WO2013051244A1 - 信号処理装置及び信号処理方法 - Google Patents

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和佳子 安田
大作 小笠原
慎介 藤澤
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日本電気株式会社
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    • H04L27/38Demodulator circuits; Receiver circuits
    • H04L27/3818Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation, i.e. using one or more nominally phase synchronous carriers

Definitions

  • the present invention relates to a signal processing apparatus and a signal processing method for receiving an optical signal by a digital coherent method.
  • PDM-QAM Physical Division Multiplexed-Quadrature Amplitude Modulation
  • An optical signal subjected to PDM-QAM modulation by a transmitter is demodulated by a digital coherent optical receiver (see, for example, Patent Document 1).
  • Patent Document 2 describes that a signal obtained by adding the output from the slicer to the input to the slicer and a signal obtained by passing the output from the slicer through the divider are used as the input to the feedback filter. .
  • Patent Document 3 describes that the filter coefficient of the digital filter is feedback controlled.
  • the Decision-Directed (DD) algorithm is used for the polarization separation method of the PDM-QAM signal. Since the DD algorithm feeds back the determination result to the filter coefficient, each symbol of the QAM signal can be converged. In addition, the DD algorithm has high followability to polarization rotation. On the other hand, the DD algorithm is difficult to converge when the filter coefficient starts from an arbitrary initial value.
  • An object of the present invention is to provide a signal processing apparatus and an optical signal receiving method capable of easily converging filter coefficients even if the filter coefficients are started from arbitrary initial values.
  • photoelectric conversion and analog / digital conversion are performed on four output lights generated by interference between polarization multiplexed and multilevel modulated signal light and local light using an optical 90 ° hybrid.
  • the four digital signals generated in this manner are input, and two polarization signals corresponding to the two polarization components of the signal light are generated from the four digital signals using a filter having a filter coefficient.
  • Polarization separation means Carrier compensation means for generating two carrier compensation signals by compensating the phase difference and the frequency difference between the signal light and the local light for the two polarization signals; Determining means for demodulating the two carrier compensation signals; Selecting means for selecting whether the determining means demodulates according to the signal arrangement of the multi-level modulation or to demodulate according to the signal arrangement with a reduced multi-value number of the multi-level modulation; Coefficient setting means for updating the filter coefficient of the polarization separation means using the output selected by the selection means; A signal processing apparatus is provided.
  • four output lights are generated by interfering polarization multiplexed and multilevel modulated signal light and local light using an optical 90 ° hybrid
  • Four digital signals are generated by photoelectric conversion and analog-digital conversion of the four output lights
  • two polarization signals corresponding to two polarization components of the signal light are generated from the four digital signals
  • two carrier compensation signals are generated by compensating for a phase difference and a frequency difference between the signal light and the local light
  • a signal processing method for updating the filter coefficient is provided.
  • photoelectric conversion and analog / digital conversion are performed on four output lights generated by interference between polarization multiplexed and multilevel modulated signal light and local light using an optical 90 ° hybrid.
  • the four digital signals generated in this manner are input, and two polarization signals corresponding to the two polarization components of the signal light are generated from the four digital signals using a filter having a filter coefficient.
  • Polarization separation means Carrier compensation means for generating two carrier compensation signals by compensating the phase difference and the frequency difference between the signal light and the local light for the two polarization signals; Determining means for demodulating the two carrier compensation signals; First error calculation means for calculating an error in the output of the determination means using the two polarization signals and the output of the determination means; A second error calculating means for calculating an error of the output of the determining means by a method that is simpler than the first error calculating means and does not depend on a determination result, using the two polarization signals and the output of the determining means; , Coefficient setting means for updating the filter coefficient of the polarization separation means using one of the error determination result by the first error calculation means and the error calculation result by the second error calculation means; With The coefficient setting means updates the filter coefficient using the error calculation result by the second error calculation means until the filter coefficient converges, and after the filter coefficient converges, the first error calculation means There is provided a signal processing apparatus that updates the filter coefficient using the error calculation result obtained by the above.
  • four output lights are generated by interfering polarization multiplexed and multilevel modulated signal light and local light using an optical 90 ° hybrid
  • Four digital signals are generated by photoelectric conversion and analog-digital conversion of the four output lights
  • two polarization signals corresponding to two polarization components of the signal light are generated from the four digital signals
  • two carrier compensation signals are generated by compensating for a phase difference and a frequency difference between the signal light and the local light
  • the filter coefficient is updated using the error calculation result by the first method until the filter coefficient converges, and after the filter coefficient converges, the second method having higher accuracy than the first method.
  • a signal processing method is provided in which the filter coefficient is updated using the error calculation result obtained by the above.
  • the present invention it is possible to easily converge a filter coefficient even if it starts from an arbitrary initial value in the reception processing of a polarization multiplexed and multilevel modulated optical signal.
  • FIG. 1 is a diagram illustrating a configuration of a signal processing device according to the first embodiment.
  • This signal processing apparatus is used as a digital coherent receiver.
  • the signal light input to this signal processing apparatus is polarization multiplexed and multilevel modulated.
  • This signal processing device includes a local light source (LO) 10, a 90 ° optical hybrid 20, a photoelectric (O / E) conversion unit 30, an analog / digital conversion unit (ADC) 40, and a signal processing device 100.
  • LO local light source
  • O / E photoelectric
  • ADC analog / digital conversion unit
  • the 90 ° optical hybrid 20 receives signal light from the transmission path and local light from the local light source 10.
  • the 90 ° optical hybrid 20 generates a first optical signal (I x ) by causing an optical signal and local light to interfere with each other with a phase difference of 0, and causes the optical signal and local light to interfere with each other with a phase difference of ⁇ / 2.
  • Two optical signals (Q x ) are generated.
  • the 90 ° optical hybrid 20 generates a third optical signal (I y ) by causing the optical signal and local light to interfere with each other with a phase difference of 0, and causes the optical signal and local light to interfere with each other with a phase difference of ⁇ / 2.
  • a fourth optical signal (Q y ) is generated.
  • the first optical signal and the second optical signal form a set of signals
  • the third optical signal and the fourth optical signal also form a set of signals.
  • the photoelectric conversion unit 30 photoelectrically converts the four optical signals (output light) generated by the 90 ° optical hybrid 20 to generate four analog signals.
  • the analog / digital conversion unit 40 converts the four analog signals generated by the photoelectric conversion unit 30 into digital signals, respectively.
