WO2013015391A1

WO2013015391A1 - 光受信器、それを用いた光受信装置、および光受信方法

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Publication number: WO2013015391A1
Application number: PCT/JP2012/069063
Authority: WO
Inventors: 隆史坪内; 鈴木　耕一
Original assignee: 日本電気株式会社
Priority date: 2011-07-25
Filing date: 2012-07-20
Publication date: 2013-01-31

Abstract

　差動信号形式による光受信器においては、正信号と補信号との不均衡による影響を補正することができず、受信特性が劣化するため、本発明の光受信方法は、差動信号を構成する正信号としての正相の光信号に基づいて正電流信号を生成し、正電流信号を電圧信号に変換して正電圧信号を生成し、正電圧信号をデジタル信号に変換してデジタル正電圧信号を生成し、差動信号を構成する補信号としての逆相の光信号に基づいて補電流信号を生成し、補電流信号を電圧信号に変換して補電圧信号を生成し、補電圧信号をデジタル信号に変換してデジタル補電圧信号を生成し、デジタル正電圧信号とデジタル補電圧信号を用いて、正信号と補信号との間の不均衡を補正することを含む。

Description

光受信器、それを用いた光受信装置、および光受信方法

　本発明は、光受信器、それを用いた光受信装置、および光受信方法に関し、特に、差動信号形式による光受信器、それを用いた光受信装置、および光受信方法に関する。

　インターネット内の情報量（トラフィック）の増大に伴い基幹伝送システムの更なる大容量化が求められている。大容量化とともに受信感度の向上が重要となっており、そのため、正信号と補信号を用いた差動信号形式による光受信器の開発が行われている。
　このような差動信号形式による光受信器の一例が特許文献１に記載されている。図８に、特許文献１に記載された関連する光受信器９００の構成を示す。関連する光受信器９００はデジタルコヒーレント受信方式を適用した光受信器であり、光ハイブリッド９１０、局部発振器（ＬＯ）９２０、受光部９３０、アナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ）９４０、およびデジタル信号処理部（ＤＳＰ）９５０を有する。
　光ハイブリッド９１０は、光伝送路を伝送した光信号を入力信号光として入力し、局部発振器（ＬＯ）９２０からの局部発振光と混合させて同相信号光（Ｉ）と直交位相信号光（Ｑ）を出力する。受光部９３０は、光ハイブリッド９１０で得られた信号光を、受光した信号光の振幅に応じた電気信号（アナログ電気信号）に変換する。ここで受光部９３０は一対のフォトダイオード（ツインフォトダイオード）と差動型のトランスインピーダンスアンプを備える。受光部９３０において、ツインフォトダイオードは同相信号光（Ｉ）と直交位相信号光（Ｑ）について正信号および補信号をそれぞれ受光する。トランスインピーダンスアンプはツインフォトダイオードの出力を電圧信号に変換し、差動信号としてアナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ）９４０に出力する。
　アナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ）９４０はそれぞれ、受光部９３０からのアナログ電気信号である同相信号光（Ｉ）および直交位相信号光（Ｑ）をデジタル信号に変換する。デジタル信号処理部（ＤＳＰ）９５０は、アナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ）９４０からのデジタル信号を用いて波形等化処理などの補正処理や復号処理を行なう。
　このような構成により、差動信号形式による関連する光受信器９００によれば、受信電気信号における雑音成分が相殺されるので、良好な受信感度が得られるとしている。
特開２０１０−２４５７７２号公報（段落「００１２」~「００２７」）

　上述した関連する光受信器９００においては、一対のフォトダイオードからの正信号出力と補信号出力をトランスインピーダンスアンプによって差動増幅する。そして、トランスインピーダンスアンプの出力をアナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ）によってデジタル信号に変換し、デジタル信号処理部（ＤＳＰ）に入力する構成としている。そのためデジタル信号処理部（ＤＳＰ）では、正信号と補信号が不均衡な場合であっても、このような不均衡を検出することができない。その結果、デジタル信号処理部（ＤＳＰ）において正信号と補信号との不均衡による影響を補正することができず、受信特性が劣化するという問題があった。
　本発明の目的は、上述した課題である、関連する光受信器においては、差動信号形式における正信号と補信号との不均衡による影響を補正することができず、受信特性が劣化する、という課題を解決する光受信器、それを用いた光受信装置、および光受信方法を提供することにある。

