JP5359179B2 - 光受信機及び光受信方法 - Google Patents

Description

本発明は、光受信機及び光受信方法に関する。

近年、インターネットの普及により、幹線系光通信システムの大容量化が必要とされており、１波長あたり、４０Ｇｂｉｔ／ｓ又は１００Ｇｂｉｔ／ｓを超える信号を伝送可能な光送受信機の研究開発が行われている。

しかしながら、１波長あたりの伝送容量（ビットレート）を大きくすると、光信号対雑音比（ＯＳＮＲ）の低下が大きくなり、伝送路の波長分散、偏波モード分散、非線形効果等による波形歪みのため、信号品質の劣化が大きくなる。

このため、４０Ｇｂｉｔ／ｓを超える光通信システムでは、光信号対雑音比（ＯＳＮＲ）耐力及び伝送路の波形歪み耐力があるデジタルコヒーレント受信方式が注目されている（例えば、非特許文献１を参照）。

従来の受信方式では、光強度のＯＮ／ＯＦＦを２値信号に割り当てて直接検波する。これに対して、デジタルコヒーレント受信方式では、光強度と位相情報をコヒーレント受信システムにより抽出し、抽出された光強度と位相情報をアナログ／デジタル変換器（ＡＤＣ）により量子化することで、デジタル信号処理回路にて復調を行う。

デジタルコヒーレント受信方式は、コヒーレント受信方式によるＯＳＮＲ耐力の改善と、デジタル信号処理回路による強力な波形歪み補償が可能なため、４０Ｇｂｉｔ以上の光送受信機でも高い性能を得ることができる。

また、デジタルコヒーレント受信方式は、１シンボルで多ビットの情報を送信可能な変調方式とも組み合わせることができる。このような変調方式としては、多値変調方式や、直交する偏波に異なる情報を多重する偏波多重方式、１波長グリッド内に高密度多重された複数の周波数（キャリア）に異なる情報を多重するマルチキャリア多重方式等が知られている。マルチキャリア多重方式の典型例としては、Frequency Division Multiplexing（ＦＤＭ、周波数多重）及びOrthogonal Frequency Division Multiplexing（ＯＦＤＭ、直交周波数分割多重）が挙げられる。

図２４は、直交する２つの偏波に異なる情報を多重する偏波多重方式（ＤＰ）と多値変調方式の一つである１シンボル時間で４値の情報を送信する４値位相変調方式（ＱＰＳＫ）を併用したＤＰ−ＱＰＳＫ方式のデジタルコヒーレント光送受信機の構成例を示している。

光送信機は、送信信号生成部１１、信号光源（ＬＤ）１２、ドライバアンプ１３〜１６、位相変調器１７〜２０、及び偏波合波器（ＰＢＣ）２１を備え、伝送路２２を介して光信号を光受信機に送信する。このうち、ＬＤ１２、ドライバアンプ１３〜１６、位相変調器１７〜２０、及びＰＢＣ２１は、電気／光変換回路３７を構成する。

送信信号生成部１１は、送信信号をドライバアンプ１３〜１６に出力し、ドライバアンプ１３〜１６は、送信信号を増幅して位相変調器１７〜２０にそれぞれ出力する。ＬＤ１２は、信号光を位相変調器１７〜２０に出力する。位相変調器１７〜２０は、信号光を送信信号で変調してＰＢＣ２１に出力する。位相変調器１７及び１８から出力される光と、
位相変調器１９及び２０から出力される光は、互いに直交する偏波を有する。ＰＢＣ２１は、位相変調器１７〜２０から出力される光信号を合波して伝送路２２に出力する。

一方、光受信機は、偏波分波器（ＰＢＳ）２３、２４、局発光源（ＬＤ）２５、光ハイブリッド２６、２７、光検出器（ＰＤ）２８〜３１、ＡＤＣ３２〜３５、及びデジタル信号処理回路３６を備え、伝送路２２から光信号を受信する。このうち、ＰＢＳ２３、２４、ＬＤ２５、光ハイブリッド２６、２７、ＰＤ２８〜３１は、デジタルコヒーレント光／電気変換回路３８を構成する。

ＰＢＳ２３は、伝送路２２から受信した光信号を互いに直交する２つの偏波成分に分波し、光ハイブリッド２６及び２７にそれぞれ出力する。ＰＢＳ２４は、ＬＤ２５から出力される局発光を互いに直交する２つの偏波成分に分波し、光ハイブリッド２６及び２７にそれぞれ出力する。

光ハイブリッド２６は、光信号と局発光を混合し、互いに直交する２つの位相成分をＰＤ２８及び２９にそれぞれ出力する。同様に、光ハイブリッド２７は、光信号と局発光を混合し、互いに直交する２つの位相成分をＰＤ３０及び３１にそれぞれ出力する。

ＰＤ２８及び２９での光電変換により、光信号を電気信号に変換してＡＤＣ３２及び３３にそれぞれ出力する。同様に、ＰＤ３０及び３１は、光信号を電気信号に変換してＡＤＣ３４及び３５にそれぞれ出力する。ＡＤＣ３２及び３３から出力されるデジタル信号は、光ハイブリッド２６に入力された光信号の強度情報及び位相情報を有し、ＡＤＣ３４及び３５から出力されるデジタル信号は、光ハイブリッド２７に入力された光信号の強度情報及び位相情報を有する。

デジタル信号処理回路３６は、ＡＤＣ３２〜３５から出力されるデジタル信号を用いて、受信信号の復調及び波形歪み補償を行う。このように、２つの偏波状態を受信する方式を偏波ダイバシティ受信と呼び、ＤＰ−ＱＰＳＫ方式によれば、偏波ダイバシティを使用して光信号の送受信を行うことができる。

図２５は、偏波ダイバシティを使用しないデジタルコヒーレント光受信機の構成例を示している。この光受信機は、偏波コントローラ４１、光ハイブリッド４２、ＬＤ４３、ＰＤ４４、４５、ＡＤＣ４６、４７、及びデジタル信号処理回路４８を備える。このうち、偏波コントローラ４１、光ハイブリッド４２、ＬＤ４３、及びＰＤ４４、４５は、デジタルコヒーレント光／電気変換回路４９を構成する。

偏波コントローラ４１は、受信する光信号の偏波を変更して、ＬＤ４３から出力される局発光の偏波に合わせる。光ハイブリッド４２、ＬＤ４３、ＰＤ４４、４５、及びＡＤＣ４６、４７の動作は、図２４の光ハイブリッド２６、ＰＤ２８、２９、ＡＤＣ３２、３３の動作と同様である。デジタル信号処理回路４８は、ＡＤＣ４６及び４７から出力されるデジタル信号を用いて、受信信号の復調及び波形歪み補償を行う。偏波多重を用いない構成の場合は、図２５の構成で受信することも可能である。

また、図２５の構成は図２６の構成で代用することもできる。図２６は、局発光源を使用しないセルフコヒーレント光受信機の構成例を示している。この光受信機は、光カプラ５１、遅延干渉計５２、５３、ＰＤ５４〜５６、ＡＤＣ５７〜５９、及びデジタル信号処理回路６０を備える。このうち、光カプラ５１、遅延干渉計５２、５３、及びＰＤ５４〜５６は、デジタルコヒーレント光／電気変換回路６１を構成する。

光カプラ５１は、受信する光信号を３つに分波して、遅延干渉計５２、５３及びＰＤ５
６にそれぞれ出力する。遅延干渉計５２及び５３は、入力された光信号を１シンボル前の光信号と干渉させて位相成分を抽出し、ＰＤ５４及び５５にそれぞれ出力する。遅延干渉計５２及び５３からは、互いに直交する２つの位相成分が出力される。

ＰＤ５４〜５６は、光信号を電気信号に変換してＡＤＣ５７〜５９にそれぞれ出力する。デジタル信号処理回路６０は、ＡＤＣ５７〜５９から出力されるデジタル信号を用いて、受信した光信号を再構成し、復調及び波形歪み補償を行う。

変調方式としては、上述したＱＰＳＫだけでなく、他の変調方式もデジタルコヒーレント光受信機で実現することができる。他の変調方式には、Non Return to Zero（ＮＲＺ、非零復帰変調）、Return to Zero（ＲＺ、零復帰変調）、Mary-Phase Shift Keying（Ｍ−ＰＳＫ、Ｍ値位相変調）、Mary-Quadrature Amplitude Modulation（Ｍ−ＱＡＭ、Ｍ値直交振幅変調）、ＯＦＤＭ、ＦＤＭ、及びそれらと偏波多重を組み合わせた変調方式が含まれる。
Dany-Sebastien Ly-Gagnon et al., "Coherent Detection of Optical Quadrature Phase-Shift Keying Signals With Carrier Phase Estimation", Journal of Lightwave Technology, vol. 24, No. 1, 2006, pp. 12-21

先にも述べたとおり、同じ伝送路を用いた場合、１波長あたりのビットレートを大きくすると伝送性能が劣化する。特に、４０Ｇｂｉｔ／ｓ以上の光信号はビットレート上昇による伝送性能劣化要因が多くなるため、１波長あたりの伝送容量増加と伝送距離とのトレードオフが顕著になる。

もし、要求された経路の伝送距離及び経路の状態に合わせて最適なビットレートを柔軟に選択し、光通信ネットワークを構築することができれば、ネットワーク全体で運用可能な伝送容量を拡大することが期待できる。

