JPWO2013051289A1 - 信号処理装置及び信号処理方法 - Google Patents

Abstract

信号処理手段は、２つの偏波信号について、信号光と局所光の位相差及び周波数差を補償することにより、２つのキャリア補償信号を生成するキャリア補償手段と、２つのキャリア補償信号を、多値変調の信号配置に従って復調するシンボル判定手段と、２つのキャリア補償信号を、多値変調の多値数を減らした信号配置に従って復調するシンボル概判定手段と、シンボル判定手段の出力とシンボル概判定手段の出力の一方を選択する選択手段と、選択手段が選択した出力を用いて、偏波分離手段のフィルタ係数を更新する係数設定手段と、を備える。

Description

本発明は、デジタルコヒーレント方式で光信号を受信する信号処理装置及び信号処理方法に関する。

インターネットの普及に伴い、通信されるデータの量が増大している。これに対応するためには、伝送路の容量を増大させる必要がある。大容量化を実現するための技術の一つとして、多値変調信号（Polarization Division Multiplexed - Quadrature Amplitude Modulation：ＰＤＭ−ＱＡＭ）がある。送信器でＰＤＭ−ＱＡＭ変調を施された光信号は、デジタルコヒーレント方式の光受信器で復調される（例えば特許文献１参照）。

なお、特許文献２には、フィードバックフィルタへの入力として、スライサからの出力をスライサへの入力に加算した信号と、スライサからの出力を除算装置に通した信号とを用いることが記載されている。

また特許文献３には、デジタルフィルタのフィルタ係数をフィードバック制御することが記載されている。

特開２０１０−９８６１７号公報 特表２００５−５２３６３３号公報 特開２００７−３１８８００号公報

ＰＤＭ−ＱＡＭ信号の偏波分離方式には、Decision Directed（ＤＤ）アルゴリズムが用いられる。ＤＤアルゴリズムは、判定結果をフィルタ係数にフィードバックするため、ＱＡＭ信号の各シンボルを収斂させることができる。また、ＤＤアルゴリズムは、偏波回転に対する追従性も高い。一方、ＤＤアルゴリズムは、フィルタ係数を任意の初期値から開始した場合、収束しにくい。

本発明の目的は、フィルタ係数を任意の初期値から開始しても、容易にフィルタ係数を収束させることができる信号処理装置及び光信号受信方法を提供することにある。

本発明によれば、偏波多重かつ多値変調された信号光と局所光とを、光９０°ハイブリッドを用いて干渉させることにより生成された４つの出力光を、光電変換及びアナログ・デジタル変換することにより生成された４つのデジタル信号が入力され、フィルタ係数を持つフィルタを用いて、前記４つのデジタル信号から、前記信号光の２つの偏波成分に対応する２つの偏波信号を生成する偏波分離手段と、
前記２つの偏波信号について、前記信号光と前記局所光の位相差及び周波数差を補償することにより、２つのキャリア補償信号を生成するキャリア補償手段と、
前記２つのキャリア補償信号を復調する判定手段と、
前記判定手段が、前記多値変調の信号配置に従って復調するか、前記多値変調の多値数を減らした信号配置に従って復調するか、を選択する選択手段と、
前記選択手段が選択した出力を用いて、前記偏波分離手段の前記フィルタ係数を更新する係数設定手段と、
を備える信号処理装置が提供される。

本発明によれば、偏波多重かつ多値変調された信号光と局所光とを、光９０°ハイブリッドを用いて干渉させることにより４つの出力光を生成し、
前記４つの出力光を光電変換及びアナログ・デジタル変換することにより４つのデジタル信号を生成し、
フィルタ係数を持つフィルタを用いて、前記４つのデジタル信号から、前記信号光の２つの偏波成分に対応する２つの偏波信号を生成し、
前記２つの偏波信号について、前記信号光と前記局所光の位相差及び周波数差を補償することにより、２つのキャリア補償信号を生成し、
前記２つのキャリア補償信号を前記多値変調の信号配置に従って復調した結果、前記２つのキャリア補償信号を前記多値変調の多値数を減らした信号配置に従って復調した結果、のいずれか一方に基づいて、前記フィルタ係数を更新する、信号処理方法が提供される。

本発明によれば、偏波多重かつ多値変調された信号光と局所光とを、光９０°ハイブリッドを用いて干渉させることにより生成された４つの出力光を、光電変換及びアナログ・デジタル変換することにより生成された４つのデジタル信号が入力され、フィルタ係数を持つフィルタを用いて、前記４つのデジタル信号から、前記信号光の２つの偏波成分に対応する２つの偏波信号を生成する偏波分離手段と、
前記２つの偏波信号について、前記信号光と前記局所光の位相差及び周波数差を補償することにより、２つのキャリア補償信号を生成するキャリア補償手段と、
前記２つのキャリア補償信号を復調する判定手段と、
前記２つの偏波信号及び前記判定手段の出力を用いて、前記判定手段の出力の誤差を算出する第１誤差算出手段と、
前記２つの偏波信号及び前記判定手段の出力を用いて、前記第１誤差算出手段よりも単純で判定結果に依存しない方法で、前記判定手段の出力の誤差を算出する第２誤差算出手段と、
前記第１誤差算出手段による誤差判定結果及び前記第２誤差算出手段による誤差算出結果の一方を用いて、前記偏波分離手段の前記フィルタ係数を更新する係数設定手段と、
を備え、
前記係数設定手段は、前記フィルタ係数が収束するまでは、前記第２誤差算出手段による誤差算出結果を用いて前記フィルタ係数を更新し、前記フィルタ係数が収束した後は、前記第１誤差算出手段による誤差算出結果を用いて前記フィルタ係数を更新する信号処理装置が提供される。

