JP6399505B2 - 受信装置、通信システム、回路装置、通信方法およびプログラム（高速通信における信号補償） - Google Patents

Description

本発明は、受信装置、通信システム、回路装置、通信方法およびプログラムに関し、より詳細には、送信装置からシンボル系列を伝送する信号を受信して信号補償する受信装置、該受信装置を含む通信システム、該受信装置を構成する回路装置、該受信装置が実行する通信方法、および該受信装置を実現するためのプログラムに関する。

近年、無線通信において、動画などのリッチコンテンツのリアルタイム送受信や、有線通信とのシームレスな接続を実現するために、高速化に対する要求が高まっている。このような高速大容量のデータ通信を実現するため、Ｇｂｐｓを超えるデータレートの高速無線通信が実現可能とされるミリ波帯の搬送波を用いた広帯域無線通信技術に対し、期待が寄せられている。

ミリ波帯における通信の標準規格として、ＩＥＥＥ（The Institute of Electrical and Electronics Engineers, Inc.）８０２．１５．３ｃやＩＥＥＥ８０２．１１ａｄなどが規定されている。これらの標準規格においては、共通の変調・符号化方式として、シングルキャリア伝送が定義されている。シングルキャリア伝送においては、時間領域での復調・復号を要し、フィードバックフィルタが必要となる。周波数帯領域での復調・復号を行う方式も提案されているが、回路量、レイテンシおよび符号化のオーバヘッドのため難点がある。

無線通信において、信号品質の劣化を招く要因としては、いくつか考えられるが、ミリ波では、高い搬送波周波数および広帯域幅に起因して、位相雑音および直流オフセットが主要な要因として挙げられる。このような位相雑音および直流オフセットは、特に振幅多重変調を行う場合に顕著な特性の劣化を引き起こし、多値度が高くなるにつれて、より顕著となってくる。

上述したような位相雑音および直流オフセットを補償するために、パイロットワードないしトレーニングシーケンスと呼ばれる既知のパターンをフレームに埋め込み、位相雑音および直流オフセットを推定し、除去する技術が知られている。また、適応フィルタを用いて補償する技術も知られている。

例えば、特許文献１は、送受信で既知なパイロット信号を用いて受信信号からチャネル推定値を求め、局部発振器で発生する位相雑音を推定し、周波数領域等化前に、推定された位相雑音を除去する技術を開示している。また、特許文献１は、周波数領域等化後に時間領域において判定帰還形適応等化器を導入し、上記適応等化器のタップ係数を逐次最小２乗法により適応的に制御する構成を開示している。特許文献２は、特定の参照信号系列を必要とせず、多値ＱＡＭ変調方式における受信信号波形の等化性能を向上させることを目的として、トランスバーサルフィルタ型適応等化器において、ＣＭＡ（定包絡線基準アルゴリズム）によりタップ係数を算出し、また、タップ係数算出用アルゴリズムをＣＡＭから最小平均二乗誤差アルゴリズムに切り替える構成を開示している。

特開２０１０−１１９０７０号公報 特開２００２−２８０９４１号公報

上述した既知のパターンをフレーム中に埋め込む技術では、既知パターンの挿入によるオーバヘッドがあり、データ伝送効率が落ちてしまうため、このオーバヘッドを小さくする技術が望まれていた。また、適応フィルタを用いる技術では、フィードバック回路が必ず遅延を生じさせてしまうため、この遅延を小さくする技術が望まれていた。また、従来技術の適応フィルタでは、ＱＡＭなどの変調方式を用いる場合に、誤差評価関数における特有の極小値に陥り、適応的に最小値に達しない可能性があった。また、統計的な処理のためにブロック単位で処理を行うと、これも遅延の要因となった。また、通常の線形フィルタでは、直流オフセットを充分に補償することが難しかった。

本発明は、上記従来技術における不充分な点に鑑みてなされたものであり、本発明は、高速通信において、受信信号に含まれる位相雑音を好適に補償するとともに、オーバヘッドを生じさせる既知パターンのペイロードへの挿入を削減できる、受信装置を提供することを目的とする。

本発明の他の目的は、高速通信において、受信信号に含まれる位相雑音を好適に補償するとともに、オーバヘッドを生じさせる既知パターンのペイロードへの挿入を削減できる、受信装置を含む通信システム、該受信装置を構成する回路装置、受信装置が実行する通信方法および受信装置を実現するためのプログラムを提供することである。

本発明は、上記課題を解決するために、下記特徴を有した受信装置を提供する。本受信装置は、シンボル系列を伝送する受信信号に対し補正を施すフィルタ部と、上記フィルタ部で補正された信号に基づきシンボルを判定する判定部と、上記判定部により判定されたシンボルの信号点の位置に応じて、誤差に対する評価の重み付けを行う重み付け部と、上記フィルタ部へ入力される受信信号と、上記重み付け部による重み付けに応じた誤差評価とに基づいて、上記フィルタ部の補正パラメータを更新する更新部とを含む。

さらに、本発明によれば、シンボル系列を伝送する信号が入力される入力部と、上記入力部に入力された信号に対し補正を施すフィルタ部と、上記フィルタ部で補正された信号に基づきシンボルを判定する判定部と、上記判定部により判定されたシンボルの信号点の位置に応じて、誤差に対する評価の重み付けを行う重み付け部と、上記フィルタ部へ入力される信号と、上記重み付け部による重み付けに応じた誤差評価とに基づいて、上記フィルタ部の補正パラメータを更新する更新部と、上記フィルタ部で補正された信号に基づき判定されたシンボル系列を出力する出力部とを含む。

また、本発明によれば、さらに、送信装置と通信する受信装置が実行する通信方法を提供することができる。本通信方法は、受信装置が、送信装置からの、シンボル系列を伝送する信号を受信するステップと、受信した信号をフィルタ部に入力するステップと、フィルタ部で補正された信号に基づきシンボルを判定するステップと、判定されたシンボルの信号点の位置に応じて、誤差に対する評価の重み付けを行うステップと、フィルタ部へ入力される信号と、重み付けに応じた誤差評価とに基づいて、フィルタ部の補正パラメータを更新するステップとを含む。

本発明によれば、また、上記受信装置と、該受信装置と通信可能な送信装置とを含む通信システムを提供することができる。またさらに、本発明によれば、上記受信装置を実現するためのプログラムを提供することができる。

上記構成により、高速通信において、受信信号に含まれる位相雑音を好適に補償するとともに、オーバヘッドを生じさせる既知パターンのペイロードへの挿入を削減できる。

本発明の実施形態による無線通信システムを示す概略図。 本発明の実施形態による無線通信システムにおける無線通信装置の全体構成を示すブロック図。 本発明の実施形態による受信側ベースバンド部の受信回路における補償回路のブロック図。 本発明の実施形態による適応等化器のブロック図。 １６ＱＡＭの場合に、位相回転に対する余裕度に基づいて設定される各シンボル判定領域の重み付けを例示する図。 １６ＱＡＭの場合を例に、各シンボル判定領域の余裕度を説明する図。 （Ａ）位相回転の回転角に対し各シンボル判定領域のシンボル・エラー・レートをプロットしたグラフ、並びに（Ｂ）重み付けを変えない場合および（Ｃ）図５に示した重み付けをした場合について、正しい信号点配置からの位相回転の回転角に対し誤差ベクトル振幅をプロットしたグラフ。 本発明の実施形態による位相補償器のブロック図。 本発明の実施形態による直流オフセット補償器のブロック図。 本発明の実施形態による無線通信装置が実行する受信処理における補償処理の全体フローを示すフローチャート。 １６ＱＡＭを用いる場合に（Ａ）適応等化器前、（Ｂ）適応等化器後、および（Ｃ）補償器後の各段階における受信ベースバンド信号の各サンプルの信号点を複素平面にプロットした散布図。 従来技術の等化器後、本発明の実施形態による適応等化器後および補償器後の各段階で計測されたＢＥＲをプロットしたグラフ。