しかしながら、従来の技術では、ビットレート毎に伝送特性が大きく異なるため、複数のビットレートに対応した光送受信機は非常に高価になるという問題がある。
例えば、１０Ｇｂｉｔ／ｓの光送受信機ではＮＲＺを採用している。これに対して、４０Ｇｂｉｔ／ｓの光送受信機は、波長分散やPolarization Mode Dispersion（ＰＭＤ、偏波モード分散）による波形劣化の影響が大きいため、光受信機に波長分散補償器やＰＭＤ補償器といった波形劣化補償用の光デバイスが必要になる。また、変調方式としても、ＯＳＮＲ耐力を改善するために、Differential Phase Sift Keying（ＤＰＳＫ、差動位相変調）やDifferential Quadrature Phase Sift Keying（ＤＱＰＳＫ、差動４値位相変調）といった位相変調方式が採用されている。

この場合、１０Ｇｂｉｔ／ｓと４０Ｇｂｉｔ／ｓの２つのビットレートに対応する光送受信機は高価になることが予想される。
一方、デジタルコヒーレント光受信機は、伝送路の波長分散やＰＭＤ等の線形歪みをデジタル信号処理回路で補償することができ、また、デジタル信号処理回路以外はどのような変調方式でも同じ受信機構成を取ることができる。このため、ビットレートに応じて光受信機の構成が大きく変わらないことが予想され、複数のビットレートに対応した光送受信機を実現しやすいと考えられる。

しかしながら、デジタルコヒーレント光受信機で複数のビットレートに対応するためには、下記の要件を満たす必要がある。
（１）複数のビットレートに対応するために、動作周波数の範囲が広いサンプリングクロ
ック源が必要である。
（２）処理速度が大きく異なる場合でも動作するデジタル信号処理回路が必要である。
（３）処理速度が大きく変わった場合、偏波変動やＰＭＤ変動等による受信光信号品質の変化に対して、高速追従性が要求される。

本発明の課題は、複数のビットレートに対応可能な光受信機を提供することである。

開示の光受信機は、第１及び第２の変換手段、並列数変更手段、及び信号処理手段を備える。第１の変換手段は、受信した光信号を電気信号に変換して出力し、第２の変換手段は、電気信号を並列データ信号に変換して出力する。並列数変更手段は、光信号のビットレートに応じて並列データ信号の並列数を変更し、変更された並列数を有する並列データ信号を出力する。信号処理手段は、その並列データ信号に基づいて受信信号を復調する。

第１の変換手段は、電気信号を第２の変換手段に出力し、第２の変換手段は、並列データ信号を並列数変更手段に出力する。そして、並列数変更手段は、光信号のビットレートに応じた並列数を有する並列データ信号を信号処理手段に出力し、信号処理手段は、その並列データ信号に基づいて受信信号を復調する。

開示の光受信機によれば、ＡＤＣのサンプリング周波数を大きく変更することなく、また、並列データ信号のデータレートを可変にすることなく、複数のビットレートに対応することができる。

以下、図面を参照しながら、最良の実施形態を詳細に説明する。
図１は、実施形態のデジタルコヒーレント光送受信機の構成例を示している。光送信機は、送信信号生成部１０１及び電気／光変換回路１０２を備え、伝送路１０３を介して光信号を光受信機に送信する。

送信信号生成部１０１は、入力信号から送信信号を生成して電気／光変換回路１０２に出力し、電気／光変換回路１０２は、送信信号から光変調信号を生成して伝送路１０３に出力する。このとき、送信信号生成部１０１が、要求されるビットレートに応じて送信信号を変更することで、複数のビットレートに対応することができる。電気／光変換回路１０２としては、例えば、図２４の電気／光変換回路３７が用いられる。

光受信機は、デジタルコヒーレント光／電気変換回路１０４、サンプリングクロック源１０５、Ｋ個のＡＤＣ回路１０６−１〜１０６−Ｋ、及びデジタル信号処理回路１０７を備え、伝送路１０３から光信号を受信する。

デジタルコヒーレント光／電気変換回路１０４は、受信した光信号の強度情報及び位相情報を含む電気信号を生成して、ＡＤＣ回路１０６−１〜１０６−Ｋに出力する。サンプリングクロック源１０５は、受信する光信号のビットレートに関わらず、固定周波数のサンプリングクロック信号を生成して、ＡＤＣ回路１０６−１〜１０６−Ｋに出力する。

各ＡＤＣ回路１０６は、サンプリングクロック信号に同期して入力信号をサンプリングするＡＤＣと、ＡＤＣから出力されるデジタル信号を並列化するデマルチプレクサを含む。そして、並列化されたデジタル信号をデジタル信号処理回路１０７に出力する。

このとき、ビットレートに応じて、出力信号が常に同じデータレートになるようにデジ
タル信号の並列数（チャネル数）を切り替える。したがって、ＡＤＣ回路１０６の出力信号の並列数は、ビットレートに応じて可変になる。例えば、ビットレートが高いほど並列数は大きくなり、ビットレートが低いほど並列数は小さくなる。ただし、物理的な信号線の数は変化しない。

デジタル信号処理回路１０７は、ＡＤＣ回路１０６−１〜１０６−Ｋから出力されるデジタル信号を用いて、受信信号の復調及び波形歪み補償を行い、復調信号を出力する。デジタル信号処理回路１０７は、ＡＤＣ回路１０６の並列数が変化しても、その出力信号のデータレートに対応する処理速度で動作し、異なる並列数でも動作する回路構成を有する。

デジタルコヒーレント光／電気変換回路１０４としては、例えば、図２４、図２５、又は図２６のデジタルコヒーレント光／電気変換回路３８、４９、又は６１のいずれかが用いられる。

光受信機では、ＡＤＣ回路１０６の並列数とビットレートの関係で、サンプリングクロック信号の微調整が必要になる場合もある。また、受信信号に同期したクロック信号を生成する場合は、光受信機にクロックリカバリ回路を設けて、サンプリングクロック源１０５の周波数の微調制御を行う必要がある。クロック源の動作周波数が非常に狭い場合は、サポートするビットレートに応じて複数のクロック源を用意する必要がある。

図１のような構成を用いることにより、光受信機は、ＡＤＣ回路１０６のサンプリング周波数を大きく変更することなく、また、デジタル信号処理回路１０７の入力データレート及び内部処理速度を可変にすることなく、複数のビットレートに対応することができる。

したがって、動作周波数の範囲が広いサンプリングクロック源は不要であり、異なる処理速度で動作するデジタル信号処理回路も不要である。さらに、処理速度の大きな変化に対して高速追従性を有するデジタル信号処理回路も不要である。

この光受信機は、ＮＲＺ、ＲＺ、Ｍ−ＰＳＫ、Ｍ−ＱＡＭ、ＯＦＤＭ、ＦＤＭ等どのような変調方式にも対応でき、また、それらと偏波多重とを組み合わせた変調方式にも対応できる。

図２は、変調方式としてＤＰ−ＱＰＳＫ方式を用いた場合のデジタルコヒーレント光送受信機の構成例を示している。このデジタルコヒーレント光送受信機は、複数の異なるビットレートで動作するものとする。

光送信機は、送信信号生成部２０１、ＬＤ２０２、ドライバアンプ２０３〜２０６、位相変調器２０７〜２１０、及びＰＢＣ２１１を備え、伝送路２２１を介して光信号を光受信機に送信する。このうち、ＬＤ２０２、ドライバアンプ２０３〜２０６、位相変調器２０７〜２１０、及びＰＢＣ２１１は、電気／光変換回路を構成する。

送信信号生成部２０１は、入力信号から送信信号を生成してドライバアンプ２０３〜２０６に出力し、ドライバアンプ２０３〜２０６は、送信信号を増幅して位相変調器２０７〜２１０にそれぞれ出力する。ＬＤ２０２は、信号光を位相変調器２０７〜２１０に出力する。位相変調器２０７〜２１０は、信号光を送信信号で変調してＰＢＣ２１１に出力する。位相変調器２０７及び２０８から出力される光と、位相変調器２０９及び２１０から出力される光は、互いに直交する偏波を有する。ＰＢＣ２１１は、位相変調器２０７〜２１０から出力される光信号を合波して伝送路２２１に出力する。

一方、光受信機は、ＰＢＳ２３１、２３２、ＬＤ２３３、光ハイブリッド２３４、２３５、ＰＤ２３６〜２３９、サンプリングクロック源２４０、ＡＤＣ回路２４１〜２４４、及びデジタル信号処理回路２４５を備え、伝送路２２から光信号を受信する。このうち、ＰＢＳ２３１、２３２、ＬＤ２３３、光ハイブリッド２３４、２３５、及びＰＤ２３６〜２３９は、デジタルコヒーレント光／電気変換回路を構成する。

ＰＢＳ２３１は、伝送路２２１から受信した光信号を互いに直交する２つの偏波成分に分波し、光ハイブリッド２３４及び２３５にそれぞれ出力する。ＰＢＳ２３２は、ＬＤ２３３から出力される局発光を互いに直交する２つの偏波成分に分波し、光ハイブリッド２３４及び２３５にそれぞれ出力する。

光ハイブリッド２３４は、光信号と局発光を混合し、互いに直交する２つの位相成分をＰＤ２３６及び２３７にそれぞれ出力する。同様に、光ハイブリッド２３５は、光信号と局発光を混合し、互いに直交する２つの位相成分をＰＤ２３８及び２３９にそれぞれ出力する。