本発明によれば、偏波多重かつ多値変調された信号光と局所光とを、光９０°ハイブリッドを用いて干渉させることにより４つの出力光を生成し、
前記４つの出力光を光電変換及びアナログ・デジタル変換することにより４つのデジタル信号を生成し、
フィルタ係数を持つフィルタを用いて、前記４つのデジタル信号から、前記信号光の２つの偏波成分に対応する２つの偏波信号を生成し、
前記２つの偏波信号について、前記信号光と前記局所光の位相差及び周波数差を補償することにより、２つのキャリア補償信号を生成し、
前記フィルタ係数が収束するまでは、第１の方法による誤差算出結果を用いて前記フィルタ係数を更新し、前記フィルタ係数が収束した後は、前記第１の方法よりも確度が高い第２の方法による誤差算出結果を用いて前記フィルタ係数を更新する、信号処理方法が提供される。

本発明によれば、偏波多重かつ多値変調された光信号の受信処理において、フィルタ係数を任意の初期値から開始しても容易に収束させることができる。

上述した目的、およびその他の目的、特徴および利点は、以下に述べる好適な実施の形態、およびそれに付随する以下の図面によってさらに明らかになる。

第１の実施形態に係る信号処理装置の構成を示す図である。 信号処理装置の構成を示す機能ブロック図である。 実施形態の効果を説明するための図である。 実施形態の効果を説明するための図である。 キャリア補償信号ｘ''、ｙ''のコンスタレーションを示す図である。 シンボル判定部による判定結果の一例を示す図である。 誤差関数とＥＶＭ_ｍｏｎのモニタ結果の一例を示す図である。 第２の実施形態に係る信号処理装置の構成を示すブロック図である。 領域判定を説明するための図である。 ２５６QAM信号のシンボル配置を示す図である。 ６４QAM信号のシンボル配置を示す図である。 １６QAM信号のシンボル配置を示す図である。 QPSK信号のシンボル配置を示す図である。 １６QAM信号のシンボル概判定を説明するための図である。 １６QAM信号のキャリア補償信号ｘ''、ｙ''のコンスタレーションを示す図である。 ６４QAM信号のシンボル判定部による判定結果の一例を示す図である。 ６４QAM信号のシンボル概判定を説明するための図である。 ２５６QAM信号のシンボル概判定を説明するための図である。 第３の実施形態に係る信号処理装置の構成を示すブロック図である。

以下、本発明の実施の形態について、図面を用いて説明する。尚、すべての図面において、同様な構成要素には同様の符号を付し、適宜説明を省略する。

（第１の実施形態）
図１は、第１の実施形態に係る信号処理装置の構成を示す図である。この信号処理装置は、デジタルコヒーレント受信器として用いられる。この信号処理装置に入力される信号光は、偏波多重かつ多値変調されている。この信号処理装置は、局所光源（ＬＯ）１０、９０°光ハイブリッド２０、光電（Ｏ／Ｅ）変換部３０、アナログ・デジタル変換部（ＡＤＣ）４０、および信号処理装置１００を備えている。

９０°光ハイブリッド２０は、伝送路からの信号光と、局所光源１０からの局所光が入力される。９０°光ハイブリッド２０は、光信号と局所光とを位相差０で干渉させて第１光信号（Ｉ_ｘ）を生成し、光信号と局所光とを位相差π／２で干渉させて第２光信号（Ｑ_ｘ）を生成する。また９０°光ハイブリッド２０は、光信号と局所光とを位相差０で干渉させて第３光信号（Ｉ_ｙ）を生成し、光信号と局所光とを位相差π／２で干渉させて第４光信号（Ｑ_ｙ）を生成する。第１光信号及び第２光信号は、一組の信号を形成し、また第３光信号及び第４光信号も、一組の信号を形成する。

光電変換部３０は、９０°光ハイブリッド２０が生成した４つの光信号（出力光）を光電変換して、４つのアナログ信号を生成する。

アナログ・デジタル変換部４０は、光電変換部３０が生成した４つのアナログ信号を、それぞれデジタル信号に変換する。

信号処理装置１００は、アナログ・デジタル変換部４０が生成した４つのデジタル信号を処理することにより、光信号を復調した復調信号を生成する。

図２は、信号処理装置１００の構成を示す機能ブロック図である。なお、信号処理装置１００は、例えば一つの半導体チップである。ただし信号処理装置１００は、ＦＰＧＡ（Field-Programmable Gate Array）であってもよいし、プログラムを用いてその機能が実現されても良い。

信号処理装置１００は、フロントエンド（Ｆ／Ｅ）処理部１５０、分散補償（ＣＤＣ）部１６０、偏波分離部１７０、係数計算部１７１、第１誤差計算部１７２、キャリア補償部１８０、および制御部１９０を備えている。キャリア補償部１８０は、シンボル判定部１８１、シンボル概判定部１８２、および選択部１８３を備えている。

Ｆ／Ｅ処理部１５０は、受信信号Ｉｘ、Ｑｘ、Ｉｙ、Ｑｙが有する、９０°光ハイブリッド２０および光電変換部３０における光学部品の不完全性に起因した信号歪を、補償する。分散補償部１６０は、受信信号Ｉｘ、Ｑｘ、Ｉｙ、Ｑｙが伝送路中で受けた線形歪を、補償する。そして、受信信号Ｉｘ、Ｑｘ、Ｉｙ、Ｑｙは、偏波ごとにそれぞれの偏波分離部１７０へ入力される。

偏波分離部１７０は、偏波ごとに、フィルタ係数ｈ_ｘｘ、ｈ_ｘｙ、ｈ_ｙｘ、ｈ_ｙｙを用いて、以下の式（１）に従ってフィルタ演算を行い、出力ｘ'、ｙ'を出力する。

・・・（１）

フィルタ出力ｘ'、ｙ'は、信号光が受信器に入射する偏波Ｘ'、Ｙ'に分離される。このフィルタ係数は、係数計算部１７１によって定められる。係数計算部１７１は、選択部１８３の出力信号を用いて、フィルタ係数ｈ_ｘｘ、ｈ_ｘｙ、ｈ_ｙｘ、ｈ_ｙｙを定める。係数計算部１７１によるフィルタ係数ｈ_ｘｘ、ｈ_ｘｙ、ｈ_ｙｘ、ｈ_ｙｙの決め方については、後述する。

