KR101003028B1 - 코히어런트 수신기 - Google Patents

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KR101003028B1
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coherent receiver
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정윤철
정승필
유이치 타쿠시마
조근영
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한국과학기술원
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    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B10/00—Transmission systems employing electromagnetic waves other than radio-waves, e.g. infrared, visible or ultraviolet light, or employing corpuscular radiation, e.g. quantum communication
    • H04B10/60—Receivers
    • H04B10/61—Coherent receivers
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Abstract

코히어런트 수신기에 관하여 개시한다. 본 발명의 장치는, 디지털 신호처리 기술 기반의 코히어런트 수신기로서 광하이브리드의 결함이 인페이즈 및 쿼드러쳐 (In-Phase/ Quadrature) 신호의 생성에 미치는 영향을 보상함으로써 코히어런트 수신기의 성능을 향상시키는 것을 특징으로 한다. 본 발명에 의하면, 광하이브리드의 결함 보상에 의하여 종래와는 달리 코히어런트 수신기의 성능이 저하되지 않으며, 코히어런트 수신기의 성능이 저하되지 않으므로 광하이브리드의 요구 조건을 대폭 완화시켜 코히어런트 수신기의 경제성이 향상된다.
코히어런트 수신기, 광하이브리드, 디지털 신호처리기술

Description

코히어런트 수신기{Coherent receiver}
본 발명은 코히어런트 수신기에 관한 것으로, 특히 광 하이브리드의 결함이 보상된 코히어런트 수신기에 관한 것이다.
코히어런트 수신기(Coherent receiver)는 국부 발진기(Local Oscillator, LO)의 주파수와 수신된 신호의 캐리어(carrier)의 주파수 간에 차이에 따라서 호모다인(Homodyne) 방식과 헤테로다인(Heterodyne) 방식으로 나눠진다. 국부 발진기와 수신된 신호의 캐리어가 서로 다른 주파수를 갖는 헤테로다인 방식의 코히어런트 수신기를 광전송시스템에 적용하는 경우, 국부 발진기와 신호의 캐리어의 주파수 차이만큼의 대역폭을 갖는 광검출기(Photo Detector)가 필요하다. 그러나 광검출기의 대역폭은 수 GHz인 반면, 국부 발진기와 신호의 캐리어의 주파수는 수백 THz 범위이기 때문에, 이들의 주파수 차이를 수 GHz 이내로 조절하는 것은 매우 어려울 뿐만 아니라 아주 정교한 안정성이 요구되어 헤테로다인 방식의 코히어런트 수신기는 광전송 시스템에 부적합하다.
이와는 반대로, 호모다인 방식의 코히어런트 수신기의 경우에는 국부 발진기와 신호의 캐리어가 같은 주파수를 가지기 때문에 헤테로다인 방식과 같은 광검출기의 대역폭의 문제가 없어, 광전송 시스템에 적합하다. 그러나 국부 발진기와 신호의 캐리어의 위상을 일치시키기 위한 위상 동기 모듈(Phase-Locking Module)이 요구되어, 광수신기 복잡도와 가격이 증가하는 단점이 있다.
이와 같은 이유로 인하여 코히어런트 수신기는 기존에 사용되던 다이렉트 검출(direct detction) 방식에 비해 매우 뛰어난 성능을 가지고 있음에도 불구하고, 그동안 광전송 시스템에서 사용이 되지 않았다.
그러나 최근 호모다인 방식과 헤테로다인 방식의 문제를 해결하기 위하여, 위상 다이버시티(Phase Diversity) 방법이 제안되었다. 위상 다이버시티 방법은 호모다인 방식으로 신호를 수신하기 때문에 광검출기의 대역폭의 문제가 없고, 위상 동기 모듈이 필요 없어 광수신기의 복잡도와 가격을 낮출 수 있는 특징이 있다.
또한, A/D 변환기(Analog to Digital Converter)와 디지털 신호처리가 가능한 FPGA와 같은 연산처리 장치의 속도가 빨라지고 성능이 향상됨에 따라, 위상 다이버시티 방법을 디지털 도메인에서 구현이 가능해졌다. 따라서 디지털 신호처리 기술 기반의 코히어런트 수신기가 차세대 광수신기로 새로이 각광받고 있다.
도 1a는 종래의 90° 광하이브리드(Optical Hybrid)를 이용하는 디지털 신호처리 기술 기반의 코히어런트 수신기를 나타낸 구조도이고, 도 1b는 종래의 120° 광하이브리드를 이용하는 코히어런트 수신기를 나타낸 구조도이다.
