KR101605683B1 - 개선된 주파수 로킹을 갖는 코히어런트 트랜스폰더 - Google Patents

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Abstract

본 문서는 광 통신 시스템에 관한 것이다. 특히, 본 문서는 광 통신 시스템의 송신기의 레이저 주파수와 광 통신 시스템의 코히어런트 수신기의 국부 발진기 주파수의 정렬에 관한 것이다. 코히어런트 광 수신기(222)가 설명된다. 수신기(222)는 LO 주파수를 갖는, l.0로도 불리는 국부 발진기를 이용하여 반송파 주파수로 수신된 광 신호를 디지털 신호로 변환하도록 적응된 수신 유닛과; 디지털 신호에 기초하여, 수신된 광 신호의 스펙트럼의 비대칭의 정도를 추정하도록 적응된 스펙트럼 분석 유닛과; 비대칭의 정도의 표시를 수신된 광 신호의 송신기(211)를 포함하는 근단 트랜스폰더(210)로 송신하도록 적응된 송신 유닛을 포함한다.

Description

개선된 주파수 로킹을 갖는 코히어런트 트랜스폰더{COHERENT TRANSPONDER WITH ENHANCED FREQUENCY LOCKING}
본 문서는 광 통신 시스템에 관한 것이다. 특히, 본 문서는 광 통신 시스템의 송신기의 레이저 주파수와 광 통신 시스템의 코히어런트 수신기의 국부 발진기 주파수의 정렬에 관한 것이다.
현재의 파장 분할 다중화(WDM) 광 통신 시스템들에서, WDM 통신 시스템의 송신기의 레이저의 공칭 중심 주파수의 공차(예를 들면, +-1.5GHz)가 전형적으로 용인가능한데, 왜냐하면 광 통신 채널들의(즉, WDM 채널들의) 간격(또는 대역폭)과 채널당 보 레이트(baud-rate) 사이의 비율이 상대적으로 크기 때문이다. DWDM(고밀도 WDM) 시스템들의 전형적인 채널 간격은 50GHz이며 (예를 들면, QPSK 심볼들을 사용하는) 전형적인 보 레이트들은 28Gbaud이다. 따라서, 전형적인 간격/보 레이트 비율들은 1.8 또는 그보다 큰 범위에 있다. 더욱이, 송신기의 레이저 소스와 코히어런트 수신기의 국부 발진기 사이의 주파수 오프셋은 전형적으로 수신기의 디지털 신호 처리에 의해 교정될 수 있다. 오프셋 보상을 위한 디지털 신호 처리는 전형적으로 미리 정해진 최대 주파수 오프셋을 용인할 수 있다. 예를 들어, 28Gbaud(또는 기가(Giga) 심볼/초)의 QPSK 심볼들로, 50GHz의 채널 간격을 갖는 최대 인용가능 주파수 오프셋은 전형적으로 +/- 3.5GHz이다. 위에서 언급된 현재의 코히어런트 시스템들에서의 레이저 소스들의 공차들의 관점에서, 송신기의 레이저 소스와 코히어런트 수신기의 국부 발진기 사이의 주파수 오프셋들은 디지털 신호 처리를 이용하여 보상될 수 있다.
한편, 초고밀도 WDM 시스템들에서, WDM 채널들의 채널 간격은 (1.2보다 작은 간격/보 레이트 비율을 갖는) 심볼 레이트에 가까워질 것으로 예상된다. 이러한 초고밀도 WDM 시스템들은 인접한 WDM 채널들 사이의 혼선을 최소화시키거나 감소시키기 위해 WDM 채널들 내에서 (예를 들면, 송신기에서) 협대역 광 필터들을 사용할 것으로 예상된다. 협대역 광 필터들은 1.2보다 작은 대역폭/보 레이트의 비율을 제공할 것으로 예상된다. 이러한 초고밀도 WDM 시스템들에서, 송신기의 레이저 소스의 주파수 안정성과 특히 협대역 광 필터들의 중심 주파수에 대한 레이저 소스의 주파수의 정렬이 기술적 도전이 될 것으로 예상된다.
위에서 나타낸 바와 같이, 광 통신 시스템들에서 사용된 레이저 소스들은 전형적으로 + 또는 -1.5GHz의 공차를 갖는다. 이러한 공차들은 (32.5GBaud보다 큰 범위의 보 레이트와 약 33.3GHz의 범위의 채널 간격을 갖는) 미래의 광 시스템들의 요구들에 대하여 너무 높다. 이것이 도 1의 Q2-인자 패널티 대 주파수 오프셋 도면(100)에 도시된다. 송신기에 광대역의 광 필터링이 없거나 있는 경우(참조 숫자(101)), 통신 시스템은 송신기의 주파수와 수신기의 국부 발진기(LO) 주파수 사이에 상대적으로 높은 오프셋들을 지원한다는 것이 보여질 수 있다. 한편, (초고밀도 WDM 시스템들에서의 경우와 같은) WDM 채널을 갖는 협대역 광 필터링의 경우에, 송신기와 수신기의 주파수들의 작은 편차들조차도 상당한 비트 에러율들을 야기한다(참조 숫자(102)). 따라서, 보 레이트와 가까운 신호 대역폭으로 동작할 때, 송신된 신호의 중심 주파수와 광 필터의 중심 주파수 사이의 상대적으로 작은 불일치가 심각한 불이익으로 변환된다.
본 문서는 위에서 언급된 기술적 쟁점들을 해결한다. 특히, 본 문서는 현재의 광 WDM 통신 시스템들에 비해 감소된 채널 간격/보 레이트 비율의 초고밀도 WDM 시스템들의 실행을 허용하기 위한, (송신기의) 레이저 소스와 (수신기의) 국부 발진기의 주파수들을 정렬하기 위한 방법 및 시스템을 설명한다.
한 양태에 따라 코히어런트 광 수신기가 설명된다. 전형적으로, 코히어런트 광 수신기는 광 통신 시스템, 특히 파장 분할 다중화(WDM) 통신 시스템의 일부이다. 이러한 WDM 시스템은 미리 정해진 채널 간격(또는 대역폭)을 갖는 복수의 WDM 채널들을 포함한다. 복수의 WDM 채널들은 송신기를 대응하는 코히어런트 광 수신기와 링크하는데 사용될 수 있다. 전형적으로, 송신기와 수신기는 각각의 트랜스폰더들 내에 포함된다.
광 수신기는 LO 주파수를 갖는 국부 발진기(local oscillator;LO)를 이용하여 반송파 주파수로 수신된 광 신호를 디지털 신호로 변환하도록 적응된 수신 유닛을 포함한다. 수신된 광 신호는 전형적으로 미리 정해진 심볼 레이트의 심볼들의 시퀀스를 포함한다. 광 수신기는 수신된 광 신호로부터 심볼들의 시퀀스를 결정하도록 구성될 수 있다. 광 수신기는 또한 디지털 신호에 기초하여, 수신된 광 신호의 스펙트럼의 비대칭의 정도를 추정하도록 적응된 스펙트럼 분석 유닛을 포함한다. 이러한 목적을 위해, 스펙트럼 분석 유닛은 광 수신기에서 이용가능한 정보, 즉 디지털 신호로부터 도출되는 정보를 이용할 수 있다. 또한, 광 수신기는 비대칭의 정도의 표시를 수신된 광 신호의 송신기를 포함하는 근단 트랜스폰더로 송신하도록 적응된 송신 유닛을 포함한다.
광 수신기는 반송파 주파수와 LO 주파수 사이의 오프셋을 추정하고 보상하도록 적응된 주파수 오프셋 유닛을 포함할 수 있다. 이와 관련하여, 수신 유닛은 전형적으로 컨버터 대역폭과 중심 주파수를 갖는 광-디지털 컨버터를 포함한다는 것이 주의되어야 한다. 주파수 오프셋 유닛은 반송파 주파수와 LO 주파수 사이의 오프셋을 보상하는 것에 의해, 컨버터 대역폭에 의해 유발된 수신된 광 신호의 스펙트럼의 절단들을 방지하도록 적응될 수 있다. 다시 말해, LO 주파수와 반송파 주파수가 오프셋이 되지 않도록 보장함으로써(또는 오프셋을 미리 정해진 오프셋 레벨 이하로 유지함으로써), 광 수신기는 수신된 광 신호가 광-디지털 컨버터의 대역폭 제한에 의해 왜곡되지 않는 것을 보장할 수 있다. 광-디지털 컨버터는 전형적으로 대역폭이 제한된 아날로그-디지털 컨버터(ADC)를 수반하는 코히어런트 광-아날로그 컨버터를 포함한다.
