバックされたビート雑音成分が、入力される電気信号ｄ（ｔ）１〜ｄ（ｔ）ｎ中のビート雑音成分から更に減算されてキャンセルされる。この２回目以上のキャンセル処理により、１回目のキャンセル処理で残ったビート雑音成分をより多く減少させることができる。

＜実施形態の変形例２＞
図４は、本実施形態の変形例２に係る複数チャネル対応干渉キャンセラ部３０Ｂの構成を示すブロック図である。

図４に示すキャンセラ部３０Ｂは、上述したキャンセラ部３０（図２）の構成要素に加え、破線枠３０ｂ内に示すように、復調部４１ａ〜４１ｎと、判定部４２ａ〜４２ｎと、送信元復元部４３ａ〜４３ｎと、絶対値演算部（第２絶対値演算部）４４ａ〜４４ｎと、同期スケーリング部４５ａ〜４５ｎと、減算部（第２減算部）４６ａ〜４６ｎとを備えて構成されている。但し、最後段の減算部４６ａ〜４６ｎには、電気信号ｄ（ｔ）１〜ｄ（ｔ）ｎが直接入力される接続構成となっている。

キャンセラ部３０Ｂには、ｎ個の電気信号ｄ（ｔ）１〜ｄ（ｔ）ｎを処理するｎ系統の同一回路がある。このため、第１電気信号ｄ（ｔ）１を処理する１系統目の回路を代表して本実施形態の特徴を説明する。即ち、１系統目の回路としての絶対値演算部３１ａ、スケーリング部３２ａ、減算部３３ａ、復調部４１ａ、判定部４２ａ、送信元復元部４３ａ、絶対値演算部４４ａ、同期スケーリング部４５ａ及び減算部４６ａを備える回路を代表して特徴を説明する。

復調部４１ａは、減算部３３ａから出力されるビート雑音キャンセル後の信号成分である信号Ｄ（ｔ）１を復調する。しかし、減算部３３ａから出力される信号Ｄ（ｔ）１には、上述したようにビート雑音成分が残っている場合がある。

判定部４２ａは、復調された信号の電圧レベルを予め定められた閾値と比較することにより、送信元信号の電圧レベルを判定し、送信元のビート雑音の無い信号成分（送信元信号成分という）を確定する。

ところで、送信元信号は、例えば５Ｖ，１０Ｖ，１５Ｖのような離散的な幾つかの電圧パターンで送信される。この送信元信号にはビート雑音が乗り、例えば、５Ｖで送信された送信元信号が、ビート雑音の重畳で４．５Ｖや５．５Ｖ等になったり、揺らぎが大きい場合のビート雑音の重畳で８Ｖ等になったりする。このような揺らぐ信号が送信されることになる。

判定部４２ａは、閾値により判定する際に、例えば５Ｖと１０Ｖの真ん中の７．５Ｖを閾値とする。この閾値７．５Ｖを超えた場合は、送信元信号を１０Ｖで送ったと判定し、７．５Ｖ以下の場合は５Ｖで送ったと判定する。この判定を電圧閾値判定処理という。

実際には、上述したように送信元信号にビート雑音が乗るので判定が誤るケースが生じる。例えば、５Ｖで送信元信号を送っていたがビート雑音が乗り８Ｖとなった場合、判定部４２ａでは、１０Ｖの送信元信号であると誤判定される場合がある。しかし、この誤判定は極僅かであり送信元信号成分を適正に判定するための許容誤差内である。

判定部４２ａで電圧閾値判定処理により送信電圧レベルが確定された信号は、ビート雑音成分の無い送信元信号成分のみとなる。

送信元復元部４３ａは、その送信元信号成分に応じて、送信元のビート雑音の無い適正な送信元信号を生成する処理を行う。

絶対値演算部４４ａは、その適正な送信元信号を絶対値２乗演算処理することで、正確なビート雑音成分を生成し、この正確なビート雑音成分を含む信号成分を生成する。つまり、正確なビート雑音成分とは、上記適正な送信元信号のみに係るビート雑音成分である。

同期スケーリング部４５ａは、正確なビート雑音成分を含む信号成分を電気信号ｄ（ｔ）１と同期させ、スケーリング処理により正確なビート雑音成分に比例定数を掛けることにより、適正な送信元信号に係るビート雑音を復元する。このビート雑音は各減算部４６ａ〜４６ｎに入力される。つまり、１つの減算部４６ａには、ｎ種類のビート雑音が入力される。