도 1a 및 도 1b를 참조하면, 종래의 디지털 신호처리 기술 기반의 코히어런 트 수신기는 국부 발진기의 출력과 수신 신호를 결합시키는 광하이브리드(11, 12), 광하이브리드에서 출력된 광신호를 아날로그 전기 신호로 바꾸어주기 위한 광검출기(20), 광검출기에서 출력된 아날로그 전기 신호를 디지털 신호로 변환시키는 A/D 변환기(30) 및 디지털 신호처리장치(40)로 구성된다.
디지털 신호처리장치(40)는 소프트웨어로 이루어지며, 신호처리 과정은 복조(demodulation), 가산(add) 및 BER 측정 순서로 진행된다. 복조 방법은 수신된 신호가 세기 변조(Amplitude Shift Keying, ASK)된 신호인 경우에는 이승 검파(square detection) 방법을 사용하고, 위상 변조(Phase Shift Keying, PSK)된 신호인 경우에는 지연 검파(delay detection) 방법을 사용한다.
도 1c는 종래의 코히어런트 수신기에 있어서 광하이브리드의 결함에 따른 수신기의 성능 저하를 보여주는 그래프이다.
도 1c는 광하이브리드의 결함이 증가할수록 수신기의 성능이 급격히 나빠지는 것을 확인할 수 있다. 종래의 디지털 신호처리 기술 기반의 코히어런트 수신기의 경우는 광하이브리드의 결함이 없다고 가정하고 구현하는 것이므로 수신기에 사용되는 광하이브리드의 비대칭적인 결합효율과 위상변이에 의해 성능이 저하되는 것이다. 따라서 광하이브리드의 결함은 반드시 보상되어야 한다. 뿐만 아니라, 코히어런트 수신기의 성능 저하를 막기 위해서 매우 정교한 광하이브리드가 필요하기 때문에, 이에 따른 광하이브리드의 가격 증가는 코히어런트 수신기의 경제성을 저하시키는 문제로 작용한다.
따라서, 본 발명이 이루고자 하는 기술적 과제는 광하이브리드의 결함이 보상된 디지털 신호처리 기반의 코히어런트 수신기를 제공하는 데 있다.
상술한 기술적 과제를 달성하기 위한 본 발명에 따른 일 예에 따른 코히어런트 수신기는: 국부 발진기의 출력과 수신 신호를 결합시키는 90° 광하이브리드와, 상기 광하이브리드로부터 출력된 광을 검출하여 아날로그 전기 신호로 바꾸어주는 광검출기와, 상기 광검출기로부터 출력된 상기 아날로그 전기 신호를 디지털 신호로 변환시키는 A/D 변환기와, 상기 A/D 변환기로부터 출력된 상기 디지털 신호의 처리장치로 이루어진 코히어런트 수신기에 있어서,
상기 디지털 신호저리장치는 수학식
Figure 112009046304730-pat00001
를 이용하여 광하이브리드의 결함이 인페이즈 및 쿼드러쳐 (In-Phase/ Quadrature) 신호의 생성에 미치는 영향을 보상하는 것을 특징으로 한다.
여기서, Es(t)는 상기 수신 신호의 전기장(electric field), ELO는 상기 국부 발진기 출력의 전기장, Ckj는 상기 광하이브리드의 k번째 입력에서 j번째 출력으로 의 결합효율,
Figure 112009046304730-pat00002
는 위상변이,
Figure 112009046304730-pat00003
는 상기 국부 발진기의 출력과 상기 수신 신호 간에 위상 차이이다.
이 때, 하나의 상기 A/D 변환기 전단에는 두 개의 상기 광검출기가 설치되고, 각각의 상기 광검출기에서 검출된 광의 세기의 차이에 해당하는 상기 아날로그 전기 신호가 상기 A/D 변환기에 입력되는 것을 특징으로 한다.