キャリア補償部１８０は、偏波分離部１７０の出力信号ｘ'、ｙ'から信号光と局所光の周波数差および位相差を補償して、キャリア補償信号ｘ''、ｙ''を生成する。キャリア補償部１８０は、シンボル判定部１８１、シンボル概判定部１８２、選択部１８３、位相回転角算出部１８４、ループフィルタ１８５、及び電圧制御発振部（ＶＣＯ：voltage controlled oscillator）１８６を備えている。

シンボル判定部１８１は、偏波分離部１７０の出力信号ｘ'、ｙ'を、９０°光ハイブリッド２０に入力される信号光の規格に従って、シンボル判定する。例えば９０°光ハイブリッド２０に入力される信号光の規格が１６ＱＡＭである場合、シンボル判定部１８１は、以下の（２）式に従って、１６ＱＡＭ方式でシンボル判定を行う。以下の説明では、シンボル判定部１８１は、１６ＱＡＭ方式でシンボル判定を行うものとする。なお、シンボル判定部１８１におけるシンボル判定の方式は、１６ＱＡＭ方式には限定されない。

z = x or y
・・・（２）

シンボル概判定部１８２は、キャリア補償信号ｘ''、ｙ''を、９０°光ハイブリッド２０に入力される信号光の規格よりも少ない多値数の信号配置に従って、シンボル判定を行う。例えば９０°光ハイブリッド２０に入力される信号光が１６ＱＡＭ方式である場合、シンボル概判定部１８２は、ＱＰＳＫ方式でシンボル判定を行う。なお、シンボル概判定部１８２は、９０°光ハイブリッド２０に入力される信号光の多値数がさらに多い場合であっても、ＱＰＳＫ方式でシンボル判定を行っても良い。シンボル概判定部１８２は、ＱＰＳＫ方式でシンボル判定を行う場合、以下の（３）式に従ってシンボル判定を行う。以下の説明では、シンボル概判定部１８２は、ＱＰＳＫ方式でシンボル判定を行うものとする。

・・・（３）

選択部１８３は、シンボル判定部１８１によるシンボル判定結果及びシンボル概判定部１８２によるシンボル判定結果の一方を選択して出力する。制御部１９０は、選択部１８３がいずれの判定結果を選択するかを制御する。選択部１８３の出力は、第１誤差計算部１７２に入力されると共に、キャリア補償部１８０の出力にもなる。

位相回転角算出部１８４は、キャリア補償信号ｘ''、ｙ''と選択部１８３の出力信号の位相を比較して、信号光と局所光の位相差および周波数差による位相回転角を算出する。位相回転角算出部１８４が算出した位相回転角は、ループフィルタ１８５及び電圧制御発振部１８６を介して、偏波分離部１７０の出力ｘ'、ｙ'にフィードバックされる。フィードバックループが収束すれば、ＶＣＯ出力は位相推定値になる。

第１誤差計算部１７２は、選択部１８３がシンボル判定部１８１の出力を選択しているときにおける位相回転角算出部１８４による位相回転角（実際には電圧制御発振部１８６の出力）と、偏波分離部１７０の出力ｘ'、ｙ'とを用いて、シンボル判定部１８１の出力信号の誤差を常に算出する。具体的には、第１誤差計算部１７２は、シンボル判定部１８１の出力信号ｄ_ｘ ^ＱＡＭ，ｄ_ｙ ^ＱＡＭ、位相回転角算出部１８４による位相回転角φ_ｘ ^ＱＡＭ，φ_ｙ ^ＱＡＭ、及び偏波分離部１７０の出力ｘ'、ｙ'を用いて、Ｄｅｃｉｓｉｏｎ Ｄｉｒｅｃｔｅｄアルゴリズムの誤差関数ε_ｘ ^ＱＡＭ，ε_ｙ ^ＱＡＭを、例えば式（４）に従って計算する。

・・・（４）

ここで第１誤差計算部１７２によって計算された誤差は、制御部１９０による制御に用いられる。具体的には、第１誤差計算部１７２は、以下の式（５）に従って、ＥＶＭ（Ｅｒｒｏｒ Ｖｅｃｔｏｒ Ｍａｇｎｉｔｕｄｅ）を、一定のシンボル数ごと（例えば１０００シンボルごとに、算出する。なお、ＥＶＭは、すべてのシンボルの平均振幅により定義されるが、回路規模削減のため、最も外側の４シンボルのみ用いて規格化されてもよい（式６）。

・・・（５）

・・・（６）

ここで、Ｎ_ｓは、ＥＶＭの計算に用いるシンボル数である。Ｅ（ｋ）はエラーベクトルである。Ｓ_０（ｋ）は理想信号ベクトルであり、Ｓ（ｋ）は受信信号ベクトルとすると、Ｅ（ｋ）＝Ｓ（ｋ）−Ｓ_０（ｋ）により求められる。ここでエラーベクトルＥ（ｋ）とε_ｘ ^ＱＡＭ又はε_ｙ ^ＱＡＭは等価であるため、上記した（５）式は以下の（７）式に書き換えられる。

・・・（７）

制御部１９０は、上記した（７）式によるＥＶＭを用いて、選択部１８３の出力を制御する。例えば制御部１９０は、ＥＶＭが予め定められた閾値以上である場合、選択部１８３の出力としてシンボル概判定部１８２によるシンボル判定結果を選択し、ＥＶＭが予め定められた閾値未満である場合、選択部１８３の出力としてシンボル判定部１８１によるシンボル判定結果を選択する。

また第１誤差計算部１７２は、位相回転角算出部１８４による位相回転角と、偏波分離部１７０の出力ｘ'、ｙ'とを用いて、選択部１８３の出力信号の誤差を算出する。ここで計算された誤差、及び位相回転角算出部１８４による位相回転角φ_ｘ，φ_ｙ、は、係数計算部１７１に出力される。