코히어런트 광 수신기는 디지털 신호를 주파수 도메인으로 변환하여, 복수의 스펙트럼 계수들을 생성하도록 적응된 변환 유닛을 포함할 수 있다. 이러한 변환 유닛(예를 들면, 고속 푸리에 변환 또는 이산 푸리에 변환을 수행하는)은 색 분산(CD)의 보상과 관련하여 광 수신기에 의해 사용될 수 있다. 스펙트럼 분석 유닛은 복수의 스펙트럼 계수들에 기초하여 수신된 광 신호의 스펙트럼의 비대칭의 정도를 추정하도록 적응될 수 있다. 특히, 스펙트럼 분석 유닛은 0보다 큰 신호 주파수들과 관련된 복수의 스펙트럼 계수들로부터의 스펙트럼 계수들에 기초하여 양의 스펙트럼 에너지를 결정하도록 적응될 수 있다. 또한, 스펙트럼 분석 유닛은 0보다 작은 신호 주파수들과 관련된 복수의 스펙트럼 계수들로부터의 스펙트럼 계수들에 기초하여 음의 스펙트럼 에너지를 결정하도록 적응될 수 있다. 수신된 광 신호의 스펙트럼의 비대칭의 정도는 양의 스펙트럼 에너지에 기초하여 그리고 음의 스펙트럼 에너지에 기초하여(예를 들면, 양의 및 음의 스펙트럼 에너지들의 차이 또는 비율에 기초하여) 추정될 수 있다.
수신된 광 신호는 제 1 및 제 2 편광 평면에서 제 1 및 제 2 신호 구성성분을 포함하도록 편광 다중화될 수 있는데, 제 1 및 제 2 편광 평면들은 서로에 대해 수직이다. 제 1 및 제 2 신호 구성성분은 각각이 심볼 레이트의 심볼들의 시퀀스를 포함할 수 있다. 이러한 경우들에서, 코히어런트 광 수신기는 전형적으로 디지털 신호에 기초하여 복수의 편광 역다중화 필터들을 결정하도록 적응된 편광 역다중화 유닛을 포함한다. 스펙트럼 분석 유닛은 이후 복수의 편광 역다중화 필터들에 기초하여 수신된 광 신호의 스펙트럼의 비대칭의 정도를 추정하도록 적응될 수 있다.
위에서 나타낸 바와 같이, 수신된 광 신호는 전형적으로 복수의 인접한 WDM 채널들을 갖는 제 1 WDM 채널을 통해 송신되었다. 예를 들어, 수신된 광 신호는 인접한 WDM 채널들 중 하나 또는 그 이상으로부터 기원하는 혼선에 의해 왜곡되었을 수 있다. 복수의 편광 역다중화 필터들은 전형적으로 혼선에 의해 야기된 이러한 왜곡들을 포착하도록 적응된다. 특히, 복수의 편광 역다중화 필터들은 제 1 및 제 2 신호 구성성분들을 분리시키도록 적응된 차분 모드 구성성분을 포함할 수 있다. 다시 말해, 차분 모드 구성성분은 편광 역다중화를 수행하도록 적응될 수 있다. 또한, 복수의 편광 역다중화 필터들은 제 1 WDM 채널과 근접한 하나 또는 그 이상의 WDM 채널들로부터 혼선을 감소시키도록 적응된 공통 모드 구성성분을 포함할 수 있다. 따라서, 스펙트럼 분석 유닛은 복수의 편광 역다중화 필터들의 공통 모드 구성성분에 기초하여 수신된 광 신호의 스펙트럼의 비대칭의 정도를 추정하도록 적응될 수 있다.
복수의 편광 역다중화 필터들은 전형적으로 대응하는 복수의 유한 임펄스 응답(FIR) 필터들이며, 각 필터는 전형적으로 N>1인 N개의 필터 탭들을 포함한다. 전형적으로, 편광 역다중화 유닛은 나비 구조로 배열된 4개의 FIR 필터들을 사용한다. 복수의 편광 역다중화 필터들의 공통 모드 구성성분은 N개의 평균 필터 탭들을 포함하는 FIR 필터일 수 있다. N개의 평균 필터 탭들은 복수의 편광 역다중화 필터들의 N개의 필터 탭들의 각각의 평균 값들(예를 들면, 4개의 FIR 필터들의 N개의 필터 탭들의 각각의 평균)에 대응할 수 있다. 따라서, 공통 모드 구성성분은 공통 모드 주파수 응답을 갖는 필터(전형적으로 로우 패스 필터)이다. 스펙트럼 분석 유닛은 공통 모드 주파수 응답의 비대칭의 정도에 기초하여 수신된 광 신호의 스펙트럼의 비대칭의 정도를 추정하도록 적응될 수 있다.
(원단 트랜스폰더 내에 포함된) 광 수신기는 제 2 WDM 채널을 통해 (송신기를 포함하는) 근단 트랜스폰더에 결합될 수 있다. 다시 말해, 광 수신기는 제 2 WDM 채널을 통해 송신기로 피드백을 제공할 수 있다. 제 1 WDM 채널은 송신기로부터(즉, 근단 트랜스폰더로부터) 광 수신기로의(즉, 원단 트랜스폰더로의) 통신을 허용할 수 있지만, 제 2 WDM 채널은 원단 트랜스폰더로부터 근단 트랜스폰더로의 통신을 허용할 수 있다. 전형적으로, 데이터는 각각이 각각의 프레임 오버헤드를 포함하는 광 전송 유닛(Optical Transport Unit;OTU) 프레임들의 제 2 WDM 채널 상에서 송신된다. OTU 프레임들의 구조는 광 전송 네트워크(Optical Transport Network;OTN) 표준에 따를 수 있다. 광 수신기의 송신 유닛은 제 2 WDM 채널 상에 송신된 광 전송 유닛 프레임의 프레임 오버헤드로 비대칭의 정도에 대한 표시를 삽입하도록 적응될 수 있다.
다른 양태에 따라, 광 통신 시스템(예를 들면, WDM 시스템)이 설명된다. 시스템은 반송파 주파수에서 광 신호를 송신하도록 적응된 송신기를(예를 들면, 근단 트랜스폰더 내에) 포함할 수 있다. 또한, 시스템은 본 문서에서 개략적으로 서술된 임의의 양태를 따르는 코히어런트 수신기를 (예를 들면, 원단 트랜스폰더 내에) 포함할 수 있다. 수신기는 광 신호를 수신하고, 수신된 광 신호의 스펙트럼의 비대칭의 정도를 추정하도록 적응될 수 있다. 또한, 수신기는 (송신기를 포함하는) 근단 트랜스폰더로 비대칭의 정도의 표시를 송신하도록 적응될 수 있다. 송신기(또는 근단 트랜스폰더)는 비대칭의 정도의 표시에 기초하여 반송파 주파수를 조절하도록 적응될 수 있다.
위에서 나타낸 바와 같이, 코히어런트 수신기는 LO 주파수를 갖는 국부 발진기(LO)를 사용하여 수신된 광 신호를 디지털 신호로 변환하도록 적응될 수 있다. 또한, 광 수신기는 송신기에 의해 수행된 반송파 주파수의 조절에 따라 LO 주파수를 조절하도록 적응될 수 있다. 이는 반송파 주파수로 인가된 동일한 조절의 양으로 LO 주파수를 명확하게 조절하는 것으로 수행될 수 있다. 이러한 목적을 위해, 송신기와 수신기는 비대칭의 정도의 표시에 기초하여 반송파 주파수의 조절의 양을 결정하기 위한 동일한 규칙들을 사용할 수 있다. 대안적으로 또는 부가적으로, 수신기는 (반송파 주파수로의 조절에 따라) LO 주파수를 조절하기 위하여, 그의 주파수 오프셋 유닛(또한 반송파 주파수 추정 및 보상 유닛으로도 불림)을 사용할 수 있다.
광 통신 시스템은 또한 송신기로부터 코히어런트 수신기로 광 신호를 송신하도록 적응된 제 1 WDM 채널을 포함할 수 있다. 제 1 WDM 채널은 전형적으로 제 1 WDM 채널의 대역폭으로 적응되는 대역폭을 갖는 광 필터를 포함한다. 광 필터는 인접한 WDM 채널들 사이의 혼선을 감소시키도록 사용될 수 있다. 또한, 시스템은 코히어런트 수신기를 포함하는 원단 트랜스폰더로부터 근단 트랜스폰더로 비대칭의 정도의 표시를 송신하도록 적응된 제 2 WDM 채널을 포함할 수 있다.
