JP2010161721A - 遅延処理装置，信号増幅装置，光電変換装置，アナログ／デジタル変換装置，受信装置および受信方法 - Google Patents

遅延処理装置，信号増幅装置，光電変換装置，アナログ／デジタル変換装置，受信装置および受信方法 Download PDF

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Abstract

【課題】多値位相変調通信システムの受信側における再生データの信号品質を高める。
【解決手段】同相信号および直交信号の少なくとも一方について遅延量を与える遅延器１１Ｉ，１１Ｑと、アナログ／デジタル変換器で、遅延器１１Ｉ，１１Ｑで前記少なくとも一方に遅延量が与えられた前記同相信号および前記直交信号がデジタル信号に変換され、プロセッサでデジタル信号処理が行なわれたときの信号の品質をもとに、遅延器１１Ｉ，１１Ｑでの遅延量を制御する遅延制御手段１４と、をそなえる。
【選択図】図３

Description

本案件は、遅延処理装置，信号増幅装置，光電変換装置，アナログ／デジタル変換装置，受信装置および受信方法に関する。本案件は、例えば、多値位相変調された光信号を受信する装置に適用される場合がある。
近年、伝送トラフィックの増加に伴い、40 Gbit/s以上の伝送容量を持つ次世代光伝送システム導入の要求が高まっている。その実現手段として、従来システムで適用されてきたNon Return to Zero （ＮＲＺ）変調方式に比べて、周波数利用効率(Spectral Efficiency)、光信号対雑音比（ＯＳＮＲ）耐力、非線形性耐力に優れた様々な変調方式の採用が有力視されている。
その中でも、(差動)４位相偏移変調（(Differential) Quadrature Phase-Shift Keying：(Ｄ)ＱＰＳＫ）変調方式等の多値位相変調方式は、次世代光伝送システムの変調方式として有望視されている。多値位相変調方式は、高分散耐力、高偏波モード分散（ＰＭＤ）耐力、狭スペクトルといった特徴を持つからである。この多値位相変調方式の更なる特性（ＯＳＮＲ耐力、波長分散耐力）改善を実現する技術として、コヒーレント受信とデジタル信号処理を組み合わせたデジタルコヒーレント受信方式もある（例えば、特許文献１，非特許文献１等）。
上述したような40 Gbit/s以上（baud rateが20 Gbit/s以上）の伝送容量を持つ多値位相変調通信システムの受信側において再生されるデータの信号品質を一層高めたい。
そこで、本案件の目的の一つは、多値位相変調信号光を受信する側において再生されるデータの信号品質を高めることにある。
なお、前記目的に限らず、後述する発明を実施するための最良の形態に示す各構成又は作用により導かれる効果であって、従来の技術によっては得られない効果を奏することも本案件の他の目的として位置づけることができる。
たとえば、以下の手段を用いる。
（１）多値位相変調光を復調して得られる同相信号と直交信号とをデジタル信号に変換するアナログ／デジタル変換器、および、該アナログ／デジタル変換器からの前記デジタル信号についてデジタル信号処理を行なってデータを再生するプロセッサと、共に使用されうる遅延処理装置であって、同相信号および直交信号の少なくとも一方について遅延量を与える遅延器と、アナログ／デジタル変換器で、該遅延器で前記少なくとも一方に遅延量が与えられた前記同相信号および前記直交信号がデジタル信号に変換され、プロセッサでデジタル信号処理が行なわれたときの信号の品質をもとに、該遅延器での遅延量を制御する遅延制御手段と、をそなえる遅延処理装置を用いることができる。
（２）多値位相変調光を復調して得られる同相信号と直交信号とをデジタル信号に変換するアナログ／デジタル変換器、および、該アナログ／デジタル変換器からの前記デジタル信号についてデジタル信号処理を行ってデータを再生するプロセッサと、共に使用されるうる信号増幅装置であって、アナログ電気信号の同相信号および直交信号を独立して増幅処理する増幅手段と、前記増幅手段の前段または後段において、前記同相信号および前記直交信号のうちの少なくとも一方について遅延量を与える遅延器と、アナログ／デジタル変換器で、該遅延器で前記少なくとも一方に遅延量が与えられた前記同相信号および前記直交信号がデジタル信号に変換され、プロセッサでデジタル信号処理が行なわれたときの信号の品質をもとに、該遅延器での遅延量を制御する遅延制御手段と、をそなえる信号増幅装置を用いることができる。
（３）多値位相変調光を復調して得られる同相信号と直交信号とをデジタル信号に変換するアナログ／デジタル変換器、および、該アナログ／デジタル変換器からの前記デジタル信号についてデジタル信号処理を行ってデータを再生するプロセッサと、共に使用されるうる光電変換装置であって、同相信号および直交信号について、光電変換処理によりそれぞれ電気信号に変換する光電変換手段と、前記光電変換処理を行なう前段または後段において、前記同相信号および前記直交信号のうちの少なくとも一方について遅延量を与える遅延器と、アナログ／デジタル変換器で、該遅延器で前記少なくとも一方に遅延量が与えられた前記同相信号および前記直交信号がデジタル信号に変換され、プロセッサでデジタル信号処理が行なわれたときの信号の品質をもとに、該遅延器での遅延量を制御する遅延制御手段と、をそなえる光電変換装置を用いることができる。
（４）多値位相変調光を復調して得られるデジタル信号の同相信号および直交信号について、デジタル信号処理を行ってデータを再生するプロセッサと、共に使用されるうるアナログ／デジタル変換装置であって、同相信号および直交信号について、アナログ／デジタル変換処理によりそれぞれデジタル電気信号に変換するアナログ／デジタル変換手段と、前記アナログ／デジタル変換処理を行なう前段において、前記アナログ電気信号の前記同相信号および前記直交信号のうちの少なくとも一方について遅延量を与える遅延器と、該アナログ／デジタル変換手段で、該遅延器で前記少なくとも一方に遅延量が与えられた前記同相信号および前記直交信号についてデジタル信号に変換され、プロセッサでデジタル信号処理が行なわれたときの信号の品質をもとに、該遅延器での遅延量を制御する遅延制御手段と、をそなえるアナログ／デジタル変換装置を用いることができる。
（５）多値位相変調光を受信して同相信号および直交信号を出力する受信手段と、該受信手段からの前記同相信号および前記直交信号のうちの少なくとも一方について遅延量を与える遅延器と、該遅延器で前記少なくとも一方に遅延量が与えられた前記同相信号および前記直交信号についてアナログ／デジタル変換手段でデジタル信号に変換され、プロセッサでデジタル信号処理が行なわれたときの信号の品質をもとに、該遅延器での遅延量を制御する遅延制御手段と、をそなえる受信装置を用いることができる。
（６）多値位相変調された光信号を入力してアナログ電気信号の同相信号および直交信号を出力するフロントエンド手段と、前記同相信号と前記直交信号の少なくとも一方について遅延量を与える遅延器と、該遅延器で前記少なくとも一方に遅延量が与えられた前記同相信号と前記直交信号とを入力する複数のアナログ／デジタル変換手段と、該アナログ／デジタル変換手段からの出力についてデジタル信号処理を行なうデジタル信号処理手段と、該デジタル信号処理手段で前記デジタル信号処理が行なわれた結果をもとに、該遅延器の遅延量を制御する遅延制御手段と、をそなえる受信装置を用いることができる。
（７）多値位相変調光を受信して同相信号および直交信号を光信号として出力する受信手段と、該受信手段から出力された光信号の同相信号および直交信号について、光電変換処理によりそれぞれアナログ電気信号に変換する光電変換手段と、該光電変換手段からのアナログ電気信号の同相信号および直交信号の増幅処理を行なう増幅手段と、をそなえ、該受信手段からの前記同相信号および前記直交信号のうちの少なくとも一方について遅延量を与える遅延器と、該光電変換手段および該増幅手段における温度をモニタする温度モニタと、該光電変換手段および該増幅手段における温度とともに、該増幅手段における利得に対応して、該遅延器での前記同相信号および前記直交信号のうちの少なくとも一方について設定すべき遅延量に関する情報について記憶しておき、該温度モニタからのモニタ結果および該増幅手段における前記利得に対応する遅延量に関する情報を前記記憶から抽出し、前記抽出した遅延量により該遅延器を制御する遅延制御部と、をそなえた受信装置を用いることができる。
（８）多値位相変調光を受信して同相信号および直交信号を出力し、前記同相信号および前記直交信号のうちの少なくとも一方について遅延量を与え、前記少なくとも一方に遅延量が与えられた前記同相信号および前記直交信号についてデジタル信号に変換して信号処理を行ない、前記信号処理を行なった結果をもとに、前記与える遅延量を制御する、受信方法を用いることができる。