具体的には、第１誤差計算部１７２は、上記した式（４）において、シンボル判定部１８１の出力信号ｄ_ｘ ^ＱＡＭ，ｄ_ｙ ^ＱＡＭの代わりに選択部１８３の出力信号を用いることにより、選択部１８３の出力信号の誤差を算出する。例えば選択部１８３がシンボル判定部１８１によるシンボル判定（ｄ_ｘ ^ＱＡＭ，ｄ_ｙ ^ＱＡＭ）を選択している場合、第１誤差計算部１７２は、上記した式（４）に従って誤差を算出する。また選択部１８３がシンボル概判定部１８２によるシンボル判定（ｄ_ｘ ^ＱＰＳＫ，ｄ_ｙ ^ＱＰＳＫ）を選択している場合、第１誤差計算部１７２は、以下の式（８）に従って誤差を算出する。

・・・（８）

係数計算部１７１は、Ｄｅｃｉｓｉｏｎ Ｄｉｒｅｃｔｅｄアルゴリズムを採用し、誤差関数と位相推定値と偏波分離フィルタ入力ｘ、ｙを用いて、以下の（９）式又は（１０）式に従って、偏波分離部１７０のフィルタ係数ｈ_ｘｘ、ｈ_ｘｙ、ｈ_ｙｘ、ｈ_ｙｙを更新する。なお、（９）式は、選択部１８３がシンボル概判定部１８２によるシンボル判定（ｄ_ｘ ^ＱＡＭ，ｄ_ｙ ^ＱＡＭ）を選択している場合を示している。（１０）式は、選択部１８３がシンボル判定部１８１によるシンボル判定（ｄ_ｘ ^ＱＰＳＫ，ｄ_ｙ ^ＱＰＳＫ）を選択している場合を示している。

・・・（９）

・・・（１０）

なお、フィルタ係数の初期値は、例えば以下の通りに設定される。なお、要素数は何タップでもよいが、ここでは一例として７タップとした。
ｈ_ｘｘ（０）＝［０ ０ ０ １ ０ ０ ０］
ｈ_ｘｙ（０）＝［０ ０ ０ ０ ０ ０ ０］
ｈ_ｙｘ（０）＝［０ ０ ０ ０ ０ ０ ０］
ｈ_ｙｙ（０）＝［０ ０ ０ １ ０ ０ ０］

次に、本実施形態の作用及び効果について説明する。本実施形態において、制御部１９０は、係数計算部１７１のフィルタ係数が収束するまで、選択部１８３の出力として、シンボル概判定部１８２によるシンボル判定結果を選択する。

具体的には、制御部１９０は、上記した（７）式によるＥＶＭを用いて、選択部１８３の出力を制御する。例えば制御部１９０は、ＥＶＭが予め定められた閾値以上である場合、係数計算部１７１のフィルタ係数が収束していないと判断して、選択部１８３の出力としてシンボル概判定部１８２によるシンボル判定結果を選択する。

これによる効果を、図３及び図４を用いて説明する。図３は、シンボル判定部１８１が１６ＱＡＭ方式でシンボル判定を行う場合を示している。シンボル判定部１８１は、入力された信号Ａが、１６個ある信号のいずれであるかを判断する。ここでシンボル判定部１８１は、信号Ａを、必ず正しい信号Ｂである、と判定できるわけではなく、誤った信号Ｃと判定することもあり得る。この誤った判定結果を係数計算部１７１が用いると、フィルタ係数ｈ_ｘｘ、ｈ_ｘｙ、ｈ_ｙｘ、ｈ_ｙｙは収束しにくく、発散することもある。

これに対して図４に示すように、シンボル概判定部１８２がシンボル判定を行うと、シンボル概判定部１８２による判定は、誤りが生じにくい。このため、本実施形態のように、係数計算部１７１のフィルタ係数が収束するまで、選択部１８３の出力として、シンボル概判定部１８２によるシンボル判定結果を選択すると、係数計算部１７１によるフィルタ係数の計算は収束しやすくなる。

図５は、シンボル概判定部１８２によるシンボル判定結果を選択部１８３が選択していてフィルタ係数がある程度収束した場合における、キャリア補償信号ｘ''、ｙ''のコンスタレーションを示している。本図に示すように、シンボル概判定部１８２によるシンボル判定結果を選択部１８３が選択していても、キャリア補償信号ｘ''、ｙ''は、１６ＱＡＭによる特徴を失わない。

そして、フィルタ係数がある程度収束したら（ＥＶＭが予め定められた閾値未満となった場合）、選択部１８３は、シンボル判定部１８１によるシンボル判定結果を選択する。これにより、係数計算部１７１によるフィルタ係数はさらに収束し、その結果、図６に示す結果が得られる。このため、シンボル判定部１８１は、高い精度でシンボル判定を行うことができる。

なお、制御部１９０は、一つ前のＥＶＭと、新たに算出したＥＶＭとの差分が予め定められた閾値以上である場合、係数計算部１７１のフィルタ係数が収束していないと判断してもよい。この場合、制御部１９０は、一つ前のＥＶＭと、新たに算出したＥＶＭとの差分が予め定められた閾値未満になった場合、係数計算部１７１のフィルタ係数が収束していると判断する。

図７は、誤差関数とＥＶＭ_ｍｏｎのモニタ結果の一例を示す。横軸は経過シンボル数であり、時間に相当する。縦軸は誤差関数εのシンボルごとの瞬時値と、１０００シンボル単位で計算したＥＶＭ_ｍｏｎの推移を表している。

選択部１８３は、最初はシンボル概判定部１８２によるシンボル判定を選択している。ＥＶＭ_ｍｏｎは約１００００シンボル経過したところで、０．１５程度に落ち着き、Ｐｒｅ−ｃｏｎｖｅｒｇｅｎｃｅが完了したことが分かる。その後、約１５０００シンボルのところで、選択部１８３は、シンボル判定部１８１によるシンボル判定を出力するようにした。その結果、１７０００シンボル付近で、ＥＶＭは０．０５程度に落ち着き、ＤＤアルゴリズムが収束して、偏波分離が完了したことが分かる。