以下、本発明について特定の実施形態をもって説明するが、本発明は、以下に説明する実施形態に限定されるものではない。なお、以下に説明する実施形態では、受信装置、および受信装置を含む通信システムの一例として、それぞれ、無線通信装置１１０、および無線通信装置１１０を含む無線通信システム１００を用いて説明する。

図１は、本発明の実施形態による無線通信システム１００の概略図である。本実施形態による無線通信システム１００は、無線通信装置１１０，１８０を含み構成される。無線通信装置１１０および無線通信装置１８０は、例えば数十ＧＨｚ周波数帯の電磁波（ミリ波）を用いた、シングルキャリア伝送方式およびコヒーレント検波方式による無線通信を確立し、数Ｇｂｐｓ以上のデータ通信速度を実現している。なお、上記無線通信装置１１０，１８０は、それぞれ、受信機および送信機の両方の立場で相手方とデータ通信をすることができるが、説明の便宜上、以下の説明では、無線通信装置１１０を受信側とし、無線通信装置１８０を送信側として説明する。

無線通信装置１８０は、送信するデータをフレームに乗せて、通信相手方の無線通信装置１１０に対しデータ送信する。図１の例示では、無線通信装置１８０には、ノート型パーソナル・コンピュータ１０２が接続されており、無線通信装置１１０には、ディスプレイ装置１０４が接続されている。このような例示の実施形態では、無線通信装置１８０は、ノート型パーソナル・コンピュータ１０２から入力される動画などのコンテンツ・データをフレームに乗せて、無線通信装置１１０に送信できる。ディスプレイ装置１０４は、無線通信装置１１０を介してコンテンツ・データを受信し、その画面上にコンテンツを表示させる。

図２は、本発明の実施形態による無線通信システム１００における無線通信装置１１０，１８０の全体構成を示すブロック図である。図２に示す無線通信装置１１０は、アンテナ１１２と、アナログ処理を担当するＲＦ（Radio Frequency）部１１４と、デジタル処理を担当するベースバンド部１１６と、アプリケーション・エンジン１１８とを含み構成される。無線通信装置１８０も同様に、アンテナ１８２、ＲＦ部１８４、ベースバンド部１８６およびアプリケーション・エンジン１８８を含む。

なお、図２においては、無線通信装置１１０側では、受信経路上のコンポーネントに符番が付されており、受信経路上に無いものには符番が付されず、点線で表されている点に留意されたい。無線通信装置１８０側も同様に、受信側とは反対に、送信経路上に無いものには符番が付されず、点線で表されている。

送信時には、アンテナ１８２は、ＲＦ部１８４から入力される電気信号を電磁波に変換し、電磁波を空間中に放射する。受信時には、アンテナ１１２は、伝播してきた電磁波を受けて電気信号に変換し、ＲＦ部１１４に電気信号を入力する。

ＲＦ部１１４，１８４は、搬送波である電磁波の無線周波数帯の信号を処理する回路ブロックである。ＲＦ部１１４，１８４は、受信回路１２６および送信回路１９６を含み構成される。受信回路１２６および送信回路１９６には、それぞれ、ＰＬＬ（Phase Locked Loop）シンセサイザなどで構成された局部発振器１２８，１９８が接続されている。送信回路１９６は、局部発振器１９８が生成した搬送波信号に基づき、入力されるベースバンド信号をＲＦ周波数帯の信号に変調する。受信回路１２６は、局部発振器１２８が再生した搬送波信号に基づき、入力されるＲＦ周波数帯の信号をベースバンド信号に復調する。

ベースバンド部１１６，１８６は、変調前または復調後のベースバンド信号を処理する回路ブロックである。送信時には、ベースバンド部１８６は、アプリケーション１８８から入力される送信データ（ビット列）に基づいて、送信ベースバンド信号を生成し、ＲＦ部１８４に出力する。受信時には、ベースバンド部１１６は、ＲＦ部１１４で復調された受信ベースバンド信号に基づいて、受信データ（ビット列）を復元し、アプリケーション１１８に出力する。

ベースバンド部１１６，１８６は、より具体的には、それぞれ、プロトコル・スタック１２０，１９０と、受信回路１２２と、ＡＤＣ（Analog to Digital Converter）１２４と、送信回路１９２と、ＤＡＣ（Digital to Analog Converter）１９４とを含み構成される。プロトコル・スタック１２０，１９０は、物理層、データリンク層、ネットワーク層、トランスポート層などの階層的な通信プロトコル群の処理を担当する。

送信回路１９２は、プロトコル・スタック１９０から入力される送信データを、採用する変調方式に応じて変調し、送信ベースバンド信号を生成し、ＤＡＣ１９４を介してＲＦ部１８４の送信回路１９６に出力する。受信回路１２２は、ＲＦ部１１４の受信回路１２６で復調された受信ベースバンド信号を、ＡＤＣ１２４を介して受信し、変調方式に応じて受信データを復元し、プロトコル・スタック１２０に出力する。

説明する実施形態では、特に限定されるものではないが、直角位相振幅変調（ＱＡＭ：Quadrature Amplitude Modulation）方式が採用されており、２つの搬送波の振幅および位相を変調することによってデータが伝達される。これら２つの搬送波、つまり同相（Ｉ相）搬送波および直角位相（Ｑ相）搬送波は、互いに直角位相関係となっており、互いに独立している。上記変調方式の採用に伴い、本実施形態においては、ベースバンド信号は、Ｉ相およびＱ相の成分を有する。これらＩ相およびＱ相の信号は、伝送データのシンボル系列を構成しており、これらの各時点の信号レベルにより、信号空間ダイアグラム（Constellation Diagram）上で各シンボルを表す信号点が指定される。

なお、採用する変調方式やシンボルに対する符号の割り当て方などは、無線通信システム１００内で予め取り決められている。また、説明する実施形態では、好適に適用できる変調方式として、１６ＱＡＭを一例として説明するが、その他にも、６４ＱＡＭなどの他のＭＱＡＭ（M-ary QAM）や、ＭＰＳＫ（M-ary Phase Shift Keying）などを好適に採用できる。

上述したように、無線通信装置１１０，１８０は、シングルキャリア伝送方式およびコヒーレント検波方式の無線通信を行うが、このとき、上述した受信回路１２６側および送信回路１９６側の局部発振器１２８，１９８において位相雑音が発生する可能性がある。また、送信側では、スクランブラなどにより事前に送信データのビットをランダム化する前処理が施されることが一般的であるが、確率的に発生する信号の偏りにより、データ依存の直流オフセットが発生する可能性がある。これらは、受信器側での復調および復号のエラーレートを悪化させる要因となる。また、データレートの高速化に伴い、上述した位相雑音や直流オフセットの影響も顕著となる。

