WO2009142027A1 - 搬送波再生装置及び方法、並びに復調装置 - Google Patents

搬送波再生装置及び方法、並びに復調装置 Download PDF

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WO2009142027A1
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demodulated signal
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demodulated
phase error
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長谷川照晃
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    • H04L2027/0087—Out-of-band signals, (e.g. pilots)

Definitions

  • the technology disclosed in the present specification relates to a carrier recovery device used when demodulating a modulated signal including a pilot signal.
  • the pilot signal is extracted, and a frequency error and a phase error are obtained from a difference between the pilot signal and the reference signal.
  • the pilot signal may be damaged or lost depending on the state of the transmission path, such as when there is a reflected wave. For this reason, it may take time until the carrier recovery operation converges, and the demodulation performance may be degraded.
  • An object of the present invention is to shorten the time until the carrier recovery operation converges and to continue the carrier recovery operation accurately.
  • Another object of the present invention is to suppress a decrease in demodulation performance when the pilot signal cannot be normally received while maintaining the tracking performance with respect to the phase noise when the pilot signal can be normally received.
  • a carrier recovery apparatus multiplies a baseband signal and a first carrier to obtain a first demodulated signal, extracts a pilot signal from the first demodulated signal, and extracts the first demodulated signal.
  • a first carrier recovery unit that generates the first carrier according to a phase error of a pilot signal extracted from the signal, a second demodulated signal obtained by multiplying the baseband signal and the second carrier,
  • a second carrier recovery unit that extracts a pilot signal from a second demodulated signal and generates the second carrier according to a phase error of the pilot signal extracted from the second demodulated signal; and the first demodulated signal Of the first and second demodulated signals according to the phase error of the pilot signal extracted from the first demodulated signal and the phase error of the pilot signal extracted from the second demodulated signal.
  • a selection unit for carrier recovery operation of the carrier recovery unit selects and outputs the demodulated signal obtained in the way that converges earlier.
  • the demodulated signal obtained by the carrier recovery unit where the carrier recovery operation has converged first is selected from the first demodulated signal and the second demodulated signal, the time until the carrier recovery operation converges is selected. It can be shortened.
  • Another carrier recovery apparatus multiplies a baseband signal and a carrier wave and outputs the result as a demodulated signal, a pilot signal extraction unit that extracts a pilot signal from the demodulated signal, An error detecting unit for detecting a phase error of a pilot signal extracted from the demodulated signal; a limiting unit for outputting the phase error to be equal to or less than the phase error in accordance with the pilot signal extracted from the demodulated signal; and the limiting unit A loop filter for smoothing the output of the output and a frequency variable oscillation unit for generating a signal corresponding to the output of the loop filter and outputting the signal as the carrier wave.
  • a demodulator obtains a first demodulated signal by multiplying a baseband signal and a first carrier wave, extracts a pilot signal from the first demodulated signal, and extracts the first demodulated signal.
  • a first carrier recovery unit that generates the first carrier according to the phase error of the pilot signal extracted from the baseband signal and a second carrier to obtain a second demodulated signal
  • a second carrier recovery unit that extracts a pilot signal from the second demodulated signal and generates the second carrier according to a phase error of the pilot signal extracted from the second demodulated signal; and from the first demodulated signal According to the phase error of the extracted pilot signal and the phase error of the pilot signal extracted from the second demodulated signal, the first and second carriers of the first or second demodulated signal Carrier recovery operation of the reproducing unit and a equalizer for equalizing a selector for selecting and outputting a demodulated signal obtained by the person who has converged previously, the demodulated signal selected by the selection unit.
  • Another demodulator includes a multiplier that multiplies a baseband signal and a carrier wave and outputs the result as a demodulated signal, a pilot signal extractor that extracts a pilot signal from the demodulated signal, An error detector that detects a phase error of a pilot signal extracted from the demodulated signal, a limiter that outputs the phase error below the phase error according to the pilot signal extracted from the demodulated signal, and a A loop filter for smoothing and outputting the output; a variable frequency oscillation unit for generating a signal corresponding to the output of the loop filter and outputting the signal as the carrier; and an equalizer for equalizing the demodulated signal.
  • a carrier wave recovery method obtains a first demodulated signal by multiplying a baseband signal and a first carrier wave, extracts a pilot signal from the first demodulated signal, and extracts the first demodulated signal.
  • Another carrier recovery method includes a multiplication step of multiplying a baseband signal and a carrier wave and outputting the result as a demodulated signal, a pilot signal extracting step of extracting a pilot signal from the demodulated signal, An error detecting step for detecting a phase error of a pilot signal extracted from the demodulated signal, a limiting step for setting the phase error to be equal to or less than the phase error according to the pilot signal extracted from the demodulated signal, and processing in the limiting step A loop filter step for smoothing the subsequent phase error; and a variable frequency oscillation step for generating a signal corresponding to the phase error smoothed by the loop filter step as the carrier wave.
  • the embodiment of the present invention since there are a plurality of carrier recovery units, it is possible to shorten the time until the carrier recovery operation converges and to continue the carrier recovery operation accurately.
  • the phase error of the pilot signal is not emphasized, so that it is possible to suppress a decrease in demodulation performance.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a demodulator having a carrier recovery device according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a block diagram illustrating a configuration example of the loop filter of FIG.
  • FIG. 3 shows an example of the pilot signal amplitude PIA input to the limiting unit of FIG. 1 and examples of the input phase error EN and the output phase error EL of the limiting unit when such pilot signal amplitude PIA is input. It is a graph to show.
  • FIG. 4 is a block diagram illustrating a configuration example of the selection unit in FIG.
  • FIG. 5 is a block diagram showing a modification of the carrier wave reproducing device of FIG. FIG.
  • FIG. 6 is a block diagram showing a configuration of a demodulator having a carrier recovery device according to the second embodiment of the present invention.
  • FIG. 7 is a block diagram showing a configuration of a demodulator having a carrier recovery device according to the third embodiment of the present invention.
  • each functional block in this specification can be typically realized by hardware.
  • each functional block can be formed on a semiconductor substrate as part of an IC (integrated circuit).
  • the IC includes an LSI (Large-Scale Integrated Circuit), an ASIC (Application-Specific Integrated Circuit), a gate array, an FPGA (Field Programmable Gate Array), and the like.
  • some or all of each functional block can be implemented in software.
  • such a functional block can be realized by a program executed on a processor.
  • each functional block described in the present specification may be realized by hardware, may be realized by software, or may be realized by any combination of hardware and software.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a demodulator having a carrier recovery device according to the first embodiment of the present invention.
  • the demodulator in FIG. 1 includes carrier recovery units 10 and 20, a selection unit 40, a clock recovery unit 62, a roll-off filter 64, an equalizer 66, and an error correction unit 68.
  • the carrier recovery units 10 and 20 and the selection unit 40 constitute a carrier recovery device.
  • the carrier recovery unit 10 includes a multiplier 11, a pilot signal extraction unit 12, an error detection unit 14, a limiting unit 15, a loop filter 16, and a variable frequency oscillation unit 18.
  • the carrier recovery unit 20 includes a multiplier 21, a pilot signal extraction unit 22, an error detection unit 24, a limiting unit 25, a loop filter 26, and a variable frequency oscillation unit 28.
  • a baseband signal BI / BQ obtained by receiving a signal conforming to the ATSC (Advanced Television Systems Committee) standard and being subjected to quadrature detection is input to the carrier recovery units 10 and 20 of FIG.
  • the received signal is modulated by the VSB modulation method and includes a pilot signal.
  • the baseband signal BI / BQ is a complex signal and includes an in-phase signal BI and a quadrature signal BQ.
  • the carrier recovery unit 10 will be described.
  • the carrier used for quadrature detection does not always have an accurate frequency and an accurate phase. For this reason, frequency and phase shifts remain in the in-phase signal BI and the quadrature signal BQ.
  • the baseband signals BI / BQ input to the carrier wave recovery units 10 and 20 in FIG. 1 are expressed by the following equation (1) when the in-phase signal (I signal) is represented by Si and the quadrature signal (Q signal) is represented by Sq. , (Si + jSq) ⁇ exp (j ( ⁇ Wt + ⁇ )) (1) ⁇ W: Frequency shift ⁇ : Phase shift can be expressed.
  • the frequency variable oscillating unit 18 is a signal having a conjugate relationship with the carrier component exp (j ( ⁇ Wt + ⁇ )) of the signal represented by the equation (1). exp ( ⁇ j ( ⁇ Wt + ⁇ )) (2) Is output as a reproduced carrier wave.
  • Complex multiplication as follows. That is, the multiplier 11 removes the frequency and phase shift of the input baseband signal BI / BQ, and outputs the demodulated signal IA / QA represented by the obtained equation (3).
  • the pilot signal extraction unit 12 extracts a pilot signal from the demodulated signal IA / QA and outputs the pilot signal to the error detection unit 14.
  • the error detector 14 detects and outputs the phase difference between the extracted pilot signal and the reference phase as a phase error EN of the pilot signal.
  • the error detecting unit 14 detects 0 as the phase error EN. Further, when the variable frequency oscillating unit 18 outputs a signal having a phase error between the signal of Expression (2), the error detecting unit 14 detects the phase error.