다른 양태에 따라, 제 1 WDM 채널을 통해 송신된 광 신호의 반송파 주파수를 WDM 채널 내에 포함된 광 필터의 주파수 응답에 따라 정렬하기 위한 방법이 설명된다. 방법은 광 신호를 수신하는 단계, 및 LO 주파수를 갖는 국부 발진기를 이용하여 반송파 주파수에서 수신된 광 신호를 디지털 신호로 변환하는 단계를 포함한다. 방법은 디지털 신호에 기초하여, 수신된 광 신호의 스펙트럼의 비대칭의 정도를 추정하는 것으로 진행할 수 있다. 비대칭의 정도의 표시는 수신된 광 신호의 송신기로 송신될 수 있다.
방법은 또한 반송파 주파수와 LO 주파수 사이의 오프셋을 추정하는 단계, 및 반송파 주파수와 LO 주파수 사이의 오프셋을 보상하는 단계를 포함할 수 있다. 오프셋 추정 및 보상은 광 수신기에서 수행될 수 있다. 또한, 방법은 디지털 신호로부터 도출된 신호의 스펙트럼 분석을 수행하여 전력 스펙트럼을 산출하는 단계, 및 파워 스펙트럼에 기초하여 비대칭의 정도를 추정하는 단계를 포함한다. 이들 단계들은 광 수신기에 의해 수행될 수 있다. 또한, 방법은 비대칭의 정도의 표시에 기초하여 반송파 주파수를 조정하는 단계를 포함할 수 있는데, 이는 전형적으로 송신기에 의해 수행된다. 유사한 방식으로, 반송파 주파수의 조정에 따라 LO 주파수가 수신기에 의해 조정될 수 있다.
위에서 나타낸 바와 같이, 광 신호는 전형적으로 미리 결정된 심볼 레이트의 심볼들의 시퀀스를 포함한다. 광 수신기에서의 디지털 신호 처리(예를 들면, CD 보상, 편광 역다중화, 반송파 주파수 추정 및 보상, 심볼 식별)는 전형적으로 심볼 레이트로 수행되며, 따라서 수신된 광 신호로부터 심볼들의 시퀀스를 복구할 수 있다. 한편, 추정 및 송신 단계들(즉, 수신된 광 신호의 스펙트럼의 비대칭의 정도의 표시를 결정하는 것과 관련된 방법 단계들)은 피드백 레이트로 반복될 수 있다. 피드백 레이트는 심볼 레이트보다 낮을 수 있다. 예로써, 피드백 레이트는 심볼 레이트보다 1/10 이하, 1/100 이하, 1/1000 이하일 수 있다. 심볼 레이트와 비교하여 감소되는 피드백 레이트는 반송파 주파수와 광 필터의 주파수 응답의 오정렬의 효과들이 전형적으로 심볼 레이트보다 느리다는 사실을 고려한다.
다른 양태에 따라, 소프트웨어 프로그램이 설명된다. 소프트웨어 프로그램은 처리기 상에서의 실행을 위해, 및 컴퓨팅 디바이스에서 수행될 때 본 문서에서 개략적으로 서술된 방법 단계들을 수행하기 위해 적응될 수 있다.
다른 양태에 따라, 저장 매체가 설명된다. 저장 매체는 처리기 상에서의 실행을 위해, 및 컴퓨팅 디바이스에서 수행될 때 본 문서에서 개략적으로 서술된 방법 단계들을 수행하기 위해 적응된 소프트웨어 프로그램을 포함할 수 있다.
다른 양태에 따라, 컴퓨터 프로그램 제품이 설명된다. 컴퓨터 프로그램은 컴퓨터 상에서 실행될 때 본 문서에서 개략적으로 서술된 방법 단계들을 수행하기 위한 실행가능한 명령들을 포함할 수 있다.
본 특허 출원에서 개략적으로 서술된 바와 같은 그의 바람직한 실시예들을 포함하는 방법들과 시스템들은 홀로 사용될 수 있거나 본 문서에서 개시된 다른 방법들 및 시스템들과 함께 사용될 수 있다는 것이 주의되어야 한다. 또한, 본 특허 출원에서 개략적으로 서술된 방법들과 시스템들의 모든 양태들은 임의로 조합될 수 있다. 특히, 청구항들의 특성들은 임의의 방식으로 서로 조합될 수 있다.
본 발명은 종래의 광 WDM 통신 시스템들에 비해 감소된 채널 간격/보 레이트 비율의 초고밀도 WDM 시스템들의 실행을 허용하기 위한, (송신기의) 레이저 소스와 (수신기의) 국부 발진기의 주파수들을 정렬하기 위한 방법 및 시스템을 제공한다.
도 1은 송신기의 레이저 소스와 수신기의 국부 발진기 사이의 주파수 오프셋에 의해 발생된 예시적인 에러를 도시하는 도면.
도 2는 예시적인 광 통신 시스템을 도시하는 도면.
도 3은 코히어런트 광 수신기에서 수행된 디지털 신호 처리의 예시적인 구성성분들을 도시하는 도면.
도 4는 송신기의 레이저 소스와 수신기의 국부 발진기 사이의 주파수 오프셋에 의해 발생된 효과들을 개략적으로 도시하는 도면.
도 5는 송신기의 레이저 소스와 수신기의 국부 발진기의 주파수들을 WDM 채널의 광 필터의 주파수 응답에 따라 정렬시키기 위한 예시적인 방법의 플로차트.
본 발명이 첨부 도면들을 참조하여 전형적인 방식으로 이하에서 설명된다.
위에서 개략적으로 서술된 바와 같이, 본 문서는 초고밀도 WDM 통신 시스템의 실행에 관한 것이다. 특히, 본 문서는 송신기의 레이저 소스가 초고밀도 WDM 통신 시스템 내에 포함된 (협대역) 광 필터들에 따라 정렬되는 것을 보장하는 기술적인 문제를 해결한다. 위의 기술적 문제에 대한 한가지 방식은 WDM 시스템의 송신기 내의 레이저 소스에 의해 제공된 레이저 주파수의 공차(tolerance)를 감소시키는 것일 수 있다. 그러나, 레이저 소스들의 레이저 주파수의 공차는 앞으로 몇 년 동안 ±1GHz 이하로 떨어지지 않을 것이라고 예상된다. 예로써, 이러한 공차들은 레이저 소스의 동작 온도로 인한 것, 제조 공정 내의 공차들로 인한 것 및/또는 레이저 소스의 노화로 인한 것일 수 있다. 따라서, 레이저 소스들의 변동들(fluctuations)은 초고밀도 WDM 통신 시스템들을 실행하기 위해 충분하게 감소될 수 있다고 예상되지 않는다.
본 문서는 위에서 언급된 기술적 문제를 극복하기 위한 시스템 방식을 갖는다. 특히, 본 문서는 "블라인드(blind)" 트랜스폰더(송신기/수신기)로부터 그 자신의 환경을 의식하는 트랜스폰더로의 이동을 제안한다. 코히어런트 수신기의 세련됨을 전체 WDM 통신 시스템, 특히 송신 트랜스폰더로 확장시키는 것이 제안된다. 트랜스폰더의 환경의 인지는 트랜스폰더가 (송신기의) 광 송신 신호의 주파수와 (수신기의) 국부 발진기의 주파수를 코히어런트 수신기 내에 포함된 디지털 신호 처리기에 의해 행해진 분석의 함수로서 적절하게 조절할 수 있게 한다. 다시 말하면, 코히어런트 수신기에서 이용가능한 정보는 근단(near-end) 트랜스폰더(즉, 송신기)와 원단(far-end) 트랜스폰더(즉, 코히어런트 수신기) 사이에서 공통으로 공유될 수 있으며, 따라서 레이저 소스의 주파수와 국부 발진기의 주파수의 정렬을 가능하게 한다. 이러한 정보의 교환은 또한 WDM 채널 내에 포함된 광 필터의 주파수 응답에 따른 주파수들의 정렬을 가능하게 한다.
따라서, 위에서 언급된 광 통신 시스템은 다음의 구축 블록들 중 하나 또는 그 이상을 사용할 수 있다. 특히, 광 통신 시스템은 근단과 원단 트랜스폰더 사이에서 통신 링크와 방법을 사용할 수 있다. 이러한 통신 링크는 원단 트랜스폰더로부터(즉, 코히어런트 수신기로부터) 근단 트랜스폰더로(즉, 송신기로) 피드백 정보를 제공하는데 사용될 수 있다. 또한, 광 통신 시스템은 WDM 채널들의 성능에 대한 분석을 사용할 수 있다. 이러한 분석은 코히어런트 수신기의 디지털 신호 처리기(DSP)에 의해 수행될 수 있다. WDM 채널들에 대한 분석은 현재의 WDM 채널의 가장 가까운 혼선(cross-talk) 소스의 추정을 위한 것일 수 있다. 또한, 광 통신 시스템은 송신기 레이저 소스와 국부 발진기 레이저 소스의 주파수 조정들의 필요성과 그 양을 결정하기 위하여, (광 수신기에서 이용가능한 정보에 기초하여 실행된) 알고리즘을 사용할 수 있다.