　本発明の光受信器は、差動信号を構成する正信号が伝搬する第１のフォトダイオードと、第１のトランスインピーダンスアンプと、第１のアナログ−デジタル変換器と、差動信号を構成する補信号が伝搬する第２のフォトダイオードと、第２のトランスインピーダンスアンプと、第２のアナログ−デジタル変換器と、さらにデジタル信号処理部を有し、第１のフォトダイオードは、正相の光信号を受光して正電流信号を出力し、第１のトランスインピーダンスアンプは、正電流信号を入力し、正電流信号を電圧信号に変換した正電圧信号を出力し、第１のアナログ−デジタル変換器は、正電圧信号を入力し、正電圧信号をデジタル信号に変換したデジタル正電圧信号を出力し、第２のフォトダイオードは、逆相の光信号を受光し補電流信号を出力し、第２のトランスインピーダンスアンプは、補電流信号を入力し、補電流信号を電圧信号に変換した補電圧信号を出力し、第２のアナログ−デジタル変換器は、補電圧信号を入力し、補電圧信号をデジタル信号に変換したデジタル補電圧信号を出力し、デジタル信号処理部は、デジタル正電圧信号とデジタル補電圧信号を入力し、正信号と補信号との間の不均衡を補正する処理を行う。
　本発明の光受信方法は、差動信号を構成する正信号としての正相の光信号に基づいて正電流信号を生成し、正電流信号を電圧信号に変換して正電圧信号を生成し、正電圧信号をデジタル信号に変換してデジタル正電圧信号を生成し、差動信号を構成する補信号としての逆相の光信号に基づいて補電流信号を生成し、補電流信号を電圧信号に変換して補電圧信号を生成し、補電圧信号をデジタル信号に変換してデジタル補電圧信号を生成し、デジタル正電圧信号とデジタル補電圧信号を用いて、正信号と補信号との間の不均衡を補正することを含む。

　本発明の光受信器、それを用いた光受信装置、および光受信方法によれば、差動信号形式における正信号と補信号との間に不均衡が存在する場合であっても、良好な受信特性を得ることができる。

図１は本発明の第１の実施形態に係る光受信器の構成を示すブロック図である。
図２は本発明の第１の実施形態に係る光受信器の動作を説明するためのブロック図である。
図３は本発明の第１の実施形態に係る光受信方法を説明するためのフローチャートである。
図４は本発明の第１の実施形態に係る別の光受信方法を説明するためのフローチャートである。
図５は本発明の第１の実施形態に係るさらに別の光受信方法を説明するためのフローチャートである。
図６は本発明の第２の実施形態に係る光受信器を用いたコヒーレント光受信器の構成を示すブロック図である。
図７は本発明の第１の実施形態に係る光受信器を用いたＤＰＳＫ光受信器の構成を示すブロック図である。
図８は関連する光受信器の構成を示すブロック図である。