そこで、本発明の実施形態による無線通信システム１００では、信号空間ダイアグラム上でのシンボル信号点の位置（該当するシンボル判定領域）に因って、位相雑音を受けた場合の誤判定の起こり易さが異なる点に着目し、受信側でベースバンド信号を等化する適応等化器の更新ロジックにおいて、判定されるシンボル信号点の位置に応じて、パラメータ更新で用いる誤差を重み付け評価することを特徴としている。

さらに好ましい実施形態による無線通信システム１００では、適応等化器の更新ループの外部に、位相雑音、直流オフセットまたはこれらの両方を補償する補償器を設けることができる。更新ループの外部に補償器を設けることにより、適応等化器のフィードバック遅延から補償器の処理遅延を分離し、適応等化器の位相雑音補償の応答性能の向上を図るとともに、適応等化器で追従しきれない高い周波数の位相雑音等を後段の補償器で補償する。以下、図３〜図１０を参照しながら、受信側の無線通信装置１１０で実行される信号処理について詳細を説明する。

図３は、本発明の実施形態による受信側ベースバンド部１１６の受信回路１２２における補償回路のブロック図を示す。なお、図３は、本実施形態による位相補償およびオフセット補償に関連する中心的な構成を示すものであり、他の周辺要素の図示が省略されている点に留意されたい。また、上述したようにベースバンド信号は、Ｉ相成分およびＱ相成分でシンボル系列を構成しているが、図３以降の図面では、複素シンボルを用い、受信ベースバンド信号のＩ相成分およびＱ相成分をまとめて取扱うものとする。

図３に示すように、受信側ベースバンド部１１６の受信回路１２２は、補償回路として、適応等化器２００と、位相補償器２３０と、直流オフセット補償器２６０とを含み構成され、デジタル領域において等化、位相雑音補償および直流オフセット補償を実現している。

適応等化器２００には、図２に示したＡＤＣ１２４Ｉ，１２４Ｑによりサンプリングされた受信ベースバンド信号が入力される。適応等化器２００は、所定の適応アルゴリズムに従って補正パラメータを更新しながら、ベースバンド信号の入力を受けて、補正されたベースバンド信号を後段の補償器２９０に出力する。

本実施形態による補償器２９０は、位相補償器２３０と、直流オフセット補償器２６０とを含む。位相補償器２３０は、適応等化器２００の後段に設けられ、適応等化器２００で補正されたベースバンド信号の入力を受けて、位相補償を実施し、位相補償されたベースバンド信号を後段に出力する。図３に示す実施形態においては、直流オフセット補償器２６０は、位相補償器２３０に直列に接続されており、位相補償器２３０で位相補償されたベースバンド信号の入力を受けて、さらに、直流オフセット補償を実施し、直流オフセット補償されたベースバンド信号を後段に出力する。その後、補償されたベースバンド信号に基づいてシンボル判定が行われ、受信データが復元される。

本実施形態において、補償器２９０は、適応等化器２００の更新ループの外側に設けられる。適応等化器２００は、比較的遅い位相雑音成分の補償を担当し、位相補償器２３０および直流オフセット補償器２６０は、適応等化器２００で追従しきれない高い周波数の位相雑音成分や直流オフセット成分の補償を担当している。

以下、図４〜図７を参照しながら、本発明の実施形態による適応等化器２００について、より詳細に説明する。図４は、本発明の実施形態による適応等化器のブロック図を示す。図４に示す適応等化器２００は、可変フィルタ部２０２と、シンボル判定部２０４と、誤差重み付け評価部２０６と、タップ係数更新部２０８とを含み構成される。なお、図４は、トレーニングシーケンスを用いない、判定指向型の適応等化器を例示している。

可変フィルタ部２０２は、設定される補正パラメータに基づき、入力される受信ベースバンド信号を時間領域で等化し、後段へ出力する。可変フィルタ部２０２は、より詳細には、それぞれ入力されるベースバンド信号に対し１サンプリング分の遅延を行うＮ個の遅延ブロック２１０−１〜２１０−Ｎと、それぞれ各サンプリング値に係数を乗算するＮ＋１個の乗算器２１２−０〜２１２−Ｎと、各乗算結果を加算する加算器２１４とを含み、タップ付遅延ラインとして構成されている。可変フィルタ部２０２の補正パラメータは、乗算器２１２で乗算される各タップ係数である。

なお、説明する実施形態では、シンボル間隔（Symbol-Spaced）でサンプリングされたベースバンド信号が入力され、シンボル周期毎に、遅延ラインでの各値の重み付け総和を出力するものとするが、等化器の具体的な構成に限定されるものではない。他の実施形態では、整数倍または分数倍レートでオーバーサンプリングされたベースバンド信号が入力され、ｐ（ｐは正の整数である。）個の出力サンプルを生成する前に、ｑ（ｑは正の整数である。）個の入力サンプルを受信するような等化器として構成されてもよい。

シンボル判定部２０４は、可変フィルタ部２０２を通過し補正されたベースバンド信号からシンボルを判定する。シンボル判定は、Ｉ成分およびＱ成分の判定境界によって複素平面上に画定されるシンボル判定領域いずれに信号点が位置するかを判定することにより行われる。シンボル判定結果から、補正されたベースバンド信号のシンボルの測定された信号点の位置と、シンボル判定値に基づく理想的な信号点の位置との差分として、誤差（誤差ベクトル）が求められる。

誤差重み付け評価部２０６は、判定されたシンボルの信号空間ダイアグラム上の信号点の位置に応じて、上記求められた誤差を重み付け評価し、評価結果をタップ係数更新部２０８に出力する。誤差重み付け評価部２０６は、より詳細には、可変フィルタ部２０２から出力される補正された信号の信号点と、補正された信号に基づき判定されたシンボルの理想的な信号点との誤差ベクトルを計算する減算器２１８と、評価の重み付けを行う重み付け部２１６と、重み付け部２１６で重み付けされた重み値を誤差ベクトルに乗算する乗算器２２０とを含み構成される。重み付け部２１６は、シンボル判定部２０４により判定されたシンボルの信号点の位置が、いずれのシンボル判定領域に該当するかに応じて、誤差に対する評価の重み値を決定する。

重み付け部２１６による評価の重み付けは、信号空間ダイアグラム内のシンボル判定領域各々に対し、位相回転に対する余裕度（あるいは位相雑音に対する耐性ということができる。）に応じた重み値を設定することによって行われる。

より具体的には、余裕度が小さく、位相雑音、つまり位相回転によって誤判定を生じ易いシンボル判定領域ほど重みが軽くなるように設定する。これは、判定指向においては、判定されたシンボルが正しいとは限らないためである。複素平面内の位相回転によって、隣接するシンボル判定領域にシンボルの信号点がはみ出してしまうと、誤ったシンボル判定が行われ、結果として、計算される誤差ベクトルも正しくなくなる。そこで、上記誤判定の確率が相対的に低いもっともらしい誤差ベクトルの評価の重みを重くし、上記誤判定の確率が相対的に高い誤差ベクトルの評価の重みを相対的に低くする。

タップ係数更新部２０８には、遅延ラインの各値を要素とした入力信号ベクトルと、誤差重み付け評価部２０６からの誤差の重み付け評価（誤差ベクトル×重み値）が入力される。タップ係数更新部２０８は、適応アルゴリズムによって、入力信号ベクトルと、誤差の重み付け評価とに基づいて、可変フィルタ部２０２の各タップ係数を更新する。