以上、本実施形態によれば、フィルタ係数を任意の初期値から開始しても、容易に収束させることができる。また、第１誤差計算部１７２は、Ｄｅｃｉｓｉｏｎ Ｄｉｒｅｃｔｅｄアルゴリズムを用いてフィルタ係数を設定しているため、偏波回転に対する追従性も高い。

（第２の実施形態）
図８は、第２の実施形態に係る信号処理装置１００の構成を示すブロック図である。本実施形態に係る信号処理装置１００は、以下の点を除いて、第１の実施形態に示した信号処理装置１００と同様の構成である。

まず、キャリア補償部１８０は、シンボル判定部１８１、シンボル概判定部１８２、及び選択部１８３を有していない。その代わり、キャリア補償部１８０は、領域判定部１８７を有している。領域判定部１８７は、キャリア補償信号ｘ”，ｙ”を、判断基準データに従ってシンボル判定する。領域判定部１８７が用いる判定基準データは、シンボル判定用データ記憶部１８８及びシンボル概判定用データ記憶部１８９に記憶されている。

領域判定部１８７は、キャリア補償信号ｘ”，ｙ”がIQコンスタレーション上のどの領域に存在するかを調べる。領域判定のイメージを図９に示す。領域判定部１８７は、図９の点線で区切った256個の各領域でキャリア補償信号x”，y”の有無を調べ、キャリア補償信号の存在する領域のIDを出力する。IDは、I軸方向のID_Iが16値、Q軸方向のID_Qが16値あり、ID_IとID_Qの組み合わせで256値となる。点線は領域判定のための閾値で、256QAM信号の隣り合う各理想シンボルの座標の中間値を結んだ線である。256QAMのシンボル配置の四隅の座標を[+a, +a]，[-a, +a]，[-a, -a]，[+a, -a]としたとき，領域判定の閾値は０、±２ａ／１５、±４ａ／１５、±６ａ／１５、±８ａ／１５、±１０ａ／１５、±１２ａ／１５、及び±１４ａ／１５となる。

また、信号処理装置１００は、シンボル判定用データ記憶部１８８１〜１８８３を有している。シンボル判定用データ記憶部１８８１〜１８８３は、キャリア補償信号x”，y”を９０°光ハイブリッド２０に入力される信号光の規格に従ってシンボル判定するためのデータ(例えば参照テーブル)を記憶しており、領域判定部１８７から出力されるIDにしたがって参照テーブルにアクセスして対応するシンボル配置を取得し、それを判定結果として出力する。

図１０は、９０°光ハイブリッド２０に入力される光信号の規格が２５６QAMである場合、シンボル判定用データ記憶部１８８１が記憶しているシンボル配置を第一象限のみ示した図である。256QAMのシンボル配置の四隅の座標のうち第一象限をA[+a, +a]としたとき、256QAMのシンボル配置の参照テーブルを、表１，２に第一象限のみ示す。

表１，２の１行目はID_Iに、１列目はID_Qに、それぞれ相当する。例えば、キャリア補償信号x”またはy”が図１０のハッチングが付された領域にあるとき、領域判定部１８７はID「33」を出力する。シンボル判定用データ記憶部１８８１は、表１のID_I=3、ID_Q=3（表１のハッチングが付されたセル）に記載されている座標[+11a/15，+11a/15]を判定結果として出力する。

図１１は、９０°光ハイブリッド２０に入力される光信号の規格が６４QAMである場合、シンボル判定用データ記憶部１８８２が記憶しているシンボル配置を第一象限のみ示した図である。256QAMのシンボル配置の四隅の座標のうち第一象限をA[+a, +a]，としたとき、６４QAMのシンボル配置の四隅の座標のうち第一象限はA’[+14a/15，+14a/15]となる。６４QAMのシンボル配置の参照テーブルを、表３及び表４に第一象限のみ示す。

表３、表４の１行目はID_I、１列目はID_Qに相当する。例えば、キャリア補償信号x”またはy”が図１１のハッチングの領域にあるとき、領域判定部１８７はID「33」を出力する。シンボル判定用データ記憶部１８８２は、表３のID_I=3，ID_Q=3（表３のハッチングのセル）に記載されている座標[+10a/15，+10a/15]を判定結果として出力する。

図１２は、９０°光ハイブリッド２０に入力される光信号の規格が１６QAMである場合、シンボル判定用データ記憶部１８８３が記憶しているシンボル配置を第一象限のみ示した図である。256QAMのシンボル配置の四隅の座標のうち第一象限をA[+a, +a]、としたとき、１６QAMのシンボル配置の四隅の座標のうち第一象限はA”[+12a/15，+12a/15]となる。１６QAMのシンボル配置の参照テーブルを第一象限のみ表５と表６に示す。

表５、表６の１行目はID_I、１列目はID_Qに相当する。例えば、キャリア補償信号x”またはy”が図１２のハッチングの領域にあるとき、領域判定部１８７はID「33」を出力する。シンボル判定用データ記憶部１８８３は、表５のID_I=3，ID_Q=3（表５のハッチングのセル）に記載されている座標[+12a/15，+12a/15]を判定結果として出力する。

図１３は、シンボル概判定用データ記憶部１８９が記憶しているシンボル配置を第一象限のみ示した図である。256QAMのシンボル配置の四隅の座標のうち第一象限をA[+a, +a]、としたとき、QPSKのシンボル配置の座標のうち第一象限はA_Q [+10a/15，+10a/15]となる。QPSKのシンボル配置の参照テーブルを第一象限のみ表７表８に示す。

表７、表８の１行目はID_I、１列目はID_Qに相当する。例えば、キャリア補償信号x”またはy”が図１３のハッチングの領域にあるとき、領域判定部１８７はID「33」を出力する。シンボル概判定用データ記憶部１８９は、表７のID_I=3，ID_Q=3（表７のハッチングのセル）に記載されている座標[+10a/15，+10a/15]を判定結果として出力する。