도 2는 예시적인 광 통신 시스템(200)을 도시한다. 광 통신 시스템(200)은 근단 트랜스폰더(210)와 원단 트랜스폰더(220)를 포함한다. 트랜스폰더들(210, 220)은 모두 송신기(211, 221)와 (각각 국부 발진기들을 포함하는) (코히어런트) 수신기(212, 222)를 포함한다. 근단 트랜스폰더(210)의 송신기(211)는 광 신호들을 하나 또는 그 이상의 광 WDM 송신 채널들(231)을 통해 원단 트랜스폰더(220)의 수신기(222)로 전송한다. 다른 방향에서, 원단 트랜스폰더(220)의 송신기(221)는 광 신호들을 하나 또는 그 이상의 광 WDM 송신 채널들(232)을 통해 근단 트랜스폰더(210)의 수신기(212)로 전송한다. 또한, 근단 트랜스폰더(210)와 원단 트랜스폰더(220)는 (양방향) 통신 링크(240)를 통해 링크된다.
코히어런트 수신기들(212, 222)은 전형적으로 특정 WDM 송신 채널(231, 232)을 통한 송신 동안 광 신호에 의해 발생된 왜곡들을 보상하도록 구성된 디지털 신호 처리기를 포함한다. 도 3은 코히어런트 수신기들(212, 222) 내에 포함된 디지털 신호 처리기(300)의 예시적인 구성성분들을 도시한다. 디지털 신호 처리기(DSP;300)는 (수신된 광 신호로부터 광-아날로그 및 아날로그-디지털 변환을 통해 도출된) 수신된 신호를 시간 도메인으로부터 주파수 도메인으로 (예를 들면, 고속 푸리에 변환(Fast Fourier Transform), 또는 이산 푸리에 변환(Discrete Fourier Transform)을 이용하여) 변환시키는 변환 유닛(301)을 포함한다. DSP(300)의 후속 색 분산(chromatic dispersion;CD) 보상 유닛(302)은 전형적으로 수신된 신호의 주파수 도메인 표현에서 동작하며, 따라서 주파수 도메인의 CD 보상된 신호를 산출한다. CD 보상된 신호는 (예를 들면, 역(inverse) 고속 푸리에 변환, 또는 역 이산 푸리에 변환을 수행하는) 역 변환 유닛(303)을 이용하여 시간 도메인으로 변환된다. 또한, DSP(300)는 광 통신 시스템(200) 내에서 사용된 클로킹 신호(clocking signal)를 복구하기 위한 클록 복구 유닛(304)을 포함한다.
통신 채널(231, 232)을 통해 송신된 광 신호는 전형적으로 편광 다중화된다(polarization multiplexed). 이는 광 신호가 (특정 보 레이트(baud rate), 예를 들면 28Gbaud 또는 32.5Gbaud에서 각각) 두 개의 직교 편광된 신호 구성성분들을 포함한다는 것을 의미한다. 편광 역다중화(demultiplexing) 유닛(305)은 두 개의 직교 편광된 신호 구성성분들을 수신된 신호로부터 분리하도록 구성된다. 이러한 목적을 위해, 편광 역다중화 유닛(305)은 나비 배열로 배열된 4개의 FIR(Finite Impulse Response) 필터들을 포함하는 역다중화 필터(309)를 포함할 수 있다. FIR 필터들(309)은 CMA(Constant Modulus Algorithm;310)를 이용하여 결정될 수 있는 미리 정해진 수 N 개의 필터 탭들(또한 필터 계수들로도 불림)을 갖는다. FIR 필터들(309)은 전형적으로, 소위 공통 모드 구성성분과 소위 차분 모드 구성성분의 두개의 필터 구성성분들로 분할될 수 있다. 차분 모드 구성성분은 두개의 직교 편광된 신호 구성성분들의 편광 평면들을 정확하게 식별하기 위하여, 수신된 신호의 편광 평면을 우선적으로 회전시킬 책임이 있다. 공통 모드 구성성분은 이웃하는 WDM 채널들과 특정 WDM 채널의 간섭들로 기인될 수 있는, 수신된 신호 내의 원치않는 혼선 왜곡들을 우선적으로 제거할 책임이 있다. 공통 모드 구성성분은 전형적으로 특정 WDM 채널의 신호 부분들을 이웃하는 WDM 채널들로부터 기원하는 신호 부분들로부터 분리시키기 위한 것인 로우 패스 타입의 필터이다. 편광 역다중화 유닛(305)의 4개의 FIR 필터들(309)의 공통 모드 구성성분은 예를 들면, N개의 필터 탭들의 4개의 세트들로부터 평균 N개의 필터 탭들을 결정하는 것에 의해, 4개의 FIR 필터들(309)로부터 도출된 평균 필터로 결정될 수 있다.
또한, DSP(300)는 수신된 신호의 반송파 주파수와 코히어런트 수신기(220)의 국부 발진기의 주파수 사이의 오프셋을 결정하도록 적응되는 반송파 주파수 추정 및 보상 유닛(306)을 포함한다. 위에서 개략적으로 서술된 바와 같이, 반송파 주파수 추정 및 보상 유닛(306)은 전형적으로, 예를 들면, 송신 채널(231) 상의 왜곡 효과들에 의해 유발된, 또는 송신기 레이저 소스와 LO의 주파수들의 변동들로 인해 유발된, 미리 정해진 최대 주파수 오프셋의 추정 및 보상으로 제한된다. 주파수 추정 및 보상 유닛(306)은 전형적으로, 송신기의 레이저 소스의 주파수와 수신기의 국부 발진기의 주파수 사이의 심각한 오정렬(misalignment)로 인한 주파수 오프셋을 결정하고 보상하기 위해 구성되지 않는다. 이는 특히 인접한 WDM 채널들 사이의 혼선을 피하거나 감소시키기 위하여 송신기의 협대역 광 필터를 사용하는 초고밀도 WDM 통신 시스템들의 경우이다. 주파수 추정 및 보상 유닛(306)은 주파수 오프셋(△F)의 추정을 제공한다.
DSP(300)의 부가적인 구성성분들은 전형적으로, 수신된 신호의 위상에서 발생된 왜곡들을 추정하고 보상하도록 구성된 반송파 위상 추정 및 보상 유닛(307)이다. 마지막으로, 보상된 수신 신호는 검출 유닛(308)의 심볼 식별로 제공되어, 광 통신 시스템(200)을 통해 송신된 데이터를 복구한다.
이와 같이, 코히어런트 수신기는 신호 분석을 수행하고 레이저 주파수 불일치들에 대응할 수 있다. 도 3에 도시된 DSP(300)의 알고리즘들을 이용하여, 코히어런트 수신기들은 수신된 신호의 광학 분야의 모든 특징들(진폭, 위상 및 변조)로의 액세스를 제공한다. 수신된 광학 분야의 이러한 특징들이 본 문서에서 설명된 주파수 정렬 방식을 위해 사용될 수 있다. 특히, 트랜스폰더(210, 220)가 그의 환경을 인지하게 하는, 특히 근단 트랜스폰더(201)와 원단 트랜스폰더(220) 사이의 주파수 불일치를 인지하게 하는 적어도 3개의 정보 소스들이 있다. 이러한 정보의 소스들이 도 3의 동그라미 숫자들 1, 2 및 3으로 표시된다.
정보의 제 1 소스(숫자 1)는 색 분산 보상 필터를 적용하기 전에 수행되는 주파수 변환 유닛(301)으로부터 온다. 변환 유닛(301)은 근단 트랜스폰더(210)와 원단 트랜스폰더(220) 사이의 주파수 불일치(및 WDM 채널에 포함된 광 필터의 주파수 응답)을 결정하는데 사용될 수 있는 수신된 신호의 스펙트럼 정보를 제공한다. 정보의 제 2 소스(숫자 2)는 편광 역다중화 유닛(305)의 FIR 필터들(309)의 분석으로부터 온다. 위에서 나타낸 바와 같이, FIR 필터들(309)은 CMA 알고리즘(310)에 의해 (지속적으로) 업데이트된다. 특히, FIR 필터들(309)의 공통 모드 구성성분은 수신된 신호의 스펙트럼에 대한 (및 수신된 신호의 스펙트럼에 대한 이웃하는 WDM 채널들의 영향에 대한) 정보를 제공할 수 있다. 정보의 제 3 소스(숫자 3)는 주파수 추정 및 보상 유닛(306)에 의해 제공된 추정된 반송파 주파수 오프셋(△F)으로부터 온다.