  • the signal processing apparatus 100 processes the four digital signals generated by the analog / digital conversion unit 40 to generate a demodulated signal obtained by demodulating the optical signal.
  • FIG. 2 is a functional block diagram showing the configuration of the signal processing apparatus 100.
  • the signal processing apparatus 100 is, for example, a single semiconductor chip.
  • the signal processing device 100 may be an FPGA (Field-Programmable Gate Array), or its function may be realized using a program.
  • FPGA Field-Programmable Gate Array
  • the signal processing apparatus 100 includes a front end (F / E) processing unit 150, a dispersion compensation (CDC) unit 160, a polarization separation unit 170, a coefficient calculation unit 171, a first error calculation unit 172, a carrier compensation unit 180, and a control. Part 190 is provided.
  • the carrier compensation unit 180 includes a symbol determination unit 181, a symbol approximate determination unit 182, and a selection unit 183.
  • the F / E processing unit 150 compensates for signal distortion caused by imperfections of optical components in the 90 ° optical hybrid 20 and the photoelectric conversion unit 30 included in the reception signals Ix, Qx, Iy, and Qy.
  • the dispersion compensation unit 160 compensates for the linear distortion that the received signals Ix, Qx, Iy, and Qy receive in the transmission path. Received signals Ix, Qx, Iy, and Qy are input to each polarization separation section 170 for each polarization.
  • Polarization splitter 170 for each polarization, filter coefficients h xx, h xy, h yx , with h yy, performs filter operation according to the following equation (1), and outputs the output x ', y' .
  • the filter outputs x ′ and y ′ are separated into polarized waves X ′ and Y ′ where signal light enters the receiver.
  • This filter coefficient is determined by the coefficient calculation unit 171.
  • Coefficient calculator 171 uses the output signal of the selection unit 183 defines the filter coefficients h xx, h xy, h yx , the h yy. Filter coefficients h xx by the coefficient calculation unit 171, h xy, h yx, for how to determine the h yy, described later.
  • the carrier compensation unit 180 compensates the frequency difference and phase difference between the signal light and the local light from the output signals x ′ and y ′ of the polarization separation unit 170 to generate carrier compensation signals x ′′ and y ′′.
  • the carrier compensation unit 180 includes a symbol determination unit 181, a symbol rough determination unit 182, a selection unit 183, a phase rotation angle calculation unit 184, a loop filter 185, and a voltage controlled oscillation unit (VCO: voltage controlled oscillator) 186.
  • VCO voltage controlled oscillation unit
  • the symbol determination unit 181 performs symbol determination on the output signals x ′ and y ′ of the polarization separation unit 170 according to the standard of the signal light input to the 90 ° optical hybrid 20. For example, when the standard of the signal light input to the 90 ° optical hybrid 20 is 16QAM, the symbol determination unit 181 performs symbol determination by the 16QAM method according to the following equation (2). In the following description, it is assumed that the symbol determination unit 181 performs symbol determination using the 16QAM scheme. Note that the symbol determination method in the symbol determination unit 181 is not limited to the 16QAM method.
  • the symbol outline determination unit 182 performs symbol determination on the carrier compensation signals x ′′ and y ′′ in accordance with a signal arrangement having a multivalued number smaller than the standard of signal light input to the 90 ° optical hybrid 20. For example, when the signal light input to the 90 ° optical hybrid 20 is in the 16QAM system, the symbol approximate determination unit 182 performs symbol determination in the QPSK system. Note that the symbol outline determination unit 182 may perform symbol determination by the QPSK method even when the multilevel number of signal light input to the 90 ° optical hybrid 20 is larger. When performing symbol determination by the QPSK method, the symbol outline determination unit 182 performs symbol determination according to the following equation (3). In the following description, it is assumed that the symbol outline determination unit 182 performs symbol determination using the QPSK method.
  • the selection unit 183 selects and outputs one of the symbol determination result by the symbol determination unit 181 and the symbol determination result by the symbol approximate determination unit 182.
  • the control unit 190 controls which determination result the selection unit 183 selects.
  • the output of the selector 183 is input to the first error calculator 172 and also the output of the carrier compensator 180.
  • the phase rotation angle calculation unit 184 compares the phase of the carrier compensation signals x ′′ and y ′′ with the output signal of the selection unit 183, and calculates the phase rotation angle based on the phase difference and frequency difference between the signal light and the local light. .
  • the phase rotation angle calculated by the phase rotation angle calculation unit 184 is fed back to the outputs x ′ and y ′ of the polarization separation unit 170 via the loop filter 185 and the voltage control oscillation unit 186. If the feedback loop converges, the VCO output becomes a phase estimate.
  • the first error calculation unit 172 includes the phase rotation angle (actually the output of the voltage controlled oscillation unit 186) by the phase rotation angle calculation unit 184 when the selection unit 183 selects the output of the symbol determination unit 181, and the bias. Using the outputs x ′ and y ′ of the wave separation unit 170, the error of the output signal of the symbol determination unit 181 is always calculated.
  • the first error calculator 172, the output signal d x QAM symbol determination section 181, d y QAM, the phase rotation angle by the phase rotation angle calculator 184 ⁇ x QAM, ⁇ y QAM , and polarization separation Using the outputs x ′ and y ′ of the unit 170, the error functions ⁇ x QAM and ⁇ y QAM of the Decision Directed algorithm are calculated according to, for example, Expression (4).
  • the error calculated by the first error calculation unit 172 is used for control by the control unit 190.
  • the first error calculation unit 172 calculates an EVM (Error Vector Magnitude) for each fixed number of symbols (for example, every 1000 symbols) according to the following equation (5). In order to reduce the circuit scale, it may be normalized using only the outermost 4 symbols (Equation 6).
  • E (k) S (k) ⁇ S 0 (k).
  • E (k) and ⁇ x QAM or ⁇ y QAM are equivalent, the above equation (5) can be rewritten as the following equation (7).
  • the control unit 190 controls the output of the selection unit 183 using the EVM according to the above equation (7). For example, the control unit 190 selects the symbol determination result by the symbol outline determination unit 182 as an output of the selection unit 183 when the EVM is equal to or greater than a predetermined threshold, and selects when the EVM is less than the predetermined threshold. A symbol determination result by the symbol determination unit 181 is selected as an output of the unit 183.
  • the first error calculation unit 172 calculates an error of the output signal of the selection unit 183 using the phase rotation angle by the phase rotation angle calculation unit 184 and the outputs x ′ and y ′ of the polarization separation unit 170.
  • the error calculated here and the phase rotation angles ⁇ x and ⁇ y by the phase rotation angle calculation unit 184 are output to the coefficient calculation unit 171.
  • the first error calculator 172 calculates an error according to the following equation (8).
  • the coefficient calculation unit 171 employs a Decision Directed algorithm, and uses the error function, the phase estimation value, and the polarization separation filter inputs x and y, according to the following equation (9) or (10), the polarization separation unit 170:
  • the filter coefficients h xx , h xy , h yx , and h yy are updated. Also shows a case is selected (9), the symbol determination selecting unit 183 according to the symbol outline determination section 182 (d x QAM, d y QAM).
  • Expression (10) shows a case where the selection unit 183 selects the symbol determination (d x QPSK , dy QPSK ) by the symbol determination unit 181.
  • the initial value of the filter coefficient is set as follows, for example.
  • the number of elements may be any number of taps, but here, as an example, it is 7 taps.
  • h xx (0) [0 0 0 1 0 0 0]
  • h xy (0) [0 0 0 0 0 0]
  • h yx (0) [0 0 0 0 0 0]