　以下に、図面を参照しながら、本発明の実施形態について説明する。
　〔第１の実施形態〕
　図１は、本発明の第１の実施形態に係る光受信器１００の構成を示すブロック図である。光受信器１００は差動信号形式による光受信器であり、差動信号を構成する正信号（Ｐ）が伝搬する経路に第１のフォトダイオード１１０Ｐ、第１のトランスインピーダンスアンプ（Ｔｒａｎｓｉｍｐｅｄａｎｃｅ　Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ：ＴＩＡ）１２０Ｐ、および第１のアナログ−デジタル変換器（Ａｎａｌｏｇ−ｔｏ−Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ：ＡＤＣ）１３０Ｐを有する。また、差動信号を構成する補信号（Ｎ）が伝搬する経路に第２のフォトダイオード１１０Ｎ、第２のトランスインピーダンスアンプ１２０Ｎ、および第２のアナログ−デジタル変換器１３０Ｎを有する。さらに、第１のアナログ−デジタル変換器１３０Ｐと第２のアナログ−デジタル変換器１３０Ｎの後段にデジタル信号処理部（ＤＳＰ）１４０を備える。
　第１のフォトダイオード１１０Ｐは正相の光信号を受光して正電流信号を出力する。第１のトランスインピーダンスアンプ１２０Ｐは正電流信号を入力し、正電流信号を電圧信号に変換した正電圧信号を出力する。そして、第１のアナログ−デジタル変換器１３０Ｐは正電圧信号を入力し、正電圧信号をデジタル信号に変換したデジタル正電圧信号を出力する。
　一方、第２のフォトダイオード１１０Ｎは逆相の光信号を受光して補電流信号を出力する。第２のトランスインピーダンスアンプ１２０Ｎは補電流信号を入力し、補電流信号を電圧信号に変換した補電圧信号を出力する。そして、第２のアナログ−デジタル変換器１３０Ｎは補電圧信号を入力し、補電圧信号をデジタル信号に変換したデジタル補電圧信号を出力する。
　デジタル信号処理部（ＤＳＰ）１４０は、正信号（Ｐ）が伝搬する経路からデジタル正電圧信号を、補信号（Ｎ）が伝搬する経路からデジタル補電圧信号を入力し、正信号（Ｐ）と補信号（Ｎ）との間の不均衡を補正する処理を行う。
　このような構成とすることにより、本実施形態の光受信器１００によれば、正信号（Ｐ）および補信号（Ｎ）について、それぞれ個別に補正処理を行うことが可能となる。そのため、差動信号形式における正信号と補信号との間に不均衡が存在する場合であっても、良好な受信特性を得ることができる。
　次に、本実施形態による光受信器１００の動作について図２を用いて説明する。図２は、本実施形態による光受信器１００の動作を説明するためのブロック図である。ここでは、光受信器１００をコヒーレント光伝送技術に用いる場合を例として説明する。したがって、第１のフォトダイオード１１０Ｐおよび第２のフォトダイオード１１０Ｎに入力する光信号は、信号光と局部発振（Ｌｏｃａｌ　Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ：ＬＯ）光が混合した光信号である。
　正信号（Ｐ）側の第１のフォトダイオード１１０Ｐに入力される信号光パワーをＰ_{ｓｉｇ＿Ｐ}、ＬＯ光パワーをＰ_ＬＯ＿Ｐとすると、正信号（Ｐ）側の信号光電界Ｅ_{ｓｉｇ＿Ｐ}、ＬＯ光電界Ｅ_ＬＯ＿Ｐはそれぞれ以下のように表わされる。

ここで、ｆ_ｓｉｇは信号光の周波数、ｆ_ＬＯはＬＯ光の周波数、φ_ｓｉｇ（ｔ）は信号光の位相、φ_ＬＯはＬＯ光の位相である。コヒーレント光受信器では、この信号光の位相φ_ｓｉｇ（ｔ）を検出することにより復調する。
　一方、補信号（Ｎ）側の信号光電界Ｅ_{ｓｉｇ＿Ｎ}、ＬＯ光電界Ｅ_ＬＯ＿Ｎは、補信号（Ｎ）側の第２のフォトダイオード１１０Ｎに入力される信号光パワーをＰ_{ｓｉｇ＿Ｎ}、ＬＯ光パワーをＰ_ＬＯ＿Ｎとすると、以下のように表わされる。ここで、βは正信号（Ｐ）側と補信号（Ｎ）側の伝搬損失比（Ｐ_Ｎ／Ｐ_Ｐ）である。

　上記の式（１）から、正信号（Ｐ）側の第１のアナログ−デジタル変換器１３０Ｐの入力電圧Ｖ_{ｏｕｔ＿Ｐ}が以下のように求められる。ここで、第１のフォトダイオード１１０Ｐの量子効率をη_Ｐ（ｆ）、第１のトランスインピーダンスアンプ１２０Ｐの増幅率（ゲイン）をＡ_Ｐ（ｆ）とし、いずれも周波数ｆに依存するものとした。

　同様に、上記の式（２）から、補信号（Ｎ）側の第２のアナログ−デジタル変換器１３０Ｎの入力電圧Ｖ_{ｏｕｔ＿Ｎ}が以下のように求められる。ここでも、第２のフォトダイオード１１０Ｎの量子効率をη_Ｎ（ｆ）、第２のトランスインピーダンスアンプ１２０Ｎの増幅率（ゲイン）をＡ_Ｎ（ｆ）とし、いずれも周波数ｆに依存するものとした。

　上記の式（３）と式（４）から、アナログ−デジタル変換器１３０の入力電圧における正信号（Ｐ）側と補信号（Ｎ）側の差動信号（Ｖ_{ｏｕｔ＿Ｐ}−Ｖ_{ｏｕｔ＿Ｎ}）が以下のように求められる。