예를 들어, 코히어런트 트랜스폰더들(210, 220)은 전형적으로 주파수 도메인에 (CD 보상 유닛(302)의) 색 분산 필터를 적용하여, 본질적으로 주파수 도메인에 수신된 신호를 제공한다는 것이 고려될 수 있다. 더욱이, 트랜스폰더들(210, 220)은 수신된 신호의 주파수 스펙트럼의 분석에 기초한 색 분산 추정 기술을 적용하여, 수신된 신호에 부가적인 스펙트럼 정보를 제공할 수 있다. 또한, 편광 역다중화 유닛(305) 내에서 사용된 FIR 필터들(309)의 계수들은 전형적으로 적응형 알고리즘, 예를 들면 CMA(Constant Modulus Algorithm;310)에 의해 설정된다고 고려될 수 있다. CMA(310)와 결과적인 FIR 필터들(309)의 목적은 수신된 신호의 품질을 최적화하는 것이다. 예로써, FIR 필터들(309)은 신호 대역폭 외부의 혼선 뿐만 아니라 소음의 잠재적 소스들을 필터링하도록 구성될 수 있다. 따라서, FIR 필터들(309)의 주파수 응답은 수신된 신호 내에 포함된 원치않는 스펙트럼 부분들(예를 들면, 혼선 또는 소음)의 표시를 제공한다. 또한, 전형적인 상업적 레이저들은 특정 WDM 채널(예를 들면, ITU-T G.694.1 채널)을 선택할 가능성 뿐만 아니라 특정 WDM 채널의 중심 주파수 근처의 발산된 주파수로 미세 조정할 가능성을 갖는다는 것이 고려될 수 있다. 이러한 채널 선택 및 미세 조정의 기능성은 전형적으로 1㎲보다 작은 주파수 오프셋(△F)을 추정하도록 구성되는 DSP(300)의 처리 속도에 비해 전형적으로 느리다(10초의 범위 내). 따라서, 주파수 추정 및 보상 유닛(306)은 전형적으로 송신기 내의 레이저와 수신기의 국부 발진기의 주파수 사이의 주파수 오프셋(△F)을 거의 순간적으로 추적하도록 구성된다. 이와 같이, 광 송신 시스템(200)의 통합 상태에서, 주파수 추정 및 보상 유닛(306)이 또한 통합되어, 송신기 레이저 주파수와 LO의 주파수 사이에 0 오프셋을 제공한다고 가정될 수 있다(주파수 오프셋이 최대의 검출가능한 주파수 오프셋보다 작은 경우에).
위에서 나타낸 바와 같이, 본 문서는 초고밀도 WDM 채널들의 경우에 송신기의 레이저의 주파수와 수신기의 국부 발진기의 주파수의 정렬을 보장하기 위한 방법 및 시스템에 대한 것이다. 위에서 나타낸 바와 같이, 주파수들의 전형적인 오정렬들은 이러한 경우에 주파수 추정 및 보상 유닛(306)에 의해 전체적으로 보상되지 않는다. 현재 설명된 방법과 시스템은 대칭이 되는 (변조 후의) 송신된 신호의 스펙트럼의 관찰로부터 도출된다. 그에 의해, 송신기 레이저 소스와 LO 주파수가 (또한 대칭인 응답을 갖는) 광 필터들에 따라 정렬되는 경우, 수신기의 신호 스펙트럼이 또한 대칭이 되어야 한다.
수신된 신호의 스펙트럼의 관찰된 비대칭은 다음의 상이한 이유들로 기인될 수 있다:
1. 위에서 개략적으로 서술된 바와 같이, 수신된 신호의 반송파 주파수와 LO의 주파수에 오프셋이 있을 수 있다. 이러한 오프셋은 주파수 오프셋 교정 유닛(305)을 사용하여 DSP(300)에서 검출, 측정 및 교정될 수 있다. 이러한 오프셋의 효과가 도 4의 주파수 다이어그램(400)에 도시된다. 도 4는 코히어런트 수신기의 대역폭(402)을 도시하며, 코히어런트 수신기의 대역폭은 주로 코히어런트 수신기 내에서 사용된 아날로그-디지털 컨버터(ADC)들의 대역폭 제한들에 의해 영향을 받는다. 또한, 도 4는 0 주파수(즉, 코히어런트 수신기의 중심 주파수)를 정의하는, 코히어런트 수신기의 국부 발진기의 주파수(401)를 도시한다. 부가적으로, 도 4는 수신된 신호의 중심 주파수(411)와 수신된 신호의 스펙트럼(412)을 도시한다. 스펙트럼(412)의 부분(413)은 주파수 오프셋으로 인하여 및 코히어런트 수신기의 대역폭(402)으로 인하여 손실될 수 있다. 스펙트럼(412)의 손실 부분(413)이 미리 정해진 부분을 초과하면, 이후 반송파 주파수 추정 및 보상 유닛(306)은 더이상 정확한 주파수 오프셋(△F)을 결정할 수 없다. 이러한 경우들에서, 본 문서에서 설명된 방법과 시스템이 반송파 주파수와 LO 주파수를 정렬하는데 사용될 수 있다.
2. 송신기(210)의 주파수와 WDM 채널(231) 내의 광 필터의 주파수 응답 사이에 오정렬이 있을 수 있다. 위에서 나타낸 바와 같이, 초고밀도 WDM 채널(231) 내의 광 필터는 인접한 채널들 사이의 혼선을 방지 또는 감소시키기 위해 매우 좁을 수 있다. 특히, 광 필터의 대역폭은 코히어런트 수신기의 대역폭(402)보다 작을 수 있다. 송신기(210)의 주파수와 WDM 채널(231) 내의 광 필터의 주파수 응답의 오정렬은 전형적으로 한쪽이 절단된(truncated) 스펙트럼을 갖는 송신된 신호를 (및 결과적으로 수신된 신호에 의해) 초래한다. 절단 측은 오정렬의 방향을 나타내며 절단의 크기는 오정렬의 크기를 나타낼 수 있다. 본 문서에서는 코히어런트 수신기에서 이용가능한 정보의 소스들(도 3의 숫자들 1, 2 및 3)에 기초하여, 오정렬로 인한 송신된 신호의 절단의 방향 및/또는 크기를 결정하는 것이 제안된다.
이와 같이, 광 송신 시스템(200) 내에 (즉, 송신기(210), WDM 채널(231), 수신기(220) 내에) 포함된 필터링 함수들에 대해 수신된 신호의 품질을 개선시키기 위한 알고리즘이 설명될 수 있다. 알고리즘은 광 송신 시스템(200) 내에 (특히, 송신기(210) 내에) 포함된 레이저들의 주파수 안정성에 대한 광 송신 시스템(200)의 성능 의존도를 제거하기 위한 것이다.
도 5는 송신기 레이저 소스의 주파수와 국부 발진기의 주파수를 서로에 따라, 그리고 WDM 채널(231)에 포함된 광 필터의 주파수 응답에 따라 정렬하는 예시적인 알고리즘 또는 방법(500)의 흐름도를 도시한다. 알고리즘(500)은 다음 단계들의 하나 또는 그 이상을 수행할 수 있다:
1. 원격 송신기 레이저와 국부 발진기의 주파수들 사이의 차이를 결정하고, 그에 따라 주파수 오프셋(△F)을 보상하기 위한 반송파 주파수 추정(단계(501)). 반송파 주파수 추정은 전형적으로 도 3의 번호 3인 정보의 소스를 사용한다.
2. 원격 송신기 레이저와 국부 발진기의 주파수들 사이의 차이가 0이 되도록 하기 위한 수신기의 국부 발진기 주파수의 조정(단계(502)). 단계들(501 및 502)은 반송파 주파수와 LO의 주파수 사이의 오프셋이 보상될 때까지 반복된다(단계들(503, 504)).
3. 수신된 신호의 스펙트럼 내의 가능한 비대칭을 검출하기 위한, 수신된 신호의 스펙트럼 분석(단계들(505, 506)). 송신기 레이저와 국부 발진기 사이의 주파수 오프셋이 이미 보상되었다는 사실 때문에, 이러한 비대칭은 송신기 레이저 주파수와 WDM 채널의 광 필터 사이의 오정렬에 기인되어야 한다. 스펙트럼 분석은 도 3에 숫자 1 및 2로 도시된 정보의 소스들을 사용할 수 있다.
4. 수신된 신호의 스펙트럼 내에서 비대칭이 검출되면(단계(507, 509)), 수신기의 국부 발진기의 주파수와 원격 송신기 레이저의 주파수는 비대칭을 감소시키도록(예를 들면, 최소화시키도록) 함께 조정될 수 있다(단계(512)). 주파수들의 이러한 공동 조정은 원격 송신기 레이저의 주파수를 먼저 이동시키고, 이후 (주파수 오프셋 및 보상 유닛(306)을 이용하여) 주파수 오프셋을 상쇄하도록 LO의 주파수 오프셋을 추적하는 것에 의해 이루어질 수 있다.