  • h yy (0) [0 0 0 1 0 0 0]
  • control unit 190 selects the symbol determination result by the symbol outline determination unit 182 as the output of the selection unit 183 until the filter coefficients of the coefficient calculation unit 171 converge.
  • control unit 190 controls the output of the selection unit 183 using the EVM according to the above equation (7). For example, when the EVM is equal to or greater than a predetermined threshold, the control unit 190 determines that the filter coefficient of the coefficient calculation unit 171 has not converged, and the symbol determination result by the symbol outline determination unit 182 as an output of the selection unit 183 Select.
  • FIG. 3 shows a case where the symbol determination unit 181 performs symbol determination by the 16QAM method.
  • the symbol determination unit 181 determines which of the 16 signals is the input signal A.
  • the symbol determination unit 181 cannot always determine that the signal A is the correct signal B, but may determine that the signal A is an incorrect signal C.
  • the coefficient calculation unit 171 is used, the filter coefficients h xx, h xy, h yx , h yy is difficult to converge, sometimes diverge.
  • FIG. 5 shows the constellation of the carrier compensation signals x ′′ and y ′′ when the selection unit 183 selects the symbol determination result by the symbol outline determination unit 182 and the filter coefficients converge to some extent. As shown in this figure, even if the selection unit 183 selects the symbol determination result by the symbol outline determination unit 182, the carrier compensation signals x ′′ and y ′′ do not lose the characteristics of 16QAM.
  • the selection unit 183 selects a symbol determination result by the symbol determination unit 181. Thereby, the filter coefficient by the coefficient calculation unit 171 further converges, and as a result, the result shown in FIG. 6 is obtained. For this reason, the symbol determination unit 181 can perform symbol determination with high accuracy.
  • control unit 190 determines that the filter coefficient of the coefficient calculation unit 171 has not converged when the difference between the previous EVM and the newly calculated EVM is equal to or greater than a predetermined threshold. Good. In this case, the control unit 190 determines that the filter coefficient of the coefficient calculation unit 171 has converged when the difference between the previous EVM and the newly calculated EVM is less than a predetermined threshold. .
  • FIG. 7 shows an example of error function and EVM mon monitoring results.
  • the horizontal axis is the number of elapsed symbols and corresponds to time.
  • the vertical axis represents the instantaneous value of each error function ⁇ for each symbol and the transition of EVM mon calculated in units of 1000 symbols.
  • the selection unit 183 initially selects the symbol determination by the symbol outline determination unit 182. EVM mon settles to about 0.15 when about 10,000 symbols have elapsed, and it can be seen that the pre-convergence is completed. Thereafter, at about 15000 symbols, the selection unit 183 outputs the symbol determination by the symbol determination unit 181. As a result, it can be seen that around 17000 symbols, the EVM settles to about 0.05, the DD algorithm converges, and polarization separation is completed.
  • the filter coefficient is started from an arbitrary initial value, it can be easily converged.
  • the first error calculation unit 172 uses the Decision Directed algorithm to set the filter coefficient, the first error calculation unit 172 has high followability with respect to polarization rotation.
  • FIG. 8 is a block diagram showing a configuration of the signal processing apparatus 100 according to the second embodiment.
  • the signal processing apparatus 100 according to the present embodiment has the same configuration as the signal processing apparatus 100 shown in the first embodiment except for the following points.
  • the carrier compensation unit 180 does not include the symbol determination unit 181, the symbol outline determination unit 182, and the selection unit 183. Instead, the carrier compensation unit 180 includes a determination unit 187.
  • the determination unit 187 determines the symbols of the output signals x ′ and y ′ from the polarization separation unit 170 according to the determination reference data.
  • the determination reference data used by the determination unit 187 is stored in the symbol determination data storage unit 188 and the symbol approximate determination data storage unit 189.
  • the symbol determination data storage unit 188 stores data for symbol determination of the output signals x ′ and y ′ of the polarization separation unit 170 according to the standard of the signal light input to the 90 ° optical hybrid 20.
  • the symbol approximate determination data storage unit 189 performs symbol determination on the carrier compensation signals x ′′ and y ′′ according to a signal arrangement having a multivalued number smaller than the standard of signal light input to the 90 ° optical hybrid 20. Is stored. That is, when the selection unit 183 selects data stored in the symbol determination data storage unit 188, the determination unit 187 functions as the symbol determination unit 181 in the first embodiment. Further, when the selection unit 183 selects data stored in the symbol approximate determination data storage unit 189, the determination unit 187 functions as the symbol approximate determination unit 182.
  • the timing at which the selection unit 183 selects the data in the symbol determination data storage unit 188 is the same as the timing at which the selection unit 183 selects the symbol determination unit 181 in the first embodiment.
  • the timing at which the selection unit 183 selects the data in the symbol approximate determination data storage unit 189 is the same as the timing at which the selection unit 183 selects the symbol approximate determination unit 182 in the first embodiment.
  • the present embodiment can provide the same effects as those of the first embodiment. Further, the configuration of the carrier compensation unit 180 is simpler than that of the first embodiment.
  • FIG. 9 is a block diagram showing a configuration of the signal processing apparatus 100 according to the third embodiment.
  • the signal processing apparatus 100 according to the present embodiment has the same configuration as that of the signal processing apparatus 100 according to the second embodiment except for the following points.
  • the signal processing apparatus 100 does not include the symbol determination data storage unit 188 and the symbol approximate determination data storage unit 189. Then, the determination unit 187 determines the symbols of the output signals x ′ and y ′ from the polarization separation unit 170 according to the standard of the signal light input to the 90 ° optical hybrid 20. That is, the determination unit 187 has the same function as the symbol determination unit 181 in the first embodiment.
  • the signal processing apparatus 100 includes a second error determination unit 173.
  • the second error determination unit 173 performs error determination by a method that is simpler than the first error calculation unit 172 and does not depend on the determination result, for example, a CMA (Constant Modulus Algorithm) method.
  • the error calculation method by the first error calculation unit 172 has higher accuracy than the error calculation method by the second error determination unit 173.
  • CMA Constant Modulus Algorithm
  • the coefficient calculation unit 171 is connected to the first error calculation unit 172 and the second error determination unit 173 via the selection unit 183.
  • the selection unit 183 outputs either the error calculation result by the first error calculation unit 172 or the error calculation result by the second error determination unit 173 to the coefficient calculation unit 171. That is, the coefficient calculation unit 171 updates the filter coefficient using either the error calculation result by the first error calculation unit 172 or the error calculation result by the second error determination unit 173.
  • the selection unit 183 is controlled by the control unit 190.
  • the timing at which the selection unit 183 selects the error calculation result by the second error determination unit 173 is the same as the timing at which the selection unit 183 selects the symbol outline determination unit 182 in the first embodiment.
  • the timing at which the selection unit 183 selects the error calculation result by the first error calculation unit 172 is the same as the timing at which the selection unit 183 selects the symbol determination unit 181 in the first embodiment.