開示の技術によれば、多値位相変調された光信号の受信側において再生されるデータの信号品質を高めることができる。
コヒーレント受信機の基本構成の例を示す図である。 ＡＤＣへの到達時点における同相信号および直交信号の遅延差について説明する図である。 第１実施形態を示す図である。 第１実施形態の変形例を示す図である。 第１実施形態における装置のモジュール化の態様例を示す図である。 第１実施形態における装置のモジュール化の態様例を示す図である。 第１実施形態における装置のモジュール化の態様例を示す図である。 第１実施形態における装置のモジュール化の態様例を示す図である。 第１実施形態における装置のモジュール化の態様例を示す図である。 第２実施形態を示す図である。 第３実施形態を示す図である。 第４実施形態を示す図である。 第５実施形態を示す図である。 第６実施形態を示す図である。 第７実施形態を示す図である。 第７実施形態の動作を説明する図である。 第８実施形態を示す図である。 第９実施形態を示す図である。 第１０実施形態を示す図である。 第１１実施形態を示す図である。
以下、図面を参照して実施の形態を説明する。各図において、同一の符号が付された箇所はほぼ同様の部分を示す。但し、以下に説明する実施形態は、あくまでも例示であり、以下に明示しない種々の変形や技術の適用を排除する意図は無い。即ち、本実施形態は、その趣旨に逸脱しない範囲において種々変形して実施することができる。
［１］第１実施形態
・対比例
図１にコヒーレント受信機１の構成の例を示す。図 １に例示するコヒーレント受信機１は、直交偏波成分に各々データを持つ受信信号（光信号）を受信し、個別の信号復調処理系において各々の偏波成分について信号復調処理等を行なう。偏波ビームスプリッタ(PBS: Polarization Beam Splitter)２は、直交する２つの直線偏波成分に各々データを持つ受信信号について偏波分離し、それぞれ、Ｘ偏波成分用の信号復調処理系２ＸおよびＹ偏波成分用の信号復調処理系２Ｙにおける９０度ハイブリッド回路４に導く。
また、局部発振光源(LO: Local Oscillator)３ａは局部発振光を出力し、スプリッタ３ｂは局部発振光源３ａからの局部発振光を２分岐して、それぞれ、Ｘ偏波成分用の信号復調処理系２ＸおよびＹ偏波成分用の信号復調処理系２Ｙにおける９０度ハイブリッド回路４に導く。
信号復調処理系２Ｘ，２Ｙは、それぞれ、Ｘ偏波成分，Ｙ偏波成分に変調された多値位相変調光信号について復調しデータ再生を行なう。このため、信号復調処理系２Ｘ，２Ｙは、それぞれ同等の要素（符号４〜９）を含む。以下、信号復調処理系２Ｘに着目して各要素４〜９について説明するが、信号復調処理系２Ｙについても同様の説明が可能である。
なお、以下において、図中の各符号の数字に付された「Ｉ」，「Ｑ」に関しては、説明中において共通して指示する場合には表記を省略する場合がある。
９０度ハイブリッド回路４は、受信信号であるＸ偏波成分の光信号と、この光信号に対し９０度位相がずれた局部発信光と、を混合し、受信信号の実部成分（同相信号、Ｉｘ信号）および虚部成分（直交信号、Ｑｘ信号）を出力する。図１に例示するようにＱＰＳＫ信号を処理する９０度ハイブリッド回路４では、出力する同相信号および直交信号を、ともに信号光と位相共役光とによる２出力としている。
ツインＰＤ（Photo Detector）５Ｉは、２出力の同相信号を受信して、Ｘ偏波成分の位相変調成分Ｉｘの電気信号（電流信号）として出力する。同様に、ツインＰＤ５Ｑは２出力の直交信号を受信して、Ｘ偏波成分の位相変調成分Ｑｘの電気信号として出力する。ツインＰＤ５Ｉ，５Ｑに代えて、それぞれ信号光のみを受信するシングルＰＤを適用することも可能である。
トランスインピーダンスアンプ（Transimpedence Amplifier：ＴＩＡ）６Ｉ，６Ｑは、それぞれ、ツインＰＤ５Ｉ，５Ｑからの電流信号について電圧信号に変換する。更に、自動利得制御アンプ（増幅手段、Auto-Gain Control Amplifier：ＡＧＣ）７Ｉ，７Ｑは、それぞれ、ＴＩＡ６Ｉ，６Ｑからの電圧信号について増幅する。
アナログ／デジタル変換器（Analog-Digital Converter：ＡＤＣ）８Ｉ，８Ｑは、それぞれ、ＡＧＣ７Ｉ，７Ｑからの電気信号について多ビットのデジタル信号に変換してＤＳＰ９Ａに導く。多ビットの例として、複数ビットや１バイトで構成されるデジタル信号がある。
ＤＳＰ（Digital Signal Processor）９Ａは、信号処理部９Ｉ，９Ｑおよびデータ再生部９ａをそなえる。信号処理部９Ｉ，９Ｑは、それぞれ、ＡＤＣ８Ｉ，８Ｑからのデジタル信号について、それぞれＦＩＲ（Finite Impulse Response）フィルタ等による信号処理を行なって波形歪みを補償する。ＦＩＲフィルタの代わりにＩＩＲフィルタを用いても同様な結果を得ることができる。ＦＩＲフィルタおよびＩＩＲフィルタ等を併せて「フィルタ」と呼ぶことがある。ＤＳＰはプロセッサであるが、このプロセッサは論理回路で構成してもよく、また多値位相変調信号の伝送速度や信号処理を行う処理速度にもよるがＦＰＧＡなどで構成することもできる。つまり、プロセッサは論理回路およびＦＰＧＡ等を含む。尚、ここで補償しようとする波形歪みには、例えば光伝送路における波長分散、偏波モード分散、ＳＰＭ（Self Phase Modulation）等に起因するものを含めることができる。
データ再生部９ａは、信号処理部９Ｉ，９Ｑでそれぞれ波形歪みが補償された結果を用いることにより、データを再生する。例えば、前述の非特許文献１に記載された技術を用いてデータ再生が可能である。
このような構成により、図１に示すコヒーレント受信機１では、互いに直交する２つの偏波方向に独立して多値位相変調（例えば、ＱＰＳＫ変調）された光信号について、対応する信号復調処理系２Ｘ，２Ｙにおいて復調することによりデータ再生する。
このとき、各信号復調処理系２Ｘ，２Ｙにおける９０度ハイブリッド回路４の出力からＡＤＣ８Ｉ，８Ｑまでの各要素５Ｉ，５Ｑ，６Ｉ，６Ｑ，７Ｉ，７Ｑの温度に応じた伝搬遅延時間や、各要素間の接続部での温度に応じた伝搬遅延時間は、温度変化や時間経過とともに各系２Ｘ，２Ｙにおける同相信号と直交信号との間に遅延時間差が生じうる。又、ＡＧＣ７Ｉ，７Ｑにおけるそれぞれの利得設定値の相違によっても、上述の場合と同様の遅延時間差が生じうる。
このように、９０度ハイブリッド回路４からツインＰＤ５Ｉ，５Ｑへの出力タイミングが適正であっても、ＡＤＣ８Ｉ，８Ｑへの到達時点において遅延差が生じている場合には、データ再生部９ａで再生されるデータの品質に影響を与えうる。
図２は上述の遅延差について説明するための図である。ＡＤＣ８Ｉ，８Ｑに入力される電圧信号は、シンボル単位に情報を持った信号である。そして、ＤＳＰ９Ａにおいて、電圧信号のレベルをシンボル単位に取り込むため、ＡＤＣ８Ｉ，８Ｑでは、１シンボル内において２つのサンプリングタイミング（例えば、図２に示すｔ１、ｔ２）で、入力される信号をデジタル信号に変換する。
このとき、例えば図２に示すように、ＡＤＣ８Ｉ，８Ｑにそれぞれ入力されるＩ信号，Ｑ信号に遅延差Δが生じると、ＡＤＣ８Ｉ，８Ｑでサンプリングするタイミングはシンボル内においてのずれになる。図２のＡＤＣ８Ｉでは、単位シンボル区間内のシンボル区間中央となる時点ＣＩに対し等間隔に前後するタイミングでサンプリングを行なっている。これに対し、ＡＤＣ８Ｑでは、単位シンボル区間内での２点のサンプリングタイミングは、シンボル区間中央ＣＱに対し不等間隔に前後するようになる。このような単位シンボル区間内におけるサンプリングタイミングのずれは、そのままサンプリングデータの変動を招き、ＤＳＰ９Ａに入力される信号品質に影響を及ぼす。
・第１実施形態について
そこで、例えば図３に示すように、ＡＤＣ８Ｉ，８Ｑに入力される電気信号に生じる遅延差を抑制させる。図３に示すコヒーレント受信機（受信装置）１０では、共通の符号を付した要素４〜８，９Ｂを含む各信号復調処理系１２Ｘ，１２Ｙは、ともに、位相シフタ（Phase Shifter：ＰＳ）１１とともに、遅延制御部１４を更にそなえる。
すなわち、９０度ハイブリッド回路４およびツインＰＤ５により、多値位相変調光を受信（入力）して同相信号および直交信号を出力する受信手段の一例とすることができる。この場合には、同相信号および直交信号をアナログ電気信号として出力する。ツインＰＤ５は、多値位相変調光に由来する、光信号の同相信号および直交信号について、光電変換処理によりそれぞれ電気信号に変換する光電変換手段の一例である。又、ＴＩＡ６およびＡＧＣ７は、多値位相変調光に由来する、アナログ電気信号の同相信号および直交信号の増幅処理を行なう増幅手段の一例である。更に、ＡＤＣ８は、多値位相変調光に由来する、アナログ電気信号の同相信号および直交信号について、アナログ／デジタル変換処理によりそれぞれデジタル電気信号に変換するアナログ／デジタル変換手段の一例である。