　式（５）において、第１項の後段（第１Ｌ項）が強度変調成分であり、第２項の後段（第２Ｌ項）がコヒーレント検波成分である。また、第１項の前段（第１Ｆ項）と第２項の前段（第２Ｆ項）は、正信号（Ｐ）側および補信号（Ｎ）側のデバイス特性に依存する項である。ここで、正信号（Ｐ）側と補信号（Ｎ）側の特性が均一であるとした場合、第１項の前段（第１Ｆ項）がゼロとなるので、差動信号における強度変調成分（第１Ｌ項）が相殺され、コヒーレント検波成分（第２Ｌ項）だけを検出することができる。すなわちフォトダイオードの量子効率およびトランスインピーダンスアンプの増幅率（ゲイン）が等しく（η_Ｐ＝η_Ｎ、Ａ_Ｐ＝Ａ_Ｎ）、正信号（Ｐ）側と補信号（Ｎ）側の伝搬損失が等しい（β＝Ｐ_Ｎ／Ｐ_Ｐ＝１）場合だけ、差動増幅により良好な受信感度が得られる。
　しかし、トランスインピーダンスアンプの周波数特性やフォトダイオードの量子効率にはバラツキがあるので、正信号（Ｐ）側と補信号（Ｎ）側の間で信号振幅が不均一となる。また、トランスインピーダンスアンプとフォトダイオードの間の信号伝搬において、正信号（Ｐ）側と補信号（Ｎ）側の間で信号遅延差が生じる。このような正信号と補信号との間の不均衡は受信特性の劣化を招くので、これらの影響を補正する必要がある。しかし、背景技術で説明した関連する光受信器においては、正信号と補信号の不均衡を検出することができないため、その影響を補正することができない。その結果、不要な信号成分が残留してしまうため、受信特性が劣化するという問題があった。
　それに対して、本実施形態の光受信器１００によれば、式（３）、（４）に示すように、正信号（Ｐ）側の信号電圧と補信号（Ｎ）側の信号電圧をそれぞれ個別に検出ことができる。そのため、式（５）の第１項の前段（第１Ｆ項）がゼロとなる補正、すなわち正信号（Ｐ）と補信号（Ｎ）との間の不均衡を補正する処理が可能となり、良好な受信特性を得ることができる。
　次に、本実施形態による光受信方法について図３を用いて説明する。図３は、本実施形態による光受信方法を説明するためのフローチャートである。まず、光受信器１００に強度変調した正弦波信号光を入力する（ステップＳ１１）。次に、この正弦波強度変調光を入力した時の、アナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ）への正信号（Ｐ）入力電圧である正弦波正電圧信号と、補信号（Ｎ）入力電圧である正弦波補電圧信号を検出する。そして正弦波正電圧信号と正弦波補電圧信号との比である第１の電圧比α（＝Ｖ_{ｏｕｔ＿Ｎ}／Ｖ_{ｏｕｔ＿Ｐ}）を算出し、保存する。また、各正弦波出力における正信号（Ｐ）と補信号（Ｎ）との間で生じる位相差θを検出し、保存する（ステップＳ１２）。
　次に、光受信器１００に信号光を入力する（ステップＳ１３）。このとき、デジタル信号処理部１４０は第１の電圧比αおよび位相差θを用いて、正信号（Ｐ）側の第１のアナログ−デジタル変換器１３０Ｐの入力電圧Ｖ_{ｏｕｔ＿Ｐ}を補正する（ステップＳ１４）。この後に、補正後の正信号（Ｐ）と補信号（Ｎ）の差動信号の計算を行う（ステップＳ１５）。これにより、正信号（Ｐ）と補信号（Ｎ）の差動信号において、式（５）の第１項の前段（第１Ｆ項）がゼロとなる（Ａ_Ｐ（ｆ）η_Ｐ（ｆ）＝βＡ_Ｎ（ｆ）η_Ｎ（ｆ））ように補正することができる。その結果、正信号（Ｐ）と補信号（Ｎ）との間の不均衡が補正されるので、良好な受信特性を得ることができる。なお、上記説明では、正信号（Ｐ）側の第１のアナログ−デジタル変換器１３０Ｐの入力電圧Ｖ_{ｏｕｔ＿Ｐ}を補正することとしたが、補信号（Ｎ）側の第２のアナログ−デジタル変換器１３０Ｎの入力電圧Ｖ_{ｏｕｔ＿Ｎ}を補正することとしてもよい。