  • the limiting unit 15 corrects the phase error EN to a value equal to or smaller than the phase error EN corresponding to the phase error EN according to the pilot signal extracted by the pilot signal extraction unit 12, and outputs the corrected phase error EL.
  • the loop filter 16 smoothes the phase error EL output from the limiting unit 15, that is, removes the high frequency component of the phase error EL, and then outputs the output signal LA to the frequency variable oscillation unit 18 and the selection unit 40. Output as.
  • the variable frequency oscillating unit 18 generates an oscillation signal having a frequency corresponding to the output signal LA of the loop filter 16 and outputs the oscillation signal to the multiplier 11 as a regenerated carrier wave.
  • the characteristics of the pilot signal extraction unit 12, the error detection unit 14, and the loop filter 16 are set by the demodulation parameter PMA output from the selection unit 40.
  • phase control loop configured in this way constitutes a negative feedback loop
  • a carrier wave that is phase-synchronized with the received digital modulation signal is regenerated by the variable frequency oscillator 18.
  • the regenerated carrier wave has a conjugate relationship with the carrier wave component of the baseband signal input to the multiplier 11, and there is no frequency error and phase error between them, so that a correct demodulated signal can be obtained.
  • the carrier recovery unit 20 In addition to the fact that the characteristics of the pilot signal extraction unit 22, the error detection unit 24, and the loop filter 26 are set by the demodulation parameter PMB output from the selection unit 40, the carrier recovery unit 20 also uses the carrier recovery unit 10 It is configured in the same way. It is assumed that the carrier recovery unit 10 and the carrier recovery unit 20 are set to have different characteristics.
  • the selection unit 40 selects either the demodulated signal IA / QA output from the carrier recovery unit 10 or the demodulated signal IB / QB output from the carrier recovery unit 20 and outputs the selected signal to the clock recovery unit 62.
  • the selection unit 40 selects the demodulated signal obtained when the carrier recovery operation of the carrier recovery units 10 and 20 converges first.
  • the selection unit 40 also generates demodulation parameters PMA, PMB, and PM according to the phase noise of the loop filter output of the carrier recovery unit 10 or 20.
  • the clock recovery unit 62 performs timing synchronization processing
  • the roll-off filter 64 performs waveform shaping processing
  • the equalizer 66 performs waveform equalization processing
  • the error correction unit 68 performs demapping and error correction processing in order on the selected demodulated signal.
  • the error correction unit 68 outputs data after error correction.
  • the equalizer 66 includes, for example, a FIR (Finite Impulse Response) filter and an IIR (Infinite Impulse Response) filter. Is controlled in accordance with the demodulation parameter PM.
  • the processing by the clock recovery unit 62, the roll-off filter 64, and the equalizer 66 may be performed in an order other than the order shown here.
  • the demodulator of FIG. 1 has a field synchronization unit, which detects field synchronization from the demodulated signal selected by the selection unit 40 and selects the detection result as a selection unit. 40 is output.
  • FIG. 2 is a block diagram showing a configuration example of the loop filter 16 of FIG.
  • the loop filter 16 includes a direct system circuit 31, an integration system circuit 32, and an adder 33.
  • the direct system circuit 31 has an amplifier 34.
  • the integration system circuit 32 includes an amplifier 36, an adder 37, and a delay unit 38.
  • the adder 33 adds the output of the direct system circuit 31 and the output of the integration system circuit 32 and outputs the result as a control signal LA.
  • the amplifier 34 of the direct circuit 31 amplifies the phase error EL output from the limiting unit 15 with a gain ⁇ .
  • the frequency variable oscillator 18 advances (or delays) the phase of the output signal in proportion to the input control signal LA. Therefore, the direct circuit 31 functions to advance (or delay) the phase of the output signal of the variable frequency oscillator 18 linearly with respect to the phase error EL. That is, the direct system circuit 31 corrects the phase error in the carrier wave reproduction process.
  • the integration system circuit 32 the phase error EL inputted to the amplifier 36 is amplified with a gain ⁇ and outputted.
  • the adder 37 adds the output of the amplifier 36 and the output of the delay unit 38 and outputs the result.
  • the delay unit 38 delays the output of the adder 37 and outputs the delayed output to the adders 33 and 37.
  • a loop composed of the adder 37 and the delay unit 38 has an integration function. Therefore, the integration system circuit 32 functions to control the frequency of the output signal of the variable frequency oscillator 18 based on the phase error signal. That is, the integration system circuit 32 corrects the frequency error in the carrier wave reproduction process.
  • the gain ⁇ of the amplifier 34 and the gain ⁇ of the amplifier 36 are set by the demodulation parameter PMA.
  • the loop filter 26 is also configured in the same manner as the loop filter 16 except that the gains ⁇ and ⁇ of the amplifier are set by the demodulation parameter PMB. Note that only the gain ⁇ or only the gain ⁇ may be set by the demodulation parameter PMA or PMB.
  • FIG. 3 shows an example of the pilot signal amplitude PIA input to the limiting unit 15 in FIG. 1, and an example of the input phase error EN and the output phase error EL of the limiting unit 15 when such pilot signal amplitude PIA is input. It is a graph which shows.
  • the limiter 15 compares the pilot signal amplitude PIA (the component of the pilot signal extracted by the pilot signal extractor 12 with the component in phase with the reference phase (I-axis signal)) and a set threshold value (here, 100). To do. When the pilot signal amplitude PIA is smaller than the threshold value, the limiting unit 15 determines that the reliability of the phase error EN output from the error detection unit 14 is low, and sets the value of the phase error EN to one half of the value. Is corrected to the value of and output as a phase error EL. When the pilot signal amplitude PIA is equal to or larger than the threshold value, the limiting unit 15 determines that the phase error EN output from the error detection unit 14 is highly reliable, and outputs the phase error EN as it is as the phase error EL.
  • a set threshold value here, 100
  • the limiting unit 15 reduces the value of the phase error EN to a value corresponding to the value, so that the pilot signal is damaged or lost, and the pilot signal is lost. Even when the signal cannot be normally received, it is possible to suppress the degradation of the demodulation performance due to the residual phase error remaining in the negative feedback loop of the carrier recovery unit. Further, it is possible to prevent the follow-up performance with respect to the phase noise when the pilot signal can be received normally.
  • the limiting unit 15 may compare the pilot signal amplitude PIA with a plurality of threshold values. For example, when the pilot signal amplitude PIA is smaller than the threshold value TAA, the limiting unit 15 corrects the value of the phase error EN to a half value thereof, and the pilot signal amplitude PIA has a threshold value TAB (TAB). If it is smaller than (TAA), the value of the phase error EN may be modified to be a quarter value thereof.
  • TAA threshold value of the phase error EN
  • Threshold value may be a value other than the above. Further, when the pilot signal amplitude PIA is smaller than the threshold value, the limiter 15 may correct the value of the phase error EN to a value other than the half value. That is, the limiting unit 15 may correct the value of the phase error EN so that the absolute value thereof becomes smaller when the pilot signal amplitude PIA is smaller than the threshold value.
  • the limiting unit 15 can be easily realized by combining an amplifier and a selector, description of a specific configuration of the limiting unit 15 is omitted. In addition, you may make it abbreviate
  • FIG. 4 is a block diagram illustrating a configuration example of the selection unit 40 of FIG.
  • the selection unit 40 includes synchronization determination units 41 and 42, a determination unit 44, selectors 46, 48, and 56, a phase noise detection unit 52, a parameter setting unit 54, and an average unit 58.
  • the synchronization determination unit 41 determines that the operation of the carrier recovery unit 10 has converged when the fluctuation range of the control signal LA output from the carrier recovery unit 10 is equal to or less than the set threshold THA, and determines the determination result. Output.
  • the synchronization determination unit 42 determines that the operation of the carrier recovery unit 20 has converged when the fluctuation range of the control signal LB output from the carrier recovery unit 20 is equal to or less than the set threshold value THB, and determines the determination result. Output.
  • the determination unit 44 outputs a determination result so that the selector 46 selects, for example, the output signal of the carrier wave reproduction unit 10 in the initial state.
  • the determination unit 44 determines which of the carrier recovery units 10 and 20 has converged faster from the determination results of the synchronization determination units 41 and 42, and outputs the result.
  • the selector 46 selects the output signal (the demodulated signal IA / QA or the demodulated signal IB / QB) of the carrier recovery unit 10 and the carrier recovery unit 20 that converges faster according to the determination result by the determination unit 44. And output to the clock reproduction unit 62. After field synchronization is detected by the field synchronization unit, the determination unit 44 fixes its output.
  • the determination unit 44 preferentially selects the carrier recovery unit 10 that was selected in the initial state. That is, when the carrier recovery units 10 and 20 converge at the same time, the determination unit 44 outputs the determination result so that the selector 46 selects the demodulated signal IA / QA of the carrier recovery unit 10. . Even if it is determined that the operation of the carrier recovery unit 20 has converged first, the selector 46 selects the demodulated signal IA / QA of the carrier recovery unit 10 until a predetermined time passes thereafter. As described above, the determination unit 44 may output the determination result.
  • the carrier recovery unit 10 and the carrier recovery unit 20 set so as to have different characteristics from each other, and the demodulated signal output from the one that converges earlier is selected. Therefore, the time until the carrier recovery operation converges can be shortened, and the stable use of the demodulated signal can be started earlier.