適応アルゴリズムとしては、特に限定されるものではないが、最小二乗平均（ＬＭＳ：Least Mean Squares）アルゴリズム、符号付き最小二乗平均アルゴリズム、正規化最小二乗平均アルゴリズム、可変ステップサイズ最小二乗平均アルゴリズム、逐次最小二乗（ＲＬＳ：Recursive Least Squares）アルゴリズム、定包絡線基準アルゴリズム（ＣＭＡ：Constant Modulus Algorithm）およびこれらの組み合わせを挙げることができる。

以下、図５〜図７を参照して、重み付け部２１６による評価の重み付けについて詳細を説明する。図５は、１６ＱＡＭの場合に、位相回転に対する余裕度に基づいて設定される各シンボル判定領域の重み付けを例示する図である。

図５に示す重み付けでは、内側４つのシンボル判定領域の重みと比較して、外側四隅のシンボル判定領域の重みを軽くし、残り８つのシンボル判定領域の重みをさらに軽くするように設定されている。これは、内側の４つのシンボル判定領域の方が、他のシンボル判定領域よりも複素平面内の位相回転によって誤りを引き起こし難く、余裕度が大きいと考えられ、次いで、外側四隅のシンボル判定領域の方が、余裕度が大きいと考えられるためである。一例では、内側の４つのシンボル判定領域に対する誤差評価の重みが「１．０」とされ、四隅のシンボル判定領域に対する重みが「０．５」とされ、それ以外のシンボル判定領域に対する重みが「０」とされている。

図６は、１６ＱＡＭの場合を例に各シンボル判定領域の余裕度を説明する図である。図６に示すように、１６ＱＡＭの場合、位相空間ダイアグラム内には、１６個のシンボル判定領域が存在する。図６中において、黒い円は、白色雑音による信号点の分布の広がりを表しており、また、傾けられた４×４の黒い円の配置は、信号点配置が所定の回転角で位相回転されていることを表している。図６に示す黒い円は、シンボル判定領域内に収まる程度の直径を有していることから、これは白色雑音よりも位相雑音が支配的である状況を意味している。白色雑音は、本質的にはガウス分布を有すると考えられるが、ＳＮＲ（Signal to Noise Ratio）が高い場合は、近似的に、小さい直径の均質な確率分布を持つとみなしてもよい。

上記黒い円で表される各シンボルの信号点の分布を、複素平面の原点を中心に一定の回転角で位相回転したとき、各シンボル判定領域において、隣接する判定領域にあった黒い円がはみ出してきた面積Ｓ_{ｅｒｒｏｒ}と、元の判定領域にあった黒い円がはみ出さずに残った面積Ｓ_{ｃｏｒｒｅｃｔ}とからシンボル・エラー・レートを概算できる。

図７（Ａ）は、横軸を位相回転の回転角とし、縦軸に各シンボル判定領域について計算されたシンボル・エラー・レートをプロットしたグラフを示す。図７（Ａ）に示すように、内側４つのシンボル判定領域（濃い灰色）は、２５度前後まで位相回転しないとほとんど誤判定を生じさせず、最も余裕度が高いことが理解される。他のシンボル判定領域（白および薄い灰色）では、ともに１０度前後から誤判定が起こり、急速にシンボル・エラー・レートを悪化させるが、四隅のシンボル判定領域（薄い灰色）の方が、比較的にエラーレートが低いことが理解される。

このように重み付け部２１６では、受信信号が小さな広がりを持つと仮定し、位相回転に対して、シンボル判定領域における誤判定の起こり易さをシンボル・エラー・レートとして余裕度を定量し、シンボル・エラー・レートが小さく余裕度が大きい判定領域の重み付けを重くしている。

なお、上述したシンボル・エラー・レートは、上述したように小さい直径の均質な確率分布を持つとみなして計算してもよいし、または、ガウス分布を有するとして計算してもよい。あるいは、近似的に、中心が回転して、ある判定領域についてその信号点の黒い円の外縁が隣接する判定領域に達するまでの角度、またはある判定領域について隣接する判定領域から黒い円がはみ出してくるまでの角度（許容幅）で、余裕度を比較して、重み付けを行ってもよい。なお、具体的な重み付けの値は、シンボル・エラー・レートや余裕幅に比例した関係を有するように設定されなくともよい。

図７（Ｂ）および図７（Ｃ）は、種々の雑音環境において、正しい信号点配置からの位相回転の回転角に対して、その位相回転が起こった場合の誤差ベクトル振幅（ＥＶＭ：Error Vector Magnitude）をプロットしたグラフを示す。図７（Ｂ）は、重みを変えず全てのシンボル判定領域の重みを同一とした場合に算出される誤差ベクトル振幅を示し、図７（Ｃ）は、図５に示した重み付けを行った場合に算出される誤差ベクトル振幅を示す。誤差ベクトル振幅（ＥＶＭ）は、複素平面上での正しい信号点の位置と測定された信号点との間のベクトルの大きさの違いを指標するものであり、平均基準信号電力、平均コンステレーション電力、またはピークコンステレーション電力などに従って正規化されている。

重み付けを行わなかった場合は、図７（Ｂ）に示すように、ＳＮＲが良い場合に、３０度近辺に極小値が現れる。これは、判定指向では、位相回転によって信号点が隣接する判定領域にはみ出してしまうと、誤ったシンボルの信号点に基づいて誤差を評価してしまうため、本来正しくない隣の理想的な信号点の位置に近づくことにより、見かけ上、誤差が小さく評価されてしまうことに起因する。このような誤差評価関数における最小値ではない極小値の存在は、この極小値に向けたタップ係数の更新を引き起こし、本来の正しい位置へ適応的に導かれることが阻害される可能性を示唆する。

また、図７（Ｂ）では、ＳＮＲが低くなると、極小値は消失するが、依然として２０度〜４５度になだらかな勾配の領域が残される。適応アルゴリズムは、評価関数が改善される方向へパラメータを更新しているため、このような勾配がなだらか領域では、正しい改善方向を判定できない可能性がある。

これに対して、上述したシンボル判定領域に応じた重み付けを行った場合は、図７（Ｃ）に示すように、ＳＮＲが良い場合でも、重み付けを行わない場合に見られた２０度〜４５度付近の極小値が生じていない。また、評価関数の傾きも大きくなっており、信号点配置の正しい位置に収束し易くなっている。これは、信頼できるシンボル判定領域の誤差ベクトルを重く評価し、比較的誤判定を起こし易いシンボル判定領域の誤差ベクトルを軽く評価する上記重み付けの構成に基づくものである。

上述した重み付けを行うことにより、適応等化器２００を適応的に正しい補正パラメータへ収束させやすくなる。なお、１６ＱＡＭの場合は、４回回転対称性を有するため、正しい位置から９０度位相回転した位置でＥＶＭが極小値を示すことになる。このため、好ましくは、信号点配置の正しい位置からの位相回転角を変数として平均的な誤差を評価する評価関数が、正しい位置を中心とした９０度（±４５度）の範囲において正しい位置で唯一の極小値を有するように、重み付けが設定されるとよいと言える。より一般化すると、変調方式の信号点配置が有する回転対称性をｎ回として、正しい位置を中心とした３６０／ｎ度の範囲において、正しい位置で唯一の極小値を有するように重み付けを設定することが好ましいと言える。

上述した重み付け方法を採用することにより、位相雑音による位相回転に対して誤りの少ないフィードバックができるとともに、評価関数が誤った位置で極小値を示さなくなり、補正パラメータが誤った点に収束してしまうことを防止することが可能となる。なお、上記重み付けにおいて、内側の４つのシンボル判定領域だけに重み値を与え、他の領域の重みをゼロにしてもよいが、更新頻度が落ちてしまうので、ある程度の重み値を与えることが好ましい。