また、位相シフタ１１Ｉ，１１Ｑは、多値位相変調光に由来する同相信号および直交信号の双方について可変時間の遅延を与える遅延器の一例である。即ち、位相シフタ１１Ｉ，１１Ｑは、それぞれ、ＡＧＣ７Ｉ，７Ｑでの増幅処理の後段において、同相信号および直交信号のうちの少なくとも一方（この場合は双方）について可変時間の遅延を付与する。
すなわち、位相シフタ１１Ｉ，１１Ｑにおいて、ＡＤＣ８Ｉ，８Ｑに電気信号として入力される電気信号を位相シフトによる遅延量を個別に与え、相対的な遅延差を抑制させる。尚、位相シフタ１１Ｉ，１１Ｑに入力される電気信号は、ともに（Ｄ）ＱＰＳＫ等の多値位相変調光に由来する信号であって、位相シフタ１１Ｉに入力される信号は同相信号であり、位相シフタ１１Ｑに入力される信号は直交信号である。
また、図３に示す例においては、同相信号および直交信号の双方について位相シフトによる遅延量を与える位相シフタ１１Ｉ，１１Ｑをそなえているが、例えば図４に示すように、直交信号および同相信号のいずれか一方（たとえば同相信号）に対して遅延量を与える位相シフタ１１Ｉをそなえるようにしてもよい。このようにしても、ＡＤＣ８Ｉ，８Ｑに入力される電気信号に生じる遅延差を抑制できる。
さらに、図３に示す遅延制御部１４は、ＤＳＰ９Ｂで信号処理が行なわれた結果をもとに位相シフタ１１Ｉ，１１Ｑ（図４の場合には位相シフタ１１Ｉ）での位相シフトによる遅延量を制御するもので、遅延制御手段の一例である。即ち、位相シフタ１１Ｉ，１１Ｑで遅延が付与された信号を含む同相（In phase、Ｉ）信号および直交（Quadrature、Ｑ）信号についてデジタル信号に変換されて信号処理が行なわれた結果をもとに、位相シフタ１１Ｉ，１１Ｑでの遅延量を制御する。ここで、ＤＳＰ９Ｂで信号処理が行なわれた結果は、本例ではデータ再生が行なわれたときの信号の品質のモニタ値としているが、他の値、例えば信号の品質の指標となる値を用いても良い（例えば後述の図１４のＤＳＰ９Ｃ）。
ＤＳＰ９Ｂは、ＡＤＣ８Ｉ，８Ｑからの出力についてデジタル信号処理を行なうデジタル信号処理手段の一例である。即ち、位相シフタ１１Ｉ，１１Ｑで遅延が付与された信号を含む同相信号（Ｉ信号）および直交信号（Ｑ信号）についてデジタル信号に変換されたものについて、信号処理を行なうとともにデータ再生を行なう。
ＤＳＰ９Ｂは、一例として、信号処理部９Ｉ，９Ｑ，データ再生部９ａおよびモニタ部９ｂをそなえる。信号処理部９Ｉ，９Ｑは、それぞれ、ＡＤＣ８Ｉ，８Ｑからの同相信号，直交信号に応じた出力について、波形歪みを補償する処理を行なう歪み補償処理手段の一例であり、前述の図１に示すものと基本的に同様のものを適用できる。
また、データ再生部９ａは、信号処理部９Ｉ，９Ｑからの出力をもとにデータ再生を行なうデータ再生手段の一例である。更に、モニタ部９ｂは、信号処理の一態様として、データ再生部９ａからの出力から、ＡＤＣ８Ｉへの同相信号およびＡＤＣ８Ｑへの直交信号の入力タイミングのずれの指標値をモニタするモニタ手段の一例である。モニタ部９ｂでモニタする指標値は、データ再生部９ａでの処理を行なった結果として再生データの品質を示す値を用いることができ、例えば、データのＢＥＲ（Bit Error Rate）、Ｑ値、エラーカウント値等を用いることができる。
これにより、遅延制御部１４においては、ＤＳＰ９Ｂにおけるモニタ部９ｂでモニタされた上述の指標値に基づいて、各位相シフタ１１Ｉ，１１Ｑへの位相シフト量（遅延量）を個別に制御している。例えば、刻み幅だけ位相シフト量を変動させた場合のモニタ部９ｂからの指標値が良好な側に、位相シフト量を更に変動させて、最適な指標値を有する位相シフト量を探索する山登り法等の手法を採用する。これにより、指標値が適切になる位相シフタ１１Ｉ，１１Ｑでの位相シフト量を与えることができる。
この場合、例えば、指標値としてＢＥＲやエラーカウント値を用いる場合には、一例として、指標値の最適値を最小値とすることができる。又、指標値としてＱ値を用いる場合には、一例として、指標値の最適値を最大値とすることができる。
この遅延制御部１４での制御によって、ＡＤＣ８Ｉに入力される同相信号と、ＡＤＣ８Ｑに入力される直交信号と、の遅延差は最適となり、再生されるデータの品質を最適とすることができ、受信性能の劣化を最小とすることができる。
なお、例えば、各信号復調処理系１２Ｘ，１２Ｙにおける９０度ハイブリッド回路４，ツインＰＤ５Ｉ，５Ｑ，ＴＩＡ６Ｉ，６ＱおよびＡＧＣ７Ｉ，７Ｑについては一体化して、受信フロントエンドモジュールとすることができる。この場合の受信フロントエンドモジュールは、多値位相変調された光信号を入力して、アナログ電気信号の同相信号および直交信号を出力するフロントエンド手段の一例である。更に、ＰＢＳ２，局部発振光源３ａおよびスプリッタ３ｂについても適宜フロントエンドモジュールに組み込み可能であり、この場合には偏波多重をなす２つの信号復調処理系についての上述の要素について一体化可能である。
上述のごときコヒーレント受信機１０の動作例を説明する。
直交する２方向の偏波成分に、それぞれ多値位相変調された光信号を入力されると、ＰＢＳ２で対応する偏波成分ごとに分離して、それぞれ２系統の信号復調処理系１２Ｘ，１２Ｙに導く。
各信号復調処理系１２Ｘ，１２Ｙにおいては、それぞれ、多値位相変調された光信号について、同相信号（Ｉ信号）および直交信号（Ｑ信号）の電気信号 に変換するとともに、ＤＳＰ９Ｂでのデジタル信号処理を通じてデータ再生を行なう。
このとき、遅延制御部１４においては、モニタ部９ｂにてモニタされる指標値に基づいて、位相シフタ１１Ｉ，１１Ｑでの位相シフト量を制御している。これにより、ＡＤＣ８Ｉに入力される同相信号およびＡＤＣ８Ｑに入力される直交信号の入力タイミングを最適にすることができる。
ところで、第１実施形態におけるコヒーレント受信機１０においては、位相シフタ１１Ｉ，１１Ｑおよび位相制御部１４については一体化してもよい。この場合の一体化された位相シフタ１１Ｉ，１１Ｑについては、多値位相変調光に由来する同相信号および直交信号の少なくとも一方について、可変時間の遅延を付与するための遅延処理装置の要素とすることができる。
その他、種々の態様でのモジュール化を想定することができる。
たとえば、２つの信号復調処理系１２Ｘ，１２Ｙの一方において、位相シフタ１１Ｉ，１１Ｑおよび遅延制御部１４について、図５〜図９に例示するような態様でのモジュール化することができる。尚、各符号の数字（４〜８，１１）に付された「Ｉ」，「Ｑ」に関しては、双方をまとめて示す場合は省略して表記している。
ここで、図５に例示する態様は、図３で例示する各要素４〜８，１１，１３，１４について、ディスクリート部品でモジュール化したものである。
また、図６に例示する態様においては、位相シフタ１１，ＡＤＣ８および遅延制御部１４について一体としたモジュール１５Ａをそなえている。この場合のモジュール１５Ａは、多値位相変調光に由来する、アナログ電気信号の同相信号（同相アナログ信号）および直交信号（直交アナログ信号）について、アナログ／デジタル変換処理によりそれぞれデジタル電気信号に変換するアナログ／デジタル変換装置である。
さらに、図７に例示する態様においては、ＡＧＣ７，位相シフタ１１および遅延制御部１４について一体としたモジュール１５Ｂをそなえている。この場合のモジュール１５Ｂは、多値位相変調光に由来する、アナログ電気信号の同相信号および直交信号の増幅処理を行なう信号増幅装置である。
また、図８に例示する態様においては、ツインＰＤ５，ＴＩＡ６，ＡＧＣ７，位相シフタ１１および遅延制御部１４について一体化したモジュール１５Ｃをそなえている。この場合のモジュール１５Ｃは、多値位相変調光に由来する、光信号の同相信号および直交信号について、光電変換処理によりそれぞれ電気信号に変換する光電変換装置である。
さらに、図９に例示する態様においては、各信号復調処理系１２Ｘ，１２Ｙごとにそなえられる受信フロントエンドモジュール１５Ｄに、位相シフタ１１および遅延制御部１４が一体化されたものである。図９に例示する受信フロントエンドモジュール（フロントエンド手段、受信装置）１５Ｄは、ＰＢＳ２で偏波分離された２つの直線偏波成分の一方を受信光信号として導入し、９０度ハイブリッド回路４において、外部に備えられた局部発振光源３ａからの局部発振光と混合するようになっている。
この他、受信フロントエンドモジュールとしては、例えば、ＰＢＳ２，局部発振光源３ａおよびスプリッタ３ｂとともに、２つの信号復調処理系１２Ｘ，１２Ｙの要素である、９０度ハイブリッド回路４，ツインＰＤ５，ＴＩＡ６，ＡＧＣ７，位相シフタ１１および遅延制御部１４が一体化されたものを用いることも可能である。
このように、第１実施形態によれば、多値位相変調通信システムの受信側において再生されるデータの信号品質を高めることができる利点がある。