  • the description has been given of the case where the carrier recovery device has two carrier recovery units it may be possible to select three or more carrier recovery units and select the demodulated signal of the carrier recovery unit with the fastest convergence. .
  • the selector 48 selects the loop filter output LA of the carrier recovery unit 10 or the loop filter output LB of the carrier recovery unit 20 according to the output of the determination unit 44, and outputs it to the phase noise detection unit 52.
  • the selector 48 selects the loop filter output LA or LB which is not selected by the selector 46 among the carrier recovery units 10 and 20. For example, when the selector 46 selects the output of the carrier recovery unit 10, the selector 48 selects the loop filter output LB of the carrier recovery unit 20.
  • the phase noise detection unit 52 calculates the phase noise amount from the loop filter output selected by the selector 48 and outputs it to the parameter setting unit 54.
  • the parameter setting unit 54 outputs predetermined parameters as demodulation parameters PMA, PMB, and PM in the initial state. After the field synchronization is detected, the parameter setting unit 54 obtains and outputs the demodulation parameters PMA, PMB, and PM according to the phase noise amount obtained by the phase noise detection unit 52.
  • the demodulation parameter PMA is used to set the band of the pilot extraction filter of the pilot signal extraction unit 12 and the gains ⁇ and ⁇ of the loop filter 16 in the carrier recovery unit 10.
  • the demodulation parameter PMB is used for setting the band of the pilot extraction filter of the pilot signal extraction unit 22 and the gain of the loop filter 26 in the carrier recovery unit 20.
  • the parameter setting unit 54 increases the demodulation parameter PMA or the parameter so that the greater the phase noise, the wider the band of the pilot extraction filter of the pilot signal extraction unit 12 or 22 or the gain of the loop filter 16 or 26 increases. PMB is generated. Further, the parameter setting unit 54 generates the demodulation parameter PM so that the larger the phase noise, the larger the loop filter gain of the clock recovery unit 62 and the larger the filter coefficient update step size of the equalizer 66.
  • the parameter setting unit 54 continues to update the demodulation parameter PMA or PMB and the demodulation parameter PM given to the carrier reproduction unit 10 or 20 selected by the selector 46 according to the determination result by the determination unit 44.
  • the demodulation parameter of the carrier recovery unit that generates the selected demodulation output is changed according to the detected phase noise, but the change does not affect the detection result of the phase noise by the other carrier recovery unit. .
  • the demodulation parameter can be kept at an appropriate value according to the condition of the transmission path while accurately detecting the phase noise, and the carrier wave reproduction operation can be continued accurately.
  • the equivalent may be performed instead of changing the gain of the loop filter in the carrier wave recovery units 10 and 20, the equivalent may be performed.
  • the amplitude of the baseband signal BI / BQ may be changed according to the demodulation parameter PMA (or PMB) and then given to the carrier recovery unit 10 (or 20).
  • the parameter setting unit 54 updates the demodulation parameters PMA or PMB given to the carrier reproduction units 10 and 20 that are not selected by the selector 46 so that the phase noise can be easily detected. You may make it perform.
  • the selector 56 selects the pilot signal amplitude (I-axis signal) PIA or PIB which is not selected by the selector 46 among the carrier recovery units 10 and 20. For example, when the selector 46 selects the output of the carrier recovery unit 10, the selector 56 selects the pilot signal amplitude PIB of the carrier recovery unit 20.
  • the averaging unit 58 performs an averaging process on the pilot signal amplitude selected by the selector 56 and outputs the obtained average value to the parameter setting unit 54.
  • the parameter setting unit 54 may obtain the demodulation parameters PMA, PMB, and PM according to the average value obtained by the averaging unit 58 instead of the phase noise amount obtained by the phase noise detection unit 52.
  • the parameter setting unit 54 increases the band of the pilot extraction filter of the pilot signal extraction unit 12 or 22 and increases the gain of the loop filter 16 or 26 as the obtained average value increases.
  • the demodulation parameter PMA or PMB is generated.
  • the parameter setting unit 54 generates the demodulation parameter PM so that the larger the obtained average value is, the larger the loop filter gain of the clock recovery unit 62 is and the smaller the filter coefficient update step size of the equalizer 66 is.
  • the parameter setting unit 54 may obtain the demodulation parameters PMA, PMB, and PM according to both the phase noise amount obtained by the phase noise detection unit 52 and the average value obtained by the averaging unit 58.
  • the parameter setting unit 54 also includes all of the band of the pilot extraction filter of the pilot signal extraction units 12 and 22, the gain of the loop filters 16 and 26, the loop filter gain of the clock recovery unit 62, and the filter coefficient update step size of the equalizer 66. Rather, the demodulation parameters PMA, PMB, or PM are set so that at least one of them has a value corresponding to the phase noise amount obtained by the phase noise detection unit 52 or the average value obtained by the averaging unit 58. It may be generated.
  • FIG. 5 is a block diagram showing a modification of the carrier wave reproducing device 10 of FIG.
  • the carrier wave reproducing device of FIG. 5 is different from the carrier wave reproducing device 10 of FIG. 1 in that a restriction unit 115 is provided instead of the restriction unit 15.
  • the limiting unit 115 is different from the limiting unit 15 in that it compares not the pilot signal amplitude PIA but the power of the pilot signal with the set threshold value. Limiting section 115 calculates the sum of the square of pilot signal amplitude PIA and the square of pilot signal amplitude PQA (the component of the pilot signal extracted by pilot signal extraction section 12 that is orthogonal to the reference phase (Q-axis signal)). And obtained as pilot signal power. In addition, the threshold and the magnification for correcting the phase error EN are set to appropriate values.
  • the restriction unit 115 is configured in the same manner as the restriction unit 15 in other points. Also in the carrier wave reproducing device 20 of FIG. 1, a limiting unit similar to the limiting unit 115 is used instead of the limiting unit 25.
  • the limiter 115 when the pilot signal is unstable, the phase error can be obtained with higher accuracy than when the pilot signal amplitude (I-axis signal) is used.
  • the follow-up performance of the apparatus can be improved.
  • even when the pilot signal is damaged or lost and the pilot signal cannot be normally received it is possible to suppress the degradation of the demodulation performance due to the residual phase error remaining in the negative feedback loop of the carrier recovery device.
  • FIG. 6 is a block diagram showing a configuration of a demodulator having a carrier recovery device according to the second embodiment of the present invention.
  • 6 includes a carrier recovery unit 10, a phase noise detection unit 52, a parameter setting unit 254, an averaging unit 58, a clock recovery unit 62, a roll-off filter 64, an equalizer 66, and an error correction unit. 68.
  • the carrier recovery unit 10, the phase noise detection unit 52, the parameter setting unit 254, and the averaging unit 58 constitute a carrier recovery device.
  • the same components as those described in the first embodiment are denoted by the same reference numerals, and description thereof is omitted.
  • the phase noise detection unit 52 calculates the phase noise amount from the loop filter output LA and outputs it to the parameter setting unit 254.
  • the averaging unit 58 performs an averaging process on the pilot signal amplitude PIA and outputs the obtained average value to the parameter setting unit 254. Similar to the parameter setting unit 54 of FIG. 4, the parameter setting unit 254 determines the demodulation parameters PMA and PM according to at least one of the phase noise amount obtained by the phase noise detection unit 52 and the average value obtained by the averaging unit 58. Ask for.
  • the carrier recovery device of FIG. 6 has only one carrier recovery unit, but since it has the limiting unit 15, even if the pilot signal is damaged or lost, the negative feedback loop of the carrier recovery unit It is possible to make it difficult for the demodulation performance to be lowered due to the residual phase error remaining therein. In addition, it is possible to prevent deterioration in the performance of tracking phase noise when the pilot signal can be normally received.
  • FIG. 7 is a block diagram showing a configuration of a demodulator having a carrier recovery device according to the third embodiment of the present invention.
  • the demodulator in FIG. 7 is configured to be able to receive not only a VSB modulated signal but also a QAM (Quadrature Amplitude Modulation) modulated signal.
  • QAM Quadrature Amplitude Modulation
  • the carrier wave recovery units 310 and 320 includes carrier wave recovery units 310 and 320, a selection unit 340, a clock recovery unit 362, a roll-off filter 364, an equalizer 366, and an error correction unit 368.
  • the carrier wave reproducing units 310 and 320 and the selection unit 340 constitute a carrier wave reproducing device.
  • the same components as those described in the first embodiment are denoted by the same reference numerals, and description thereof is omitted.
  • the carrier recovery unit 320 is different from the carrier recovery unit 20 of FIG. 1 in that it includes a QAM error detection unit 23 and a selector 27 instead of the restriction unit 25.
  • the QAM error detector 13 uses the demodulated signal IA / QA output from the multiplier 11 to detect and output the phase error of the received QAM modulated signal.
  • the selector 17 selects the phase error obtained by the QAM error detector 13 or the phase error obtained by the error detector 14 according to the VSB / QAM switching signal VQS, and outputs the selected phase error to the loop filter 16.
  • the QAM error detection unit 23 detects and outputs the phase error of the received VSB modulation signal using the demodulated signal IB / QB output from the multiplier 21.