　次に、本実施形態による別の光受信方法について図４を用いて説明する。図４は、本実施形態による別の光受信方法を説明するためのフローチャートである。上述したように、フォトダイオードおよびトランスインピーダンスアンプの特性はいずれも周波数依存性を有する。そこでまず、デジタル信号処理部１４０は信号光における各変調周波数に対応したアナログ−デジタル変換器の入力電圧を検出し、保存する（ステップＳ２１）。これにより、正信号（Ｐ）と補信号（Ｎ）のそれぞれにおける、特定周波数に対する入力電圧を抽出することが可能になる（ステップＳ２２）。これにより、特定周波数に対する強度変調成分だけを取り出すことができる。
　次に、特定周波数に対する正信号（Ｐ）入力電圧と補信号（Ｎ）入力電圧の比である第２の電圧比α’を算出するとともに、このときの正信号と補信号の位相差θを検出し、それぞれ保存する（ステップＳ２３）。そして、デジタル信号処理部１４０は、正信号（Ｐ）側のトランスインピーダンスアンプの増幅率（正信号増幅率）を補信号（Ｎ）側のトランスインピーダンスアンプの増幅率（補信号増幅率）の第２の電圧比α’倍に設定する。また、このときの位相差θを計算により補正する（ステップＳ２４）。
　以上述べたように、アナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ）への入力電圧情報をデジタル信号処理部からトランスインピーダンスアンプへフィードバックし、トランスインピーダンスアンプの増幅率（ゲイン）を調整する。これにより、アナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ）およびデジタル信号処理部への入力電圧レベルを揃えることができる。その結果、正信号（Ｐ）と補信号（Ｎ）との間の不均衡が補正され、良好な受信特性を得ることができる。なお上記説明では、入力電圧情報をデジタル信号処理部からトランスインピーダンスアンプへフィードバックすることとした。しかしこれに限らず、入力電圧情報をアナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ）へフィードバックし、アナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ）において補償処理を行うことにより、デジタル信号処理部への入力電圧レベルを揃えることとしてもよい。
　次に、本実施形態によるさらに別の光受信方法について図５を用いて説明する。図５は、本実施形態によるさらに別の光受信方法を説明するためのフローチャートである。ここでは、正信号（Ｐ）側と補信号（Ｎ）側の間で信号遅延差が生じている場合について説明する。つまり、補信号（Ｎ）側において、正信号（Ｐ）側に対する信号遅延差Δが生じているとする。このとき、正信号（Ｐ）側および補信号（Ｎ）側のコヒーレント検波成分はそれぞれ、以下のように表わされる。なお、正信号（Ｐ）と補信号（Ｎ）との間の電圧振幅差については、上述の方法により補正されているものとする。