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Abstract

 信号処理手段は、2つの偏波信号について、信号光と局所光の位相差及び周波数差を補償することにより、2つのキャリア補償信号を生成するキャリア補償手段と、2つのキャリア補償信号を、多値変調の信号配置に従って復調するシンボル判定手段と、2つのキャリア補償信号を、多値変調の多値数を減らした信号配置に従って復調するシンボル概判定手段と、シンボル判定手段の出力とシンボル概判定手段の出力の一方を選択する選択手段と、選択手段が選択した出力を用いて、偏波分離手段のフィルタ係数を更新する係数設定手段と、を備える。

Description

信号処理装置及び信号処理方法
 本発明は、デジタルコヒーレント方式で光信号を受信する信号処理装置及び信号処理方法に関する。
 インターネットの普及に伴い、通信されるデータの量が増大している。これに対応するためには、伝送路の容量を増大させる必要がある。大容量化を実現するための技術の一つとして、多値変調信号(Polarization Division Multiplexed - Quadrature Amplitude Modulation:PDM-QAM)がある。送信器でPDM-QAM変調を施された光信号は、デジタルコヒーレント方式の光受信器で復調される(例えば特許文献1参照)。
 なお、特許文献2には、フィードバックフィルタへの入力として、スライサからの出力をスライサへの入力に加算した信号と、スライサからの出力を除算装置に通した信号とを用いることが記載されている。
 また特許文献3には、デジタルフィルタのフィルタ係数をフィードバック制御することが記載されている。
特開2010-98617号公報 特表2005-523633号公報 特開2007-318800号公報
 PDM-QAM信号の偏波分離方式には、Decision Directed(DD)アルゴリズムが用いられる。DDアルゴリズムは、判定結果をフィルタ係数にフィードバックするため、QAM信号の各シンボルを収斂させることができる。また、DDアルゴリズムは、偏波回転に対する追従性も高い。一方、DDアルゴリズムは、フィルタ係数を任意の初期値から開始した場合、収束しにくい。
 本発明の目的は、フィルタ係数を任意の初期値から開始しても、容易にフィルタ係数を収束させることができる信号処理装置及び光信号受信方法を提供することにある。
 本発明によれば、偏波多重かつ多値変調された信号光と局所光とを、光90°ハイブリッドを用いて干渉させることにより生成された4つの出力光を、光電変換及びアナログ・デジタル変換することにより生成された4つのデジタル信号が入力され、フィルタ係数を持つフィルタを用いて、前記4つのデジタル信号から、前記信号光の2つの偏波成分に対応する2つの偏波信号を生成する偏波分離手段と、
 前記2つの偏波信号について、前記信号光と前記局所光の位相差及び周波数差を補償することにより、2つのキャリア補償信号を生成するキャリア補償手段と、
 前記2つのキャリア補償信号を復調する判定手段と、
 前記判定手段が、前記多値変調の信号配置に従って復調するか、前記多値変調の多値数を減らした信号配置に従って復調するか、を選択する選択手段と、
 前記選択手段が選択した出力を用いて、前記偏波分離手段の前記フィルタ係数を更新する係数設定手段と、
を備える信号処理装置が提供される。
 本発明によれば、偏波多重かつ多値変調された信号光と局所光とを、光90°ハイブリッドを用いて干渉させることにより4つの出力光を生成し、
 前記4つの出力光を光電変換及びアナログ・デジタル変換することにより4つのデジタル信号を生成し、
 フィルタ係数を持つフィルタを用いて、前記4つのデジタル信号から、前記信号光の2つの偏波成分に対応する2つの偏波信号を生成し、
 前記2つの偏波信号について、前記信号光と前記局所光の位相差及び周波数差を補償することにより、2つのキャリア補償信号を生成し、
 前記2つのキャリア補償信号を前記多値変調の信号配置に従って復調した結果、前記2つのキャリア補償信号を前記多値変調の多値数を減らした信号配置に従って復調した結果、のいずれか一方に基づいて、前記フィルタ係数を更新する、信号処理方法が提供される。
 本発明によれば、偏波多重かつ多値変調された信号光と局所光とを、光90°ハイブリッドを用いて干渉させることにより生成された4つの出力光を、光電変換及びアナログ・デジタル変換することにより生成された4つのデジタル信号が入力され、フィルタ係数を持つフィルタを用いて、前記4つのデジタル信号から、前記信号光の2つの偏波成分に対応する2つの偏波信号を生成する偏波分離手段と、
 前記2つの偏波信号について、前記信号光と前記局所光の位相差及び周波数差を補償することにより、2つのキャリア補償信号を生成するキャリア補償手段と、
 前記2つのキャリア補償信号を復調する判定手段と、
 前記2つの偏波信号及び前記判定手段の出力を用いて、前記判定手段の出力の誤差を算出する第1誤差算出手段と、
 前記2つの偏波信号及び前記判定手段の出力を用いて、前記第1誤差算出手段よりも単純で判定結果に依存しない方法で、前記判定手段の出力の誤差を算出する第2誤差算出手段と、
 前記第1誤差算出手段による誤差判定結果及び前記第2誤差算出手段による誤差算出結果の一方を用いて、前記偏波分離手段の前記フィルタ係数を更新する係数設定手段と、
を備え、
 前記係数設定手段は、前記フィルタ係数が収束するまでは、前記第2誤差算出手段による誤差算出結果を用いて前記フィルタ係数を更新し、前記フィルタ係数が収束した後は、前記第1誤差算出手段による誤差算出結果を用いて前記フィルタ係数を更新する信号処理装置が提供される。
 本発明によれば、偏波多重かつ多値変調された信号光と局所光とを、光90°ハイブリッドを用いて干渉させることにより4つの出力光を生成し、
 前記4つの出力光を光電変換及びアナログ・デジタル変換することにより4つのデジタル信号を生成し、
 フィルタ係数を持つフィルタを用いて、前記4つのデジタル信号から、前記信号光の2つの偏波成分に対応する2つの偏波信号を生成し、
 前記2つの偏波信号について、前記信号光と前記局所光の位相差及び周波数差を補償することにより、2つのキャリア補償信号を生成し、
 前記フィルタ係数が収束するまでは、第1の方法による誤差算出結果を用いて前記フィルタ係数を更新し、前記フィルタ係数が収束した後は、前記第1の方法よりも確度が高い第2の方法による誤差算出結果を用いて前記フィルタ係数を更新する、信号処理方法が提供される。
 本発明によれば、偏波多重かつ多値変調された光信号の受信処理において、フィルタ係数を任意の初期値から開始しても容易に収束させることができる。
 上述した目的、およびその他の目的、特徴および利点は、以下に述べる好適な実施の形態、およびそれに付随する以下の図面によってさらに明らかになる。
第1の実施形態に係る信号処理装置の構成を示す図である。 信号処理装置の構成を示す機能ブロック図である。 実施形態の効果を説明するための図である。 実施形態の効果を説明するための図である。 キャリア補償信号x''、y''のコンスタレーションを示す図である。 シンボル判定部による判定結果の一例を示す図である。 誤差関数とEVMmonのモニタ結果の一例を示す図である。 第2の実施形態に係る信号処理装置の構成を示すブロック図である。 第3の実施形態に係る信号処理装置の構成を示すブロック図である。
 以下、本発明の実施の形態について、図面を用いて説明する。尚、すべての図面において、同様な構成要素には同様の符号を付し、適宜説明を省略する。
(第1の実施形態)
 図1は、第1の実施形態に係る信号処理装置の構成を示す図である。この信号処理装置は、デジタルコヒーレント受信器として用いられる。この信号処理装置に入力される信号光は、偏波多重かつ多値変調されている。この信号処理装置は、局所光源(LO)10、90°光ハイブリッド20、光電(O/E)変換部30、アナログ・デジタル変換部(ADC)40、および信号処理装置100を備えている。
 90°光ハイブリッド20は、伝送路からの信号光と、局所光源10からの局所光が入力される。90°光ハイブリッド20は、光信号と局所光とを位相差0で干渉させて第1光信号(I)を生成し、光信号と局所光とを位相差π/2で干渉させて第2光信号(Q)を生成する。また90°光ハイブリッド20は、光信号と局所光とを位相差0で干渉させて第3光信号(I)を生成し、光信号と局所光とを位相差π/2で干渉させて第4光信号(Q)を生成する。第1光信号及び第2光信号は、一組の信号を形成し、また第3光信号及び第4光信号も、一組の信号を形成する。
 光電変換部30は、90°光ハイブリッド20が生成した4つの光信号(出力光)を光電変換して、4つのアナログ信号を生成する。
 アナログ・デジタル変換部40は、光電変換部30が生成した4つのアナログ信号を、それぞれデジタル信号に変換する。
 信号処理装置100は、アナログ・デジタル変換部40が生成した4つのデジタル信号を処理することにより、光信号を復調した復調信号を生成する。
 図2は、信号処理装置100の構成を示す機能ブロック図である。なお、信号処理装置100は、例えば一つの半導体チップである。ただし信号処理装置100は、FPGA(Field-Programmable Gate Array)であってもよいし、プログラムを用いてその機能が実現されても良い。
 信号処理装置100は、フロントエンド(F/E)処理部150、分散補償(CDC)部160、偏波分離部170、係数計算部171、第1誤差計算部172、キャリア補償部180、および制御部190を備えている。キャリア補償部180は、シンボル判定部181、シンボル概判定部182、および選択部183を備えている。
 F/E処理部150は、受信信号Ix、Qx、Iy、Qyが有する、90°光ハイブリッド20および光電変換部30における光学部品の不完全性に起因した信号歪を、補償する。分散補償部160は、受信信号Ix、Qx、Iy、Qyが伝送路中で受けた線形歪を、補償する。そして、受信信号Ix、Qx、Iy、Qyは、偏波ごとにそれぞれの偏波分離部170へ入力される。
 偏波分離部170は、偏波ごとに、フィルタ係数hxx、hxy、hyx、hyyを用いて、以下の式(1)に従ってフィルタ演算を行い、出力x'、y'を出力する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001