  • the selector 27 selects the phase error obtained by the QAM error detector 23 or the phase error obtained by the error detector 24 in accordance with the VSB / QAM switching signal VQS, and outputs the selected phase error to the loop filter 26.
  • the clock recovery unit 362, the roll-off filter 364, the equalizer 366, and the error correction unit 368 are configured to be able to process the demodulated signal obtained from the QAM modulation signal, except that the clock recovery unit of FIG. 62, the roll-off filter 64, the equalizer 66, and the error correction unit 68.
  • both the VSB modulated signal and the QAM modulated signal can be received.
  • the size of a simple device can be suppressed.
  • the QAM error detectors 13 and 23 may detect the phase error using the output of the equalizer 366 instead of the demodulated signals IA / QA and IB / QB.
  • the characteristics of the loop filters 16 and 26 may be switched in accordance with the VSB / QAM switching signal VQS.
  • QAM error detection units 13 and 23 of the carrier wave recovery units 310 and 320 in FIG. 7 may be replaced with NTSC error detection units that detect errors in NTSC (National Television System Committee) signals.
  • NTSC National Television System Committee
  • the carrier recovery apparatus of FIG. 7 has two carrier recovery units for the purpose of improving reception performance. Such a configuration is desirable when receiving a VSB modulated signal used for terrestrial broadcasting, but when receiving a QAM modulated signal used for cable broadcasting, the state of the transmission path is good. Only one of them may be used. Therefore, when receiving a QAM modulated signal, each carrier recovery unit may receive signals having different frequencies.
  • the delay time of the delay wave is not as long as in the case of terrestrial broadcasting, and the number of taps of the filter included in the equalizer may be smaller than when receiving the VSB modulation signal. Therefore, each filter included in the equalizer is divided into two parts.
  • the two carrier recovery units respectively use the two parts obtained by dividing. Then, with a circuit of almost the same scale as the demodulator of FIG. 7, when receiving a VSB modulated signal, two carrier recovery units are used to receive one channel signal, and when receiving a QAM modulated signal, two channel signals are simultaneously received. Can be received.
  • the present invention is useful for a carrier recovery device, a demodulation device, and the like.

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Abstract

　搬送波再生動作が収束するまでの時間を短縮する。搬送波再生装置であって、ベースバンド信号と第１の搬送波とを乗算して第１の復調信号を求め、前記第１の復調信号からパイロット信号を抽出し、前記第１の復調信号から抽出されたパイロット信号の位相誤差に従って前記第１の搬送波を生成する第１の搬送波再生部と、前記ベースバンド信号と第２の搬送波とを乗算して第２の復調信号を求め、前記第２の復調信号からパイロット信号を抽出し、前記第２の復調信号から抽出されたパイロット信号の位相誤差に従って前記第２の搬送波を生成する第２の搬送波再生部と、前記第１又は第２の復調信号のうち、前記第１及び第２の搬送波再生部のうちの搬送波再生動作が先に収束した方で求められた復調信号を選択して出力する選択部とを有する。

Description

搬送波再生装置及び方法、並びに復調装置
　本明細書で開示される技術は、パイロット信号が含まれた変調信号を復調する場合に用いられる搬送波再生装置に関する。
　近年、映像のデジタル化が進み、衛星放送、ＣＡＴＶ、地上波放送のそれぞれにおいて、各国でデジタル放送が開始されている。その伝送方式としては、各伝送路の特徴に適した方式が選択されている。例えば、米国の地上波デジタル放送ではＶＳＢ（Vestigial-Sideband）変調方式が用いられている。このような放送で用いられるデジタル変調信号の復調システムについては、数々の文献で紹介されている（例えば、非特許文献１参照）。
　例えば、パイロット信号が含まれたＶＳＢ変調信号から搬送波再生を行う場合には、パイロット信号を抽出し、これと基準信号との差から周波数誤差及び位相誤差を求める。
多賀，石川，小松，「ＱＰＳＫ復調システムの一検討」，テレビジョン学会技術報告，１９９１年８月，第１５巻，第４６号，ＣＥ'９１－４２（図３）
　搬送波再生動作の収束までの時間を短くするには、搬送波再生に係る復調パラメータ、例えば、パイロット抽出フィルタの帯域や、ループフィルタゲイン等を最適化する必要があるが、様々な条件下での最適な値を得ることは難しい。また、搬送波再生動作を維持するためには、パイロット信号の位相雑音に応じて復調パラメータを変更する必要があるが、復調パラメータを変更すると位相雑音の検出に影響を与えてしまい、搬送波再生動作を正確に続けることが難しいという問題があった。
　また、反射波が存在する場合等、伝送路の状態によっては、パイロット信号が損傷又は消失することがある。このため、搬送波再生動作が収束するまでに時間がかかったり、復調性能が低下してしまうことがあった。
　本発明は、搬送波再生動作が収束するまでの時間を短縮すること、及び搬送波再生動作を正確に続けることを目的とする。
　また、本発明は、パイロット信号が正常に受信できる場合の位相雑音に対する追従性能を維持しながら、パイロット信号が正常に受信できない場合の復調性能の低下を抑えることを目的とする。
　本発明の実施形態による搬送波再生装置は、ベースバンド信号と第１の搬送波とを乗算して第１の復調信号を求め、前記第１の復調信号からパイロット信号を抽出し、前記第１の復調信号から抽出されたパイロット信号の位相誤差に従って前記第１の搬送波を生成する第１の搬送波再生部と、前記ベースバンド信号と第２の搬送波とを乗算して第２の復調信号を求め、前記第２の復調信号からパイロット信号を抽出し、前記第２の復調信号から抽出されたパイロット信号の位相誤差に従って前記第２の搬送波を生成する第２の搬送波再生部と、前記第１の復調信号から抽出されたパイロット信号の位相誤差及び前記第２の復調信号から抽出されたパイロット信号の位相誤差に従って、前記第１又は第２の復調信号のうち、前記第１及び第２の搬送波再生部のうちの搬送波再生動作が先に収束した方で求められた復調信号を選択して出力する選択部とを有する。