상술한 기술적 과제를 달성하기 위한 본 발명에 따른 다른 예에 따른 코히어런트 수신기는: 국부 발진기의 출력과 수신 신호를 결합시키는 120° 광하이브리드와, 상기 광하이브리드로부터 출력된 광을 검출하여 아날로그 전기 신호로 바꾸어주는 광검출기와, 상기 광검출기로부터 출력된 상기 아날로그 전기 신호를 디지털 신호로 변환시키는 A/D 변환기와, 상기 A/D 변환기로부터 출력된 상기 디지털 신호의 처리장치로 이루어진 코히어런트 수신기에 있어서,
상기 디지털 신호저리장치는 수학식
Figure 112009046304730-pat00004
를 이용하여 광하이브리드의 결함이 인페이즈 및 쿼드러쳐(In-Phase/ Quadrature) 신호의 생성에 미치는 영향을 보상하는 것을 특징으로 한다.
여기서, Es(t)는 상기 수신 신호의 전기장, ELO는 상기 국부 발진기 출력의 전기장, Ckj는 상기 광하이브리드의 k번째 입력에서 j번째 출력으로의 결합효율,
Figure 112009046304730-pat00005
는 위상변이,
Figure 112009046304730-pat00006
는 상기 국부 발진기의 출력과 상기 수신 신호 간에 위상 차이이다.
이 때, 각각의 예에서 상기 수신 신호는 세기 변조된 신호이거나 위상 변조된 신호인 것을 특징으로 한다.
본 발명에 따른 코히어런트 수신기에 의하면, 광하이브리드의 결함 보상에 의하여 종래와는 달리 코히어런트 수신기의 성능이 저하되지 않는 장점이 있다.
또한, 코히어런트 수신기의 성능이 광하이브리드의 결함에 의해 저하되지 않으므로 광하이브리드의 요구 조건을 대폭 완화시켜 코히어런트 수신기의 경제성이 향상된다.
첨부한 도면들을 참조하여, 본 발명의 바람직한 실시예를 보다 상세하게 설명하고자 한다. 그러나, 이는 본 발명을 특정한 실시 형태에 대해 한정하려는 것이 아니며, 본 발명의 사상 및 기술 범위에 포함되는 모든 변경, 균등물 내지 대체물을 포함하는 것으로 이해되어야 한다.
도 2a는 본 발명의 제1 실시예에 따른 90° 광하이브리드를 이용하는 코히어런트 수신기를 설명하기 위한 구조도이고, 도 2b는 본 발명의 제2 실시예에 따른 120° 광하이브리드를 이용하는 코히어런트 수신기를 설명하기 위한 구조도이다.
도 2a 및 도 2b를 참조하면, 본 발명의 실시예들에 따른 코히어런트 수신기는 90° 또는 120° 광하이브리드(110, 120)와, 광검출기(200)와, A/D 변환기(300)와 디지털 신호처리장치(400)로 이루어진다.
광하이브리드들(110, 120)은 국부 발진기의 출력과 수신 신호를 결합시킨다. 이 때, 수신 신호는 세기 변조된 신호이거나 또는 위상 변조된 신호인 것을 특징으로 한다. 따라서, 복조 방법은 수신된 신호가 세기 변조된 신호인 경우에는 이승 검파 방법을 사용하고, 위상 변조된 신호인 경우에는 지연 검파 방법을 사용할 수 있다.
광검출기(200)는 광하이브리드(110, 120)로부터 출력된 광을 검출하여 아날로그 전기 신호로 바꾸어 출력한다. A/D 변환기(300)는 광검출기(200)로부터 출력된 아날로그 전기 신호를 디지털 신호로 변환시킨다. 이 때, 90° 광하이브리드(110)를 이용하는 경우에는, 하나의 A/D 변환기(300) 전단에 두 개의 광검출기(200, 200')가 설치되고, 각각의 광검출기(200, 200')에서 검출된 광의 세기의 차이에 해당하는 아날로그 전기 신호가 A/D 변환기(300)에 입력된다. 이하에서는 Balanced Operation이라 한다.
디지털 신호처리장치(400)는 소프트웨어에 의해 광하이브리드(110, 120)의 결함이 인페이즈 및 쿼드러쳐(In-Phase/ Quadrature) 신호의 생성에 미치는 영향을 보상하여 주는 데, 상술한 광검출기(200) 및 A/D 변환기(300)는 90° 광하이브리드(110)를 이용하는 경우와 120° 광하이브리드(120)를 이용하는 경우에 공통되지만, 디지털 신호처리장치(400)는 그 구현 방식이 다르게 되므로 각각 실시예로 구 분하여 설명한다.
[실시예 1]
도 2a를 참조하여, 90° 광하이브리드를 이용하는 코히어런트 수신기에 있어서 광하이브리드의 결함을 보상하는 디지털 신호처리장치에 대하여 설명한다.