・・・(1)
 フィルタ出力x'、y'は、信号光が受信器に入射する偏波X'、Y'に分離される。このフィルタ係数は、係数計算部171によって定められる。係数計算部171は、選択部183の出力信号を用いて、フィルタ係数hxx、hxy、hyx、hyyを定める。係数計算部171によるフィルタ係数hxx、hxy、hyx、hyyの決め方については、後述する。
 キャリア補償部180は、偏波分離部170の出力信号x'、y'から信号光と局所光の周波数差および位相差を補償して、キャリア補償信号x''、y''を生成する。キャリア補償部180は、シンボル判定部181、シンボル概判定部182、選択部183、位相回転角算出部184、ループフィルタ185、及び電圧制御発振部(VCO:voltage controlled oscillator)186を備えている。
 シンボル判定部181は、偏波分離部170の出力信号x'、y'を、90°光ハイブリッド20に入力される信号光の規格に従って、シンボル判定する。例えば90°光ハイブリッド20に入力される信号光の規格が16QAMである場合、シンボル判定部181は、以下の(2)式に従って、16QAM方式でシンボル判定を行う。以下の説明では、シンボル判定部181は、16QAM方式でシンボル判定を行うものとする。なお、シンボル判定部181におけるシンボル判定の方式は、16QAM方式には限定されない。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
z = x or y
・・・(2)
 シンボル概判定部182は、キャリア補償信号x''、y''を、90°光ハイブリッド20に入力される信号光の規格よりも少ない多値数の信号配置に従って、シンボル判定を行う。例えば90°光ハイブリッド20に入力される信号光が16QAM方式である場合、シンボル概判定部182は、QPSK方式でシンボル判定を行う。なお、シンボル概判定部182は、90°光ハイブリッド20に入力される信号光の多値数がさらに多い場合であっても、QPSK方式でシンボル判定を行っても良い。シンボル概判定部182は、QPSK方式でシンボル判定を行う場合、以下の(3)式に従ってシンボル判定を行う。以下の説明では、シンボル概判定部182は、QPSK方式でシンボル判定を行うものとする。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
・・・(3)
 選択部183は、シンボル判定部181によるシンボル判定結果及びシンボル概判定部182によるシンボル判定結果の一方を選択して出力する。制御部190は、選択部183がいずれの判定結果を選択するかを制御する。選択部183の出力は、第1誤差計算部172に入力されると共に、キャリア補償部180の出力にもなる。
 位相回転角算出部184は、キャリア補償信号x''、y''と選択部183の出力信号の位相を比較して、信号光と局所光の位相差および周波数差による位相回転角を算出する。位相回転角算出部184が算出した位相回転角は、ループフィルタ185及び電圧制御発振部186を介して、偏波分離部170の出力x'、y'にフィードバックされる。フィードバックループが収束すれば、VCO出力は位相推定値になる。
 第1誤差計算部172は、選択部183がシンボル判定部181の出力を選択しているときにおける位相回転角算出部184による位相回転角(実際には電圧制御発振部186の出力)と、偏波分離部170の出力x'、y'とを用いて、シンボル判定部181の出力信号の誤差を常に算出する。具体的には、第1誤差計算部172は、シンボル判定部181の出力信号d QAM,d QAM、位相回転角算出部184による位相回転角φ QAM,φ QAM、及び偏波分離部170の出力x'、y'を用いて、Decision Directedアルゴリズムの誤差関数ε QAM,ε QAMを、例えば式(4)に従って計算する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
・・・(4)
 ここで第1誤差計算部172によって計算された誤差は、制御部190による制御に用いられる。具体的には、第1誤差計算部172は、以下の式(5)に従って、EVM(Error Vector Magnitude)を、一定のシンボル数ごと(例えば1000シンボルごとに、算出する。なお、EVMは、すべてのシンボルの平均振幅により定義されるが、回路規模削減のため、最も外側の4シンボルのみ用いて規格化されてもよい(式6)。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
・・・(5)

Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
・・・(6)
 ここで、Nは、EVMの計算に用いるシンボル数である。E(k)はエラーベクトルである。S(k)は理想信号ベクトルであり、S(k)は受信信号ベクトルとすると、E(k)=S(k)-S(k)により求められる。ここでエラーベクトルE(k)とε QAM又はε QAMは等価であるため、上記した(5)式は以下の(7)式に書き換えられる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
・・・(7)
 制御部190は、上記した(7)式によるEVMを用いて、選択部183の出力を制御する。例えば制御部190は、EVMが予め定められた閾値以上である場合、選択部183の出力としてシンボル概判定部182によるシンボル判定結果を選択し、EVMが予め定められた閾値未満である場合、選択部183の出力としてシンボル判定部181によるシンボル判定結果を選択する。
 また第1誤差計算部172は、位相回転角算出部184による位相回転角と、偏波分離部170の出力x'、y'とを用いて、選択部183の出力信号の誤差を算出する。ここで計算された誤差、及び位相回転角算出部184による位相回転角φ,φ、は、係数計算部171に出力される。
 具体的には、第1誤差計算部172は、上記した式(4)において、シンボル判定部181の出力信号d QAM,d QAMの代わりに選択部183の出力信号を用いることにより、選択部183の出力信号の誤差を算出する。例えば選択部183がシンボル判定部181によるシンボル判定(d QAM,d QAM)を選択している場合、第1誤差計算部172は、上記した式(4)に従って誤差を算出する。また選択部183がシンボル概判定部182によるシンボル判定(d QPSK,d QPSK)を選択している場合、第1誤差計算部172は、以下の式(8)に従って誤差を算出する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
・・・(8)
 係数計算部171は、Decision Directedアルゴリズムを採用し、誤差関数と位相推定値と偏波分離フィルタ入力x、yを用いて、以下の(9)式又は(10)式に従って、偏波分離部170のフィルタ係数hxx、hxy、hyx、hyyを更新する。なお、(9)式は、選択部183がシンボル概判定部182によるシンボル判定(d QAM,d QAM)を選択している場合を示している。(10)式は、選択部183がシンボル判定部181によるシンボル判定(d QPSK,d QPSK)を選択している場合を示している。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
・・・(9)
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000010
・・・(10)
 なお、フィルタ係数の初期値は、例えば以下の通りに設定される。なお、要素数は何タップでもよいが、ここでは一例として7タップとした。
xx(0)=[0 0 0 1 0 0 0]
xy(0)=[0 0 0 0 0 0 0]
yx(0)=[0 0 0 0 0 0 0]
yy(0)=[0 0 0 1 0 0 0]
 次に、本実施形態の作用及び効果について説明する。本実施形態において、制御部190は、係数計算部171のフィルタ係数が収束するまで、選択部183の出力として、シンボル概判定部182によるシンボル判定結果を選択する。
 具体的には、制御部190は、上記した(7)式によるEVMを用いて、選択部183の出力を制御する。例えば制御部190は、EVMが予め定められた閾値以上である場合、係数計算部171のフィルタ係数が収束していないと判断して、選択部183の出力としてシンボル概判定部182によるシンボル判定結果を選択する。
 これによる効果を、図3及び図4を用いて説明する。図3は、シンボル判定部181が16QAM方式でシンボル判定を行う場合を示している。シンボル判定部181は、入力された信号Aが、16個ある信号のいずれであるかを判断する。ここでシンボル判定部181は、信号Aを、必ず正しい信号Bである、と判定できるわけではなく、誤った信号Cと判定することもあり得る。この誤った判定結果を係数計算部171が用いると、フィルタ係数hxx、hxy、hyx、hyyは収束しにくく、発散することもある。
 これに対して図4に示すように、シンボル概判定部182がシンボル判定を行うと、シンボル概判定部182による判定は、誤りが生じにくい。このため、本実施形態のように、係数計算部171のフィルタ係数が収束するまで、選択部183の出力として、シンボル概判定部182によるシンボル判定結果を選択すると、係数計算部171によるフィルタ係数の計算は収束しやすくなる。
 図5は、シンボル概判定部182によるシンボル判定結果を選択部183が選択していてフィルタ係数がある程度収束した場合における、キャリア補償信号x''、y''のコンスタレーションを示している。本図に示すように、シンボル概判定部182によるシンボル判定結果を選択部183が選択していても、キャリア補償信号x''、y''は、16QAMによる特徴を失わない。
 そして、フィルタ係数がある程度収束したら(EVMが予め定められた閾値未満となった場合)、選択部183は、シンボル判定部181によるシンボル判定結果を選択する。これにより、係数計算部171によるフィルタ係数はさらに収束し、その結果、図6に示す結果が得られる。このため、シンボル判定部181は、高い精度でシンボル判定を行うことができる。
 なお、制御部190は、一つ前のEVMと、新たに算出したEVMとの差分が予め定められた閾値以上である場合、係数計算部171のフィルタ係数が収束していないと判断してもよい。この場合、制御部190は、一つ前のEVMと、新たに算出したEVMとの差分が予め定められた閾値未満になった場合、係数計算部171のフィルタ係数が収束していると判断する。
 図7は、誤差関数とEVMmonのモニタ結果の一例を示す。横軸は経過シンボル数であり、時間に相当する。縦軸は誤差関数εのシンボルごとの瞬時値と、1000シンボル単位で計算したEVMmonの推移を表している。
 選択部183は、最初はシンボル概判定部182によるシンボル判定を選択している。EVMmonは約10000シンボル経過したところで、0.15程度に落ち着き、Pre-convergenceが完了したことが分かる。その後、約15000シンボルのところで、選択部183は、シンボル判定部181によるシンボル判定を出力するようにした。その結果、17000シンボル付近で、EVMは0.05程度に落ち着き、DDアルゴリズムが収束して、偏波分離が完了したことが分かる。
 以上、本実施形態によれば、フィルタ係数を任意の初期値から開始しても、容易に収束させることができる。また、第1誤差計算部172は、Decision Directedアルゴリズムを用いてフィルタ係数を設定しているため、偏波回転に対する追従性も高い。
(第2の実施形態)
 図8は、第2の実施形態に係る信号処理装置100の構成を示すブロック図である。本実施形態に係る信号処理装置100は、以下の点を除いて、第1の実施形態に示した信号処理装置100と同様の構成である。
 まず、キャリア補償部180は、シンボル判定部181、シンボル概判定部182、及び選択部183を有していない。その代わり、キャリア補償部180は、判定部187を有している。判定部187は、偏波分離部170の出力信号x'、y'を、判断基準データに従ってシンボル判定する。判定部187が用いる判定基準データは、シンボル判定用データ記憶部188及びシンボル概判定用データ記憶部189に記憶されている。
 シンボル判定用データ記憶部188は、偏波分離部170の出力信号x'、y'を90°光ハイブリッド20に入力される信号光の規格に従ってシンボル判定するためのデータを記憶している。シンボル概判定用データ記憶部189は、キャリア補償信号x''、y''を、90°光ハイブリッド20に入力される信号光の規格よりも少ない多値数の信号配置に従ってシンボル判定を行うためのデータを記憶している。すなわち選択部183がシンボル判定用データ記憶部188に記憶されているデータを選択した場合、判定部187は、第1の実施形態におけるシンボル判定部181として機能する。また、選択部183がシンボル概判定用データ記憶部189に記憶されているデータを選択した場合、判定部187は、シンボル概判定部182として機能する。選択部183がシンボル判定用データ記憶部188のデータを選択するタイミングは、第1の実施形態において選択部183がシンボル判定部181を選択するタイミングと同じである。また、選択部183がシンボル概判定用データ記憶部189のデータを選択するタイミングは、第1の実施形態において選択部183がシンボル概判定部182を選択するタイミングと同じである。
 従って、本実施形態によっても第1の実施形態と同様の効果を得ることができる。また、第1の実施形態と比較して、キャリア補償部180の構成が単純になる。
(第3の実施形態)
 図9は、第3の実施形態に係る信号処理装置100の構成を示すブロック図である。本実施形態に係る信号処理装置100は、以下の点を除いて、第2の実施形態に係る信号処理装置100と同様の構成である。
 まず、本実施形態において、信号処理装置100は、シンボル判定用データ記憶部188及びシンボル概判定用データ記憶部189を有していない。そして判定部187は、偏波分離部170の出力信号x'、y'を、90°光ハイブリッド20に入力される信号光の規格に従って、シンボル判定する。すなわち判定部187は、第1の実施形態におけるシンボル判定部181と同様の機能を有している。
 また信号処理装置100は、第2誤差判定部173を有している。第2誤差判定部173は、第1誤差計算部172よりも単純で判定結果に依存しない方式、例えばCMA(Constant Modulus Algorithm)方式で誤差の判定を行う。なお、第1誤差計算部172による誤差算出方式は、第2誤差判定部173による誤差算出方式よりも、確度が高い。CMA方式の詳細については、例えばD. N. Godard, "Self-Recovering Equalization and Carrier Tracking in Two-Dimensional Data Communication Systems", IEEE Trans. on Comm., Vol. COM-28, No. 11, pp. 1967-1875, Nov. 1980 に記載されている。
 そして係数計算部171は、選択部183を介して第1誤差計算部172及び第2誤差判定部173に接続している。選択部183は、係数計算部171に、第1誤差計算部172による誤差の算出結果、及び第2誤差判定部173による誤差算出結果のいずれか一方を出力する。すなわち係数計算部171は、第1誤差計算部172による誤差の算出結果、及び第2誤差判定部173による誤差算出結果のいずれか一方を用いて、フィルタ係数の更新を行う。選択部183は、制御部190によって制御されている。
 制御部190による選択部183の制御の詳細は、第2の実施形態と同様である。すなわち、選択部183が第2誤差判定部173による誤差算出結果を選択するタイミングは、第1の実施形態において選択部183がシンボル概判定部182を選択するタイミングと同じである。また、選択部183が第1誤差計算部172による誤差算出結果を選択するタイミングは、第1の実施形態において選択部183がシンボル判定部181を選択するタイミングと同じである。
 本実施形態によっても、第1の実施形態と同様の効果を得ることができる。
 以上、図面を参照して本発明の実施形態について述べたが、これらは本発明の例示であり、上記以外の様々な構成を採用することもできる。
 この出願は、2011年10月5日に出願された日本出願特願2011-221314を基礎とする優先権を主張し、その開示の全てをここに取り込む。