［２］第２実施形態の説明
図１０は第２実施形態を示す図である。図１０に例示する光受信機２０は、第１実施形態の場合と同様に、偏波多重された光信号の一の直線偏波成分についての信号復調処理系として適用可能である。又、偏波多重されていない多値位相変調光信号（例えば、ＤＱＰＳＫ光信号）について受信する受信機として適用することも可能である。
図１０に示す光受信機２０においては、前述の第１実施形態とは異なり、ダイレクト受信方式で、多値位相変調された光信号を強度変調信号に変換する。即ち、第１実施形態の場合と異なり、局部発振光源および９０度ハイブリッドはそなえられず、遅延干渉計２１がそなえられる。尚、図１０中において図３と同一の符号は同様の部分を示している。
ここで、遅延干渉計２１は、多値位相変調光信号を入力されて、遅延干渉処理により、同相信号（Ｉ信号）および直交信号（Ｑ信号）を出力する。この同相信号および直交信号は、多値位相変調光信号について、強度変調された光信号に変換されたものととらえることができ、それぞれ、信号光と位相共役光の２出力とすることができる。
遅延干渉計２１から出力される同相信号および直交信号は、それぞれ、第１実施形態の場合と同様に、ツインＰＤ５Ｉ，５Ｑで受光され、ＴＩＡ６Ｉ，６Ｑで電圧信号として出力され、ＡＧＣ７Ｉ，７Ｑで増幅される。そして、遅延制御部１４からの制御を受ける位相シフタ１１Ｉ，１１Ｑで、それぞれＡＧＣ７Ｉ，７Ｑからの同相信号および直交信号について位相シフトを行なってＡＤＣ８Ｉ，８Ｑに導く。これにより、前述の第１実施形態の場合と同様、ＡＤＣ８Ｉに入力される同相信号と、ＡＤＣ８Ｑに入力される直交信号と、の遅延差は最適となり、再生されるデータの品質を最適にすることができる。
なお、図１０に例示するように、遅延干渉計２１，ツインＰＤ５Ｉ，５Ｑ，ＴＩＡ６Ｉ，６ＱおよびＡＧＣ７Ｉ，７Ｑについては、一体化して受信フロントエンド２２とすることができる。
その他、位相シフタ１１Ｉ，１１Ｑおよび位相制御部１４については、例えば前述の図５〜図９に示すような態様のモジュール化を適用することができる。
［３］第３実施形態の説明
図１１は第３実施形態を示す図である。図１１に例示するコヒーレント受信機３０は、第１実施形態の場合と同様の光信号を受信するが、位相シフタ１１Ｉ，１１Ｑの配置が第１実施形態の場合と異なるものである。尚、図１１中、図３と同一の符号はほぼ同様の要素である。即ち、図１１に例示するコヒーレント受信機３０においては、位相シフタ１１ＩについてＴＩＡ６ＩおよびＡＧＣ７Ｉの間に、位相シフタ１１ＱについてＴＩＡ６ＱおよびＡＧＣ７Ｑの間に、それぞれ介装される。
すなわち、遅延器の一例である位相シフタ１１Ｉ，１１Ｑは、それぞれ、ＡＧＣ７Ｉ，７Ｑでの増幅処理の前段において、同相信号および直交信号のうちの少なくとも一方（この場合は双方）について可変時間の遅延を付与する。
このようにしても、第１実施形態の場合と同様の利点を得ることができる。
なお、位相シフタ１１Ｉ，１１Ｑおよび位相制御部１４については、一体化してもよいし、その他、前述の図５〜図９に例示するような態様に準じた種々のモジュール化を適用することができる。
［４］第４実施形態の説明
図１２は第４実施形態を示す図である。図１２に例示するコヒーレント受信機４０は、第１実施形態の場合と同様の光信号を受信する。第１実施形態の場合と相違する点は、位相シフタ１１Ｉ，１１Ｑ（図３参照）に代えて、可変光遅延器４１Ｉを９０度ハイブリッド回路４とツインＰＤ５Ｉとの間に、可変光遅延器４１Ｑを９０度ハイブリッド回路４とツインＰＤ５Ｑとの間に、それぞれ介装するとともに、可変光遅延器４１Ｉ，４１Ｑでの各遅延量を制御する遅延制御部４２をそなえている点である。尚、図３と同一の符号はほぼ同様の部分を示す。
可変光遅延器４１Ｉ，４１Ｑは、空間光学系または平面光波回路（Planer Lightwave Circuit：ＰＬＣ）を用いた可変光遅延器を適用することができる。可変光遅延器４１Ｉ，４１Ｑとしては、９０度ハイブリッド回路４と一体に組み込むことも可能である。
遅延制御部４２においては、モニタ部９ｂでモニタされた指標値に基づいて、各可変光遅延器４１Ｉ，４１Ｑへの光遅延量について、第１実施形態の場合に準じて、個別に制御することができる。例えば、所定刻み幅だけ光遅延量を変動させた場合のモニタ部９ｂからの指標値が良好な側に、遅延量を更に変動させて、最適な指標値を有する光遅延量を探索する山登り法等の手法を採用する。これにより、指標値を適切にする可変光遅延器４１Ｉ，４１Ｑでの光遅延量を与えることができる。
このようにしても、第１実施形態の場合と同様の利点を得ることができる。
なお、可変光遅延器４１Ｉ，４１Ｑについては、前述の図９に準じて各要素が一体化された光フロントエンド装置又は光電変換装置とすることができる。又は、９０度ハイブリッド回路４，ＶＯＡ４１Ｉ，４１Ｑ，ツインＰＤ５Ｉ，５Ｑおよび遅延制御部４２を少なくとも一体化された光電変換装置とすることもできる。
［５］第５実施形態の説明
図１３は第５実施形態を示す図である。図１３に例示するコヒーレント受信機５０は、第１実施形態の場合と同様の光信号を受信する。又、コヒーレント受信機５０は、ＰＢＳ２，局部発振光源３ａおよびスプリッタ３ｂとともに、第１実施形態の場合と同等の要素４−８，１１を含む信号復調処理系５２Ｘ，５２Ｙをそなえる。即ち、位相シフタ１１ＩがＡＧＣ７ＩとＡＤＣ８Ｉとの間に、位相シフタ１１ＱがＡＧＣ７ＱとＡＤＣ８Ｑとの間に、それぞれ介装される。
しかし、信号復調処理系５２Ｘ，５２Ｙは、それぞれ、第１実施形態とは相違する遅延制御部５４およびＤＳＰ９Ａを含む。
遅延制御部５４は、ＯＴＮ（Optical Transport Network）フレーマー５１において信号品質の指標値となる値をモニタするモニタ部５１Ｘ，５１Ｙからのモニタ結果に基づいて位相シフタ１１Ｉ，１１Ｑでの位相シフト量を制御する。これにより、第１実施形態の場合と異なり、モニタ部９ｂとしての機能を不要としたＤＳＰ９Ａ（図１参照）を適用することが可能である。
ＯＴＮフレーマー５１は、コヒーレント受信機５０で受信する光信号から再生されたデータを用いて、多重フレームであるＯＴＮフレームについて終端処理を行なう。モニタ部５１Ｘ，５１Ｙは、それぞれ、信号復調処理系５２Ｘ，５２Ｙからの再生データを用いたＯＴＮフレームの終端処理において、それぞれの再生データについての信号品質を、前述の指標値としてモニタする。
これにより、例えば、信号復調処理系５２Ｘに着目すると、当該信号復調処理系５２Ｘの遅延制御部５４においては、モニタ部５１Ｘからのモニタ結果に基づいて、所期の信号品質が得られるように、位相シフタ１１Ｉ，１１Ｑの位相シフト量を制御できる。信号復調処理系５２Ｙの遅延制御部５４においても同様である。
このようにしても、第１実施形態の場合と同様の利点を得ることができる。
その他、位相シフタ１１Ｉ，１１Ｑおよび遅延制御部５４に関して、前述の図５〜図９に例示するような態様に準じた種々のモジュール化を適用することができる。
［６］第６実施形態の説明
図１４は第６実施形態を示す図である。図１４に例示するコヒーレント受信機６０においても、第１実施形態の場合と同様の光信号を受信する。又、コヒーレント受信機６０は、ＰＢＳ２，局部発振光源３ａおよびスプリッタ３ｂとともに、第１実施形態の場合と同等の要素４−８，１１を含む信号復調処理系６２Ｘ，６２Ｙをそなえる。即ち、位相シフタ１１ＩがＡＧＣ７ＩとＡＤＣ８Ｉとの間に、位相シフタ１１ＱがＡＧＣ７ＱとＡＤＣ８Ｑとの間に、それぞれ介装される。
ここで、信号復調処理系６２Ｘ，６２Ｙは、それぞれ、第１実施形態とは相違する遅延制御部６４およびＤＳＰ９Ｃを含む。
ＤＳＰ９Ｃは、第１実施形態のＤＳＰ９Ｂと同様、信号処理部９Ｉ，９Ｑおよびデータ再生部９ａをそなえるが、第１実施形態のＤＳＰ９Ｂが有するモニタ部９ｂとは異なるモニタ部９ｃをそなえる。
モニタ部９ｃは、信号処理部９Ｉ，９Ｑにおいてそれぞれ波形歪みを補償した後の同相信号および直交信号の相関をモニタするもので、例えば、乗算器９ｃ−１，平均化回路９ｃ−２およびデジタル／アナログ変換器（ＤＡＣ）９ｃ−３をそなえる。
すなわち、後述の式（３）に例示するように、信号処理部９Ｉ，９Ｑからそれぞれ出力される同相信号，直交信号の乗算を乗算器９ｃ−１で行なうとともに、乗算器９ｃ−１での乗算結果について時間平均をとった積算値を算出する。これにより、式（３）に例示するような相関値を得る。ＤＡＣ９ｃ−３は、上述の乗算器９ｃ−１および平均化回路９ｃ−２で積算された相関値についてアナログ信号に変換して、遅延制御部６４に出力する。
遅延制御部６４は、モニタ部９ｃにおけるＤＡＣ９ｃ−３からのアナログ信号の相関値をモニタ結果として受け取って、この相関値に基づいてＰＳ１１Ｉ，１１Ｑにおける位相シフト量を制御する。