　これによると、第１の復調信号及び第２の復調信号のうち、搬送波再生動作が先に収束した搬送波再生部で求められた復調信号を選択するので、搬送波再生動作が収束するまでの時間を短縮することができる。
　本発明の実施形態による他の搬送波再生装置は、ベースバンド信号と搬送波とを乗算し、その結果を復調信号として出力する乗算部と、前記復調信号からパイロット信号を抽出するパイロット信号抽出部と、前記復調信号から抽出されたパイロット信号の位相誤差を検出する誤差検出部と、前記復調信号から抽出されたパイロット信号に従って、前記位相誤差を当該位相誤差以下にして出力する制限部と、前記制限部の出力を平滑化して出力するループフィルタと、前記ループフィルタの出力に応じた信号を生成して前記搬送波として出力する周波数可変発振部とを有する。
　本発明の実施形態による復調装置は、ベースバンド信号と第１の搬送波とを乗算して第１の復調信号を求め、前記第１の復調信号からパイロット信号を抽出し、前記第１の復調信号から抽出されたパイロット信号の位相誤差に従って前記第１の搬送波を生成する第１の搬送波再生部と、前記ベースバンド信号と第２の搬送波とを乗算して第２の復調信号を求め、前記第２の復調信号からパイロット信号を抽出し、前記第２の復調信号から抽出されたパイロット信号の位相誤差に従って前記第２の搬送波を生成する第２の搬送波再生部と、前記第１の復調信号から抽出されたパイロット信号の位相誤差及び前記第２の復調信号から抽出されたパイロット信号の位相誤差に従って、前記第１又は第２の復調信号のうち、前記第１及び第２の搬送波再生部のうちの搬送波再生動作が先に収束した方で求められた復調信号を選択して出力する選択部と、前記選択部で選択された復調信号を等化するイコライザとを有する。
　本発明の実施形態による他の復調装置は、ベースバンド信号と搬送波とを乗算し、その結果を復調信号として出力する乗算部と、前記復調信号からパイロット信号を抽出するパイロット信号抽出部と、前記復調信号から抽出されたパイロット信号の位相誤差を検出する誤差検出部と、前記復調信号から抽出されたパイロット信号に従って、前記位相誤差を当該位相誤差以下にして出力する制限部と、前記制限部の出力を平滑化して出力するループフィルタと、前記ループフィルタの出力に応じた信号を生成して前記搬送波として出力する周波数可変発振部と、前記復調信号を等化するイコライザとを有する。
　本発明の実施形態による搬送波再生方法は、ベースバンド信号と第１の搬送波とを乗算して第１の復調信号を求め、前記第１の復調信号からパイロット信号を抽出し、前記第１の復調信号から抽出されたパイロット信号の位相誤差に従って前記第１の搬送波を生成する第１の搬送波再生ステップと、前記ベースバンド信号と第２の搬送波とを乗算して第２の復調信号を求め、前記第２の復調信号からパイロット信号を抽出し、前記第２の復調信号から抽出されたパイロット信号の位相誤差に従って前記第２の搬送波を生成する第２の搬送波再生ステップと、前記第１の復調信号から抽出されたパイロット信号の位相誤差及び前記第２の復調信号から抽出されたパイロット信号の位相誤差に従って、前記第１又は第２の復調信号のうち、前記第１及び第２の搬送波再生ステップのうちの搬送波再生動作が先に収束した方で求められた復調信号を選択する選択ステップとを有する。
　本発明の実施形態による他の搬送波再生方法は、ベースバンド信号と搬送波とを乗算し、その結果を復調信号として出力する乗算ステップと、前記復調信号からパイロット信号を抽出するパイロット信号抽出ステップと、前記復調信号から抽出されたパイロット信号の位相誤差を検出する誤差検出ステップと、前記復調信号から抽出されたパイロット信号に従って、前記位相誤差を当該位相誤差以下にする制限ステップと、前記制限ステップで処理後の前記位相誤差を平滑化するループフィルタステップと、前記ループフィルタステップで平滑化された位相誤差に応じた信号を前記搬送波として生成する周波数可変発振ステップとを有する。
　本発明の実施形態によれば、搬送波再生部を複数有するので、搬送波再生動作が収束するまでの時間を短縮し、かつ、搬送波再生動作を正確に続けることが可能となる。また、パイロット信号が正常に受信できない場合には、そのパイロット信号についての位相誤差を重視しないので、復調性能の低下を抑えることができる。
図１は、本発明の第１の実施形態に係る搬送波再生装置を有する復調装置の構成を示すブロック図である。 図２は、図１のループフィルタの構成例を示すブロック図である。 図３は、図１の制限部に入力されるパイロット信号振幅ＰＩＡの例と、このようなパイロット信号振幅ＰＩＡが入力された場合における制限部の入力位相誤差ＥＮ及び出力位相誤差ＥＬの例とを示すグラフである。 図４は、図１の選択部の構成例を示すブロック図である。 図５は、図１の搬送波再生装置の変形例を示すブロック図である。 図６は、本発明の第２の実施形態に係る搬送波再生装置を有する復調装置の構成を示すブロック図である。 図７は、本発明の第３の実施形態に係る搬送波再生装置を有する復調装置の構成を示すブロック図である。
　以下、本発明の実施形態を、図面を参照しながら説明する。図面において下２桁が同じ参照番号で示された構成要素は、互いに対応しており、同一の又は類似の構成要素である。
　本明細書における各機能ブロックは、典型的にはハードウェアで実現され得る。例えば各機能ブロックは、ＩＣ（集積回路）の一部として半導体基板上に形成され得る。ここでＩＣは、ＬＳＩ（Large-Scale Integrated circuit）、ＡＳＩＣ（Application-Specific Integrated Circuit）、ゲートアレイ、ＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）などを含む。代替としては各機能ブロックの一部又は全ては、ソフトウェアで実現され得る。例えばそのような機能ブロックは、プロセッサ上で実行されるプログラムによって実現され得る。換言すれば、本明細書で説明される各機能ブロックは、ハードウェアで実現されてもよいし、ソフトウェアで実現されてもよいし、ハードウェアとソフトウェアとの任意の組合せで実現され得る。
　（第１の実施形態）
　図１は、本発明の第１の実施形態に係る搬送波再生装置を有する復調装置の構成を示すブロック図である。図１の復調装置は、搬送波再生部１０，２０と、選択部４０と、クロック再生部６２と、ロールオフフィルタ６４と、イコライザ６６と、誤り訂正部６８とを有している。搬送波再生部１０，２０及び選択部４０は、搬送波再生装置を構成している。
　搬送波再生部１０は、乗算器１１と、パイロット信号抽出部１２と、誤差検出部１４と、制限部１５と、ループフィルタ１６と、周波数可変発振部１８とを有している。搬送波再生部２０は、乗算器２１と、パイロット信号抽出部２２と、誤差検出部２４と、制限部２５と、ループフィルタ２６と、周波数可変発振部２８とを有している。
　ＡＴＳＣ（Advanced Television Systems Committee）規格に準拠した信号が受信され、直交検波されて得られたベースバンド信号ＢＩ／ＢＱが、図１の搬送波再生部１０，２０に入力されているとする。受信された信号は、ＶＳＢ変調方式により変調されており、パイロット信号を含んでいる。ベースバンド信号ＢＩ／ＢＱは複素信号であって、同相信号ＢＩと直交信号ＢＱとを含んでいる。
　搬送波再生部１０について説明する。搬送波再生部１０の前段で直交検波される際に、直交検波するために用いられる搬送波が必ずしも常に正確な周波数と正確な位相とを有しているとは限らない。このため、同相信号ＢＩ及び直交信号ＢＱには、周波数及び位相のずれが残留する。
　図１の搬送波再生部１０，２０に入力されるベースバンド信号ＢＩ／ＢＱは、同相信号（Ｉ信号）をＳｉ、直交信号（Ｑ信号）をＳｑで表すと、次式（１）、すなわち、
　（Ｓｉ＋ｊＳｑ）・ｅｘｐ（ｊ（ΔＷｔ＋Δθ））　…（１）
　　ΔＷ：周波数ずれ
　　Δθ：位相ずれ
で表現することができる。
　周波数可変発振部１８は、式（１）で示される信号の搬送波成分ｅｘｐ（ｊ(ΔＷｔ＋Δθ)）と共役関係の信号、
　ｅｘｐ（－ｊ(ΔＷｔ＋Δθ)）　…（２）
を再生された搬送波として出力しているとする。
　乗算器１１は、周波数可変発振部１８の出力と入力されたベースバンド信号ＢＩ／ＢＱとを、次式（３）、すなわち、
　（Ｓｉ＋ｊＳｑ）・ｅｘｐ（ｊ（ΔＷｔ＋Δθ））・ｅｘｐ（－ｊ（ΔＷｔ＋Δθ））
＝（Ｓｉ＋ｊＳｑ）　…（３）
のように複素乗算する。つまり、乗算器１１は、入力されたベースバンド信号ＢＩ／ＢＱの周波数及び位相のずれを除去して、得られた式（３）で表される復調信号ＩＡ／ＱＡを出力する。
　パイロット信号抽出部１２は、復調信号ＩＡ／ＱＡからパイロット信号を抽出し、誤差検出部１４に出力する。誤差検出部１４は、抽出されたパイロット信号と基準位相との間の位相差を、このパイロット信号の位相誤差ＥＮとして検出し、出力する。周波数可変発振部１８が式（２）の信号を出力しているとき、誤差検出部１４は位相誤差ＥＮとして０を検出する。また、周波数可変発振部１８が式（２）の信号との間に位相誤差が存在する信号を出力しているとき、誤差検出部１４はその位相誤差を検出する。