ＰＤ２３６〜２３９は、光電変換により、光信号を電気信号に変換してＡＤＣ３２及び３３にそれぞれ出力する。同様に、ＰＤ３０及び３１は、光信号を電気信号に変換してＡＤＣ回路２４１〜２４４にそれぞれ出力する。サンプリングクロック源２４０は、サンプリングクロック信号を生成して、ＡＤＣ回路２４１〜２４４に出力する。

ＡＤＣ回路２４１〜２４４は、サンプリングクロック信号に同期して入力信号をサンプリングし、ビットレートに応じた並列数のデジタル信号をデジタル信号処理回路２４５に出力する。デジタル信号処理回路２４５は、ＡＤＣ回路２４１〜２４４から出力されるデジタル信号を用いて、受信信号の復調及び波形歪み補償を行い、復調信号を出力する。

ここで、一例として、１１２Ｇｂｉｔ／ｓと４３Ｇｂｉｔ／ｓの２つのビットレートで動作する場合について説明する。
１１２Ｇｂｉｔ／ｓのビットレートで光信号を伝送する場合、送信信号生成部２０１は、２８Ｇｂｉｔ／ｓのビットレートで４チャネルの送信信号を出力する。電気／光変換回路は、４チャネルの送信信号から１１２Ｇｂｉｔ／ｓの光信号を生成して、伝送路２２１に出力する。

光受信機のサンプリングクロック源２４０は、５６ＧＨｚのクロック信号を生成し、ＡＤＣ回路２４１〜２４４の各々は、５６ＧＨｚでサンプリングを行い、並列数４のデジタル信号（データ信号）をデジタル信号処理回路２４５に出力する。この場合、デジタル信号処理回路２４５に入力されるデータ信号のデータレートは、１４ＧＨｚとなる。

一方、４３Ｇｂｉｔ／ｓのビットレートで光信号を伝送する場合は、送信信号生成部２０１は、１０．７５Ｇｂｉｔ／ｓのビットレートで４チャネルの送信信号を出力する。電気／光変換回路は、４チャネルの送信信号から４３Ｇｂｉｔ／ｓの光信号を生成して、伝送路２２１に出力する。

光受信機のサンプリングクロック源２４０は、５７．３ＧＨｚのクロック信号を生成し、ＡＤＣ回路２４１〜２４４の各々は、５７．３ＧＨｚでサンプリングを行い、並列数３のデータ信号をデジタル信号処理回路２４５に出力する。この場合、デジタル信号処理回路２４５に入力されるデータ信号のデータレートは、１４．３ＧＨｚとなる。

図３は、図２のＡＤＣ回路２４１〜２４４の構成例を示している。各ＡＤＣ回路は、Ａ
ＤＣ３０１、デマルチプレクサ３０２、スイッチ３０３、３０６、Ｎ個（Ｎ≧１）のサンプリングレート変換器３０４−１〜３０４−Ｎ、スルーポート３０５、位相比較回路３０７、３０９、及びビットレートモニタ３０８を含む。

各サンプリングレート変換器３０４−ｉ（ｉ＝１〜Ｎ）は、アップサンプリング部３１１−ｉ、平均化フィルタ３１２−ｉ、及びダウンサンプリング部３１３−ｉを含む。デマルチプレクサ３０２から出力される並列データ信号の並列数はＡであり、スイッチ３０６から出力される並列データ信号の並列数はＢである。

ＡＤＣ３０１は、サンプリングクロック源２４０から供給されるクロック信号に同期して入力信号をサンプリングし、デマルチプレクサ３０２に出力する。デマルチプレクサ３０２は、ＡＤＣ３０１の出力信号を並列数Ａの並列データ信号に変換して、スイッチ３０３及び位相比較回路３０７に出力する。

スイッチ３０３は、ビットレートモニタ３０８からの制御信号に従って、サンプリングレート変換器３０４−１〜３０４−Ｎ又はスルーポート３０５のいずれかの経路を選択し、Ａ個のデータ信号を選択した経路に出力する。

各サンプリングレート変換器３０４は、データ信号のサンプリングレートを変更することで、データ信号の並列数をＡからＢに変更して、Ｂ個のデータ信号をスイッチ３０６に出力する。変更後の並列数Ｂは、一般に、それぞれのサンプリングレート変換器３０４によって異なる値になる。スルーポート３０５は、データ信号の並列数を変更することなく、そのままスイッチ３０６に出力する。

スイッチ３０６は、ビットレートモニタ３０８からの制御信号に従って、サンプリングレート変換器３０４−１〜３０４−Ｎ又はスルーポート３０５のいずれかの経路を選択し、選択した経路から出力されるＢ個のデータ信号を、デジタル信号処理回路２４５及び位相比較回路３０９に出力する。スルーポート３０５が選択された場合は、Ｂ＝Ａとなる。

位相比較回路３０７は、デマルチプレクサ３０２から出力されるデータ信号を用いて、サンプリングレート変換前のサンプリングクロック信号とデータ信号の位相差（サンプリング位相）を検出し、ビットレートモニタ３０８に出力する。ビットレートモニタ３０８は、位相比較回路３０７から出力されるサンプリング位相の単位時間あたりの変化量と、サンプリングクロック源２４０のサンプリングクロック信号の周波数とから、ビットレートを推定する。そして、推定したビットレートに応じた制御信号をスイッチ３０３及び３０６に出力する。

これにより、スイッチ３０３及び３０６は、サンプリングレート変換器３０４−１〜３０４−Ｎ及びスルーポート３０５の中から、入力信号のビットレートに対応する経路を選択することができる。ビットレートに対応するサンプリングレート変換器３０４を選択することで、デジタル信号処理回路２４５の入力端子におけるデータレートが常に一定になるように、データ信号の並列数Ｂを変更することができる。サンプリングレートの変換が不要の場合は、スルーポート３０５が選択される。

位相比較回路３０９は、スイッチ３０６から出力されるデータ信号を用いて、サンプリングレート変換後のサンプリングクロック信号とデータ信号の位相差（サンプリング位相）を検出し、サンプリングクロック源２４０に出力する。サンプリングクロック源２４０は、位相比較回路３０９から出力されるサンプリング位相に基づいて、クロック周波数の微調整を行う。これにより、並列数変更後（サンプリングレート変換後）の信号とサンプリングクロック信号の位相を同期することができる。

位相比較回路３０９を設ける代わりに、デジタル信号処理回路２４５内部で、波形歪補償後に同等の処理を行い、デジタル信号処理回路２４５からサンプリングクロック信号とデータ信号の位相差をサンプリングクロック源２４０に出力しても構わない。また、サンプリングクロック源２４０のサンプリングクロック信号をデータ信号と同期させずに、デジタル信号処理回路２４５内で同期をとるようにしてもよい。

図４は、図３のサンプリングレート変換器３０４−ｉの動作例を示している。この例では、データ信号のサンプリングレートが２／３倍に変更される。
アップサンプリング部３１１−ｉは、入力データ信号ｘ（ｎ）を、ｘ（ｎ）の２倍のサンプリングレートでリサンプリングし、次式のようなデータ信号ｗ（ｍ）を生成する。

ｗ（ｍ）＝ｘ（ｍ／Ｌ） （ｍ＝０，±Ｌ，±２Ｌ，．．．）
ｗ（ｍ）＝０ （ｍ≠０，±Ｌ，±２Ｌ，．．．）
ｘ（ｎ）は時刻ｎにおける入力データ信号を表し、ｗ（ｍ）は時刻ｍにおけるリサンプリング後のデータ信号を表す。Ｌはアップサンプリング率を表し、この例ではＬ＝２である。これにより、データ信号のサンプリング周期は、ＴからＴ／２に変更される。

平均化フィルタ３１２−ｉは、データ信号ｗ（ｍ）を平均化してデータ信号ｗ’（ｍ）を生成する。ダウンサンプリング部３１３−ｉは、データ信号ｗ’（ｍ）を、ｗ’（ｍ）の１／３倍のサンプリングレートでリサンプリングし、データ信号ｙ（ｍ）を生成する。この場合、ダウンサンプリング率は１／３である。

こうして、データ信号のサンプリングレートは、入力データ信号ｘ（ｎ）の２／３倍に変更され、サンプリング周期は、Ｔから１．５Ｔに変更される。
一般に、アップサンプリング部３１１−ｉのアップサンプリング率とダウンサンプリング部３１３−ｉのダウンサンプリング率を適切に設定することで、データ信号のサンプリングレートを所望の値に変更することができる。

図５は、１１２Ｇｂｉｔ／ｓと４３Ｇｂｉｔ／ｓの２つのビットレートで動作する場合のＡＤＣ回路２４１〜２４４の構成例を示している。この構成は、図３の構成においてサンプリングレート変換器３０４の数Ｎが１の場合に対応する。

各ＡＤＣ回路は、ＡＤＣ５０１、デマルチプレクサ５０２、スイッチ５０３、５０６、サンプリングレート変換器５０４、スルーポート５０５、位相比較回路５０７、５０９、及びビットレートモニタ５０８を含む。

サンプリングレート変換器５０４は、加算器５１１、５１６、遅延器５１２、及び乗算器５１３〜５１５を含む。この構成は、図３のアップサンプリング部３１１−ｉ、平均化フィルタ３１２−ｉ、及びダウンサンプリング部３１３−ｉのフィルタ係数及び回路を、想定されたビットレートに合わせて最適化した回路に対応している。

ＡＤＣ５０１は、サンプリングクロック源２４０から供給されるクロック信号に同期して入力信号をサンプリングし、デマルチプレクサ５０２に出力する。デマルチプレクサ５０２は、ＡＤＣ５０１の出力信号を並列数４の並列データ信号に変換して、スイッチ５０３に出力する。