たとえば、信号復調処理系６２Ｘに着目すると、信号処理部９Ｉ，９Ｑからそれぞれ出力される信号Ｉｘ，Ｑｘは、例えば式（１），（２）のようにそれぞれ表すことができる。尚、式（１），（２）において、EとEＬＯはそれぞれ信号光と局部発振光の電界、θはデータに相当する位相、ωは信号光と局部発振光の周波数差、Tは実数成分（Ｉｘ）と虚数成分（Ｑｘ）との遅延差を示す。
Figure 2010161721
相関値積算部９ｃ−１で演算する相関値ｒは、信号処理部９Ｉ，９Ｑから出力される信号Ｉｘ，Ｑｘを用いて式（３）のように表される。ここで、データに相当する位相の発生確率が等しいとすると、相関値ｒは、式（４）のように、遅延差Ｔに依存して変動する値を有するととらえることができる。式（４）におけるE，EＬＯ，ωは一定の値をとるととらえることができるからである。
Figure 2010161721
すなわち、遅延制御部６４においては、モニタ部９ｃからの相関値を、上述の遅延差をあらわすモニタ結果として受け取って、受け取った相関値ｒが例えば０となるように位相シフタ１１Ｉ，１１Ｑの位相シフト量を制御する。信号復調処理系６２Ｙの遅延制御部６４においても同様である。
換言すれば、モニタ部９ｃは、信号処理部９Ｉ，９Ｑからの出力から、ＡＤＣ８Ｉ，８Ｑへの同相信号および直交信号の入力タイミングのずれ（又はデータ再生後の信号品質）の指標値をモニタするモニタ手段の一例である。又、遅延制御部６４は、モニタ部９ｃからの出力に基づいて、位相シフタ１１Ｉ，１１Ｑにおける遅延量を制御する遅延制御手段の一例である。
このようにしても、第１実施形態の場合と同様の利点を得ることができる。
その他、位相シフタ１１Ｉ，１１Ｑおよび遅延制御部６４に関して、前述の図５〜図９に例示するような態様に準じた種々のモジュール化を適用することができる。
［７］第７実施形態の説明
図１５は第７実施形態を例示する図である。図１５に例示するコヒーレント受信機７０においても、第１実施形態の場合と同様の光信号を受信するため、ＰＢＳ２，局部発振光源３ａおよびスプリッタ３ｂとともに、同等の要素４−９Ｂ，１１を含む信号復調処理系７２Ｘ，７２Ｙをそなえる。
ここで、信号復調処理系７２Ｘ，７２Ｙは、それぞれ、第１実施形態とは相違し、ディザリングを用いた態様で位相シフタ１１Ｉ，１１Ｑの遅延量を制御する。このため、信号復調処理系７２Ｘ，７２Ｙは、低周波信号発振源７５，低周波重畳器７６，同期検波部７７および遅延制御部７４を含む。
低周波信号発振源７５は、位相シフタ１１Ｉでの位相シフト量に揺らぎを与えるための低周波信号を発生させる。低周波重畳器７６は、遅延制御部７４から位相シフタ１１Ｉへの位相シフト量の制御信号に低周波信号発振源７５からの低周波信号を重畳させる。これにより、位相シフタ１１Ｉにおいては、ＡＧＣ７Ｉからの同相アナログ信号について、揺らぎが与えられた位相シフト量を与える。
上述のごとく位相シフト量に揺らぎが与えられると、モニタ部９ｂにおいては、再生データの信号品質のモニタ結果として、位相シフト量の揺らぎが反映された値が出力される。同期検波部７７は、低周波信号発信源７５からの低周波信号とともに、モニタ部９ｂからのモニタ結果を受けて、モニタ結果に含まれる、低周波信号発信源７５からの低周波信号成分またはその高調波成分を同期検波により抽出する。
遅延制御部７４は、同期検波部７７により抽出された低周波信号成分またはその高調波成分に基づいて、位相シフタ１１Ｉ，１１Ｑへの位相シフト量を制御する。図１６は、遅延制御部７４による位相シフト量の制御についての説明図である。例えばモニタ部９ｂにおいてＢＥＲやエラーカウント値をモニタする場合には、この図１６のＭに示すように、ＡＤＣ８Ｉ，８Ｑへの同相信号および直交信号の遅延差がｄ１の場合にモニタ値は極小となる一方、遅延差がｄ１から離れるに従いモニタ値は大きくなる。
ここで、低周波重畳器７６において、遅延制御部７４から位相シフタ１１Ｉへの位相シフト量の制御信号に、低周波信号発信源７５からの周波数ｆ０の低周波信号を重畳させる。これにより、位相シフタ１１Ｉ，１１Ｑでの位相シフトにより、ＡＤＣ８Ｉ，８Ｑに入力される信号間の遅延差も揺らぐ。このとき、その揺らぎの中心となる遅延量に応じて、モニタ部９ｂからのモニタ結果に含まれる低周波成分が変動する。
たとえば、ＡＤＣ８Ｉ，８Ｑに入力される信号間の遅延差が、ｄ１から離れたｄ２を中心に周波数ｆ０で揺らぐ場合には、モニタ部９ｂでのモニタ結果には、Ｍ１に例示するような周波数ｆ０で変動する成分が２ｆ０成分よりも支配的に含まれるようになる。これに対し、ＡＤＣ８Ｉ，８Ｑに入力される信号間の遅延差が、ｄ１を中心に周波数ｆ０で揺らぐ場合には、モニタ部９ｂでのモニタ結果には、Ｍ２に示すような周波数２ｆ０で変動する成分がｆ０成分よりも支配的に含まれるようになる。
すなわち、遅延制御部７４においては、同期検波部７７からのモニタ結果から抽出される低周波成分ｆ０が、最小となる方向に位相シフタ１１Ｉ，１１Ｑでの遅延量を制御することで、ＡＤＣ８Ｉ，８Ｑに入力される信号間の遅延差を最適化できる。又は、同期検波部７７からのモニタ結果から抽出される、低周波ｆ０の高調波成分２ｆ０が、最大となる方向に位相シフタ１１Ｉ，１１Ｑでの遅延量を制御することで、ＡＤＣ８Ｉ，８Ｑに入力される信号間の遅延差を最適化できる。
したがって、前述の第１実施形態の場合と同様の利点を得ることができる。
なお、上述のコヒーレント受信機７０においては、位相シフタ１１Ｉに与えられる制御信号に低周波信号ｆ０が重畳されているが、この他に、位相シフタ１１Ｑに与えられる制御信号に低周波信号ｆ０を重畳することとしてもよい。
その他、位相シフタ１１Ｉ，１１Ｑおよび遅延制御部７４に関して、前述の図５〜図９に例示するような態様に準じた種々のモジュール化又を適用することができる。
［８］第８実施形態の説明
図１７は第８実施形態を例示する図である。図１７に例示するコヒーレント受信機８０においても、第７実施形態の場合と同様の光信号を受信するため、ＰＢＳ２，局部発振光源３ａおよびスプリッタ３ｂとともに、既出の符号４−９Ｂ，１１で示す要素を含む信号復調処理系８２Ｘ，８２Ｙをそなえる。
ここで、信号復調処理系８２Ｘ，８２Ｙは、ともに第７実施形態に示すものとは相違する。即ち、互いに位相が反転した低周波信号を、それぞれ、位相シフタ１１Ｉ，１１Ｑへの制御信号に重畳するようなっている。このため、信号復調処理系８２Ｘ，８２Ｙは、前述の第７実施形態の場合と同様の遅延制御部７４，低周波信号発振源７５，同期検波部７７をそなえるとともに、位相反転部８６および低周波重畳器８７Ｉ，８７Ｑをそなえる。
低周波重畳器８７Ｉは、低周波信号発信源７５からの低周波信号を、遅延制御部７４からの位相シフタ１１Ｉへの制御信号に重畳する。位相反転部８６は、低周波信号発信源８５にて発生された低周波信号ｆ０の位相を反転させて、低周波重畳器８７Ｑに出力する。これにより、低周波重畳器８７Ｉ，８７Ｑにおいては、それぞれ、位相シフタ１１Ｉ，１１Ｑに供給される位相シフトのための制御信号に、互いに位相が反転した低周波信号を重畳する。即ち、位相シフタ１１Ｉ，１１Ｑにおいては、それぞれ、ＡＧＣ７Ｉ，７Ｑからの同相アナログ信号について、互いに位相が反転する低周波信号で揺らぎが与えられた位相シフト量が与えられる。
遅延制御部７４においては、上述のごとく位相シフト量に揺らぎが与えられることで、第７実施形態の場合とほぼ同様に、ＡＤＣ８Ｉ，８Ｑに入力される信号間の遅延差を最適化できる。従って、前述の第１実施形態の場合と同様の利点を得ることができる。
さらに、低周波重畳器８７Ｉ，８７Ｑにおいて、それぞれ、位相シフタ１１Ｉ，１１Ｑに対し互いに位相が反転した低周波信号を重畳することによって、制御時に実数成分と虚数成分の遅延の変動が相殺し、同相信号および直交信号間での遅延の平均量はほぼ一定に安定させることができる。これにより、ＤＳＰ９Ｂで実数成分（同相信号）と虚数成分（直交信号）の平均値からクロック抽出等の処理を行う際には、上述のごとき遅延量制御のためのディザリングの影響を抑圧させることが可能となる。
［９］第９実施形態の説明
図１８は第９実施形態を示す図である。図１８に例示するコヒーレント受信機９０は、第１実施形態の場合と同様の光信号を受信するため、ＰＢＳ２，局部発振光源３ａおよびスプリッタ３ｂとともに、各実施形態の場合とは異なる信号復調処理系９２Ｘ，９２Ｙをそなえる。
この信号復調処理系９２Ｘ，９２Ｙは、ともに、既出の符号４−８，９Ａ，１１で示す要素を含むが、更に温度モニタ９３Ｉ，９３Ｑおよび遅延制御部９４をそなえる。以下、信号復調処理系９２Ｘに着目して説明するが、信号復調処理系９２Ｙについても同様の説明が可能である。
ここで、信号復調処理系９２Ｘに関し、温度モニタ９３Ｉは、同相信号についての要素４Ｉ〜７Ｉおよびこれら相互の接続箇所における温度特性についてモニタする。同様に、温度モニタ９３Ｑは、直交信号についての要素４Ｑ〜７Ｑおよびこれら相互の接続箇所における温度特性についてモニタする。そして、温度モニタ９３Ｉ，９３Ｑにてそれぞれモニタされた温度特性情報は遅延制御部９４に出力されるようになっている。