　制限部１５は、パイロット信号抽出部１２で抽出されたパイロット信号に従って、位相誤差ＥＮを、位相誤差ＥＮに応じた位相誤差ＥＮ以下の値に修正して、修正後の位相誤差ＥＬを出力する。ループフィルタ１６は、制限部１５から出力された位相誤差ＥＬを平滑化して、すなわち、位相誤差ＥＬを、その高周波数成分を除去してから、周波数可変発振部１８及び選択部４０に出力信号ＬＡとして出力する。周波数可変発振部１８は、ループフィルタ１６の出力信号ＬＡに応じた周波数の発振信号を生成し、再生された搬送波として乗算器１１に出力する。
　以上のパイロット信号抽出部１２、誤差検出部１４、及びループフィルタ１６のそれぞれの特性は、選択部４０から出力された復調パラメータＰＭＡによって設定されている。
　このように構成された位相制御ループは、負帰還ループを構成しているので、受信されたディジタル変調信号に位相同期した搬送波が、周波数可変発振部１８で再生される。再生された搬送波は、乗算器１１に入力されるベースバンド信号の搬送波成分と共役関係にあり、両者の間には周波数誤差及び位相誤差がないので、正しい復調信号を得ることが可能となる。
　パイロット信号抽出部２２、誤差検出部２４、及びループフィルタ２６のそれぞれの特性が、選択部４０から出力された復調パラメータＰＭＢによって設定されている点の他は、搬送波再生部２０も搬送波再生部１０と同様に構成されている。搬送波再生部１０と搬送波再生部２０とは、互いに異なる特性を有するように設定されているとする。
　選択部４０は、搬送波再生部１０から出力された復調信号ＩＡ／ＱＡ及び搬送波再生部２０から出力された復調信号ＩＢ／ＱＢのいずれか一方を選択して、クロック再生部６２に出力する。ここで、選択部４０は、搬送波再生部１０，２０のうちの搬送波再生動作が先に収束した方で求められた復調信号を選択する。また、選択部４０は、搬送波再生部１０又は２０のループフィルタ出力の位相雑音に従って、復調パラメータＰＭＡ，ＰＭＢ，ＰＭを生成する。
　クロック再生部６２はタイミング同期処理、ロールオフフィルタ６４は波形整形処理、イコライザ６６は波形等化処理、誤り訂正部６８はデマップ及び誤り訂正処理を、選択された復調信号に対して順に行う。誤り訂正部６８は、誤り訂正後のデータを出力する。イコライザ６６は、例えばＦＩＲ（Finite Impulse Response）フィルタ及びＩＩＲ（Infinite Impulse Response）フィルタを有しており、クロック再生部６２のループフィルタゲイン及びイコライザ６６のフィルタ係数更新ステップサイズは、選択部４０から出力される復調パラメータＰＭに従って制御される。クロック再生部６２、ロールオフフィルタ６４、及びイコライザ６６による処理は、ここで示した順序以外の順序で行ってもよい。
　また、特に図示していないが、図１の復調装置はフィールド同期部を有しており、フィールド同期部は、選択部４０で選択された復調信号からフィールド同期を検出し、検出結果を選択部４０に出力している。
　図２は、図１のループフィルタ１６の構成例を示すブロック図である。ループフィルタ１６は、直接系回路３１と、積分系回路３２と、加算器３３とを有している。直接系回路３１は、増幅器３４を有している。積分系回路３２は、増幅器３６と、加算器３７と、遅延部３８とを有している。加算器３３は、直接系回路３１の出力と、積分系回路３２の出力とを加算して、その結果を制御信号ＬＡとして出力する。
　直接系回路３１の増幅器３４は、制限部１５から出力された位相誤差ＥＬをゲインαで増幅する。ところで、周波数可変発振部１８は、入力される制御信号ＬＡに比例して、出力する信号の位相を進ませる（又は遅らせる）。従って、直接系回路３１は、周波数可変発振部１８の出力信号の位相を位相誤差ＥＬに対してリニアに進ませる（又は遅らせる）働きをする。すなわち、直接系回路３１は、搬送波再生処理において位相誤差の補正を行う。
　一方、積分系回路３２では、増幅器３６が入力された位相誤差ＥＬをゲインβで増幅し、出力する。加算器３７は、増幅器３６の出力と遅延部３８の出力とを加算し、その結果を出力する。遅延部３８は、加算器３７の出力を遅延させて加算器３３，３７に出力する。加算器３７と遅延部３８とで構成されるループは、積分機能を持つ。従って、積分系回路３２は、位相誤差信号に基づいて周波数可変発振部１８の出力信号の周波数を制御する働きをする。すなわち、積分系回路３２は、搬送波再生処理において周波数誤差の補正を行う。
　増幅器３４のゲインα、及び増幅器３６のゲインβは、復調パラメータＰＭＡによって設定されている。また、ループフィルタ２６も、増幅器のゲインα、βが復調パラメータＰＭＢによって設定されている点の他は、ループフィルタ１６と同様に構成されている。なお、ゲインαのみ、又はゲインβのみが、復調パラメータＰＭＡ又はＰＭＢによって設定されるようにしてもよい。
　図３は、図１の制限部１５に入力されるパイロット信号振幅ＰＩＡの例と、このようなパイロット信号振幅ＰＩＡが入力された場合における制限部１５の入力位相誤差ＥＮ及び出力位相誤差ＥＬの例とを示すグラフである。
　制限部１５は、パイロット信号振幅ＰＩＡ（パイロット信号抽出部１２で抽出されたパイロット信号の、基準位相と同相の成分（Ｉ軸信号））と設定された閾値（ここでは１００とする）とを比較する。パイロット信号振幅ＰＩＡの方が閾値より小さい場合には、制限部１５は、誤差検出部１４から出力される位相誤差ＥＮの信頼性が低いと判断し、位相誤差ＥＮの値をその２分の１の値に修正して、位相誤差ＥＬとして出力する。パイロット信号振幅ＰＩＡが閾値以上である場合には、制限部１５は、誤差検出部１４から出力される位相誤差ＥＮの信頼性が高いと判断し、位相誤差ＥＮをそのまま位相誤差ＥＬとして出力する。
　このように、パイロット信号振幅ＰＩＡの方が閾値より小さい場合には、制限部１５が、位相誤差ＥＮの値を、その値に応じた値に減少させるので、パイロット信号が損傷又は消失し、パイロット信号が正常に受信できない場合であっても、搬送波再生部の負帰還ループ内に残留位相誤差が残ることによる復調性能の低下を抑えることができる。また、パイロット信号が正常に受信できる場合における位相雑音に対する追従性能を低下させないようにすることができる。
　制限部１５は、パイロット信号振幅ＰＩＡと複数の閾値とを比較するようにしてもよい。例えば、制限部１５は、パイロット信号振幅ＰＩＡの方が閾値ＴＡＡより小さい場合には、位相誤差ＥＮの値をその２分の１の値に修正し、パイロット信号振幅ＰＩＡの方が閾値ＴＡＢ（ＴＡＢ＜ＴＡＡとする）より小さい場合には、位相誤差ＥＮの値をその４分の１の値になるように修正してもよい。
　閾値は上記以外の値であってもよい。また、パイロット信号振幅ＰＩＡの方が閾値より小さい場合に、制限部１５は、位相誤差ＥＮの値をその２分の１の値以外に修正してもよい。すなわち、制限部１５は、パイロット信号振幅ＰＩＡの方が閾値より小さい場合に、位相誤差ＥＮの値をその絶対値が小さくなるように修正すればよい。
　制限部１５は、アンプ及びセレクタを組み合わせることにより容易に実現することができるので、制限部１５の具体的な構成については説明を省略する。なお、図１の制限部１５，２５を省略するようにしてもよい。
　図４は、図１の選択部４０の構成例を示すブロック図である。選択部４０は、同期判定部４１，４２と、判定部４４と、セレクタ４６，４８，５６と、位相雑音検出部５２と、パラメータ設定部５４と、平均部５８とを有している。
　同期判定部４１は、搬送波再生部１０から出力される制御信号ＬＡの変動の幅が、設定された閾値ＴＨＡ以下である場合に、搬送波再生部１０の動作が収束したと判定し、判定結果を出力する。同期判定部４２は、搬送波再生部２０から出力される制御信号ＬＢの変動の幅が、設定された閾値ＴＨＢ以下である場合に、搬送波再生部２０の動作が収束したと判定し、判定結果を出力する。
　判定部４４は、初期状態において、セレクタ４６が例えば搬送波再生部１０の出力信号を選択するように、判定結果を出力している。判定部４４は、同期判定部４１，４２の判定結果から、搬送波再生部１０，２０のいずれの収束が早かったかを判定し、その結果を出力する。セレクタ４６は、判定部４４による判定結果に従って、搬送波再生部１０と搬送波再生部２０とのうち、収束が早かった方の出力信号（復調信号ＩＡ/ＱＡ又は復調信号ＩＢ/ＱＢ）を選択して、クロック再生部６２に出力する。フィールド同期部によってフィールド同期が検出された後、判定部４４は、その出力を固定する。
　ただし、判定部４４は、初期状態において選択されていた搬送波再生部１０が優先的に選択されるようにする。すなわち、搬送波再生部１０及び２０が収束したのが同時であった場合には、判定部４４は、セレクタ４６が搬送波再生部１０の復調信号ＩＡ/ＱＡを選択するように、判定結果を出力する。また、搬送波再生部２０の動作の方が先に収束したと判定された場合であっても、その後所定の時間が経過するまではセレクタ４６が搬送波再生部１０の復調信号ＩＡ/ＱＡを選択するように、判定部４４が判定結果を出力してもよい。
　このように、図１の搬送波再生装置は、互いに異なる特性を有するように設定された搬送波再生部１０及び搬送波再生部２０を有し、これらのうち収束が早かった方から出力される復調信号を選択するので、搬送波再生動作が収束するまでの時間を短縮し、安定した復調信号の利用をより早く開始することができる。なお、搬送波再生装置が２つの搬送波再生部を有する場合について説明したが、３つ以上の搬送波再生部を有するようにし、最も収束が早かった搬送波再生部の復調信号を選択するようにしてもよい。