　本光受信方法ではまず、光受信器１００に強度変調した信号光を入力する（ステップＳ３１）。このときデジタル信号処理部は、正信号（Ｐ）側および補信号（Ｎ）側で信号光をそれぞれ検知したタイミングの差である正補タイミング差を検出し、保存する（ステップＳ３２）。具体的には例えば、タイミング差をアナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ）のサンプリング周期で測ったときの倍数ｎを記録する。デジタル信号処理部は、正補タイミング差の分だけ差を付けたサンプリング値を用いて、正信号（Ｐ）と補信号（Ｎ）の差動信号を算出する（ステップＳ３３）。これにより、デジタル信号処理部は、正信号（Ｐ）と補信号（Ｎ）との間で生じた信号遅延差を補償することができる。その結果、この場合においても、正信号（Ｐ）と補信号（Ｎ）との間の不均衡が補正され、良好な受信特性を得ることができる。
　〔第２の実施形態〕
　次に、本発明の第２の実施形態について説明する。本実施形態では、偏波多重４相位相変調（Ｄｕａｌ　Ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ　Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ　Ｐｈａｓｅ　Ｓｈｉｆｔ　Ｋｅｙｉｎｇ：ＤＰ−ＱＰＳＫ）方式を用いたコヒーレント光受信装置に適用した場合について説明する。
　図６は、本発明の第２の実施形態に係る光受信器２００を用いたコヒーレント光受信装置２０００の構成を示すブロック図である。コヒーレント光受信装置２０００は、偏光ビームスプリッタ（ＰＢＳ）２０１、９０度光ハイブリッド回路部２０２、および光受信器２００を有する。
　コヒーレント光受信装置２０００に入力された偏波多重信号光（Ｓｉｇｎａｌ）は、偏光ビームスプリッタ（ＰＢＳ）２０１によって二つの偏波光（Ｘ、Ｙ）に分岐され、それぞれ９０度光ハイブリッド回路部（９０°　Ｈｙｂｒｉｄ）２０２に入力される。また、コヒーレント光受信装置２０００に入力された局部発振光（ＬＯ）も偏光ビームスプリッタ（ＰＢＳ）２０１によって二つの偏波光（Ｘ、Ｙ）に分岐され、それぞれ９０度光ハイブリッド回路部（９０°　Ｈｙｂｒｉｄ）２０２に入力される。
　９０度光ハイブリッド回路部２０２は、Ｘ偏波光およびＹ偏波光のそれぞれについて信号光と局部発振光を混合し、信号光を同相成分（ＸＩ、ＹＩ）と直交成分（ＸＱ、ＹＱ）からなる位相成分に分離する。そして９０度光ハイブリッド回路部２０２は、偏波（Ｘ、Ｙ）および位相（Ｉ、Ｑ）のそれぞれについて分離された４種の信号光（ＸＩ、ＸＱ、ＹＩ、ＹＱ）について、それぞれ正相（Ｐ）と逆相（Ｎ）の信号光を出力する。つまり、合計８個の信号光が９０度光ハイブリッド回路部２０２から光受信器２００に対して出力される。
　光受信器２００は、９０度光ハイブリッド回路部２０２から出力される４種の信号光に対応した４組の差動受信装置２０３を備える。各差動受信装置２０３は第１の実施形態による光受信器１００と同様に、一対のフォトダイオード２１０、一組のトランスインピーダンスアンプ（ＴＩＡ）２２０、一組のアナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ）２３０を有する。光受信器２００はさらに、各アナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ）２３０の出力を入力とするデジタル信号処理部（ＤＳＰ）２４０を備える。
　各差動受信装置２０３の構成は、第１の実施形態による光受信器１００と同様である。すなわち、差動信号を構成する正信号（Ｐ）が伝搬する経路に第１のフォトダイオード、第１のトランスインピーダンスアンプ（ＴＩＡ）、および第１のアナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ）を有する。また、差動信号を構成する補信号（Ｎ）が伝搬する経路に第２のフォトダイオード、第２のトランスインピーダンスアンプ、および第２のアナログ−デジタル変換器を有する。さらに、第１のアナログ−デジタル変換器と第２のアナログ−デジタル変換器の後段にデジタル信号処理部（ＤＳＰ）２４０を備える。差動受信装置２０３の動作は第１の実施形態による光受信器１００と同様である。