遅延制御部９４は、温度モニタ９３Ｉ，９３Ｑからの温度モニタ値およびＡＧＣ７Ｉ，７Ｑから利得値を受けると、位相シフタ１１Ｉ，１１Ｑについて適切な位相シフト量となるように制御する。このため、遅延制御部９４は、例えばテーブル９４ａをそなえる。
テーブル９４ａは、同相信号および直交信号を伝搬させる電気素子５〜７およびこれら相互の接続箇所における温度特性およびＡＧＣ７Ｉ，７Ｑからの利得値に応じた位相シフタ１１Ｉ，１１Ｑへの遅延量（位相シフト量）に関する情報の対応について記憶する。即ち、テーブル９４ａには、位相シフタ１１Ｉ，１１Ｑへの制御量として、電気素子５−７の温度特性やＡＧＣ７の利得特性に応じて、ＡＤＣ８Ｉ，８Ｑに入力される同相アナログ信号および直交アナログ信号の遅延差が適切（例えば最小）となる値が記憶される。
そして、遅延制御部９４は、温度モニタ９３Ｉ，９３Ｑからのモニタ結果を受けるとともに、ＡＧＣ７Ｉ，７Ｑから自動利得制御にかかる利得値を受ける。そして、上述のモニタ結果および利得値に対応する、位相シフタ１１Ｉ，１１Ｑの双方又は一方の遅延量をテーブル９４ａから抽出する。更に、テーブル９４ａから抽出した遅延量により位相シフタ１１Ｉ，１１Ｑを制御している。これにより、ＡＤＣ８Ｉ，８Ｑに入力される同相アナログ信号および直交アナログ信号の遅延差を適切に制御することができる。
したがって、この場合においても、第１実施形態の場合と同様の利点がある。
その他、位相シフタ１１Ｉ，１１Ｑおよび遅延制御部９４に関して、前述の図５〜図９に例示するような態様に準じた種々のモジュール化を適用することができる。
［１０］第１０実施形態の説明
図１９は第１０実施形態を示す図である。図１９に例示するコヒーレント受信機１００は、第１実施形態の場合と同様の光信号を受信するため、ＰＢＳ２，局部発振光源３ａおよびスプリッタ３ｂとともに、各実施形態の場合とは異なる信号復調処理系１０２Ｘ，１０２Ｙをそなえる。
この信号復調処理系１０２Ｘ，１０２Ｙは、ともに、既出の符号４−６，８，９Ｂで示す要素を含むが、ＡＧＣ１０３Ｉ，１０３Ｑ，可変減衰器（Variable Attenuator：ＶＡＴ）１０４Ｉ，１０４Ｑおよび遅延制御部１０５をそなえる。以下、信号復調処理系１０２Ｘに着目して説明するが、信号復調処理系１０２Ｙについても同様の説明が可能である。
ここで、信号復調処理系１０２Ｘに関し、ＡＧＣ１０３Ｉ，１０３Ｑは、それぞれ、遅延制御部１０５からの自動利得制御を受けて、ＴＩＡ６Ｉ，６Ｑからの同相信号，直交信号について増幅する。ＡＧＣ１０３Ｉ，１０３Ｑは、それぞれの利得設定値の相違によって、出力信号に遅延時間差が生じうる。第１０実施形態においては、ＡＧＣ１０３Ｉ，１０３Ｑに対して個別に利得を設定することにより、出力される同相信号と直交信号との間の遅延差を最適（例えば遅延差０）となるようにしている。
また、ＶＡＴ１０４Ｉ，１０４Ｑは、それぞれ、遅延制御部１０５からの制御を受けて、ＡＧＣ１０３Ｉからの同相信号，ＡＧＣ１０３Ｑからの直交信号を可変減衰制御する。同相信号および直交信号は、ＡＧＣ１０３Ｉ，１０３Ｑにおいて遅延量制御のために制御された利得で増幅されているが、ＶＡＴ１０４Ｉ，１０４Ｑで信号を可変減衰させて、ＡＧＣ１０３Ｉ，１０３Ｑ間の利得の相違によるレベルの相違を抑制する。
遅延制御部１０５においては、ＤＳＰ９Ｂにおけるモニタ部９ｂから受け取るモニタ値に基づいて、ＡＧＣ１０３Ｉ，１０３Ｑに対する利得を制御する。これにより、ＡＤＣ８Ｉ，８Ｑに入力される同相アナログ信号および直交アナログ信号間の遅延量を最適（例えば０）としている。又、このモニタ値に基づき、上述のＡＧＣ１０３Ｉ，１０３Ｑへの利得制御に伴って、ＶＡＴ１０４Ｉ，１０４Ｑに対する可変減衰量を制御する。これにより、ＡＤＣ８Ｉ，８Ｑに入力される同相アナログ信号および直交アナログ信号間のレベル差を最適（例えばほぼ同等）としている。
したがって、この場合においても、第１実施形態の場合と同様の利点がある。
その他、ＡＧＣ１０３Ｉ，１０３Ｑ，ＶＡＴ１０４Ｉ，１０４Ｑおよび遅延制御部１０５に関して、前述の図５〜図９に例示するような態様に準じた種々のモジュール化を適用することができる。
［１１］第１１実施形態の説明
図２０は第１１実施形態を示す図である。図２０に例示するコヒーレント受信機１１０は、第１０実施形態の場合と同様の光信号を受信するため、ＰＢＳ２，局部発振光源３ａおよびスプリッタ３ｂとともに、第１０実施形態の場合とは異なる信号復調処理系１１２Ｘ，１１２Ｙをそなえる。
この信号復調処理系１１２Ｘ，１１２Ｙは、それぞれ、前述の第１０実施形態の場合におけるＶＡＴ１０４Ｉ，１０４Ｑに代えて、光可変減衰器（Variable Optical Attenuator：ＶＯＡ）１１３Ｉ，１１３Ｑおよび遅延制御部１１４をそなえる。他の符号４〜６，８，９，１０３で示す要素については前述の第１０実施形態におけるものと基本的に同様である。以下、信号復調処理系１１２Ｘに着目して説明するが、信号復調処理系１１２Ｙについても同様の説明が可能である。
信号復調処理系１１２Ｘに関し、ＶＯＡ１１３Ｉ，１１３Ｑは、それぞれ、９０度ハイブリッド回路４とツインＰＤ５Ｉ，５Ｑとの間に介装される。ＶＯＡ１１３Ｉは、９０度ハイブリッド回路４からの同相光信号について、遅延制御部１１４からの制御に基づいて可変減衰してツインＰＤ５Ｉに導く。同様に、ＶＯＡ１１３Ｑは、９０度ハイブリッド回路４からの直交光信号について、遅延制御部１１４からの制御に基づいて可変減衰してツインＰＤ５Ｑに導く。
そして、遅延制御部１１４においては、ＤＳＰ９Ｂにおけるモニタ部９ｂから受け取るモニタ値に基づいて、ＡＧＣ１０３Ｉ，１０３Ｑに対する利得を制御する。これにより、ＡＤＣ８Ｉ，８Ｑに入力される同相アナログ信号および直交アナログ信号間の遅延量を最適（例えば０）としている。
また、遅延制御部１１４は、モニタ部９ｂからのモニタ値に基づき、上述のＡＧＣ１０３Ｉ，１０３Ｑへの利得制御に伴い、ＶＯＡ１１３Ｉ，１１３Ｑに対する光可変減衰量を制御する。これにより、ＡＤＣ８Ｉ，８Ｑに入力される同相アナログ信号および直交アナログ信号間のレベル差を抑制することができるようになる。
したがって、この場合においても、前述の第１実施形態の場合と同様の利点を得ることができる。
［１２］その他
上述した実施形態にかかわらず、各実施形態の態様を組み合わせる等、種々変形して実施することが可能である。
たとえば、上述の各実施形態においては、直交する２つの直線偏波成分に多値位相変調信号を多重するＤＰ−（Ｄ）ＱＰＳＫ（Dual Polarization-(Differential) Phase Shift Keying）方式の受信機について開示している。しかしながら、偏波多重を適用しないSingle Polarization方式や、４値よりも多値の位相変調方式を採用して、各実施形態の態様に準じた受信機とすることもできる。
また、図１０に例示するダイレクト受信方式を、他の実施形態の態様に適用することとしてもよい。
また、上述の各実施形態においては、同相信号および直交信号の双方について遅延量を与えているが、直交信号および同相信号のいずれか一方に対して遅延量を与えるようにしてもよい。
また、例えば９０度ハイブリッド回路４の出力からＡＤＣ８Ｉ，８Ｑまでの各要素における遅延時間の温度依存性を抑圧させるために、温度モニタに応じて目標温度に安定させる温度制御素子を適用することも有用である。即ち、温度制御素子での温度制御により、上述のＡＤＣ８Ｉ，８Ｑに入力される同相アナログ信号および直交アナログ信号の遅延差を抑制させることができる。
［１３］付記
（付記１）
多値位相変調光を復調して得られる同相信号と直交信号とをデジタル信号に変換するアナログ／デジタル変換器、および、該アナログ／デジタル変換器からの前記デジタル信号についてデジタル信号処理を行なってデータを再生するプロセッサと、共に使用されうる遅延処理装置であって、
同相信号および直交信号の少なくとも一方について遅延量を与える遅延器と、
アナログ／デジタル変換器で、該遅延器で前記少なくとも一方に遅延量が与えられた前記同相信号および前記直交信号がデジタル信号に変換され、プロセッサでデジタル信号処理が行なわれたときの信号の品質をもとに、該遅延器での遅延量を制御する遅延制御手段と、をそなえる、ことを特徴とする遅延処理装置。
（付記２）
該遅延制御手段は、前記信号処理を行なって算出された信号の品質をもとに前記遅延量を制御する、ことを特徴とする、付記１記載の遅延処理装置。
（付記３）
該遅延制御手段は、前記信号処理を行なった結果として、前記デジタル信号に変換された前記同相信号および前記直交信号の相関値をプロセッサから受け取り、前記相関値をもとに前記遅延量を制御する、ことを特徴とする、付記１記載の遅延処理装置。
（付記４）