図１４は16QAM信号のシンボル概判定を説明する図である。第一象限にある16QAM信号の4個のシンボルの中心座標はX[+8a/15, +8a/15]で、原点からの距離は0.754aである。また、１６QAM信号の平均パワーＰは、
Ｐ＝（２／３）×（Ｍ−１）×Ｐ_０
＝（２／３）×（１６−１）×（４ａ／１５）^２
＝３２ａ^２／４５
であり、原点からの距離は0.843aである。このとき、平均パワーに関して中心座標Xと対称な点は原点からの距離が0.932aとなり、２５６QAMのシンボル配置のうち最も近い点はA_Q[+10a/15, +10a/15]となる。

図１５は、シンボル概判定用データ記憶部１８９を選択部１８３が選択していてフィルタ係数がある程度収束した場合における、１６QAM信号のキャリア補償信号ｘ''、ｙ''のコンスタレーションを示している。本図に示すように、シンボル概判定用データ記憶部１８９を選択部１８３が選択していても、キャリア補償信号ｘ''、ｙ''は、１６ＱＡＭ信号による特徴を失わない。さらに、シンボル概判定用データとしてQPSKの座標A_Qを用いることにより、キャリア補償信号ｘ''、ｙ''のコンスタレーションは図１２に示す１６QAM信号のシンボル配置とほぼ同じ座標位置となり、１６QAM信号の四隅のシンボルのうち第一象限の座標はA”[+12a/15，+12a/15]の位置になる。

そして、フィルタ係数がある程度収束したら（ＥＶＭが予め定められた閾値未満となった場合）、選択部１８３は、シンボル判定部１８１によるシンボル判定結果を選択する。これにより、係数計算部１７１によるフィルタ係数はさらに収束し、その結果、図１６に示す結果が得られる。このため、シンボル判定部１８１は、高い精度でシンボル判定を行うことができる。

図１５と図１６がほぼ同じ座標位置となることから、シンボル概判定時のEVMmonとシンボル判定時のEVMmonが同じ縮尺となり、EVMの差分が算出し易く、第１の実施形態と比較して収束判定が容易になる。

図１７は６４QAM信号のシンボル概判定を説明する図である。第一象限にある６４QAM信号の4個のシンボルの中心座標はX[+8a/15, +8a/15]で、原点からの距離は0.754aである。また、６４QAM信号の平均パワーは、
Ｐ＝（２／３）×（Ｍ−１）×Ｐ_０
＝（２／３）×（６４−１）×（２ａ／１５）^２
＝５６ａ^２／７５
で、原点からの距離は0.8641aである。このとき、平均パワーに関して中心座標Xと対称な点は原点からの距離が0.9742aとなり、２５６QAMのシンボル配置のうち最も近い点はA_Q [+10a/15, +10a/15]となる。

１６QAM信号の場合と同様に、シンボル概判定用データとしてQPSKの座標A_Qを用いることにより、６４QAM信号のキャリア補償信号ｘ''、ｙ''のコンスタレーションは図１１に示す６４QAM信号のシンボル配置とほぼ同じ座標位置となり、６４QAM信号の四隅のシンボルのうち第一象限の座標はA‘[+14a/15，+14a/15]の位置になる。

図１８は２５６QAM信号のシンボル概判定を説明する図である。第一象限にある２５６QAM信号の4個のシンボルの中心座標はX[+8a/15, +8a/15]で、原点からの距離は0.754aである。また、２５６QAM信号の平均パワーは
Ｐ＝（２／３）×（Ｍ−１）×Ｐ_０
＝（２／３）×（２５６−１）×（ａ／１５）^２
＝３４ａ^２／４５
で、原点からの距離は0.8692aである。このとき、平均パワーに関して中心座標Xと対称な点は原点からの距離が0.9844aとなり、２５６QAMのシンボル配置のうち最も近い点はA_Q [+10a/15, +10a/15]となる。

以上をまとめると、多値変調における信号配置の信号配置のうち少なくとも２つは22n値直交振幅変調信号と22m値直交振幅変調信号（n＞m）の信号配置であって、22n値直交振幅変調信号の信号配置の四隅の座標を[+a, +a]，[-a, +a]，[-a, -a]，[+a, -a]とすると、22m値直交振幅変調信号のシンボル配置の四隅の座標は[+b, +b]，[-b, +b]，[-b, -b]，[+b, -b]（a＞b）である。

具体的には、多値変調の信号配置のうち少なくとも２つは256値直交振幅変調信号と16値直交振幅変調信号の信号配置であって、256値直交振幅変調信号と16値直交振幅変調信号のシンボル間距離が１：４である。また、多値変調の信号配置のうち少なくとも２つは64値直交振幅変調信号と16値直交振幅変調信号の信号配置である場合、64値直交振幅変調信号と16値直交振幅変調信号のシンボル間距離が2：４である。また、多値変調の多値数を減らした信号配置は、４位相偏移変調の信号配置である。

また、多値変調の信号配置は256値直交振幅変調信号の信号配置である場合、256値直交振幅変調信号と４位相偏移変調のシンボル間距離が１：１０である、また多値変調の信号配置は64値直交振幅変調信号の信号配置である場合、64値直交振幅変調信号と４位相偏移変調のシンボル間距離が２：１０である。また、多値変調の信号配置は16値直交振幅変調信号の信号配置である場合、16値直交振幅変調信号と４位相偏移変調のシンボル間距離が４：１０である。

１６QAM信号の場合と同様に、シンボル概判定用データとしてQPSKの座標A_Qを用いることにより、２５６QAM信号のキャリア補償信号ｘ''、ｙ''のコンスタレーションは図１０に示す２５６QAM信号のシンボル配置とほぼ同じ座標位置となり、２５６QAM信号の四隅のシンボルのうち第一象限の座標はA‘[+a，+a]の位置になる。

従って、本実施形態によっても第１の実施形態と同様の効果を得ることができる。また、第１の実施形態と比較して、キャリア補償部１８０の構成が単純になり、また、収束判定も容易になる。