　デジタル信号処理部（ＤＳＰ）２４０は、４組のアナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ）２３０から出力される４組の正信号（Ｐ）と補信号（Ｎ）のそれぞれについて、それらの間に生じる不均衡を補正する処理を行う。
　このような構成とすることにより、偏波多重４相位相変調（ＤＰ−ＱＰＳＫ）方式を用いたコヒーレント光受信装置に光受信器２００を適用した場合においても、各正信号（Ｐ）および補信号（Ｎ）について、それぞれ個別に補正処理を行うことが可能となる。そのため、差動信号形式における正信号と補信号との間に不均衡が存在する場合であっても、良好な受信特性を得ることができる。
　〔第３の実施形態〕
　次に、本発明の第３の実施形態について説明する。本実施形態では、差動位相偏移変調（Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ　Ｐｈａｓｅ−Ｓｈｉｆｔ　Ｋｅｙｉｎｇ：ＤＰＳＫ）方式を用いたＤＰＳＫ光受信装置に適用した場合について説明する。
　図７は、第１の実施形態に係る光受信器１００を用いたＤＰＳＫ光受信装置３０００の構成を示すブロック図である。ＤＰＳＫ光受信装置３０００は、光受信器１００と１ビット遅延干渉計３１０を備える。１ビット遅延干渉計３１０は一組の光導波路の一方に１ビット遅延素子を備える。そして、一の光入力信号３０１に対して、互いに隣接するビット間の位相差に応じた正相と逆相からなる一組の光信号３１１、３１２を光受信器１００に対して出力する。
　光受信器１００を構成する第１のフォトダイオード１１０Ｐは正相の光信号３１１を受光して正電流信号を出力する。第１のトランスインピーダンスアンプ１２０Ｐは正電流信号を入力し、正電流信号を電圧信号に変換した正電圧信号を出力する。そして、第１のアナログ−デジタル変換器１３０Ｐは正電圧信号を入力し、正電圧信号をデジタル信号に変換したデジタル正電圧信号を出力する。
　また、第２のフォトダイオード１１０Ｎは逆相の光信号３１２を受光して補電流信号を出力する。第２のトランスインピーダンスアンプ１２０Ｎは補電流信号を入力し、補電流信号を電圧信号に変換した補電圧信号を出力する。そして、第２のアナログ−デジタル変換器１３０Ｎは補電圧信号を入力し、補電圧信号をデジタル信号に変換したデジタル補電圧信号を出力する。
　デジタル信号処理部（ＤＳＰ）１４０は、正信号（Ｐ）が伝搬する経路からデジタル正電圧信号を、補信号（Ｎ）が伝搬する経路からデジタル補電圧信号を入力し、正信号（Ｐ）と補信号（Ｎ）との間の不均衡を補正する処理を行う。
　このような構成とすることにより、差動位相偏移変調（ＤＰＳＫ）方式を用いたＤＰＳＫ光受信装置に光受信器１００を適用した場合においても、正信号（Ｐ）および補信号（Ｎ）について、それぞれ個別に補正処理を行うことが可能となる。そのため、差動信号形式における正信号と補信号との間に不均衡が存在する場合であっても、良好な受信特性を得ることができる。
　上述した実施形態においては、偏波多重４相位相変調（ＤＰ−ＱＰＳＫ）方式を用いたコヒーレント光受信装置、または差動位相偏移変調（ＤＰＳＫ）方式を用いたＤＰＳＫ光受信装置に本発明を適用した場合について説明した。しかし、これに限らず、信号光を一対のフォトダイオード（デュアルフォトダイオード）を用いて差動信号形式で受信する受信装置であれば、他の構成であっても本発明を適用することができる。
　本発明は上記実施形態に限定されることなく、特許請求の範囲に記載した発明の範囲内で、種々の変形が可能であり、それらも本発明の範囲内に含まれるものであることはいうまでもない。
　この出願は、２０１１年７月２５日に出願された日本出願特願２０１１−１６２３１６を基礎とする優先権を主張し、その開示の全てをここに取り込む。