スイッチ５０３は、ビットレートモニタ５０８からの制御信号に従って、サンプリングレート変換器５０４又はスルーポート５０５のいずれかの経路を選択し、４個のデータ信号を選択した経路に出力する。

サンプリングレート変換器５０４は、データ信号のサンプリングレートを３／４倍に変更する。このとき、乗算器５１３は、データ信号５２２に２を乗算して加算器５１１に出力し、加算器５１１は、データ信号５２１と乗算器５１３の出力信号を加算して、スイッチ５０６に出力する。

遅延器５１２は、データ信号５２１を１クロック遅延させて加算器５１１に出力する。乗算器５１４は、データ信号５２３に３を乗算してスイッチ５０６に出力し、乗算器５１５は、データ信号５２４に２を乗算して加算器５１６に出力する。加算器５１６は、遅延器５１２の出力信号と乗算器５１５の出力信号を加算して、スイッチ５０６に出力する。

こうして、データ信号の並列数が４から３に変更され、３個のデータ信号がスイッチ５０６に出力される。なお、サンプリングレート変換器５０４の物理的な出力信号線は４本設けられており、使用されない２番目の信号線からは常に論理“０”が出力される。

スルーポート５０５は、データ信号の並列数を変更することなく、そのままスイッチ５０６に出力する。
スイッチ５０６は、ビットレートモニタ５０８からの制御信号に従って、サンプリングレート変換器５０４又はスルーポート５０５のいずれかの経路を選択し、選択した経路から出力される３個又は４個のデータ信号を、デジタル信号処理回路２４５に出力する。３個又は４個のデータ信号のうち１つは、位相比較回路５０７にも出力される。

位相比較回路５０７は、デマルチプレクサ５０２から出力されるデータ信号を用いて、サンプリング位相を検出し、ビットレートモニタ５０８に出力する。ビットレートモニタ５０８は、位相比較回路５０７から出力されるサンプリング位相の単位時間あたりの変化量と、サンプリングクロック源２４０のサンプリングクロック信号の周波数とから、ビットレートを推定する。そして、推定したビットレートに応じた制御信号をスイッチ５０３及び５０６に出力する。

位相比較回路５０９は、スイッチ５０６から出力されるデータ信号を用いてサンプリング位相を検出し、サンプリングクロック源２４０に出力する。サンプリングクロック源２４０は、位相比較回路５０９から出力されるサンプリング位相に基づいて、クロック周波数の微調整を行う。

ビットレートが１１２Ｇｂｉｔ／ｓの場合、スイッチ５０３及び５０６は、スルーポート５０５を選択する。この場合、ＡＤＣ５０１は、サンプリングクロック源２４０から供給される５６ＧＨｚのクロック信号に同期して入力信号をサンプリングし、デマルチプレクサ５０２は、４チャネルの１４ＧＨｚのデータ信号をスイッチ５０３に出力する。したがって、４チャネルの１４ＧＨｚのデータ信号がデジタル信号処理回路２４５に出力される。

一方、ビットレートが４３Ｇｂｉｔ／ｓの場合は、スイッチ５０３及び５０６は、サンプリングレート変換器５０４を選択する。この場合、サンプリングクロック源２４０は、クロック周波数を微調整して５７．３ＧＨｚに変更する。または、位相比較回路５０９によって自動的に変更される。ＡＤＣ５０１は、５７．３ＧＨｚのクロック信号に同期して入力信号をサンプリングし、デマルチプレクサ５０２は、４チャネルの１４．３ＧＨｚのデータ信号をスイッチ５０３に出力する。サンプリングレート変換器５０４は、データ信号のチャネル数を４から３に変更して、スイッチ５０６に出力する。したがって、３チャネルの１４．３ＧＨｚのデータ信号がデジタル信号処理回路２４５に出力される。

図５のＡＤＣ回路では、４：３のサンプリングレート変換器が示されているが、同様にして、他の倍率のサンプリングレート変換器を構成することが可能である。
図３及び図５の構成では、ＡＤＣ回路内で入力信号のビットレートを自動的にモニタしているが、ＡＤＣ回路の外部からビットレート情報を与えるようにしてもよい。

例えば、光通信ネットワークの状態を監視するネットワーク制御装置が現在のビットレート情報を保持している場合は、そのビットレート情報を光送信機及び光受信機の双方に通知することができる。この場合、ＡＤＣ回路２４１〜２４４は、通知されたビットレート情報に応じてスイッチを切り替え、サンプリングクロック源２４０は、通知されたビットレート情報に応じてクロック周波数の微調整を行う。位相比較回路５０９によって自動的に変更できる場合はサンプリングクロック源２４０の微調整は不要である。

また、光受信機は、受信した光信号の光スペクトルを測定し、そのスペクトル形状からビットレートを推定することも可能である。図６は、このようなビットレート推定を行う光受信機の構成例を示している。この光受信機は、図１の構成において、光スペクトルアナライザ６０１及びビットレートモニタ６０２を追加した構成を有する。

光スペクトルアナライザ６０１は、伝送路１０３から受信する光信号の光スペクトルを測定し、スペクトル幅等のスペクトル形状を示す情報をビットレートモニタ６０２に出力する。ビットレートモニタ６０２は、スペクトル形状の変化からビットレートを推定し、推定したビットレートに応じた制御信号をＡＤＣ回路１０６−１〜１０６−Ｋに出力する。各ＡＤＣ回路は、ビットレートモニタ６０２から出力される制御信号に従ってスイッチを切り替える。

図７は、量子化によるエイリアシングを抑圧するために、光受信機にアンチエイリアシングフィルタを設けた構成例を示している。この光受信機は、図１の構成において、アンチエイリアシングフィルタ７０１−１〜７０１−Ｋを追加した構成を有する。

デジタルコヒーレント光／電気変換回路１０４は、受信した光信号の強度情報及び位相情報を含む電気信号を、フィルタ７０１−１〜７０１−Ｋに出力する。フィルタ７０１−１〜７０１−Ｋは、電気信号を濾過してＡＤＣ回路１０６−１〜１０６−Ｋにそれぞれ出力する。各フィルタ７０１は、上述したいずれかの方法で取得されるビットレート情報に応じてフィルタ帯域を変化させる。

このような構成によれば、それぞれのビットレートに適したフィルタ帯域を用いてエイリアシングを抑圧することができる。
図８は、実施形態のデジタルコヒーレント光送受信機を用いた光通信システムの構成例を示している。この光通信システムは、ネットワーク制御装置８０１、光送信機８０２、中継器８０３、８０４、光受信機８０５、及び伝送路８１１〜８１３を備える。

光送信機８０２から出力された光信号は、伝送路８１１、中継器８０３、伝送路８１２、中継器８０４、及び伝送路８１３を経由して、光受信機８０５に入力される。実際の光通信システムでは、より多くの伝送路及び中継器を経由して光信号が伝送される。

光受信機８０５は、ビット誤り率、ＯＳＮＲ等により光信号の受信品質をモニタし、モニタした受信品質をネットワーク制御装置８０１に通知する。伝送区間の中継器の数が多い場合等には、受信した光信号の品質が悪くなる。そこで、ネットワーク制御装置８０１は、光受信機８０５から通知された受信品質が所定の品質に満たない場合、光送信機８０２に対してビットレート変更指示を送信する。

光送信機８０２は、ビットレート変更指示を受信すると、現在のビットレートをそれより低いビットレートに変更する。これにより、光通信システムのビットレートを柔軟に変更することができ、ネットワーク全体の伝送容量を最適化することが可能になる。

また、光信号の到達性が向上するため、光受信機が受信信号のパフォーマンスモニタ機能を有している場合は、伝送路８１１〜８１３の状態を収集することができる。したがって、ネットワーク制御装置８０１は、より高い精度で伝送路及びネットワークの状態を監視することができる。

光受信機８０５は、ネットワーク制御装置８０１に受信品質を通知する代わりに、光送信機８０２に受信品質を通知することも可能である。光送信機８０２は、通知された受信品質が所定の品質に満たない場合、現在のビットレートをそれより低いビットレートに変更する。

光受信機８０５と光送信機８０２の間の通信には、中継器間を結ぶ監視制御信号を用いることができる。また、双方向通信のネットワークの場合は、上り方向の信号到達性が確保できなかった段階で下り方向のビットレートを変更し、下り方向の光信号を使って光送信機８０２に受信品質を通知することができる。

図９は、デジタル信号処理回路１０７及び２４５の構成例を示している。図９のデジタル信号処理回路は、波形歪み補償回路８２１、位相同期回路８２２、識別回路８２３、スイッチ８２４、１００Ｇ用クライアントインタフェース回路８２５、及び４０Ｇ用クライアントインタフェース回路８２６を備える。

波形歪み補償回路８２１は、光ファイバの波長分散、偏波モード分散、偏波変動等による波形歪みを補償する。
図１０は、波形歪み補償回路８２１の構成例を示している。波形歪み補償回路８２１は、例えば、図１０のＦＩＲフィルタを用いて実現される。ＦＩＲフィルタは、遅延器８３１〜８３６、タップ係数乗算器８４１〜８４７、及び加算器８５１を含む。

ビットレートを変更した場合、入力されるデータ信号の並列数が変更されるが、未使用信号線（レーン）の信号を論理“０”とすることにより、タップ数は減るが、並列数が変更されても同じ回路が使用できる。