코히어런트 수신기로부터 송신기로 비대칭/오정렬 정보를 제공하기 위하여, 광 통신 시스템(200)은 원단과 근단 트랜스폰더들(220, 210) 사이의 통신 링크(240)를 사용한다. 이와 같이, WDM 채널(231)의 광 필터의 주파수 응답으로 레이저 주파수를 정렬하기 위하여, 원단 트랜스폰더(220)는 비대칭을, 그리고 레이저 주파수를 조절할 필요가 있음을 근단 트랜스폰더(210)에 통지할 수 있다.
위에서 언급된 방법(500)은 주기적인 방식으로(예를 들면, 반복적으로) 정렬 상황을 재평가할 수 있고(단계들(508, 511)), 이에 따라 WDM 채널(231)의 광 필터의 주파수 응답에 송신기 레이저 주파수의 자동 정렬을 제공한다. 위에서 언급된 레이저 주파수 로킹 알고리즘이 초고밀도 WDM 시스템들의 좁은 채널 필터링과 채널 간격을 용인하도록 충분히 정렬된 레이저들을 유지하기 때문에, 국부 발진기와 레이저 소스의 자동 정렬은 레이저 소스의 생애동안 레이저 소스 변동들을 보상할 수 있다.
반송파 주파수 추정 및 보상 유닛(306)에 의한 디지털 도메인의 반송파 주파수 추정(단계(501)) 및 반송파 주파수 보상(단계(502))에 관한 방법(500)이 설명되었다. 반송파 주파수 추정 및 보상 유닛(306)은 신호의 중요한 부분을 필터링시키는, 대역이 제한된 수신기에 대한 물리적 오프셋의 영향을 추정하거나 교정하도록 구성되지 않는다는 것에 주의되어야 한다. 다시 말하면, 주파수 오프셋이 심각한 절단 스펙트럼 부분(413)을 초래한다면, 반송파 주파수 추정 및 보상 유닛(306)은 주파수 오프셋을 0으로 감소시킬 수 없을 것이다. 이는 송신기 레이저 소스의 주파수를 조정하도록 송신기에 요청하는데 사용될 수 있는 수신 신호의 스펙트럼의 비대칭을 초래한다(단계(509, 512)). 따라서, 반송파 주파수 추정 및 보상 유닛(306)은 조정된 송신기 레이저 주파수에 기초하여 주파수 오프셋을 결정한다(주파수 오프셋은 현재 검출가능한 범위 내에 있어야 한다).
다음으로, WDM 채널의 송신기와 광 필터의 레이저 주파수의 오정렬을 검출하기 위한 다양한 방식들이 설명된다. 수신된 신호의 스펙트럼이 변환 유닛(301)에 의해 제공된다. 이미 위에서 나타낸 바와 같이, 수신된 신호의 반송파 주파수와 국부 발진기의 주파수 사이의 주파수 오프셋의 보상은 WDM 채널의 광 필터의 주파수 응답에 대한 송신기 레이저의 주파수의 정렬의 상대적으로 느린 공정(몇 초)에 비하여 거의 순간적으로(즉, 몇 ㎲ 내에) 수행된다. 따라서, 위에서 언급된 방법(500)의 통합 상황에서, 수신된 신호의 반송파 주파수는 (거의) 국부 발진기의 주파수로 정렬된다고 가정될 수 있다. 결과적으로, 수신된 신호의 스펙트럼은 대칭이 되어야 한다(왜냐하면, 수신된 신호의 스펙트럼(412)이 광 수신기의 대역폭(402) 내에서 중심에 있기 때문이다(즉, 주파수 오프셋(△F)으로 인한 스펙트럼 절단(413)이 일어나지 않아야 한다.).).
따라서, 수신된 신호의 스펙트럼의 임의의 비대칭은 WDM 채널의 광 필터에 의해 수행된 스펙트럼 절단에 의한 것이어야 한다. 이러한 스펙트럼 절단은 송신기 레이저 주파수와 광 필터의 주파수 응답이 오정렬될 때 발생한다. 따라서, 수신된 신호의 스펙트럼의 대칭의 정도 또는 비대칭의 정도는 WDM 채널의 광 필터의 주파수 응답에 대한 송신기 레이저 주파수의 오정렬의 정도의 표시로 나타내질 수 있다. 예로써, 비대칭의 정도는 양의 스펙트럼의 에너지(E+)와 음의 스펙트럼의 에너지(E-)에 기초하여 결정될 수 있다. 스펙트럼의 에너지는 수신된 신호의 스펙트럼의 주파수 계수들의 평균 제곱 평균(mean square average)에 기초하여 결정될 수 있다. 이와 같이, 차이(△E=E+-E-), 또는 정규화된 차이(△E=2*(E+-E-)/(E++E-)), 또는 비율(R=E+/E-)이 비대칭의 정도에 대한 지시자로 사용될 수 있다. 비대칭의 정도는 오정렬의 방향에 대한 표시(음의 또는 양의 차이, 1보다 크거나 1보다 작은 비율)를 제공할 뿐만 아니라, 오정렬의 크기에 대한 표시(절대 차이, 1로부터의 비율의 편차)를 제공한다. 오정렬의 방향 및/또는 크기에 대한 정보는 코히어런트 수신기(원단 트랜스폰더(220))에 의해 송신기(근단 트랜스폰더(210))로 제공될 수 있다.
대안적으로 또는 부가적으로, 오정렬의 정도의 표시는 편광 역다중화 유닛(305) 내에 포함된 FIR 필터들(309)로부터 얻어질 수 있다. 광 송신 시스템(200)의 모든 레이저 소스들이 그들 각각의 광 필터들에 따라 정렬되고 신호 스펙트럼이 대칭임을 알고 있다면, 편광 역다중화기 유닛(305)의 FIR 필터들(309)의 전달 함수의 분석은 대칭 함수를 리턴한다. 특히, FIR 필터들(309)의 공통 모드 구성성분은 예를 들면, 4개의 FIR 필터들(309)을 평균하는 것에 의해 결정될 수 있으며, 이에 따라 평균 FIR 필터를 산출한다. 이웃하는 WDM 채널들에 의해 생성된 혼선이 없을 때, 평균 FIR 필터는 대칭 주파수 응답을 가져야 한다. 이러한 대칭은 예를 들면, 양의 주파수 축 상의 그리고 음의 주파수 축 상의 평균 FIR 필터의 3dB 및/또는 6dB 감쇠의 주파수들을 결정하는 것에 의해 측정될 수 있고, 따라서 f1 +(양의 축 상의 3dB 감쇠의 주파수), f1 -(음의 축 상의 3dB 감쇠의 주파수), f2 +(양의 축 상의 6dB 감쇠의 주파수), 및 f2 -(양의 축 상의 6dB 감쇠의 주파수)를 생성한다. 대칭의 경우에, 주파수들의 합은 0이 되어야 한다.
한편, 주파수들의 합이 0을 벗어나면, 이는 FIR 필터들의 주파수 응답의 비대칭을 나타낸다. 주파수 오정렬들을 조절하기 위하여, FIR 필터들의 응답의 비대칭이 정보의 대안적인 또는 부가적인 소스로서 사용될 수 있다. 특히, 이러한 정보의 소스는 전형적으로 이웃 채널들에 의해 생성된 혼선에 민감하다. 특히, 주파수들(f1 +,f1 -,f2 +,및 f2 -)의 음의 합은 특정 WDM 채널보다 높은 주파수들에서 WDM 채널로부터 기원하는 혼선을 나타낼 수 있으며(따라서, 더 높은 주파수들을 향한 오정렬을 나타낼 수 있으며), 반면에 주파수들(f1 +,f1 -,f2 +,및 f2 -)의 양의 합은 특정 WDM 채널보다 낮은 주파수들에서 WDM 채널로부터 기원하는 혼선을 나타낼 수 있다(따라서, 더 낮은 주파수들을 향한 오정렬을 나타낼 수 있다). 주파수들(f1 +,f1 -,f2 +,및 f2 -)의 합의 절대값은 오정렬의 정도를 나타낼 수 있다.