　セレクタ４８は、搬送波再生部１０のループフィルタ出力ＬＡ、又は搬送波再生部２０のループフィルタ出力ＬＢを、判定部４４の出力に従って選択し、位相雑音検出部５２に出力する。ここで、セレクタ４８は、搬送波再生部１０，２０のうち、セレクタ４６で選択されなかった方のループフィルタ出力ＬＡ又はＬＢを選択する。例えば、セレクタ４６が搬送波再生部１０の出力を選択した場合には、セレクタ４８は、搬送波再生部２０のループフィルタ出力ＬＢを選択する。
　位相雑音検出部５２は、セレクタ４８によって選択されたループフィルタ出力から位相雑音量を算出し、パラメータ設定部５４に出力する。パラメータ設定部５４は、初期状態において、復調パラメータＰＭＡ，ＰＭＢ，ＰＭとして所定のパラメータを出力している。フィールド同期が検出された後、パラメータ設定部５４は、位相雑音検出部５２で求められた位相雑音量に従って復調パラメータＰＭＡ，ＰＭＢ，ＰＭを求めて出力する。
　復調パラメータＰＭＡは、搬送波再生部１０におけるパイロット信号抽出部１２のパイロット抽出フィルタの帯域、及びループフィルタ１６のゲインα，βの設定に用いられる。復調パラメータＰＭＢは、搬送波再生部２０におけるパイロット信号抽出部２２のパイロット抽出フィルタの帯域、及びループフィルタ２６のゲインの設定に用いられる。
　パラメータ設定部５４は、位相雑音が大きいほど、パイロット信号抽出部１２又は２２のパイロット抽出フィルタの帯域が広くなるように、若しくは、ループフィルタ１６又は２６のゲインが大きくなるように、復調パラメータＰＭＡ又はＰＭＢを生成する。更に、パラメータ設定部５４は、位相雑音が大きいほど、クロック再生部６２のループフィルタゲインが大きくなり、イコライザ６６のフィルタ係数更新ステップサイズが大きくなるように、復調パラメータＰＭを生成する。
　これにより、位相雑音が大きい場合における搬送波再生装置の追従性能を向上させることができる。また、位相雑音が小さい場合には、パイロット信号抽出部１２又は２２のパイロット抽出フィルタの帯域が狭くなり、クロック再生部６２のループフィルタゲイン及びループフィルタ１６又は２６のゲインが小さくなり、イコライザ６６のフィルタ係数更新ステップサイズが小さくなる。このため、搬送波再生装置の負帰還ループ内に残留位相誤差が残ることによる復調性能の低下を抑えることができる。なお、クロック再生部６２及びイコライザ６６のうち、一方の特性のみを復調パラメータＰＭによって制御するようにしてもよい。
　パラメータ設定部５４は、判定部４４による判定結果に従って、搬送波再生部１０及び２０のうちセレクタ４６によって選択された方に与えられる復調パラメータＰＭＡ又はＰＭＢ、及び復調パラメータＰＭに対して更新を続ける。
　このように、図１の搬送波再生装置は、セレクタ４６により選択された搬送波再生部の出力をクロック再生部６２への復調出力として用い、セレクタ４６により選択されなかった搬送波再生部のループフィルタ出力を位相雑音検出のために用いている。つまり、選択された復調出力を生成する搬送波再生部の復調パラメータが、検出された位相雑音に従って変更されるが、その変更はもう一方の搬送波再生部による位相雑音の検出結果には影響を与えない。このため、位相雑音検出を正確に行いながら、復調パラメータを伝送路の状況に応じた適切な値に保つことができ、搬送波再生動作を正確に続けることができる。
　なお、搬送波再生部１０，２０におけるループフィルタのゲインを変更する代わりに、これに相当することを行ってもよい。例えば、ベースバンド信号ＢＩ／ＢＱの振幅を復調パラメータＰＭＡ（又はＰＭＢ）に従って変更させてから搬送波再生部１０（又は２０）に与えるようにしてもよい。
　また、パラメータ設定部５４は、搬送波再生部１０及び２０のうちセレクタ４６によって選択されなかった方に与えられる復調パラメータＰＭＡ又はＰＭＢに対しても、位相雑音の検出がしやすくなるように、更新を行うようにしてもよい。
　セレクタ５６は、搬送波再生部１０，２０のうち、セレクタ４６で選択されなかった方のパイロット信号振幅（Ｉ軸信号）ＰＩＡ又はＰＩＢを選択する。例えば、セレクタ４６が搬送波再生部１０の出力を選択した場合には、セレクタ５６は、搬送波再生部２０のパイロット信号振幅ＰＩＢを選択する。平均部５８は、セレクタ５６で選択されたパイロット信号振幅に平均化処理を行い、得られた平均値をパラメータ設定部５４に出力する。
　パラメータ設定部５４は、位相雑音検出部５２で求められた位相雑音量に代えて、平均部５８で求められた平均値に従って、復調パラメータＰＭＡ，ＰＭＢ，ＰＭを求めるようにしてもよい。この場合、パラメータ設定部５４は、求められた平均値が大きいほど、パイロット信号抽出部１２又は２２のパイロット抽出フィルタの帯域が広くなるように、また、ループフィルタ１６又は２６のゲインが大きくなるように、復調パラメータＰＭＡ又はＰＭＢを生成する。更に、パラメータ設定部５４は、求められた平均値が大きいほど、クロック再生部６２のループフィルタゲインが大きくなり、イコライザ６６のフィルタ係数更新ステップサイズが小さくなるように、復調パラメータＰＭを生成する。
　これにより、パイロット信号振幅が大きい場合における搬送波再生装置の追従性能を向上させることができる。また、パイロット信号振幅が小さい場合（すなわち、パイロット信号が損傷又は消失し、パイロット信号が正常に受信できない場合）には、パイロット信号抽出部１２又は２２のパイロット抽出フィルタの帯域が狭くなり、クロック再生部６２のループフィルタゲイン及びループフィルタ１６又は２６のゲインが小さくなり、イコライザ６６のフィルタ係数更新ステップサイズが大きくなる。このため、搬送波再生装置の負帰還ループ内に残留位相誤差が残ることによる復調性能の低下を抑えることができる。
　なお、パラメータ設定部５４は、位相雑音検出部５２で求められた位相雑音量、及び平均部５８で求められた平均値の両方に従って、復調パラメータＰＭＡ，ＰＭＢ及びＰＭを求めるようにしてもよい。
　また、パラメータ設定部５４は、パイロット信号抽出部１２及び２２のパイロット抽出フィルタの帯域、ループフィルタ１６及び２６のゲイン、クロック再生部６２のループフィルタゲイン、並びにイコライザ６６のフィルタ係数更新ステップサイズの全てではなく、これらのうちの少なくとも１つが、位相雑音検出部５２で求められた位相雑音量又は平均部５８で求められた平均値に応じた値になるように、復調パラメータＰＭＡ，ＰＭＢ又はＰＭを生成してもよい。
　図５は、図１の搬送波再生装置１０の変形例を示すブロック図である。図５の搬送波再生装置は、制限部１５に代えて制限部１１５を有する点が、図１の搬送波再生装置１０とは異なっている。
　制限部１１５は、パイロット信号振幅ＰＩＡではなく、パイロット信号の電力と、設定された閾値とを比較する点が、制限部１５とは異なっている。制限部１１５は、パイロット信号振幅ＰＩＡの２乗とパイロット信号振幅ＰＱＡ（パイロット信号抽出部１２で抽出されたパイロット信号の、基準位相と直交する成分（Ｑ軸信号））の２乗との和を、パイロット信号の電力として求める。また、閾値や、位相誤差ＥＮを修正する際の倍率を適切な値とする。制限部１１５は、その他の点は、制限部１５と同様に構成されている。図１の搬送波再生装置２０においても、制限部２５に代えて制限部１１５と同様の制限部を用いるようにする。
　制限部１１５を用いると、パイロット信号が不安定な状態であるときには、パイロット信号振幅（Ｉ軸信号）を用いる場合よりも精度よく位相誤差を求めることができるので、位相雑音が大きい場合における搬送波再生装置の追従性能を向上させることができる。また、パイロット信号が損傷又は消失し、パイロット信号が正常に受信できない場合においても、搬送波再生装置の負帰還ループ内に残留位相誤差が残ることによる復調性能の低下を抑えることができる。
　（第２の実施形態）
　図６は、本発明の第２の実施形態に係る搬送波再生装置を有する復調装置の構成を示すブロック図である。図６の復調装置は、搬送波再生部１０と、位相雑音検出部５２と、パラメータ設定部２５４と、平均部５８と、クロック再生部６２と、ロールオフフィルタ６４と、イコライザ６６と、誤り訂正部６８とを有している。搬送波再生部１０、位相雑音検出部５２、パラメータ設定部２５４、及び平均部５８は、搬送波再生装置を構成している。第１の実施形態において説明したものと同一の構成要素には同一の参照番号を付して、それらの説明を省略する。
　位相雑音検出部５２は、ループフィルタ出力ＬＡから位相雑音量を算出し、パラメータ設定部２５４に出力する。平均部５８は、パイロット信号振幅ＰＩＡに平均化処理を行い、得られた平均値をパラメータ設定部２５４に出力する。パラメータ設定部２５４は、図４のパラメータ設定部５４と同様に、位相雑音検出部５２で求められた位相雑音量、及び平均部５８で求められた平均値の少なくとも一方に従って、復調パラメータＰＭＡ，ＰＭを求める。
　図６の搬送波再生装置は、１つの搬送波再生部しか有していないが、制限部１５を有しているので、パイロット信号が損傷又は消失した場合であっても、搬送波再生部の負帰還ループ内に残留位相誤差が残ることによる復調性能の低下が起こりにくいようにすることができる。また、パイロット信号が正常に受信できる場合における位相雑音への追従性能を低下させないようにすることができる。
　（第３の実施形態）
　図７は、本発明の第３の実施形態に係る搬送波再生装置を有する復調装置の構成を示すブロック図である。図７の復調装置は、ＶＳＢ変調信号だけではなく、ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）変調信号の受信も可能なように構成されている。