減算部３３ａは、第１電気信号ｄ（ｔ）１から、ｎ種類のビート雑音を減算することで、全てのビート雑音をキャンセルして信号成分のみの第１信号Ｄ（ｔ）１ｂを得る。

このような構成のキャンセラ部３０Ｂによれば、電圧閾値判定処理により送信元のビート雑音の無い送信元信号成分を一旦確定し、この確定された送信元信号成分から正確なビート雑音成分を生成するようにした。この正確なビート雑音成分を基に、電気信号ｄ（ｔ）１内のビート雑音をキャンセルするので、ビート雑音の無い信号Ｄ（ｔ）１ｂを得ることができる。

その他、具体的な構成について、本発明の主旨を逸脱しない範囲で適宜変更が可能である。

１０Ｃ 光受信装置
１１ａ〜１１ｎ 光ハイブリッド部
１２ａ〜１２ｎ 局発光光源
１３Ｉ，１３Ｑ ＰＤ
１５ａ〜１５ｎ 復調部
３０，３０Ａ，３０Ｂ 複数チャネル対応干渉キャンセラ部（キャンセラ部）
３１ａ〜３１ｎ 絶対値演算部
３２ａ〜３２ｎ スケーリング部
３３ａ〜３３ｎ 減算部
４１ａ〜４１ｎ 復調部
４２ａ〜４２ｎ 判定部
４３ａ〜４３ｎ 送信元復元部
４４ａ〜４４ｎ 絶対値演算部（第２絶対値演算部）
４５ａ〜４５ｎ 同期スケーリング部
４６ａ〜４６ｎ 減算部（第２減算部）

Claims (4)

1. 各々異なる複数の波長の光信号が多重化されたＷＤＭ（wavelength division multiplexing）信号から、所定波長の局発光と同じ波長の光信号を位相を直交させて選択し、選択された直交位相の光信号を複素数で表わされた電気信号に変換し、この電気信号からビート雑音をキャンセルした後に復調して送信元の信号を得る光受信装置であって、
   前記電気信号で表わされた複素数の絶対値を取り、この絶対値を２乗する絶対値２乗演算処理を行うことにより、ビート雑音成分を含む信号成分を生成する絶対値演算部と、
   前記ビート雑音成分に比例定数を掛けて前記電気信号中の複数の波長に係るビート雑音を復元するスケーリング部と、
   前記電気信号から前記スケーリング部で復元されたビート雑音を減算して、当該電気信号に含まれるビート雑音をキャンセルする減算部と
   を有するキャンセラ部を備える
   ことを特徴とする光受信装置。
2. 前記減算部でビート雑音がキャンセルされた後の信号を、前記絶対値演算部の入力側にフィードバックする接続構成を更に備え、
   前記フィードバックを複数回繰り返す
   ことを特徴とする請求項１に記載の光受信装置。
3. 前記減算部から出力されるビート雑音のキャンセル処理後の信号を復調する復調部と、
   前記復調された信号の電圧レベルを、予め定められた閾値と比較して、送信元のビート雑音の無い送信元信号成分を確定する判定部と、
   前記送信元信号成分に応じて、送信元のビート雑音の無い適正な送信元信号を生成する送信元復元部と、
   前記送信元復元部で生成された適正な送信元信号を前記絶対値２乗演算処理して正確なビート雑音成分を生成し、この生成された正確なビート雑音成分を含む信号成分を生成する第２絶対値演算部と、
   前記正確なビート雑音成分を含む信号成分を前記電気信号と同期させ、当該正確なビート雑音成分に比例定数を掛けて前記送信元復元部で生成された適正な送信元信号に係るビート雑音を復元する同期スケーリング部と、
   前記同期スケーリング部で復元されたビート雑音を基に、前記電気信号に含まれるビート雑音をキャンセルする第２減算部と
   を更に備えた
   ことを特徴とする請求項１に記載の光受信装置。
4. 前記キャンセラ部を構成する信号処理回路を１つの半導体チップ内に搭載した
   ことを特徴とする請求項１〜３の何れか１項に記載の光受信装置。

Images