該遅延器は、電気信号または光信号として入力される、前記同相信号および前記直交信号の少なくとも一方について、前記遅延が付与された電気信号または光信号を出力する、ことを特徴とする、付記１〜３のいずれか１項記載の遅延処理装置。
（付記５）
該遅延器は、前記同相信号および前記直交信号の少なくとも一方について、可変利得で増幅するとともに、前記利得に応じた時間の遅延を与える増幅器をそなえる、ことを特徴とする、付記１〜３のいずれか１項記載の遅延処理装置。
（付記６）
多値位相変調光を復調して得られる同相信号と直交信号とをデジタル信号に変換するアナログ／デジタル変換器、および、該アナログ／デジタル変換器からの前記デジタル信号についてデジタル信号処理を行ってデータを再生するプロセッサと、共に使用されるうる信号増幅装置であって、
アナログ電気信号の同相信号および直交信号を独立して増幅処理する増幅手段と、
前記増幅手段の前段または後段において、前記同相信号および前記直交信号のうちの少なくとも一方について遅延量を与える遅延器と、
アナログ／デジタル変換器で、該遅延器で前記少なくとも一方に遅延量が与えられた前記同相信号および前記直交信号がデジタル信号に変換され、プロセッサでデジタル信号処理が行なわれたときの信号の品質をもとに、該遅延器での遅延量を制御する遅延制御手段と、をそなえる、ことを特徴とする信号増幅装置。
（付記７）
多値位相変調光を復調して得られる同相信号と直交信号とをデジタル信号に変換するアナログ／デジタル変換器、および、該アナログ／デジタル変換器からの前記デジタル信号についてデジタル信号処理を行ってデータを再生するプロセッサと、共に使用されるうる光電変換装置であって、
同相信号および直交信号について、光電変換処理によりそれぞれ電気信号に変換する光電変換手段と、
前記光電変換処理を行なう前段または後段において、前記同相信号および前記直交信号のうちの少なくとも一方について遅延量を与える遅延器と、
アナログ／デジタル変換器で、該遅延器で前記少なくとも一方に遅延量が与えられた前記同相信号および前記直交信号がデジタル信号に変換され、プロセッサでデジタル信号処理が行なわれたときの信号の品質をもとに、該遅延器での遅延量を制御する遅延制御手段と、をそなえる、ことを特徴とする光電変換装置。
（付記８）
多値位相変調光を復調して得られるデジタル信号の同相信号および直交信号について、デジタル信号処理を行ってデータを再生するプロセッサと、共に使用されるうるアナログ／デジタル変換装置であって、
同相信号および直交信号について、アナログ／デジタル変換処理によりそれぞれデジタル電気信号に変換するアナログ／デジタル変換手段と、
前記アナログ／デジタル変換処理を行なう前段において、前記アナログ電気信号の前記同相信号および前記直交信号のうちの少なくとも一方について遅延量を与える遅延器と、
該アナログ／デジタル変換手段で、該遅延器で前記少なくとも一方に遅延量が与えられた前記同相信号および前記直交信号についてデジタル信号に変換され、プロセッサでデジタル信号処理が行なわれたときの信号の品質をもとに、該遅延器での遅延量を制御する遅延制御手段と、をそなえる、ことを特徴とするアナログ／デジタル変換装置。
（付記９）
多値位相変調光を受信して同相信号および直交信号を出力する受信手段と、
該受信手段からの前記同相信号および前記直交信号のうちの少なくとも一方について遅延量を与える遅延器と、
該遅延器で前記少なくとも一方に遅延量が与えられた前記同相信号および前記直交信号についてアナログ／デジタル変換手段でデジタル信号に変換され、プロセッサでデジタル信号処理が行なわれたときの信号の品質をもとに、該遅延器での遅延量を制御する遅延制御手段と、をそなえる、ことを特徴とする受信装置。
（付記１０）
該受信手段は、前記同相信号および前記直交信号を光信号として出力する一方、
該遅延器は、前記光信号として入力される、前記同相信号および前記直交信号の少なくとも一方について、前記遅延量が与えられた光信号を出力し、
かつ、該遅延器で前記少なくとも一方に遅延量が与えられた前記同相信号および前記直交信号について、光電変換処理によりそれぞれアナログ電気信号として出力する光電変換手段をさらにそなえる、ことを特徴とする、付記９記載の受信装置。
（付記１１）
該受信手段から出力された光信号の同相信号および直交信号について、光電変換処理によりそれぞれアナログ電気信号に変換する光電変換手段と、
該光電変換手段からのアナログ電気信号の同相信号および直交信号の増幅処理を行なう増幅手段と、をそなえ、
該遅延器は、該増幅手段での前記増幅処理の前段のアナログ電気信号の同相信号および直交信号の少なくとも一方、又は、該増幅手段での前記増幅処理の後段のアナログ電気信号の同相信号および直交信号の少なくとも一方について、前記遅延量を与えることを特徴とする、付記９記載の受信装置。
（付記１２）
前記少なくとも一方に遅延量が与えられた、前記アナログ電気信号としての前記同相信号および前記直交信号について、それぞれデジタル信号に変換するアナログ／デジタル変換手段をさらにそなえる、ことを特徴とする、付記１０または１１記載の受信装置。
（付記１３）
該アナログ／デジタル変換手段にて前記デジタル信号として出力された前記同相信号および前記直交信号について、デジタル信号処理を行なうデジタル信号処理手段をそなえ、
該遅延制御手段は、該デジタル信号処理手段において前記信号処理を行なった結果をもとに、該遅延器での遅延量を制御する、ことを特徴とする、付記１２記載の受信装置。
（付記１４）
多値位相変調された光信号を入力してアナログ電気信号の同相信号および直交信号を出力するフロントエンド手段と、
前記同相信号と前記直交信号の少なくとも一方について遅延量を与える遅延器と、
該遅延器で前記少なくとも一方に遅延量が与えられた前記同相信号と前記直交信号とを入力する複数のアナログ／デジタル変換手段と、
該アナログ／デジタル変換手段からの出力についてデジタル信号処理を行なうデジタル信号処理手段と、
該デジタル信号処理手段で前記デジタル信号処理が行なわれた結果をもとに、該遅延器の遅延量を制御する遅延制御手段と、をそなえる、ことを特徴とする受信装置。
（付記１５）
該デジタル信号処理手段は、
該アナログ／デジタル変換手段からの前記同相信号と前記直交信号に応じた出力について波形歪みを補償する処理を行なう歪み補償処理手段と、
該歪み補償処理手段からの出力をもとにデータ再生を行なうデータ再生手段と、
該歪み補償処理手段からの出力か又は該データ再生手段からの出力から、該アナログ／デジタル変換手段への前記同相信号および前記直交信号の入力タイミングのずれの指標値をモニタするモニタ手段と、をそなえ、
該遅延制御手段は、該モニタ手段からの出力に基づいて、前記遅延量を制御する、ことを特徴とする、付記１４記載の受信装置。
（付記１６）
多値位相変調光を受信して同相信号および直交信号を光信号として出力する受信手段と、
該受信手段から出力された光信号の同相信号および直交信号について、光電変換処理によりそれぞれアナログ電気信号に変換する光電変換手段と、
該光電変換手段からのアナログ電気信号の同相信号および直交信号の増幅処理を行なう増幅手段と、をそなえ、
該受信手段からの前記同相信号および前記直交信号のうちの少なくとも一方について遅延量を与える遅延器と、
該光電変換手段および該増幅手段における温度をモニタする温度モニタと、
該光電変換手段および該増幅手段における温度とともに、該増幅手段における利得に対応して、該遅延器での前記同相信号および前記直交信号のうちの少なくとも一方について設定すべき遅延量に関する情報について記憶しておき、該温度モニタからのモニタ結果および該増幅手段における前記利得に対応する遅延量に関する情報を前記記憶から抽出し、前記抽出した遅延量により該遅延器を制御する遅延制御部と、をそなえたことを特徴とする、受信装置。
（付記１７）
多値位相変調光を受信して同相信号および直交信号を出力し、
前記同相信号および前記直交信号のうちの少なくとも一方について遅延量を与え、
前記少なくとも一方に遅延量が与えられた前記同相信号および前記直交信号についてデジタル信号に変換して信号処理を行ない、
前記信号処理を行なった結果をもとに、前記与える遅延量を制御する、ことを特徴とする受信方法。
（付記１８）
多値位相変調光に由来する同相信号および直交信号の少なくとも一方について可変時間の遅延を付与する遅延手段と、
該遅延手段で前記遅延が付与された信号を含む前記同相信号および前記直交信号についてデジタル信号に変換されて信号処理が行なわれた結果をもとに、該遅延手段での遅延量を制御する遅延制御手段と、をそなえる、ことを特徴とする遅延処理装置。
（付記１９）
多値位相変調光に由来する、アナログ電気信号の同相信号および直交信号の増幅処理を行なう増幅手段と、
前記増幅処理を行なう前段または後段において、前記同相信号および前記直交信号のうちの少なくとも一方について可変時間の遅延を付与する遅延手段と、