90° 광하이브리드(110)에 입력되는 국부발진기 출력의 전기장은 하기의 수학식 1로 표현되고, 수신 신호의 전기장은 하기의 수학식 2로 표현된다.
Figure 112009046304730-pat00007
Figure 112009046304730-pat00008
국부발진기의 출력과 수신 신호는 90° 광하이브리드(110)에서 결합되고 광검출기(200)에서 검출되어 광전변환에 의해 아날로그 전기 신호로 변환되는 데, 변환된 아날로그 전기 신호는 하기의 수학식 3으로 표현된다.
Figure 112009046304730-pat00009
여기서, Ckj는 상기 광하이브리드의 k번째 입력에서 j번째 출력으로의 결합효율,
Figure 112009046304730-pat00010
는 위상변이,
Figure 112009046304730-pat00011
는 상기 국부 발진기의 출력과 상기 수신 신호 간에 위상 차이이다.
수학식 3에서 우측의 첫 번째 항은 국부 발진기의 출력과 수신 신호의 비트(beating) 성분으로 코히어런트 수신기에서 요구하는 신호이다. 두 번째 항은 수신된 신호의 세기를 나타내며, 국부 발진기의 크기가 신호의 크기보다 1000배 이상 크기 때문에 첫 번째 항에 비해 매우 작아 무시가 가능하다. 세 번째 항은 국부 발진기의 세기를 나타내는 DC신호로써, 필터 등에 의해 제거가 가능한 항목이다. 수학식 3의 신호가 Balanced Operation 및 A/D 변환기(300)를 거치면 하기의 수학식 4와 같이 행렬(matrix) 형태로 표현되고, 수학식 4에 의해 수학식 5가 얻어진다.
Figure 112009046304730-pat00012
여기서, D1(t)와 D2(t)는 각각 A/D 변환기의 출력이다.
Figure 112009046304730-pat00013
수학식 5에서 좌측 행렬의 첫 번째 항과 두 번째 항은 각각 국부 발진기 출력과 수신 신호 간에 비트 성분의 인페이즈 성분과 쿼드러쳐 성분이다. 따라서, 수학식 5에 의해 어떠한 임의의 결합효율 및 위상변이가 있더라도 항상 그 영향이 제거된 신호를 얻을 수 있다.
[실시예 2]
도 2b를 참조하여, 120° 광하이브리드를 이용하는 코히어런트 수신기에 있 어서 광하이브리드의 결함을 보상하는 디지털 신호처리장치에 대하여 설명한다.
120° 광하이브리드(120)를 이용하는 경우에는 광검출기(200)의 출력이 곧바로 A/D 변환기(300)로 입력되므로, 디지털 신호처리장치(400)에 들어오는 입력 신호는 하기의 수학식 6과 같이 행렬 형태로 표현이 가능하고, 수학식 6으로부터 하기의 수학식 7과 같은 결과를 얻을 수 있다.
Figure 112009046304730-pat00014
Figure 112009046304730-pat00015
상기의 수학식 7을 이용하면, 어떠한 임의의 결합효율 및 위상변이가 있더라도, 항상 그 영향이 제거된 인페이wm 및 쿼드러쳐 성분을 구할 수 있다.
도 3은 상술한 실시예 2에 따라 120° 광하이브리드의 결함을 보상함으로써 향상되는 수신기의 성능의 예를 보여주는 그래프이다.
광하이브리드의 위상변이는 각각 110°, 0°, -110° 이다.
도 3을 참조하면, 광하이브리드의 결함을 보상을 함으로써 수신기의 성능이 현저히 개선되는 것을 확인할 수 있다.
도 4는 120° 광하이브리드의 결합효율의 변화에 따른 위상변이의 변화를 나타내는 그래프이다.
결합효율은 광 파워를 기준으로 1:m:m으로 변화하고, 그에 따른 위상변이를 계산하였다. 여기서 위상변이는
Figure 112009046304730-pat00016
를 기준으로 그 상대적인 값을 계산하였다.
도 4를 참조하면, 약간의 결합효율의 변화에도 위상변이는 크게 변하는 것을 알 수 있다. 또한 도 1c를 참조하면 이 위상변위의 변화는 수신기의 성능을 열화시키는 문제를 야기한다. 따라서 광하이브리드의 결함은 반드시 보상되어야 함을 알 수 있다.