（第３の実施形態）
図１９は、第３の実施形態に係る信号処理装置１００の構成を示すブロック図である。本実施形態に係る信号処理装置１００は、以下の点を除いて、第２の実施形態に係る信号処理装置１００と同様の構成である。

まず、本実施形態において、信号処理装置１００は、シンボル判定用データ記憶部１８８及びシンボル概判定用データ記憶部１８９を有していない。そして領域判定部１８７は、偏波分離部１７０の出力信号ｘ'、ｙ'を、９０°光ハイブリッド２０に入力される信号光の規格に従って、シンボル判定する。すなわち領域判定部１８７は、第１の実施形態におけるシンボル判定部１８１と同様の機能を有している。

また信号処理装置１００は、第２誤差判定部１７３を有している。第２誤差判定部１７３は、第１誤差計算部１７２よりも単純で判定結果に依存しない方式、例えばＣＭＡ（Constant Modulus Algorithm）方式で誤差の判定を行う。なお、第１誤差計算部１７２による誤差算出方式は、第２誤差判定部１７３による誤差算出方式よりも、確度が高い。ＣＭＡ方式の詳細については、例えばD. N. Godard, "Self-Recovering Equalization and Carrier Tracking in Two-Dimensional Data Communication Systems", IEEE Trans. on Comm., Vol. COM-28, No. 11, pp. 1967-1875, Nov. 1980 に記載されている。

そして係数計算部１７１は、選択部１８３を介して第１誤差計算部１７２及び第２誤差判定部１７３に接続している。選択部１８３は、係数計算部１７１に、第１誤差計算部１７２による誤差の算出結果、及び第２誤差判定部１７３による誤差算出結果のいずれか一方を出力する。すなわち係数計算部１７１は、第１誤差計算部１７２による誤差の算出結果、及び第２誤差判定部１７３による誤差算出結果のいずれか一方を用いて、フィルタ係数の更新を行う。選択部１８３は、制御部１９０によって制御されている。

制御部１９０による選択部１８３の制御の詳細は、第２の実施形態と同様である。すなわち、選択部１８３が第２誤差判定部１７３による誤差算出結果を選択するタイミングは、第１の実施形態において選択部１８３がシンボル概判定部１８２を選択するタイミングと同じである。また、選択部１８３が第１誤差計算部１７２による誤差算出結果を選択するタイミングは、第１の実施形態において選択部１８３がシンボル判定部１８１を選択するタイミングと同じである。

本実施形態によっても、第１の実施形態と同様の効果を得ることができる。

以上、図面を参照して本発明の実施形態について述べたが、これらは本発明の例示であり、上記以外の様々な構成を採用することもできる。

この出願は、２０１１年１０月５日に出願された日本出願特願２０１１−２２１３１４、及び２０１２年１０月３日に出願されたＰＣＴ／ＪＰ２０１２／００６３２３を基礎とする優先権を主張し、その開示の全てをここに取り込む。

Claims (19)