Claims (13)

  1.  偏波多重かつ多値変調された信号光と局所光とを、光90°ハイブリッドを用いて干渉させることにより生成された4つの出力光を、光電変換及びアナログ・デジタル変換することにより生成された4つのデジタル信号が入力され、フィルタ係数を持つフィルタを用いて、前記4つのデジタル信号から、前記信号光の2つの偏波成分に対応する2つの偏波信号を生成する偏波分離手段と、
     前記2つの偏波信号について、前記信号光と前記局所光の位相差及び周波数差を補償することにより、2つのキャリア補償信号を生成するキャリア補償手段と、
     前記2つのキャリア補償信号を復調する判定手段と、
     前記判定手段が、前記多値変調の信号配置に従って復調するか、前記多値変調の多値数を減らした信号配置に従って復調するか、を選択する選択手段と、
     前記選択手段が選択した出力を用いて、前記偏波分離手段の前記フィルタ係数を更新する係数設定手段と、
    を備える信号処理装置。
  2.  請求項1に記載の信号処理装置において、
     前記判定手段は、
      前記2つのキャリア補償信号を前記多値変調の信号配置に従って復調するシンボル判定手段と、
      前記2つのキャリア補償信号を、前記多値変調の多値数を減らした信号配置に従って復調するシンボル概判定手段と、
    を備え、
     前記選択手段は、前記シンボル判定手段の出力と前記シンボル概判定手段の出力の一方を選択する信号処理装置。
  3.  請求項1に記載の信号処理装置において、
     前記選択手段は、前記多値変調の信号配置に従って復調するための第1基準データと、前記多値変調の多値数を減らした信号配置に従って復調するための第2基準データのいずれか一方を選択して前記判定手段に使用させる信号処理装置。
  4.  請求項1~3のいずれか一項に記載の信号処理装置において、
     前記判定手段は、前記フィルタ係数が収束するまでは、前記多値変調の信号配置に従って復調する信号処理装置。
  5.  請求項4に記載の信号処理装置において、
     前記判定手段は、前記フィルタ係数が収束した後は、前記多値変調の多値数を減らした信号配置に従って復調する信号処理装置。
  6.  請求項4又は5に記載の信号処理装置において、
     前記2つの偏波信号及び前記判定手段の出力を用いて、前記判定手段の出力の誤差を算出する誤差算出手段を備え、
     前記選択手段は、前記誤差算出手段が算出する誤差を用いて、前記フィルタ係数が収束したか否かを判断する信号処理装置。
  7.  請求項6に記載の信号処理装置において、
     前記選択手段は、
      複数のシンボルに対する前記誤差の平均値を一定のシンボル数ごとに算出し、
      前記平均値と、予め定められた閾値とを比較することにより、前記フィルタ係数が収束したか否かを判断する信号処理装置。
  8.  請求項6に記載の信号処理装置において、
     前記選択手段は、
      複数のシンボルに対する前記誤差の平均値を一定のシンボル数ごとに算出し、
      前記平均値の増減と、予め定められた閾値とを比較することにより、前記フィルタ係数が収束したか否かを判断する信号処理装置。
  9.  請求項1~8のいずれか一項に記載の信号処理装置において、
     前記多値変調の多値数を減らした信号配置は、QPSK(Quadrature Phase Shift keying)方式である信号処理装置。
  10.  請求項1~9のいずれか一項に記載の信号処理装置において、
     前記光90°ハイブリッドと、
     前記光90°ハイブリッドの4つの出力光をそれぞれ電気信号に変換する光電変換手段と、
     前記光電変換手段からの4つの出力をそれぞれデジタル信号に変換するアナログ・デジタル変換手段と、
    を備える信号処理装置。
  11.  偏波多重かつ多値変調された信号光と局所光とを、光90°ハイブリッドを用いて干渉させることにより4つの出力光を生成し、
     前記4つの出力光を光電変換及びアナログ・デジタル変換することにより4つのデジタル信号を生成し、
     フィルタ係数を持つフィルタを用いて、前記4つのデジタル信号から、前記信号光の2つの偏波成分に対応する2つの偏波信号を生成し、
     前記2つの偏波信号について、前記信号光と前記局所光の位相差及び周波数差を補償することにより、2つのキャリア補償信号を生成し、
     前記2つのキャリア補償信号を前記多値変調の信号配置に従って復調した結果、前記2つのキャリア補償信号を前記多値変調の多値数を減らした信号配置に従って復調した結果、のいずれか一方に基づいて、前記フィルタ係数を更新する、信号処理方法。
  12.  偏波多重かつ多値変調された信号光と局所光とを、光90°ハイブリッドを用いて干渉させることにより生成された4つの出力光を、光電変換及びアナログ・デジタル変換することにより生成された4つのデジタル信号が入力され、フィルタ係数を持つフィルタを用いて、前記4つのデジタル信号から、前記信号光の2つの偏波成分に対応する2つの偏波信号を生成する偏波分離手段と、
     前記2つの偏波信号について、前記信号光と前記局所光の位相差及び周波数差を補償することにより、2つのキャリア補償信号を生成するキャリア補償手段と、
     前記2つのキャリア補償信号を復調する判定手段と、
     前記2つの偏波信号及び前記判定手段の出力を用いて、前記判定手段の出力の誤差を算出する第1誤差算出手段と、
     前記2つの偏波信号及び前記判定手段の出力を用いて、前記第1誤差算出手段よりも単純で判定結果に依存しない方法で、前記判定手段の出力の誤差を算出する第2誤差算出手段と、
     前記第1誤差算出手段による誤差判定結果及び前記第2誤差算出手段による誤差算出結果の一方を用いて、前記偏波分離手段の前記フィルタ係数を更新する係数設定手段と、
    を備え、
     前記係数設定手段は、前記フィルタ係数が収束するまでは、前記第2誤差算出手段による誤差算出結果を用いて前記フィルタ係数を更新し、前記フィルタ係数が収束した後は、前記第1誤差算出手段による誤差算出結果を用いて前記フィルタ係数を更新する信号処理装置。
  13.  偏波多重かつ多値変調された信号光と局所光とを、光90°ハイブリッドを用いて干渉させることにより4つの出力光を生成し、
     前記4つの出力光を光電変換及びアナログ・デジタル変換することにより4つのデジタル信号を生成し、
     フィルタ係数を持つフィルタを用いて、前記4つのデジタル信号から、前記信号光の2つの偏波成分に対応する2つの偏波信号を生成し、
     前記2つの偏波信号について、前記信号光と前記局所光の位相差及び周波数差を補償することにより、2つのキャリア補償信号を生成し、
     前記フィルタ係数が収束するまでは、第1の方法による誤差算出結果を用いて前記フィルタ係数を更新し、前記フィルタ係数が収束した後は、前記第1の方法よりも確度が高い第2の方法による誤差算出結果を用いて前記フィルタ係数を更新する、信号処理方法。
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Families Citing this family (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP6464727B2 (ja) * 2014-12-24 2019-02-06 日本電気株式会社 信号処理装置、光受信装置、光通信システム、信号処理方法および光受信方法
JP6973376B2 (ja) * 2016-03-30 2021-11-24 日本電気株式会社 光信号受信装置、光通信システム、および光信号受信装置の補償信号の生成方法
JP7057506B2 (ja) * 2018-09-11 2022-04-20 日本電信電話株式会社 デジタルコヒーレント受信器及びデジタルコヒーレント受信方法
JP7074035B2 (ja) * 2018-11-27 2022-05-24 日本電信電話株式会社 光受信機
CN114374592B (zh) * 2022-01-11 2024-03-08 赛特斯信息科技股份有限公司 正交幅度调制信号频偏补偿方法及装置

Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2000083071A (ja) * 1998-09-04 2000-03-21 Matsushita Electric Ind Co Ltd 変調方式
JP2003179659A (ja) * 1992-03-24 2003-06-27 General Instr Corp Of Delaware モード選択的直角位相振幅モジュレーション通信システム
JP2004153837A (ja) * 2002-10-31 2004-05-27 Aisin Seiki Co Ltd ワイヤレス受信の干渉抑制装置及び周波数偏移方式キー信号の処理装置
JP2009296596A (ja) * 2008-06-06 2009-12-17 Fujitsu Ltd フィルタ係数調整装置
US20110052215A1 (en) * 2009-09-03 2011-03-03 Xiang Zhou Blind Equalization Algorithms for Adaptive Polarization Recovery and PMD Compensation
US20110150503A1 (en) * 2009-12-18 2011-06-23 Winzer Peter J Receiver Algorithms for Coherent Detection of Polarization-Multiplexed Optical Signals

Family Cites Families (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5517213A (en) 1994-09-29 1996-05-14 Thomson Consumer Electronics, Inc. Process for fast blind equalization of an adaptive equalizer
KR100916377B1 (ko) 2002-04-16 2009-09-07 톰슨 라이센싱 결정 피드백 등화기 및 결정 피드백 등화를 위한 방법
EP2169867B1 (en) * 2008-09-24 2013-03-27 Alcatel Lucent A decision directed algorithm for adjusting a polarization demultiplexer in a coherent detection optical receiver
JP5359179B2 (ja) 2008-10-17 2013-12-04 富士通株式会社 光受信機及び光受信方法
US8260156B2 (en) * 2008-10-28 2012-09-04 Nec Laboratories America, Inc. Adaptive crossing frequency domain equalization (FDE) in digital PolMux coherent systems
EP2429108B1 (en) * 2009-05-07 2019-01-23 Nec Corporation Coherent receiver
US8571423B2 (en) * 2009-12-18 2013-10-29 Alcatel Lucent Receiver algorithms for coherent detection of polarization-multiplexed optical signals

Patent Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2003179659A (ja) * 1992-03-24 2003-06-27 General Instr Corp Of Delaware モード選択的直角位相振幅モジュレーション通信システム
JP2000083071A (ja) * 1998-09-04 2000-03-21 Matsushita Electric Ind Co Ltd 変調方式
JP2004153837A (ja) * 2002-10-31 2004-05-27 Aisin Seiki Co Ltd ワイヤレス受信の干渉抑制装置及び周波数偏移方式キー信号の処理装置
JP2009296596A (ja) * 2008-06-06 2009-12-17 Fujitsu Ltd フィルタ係数調整装置
US20110052215A1 (en) * 2009-09-03 2011-03-03 Xiang Zhou Blind Equalization Algorithms for Adaptive Polarization Recovery and PMD Compensation
US20110150503A1 (en) * 2009-12-18 2011-06-23 Winzer Peter J Receiver Algorithms for Coherent Detection of Polarization-Multiplexed Optical Signals

Non-Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
S.J.SAVORY ET AL.: "Transmission of 42.8Gbit/s Polarization Multiplexed NRZ-QPSK over 6400km of Standard Fiber with no Optical Dispersion Compensation", OFC/NFOEC 2007, OTUAL IEEE, 29 March 2007 (2007-03-29), pages 1 - 3, XP031146716 *
TIMO PFAU ET AL.: "Hardware-Efficient Coherent Digital Receiver Concept With Feedforward Carrier Recovery for M-QAM Constellations", JOURNAL OF LIGHTWAVE TECHNOLOGY, vol. 27, no. 8, 15 April 2009 (2009-04-15), pages 989 - 999, XP011255446 *

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