また、上述した適応等化器２００では、誤差ベクトルの重み付け評価に基づく更新ロジックにより、収束しやすくなるため、送受信されるフレームのペイロード（プリアンブル後のデータ部）中のトレーニングシーケンスを削減できる。しかしながら、フレームのデータ部において、その先頭部分や中間にトレーニングシーケンスを埋め込み、トレーニングシーケンスを用いて適応等化器２００のトレーニングを行う態様を排除するものではない。さらに、タイミング同期および周波数同期で用いられるデータ部前のプリアンブルを用いて、適応等化器２００のトレーニングを行ってもよい。さらに、図４に示す適応等化器２００は、判定指向のシンボル間隔等化器を一例に示したが、特に限定されるものではなく、例えば、分数間隔等化器として構成してもよいし、フォアワードフィルタと、フィードバックフィルタとを含む判定帰還型等化器として構成してもよい。

以下、図８および図９を参照しながら、本実施形態において、更新ループの外側に設けられる補償器２９０（位相補償器２３０および直流オフセット補償器２６０）の詳細について説明する。位相補償器２３０および直流オフセット補償器２６０は、それぞれ、前段で補正されたベースバンド信号に対し、複数の補償パラメータ各々を用いて、並列に、複素平面上での幾何学的な操作（具体的には回転、平行移動）を試行し、得られた複数の試行シンボル系列から、誤差が最小となる補償パラメータのシンボル系列を選択し、後段にその信号を出力する補償器である。図８は、本発明の実施形態による位相補償器２３０のブロック図を示し、図９は、本発明の実施形態による直流オフセット補償器２６０のブロック図を示す。

まず、位相補償器２３０について説明すると、位相補償器２３０は、図８に示すように、複数の位相回転器２３２−１〜２３２−７と、各位相回転器２３２−１〜２３２−７に対応して設けられる複数の誤差評価部２３４−１〜２３４−７と、比較選択部２３６と、セレクタ２３８とを含み構成される。

位相回転器２３２各々には、当該位相補償器２３０に入力されるｄシンボル分のベースバンド信号が並列化されて入力される。ｄは、データ幅であり、１以上の整数とすることができ、ｄ＝８なら８シンボル幅、ｄ＝１６なら１６シンボル幅を意味する。後段の誤差評価部２３４で平均的な評価を行う観点からは、コンステレーション中の全シンボル数に応じてある程度のシンボル幅を有することが好ましい。１６ＱＡＭであれば、全１６シンボル含まれるので、８シンボル幅や１６シンボル幅としてよい。

また、図中、位相回転器２３２には、それぞれ、回転角のオフセット量｛０，±ｉδ_１，±ｉδ_２，…，±ｉδ_ｍ｝が設定され、位相回転器２３２は、入力されたｄ個のシンボルそれぞれに対し、それぞれの設定されたオフセット量に応じて複素乗算し、複素平面内を所定回転角で位相回転したシンボル系列の信号を得る。なお、位相回転器２３２において、ｉは、虚数単位を表し、δ_ｊ（ｊ＝１，２，…，ｍ）は、回転角を表し、符号は、右回転および左回転を表す。また、試行されるレベル数は、２ｍ＋１（回転角０を含む。）となるが、レベル数やそれぞれのレベルに設定されるオフセットの刻み量は、特に限定されるものではなく、許容される回路規模と、求められる位相補償の精度とに応じて設定すればよい。

位相回転器２３２各々による補償結果は、誤差評価部２３４各々に入力される。誤差評価部２３４各々は、入力される補償結果（試行シンボル系列の信号）の誤差の評価値を計算する。誤差を評価する評価関数としては、例えば、誤差ベクトル振幅（ＥＶＭ）を用いることができる。その場合は、誤差評価部２３４は、ｄシンボル分をブロックとして、誤差ベクトル振幅を計算する。評価結果は、比較選択部２３６に入力される。

比較選択部２３６は、各誤差評価部２３４から入力される評価結果を比較して、誤差ベクトル振幅が最小となるパスを出力するものとして選択する。比較選択部２３６から選択信号がセレクタ２３８に入力され、セレクタ２３８は、並列的に特定の回転角を位相回転させることによって得られる試行シンボル系列から、選択されたパスのシンボル系列の信号を後段に出力する。

なお、評価関数としては、上述したＥＶＭの他、複数のシンボルについての誤差ベクトルの大きさの平均値、誤差ベクトルのＩ成分とＱ成分との絶対値の和の平均値、複素平面上での正しいシンボル位置と測定されたシンボル位置との間の位相誤差の平均値、位相誤差および振幅誤差の和の平均値またはこれらの組み合わせを挙げることができる。

続いて、図９を参照して、直流オフセット補償器２６０について説明すると、直流オフセット補償器２６０は、複数の平行移動器２６２−１〜２６２−７と、各平行移動器２６２−１〜２６２−７に対応して設けられる複数の誤差評価部２６４−１〜２６４−７と、比較選択部２６６と、セレクタ２６８とを含み構成される。

平行移動器２６２各々には、当該直流オフセット補償器２６０に入力されるｄシンボル分のベースバンド信号が並列化されて入力される。図中、平行移動器２６２には、それぞれ、平行移動量のオフセット量｛０，±δ_１，±δ_２，…，±δ_ｍ｝が設定され、平行移動器２６２は、入力されたｄシンボルに対し、それぞれの設定されたオフセット量に応じて複素加減算を行い、複素平面内を所定移動量で平行移動したシンボル系列の信号を得る。

なお、平行移動器２６２において、δ_ｊは、Ｉ成分についての平行移動器である場合は、実数であり、Ｑ成分についての平行移動器である場合は、虚数である。また、試行されるレベル数は、２ｍ＋１となるが、レベル数やそれぞれのレベルに設定されるオフセットの刻み量は、特に限定されるものではなく、許容される回路規模と、求められる直流オフセット補償の精度とに応じて設定すればよい。

平行移動器２６２各々による補償結果は、誤差評価部２６４各々に入力され、誤差評価部２６４各々は、入力される直流オフセット補償の結果（試行シンボル系列の信号）の誤差の評価値を計算する。誤差評価関数としては、位相補償器２３０の場合と同様に、誤差ベクトル振幅（ＥＶＭ）、複数のシンボルについての誤差ベクトルの大きさの平均値、誤差ベクトルのＩ成分とＱ成分との絶対値の和の平均値、複素平面上での正しいシンボル位置と測定されたシンボル位置との間の位相誤差の平均値、位相誤差および振幅誤差の和の平均値またはこれらの組み合わせとすることができる。

比較選択部２６６は、各誤差評価部２６４から入力される評価結果を比較して、誤差評価値が最小となるパスを出力するものとして選択する。比較選択部２６６から選択信号がセレクタ２６８に入力され、セレクタ２６８は、並列的に特定の移動量で平行移動させることによって得られる試行シンボル系列から、選択されたパスのシンボル系列の信号を後段に出力する。

なお、説明する実施形態では、回路規模の観点から、Ｉ成分（実数成分）およびＱ成分（虚数成分）各々に、２ｍ＋１のレベル数の直流オフセット補償器２６０が直列に接続されて、各成分独立に直流オフセット補償が行われる。しかしながら、他の実施形態では、δ_ｊを複素数として、Ｉ成分およびＱ成分まとめて所定レベル数（例えば各成分３レベルとして９レベル）の試行を行って、最小の誤差を有するパスを選択する態様としてもよい。