1. 偏波多重かつ多値変調された信号光と局所光とを、光９０°ハイブリッドを用いて干渉させることにより生成された４つの出力光を、光電変換及びアナログ・デジタル変換することにより生成された４つのデジタル信号が入力され、フィルタ係数を持つフィルタを用いて、前記４つのデジタル信号から、前記信号光の２つの偏波成分に対応する２つの偏波信号を生成する偏波分離手段と、
   前記２つの偏波信号について、前記信号光と前記局所光の位相差及び周波数差を補償することにより、２つのキャリア補償信号を生成するキャリア補償手段と、
   前記２つのキャリア補償信号を復調する判定手段と、
   前記判定手段が、前記多値変調の信号配置に従って復調するか、前記多値変調の多値数を減らした信号配置に従って復調するか、を選択する選択手段と、
   前記選択手段が選択した出力を用いて、前記偏波分離手段の前記フィルタ係数を更新する係数設定手段と、
   を備える信号処理装置。
2. 請求項１に記載の信号処理装置において、
   前記判定手段は、
   前記２つのキャリア補償信号を前記多値変調の信号配置に従って復調するシンボル判定手段と、
   前記２つのキャリア補償信号を、前記多値変調の多値数を減らした信号配置に従って復調するシンボル概判定手段と、
   を備え、
   前記選択手段は、前記シンボル判定手段の出力と前記シンボル概判定手段の出力の一方を選択する信号処理装置。
3. 請求項１に記載の信号処理装置において、
   前記選択手段は、前記多値変調の信号配置に従って復調するための第１基準データと、前記多値変調の多値数を減らした信号配置に従って復調するための第２基準データのいずれか一方を選択して前記判定手段に使用させる信号処理装置。
4. 請求項１〜３のいずれか一項に記載の信号処理装置において、
   前記判定手段は、前記フィルタ係数が収束するまでは、前記多値変調の信号配置に従って復調する信号処理装置。
5. 請求項４に記載の信号処理装置において、
   前記判定手段は、前記フィルタ係数が収束した後は、前記多値変調の多値数を減らした信号配置に従って復調する信号処理装置。
6. 請求項４又は５に記載の信号処理装置において、
   前記２つの偏波信号及び前記判定手段の出力を用いて、前記判定手段の出力の誤差を算出する誤差算出手段を備え、
   前記選択手段は、前記誤差算出手段が算出する誤差を用いて、前記フィルタ係数が収束したか否かを判断する信号処理装置。
7. 請求項６に記載の信号処理装置において、
   前記選択手段は、
   複数のシンボルに対する前記誤差の平均値を一定のシンボル数ごとに算出し、
   前記平均値と、予め定められた閾値とを比較することにより、前記フィルタ係数が収束したか否かを判断する信号処理装置。
8. 請求項６に記載の信号処理装置において、
   前記選択手段は、
   複数のシンボルに対する前記誤差の平均値を一定のシンボル数ごとに算出し、
   前記平均値の増減と、予め定められた閾値とを比較することにより、前記フィルタ係数が収束したか否かを判断する信号処理装置。
9. 請求項１〜８のいずれか一項に記載の信号処理装置において、
   前記多値変調における信号配置の信号配置のうち少なくとも２つは22n値直交振幅変調信号と22m値直交振幅変調信号（n＞m）の信号配置であって、22n値直交振幅変調信号の信号配置の四隅の座標を[+a, +a]，[-a, +a]，[-a, -a]，[+a, -a]とすると、22m値直交振幅変調信号のシンボル配置の四隅の座標は[+b, +b]，[-b, +b]，[-b, -b]，[+b, -b]（a＞b）であることを特徴とする信号処理装置。
10. 請求項９に記載の信号処理装置において、
    前記多値変調の信号配置のうち少なくとも２つは256値直交振幅変調信号と16値直交振幅変調信号の信号配置であって、256値直交振幅変調信号と16値直交振幅変調信号のシンボル間距離が１：４であることを特徴とする信号処理装置。
11. 請求項９に記載の信号処理装置において、
    前記多値変調の信号配置のうち少なくとも２つは64値直交振幅変調信号と16値直交振幅変調信号の信号配置であって、64値直交振幅変調信号と16値直交振幅変調信号のシンボル間距離が2：４であることを特徴とする信号処理装置。
12. 請求項１〜１１のいずれか一項に記載の信号処理装置において、
    前記多値変調の多値数を減らした信号配置は、４位相偏移変調の信号配置であることを特徴とする信号処理装置。
13. 請求項１〜１２のいずれか一項に記載の信号処理装置において、
    前記多値変調の信号配置は256値直交振幅変調信号の信号配置であって、256値直交振幅変調信号と４位相偏移変調のシンボル間距離が１：１０であることを特徴とする信号処理装置。
14. 請求項１〜１２のいずれか一項に記載の信号処理装置において、
    前記多値変調の信号配置は64値直交振幅変調信号の信号配置であって、64値直交振幅変調信号と４位相偏移変調のシンボル間距離が２：１０であることを特徴とする信号処理装置。
15. 請求項１〜１２のいずれか一項に記載の信号処理装置において、
    前記多値変調の信号配置は16値直交振幅変調信号の信号配置であって、16値直交振幅変調信号と４位相偏移変調のシンボル間距離が４：１０であることを特徴とする信号処理装置。
16. 請求項１〜１５のいずれか一項に記載の信号処理装置において、
    前記光９０°ハイブリッドと、
    前記光９０°ハイブリッドの４つの出力光をそれぞれ電気信号に変換する光電変換手段と、
    前記光電変換手段からの４つの出力をそれぞれデジタル信号に変換するアナログ・デジタル変換手段と、
    を備える信号処理装置。
17. 偏波多重かつ多値変調された信号光と局所光とを、光９０°ハイブリッドを用いて干渉させることにより４つの出力光を生成し、
    前記４つの出力光を光電変換及びアナログ・デジタル変換することにより４つのデジタル信号を生成し、
    フィルタ係数を持つフィルタを用いて、前記４つのデジタル信号から、前記信号光の２つの偏波成分に対応する２つの偏波信号を生成し、
    前記２つの偏波信号について、前記信号光と前記局所光の位相差及び周波数差を補償することにより、２つのキャリア補償信号を生成し、
    前記２つのキャリア補償信号を前記多値変調の信号配置に従って復調した結果、前記２つのキャリア補償信号を前記多値変調の多値数を減らした信号配置に従って復調した結果、のいずれか一方に基づいて、前記フィルタ係数を更新する、信号処理方法。
18. 偏波多重かつ多値変調された信号光と局所光とを、光９０°ハイブリッドを用いて干渉させることにより生成された４つの出力光を、光電変換及びアナログ・デジタル変換することにより生成された４つのデジタル信号が入力され、フィルタ係数を持つフィルタを用いて、前記４つのデジタル信号から、前記信号光の２つの偏波成分に対応する２つの偏波信号を生成する偏波分離手段と、
    前記２つの偏波信号について、前記信号光と前記局所光の位相差及び周波数差を補償することにより、２つのキャリア補償信号を生成するキャリア補償手段と、
    前記２つのキャリア補償信号を復調する判定手段と、
    前記２つの偏波信号及び前記判定手段の出力を用いて、前記判定手段の出力の誤差を算出する第１誤差算出手段と、
    前記２つの偏波信号及び前記判定手段の出力を用いて、前記第１誤差算出手段よりも単純で判定結果に依存しない方法で、前記判定手段の出力の誤差を算出する第２誤差算出手段と、
    前記第１誤差算出手段による誤差判定結果及び前記第２誤差算出手段による誤差算出結果の一方を用いて、前記偏波分離手段の前記フィルタ係数を更新する係数設定手段と、
    を備え、
    前記係数設定手段は、前記フィルタ係数が収束するまでは、前記第２誤差算出手段による誤差算出結果を用いて前記フィルタ係数を更新し、前記フィルタ係数が収束した後は、前記第１誤差算出手段による誤差算出結果を用いて前記フィルタ係数を更新する信号処理装置。
19. 偏波多重かつ多値変調された信号光と局所光とを、光９０°ハイブリッドを用いて干渉させることにより４つの出力光を生成し、
    前記４つの出力光を光電変換及びアナログ・デジタル変換することにより４つのデジタル信号を生成し、
    フィルタ係数を持つフィルタを用いて、前記４つのデジタル信号から、前記信号光の２つの偏波成分に対応する２つの偏波信号を生成し、
    前記２つの偏波信号について、前記信号光と前記局所光の位相差及び周波数差を補償することにより、２つのキャリア補償信号を生成し、
    前記フィルタ係数が収束するまでは、第１の方法による誤差算出結果を用いて前記フィルタ係数を更新し、前記フィルタ係数が収束した後は、前記第１の方法よりも確度が高い第２の方法による誤差算出結果を用いて前記フィルタ係数を更新する、信号処理方法。

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