다음으로, 근단 트랜스폰더(210)와 원단 트랜스폰더(220) 사이의 통신 링크(240)의 가능한 실행이 설명된다. 이러한 목적을 위해, 근단 트랜스폰더(201)와 원단 트랜스폰더(220)는 광 통신 시스템(200)의 WDM 채널들(231, 232) 상의 데이터(페이로드 정보) 교환을 위해 사용된 통신 프로토콜들을 사용할 수 있다. 특히, 근단 트랜스폰더(210)와 원단 트랜스폰더(220)는 ITU-T 표준 G.709에 규정된 OTN(Optical Transport Network) 프로토콜 프레임워크를 사용할 수 있다. OTN 프레임워크는 광 통신 시스템(200)을 통해 어떻게 페이로드 데이터를 라우팅할 것인가를 정의한다. 페이로드 데이터는 소위 프레임들로 매립되며(embedded), 각 프레임은 프레임 오버헤드를 포함한다. 프레임 오버헤드는 복수의 필드들(바이트들)을 포함하고, 복수의 필드들은 광 통신 시스템(200)의 네트워크 소자들(예를 들면, 트랜스폰더들(210, 220)) 사이의 특정 통신과 제어 채널들을 실행하도록 사용될 수 있다. OTN 프레임들(전형적으로 OTUk(Optical Transport Unit) 프레임들로 불림)의 오버헤드는 근단 트랜스폰더(210)와 원단 트랜스폰더(220)에 의해 직접 액세스가능하다.
따라서, 원단 트랜스폰더(220)는 근단 트랜스폰더(220)의 특정 WDM 채널(231)의 특정 레이저의 오정렬에 대한 정보를 원단 트랜스폰더(220)로부터 근단 트랜스폰더(210)로 광 통신 채널(232)을 통해 보내지는 OTUk 프레임의 미리 정해진 바이트의 오버헤드로 삽입할 수 있고, 따라서 (반대 방향의 특정 WDM 채널(231)의) 특정 레이저의 주파수가 정렬되어야 한다는 것을 근단 트랜스폰더(210)에 통지한다. 이와 같이, 통신 링크(240)는 복수의 WDM 채널들(231, 232) 상의 대역내 통신 링크(240)로서 실행될 수 있다.
본 문서에서, 서로에 대해뿐만 아니라 송신 채널 내에 포함된 광 필터에 대해 대응하는 코히어런트 수신기의 송신기 레이저의 주파수와 국부 발진기의 주파수를 정렬하는 방법 및 시스템이 설명된다. 설명된 방법과 시스템은 감소된 채널 간격을 갖는 WDM 통신 시스템들 및/또는 감소된 채널 간격/보 레이트 비율을 갖는 WDM 통신 시스템들을 위해 (상대적으로 높은 레이저 주파수의 변동들을 갖는) 상업적인 레이저들의 소스들의 사용을 가능케 한다. 설명된 방법과 시스템은 광 WDM 통신 시스템들의 성능을 WDM 통신 시스템 내에서 사용된 레이저들의 주파수 변동들과 독립되게 한다.
설명과 도면들은 단지 제안된 방법들 및 시스템들의 원리들을 설명하기 위한 것임이 주의되어야 한다. 따라서, 당업자는 여기서 명시적으로 설명되거나 도시되지 않았다고 하더라도 본 발명의 원리들을 구현하고 그의 정신과 범주에 포함되는 다양한 배열들을 고안할 수 있을 것임이 인식될 것이다. 또한, 여기서 설명된 모든 예들은 주로 읽는 자들이 발명자들에 의해 기재된 제안된 방법들과 시스템들의 원리들과 개념들을 이해하고 분야를 발전시키는 것을 돕기 위한 교육학적인 목적들을 위해서만으로 명확히 의도되며, 이러한 명확하게 기재된 예들 및 상태들로 제한이 없도록 해석되어야 한다. 또한, 본 발명의 원리들, 양태들, 및 실시예들 뿐만 아니라 그의 특정 예들을 기술하는 여기서의 모든 서술들은 그의 동등물들을 포함하는 것으로 의도된다.
또한, 다양한 상술된 방법들의 단계들과 기술된 시스템들의 구성성분들은 프로그램된 컴퓨터들에 의해 수행될 수 있다는 것이 주의되어야 한다. 여기서, 일부 실시예들은 또한 프로그램 저장 디바이스들, 예를 들면 머신 또는 컴퓨터 판독가능하고, 머신 수행가능하거나 또는 컴퓨터 실행가능한 명령들의 프로그램들을 인코딩하는, 디지털 데이터 저장 매체들을 포함하는 것으로 의도되며, 상기 명령들은 상기 상술된 방법들의 단계들의 일부 또는 전부를 수행한다. 프로그램 저장 디바이스들은 예를 들면, 디지털 메모리들, 자기 디스크들과 자기 테이프들과 같은 자기 저장 매체들, 하드 드라이브들, 또는 광학적으로 판독가능한 디지털 데이터 저장 매체들일 수 있다. 실시예들은 또한 상술된 방법들의 상기 단계들을 수행하도록 프로그램된 컴퓨터들을 포함하는 것으로 의도된다.
부가적으로, 본 발명 문서에서 설명된 다양한 소자들의 기능들은 전용 하드웨어의 사용을 통해서 뿐만 아니라 적절한 소프트웨어와 함께 소프트웨어를 실행할 수 있는 하드웨어를 통해서 제공될 수 있다는 것이 주의되어야 한다. 처리기에 의해 제공될 때, 기능들은 단일의 전용 처리기에 의해, 단일의 공유된 처리기에 의해, 또는 일부가 공유될 수 있는 복수의 개별적인 처리기들에 의해 제공될 수 있다. 또한, "처리기" 또는 "제어기"라는 용어의 명시적인 사용은 소프트웨어를 실행할 수 있는 하드웨어를 배타적으로 나타내는 것으로 해석되지 않아야 하며, 디지털 신호 처리기(DSP) 하드웨어, 네트워크 처리기, 주문형 집적 회로(ASIC), 필드 프로그래머블 게이트 어레이(FPGA), 소프트웨어를 저장하기 위한 판독 전용 메모리(ROM), 랜덤 액세스 메모리(RAM), 및 비휘발성 저장 장치를 제한 없이 내재적으로 포함할 수 있다. 종래의 및/또는 주문형의 다른 하드웨어가 또한 포함될 수 있다.
마지막으로, 여기서의 임의의 블록도들은 발명의 원리들을 구현하는 예시적인 회로의 개념적인 도면들을 표현한다는 것이 주의되어야 한다. 유사하게, 임의의 플로차트들, 흐름도들, 상태 천이도들, 의사 코드, 등은 컴퓨터 또는 처리기가 명시적으로 도시되든지 도시되지 않든지, 컴퓨터 판독가능한 매체들에서 실질적으로 표현될 수 있고, 따라서 이러한 컴퓨터 또는 처리기에 의해 수행될 수 있는 다양한 공정들을 표현한다는 것이 인식될 것이다.
200:광 통신 시스템 210:근단 트랜스폰더
211:송신기 212:수신기
230:원단 트랜스폰더 240:통신 링크

Claims (15)

  1. 코히어런트 광 수신기(222)에 있어서,
    -LO 주파수를 갖는, LO로 불리는 국부 발진기(local oscillator)를 이용하여 반송파 주파수로 송신기(211)로부터 수신된 광 신호를 디지털 신호로 변환하도록 적응된 수신 유닛과;
    -상기 디지털 신호에 기초하여, 상기 수신된 광 신호의 스펙트럼의 비대칭의 정도를 추정하도록 적응된 스펙트럼 분석 유닛과;
    -상기 수신된 광 신호의 상기 비대칭의 정도의 표시를 상기 송신기(211)를 포함하는 근단 트랜스폰더(201)로 송신하도록 적응된 송신 유닛을 포함하는, 코히어런트 광 수신기(222).
  2. 제 1 항에 있어서,
    -상기 반송파 주파수와 상기 LO 주파수 사이의 오프셋을 추정하고 보상하도록 적응된 주파수 오프셋 유닛(306)을 포함하는, 코히어런트 광 수신기(222).
  3. 제 2 항에 있어서,
    -상기 수신 유닛은 컨버터 대역폭(402)과 중심 주파수(401)를 갖는 광-디지털 컨버터(optical-to-digital converter)를 포함하고;
    -상기 주파수 오프셋 유닛(306)은 상기 반송파 주파수와 상기 LO 주파수 사이의 상기 오프셋을 보상하는 것에 의해, 상기 컨버터 대역폭(402)에 의해 야기된 상기 수신된 광 신호의 상기 스펙트럼의 절단들(413)을 방지하도록 적응되는, 코히어런트 광 수신기(222).