以下、図１０を参照しながら、無線通信装置１１０が実行する通信方法について説明する。図１０は、本実施形態による無線通信装置１１０が実行する受信処理における補償処理の全体フローを示すフローチャートである。図１０中、左側のフローが、適応等化器２００側で実行される処理に対応し、右側のフローが、補償器２９０側で実行される処理に対応する。

図１０に示す適応等化器２００側の処理は、ステップＳ１００から開始され、ステップＳ１０１では、無線通信装置１１０は、適応等化器２００で、ＡＤＣ１２４を介してベースバンド信号を受信する。ステップＳ１０２では、無線通信装置１１０は、受信したベースバンド信号を適応等化器２００前段の可変フィルタ部２０２に入力する。

ステップＳ１０３では、無線通信装置１１０は、可変フィルタ部２０２で等化されたベースバンド信号を適応等化器２００の後段に出力する。ここで出力される信号は、典型的にはシンボル毎に後段の補償器２９０へ出力される。ステップＳ１０４では、無線通信装置１１０は、可変フィルタ部２０２で等化されたベースバンド信号から、シンボル判定部２０４でシンボル判定する。

ステップＳ１０５では、無線通信装置１１０は、重み付け部２１６により、判定されたシンボルの信号点が位置するシンボル判定領域に応じて、誤差評価の重み付け値を決定する。例えば、シンボル判定領域に対し重み値を対応付けるテーブルが事前に用意されており、判定されたシンボル判定領域をキーに該テーブルから重み値が取得される。ステップＳ１０６では、無線通信装置１１０は、減算器２１８により、等化された１シンボル分の信号の信号点と、判定されたシンボルの理想的な信号点との差分により誤差ベクトルを計算する。ステップＳ１０７では、無線通信装置１１０は、乗算器２２０により、決定された重み値を誤差ベクトルに乗算し、誤差を重み付け評価する。

ステップＳ１０８では、無線通信装置１１０は、更新アルゴリズムに従って、タップ係数更新部２０８により、遅延ラインの各値を要素とする入力信号ベクトルと、重み付け評価された誤差ベクトルとに基づきタップ係数を更新し、ステップＳ２０１へ処理をループさせる。図１０の左側に示すステップＳ１００〜ステップＳ１０８の処理は、典型的には、１シンボル分に対応するベースバンド信号毎に繰り返される。

図１０の右側に示す補償器２９０側の処理は、ステップＳ２００から開始され、ステップＳ２０１では、無線通信装置１１０は、位相補償器２３０で、ステップＳ１０３で示した適応等化器２００から出力されたベースバンド信号を受信する。ステップＳ２０２では、無線通信装置１１０は、位相補償器２３０内の複数の位相回転器２３２により、複数の回転角を用いて、並列に、複素平面上でシンボル系列の位相回転を試行する。

ステップＳ２０３では、無線通信装置１１０は、複数の誤差評価部２３４により、位相回転によって得られた複数の試行シンボル系列を評価する。ステップＳ２０４では、無線通信装置１１０は、比較選択部２３６により、誤差評価部２３４各々での評価結果に基づき、誤差が最小となる回転角のシンボル系列に決定する。ここで決定されたシンボル系列の信号は、直流オフセット補償器２６０に入力される。

ステップＳ２０５では、無線通信装置１１０は、直流オフセット補償器２６０の複数の平行移動器２６２により、複数の移動量を用いて、並列に、複素平面上でシンボル系列の平行移動を試行する。ステップＳ２０６では、無線通信装置１１０は、複数の誤差評価部２６４により、平行移動によって得られた複数の試行シンボル系列を評価する。ステップＳ２０７では、無線通信装置１１０は、比較選択部２６６により、誤差評価部２６４各々評価結果に基づき、誤差が最小となる平行移動量のシンボル系列の信号に決定する。

ステップＳ２０８では、ステップＳ２０７で決定されたシンボル系列の信号を、直流オフセット補償器２６０の後段に出力する。以降、補償されたベースバンド信号に基づいてシンボル判定が行われ、データが復元されることになる。図１０の右側に示すステップＳ２００〜ステップＳ２０８の処理は、適応等化器２００からのｄシンボル分の出力に対応して、処理を繰り返すことができる。あるいは、他の実施形態では、適応等化器２００からの各シンボルの出力に対応して、前後のｄシンボル分の信号を用いて、処理を繰り返すことができる。

（実験例）
図３、図４、図８および図９で示した補償回路を、Ｘｉｌｉｎｘ社製のＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）上に実装し、ミリ波無線通信装置を構成した。搬送波としては６０ＧＨｚの電磁波を用い、変調方式は、１６ＱＡＭを採用した。ＬＭＳアルゴリズムを更新ロジックとし、更新ロジックにおける重み付けは、図５に示したものを用いた。位相補償器２３０は、７レベルとし、直流オフセット補償器２６０は、オフセット０を含めてＩ成分およびＱ成分それぞれ、３レベルとした。実装されたミリ波無線通信装置を用いて、乱数発生器で発生させたビット列のデータをペイロードに乗せて、送信機から受信機へデータ伝送し、受信側で復調されるベースバンド信号を観測するとともに、その際のビット誤り率（ＢＥＲ：Bit Error Rate）を求めた。ペイロード前のプリアンブルは、トレーニングに用いたが、プリアンブル後のペイロード全域にわたり判定指向モードとした。

図１１は、１６ＱＡＭを用いる場合に各段階において観測された受信ベースバンド信号の各サンプルの信号点をＩＱ平面にプロットした散布図を示す。図１１（Ａ）は、適応等化器２００で補正される前のベースバンド信号の信号点分布を示す。これに対して、図１１（Ｂ）は、トレーニングシーケンスなしで送信され、図５に示す重み付けが設定された適応等化器を通過した後のベースバンド信号の信号点分布を示す。図１１（Ｃ）は、さらに、位相補償器と、Ｉ成分およびＱ成分の直流オフセット補償器とを通過した後のベースバンド信号の信号点分布を示す。

適応等化器を通す前では、図１１（Ａ）に示すように、信号点分布は、１６ＱＡＭの信号点配置から顕著に逸脱したものとなった。これに対して、図５に示す重み付けを設定した適応等化器を通過させることにより、図１１（Ｂ）に示すように、ペイロード中のトレーニングシーケンスなしでも、速い成分の位相雑音が残りながらも、図１１（Ａ）に比較して１６ＱＡＭの信号点配置に近い形に補正がされていることが確認された。さらに、位相回転補償器および直流オフセット補償を通過させることにより、図１１（Ｃ）に示すように、図１１（Ａ）に比べてはるかに１６ＱＡＭの信号点配置に似た形となることが確認された。

図１２は、従来技術の等化器を通過した後（×）、従来技術の等化器に代えて本実施形態による適応等化器２００を通過した後（□）、さらに補償器２９０を通過した後（○）の各段階で計測されたＢＥＲをプロットしたグラフである。図１２に示すように、重み付けを同一とした従来技術の等化器後のベースバンド信号に基づいてシンボル判定を行った場合、ＢＥＲが９Ｅ−４程度であった。これに対して、上記適応等化器通過後のベースバンド信号に基づいてシンボル判定を行うと、３Ｅ−４に下がり、ＢＥＲが改善されることが確認された。さらに、上記補償器を通過した後のベースバンド信号に基づいてシンボル判定を行うと、ＢＥＲが、さらに１Ｅ−６まで下がり、３桁近くＢＥＲが改善されることが確認された。また、上記補償回路を実装したミリ波無線通信装置間のデータレートは、６Ｇｂｐｓであった。