位相同期回路８２２は、受信光信号と局発光の光周波数及び光位相の同期を行うための回路であり、送信機から送信された光信号の強度と位相情報を復元する。
図１１は、ＱＰＳＫ変調を用いた場合の位相同期回路８２２の構成例を示している。図１１の位相同期回路は、演算器８６１〜８６４及び減算器８６５を含む。

ＦＩＲフィルタの場合と同様に、ビットレートを変更した場合、入力されるデータ信号の並列数が変更されるが、未使用信号線の信号を論理“０”とすることにより、並列数が変更されても同じ回路が使用できる。

識別回路８２３は、位相同期回路８２２で復元された強度と位相情報を元に、変調方式に基づいて信号を復調する。識別回路８２３では、信号線毎に独立した識別回路が配置されるため、並列数が変更された場合も回路変更は不要である。

スイッチ８２４は、ビットレート情報に応じて１００Ｇ用クライアントインタフェース回路８２４又は４０Ｇ用クライアントインタフェース回路８２６のいずれかを選択し、選択したインタフェース回路に復調された信号を出力する。

インタフェース回路８２５及び８２６は、ビットレートに応じて決められたインタフェースに基づいて、復調された信号をクライアント側に送信する。
図１２は、図２に示したデジタルコヒーレント光送受信機の別の使用方法を示している。この例では、図２の伝送路２２１は、中継器９０１、９０２及び伝送路９１１〜９１３に置き換えられている。

ここで、一例として、１１２Ｇｂｉｔ／ｓと４３Ｇｂｉｔ／ｓの２つのビットレートで動作する場合について説明する。１１２Ｇｂｉｔ／ｓのビットレートで光信号を伝送する場合の光送受信機の動作は、図２の場合と同様である。

４３Ｇｂｉｔ／ｓのビットレートで光信号を伝送する場合、光送信機は、偏波多重を使用しないで４３Ｇｂｉｔ／ｓの光信号を生成する。この場合、破線９２１で囲まれた回路部分は使用されない。光送信機は、使用しない偏波チャネルのドライバアンプ２０５及び２０６の電源をＯＦＦにし、位相変調器２０９及び２１０のバイアスを出力光信号が消光状態になるように設定する。

送信信号生成部２０１は、２１．５Ｇｂｉｔ／ｓのビットレートで２チャネルの送信信号をドライバアンプ２０３及び２０４に出力する。位相変調器２０７及び２０８は、局発光を送信信号で変調してＰＢＣ２１１に出力し、ＰＢＣ２１１は、位相変調器２０７及び２０８から出力される光信号を合波して、４３Ｇｂｉｔ／ｓの光信号を伝送路９１１に出力する。この場合の光受信機の動作は、図２の場合と同様である。

このような光送信機の使用方法は、受信信号のＯＳＮＲが所要値を満たしていない場合だけでなく、伝送区間のPolarization Dependent Loss （ＰＤＬ）特性が悪い場合に有効である。また、ネットワークとして光経路に要求されるビットレートが４３Ｇｂｉｔ／ｓの場合は、片方の偏波チャネルのみを用いることで、消費電力削減の効果が期待できる。

図１３は、別のデジタルコヒーレント光送受信機の構成例を示している。図１３の光送信機は、図２の光送信機からＰＢＣ２１１を除いた構成を有し、光受信機は、図２の光受信機からＰＢＳ２３１を除いた構成を有する。

光送信機は、接続部１０１１を介して予備伝送路１００１及び現用伝送路１００２に接続され、予備伝送路１００１及び現用伝送路１００２は、接続部１０１２を介して光受信機に接続される。

位相変調器２０７及び２０８の出力端は、接続部１０１１の入力端１０２１に接続され、位相変調器２０９及び２１０の出力端は、接続部１０１１の入力端１０２２に接続される。接続部１０１１の出力端１０２３及び１０２４は、それぞれ伝送路１００１及び伝送路１００２に接続される。

一方、接続部１０１２の入力端１０３１及び１０３２は、それぞれ伝送路１００１及び伝送路１００２に接続される。接続部１０１２の出力端１０３３は、光ハイブリッド２３４に接続され、接続部１０１２の出力端１０３４は、光ハイブリッド２３５に接続される。

ここで、一例として、１１２Ｇｂｉｔ／ｓと４３Ｇｂｉｔ／ｓの２つのビットレートで動作する場合について説明する。
１１２Ｇｂｉｔ／ｓのビットレートで光信号を伝送する場合の接続部１０１１及び１０１２の構成は、例えば、図１４及び図１５のようになる。接続部１０１１は、ＰＢＣ１１
０１を備え、入力端１０２１及び１０２２はＰＢＣ１１０１の入力端に接続され、出力端１０２４はＰＢＣ１１０１の出力端に接続される。接続部１０１２は、ＰＢＳ１２０１を備え、入力端１０３２はＰＢＳ１２０１の入力端に接続され、出力端１０３３及び１０３４はＰＢＳ１２０１の出力端に接続される。

したがって、伝送路１００１は使用されず、伝送路１００２のみを用いて光信号が伝送される。この場合の光送受信機の動作は、図２の場合と同様である。
一方、４３Ｇｂｉｔ／ｓのビットレートで光信号を伝送する場合の接続部１０１１の構成は、例えば、図１６のようになる。接続部１０１１は、光ファイバ１３０１及び１３０２を備え、光ファイバ１３０１は入力端１０２１及び出力端１０２３の間に設けられ、光ファイバ１３０２は入力端１０２２及び出力端１０２４の間に設けられる。

この場合、送信信号生成部２０１は、２１．５Ｇｂｉｔ／ｓのビットレートで２チャネルの送信信号をドライバアンプ２０３及び２０４に出力し、同じ２チャネルの送信信号をドライバアンプ２０５及び２０６に出力する。したがって、偏波多重を使用しない、４３Ｇｂｉｔ／ｓの同じ信号で変調された２つの光信号が生成され、伝送路１００１及び１００２にそれぞれ出力される。

接続部１０１２の構成は、例えば、図１７又は図１８のようになる。図１７の構成は、現用と予備の切り替えをデジタル信号処理回路２４５で行う構成であり、図１８の構成は、光段でプロテクションを行う構成である。

図１７の接続部１０１２は、偏波コントローラ（ＰＣ）１４０１及び１４０２を備え、ＰＣ１４０１は入力端１０３１及び出力端１０３３の間に設けられ、ＰＣ１４０２は入力端１０３２及び出力端１０３４の間に設けられる。

光受信機は、予備及び現用の光信号をそれぞれ偏波ダイバシティを用いない光／電気変換回路で受信する。そこで、局発光と信号光の偏波が同じになるように、ＰＣ１４０１及び１４０２で信号光の偏波を制御する。例えば、デジタル信号処理回路２４５により、ＡＤＣ回路２４１〜２４４に入力されるビート信号が最大になるように、ＰＣ１４０１及び１４０２が制御される。

光ハイブリッド２３４及び２３５からＡＤＣ回路２４１〜２４４までの動作は、図２の場合と同様である。デジタル信号処理回路２４５は、伝送路１００１及び１００２から受信する２つの受信信号を独立に復調し、通常は、伝送路１００２側の復調信号を出力する。ただし、伝送路１００２側の信号断を検出した際は、即座に伝送路１００１側の復調信号を出力する。これにより、現用受信信号から予備受信信号に切り替えることができる。

図１８の接続部１０１２は、スイッチ（ＳＷ）１５０１及びＰＢＳ１５０２を備え、ＳＷ１５０１は、デジタル信号処理回路２４５により制御され、入力端１０３１又は１０３２のいずれか一方をＰＢＳ１５０２の入力端に接続する。出力端１０３３及び１０３４はＰＢＳ１５０２の出力端に接続され、ＰＢＳ１５０２は、図２のＰＢＳ２３１と同様に動作する。

デジタル信号処理回路２４５は、通常は、入力端１０３２を選択するようにＳＷ１５０１を制御し、伝送路１００２側の信号断を検出すると、入力端１０３１を選択するようにＳＷ１５０１を制御する。これにより、現用光信号から予備光信号に切り替えることができる。その他の光受信機の動作は、図２の場合と同様である。

図１３〜図１８に示した構成は、伝送区間のＰＤＬ特性が悪い場合に有効である。また
、ビットレートが４３Ｇｂｉｔ／ｓの場合は冗長構成をとることができるので、信号到達性をより高くすることができる。

図１３の構成では、想定されるビットレートに応じて事前に接続部１０１１及び１０１２を交換する作業が発生するが、この交換を自動的に行うことも可能である。この場合、上述したいずれかの方法で取得されるビットレート情報を用いて構成の切り替えが行われる。図１９〜図２１は、このようなデジタルコヒーレント光送受信機の構成例を示している。

図１９の構成では、光送信機にＳＷ１６０１、１６０２、ＰＢＣ１６０３、及び光カプラ１６０４が設けられ、光受信機に光カプラ１６０５、ＰＣ１６０６、１６０７、ＳＷ１６０８、１６０９、及びＰＢＳ１６１０が設けられる。ＰＢＣ１６０３は、図１３のＰＢＣ１１０１に対応し、ＰＣ１６０６及び１６０７は、図１７のＰＣ１４０１及び１４０２に対応し、ＰＢＳ１６１０は、図１５のＰＢＳ１２０１に対応する。