도 1a는 종래의 90° 광하이브리드(Optical Hybrid)를 이용하는 디지털 신호처리 기술 기반의 코히어런트 수신기를 나타낸 구조도;
도 1b는 종래의 120° 광하이브리드를 이용하는 코히어런트 수신기를 나타낸 구조도;
도 1c는 종래의 코히어런트 수신기에 있어서 광하이브리드의 결함에 따른 수신기의 성능 저하를 보여주는 그래프;
도 2a는 본 발명의 제1 실시예에 따른 90° 광하이브리드를 이용하는 코히어런트 수신기를 설명하기 위한 구조도;
도 2b는 본 발명의 제2 실시예에 따른 90° 광하이브리드를 이용하는 코히어런트 수신기를 설명하기 위한 구조도;
도 3은 상술한 실시예 2에 따라 120° 광하이브리드의 결함을 보상함으로써 향상되는 수신기의 성능의 예를 보여주는 그래프; 및
도 4는 120° 광하이브리드의 결합효율의 변화에 따른 위상변이의 변화를 나타내는 그래프이다.
<도면의 주요부분에 대한 참조번호의 설명>
110, 120: 광하이브리드 200: 광검출기
300: A/D 변환기 400: 디지털 신호처리장치

Claims (5)

  1. 국부 발진기의 출력과 수신 신호를 결합시키는 90° 광하이브리드와, 상기 광하이브리드로부터 출력된 광을 검출하여 아날로그 전기 신호로 바꾸어주는 광검출기와, 상기 광검출기로부터 출력된 상기 아날로그 전기 신호를 디지털 신호로 변환시키는 A/D 변환기와, 상기 A/D 변환기로부터 출력된 상기 디지털 신호의 처리장치로 이루어진 코히어런트 수신기에 있어서,
    상기 디지털 신호저리장치는 수학식
    Figure 112009046304730-pat00017
    를 이용하여 광하이브리드의 결함이 인페이즈 및 쿼드러쳐(In-Phase/ Quadrature) 신호의 생성에 미치는 영향을 보상하는 것을 특징으로 하는 코히어런트 수신기.
    여기서, Es(t)는 상기 수신 신호의 전기장, ELO는 상기 국부 발진기 출력의 전기장, Ckj는 상기 광하이브리드의 k번째 입력에서 j번째 출력으로의 결합효율,
    Figure 112009046304730-pat00018
    는 위상변이,
    Figure 112009046304730-pat00019
    는 상기 국부 발진기의 출력과 상기 수신 신호 간에 위상 차이이다.
  2. 국부 발진기의 출력과 수신 신호를 결합시키는 120° 광하이브리드와, 상기 광하이브리드로부터 출력된 광을 검출하여 아날로그 전기 신호로 바꾸어주는 광검출기와, 상기 광검출기로부터 출력된 상기 아날로그 전기 신호를 디지털 신호로 변환시키는 A/D 변환기와, 상기 A/D 변환기로부터 출력된 상기 디지털 신호의 처리장치로 이루어진 코히어런트 수신기에 있어서,
    상기 디지털 신호저리장치는 수학식
    Figure 112009046304730-pat00020
    를 이용하여 광하이브리드의 결함이 인페이즈 및 쿼드러쳐(In-Phase/ Quadrature) 신호의 생성에 미치는 영향을 보상하는 것을 특징으로 하는 코히어런트 수신기.
    여기서, Es(t)는 상기 수신 신호의 전기장, ELO는 상기 국부 발진기 출력의 전기장, Ckj는 상기 광하이브리드의 k번째 입력에서 j번째 출력으로의 결합효율,
    Figure 112009046304730-pat00021
    는 위상변이,
    Figure 112009046304730-pat00022
    는 상기 국부 발진기의 출력과 상기 수신 신호 간에 위상 차이이다.
  3. 제 1항에 있어서, 하나의 상기 A/D 변환기 전단에는 두 개의 상기 광검출기가 설치되고, 각각의 상기 광검출기에서 검출된 광의 세기의 차이에 해당하는 상기 아날로그 전기 신호가 상기 A/D 변환기에 입력되는 것을 특징으로 하는 코히어런트 수신기.
  4. 제 1항 또는 제 2항에 있어서, 상기 수신 신호는 세기 변조된 신호인 것을 특징으로 하는 코히어런트 수신기.
  5. 제 1항 또는 제 2항에 있어서, 상기 수신 신호는 위상 변조된 신호인 것을 특징으로 하는 코히어런트 수신기.
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