以上説明したように、上述した実施形態によれば、高速通信において、受信信号に含まれる位相雑音を好適に補償するとともに、オーバヘッドを生じさせる既知パターンのペイロードへの挿入を削減できる、送信装置、受信装置、通信システム、回路装置、通信方法およびプログラムを提供することができる。

上述した実施形態による無線通信システムでは、受信側でベースバンド信号を等化する適応等化器の更新ロジックにおいて、信号空間ダイアグラム上でのシンボル信号点の位置に応じて、パラメータ更新で用いる誤差を重み付け評価している。信号空間ダイアグラム上でのシンボル信号点の位置が該当するシンボル判定領域に因って、位相雑音を受けた場合の誤判定の起こり易さが異なるところ、この構成により、位相雑音による位相回転に対して誤りの少ないフィードバックが可能となる。

特に、好ましい実施形態では、誤判定が比較的起こり難いシンボル判定領域で求められた比較的確からしい誤差が重く評価され、誤判定が比較的起こり易いシンボル判定領域で求められた比較的不確かな誤差ベクトルが軽く評価されように重み付けがなされている。このため、誤差の評価関数が、誤った位置で極小値を示さなくなり、補正パラメータが誤った点に収束してしまうことが防止される。

さらに好ましい実施形態による無線通信システムでは、適応等化器の更新ループの外部に補償器が設けられ、適応等化器のフィードバック遅延から、補償器の処理遅延が分離されている。適応等化器のフィードバックに補償器の遅延時間が含まれないので、適応等化器の位相雑音補償の応答性能が向上される。そして、比較的遅い位相雑音成分を担当する適応等化器で追従しきれない高い周波数の位相雑音や、データに依存する直流オフセットについては、後段の補償器で好適に追従して補償し、データ誤り率を改善できる。

また、上述した補償回路では、誤差の重み付け評価に基づく更新ロジックにより、収束しやすくなっている。このため、送受信されるフレームのペイロード中のトレーニングシーケンスを削減することができ、既知パターン挿入によるオーバヘッドが削減される。さらに、補償器で、速い成分の位相雑音および直流オフセットが好適に補償される。このため、好ましくは、送受信されるフレームのペイロード中のトレーニングシーケンスを不要にできる。さらに、デジタル回路で位相を充分に補償可能であるため、ＲＦ部に対する負担を軽減することができ、ＲＦ部の局部発振器に対する要求精度も緩和され、コストを削減できる。

なお、上述した実施形態では、適応等化器２００、位相補償器２３０および直流オフセット補償器２６０を直列に接続するものとして説明した。しかしながら、通信チャネル特性において、遅い位相雑音が支配的な場合には、誤差ベクトルに重みをつけた適応等化器のみを用いる実施形態を採用してもよい。また、説明した実施形態では、位相補償器２３０と直流オフセット補償器２６０とは、位相補償器２３０が先に処理され、直流オフセット補償器２６０が後に処理されるように直列的に接続されている。しかしながら、位相雑音が少ない場合など、逆の接続になってもよい場合もある。さらに、上述した実施形態では、位相補償器２３０および直流オフセット補償器２６０（さらにはＩ成分とＱ成分も）を別々の補償器で構成した。しかしながら、他の実施形態では、位相回転および平行移動の組み合わせを同時に演算し、その組み合わせの数だけ並列に配置し、各試行シンボル系列に対する評価関数を計算し、もっとも誤差の少ない系列を選ぶ実施形態としてもよい。

また、上述した実施形態では、ミリ波による無線通信を一例として説明したが、光有線通信など、シングルキャリア伝送方式およびコヒーレント検波方式を採用する高速通信全般に適用できる。

なお、上記機能部の一部または全部は、例えばフィールド・プログラマブル・ゲート・アレイ（ＦＰＧＡ）などのプログラマブル・デバイス（ＰＤ）上に実装することができ、あるいはＡＳＩＣ（特定用途向集積）として実装することができ、上記機能部をＰＤ上に実現するためにＰＤにダウンロードする回路構成データ（ビットストリームデータ）、回路構成データを生成するためのＨＤＬ（Hardware Description Language）、ＶＨＤＬ（Very High Speed Integrated Circuits Hardware Description Language）、Ｖｅｒｉｌｏｇ−ＨＤＬなどにより記述されたデータとして記録媒体により配布できる。

これまで本発明の実施形態について説明してきたが、本発明の実施形態は上述した実施形態に限定されるものではなく、他の実施形態、追加、変更、削除など、当業者が想到することができる範囲内で変更することができ、いずれの態様においても本発明の作用・効果を奏する限り、本発明の範囲に含まれるものである。

１００…無線通信システム、１０２…ノート型パーソナル・コンピュータ、１０４…ディスプレイ装置、１１０，１８０…無線通信装置、１１２，１８２…アンテナ、１１４，１８４…ＲＦ部、１１６，１８６…ベースバンド部、１１８，１８８…アプリケーション・エンジン、１２０，１９０…プロトコル・スタック、１２２…受信回路、１２４…ＡＤＣ、１２６…受信回路、１２８，１９８…局部発振器、１９２…送信回路、１９４…ＤＡＣ、１９６…送信回路、２００…適応等化器、２０２…可変フィルタ部、２０４…シンボル判定部、２０６…誤差重み付け評価部、２０８…タップ係数更新部、２１０…遅延ブロック、２１２…乗算器、２１４…加算器、２１６…重み付け部、２１８…減算器、２２０…乗算器、２３０…位相補償器、２３２…位相回転器、２３４，２６４…誤差評価部、２３６，２６６…比較選択部、２３８，２６８…セレクタ、２６０…直流オフセット補償器、２６２…平行移動器、２９０…補償器

Claims (13)