　１００、２００　光受信器
　１１０Ｐ　第１のフォトダイオード
　１１０Ｎ　第２のフォトダイオード
　１２０Ｐ　第１のトランスインピーダンスアンプ
　１２０Ｎ　第２のトランスインピーダンスアンプ
　１３０Ｐ　第１のアナログ−デジタル変換器
　１３０Ｎ　第２のアナログ−デジタル変換器
　１４０　デジタル信号処理部（ＤＳＰ）
　２０１　偏光ビームスプリッタ（ＰＢＳ）
　２０２　９０度光ハイブリッド回路部
　２１０　フォトダイオード
　２２０　トランスインピーダンスアンプ（ＴＩＡ）
　２３０　アナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ）
　２４０　デジタル信号処理部（ＤＳＰ）
　３０１　光入力信号
　３１０　１ビット遅延干渉計
　３１１、３１２　光信号
　９００　関連する光受信器
　９１０　光ハイブリッド
　９２０　局部発振器（ＬＯ）
　９３０　受光部
　９４０　アナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ）
　９５０　デジタル信号処理部（ＤＳＰ）
　２０００　コヒーレント光受信装置
　３０００　ＤＰＳＫ光受信装置

Claims

差動信号を構成する正信号が伝搬する第１のフォトダイオードと、第１のトランスインピーダンスアンプと、第１のアナログ−デジタル変換器と、
　差動信号を構成する補信号が伝搬する第２のフォトダイオードと、第２のトランスインピーダンスアンプと、第２のアナログ−デジタル変換器と、
　さらにデジタル信号処理部を有し、
　前記第１のフォトダイオードは、正相の光信号を受光して正電流信号を出力し、
　前記第１のトランスインピーダンスアンプは、前記正電流信号を入力し、前記正電流信号を電圧信号に変換した正電圧信号を出力し、
　前記第１のアナログ−デジタル変換器は、前記正電圧信号を入力し、前記正電圧信号をデジタル信号に変換したデジタル正電圧信号を出力し、
　前記第２のフォトダイオードは、逆相の光信号を受光し補電流信号を出力し、
　前記第２のトランスインピーダンスアンプは、前記補電流信号を入力し、前記補電流信号を電圧信号に変換した補電圧信号を出力し、
　前記第２のアナログ−デジタル変換器は、前記補電圧信号を入力し、前記補電圧信号をデジタル信号に変換したデジタル補電圧信号を出力し、
　前記デジタル信号処理部は、前記デジタル正電圧信号と前記デジタル補電圧信号を入力し、前記正信号と前記補信号との間の不均衡を補正する処理を行う
　光受信器。
請求項１に記載した光受信器において、
　前記デジタル信号処理部は、前記第１のフォトダイオードと前記第２のフォトダイオードにおける量子効率の不均一、および前記第１のトランスインピーダンスアンプと前記第２のトランスインピーダンスアンプにおける増幅率の不均一、を補正する処理を行う光受信器。
請求項１または２に記載した前記光受信器と、偏光ビームスプリッタと、９０度光ハイブリッド回路部とを有し、
　前記偏光ビームスプリッタは、入力された信号光と局部発振光をそれぞれ二の偏波光に分岐して前記９０度光ハイブリッド回路部に出力し、
　前記９０度光ハイブリッド回路部は、一の偏波光からなる前記信号光と前記局部発振光を混合して前記信号光を同相成分と直交成分からなる位相成分に分離し、前記信号光の前記位相成分ごとに正相の光信号と逆相の光信号を前記光受信器に対して出力する
　光受信装置。
請求項１または２に記載した前記光受信器と、１ビット遅延干渉計とを有し、
　前記１ビット遅延干渉計は一組の光導波路の一方に１ビット遅延素子を備え、一の光入力信号に対して、互いに隣接するビット間の位相差に応じた正相と逆相からなる一組の光信号を前記光受信器に対して出力する
　光受信装置。
差動信号を構成する正信号としての正相の光信号に基づいて正電流信号を生成し、前記正電流信号を電圧信号に変換して正電圧信号を生成し、前記正電圧信号をデジタル信号に変換してデジタル正電圧信号を生成し、
　差動信号を構成する補信号としての逆相の光信号に基づいて補電流信号を生成し、前記補電流信号を電圧信号に変換して補電圧信号を生成し、前記補電圧信号をデジタル信号に変換してデジタル補電圧信号を生成し、
　前記デジタル正電圧信号と前記デジタル補電圧信号を用いて、前記正信号と前記補信号との間の不均衡を補正することを含む
　光受信方法。
請求項５に記載した光受信方法において、
　正弦波強度変調光に基づいて正弦波正電圧信号と正弦波補電圧信号をそれぞれ生成し、前記正弦波正電圧信号と前記正弦波補電圧信号との比である第１の電圧比と位相差を検出し、
　前記正相の光信号に基づいて前記正電圧信号を生成し、前記第１の電圧比と前記位相差を用いて、前記正電圧信号および前記補電圧信号のいずれか一方を補正することにより、前記正信号と前記補信号との間の不均衡を補正する
　光受信方法。
請求項５に記載した光受信方法において、
　前記光信号における変調周波数ごとに前記正電圧信号および前記補電圧信号を検出し、特定周波数における前記正電圧信号と前記補電圧信号との比である第２の電圧比を算出し、
　前記正電流信号を電圧信号に変換するときの増幅率である正信号増幅率を、前記補電流信号を電圧信号に変換するときの増幅率である補信号増幅率に前記第２の電圧比を乗じた値に設定することにより、前記正信号と前記補信号との間の不均衡を補正する
　光受信方法。
請求項５に記載した光受信方法において、
　前記デジタル正電圧信号と前記デジタル補電圧信号をそれぞれ検知したタイミングの差である正補タイミング差を検出し、前記正補タイミング差を用いて前記正信号と前記補信号の差動信号を算出することにより、前記正信号と前記補信号との間の不均衡を補正する光受信方法。