該遅延手段で前記遅延が付与された信号を含む前記同相信号および前記直交信号についてデジタル信号に変換されて信号処理が行なわれた結果をもとに、該遅延手段での遅延量を制御する遅延制御手段と、をそなえる、ことを特徴とする信号増幅装置。
（付記２０）
多値位相変調光に由来する、光信号の同相信号および直交信号について、光電変換処理によりそれぞれ電気信号に変換する光電変換手段と、
前記光電変換処理を行なう前段または後段において、前記同相信号および前記直交信号のうちの少なくとも一方について可変時間の遅延を付与する遅延手段と、
該遅延手段で前記遅延が付与された信号を含む前記同相信号および前記直交信号についてデジタル信号に変換されて信号処理が行なわれた結果をもとに、該遅延手段での遅延量を制御する遅延制御手段と、をそなえる、ことを特徴とする光電変換装置。
１，１０，２０，３０，４０，５０，６７０，７０，８０，９０，１００，１１０ 光受信機
２ ＰＢＳ
２Ｘ，２Ｙ，１２Ｘ，１２Ｙ，５２Ｘ，５２Ｙ，６２Ｘ，６２Ｙ，７２Ｘ，７２Ｙ，８２Ｘ，８２Ｙ，９２Ｘ，９２Ｙ，１０２Ｘ，１０２Ｙ，１１２Ｘ，１１２Ｙ 信号復調処理系
３ａ 局部発振光源
３ｂ スプリッタ
４ ９０度ハイブリッド回路
５Ｉ，５Ｑ ツインＰＤ
６Ｉ，ＩＱ ＴＩＡ
７Ｉ，７Ｑ，１０３Ｉ，１０３Ｑ ＡＧＣ
８Ｉ，８Ｑ ＡＤＣ
９Ａ〜９Ｃ ＤＳＰ
９Ｉ，９Ｑ 信号処理部
９ａ データ再生部
９ｂ，９ｃ モニタ部
９ｃ−１ 乗算器
９ｃ−２ 平均化回路
９ｃ−３ ＤＡＣ
１１Ｉ，１１Ｑ 位相シフタ（遅延器）
１４，４２，５４，６４，７４，９４ 遅延制御部（遅延制御手段）
１５Ａ〜１５Ｄ モジュール
２１ 遅延干渉計
２２ 受信フロントエンド
４１Ｉ，４１Ｑ，１１３Ｉ，１１３Ｑ ＶＯＡ
７５ 低周波信号発振源
７６，８７Ｉ，８７Ｑ 低周波重畳器
７７ 同期検波部
８６ 位相反転部
９３Ｉ，９３Ｑ 温度モニタ
９４ａ テーブル
１０４Ｉ，１０４Ｑ ＶＡＴ

Claims (10)

  1. 多値位相変調光を復調して得られる同相信号と直交信号とをデジタル信号に変換するアナログ／デジタル変換器、および、該アナログ／デジタル変換器からの前記デジタル信号についてデジタル信号処理を行なってデータを再生するプロセッサと、共に使用されうる遅延処理装置であって、
    同相信号および直交信号の少なくとも一方について遅延量を与える遅延器と、
    アナログ／デジタル変換器で、該遅延器で前記少なくとも一方に遅延量が与えられた前記同相信号および前記直交信号がデジタル信号に変換され、プロセッサでデジタル信号処理が行なわれたときの信号の品質をもとに、該遅延器での遅延量を制御する遅延制御手段と、をそなえる、ことを特徴とする遅延処理装置。
  2. 該遅延制御手段は、前記信号処理を行なって算出された信号の品質をもとに前記遅延量を制御する、ことを特徴とする、請求項１記載の遅延処理装置。
  3. 該遅延制御手段は、前記信号処理を行なった結果として、前記デジタル信号に変換された前記同相信号および前記直交信号の相関値をプロセッサから受け取り、前記相関値をもとに前記遅延量を制御する、ことを特徴とする、請求項１記載の遅延処理装置。
  4. 多値位相変調光を復調して得られる同相信号と直交信号とをデジタル信号に変換するアナログ／デジタル変換器、および、該アナログ／デジタル変換器からの前記デジタル信号についてデジタル信号処理を行ってデータを再生するプロセッサと、共に使用されるうる信号増幅装置であって、
    アナログ電気信号の同相信号および直交信号を独立して増幅処理する増幅手段と、
    前記増幅手段の前段または後段において、前記同相信号および前記直交信号のうちの少なくとも一方について遅延量を与える遅延器と、
    アナログ／デジタル変換器で、該遅延器で前記少なくとも一方に遅延量が与えられた前記同相信号および前記直交信号がデジタル信号に変換され、プロセッサでデジタル信号処理が行なわれたときの信号の品質をもとに、該遅延器での遅延量を制御する遅延制御手段と、をそなえる、ことを特徴とする信号増幅装置。
  5. 多値位相変調光を復調して得られる同相信号と直交信号とをデジタル信号に変換するアナログ／デジタル変換器、および、該アナログ／デジタル変換器からの前記デジタル信号についてデジタル信号処理を行ってデータを再生するプロセッサと、共に使用されるうる光電変換装置であって、
    同相信号および直交信号について、光電変換処理によりそれぞれ電気信号に変換する光電変換手段と、
    前記光電変換処理を行なう前段または後段において、前記同相信号および前記直交信号のうちの少なくとも一方について遅延量を与える遅延器と、
    アナログ／デジタル変換器で、該遅延器で前記少なくとも一方に遅延量が与えられた前記同相信号および前記直交信号がデジタル信号に変換され、プロセッサでデジタル信号処理が行なわれたときの信号の品質をもとに、該遅延器での遅延量を制御する遅延制御手段と、をそなえる、ことを特徴とする光電変換装置。
  6. 多値位相変調光を復調して得られるデジタル信号の同相信号および直交信号について、デジタル信号処理を行ってデータを再生するプロセッサと、共に使用されるうるアナログ／デジタル変換装置であって、
    同相信号および直交信号について、アナログ／デジタル変換処理によりそれぞれデジタル電気信号に変換するアナログ／デジタル変換手段と、
    前記アナログ／デジタル変換処理を行なう前段において、前記アナログ電気信号の前記同相信号および前記直交信号のうちの少なくとも一方について遅延量を与える遅延器と、
    該アナログ／デジタル変換手段で、該遅延器で前記少なくとも一方に遅延量が与えられた前記同相信号および前記直交信号についてデジタル信号に変換され、プロセッサでデジタル信号処理が行なわれたときの信号の品質をもとに、該遅延器での遅延量を制御する遅延制御手段と、をそなえる、ことを特徴とするアナログ／デジタル変換装置。
  7. 多値位相変調光を受信して同相信号および直交信号を出力する受信手段と、
    該受信手段からの前記同相信号および前記直交信号のうちの少なくとも一方について遅延量を与える遅延器と、
    該遅延器で前記少なくとも一方に遅延量が与えられた前記同相信号および前記直交信号についてアナログ／デジタル変換手段でデジタル信号に変換され、プロセッサでデジタル信号処理が行なわれたときの信号の品質をもとに、該遅延器での遅延量を制御する遅延制御手段と、をそなえる、ことを特徴とする受信装置。
  8. 多値位相変調された光信号を入力してアナログ電気信号の同相信号および直交信号を出力するフロントエンド手段と、
    前記同相信号と前記直交信号の少なくとも一方について遅延量を与える遅延器と、
    該遅延器で前記少なくとも一方に遅延量が与えられた前記同相信号と前記直交信号とを入力する複数のアナログ／デジタル変換手段と、
    該アナログ／デジタル変換手段からの出力についてデジタル信号処理を行なうデジタル信号処理手段と、
    該デジタル信号処理手段で前記デジタル信号処理が行なわれた結果をもとに、該遅延器の遅延量を制御する遅延制御手段と、をそなえる、ことを特徴とする受信装置。
  9. 多値位相変調光を受信して同相信号および直交信号を光信号として出力する受信手段と、
    該受信手段から出力された光信号の同相信号および直交信号について、光電変換処理によりそれぞれアナログ電気信号に変換する光電変換手段と、
    該光電変換手段からのアナログ電気信号の同相信号および直交信号の増幅処理を行なう増幅手段と、をそなえ、
    該受信手段からの前記同相信号および前記直交信号のうちの少なくとも一方について遅延量を与える遅延器と、
    該光電変換手段および該増幅手段における温度をモニタする温度モニタと、
    該光電変換手段および該増幅手段における温度とともに、該増幅手段における利得に対応して、該遅延器での前記同相信号および前記直交信号のうちの少なくとも一方について設定すべき遅延量に関する情報について記憶しておき、該温度モニタからのモニタ結果および該増幅手段における前記利得に対応する遅延量に関する情報を前記記憶から抽出し、前記抽出した遅延量により該遅延器を制御する遅延制御部と、をそなえたことを特徴とする、受信装置。
  10. 多値位相変調光を受信して同相信号および直交信号を出力し、
    前記同相信号および前記直交信号のうちの少なくとも一方について遅延量を与え、
    前記少なくとも一方に遅延量が与えられた前記同相信号および前記直交信号についてデジタル信号に変換して信号処理を行ない、
    前記信号処理を行なった結果をもとに、前記与える遅延量を制御する、ことを特徴とする受信方法。
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