1. シンボル系列を伝送する受信信号に対し補正を施すフィルタ部と、
   前記フィルタ部で補正された信号に基づきシンボルを判定する判定部と、
   前記判定部により判定されたシンボルの信号点の位置に応じて、シンボル判定に基づく所定の位置との誤差に対する評価の重み付けを行う重み付け部と、
   前記フィルタ部へ入力される受信信号と、前記重み付け部による重み付けに応じた誤差評価とに基づいて、前記フィルタ部の補正パラメータを更新する更新部と、
   前記フィルタ部、前記判定部、前記重み付け部および前記更新部の更新ループの外部に設けられ、前記フィルタ部で補正により位相補償された信号に対し、さらに、複数の補償パラメータまたは複数の補償パラメータ・セット各々を用いて、並列に、複素平面上での位相回転および平行移動のいずれか一方または両方を試行し、得られた複数の試行シンボル系列から、誤差評価に基づき出力シンボル系列を選択する補償器と
   を含む受信装置。
2. 前記誤差に対する評価の重み付けは、信号空間ダイアグラム内のシンボル判定領域各々に対し、位相回転に対する余裕度に応じた重み値を設定することによって行われる、請求項１に記載の受信装置。
3. 前記補償器は、位相補償器を含み、前記位相補償器は、
   複数の回転角各々を用いて、並列に、前記フィルタ部で補正された信号に対し複素平面での位相回転を試行する位相回転器、
   を含む、請求項１に記載の受信装置。
4. 前記補償器は、直流オフセット補償器を含み、前記直流オフセット補償器は、
   複数の平行移動量各々を用いて、並列に、前記フィルタ部で補正された信号に対し複素平面での平行移動を試行する平行移動器
   を含む、請求項１または３に記載の受信装置。
5. 前記補償器は、
   回転角、平行移動量またはこれらの組み合わせに基づく試行結果各々を評価する評価部と、
   前記評価部の評価に基づき、誤差が最小化される回転角、平行移動量またはこれらの組み合わせを選択する選択比較部と
   をさらに含む、請求項１、３または４に記載の受信装置。
6. 前記評価部は、複数のシンボルを用いて、誤差ベクトル振幅、誤差ベクトルの大きさの平均値、誤差ベクトルのＩ成分およびＱ成分の絶対値の和の平均値、位相誤差の平均値、位相誤差および振幅誤差の絶対値の和の平均値、またはこれらの組み合わせを計算する、請求項５に記載の受信装置。
7. シンボル系列を伝送する受信信号に対し補正を施すフィルタ部と、
   前記フィルタ部で補正された信号に基づきシンボルを判定する判定部と、
   前記判定部により判定されたシンボルの信号点の位置に応じて、誤差に対する評価の重み付けを行う重み付け部と、
   前記フィルタ部へ入力される受信信号と、前記重み付け部による重み付けに応じた誤差評価とに基づいて、前記フィルタ部の補正パラメータを更新する更新部と
   を含む受信装置であり、
   前記誤差に対する評価の重み付けは、信号空間ダイアグラム内のシンボル判定領域各々に対し、信号点配置の正しい位置からの位相回転角を変数として平均的な誤差を評価する評価関数が、前記信号点配置が有する回転対称性をｎ回として、前記正しい位置を中心とした３６０／ｎ度の範囲において正しい位置で唯一の極小値を有するように重み値を設定することによって行われる、受信装置。
8. 前記受信装置は、シングルキャリア伝送の多値変調方式の信号を受信し、コヒーレント検波する受信装置であり、前記フィルタ部は、複数のタップフィルタを含み構成され、前記受信信号を時間領域で等化する適応等化器であり、前記フィルタ部の補正パラメータは、各タップフィルタのタップ係数であり、前記補正パラメータを更新する際の誤差評価は、前記補正された信号の誤差ベクトルに重み値を乗算したものである、請求項１〜７のいずれか１項に記載の受信装置。
9. 送信装置と、受信装置とを含む通信システムであって、前記受信装置は、
   前記送信装置からの、シンボル系列を伝送する信号を受信する受信部と、
   前記受信部が受信した信号に対し補正を施すフィルタ部と、
   前記フィルタ部で補正された信号に基づきシンボルを判定する判定部と、
   前記判定部により判定されたシンボルの信号点の位置に応じて、シンボル判定に基づく所定の位置との誤差に対する評価の重み付けを行う重み付け部と、
   前記フィルタ部へ入力される信号と、前記重み付け部による重み付けに応じた誤差評価とに基づいて、前記フィルタ部の補正パラメータを更新する更新部と、
   前記フィルタ部、前記判定部、前記重み付け部および前記更新部の更新ループの外部に設けられ、前記フィルタ部で補正により位相補償された信号に対し、さらに、複数の補償パラメータまたは複数の補償パラメータ・セット各々を用いて並列に、複素平面上での位相回転および平行移動のいずれか一方または両方を試行し、得られた複数の試行シンボル系列から、誤差評価に基づき出力シンボル系列を選択する補償器と
   を含む、通信システム。
10. 前記送信装置は、フレームにおいて少なくともペイロードにわたってシンボル系列が未知であるフレームを送信することを特徴とする、請求項９に記載の通信システム。
11. シンボル系列を伝送する信号が入力される入力部と、
    前記入力部に入力された信号に対し補正を施すフィルタ部と、
    前記フィルタ部で補正された信号に基づきシンボルを判定する判定部と、
    前記判定部により判定されたシンボルの信号点の位置に応じて、シンボル判定に基づく所定の位置との誤差に対する評価の重み付けを行う重み付け部と、
    前記フィルタ部へ入力される信号と、前記重み付け部による重み付けに応じた誤差評価とに基づいて、前記フィルタ部の補正パラメータを更新する更新部と、
    前記フィルタ部、前記判定部、前記重み付け部および前記更新部の更新ループの外部に設けられ、前記フィルタ部で補正により位相補償された信号に対し、さらに、複数の補償パラメータまたは複数の補償パラメータ・セット各々を用いて、並列に、複素平面上での位相回転および平行移動のいずれか一方または両方を試行し、得られた複数の試行シンボル系列から、誤差評価に基づき出力シンボル系列を選択する補償器と、
    前記フィルタ部で補正され、前記補償器により補償が行われた信号に基づき判定されたシンボル系列を出力する出力部と
    を含み、前記出力部は、選択された前記出力シンボル系列を出力する、回路装置。
12. 送信装置と通信する受信装置が実行する通信方法であって、前記受信装置が、
    前記送信装置からの、シンボル系列を伝送する信号を受信するステップと、
    受信した信号をフィルタ部に入力するステップと、
    前記フィルタ部で補正された信号に基づきシンボルを判定するステップと、
    判定されたシンボルの信号点の位置に応じて、シンボル判定に基づく所定の位置との誤差に対する評価の重み付けを行うステップと、
    前記フィルタ部へ入力される信号と、前記重み付けに応じた誤差評価とに基づいて、前記フィルタ部の補正パラメータを更新するステップと
    を含み、前記判定するステップ、前記評価の重み付けを行うステップおよび前記更新するステップを含む更新ループの外側で、前記受信装置が、
    前記フィルタ部で補正された信号に対し、複素平面上での位相回転および平行移動のいずれか一方または両方を行うステップをさらに含み、
    前記複素平面上での位相回転および平行移動のいずれか一方または両方を行うステップは、前記受信装置が、
    前記フィルタ部で補正により位相補償された信号に対し、さらに、複数の補償パラメータまたは複数の補償パラメータ・セット各々を用いて、並列に、複素平面上での位相回転および平行移動のいずれか一方または両方を試行するステップと、
    得られた複数の試行シンボル系列から、誤差評価に基づき出力シンボル系列を選択するステップと
    を含む、通信方法。
13. プログラマブル・デバイスを、
    シンボル系列を伝送する信号に対し補正を施すフィルタ部、
    前記フィルタ部で補正された信号に基づきシンボルを判定する判定部、
    前記判定部により判定されたシンボルの信号点の位置に応じて、シンボル判定に基づく所定の位置との誤差に対する評価の重み付けを行う重み付け部、
    前記フィルタ部へ入力される信号と、前記重み付け部による重み付けに応じた誤差評価とに基づいて、前記フィルタ部の補正パラメータを更新する更新部、および
    前記フィルタ部、前記判定部、前記重み付け部および前記更新部の更新ループの外部に設けられ、前記フィルタ部で補正により位相補償された信号に対し、さらに、複数の補償パラメータまたは複数の補償パラメータ・セット各々を用いて、並列に、複素平面上での位相回転および平行移動のいずれか一方または両方を試行し、得られた複数の試行シンボル系列から、誤差評価に基づき出力シンボル系列を選択する補償器
    として機能させるためのプログラム。