ＳＷ１６０１、１６０２、１６０８、及び１６０９は、ビットレート情報に応じて光信号の入力端又は出力端を切り替える。
１１２Ｇｂｉｔ／ｓのビットレートで光信号を伝送する場合は、ＳＷ１６０１は、位相変調器２０７及び２０８の出力端をＰＢＣ１６０３の入力端に接続し、ＳＷ１６０２は、位相変調器２０９及び２１０の出力端をＰＢＣ１６０３の入力端に接続する。また、ＳＷ１６０８は、ＰＢＳ１６１０の出力端を光ハイブリッド２３４の入力端に接続し、ＳＷ１６０９は、ＰＢＳ１６１０の出力端を光ハイブリッド２３５の入力端に接続する。これにより、図１４及び図１５の構成を併用した場合と同様の動作が可能になる。

一方、４３Ｇｂｉｔ／ｓのビットレートで光信号を伝送する場合は、ＳＷ１６０１は、位相変調器２０７及び２０８の出力端を伝送路１００１に接続し、ＳＷ１６０２は、位相変調器２０９及び２１０の出力端を光カプラ１６０４の入力端に接続する。また、ＳＷ１６０８は、ＰＣ１６０６の出力端を光ハイブリッド２３４の入力端に接続し、ＳＷ１６０９は、ＰＣ１６０７の出力端を光ハイブリッド２３５の入力端に接続する。これにより、図１６及び図１７の構成を併用した場合と同様の動作が可能になる。

図２０の構成では、光送信機にＳＷ１７０１及びＰＢＣ１７０２が設けられ、光受信機にＰＣ１７０３、１７０４、ＳＷ１７０５、及びＰＢＳ１７０６が設けられる。ＰＢＣ１７０２は、図１４のＰＢＣ１１０１に対応し、ＰＣ１７０３及び１７０４は、図１７のＰＣ１４０１及び１４０２に対応し、ＰＢＳ１７０６は、図１５のＰＢＳ１２０１に対応する。

ＳＷ１７０１及び１７０５は、ビットレート情報に応じて光信号の入力端又は出力端を切り替える。
１１２Ｇｂｉｔ／ｓのビットレートで光信号を伝送する場合は、ＳＷ１７０１は、位相変調器２０７及び２０８の出力端をＰＢＣ１７０２の入力端に接続し、ＳＷ１７０５は、ＰＢＳ１７０６の出力端を光ハイブリッド２３４の入力端に接続する。これにより、図１４及び図１５の構成を併用した場合と同様の動作が可能になる。

一方、４３Ｇｂｉｔ／ｓのビットレートで光信号を伝送する場合は、ＳＷ１７０１は、位相変調器２０７及び２０８の出力端を伝送路１００１に接続し、ＳＷ１７０５は、ＰＣ１７０３の出力端を光ハイブリッド２３４の入力端に接続する。これにより、図１６及び図１７の構成を併用した場合と同様の動作が可能になる。

この構成では、ＳＷ１７０５により現用光信号と予備光信号を切り替えているため、光
受信機は偏波ダイバシティ構成となり、デジタル信号処理回路２４５は、２つの偏波の情報を用いて受信信号を復調する。

図２１の構成では、光送信機にＳＷ１８０１及びＰＢＣ１８０２が設けられ、光受信機にＳＷ１８０３及びＰＢＳ１８０４が設けられる。ＰＢＣ１８０２は、図１４のＰＢＣ１１０１に対応し、ＰＢＳ１８０４は、図１５のＰＢＳ１２０１又は図１８のＰＢＳ１５０２に対応する。

ＳＷ１８０１及び１８０３は、ビットレート情報に応じて光信号の入力端又は出力端を切り替える。
１１２Ｇｂｉｔ／ｓのビットレートで光信号を伝送する場合は、ＳＷ１８０１は、位相変調器２０７及び２０８の出力端をＰＢＣ１８０２の入力端に接続し、ＳＷ１８０３は、伝送路１００２をＰＢＳ１８０４の入力端に接続する。これにより、図１４及び図１５の構成を併用した場合と同様の動作が可能になる。

一方、４３Ｇｂｉｔ／ｓのビットレートで光信号を伝送する場合は、ＳＷ１８０１は、位相変調器２０７及び２０８の出力端を伝送路１００１に接続する。これにより、図１６及び図１８の構成を併用した場合と同様の動作が可能になる。

この構成では、ＳＷ１８０３により現用光信号と予備光信号を切り替えているため、図２０の場合と同様に、光受信機は偏波ダイバシティ構成となり、デジタル信号処理回路２４５は、２つの偏波の情報を用いて受信信号を復調する。

図２２は、変調方式としてＤＰ−ＯＦＤＭ方式を用いた場合のデジタルコヒーレント光送受信機の構成例を示している。このデジタルコヒーレント光送受信機は、複数の異なるビットレートで動作するものとする。

光送信機は、送信信号生成部１９０１、デジタル／アナログ変換器（ＤＡＣ）１９０２〜１９０５、ドライバアンプ１９０６〜１９０９、ＬＤ１９１０、位相変調器１９１１〜１９１４、及びＰＢＣ１９１５を備え、伝送路１９２１〜１９２３及び中継器１９３１、１９３２を介して光信号を光受信機に送信する。

光受信機は、ＰＢＳ１９４１、１９４２、ＬＤ１９４３、光ハイブリッド１９４４、１９４５、ＰＤ１９４６〜１９４９、サンプリングクロック源１９５０、ＡＤＣ回路１９５１〜１９５４、及びデジタル信号処理回路１９５５を備え、伝送路１９２３から光信号を受信する。

光送信機のＤＡＣ１９０２〜１９０５は、送信信号生成部１９０１から出力される送信信号をアナログ信号に変換して、ドライバアンプ１９０６〜１９０９にそれぞれ出力する。他の構成要素の動作は、図２の場合と同様である。

ここで、一例として、１１２Ｇｂｉｔ／ｓと４３Ｇｂｉｔ／ｓの２つのビットレートで動作する場合について説明する。
１１２Ｇｂｉｔ／ｓのビットレートで光信号を伝送する場合、２つのサブキャリアでＱＰＳＫ符号化されたＯＦＤＭ変調を用いる。送信信号生成部１９０１は、入力されたベースバンド信号から、ＯＦＤＭ変調を行うための、ｘ偏波の実部と虚部、ｙ偏波の実部と虚部に対応した、４つのマルチレベル信号を生成する。そして、４つのマルチレベル信号をドライバアンプ１９０６〜１９０９にそれぞれ出力する。

位相変調器１９１１〜１９１４は、それぞれのマルチレベル信号を用いてＬＤ１９１０
から出力される光を変調することで、１１２Ｇｂｉｔ／ｓの光信号を生成する。
光受信機のサンプリングクロック源１９５０は、５６ＧＨｚのクロック信号を生成し、ＡＤＣ回路１９５１〜１９５４の各々は、５６ＧＨｚでサンプリングを行い、並列数４のデータ信号をデジタル信号処理回路１９５５に出力する。この場合、デジタル信号処理回路１９５５に入力されるデータ信号のデータレートは、１４ＧＨｚとなる。

一方、４３Ｇｂｉｔ／ｓのビットレートで光信号を伝送する場合は、サブキャリアを１つ減らして、１つのサブキャリアでＱＰＳＫ符号化されたＯＦＤＭ変調を用いる（１サブキャリアではＤＰ−ＱＰＳ変調となる）。送信信号生成部１９０１は、１１２Ｇｂｉｔ／ｓの場合と同様に、入力されたベースバンド信号から４つのマルチレベル信号を生成して、ドライバアンプ１９０６〜１９０９にそれぞれ出力する。

位相変調器１９１１〜１９１４は、それぞれのマルチレベル信号を用いてＬＤ１９１０から出力される光を変調することで、４３Ｇｂｉｔ／ｓの光信号を生成する。
光受信機のサンプリングクロック源１９５０は、５７．３ＧＨｚのクロック信号を生成し、ＡＤＣ回路１９５１〜１９５４の各々は、５７．３ＧＨｚでサンプリングを行い、並列数３のデータ信号をデジタル信号処理回路１９５５に出力する。この場合、デジタル信号処理回路１９５５に入力されるデータ信号のデータレートは、１４．３ＧＨｚとなる。

この構成は、受信信号のＯＳＮＲが所要値を満たしていない場合だけでなく、中継器１９３１及び１９３２に設けられた、経路の挿入及び／又は分岐を行うための光フィルタによる波形劣化が大きい場合に効果があると考えられる。

図２３は、変調方式としてＤＰ−多値変調方式を用いた場合のデジタルコヒーレント光送受信機の構成例を示している。このデジタルコヒーレント光送受信機は、複数の異なるビットレートで動作するものとする。

光送信機は、送信信号生成部２００１、ＤＡＣ２００２〜２００５、ドライバアンプ２００６〜２００９、ＬＤ２０１０、位相変調器２０１１〜２０１４、及びＰＢＣ２０１５を備え、伝送路２０２１〜２０２３及び中継器２０３１、２０３２を介して光信号を光受信機に送信する。

光受信機は、ＰＢＳ２０４１、２０４２、ＬＤ２０４３、光ハイブリッド２０４４、２０４５、ＰＤ２０４６〜２０４９、サンプリングクロック源２０５０、ＡＤＣ回路２０５１〜２０５４、及びデジタル信号処理回路２０５５を備え、伝送路２０２３から光信号を受信する。このように、光送受信機の構成は、図２２の場合と同様である。