  4. 제 1 항 내지 제 3 항 중 어느 한 항에 있어서,
    -상기 코히어런트 광 수신기(222)는 상기 디지털 신호를 주파수 도메인으로 변환하여, 복수의 스펙트럼 계수들을 생성하도록 적응된 변환 유닛(301)을 포함하고;
    -상기 스펙트럼 분석 유닛은 상기 복수의 스펙트럼 계수들에 기초하여 상기 수신된 광 신호의 상기 스펙트럼의 상기 비대칭의 정도를 추정하도록 적응되는, 코히어런트 광 수신기(222).
  5. 제 4 항에 있어서,
    상기 스펙트럼 분석 유닛은,
    -0보다 큰 신호 주파수들과 관련된 상기 복수의 스펙트럼 계수로부터의 스펙트럼 계수들에 기초하여 양의 스펙트럼 에너지를 결정하고;
    -0보다 작은 신호 주파수들과 관련된 상기 복수의 스펙트럼 계수로부터의 스펙트럼 계수들에 기초하여 음의 스펙트럼 에너지를 결정하고;
    -상기 양의 스펙트럼 에너지와 상기 음의 스펙트럼 에너지에 기초하여 상기 수신된 광 신호의 상기 스펙트럼의 상기 비대칭의 정도를 추정하도록 적응되는, 코히어런트 광 수신기(222).
  6. 제 1 항 내지 제 3 항 중 어느 한 항에 있어서,
    -상기 수신된 광 신호는 제 1 및 제 2 편광 평면에서 제 1 및 제 2 신호 구성성분을 포함하도록 편광 다중화되고;
    -상기 제 1 및 상기 제 2 편광 평면들은 서로에 대해 직교이며;
    -상기 코히어런트 광 수신기(222)는 상기 디지털 신호에 기초하여 복수의 편광 역다중화 필터들을 결정하도록 적응된 편광 역다중화 유닛(305)을 포함하고;
    -상기 스펙트럼 분석 유닛은 상기 복수의 편광 역다중화 필터들에 기초하여 상기 수신된 광 신호의 상기 스펙트럼의 상기 비대칭의 정도를 추정하도록 적응되는, 코히어런트 광 수신기(222).
  7. 제 6 항에 있어서,
    -상기 수신된 광 신호는 WDM이라 불리는 제 1 파장 분할 다중화(wavelength division multiplex) 채널(231)을 통해 송신되었고;
    -상기 복수의 편광 역다중화 필터들은 상기 제 1 및 상기 제 2 신호 구성성분들을 분리시키도록 적응된 차분 모드 구성성분을 포함하고;
    -상기 복수의 편광 역다중화 필터들은 상기 제 1 WDM 채널(231)과 근접한 하나 또는 그 이상의 WDM 채널들로부터 혼선을 감소시키도록 적응된 공통 모드 구성성분을 포함하고;
    -상기 스펙트럼 분석 유닛은 상기 복수의 편광 역다중화 필터들의 상기 공통 모드 구성성분에 기초하여 상기 수신된 광 신호의 상기 스펙트럼의 상기 비대칭의 정도를 추정하도록 적응되는, 코히어런트 광 수신기(222).
  8. 제 7 항에 있어서,
    -상기 복수의 편광 역다중화 필터들은 각각이 N>1인 N개의 필터 탭들을 포함하는, FIR로 불리는 유한 임펄스 응답(finite impulse response) 필터들이고;
    -상기 공통 모드 구성성분은 N개의 평균 필터 탭들을 포함하는 FIR 필터이고;
    -상기 N개의 평균 필터 탭들은 상기 복수의 편광 역다중화 필터들의 상기 N개의 필터 탭들의 상기 각각의 평균 값들에 대응하고;
    -상기 공통 모드 구성성분은 공통 모드 주파수 응답을 갖고;
    -상기 스펙트럼 분석 유닛은 상기 공통 모드 주파수 응답의 비대칭의 정도에 기초하여 상기 수신된 광 신호의 상기 스펙트럼의 상기 비대칭의 정도를 추정하도록 적응되는, 코히어런트 광 수신기(222).
  9. 제 1 항 내지 제 3 항 중 어느 한 항에 있어서,
    -상기 광 수신기(222)는 상기 송신기(211)를 포함하는 상기 근단 트랜스폰더(210)에 제 2 WDM 채널(232)을 통해 결합되고;
    -데이터는 프레임 오버헤드를 포함하는 광 전송 유닛(Optical Transport Unit) 프레임들의 상기 제 2 WDM 채널(232) 상에서 송신되고;
    -상기 송신 유닛은 상기 제 2 WDM 채널(232) 상에서 송신된 광 전송 유닛 프레임의 상기 프레임 오버헤드로 상기 표시를 삽입하도록 적응되는, 코히어런트 광 수신기(222).
  10. 광 통신 시스템(200)에 있어서
    -반송파 주파수에서 광 신호를 송신하도록 적응된 송신기(211)와;
    -제 1 항 내지 제 3 항 중 어느 한 항에 따른 코히어런트 수신기(222)로서,
    -상기 광 신호를 수신하고;
    -상기 수신된 광 신호의 스펙트럼의 비대칭의 정도를 추정하고; 및
    -상기 송신기(211)를 포함하는 근단 트랜스폰더(210)로 상기 비대칭의 정도의 표시를 송신하도록 적응된, 상기 코히어런트 수신기(222)를 포함하며;
    상기 송신기(211)는 상기 비대칭의 정도의 상기 표시에 기초하여 상기 반송파 주파수를 조정하도록 적응되는, 광 통신 시스템(200).
  11. 제 10 항에 있어서,
    상기 코히어런트 수신기(222)는,
    -LO 주파수를 갖는, LO로 불리는 국부 발진기를 이용하여 상기 수신된 광 신호를 디지털 신호로 변환하고;
    -상기 송신기(211)에 의해 수행된 상기 반송파 주파수의 상기 조정에 따라 상기 LO 주파수를 조정하도록 적응되는, 광 통신 시스템(200).
  12. 제 10 항에 있어서,
    -상기 광 신호를 상기 송신기(211)로부터 상기 코히어런트 수신기(222)로 송신하도록 적응된, WDM으로 불리는 제 1 파장 분할 다중화 채널(231)로서; 상기 제 1 WDM 채널(231)은 상기 제 1 WDM 채널(231)의 대역폭으로 적응되는 대역폭을 갖는 광 필터를 포함하는, 상기 제 1 WDM 채널(231); 및/또는
    -상기 표시를 상기 코히어런트 수신기(222)를 포함하는 원단 트랜스폰더(220)로부터 상기 근단 트랜스폰더(210)로 송신하도록 적응된 제 2 WDM 채널(232)을 더 포함하는, 광 통신 시스템(200).
  13. WDM으로 불리는 제 1 파장 분할 다중화 채널(231)을 통해 송신된 광 신호의 반송파 주파수를 상기 WDM 채널(231) 내에 포함된 광 필터의 주파수 응답에 따라 정렬하기 위한 방법(500)에 있어서,
    -송신기(211)로부터 상기 광 신호를 수신하는 단계와;
    -LO 주파수를 갖는, LO로 불리는 국부 발진기를 이용하여 상기 반송파 주파수의 상기 수신된 광 신호를 디지털 신호로 변환하는 단계와;
    -상기 디지털 신호에 기초하여, 상기 수신된 광 신호의 스펙트럼의 비대칭의 정도를 추정하는 단계(507)와;
    -상기 수신된 광신호의 상기 비대칭의 정도의 표시를 상기 송신기(211)를 포함하는 근단 트랜스폰더(210)로 송신하는 단계(512)를 포함하는, 방법(500).
  14. 제 13 항에 있어서;
    -상기 반송파 주파수와 상기 LO 주파수 사이의 오프셋을 추정하는 단계(501)와;
    -상기 반송파 주파수와 상기 LO 주파수 사이의 상기 오프셋을 보상하는 단계(502)와;
    -상기 디지털 신호로부터 얻어진 신호의 스펙트럼 분석을 수행하여(506) 전력 스펙트럼을 산출하는 단계와;
    -상기 전력 스펙트럼에 기초하여 상기 비대칭의 정도를 추정하는 단계(507)와;
    -상기 표시에 기초하여 상기 반송파 주파수를 조정하는 단계와;
    -상기 반송파 주파수의 상기 조정에 따라 상기 LO 주파수를 조정하는 단계 중 임의의 하나 또는 그 이상을 더 포함하는, 방법(500).
  15. 제 13 항 또는 제 14 항에 있어서,
    -상기 광 신호는 미리 결정된 심볼 레이트의 심볼들의 시퀀스를 포함하고;
    -상기 수신, 및 상기 변환 단계들은 상기 심볼 레이트로 반복되며;
    -상기 추정 및 상기 송신 단계들은 피드백 레이트로 반복되고;
    -상기 피드백 레이트는 상기 심볼 레이트와 같거나 그보다 낮은, 방법.
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