ここで、一例として、１１２Ｇｂｉｔ／ｓと４３Ｇｂｉｔ／ｓの２つのビットレートで動作する場合について説明する。
１１２Ｇｂｉｔ／ｓのビットレートで光信号を伝送する場合、１６−ＱＡＭ変調方式を用いる。送信信号生成部２００１は、入力されたベースバンド信号から、１６−ＱＡＭ変調を行うための、ｘ偏波の実部と虚部、ｙ偏波の実部と虚部に対応した、４つのマルチレベル信号を生成する。そして、４つのマルチレベル信号をドライバアンプ２００６〜２００９にそれぞれ出力する。

位相変調器２０１１〜２０１４は、それぞれのマルチレベル信号を用いてＬＤ２０１０から出力される光を変調することで、１１２Ｇｂｉｔ／ｓの光信号を生成する。
光受信機のサンプリングクロック源２０５０は、５６ＧＨｚのクロック信号を生成し、ＡＤＣ回路２０５１〜２０５４の各々は、５６ＧＨｚでサンプリングを行い、並列数４のデータ信号をデジタル信号処理回路２０５５に出力する。この場合、デジタル信号処理回
路２０５５に入力されるデータ信号のデータレートは、１４ＧＨｚとなる。

一方、４３Ｇｂｉｔ／ｓのビットレートで光信号を伝送する場合は、多値変調方式の多値度Ｍを１６から４に変更して、ＱＰＳＫ変調方式を用いる。送信信号生成部２００１は、１１２Ｇｂｉｔ／ｓの場合と同様に、入力されたベースバンド信号から４つのマルチレベル信号を生成して、ドライバアンプ２００６〜２００９にそれぞれ出力する。

位相変調器２０１１〜２０１４は、それぞれのマルチレベル信号を用いてＬＤ２０１０から出力される光を変調することで、４３Ｇｂｉｔ／ｓの光信号を生成する。
光受信機のサンプリングクロック源２０５０は、５７．３ＧＨｚのクロック信号を生成し、ＡＤＣ回路２０５１〜２０５４の各々は、５７．３ＧＨｚでサンプリングを行い、並列数３のデータ信号をデジタル信号処理回路２０５５に出力する。この場合、デジタル信号処理回路２０５５に入力されるデータ信号のデータレートは、１４．３ＧＨｚとなる。

上述した各実施形態においては、ＱＰＳＫ、２サブキャリアＯＦＤＭ、１６ＱＡＭについて説明したが、ＮＲＺ、ＲＺ、Ｍ−ＰＳＫ、Ｍ−ＱＡＭ、ＯＦＤＭ、ＦＤＭ等どのような変調方式にも対応でき、また、それらと偏波多重とを組み合わせた変調方式にも対応できる。

また、上述の各実施形態においては、コヒーレント受信方式について説明しているが、直接検波方式の光／電気変換回路と本発明で提案するＡＤＣ回路を組み合わせることができる。

開示の実施形態とその利点について詳しく説明したが、当業者は、特許請求の範囲に明確に記載した本発明の範囲から逸脱することなく、様々な変更、追加、省略をすることができるであろう。

以上、図１から図２３までを参照しながら説明した実施形態に関し、さらに以下の付記を開示する。
（付記１）受信した光信号を電気信号に変換して出力する第１の変換手段と、
前記電気信号を並列データ信号に変換して出力する第２の変換手段と、
前記光信号のビットレートに応じて前記並列データ信号の並列数を変更し、変更された並列数を有する並列データ信号を出力する並列数変更手段と
を備えることを特徴とする光受信機。
（付記２）前記並列数変更手段は、前記変更された並列数を有する並列データ信号を出力する変更手段と、前記第２の変換手段から出力される並列データ信号の並列数を変更しない非変更手段とを含み、前記光信号のビットレートが第１のビットレートに対応するとき該第２の変換手段から出力される並列データ信号を該変更手段に入力し、前記光信号のビットレートが第２のビットレートに対応するとき該第２の変換手段から出力される並列データ信号を該非変更手段に入力することを特徴とする付記１記載の光受信機。
（付記３）前記並列数変更手段は、複数のビットレートに対応してそれぞれ異なる並列数を有する並列データ信号を出力する複数の変更手段を含み、該複数の変更手段のうち前記光信号のビットレートに対応する変更手段を選択的に使用することを特徴とする付記１記載の光受信機。
（付記４）前記複数の変更手段の各々は、前記第２の変換手段から出力される並列データ信号のサンプリングレートを変更することで、該並列データ信号の並列数を変更することを特徴とする付記２記載の光受信機。
（付記５）前記複数の変更手段の各々は、前記第２の変換手段から出力される並列データ信号のサンプリングレートを上げるアップサンプリング手段と、該アップサンプリング手段から出力されるデータ信号を平均化して出力する平均化フィルタ手段と、該平均化フィ
ルタ手段から出力されるデータ信号のサンプリングレートを下げるダウンサンプリング手段とを含むことを特徴とする付記４記載の光受信機。
（付記６）前記光信号のビットレート情報を取得して前記並列数変更手段に出力する取得手段をさらに備えることを特徴とする付記１乃至５のいずれかに記載の光受信機。
（付記７）前記取得手段は、ネットワーク制御装置から前記ビットレート情報を取得することを特徴とする付記６記載の光受信機。
（付記８）前記取得手段は、前記第２の変換手段から出力される並列データ信号又は前記変更された並列数を有する並列データ信号のサンプリング位相の単位時間あたりの変化量と、前記第２の変換手段が用いるサンプリングクロック信号の周波数とから、前記ビットレート情報を取得することを特徴とする付記６記載の光受信機。
（付記９）前記取得手段は、前記光信号の光スペクトルのスペクトル形状から前記ビットレート情報を取得することを特徴とする付記６記載の光受信機。
（付記１０）前記第２の変換手段は、前記光信号のビットレートに応じて変化するフィルタ帯域を有し、前記電気信号を濾過するアンチエイリアシングフィルタ手段をさらに備えることを特徴とする付記１乃至９のいずれかに記載の光受信機。
（付記１１）受信した光信号から検出された電気信号を並列データ信号に変換して出力する変換手段と、
前記光信号のビットレートに応じて前記並列データ信号の並列数を変更し、変更された並列数を有する並列データ信号を出力する並列数変更手段と
を備えることを特徴とする光受信回路。
（付記１２）光信号を受信するステップと、
前記光信号を電気信号に変換するステップと、
前記電気信号を並列データ信号に変換するステップと、
前記光信号のビットレートに応じて前記並列データ信号の並列数を変更するステップとを備えることを特徴とする光受信方法。
（付記１３）直交する２つの偏波成分に異なる信号情報を変調し送信する偏波多重光送信機と、請求項１乃至７のいずれかに記載の光受信機を用いる光通信システムであって、受信した信号の特性が所望の特性を満たさない場合、送信するビットレートを落とし、１偏波のみを用いて通信することを特徴とする光通信システム。
（付記１４）ビットレートを落とした場合、片方の偏波チャネルを現用回線、もう片方の偏波チャネルを予備回線とした冗長構成とすることを特徴とする付記１３記載の光通信システム。
（付記１５）複数のサブキャリアに異なる信号情報を変調し送信するマルチキャリア光送信機と、付記１乃至９のいずれかに記載の光受信機を用いる光通信システムであって、受信した信号の特性が所望の特性を満たさない場合、送信するキャリア数を減らして通信することを特徴とする光通信システム。
（付記１６）１シンボル時間に多値情報を変調し送信する多値光送信機と、付記１乃至９のいずれかに記載の光受信機を用いる光通信システムであって、受信した信号の特性が所望の特性を満たさない場合、多値度を減らして通信することを特徴とする光通信システム。
（付記１７）受信した光信号を電気信号に変換して出力する第１の変換手段と、
前記電気信号を量子化し並列データ信号に変換して出力する第２の変換手段と、
前記光信号のビットレートに応じて前記並列データ信号の並列数を変更し、変更された並列数を有する並列データ信号を出力する並列数変更手段と、
前記並列データ信号に基づいて受信信号を復調する信号処理手段と、
復調した信号の品質をモニタするモニタ手段と、
信号品質が所望の値以下であった場合に送信機へ通知する通信手段と
を有する光受信機と、
通知された信号品質に基づいてビットレートを変更するビットレート変更手段を有する光送信機と、
により構成される光通信システム。
（付記１８）前記光通信システムは双方向の通信システムであって、
受信信号の品質が所望の値を満足しない場合、対向送信機のビットレートを変更して、送信機へ通知することを特徴とする付記１７記載の光通信システム。

第１のデジタルコヒーレント光送受信機の構成図である。 第２のデジタルコヒーレント光送受信機の構成図である。 第１のＡＤＣ回路の構成図である。 サンプリングレート変換器の動作を示す図である。 第２のＡＤＣ回路の構成図である。 第３のデジタルコヒーレント光送受信機の構成図である。 アンチエイリアシングフィルタを有するデジタルコヒーレント光受信機の構成図である。 デジタルコヒーレント光通信システムの構成図である。 デジタル信号処理回路の構成図である。 波形歪み補償回路の構成図である。 位相同期回路の構成図である。 第２のデジタルコヒーレント光送受信機の使用方法を示す図である。 第４のデジタルコヒーレント光送受信機の構成図である。 第１の接続部の構成図である。 第２の接続部の構成図である。 第３の接続部の構成図である。 第４の接続部の構成図である。 第５の接続部の構成図である。 第５のデジタルコヒーレント光送受信機の構成図である。 第６のデジタルコヒーレント光送受信機の構成図である。 第７のデジタルコヒーレント光送受信機の構成図である。 第８のデジタルコヒーレント光送受信機の構成図である。 第９のデジタルコヒーレント光送受信機の構成図である。 従来のＤＰ−ＱＰＳＫ方式のデジタルコヒーレント光送受信機の構成図である。 従来の偏波ダイバシティを使用しないデジタルコヒーレント光受信機の構成図である。 従来の局発光源を使用しないデジタルコヒーレント光受信機の構成図である。

符号の説明

１１、１０１、２０１、１９０１、２００１ 送信信号生成部
１２、２５、４３、２０２、２３３、１９１０、１９４３、２０１０、２０４３ ＬＤ
１３、１４、１５、１６、２０３、２０４、２０５、２０６、１９０６、１９０７、１９０８、１９０９、２００６、２００７、２００８、２００９ ドライバアンプ
１７、１８、１９、２０、２０７、２０８、２０９、２１０、１９１１、１９１２、１９１３、１９１４、２０１１、２０１２、２０１３、２０１４ 位相変調器
２１、２１１、１１０１、１６０３、１７０２、１８０２、１９１５、２０１５ ＰＢＣ
２２、１０３、２２１、８１１、８１２、８１３、９１１、９１２、９１３、１９２１、１９２２、１９２３ 伝送路
２３、２４、２３１、２３２、１２０１、１５０２、１６１０、１７０６、１８０４、１９４１、１９４２、２０４１、２０４２ ＰＢＳ
２６、２７、４２、２３４、２３５、１９４４、１９４５ 光ハイブリッド
２８、２９、３０、３１、４４、４５、５４、５５、５６、２３６、２３７、２３８、２３９、１９４６、１９４７、１９４８、１９４９、２０４６、２０４７、２０４８、２０４９ ＰＤ
３２、３３、３４、３５、４６、４７、５７、５８、５９、３０１、５０１ ＡＤＣ
３６、４８、６０、１０７、２４５、１９５５、２０５５ デジタル信号処理回路
３７、１０２ 電気／光変換回路
３８、４９、６１、１０４ 光／電気変換回路
４１、１４０１、１４０２、１６０６、１６０７、１７０３、１７０４ 偏波コントローラ
５１、１６０４、１６０５ 光カプラ
５２、５３ 遅延干渉計
１０５、２４０、１９５０、２０５０ サンプリングクロック源
１０６−１、１０６−Ｋ、２４１、２４２、２４３、２４４、１９５１、１９５２、１９５３、１９５４、２０５１、２０５２、２０５３、２０５４ ＡＤＣ回路
３０２、５０２ デマルチプレクサ
３０３、３０６、５０３、５０６、８２４、１５０１、１６０１、１６０２、１６０８、１６０９、１７０１、１７０５、１８０１、１８０４ スイッチ
３０７、３０９、５０７、５０９ 位相比較回路
３０８、５０８、６０２ ビットレートモニタ
３０４−１、３０４−Ｎ、５０４、５０５ サンプリングレート変換器
３１１−１、３１１−ｉ、３１１−Ｎ アップサンプリング部
３１２−１、３１２−ｉ、３１２−Ｎ 平均化フィルタ
３１３−１、３１３−ｉ、３１３−Ｎ ダウンサンプリング部
５１１、５１６、８５１ 加算器
５１２、８３１〜８３６ 遅延器
５１３、５１４、５１５ 乗算器
６０１ 光スペクトルアナライザ
７０１−１、７０１−Ｋ アンチエイリアシングフィルタ
８０１ ネットワーク制御装置
８０２ 光送信機
８０３、８０４、９０１、９０２、１９３１、１９３２ 中継器
８０５ 光受信機
８２１ 波形歪み補償回路
８２２ 位相同期回路
８２３ 識別回路
８２５ １００Ｇ用クライアントインタフェース回路
８２６ ４０Ｇ用クライアントインタフェース回路
８４１〜８４７ タップ係数乗算器
８６１〜８６４ 演算器
８６５ 減算器
１００１ 予備伝送路
１００２ 現用伝送路
１０１１、１０１２ 接続部
１０２１、１０２２、１０３１、１０３２ 入力端
１０２３、１０２４、１０３３、１０３４ 出力端
１３０１、１３０２ 光ファイバ
１９０２、１９０３、１９０４、１９０５、２００２、２００３、２００４、２００５
ＤＡＣ

Claims (17)

1. 受信した光信号を電気信号に変換して出力する第１の変換手段と、
   前記電気信号を並列データ信号に変換して出力する第２の変換手段と、
   前記光信号のビットレートに応じて前記並列データ信号の並列数を変更し、変更された並列数を有する並列データ信号を出力する並列数変更手段と、
   前記並列データ信号に基づいて受信信号を復調する信号処理手段と
   を備えることを特徴とする光受信機。
2. 前記並列数変更手段は、前記変更された並列数を有する並列データ信号を出力する変更手段と、前記第２の変換手段から出力される並列データ信号の並列数を変更しない非変更手段とを含み、前記光信号のビットレートが第１のビットレートに対応するとき該第２の変換手段から出力される並列データ信号を該変更手段に入力し、前記光信号のビットレートが第２のビットレートに対応するとき該第２の変換手段から出力される並列データ信号を該非変更手段に入力することを特徴とする請求項１記載の光受信機。
3. 前記並列数変更手段は、複数のビットレートに対応してそれぞれ異なる並列数を有する並列データ信号を出力する複数の変更手段を含み、該複数の変更手段のうち前記光信号のビットレートに対応する変更手段を選択的に使用することを特徴とする請求項１記載の光受信機。
4. 前記複数の変更手段の各々は、前記第２の変換手段から出力される並列データ信号のサンプリングレートを変更することで、該並列データ信号の並列数を変更することを特徴とする請求項２記載の光受信機。
5. 前記光信号のビットレート情報を取得して前記並列数変更手段に出力する取得手段をさらに備えることを特徴とする請求項１乃至４のいずれかに記載の光受信機。
6. 前記取得手段は、前記光信号を伝送する光通信ネットワークを監視し前記ビットレート情報を保持するネットワーク制御装置から、前記ビットレート情報を取得することを特徴とする請求項５記載の光受信機。
7. 前記取得手段は、前記第２の変換手段から出力される並列データ信号又は前記変更された並列数を有する並列データ信号のサンプリング位相の単位時間あたりの変化量と、前記第２の変換手段が用いるサンプリングクロック信号の周波数とから、前記ビットレート情報を取得することを特徴とする請求項５記載の光受信機。
8. 前記取得手段は、受信した信号の光スペクトル情報から、前記ビットレート情報を取得することを特徴とする請求項５記載の光受信機。
9. 前記第２の変換手段は、前記光信号のビットレートに応じて変化するフィルタ帯域を有し、前記電気信号を濾過するアンチエイリアシングフィルタ手段をさらに備えることを特徴とする請求項１乃至８のいずれかに記載の光受信機。
10. 受信した光信号から検出された電気信号を並列データ信号に変換して出力する変換手段と、
    前記光信号のビットレートに応じて前記並列データ信号の並列数を変更し、変更された並列数を有する並列データ信号を出力する並列数変更手段と
    を備えることを特徴とする光受信回路。
11. 光信号を受信するステップと、
    前記光信号を電気信号に変換するステップと、
    前記電気信号を並列データ信号に変換するステップと、
    前記光信号のビットレートに応じて前記並列データ信号の並列数を変更するステップとを備えることを特徴とする光受信方法。
12. 直交する２つの偏波成分に異なる信号情報を変調し送信する偏波多重光送信機と、
    請求項１乃至８のいずれかに記載の光受信機を用いる光通信システムであって、
    受信した信号の特性が所望の特性を満たさない場合、送信するビットレートを落とし、１偏波のみを用いて通信することを特徴とする光通信システム。
13. ビットレートを落とした場合、片方の偏波チャネルを現用回線、もう片方の偏波チャネルを予備回線とした冗長構成とすることを特徴とする請求項１２記載の光通信システム。
14. 複数のサブキャリアに異なる信号情報を変調し送信するマルチキャリア光送信機と、
    請求項１乃至８のいずれかに記載の光受信機を用いる光通信システムであって、
    受信した信号の特性が所望の特性を満たさない場合、送信するキャリア数を減らして通信することを特徴とする光通信システム。
15. １シンボル時間に多値情報を変調し送信する多値光送信機と、
    請求項１乃至８のいずれかに記載の光受信機を用いる光通信システムであって、
    受信した信号の特性が所望の特性を満たさない場合、多値度を減らして通信することを特徴とする光通信システム。
16. 受信した光信号を電気信号に変換して出力する第１の変換手段と、
    前記電気信号を量子化し並列データ信号に変換して出力する第２の変換手段と、
    前記光信号のビットレートに応じて前記並列データ信号の並列数を変更し、変更された並列数を有する並列データ信号を出力する並列数変更手段と、
    前記並列データ信号に基づいて受信信号を復調する信号処理手段と、
    復調した信号の品質をモニタするモニタ手段と、
    信号品質が所望の値以下であった場合に送信機へ通知する通信手段と
    を有する光受信機と、
    通知された信号品質に基づいてビットレートを変更するビットレート変更手段を有する光送信機と、
    により構成される光通信システム。
17. 前記光通信システムは双方向の通信システムであって、
    受信信号の品質が所望の値を満足しない場合、対向送信機のビットレートを変更して、送信機へ通知することを特徴とする請求項１６記載の光通信システム。

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