　図７の復調装置は、搬送波再生部３１０，３２０と、選択部３４０と、クロック再生部３６２と、ロールオフフィルタ３６４と、イコライザ３６６と、誤り訂正部３６８とを有している。搬送波再生部３１０，３２０、及び選択部３４０は、搬送波再生装置を構成している。第１の実施形態において説明したものと同一の構成要素には同一の参照番号を付して、それらの説明を省略する。
　図７の搬送波再生部３１０は、制限部１５に代えて、ＱＡＭ誤差検出部１３と、セレクタ１７とを有している点が、図１の搬送波再生部１０とは異なっている。搬送波再生部３２０は、制限部２５に代えて、ＱＡＭ誤差検出部２３と、セレクタ２７とを有している点が、図１の搬送波再生部２０とは異なっている。
　ＱＡＭ誤差検出部１３は、乗算器１１から出力された復調信号ＩＡ／ＱＡを用いて、受信したＱＡＭ変調信号の位相誤差を検出し、出力する。セレクタ１７は、ＶＳＢ／ＱＡＭ切り替え信号ＶＱＳに従って、ＱＡＭ誤差検出部１３で求められた位相誤差、又は誤差検出部１４で求められた位相誤差を選択し、ループフィルタ１６に出力する。
　ＱＡＭ誤差検出部２３は、乗算器２１から出力された復調信号ＩＢ／ＱＢを用いて、受信したＶＳＢ変調信号の位相誤差を検出し、出力する。セレクタ２７は、ＶＳＢ／ＱＡＭ切り替え信号ＶＱＳに従って、ＱＡＭ誤差検出部２３で求められた位相誤差、又は誤差検出部２４で求められた位相誤差を選択し、ループフィルタ２６に出力する。
　クロック再生部３６２、ロールオフフィルタ３６４、イコライザ３６６、及び誤り訂正部３６８は、ＱＡＭ変調信号から求められた復調信号をも処理できるように構成されている点の他は、図１のクロック再生部６２、ロールオフフィルタ６４、イコライザ６６、及び誤り訂正部６８と同様である。
　図７の搬送波再生装置によると、ＱＡＭ変調信号の受信時にも、ＶＳＢ変調信号の受信時に用いられる構成要素の大部分を用いることができるので、ＶＳＢ変調信号及びＱＡＭ変調信号のいずれをも受信可能な装置の規模を抑えることができる。
　なお、ＱＡＭ誤差検出部１３，２３は、復調信号ＩＡ／ＱＡ，ＩＢ／ＱＢに代えて、イコライザ３６６の出力を用いて位相誤差を検出するようにしてもよい。
　また、ＶＳＢ／ＱＡＭ切り替え信号ＶＱＳに従って、ループフィルタ１６，２６の特性を切り替えるようにしてもよい。
　また、図７の搬送波再生部３１０，３２０のＱＡＭ誤差検出部１３，２３を、いずれも、ＮＴＳＣ（National Television System Committee）信号の誤差を検出するＮＴＳＣ誤差検出部に置き換えるようにしてもよい。
　このように、図７の搬送波再生装置は、受信性能の向上を目的として２つの搬送波再生部を有している。地上波放送に用いられるＶＳＢ変調信号を受信する場合には、このような構成が望ましいが、ケーブル放送に用いられるＱＡＭ変調信号を受信する場合には、伝送路の状態がよいので、搬送波再生部を１つのみ用いるようにしてもよい。そこで、ＱＡＭ変調信号を受信する場合には、各搬送波再生部が互いに異なる周波数の信号を受信するようにしてもよい。
　この場合、遅延波の遅延時間が地上波放送の場合ほど長くなく、イコライザが有するフィルタのタップ数がＶＳＢ変調信号受信時より少なくてもよいので、イコライザが有する各フィルタを２分割し、各フィルタについて、分割して得られた２つの部分を２つの搬送波再生部がそれぞれ用いるようにする。すると、図７の復調装置とほぼ同様の規模の回路で、ＶＳＢ変調信号受信時には２つの搬送波再生部を用いて１つのチャネルの信号を受信し、ＱＡＭ変調信号受信時には２つのチャネルの信号を同時に受信することができる。
　本発明の多くの特徴及び優位性は、記載された説明から明らかであり、よって添付の特許請求の範囲によって、本発明のそのような特徴及び優位性の全てをカバーすることが意図される。更に、多くの変更及び改変が当業者には容易に可能であるので、本発明は、図示され記載されたものと全く同じ構成及び動作に限定されるべきではない。したがって、全ての適切な改変物及び等価物は本発明の範囲に入るものとされる。
　以上説明したように、本発明の実施形態によると、搬送波再生動作が収束するまでの時間を短縮することができるので、本発明は、搬送波再生装置及び復調装置等について有用である。
１０，２０，３１０，３２０　搬送波再生部
１１，２１　乗算器
１２，２２　パイロット信号抽出部
１３，２３　ＱＡＭ誤差検出部
１４，２４　誤差検出部
１５，２５，１１５　制限部
１６，２６　ループフィルタ
１８，２８　周波数可変発振部
４０　選択部
５２　位相雑音検出部
５４，２５４　パラメータ設定部
５８　平均部
６２　クロック再生部
６４　ロールオフフィルタ
６６　イコライザ
６８　誤り訂正部

Claims (24)

  1. 　ベースバンド信号と第１の搬送波とを乗算して第１の復調信号を求め、前記第１の復調信号からパイロット信号を抽出し、前記第１の復調信号から抽出されたパイロット信号の位相誤差に従って前記第１の搬送波を生成する第１の搬送波再生部と、
    　前記ベースバンド信号と第２の搬送波とを乗算して第２の復調信号を求め、前記第２の復調信号からパイロット信号を抽出し、前記第２の復調信号から抽出されたパイロット信号の位相誤差に従って前記第２の搬送波を生成する第２の搬送波再生部と、
    　前記第１の復調信号から抽出されたパイロット信号の位相誤差及び前記第２の復調信号から抽出されたパイロット信号の位相誤差に従って、前記第１又は第２の復調信号のうち、前記第１及び第２の搬送波再生部のうちの搬送波再生動作が先に収束した方で求められた復調信号を選択して出力する選択部とを備える
    搬送波再生装置。
  2. 　請求項１に記載の搬送波再生装置において、
    　前記第１の搬送波再生部は、
    　前記ベースバンド信号と前記第１の搬送波とを乗算し、その結果を前記第１の復調信号として出力する第１の乗算部と、
    　前記第１の復調信号からパイロット信号を抽出する第１のパイロット信号抽出部と、
    　前記第１の復調信号から抽出されたパイロット信号の第１の位相誤差を検出する第１の誤差検出部と、
    　前記第１の位相誤差を入力とし、これを平滑化して出力する第１のループフィルタと、
    　前記第１のループフィルタの出力に応じた信号を生成して前記第１の搬送波として出力する第１の周波数可変発振部とを有し、
    　前記第２の搬送波再生部は、
    　前記ベースバンド信号と前記第２の搬送波とを乗算し、その結果を前記第２の復調信号として出力する第２の乗算部と、
    　前記第２の復調信号からパイロット信号を抽出する第２のパイロット信号抽出部と、
    　前記第２の復調信号から抽出されたパイロット信号の第２の位相誤差を検出する第２の誤差検出部と、
    　前記第２の位相誤差を入力とし、これを平滑化して出力する第２のループフィルタと、
    　前記第２のループフィルタの出力に応じた信号を生成して前記第２の搬送波として出力する第２の周波数可変発振部とを有する
    ことを特徴とする搬送波再生装置。
  3. 　請求項２に記載の搬送波再生装置において、
    　前記選択部は、
    　前記第１のループフィルタの出力の値の変動の幅が、前記第２のループフィルタの出力の値の変動の幅より早く所定値以内に収まった場合には、前記第１の復調信号を選択し、その他の場合には前記第２の復調信号を選択する
    ことを特徴とする搬送波再生装置。
  4. 　請求項２に記載の搬送波再生装置において、
    　前記選択部は、
    　前記第１及び第２の復調信号のうち、選択されなかった復調信号の位相雑音量を求める位相雑音検出部と、
    　前記第１の復調信号が選択された場合には前記第１の搬送波を生成するためのパラメータを前記第１の搬送波再生部に、前記第２の復調信号が選択された場合には前記第２の搬送波を生成するためのパラメータを前記第２の搬送波再生部に、前記位相雑音検出部で求められた位相雑音量に従って設定するパラメータ設定部とを有する
    ことを特徴とする搬送波再生装置。
  5. 　請求項２に記載の搬送波再生装置において、
    　前記第１の搬送波再生部は、
    　前記第１の復調信号から抽出されたパイロット信号に従って、前記第１の位相誤差を当該第１の位相誤差以下にして、前記第１のループフィルタの入力とする第１の制限部を更に有し、
    　前記第２の搬送波再生部は、
    　前記第２の復調信号から抽出されたパイロット信号に従って、前記第２の位相誤差を当該第２の位相誤差以下にして、前記第２のループフィルタの入力とする第２の制限部を更に有する
    ことを特徴とする搬送波再生装置。
  6. 　請求項５に記載の搬送波再生装置において、
    　前記第１の制限部は、
    　前記第１の復調信号から抽出されたパイロット信号の振幅が第１の所定値未満の場合には前記第１の位相誤差に１未満の第１の所定の係数を乗じて得られた結果を、その他の場合には前記第１の位相誤差をそのまま、前記第１のループフィルタの入力とし、
    　前記第２の制限部は、
    　前記第２の復調信号から抽出されたパイロット信号の振幅が前記第１の所定値未満の場合には前記第２の位相誤差に１未満の前記第１の所定の係数を乗じて得られた結果を、その他の場合には前記第２の位相誤差をそのまま、前記第２のループフィルタの入力とする
    ことを特徴とする搬送波再生装置。
  7. 　請求項６に記載の搬送波再生装置において、
    　前記第１の制限部は、
    　前記第１の復調信号から抽出されたパイロット信号の振幅が前記第１の所定値より小さい第２の所定値未満の場合には、前記第１の位相誤差に前記第１の所定の係数より小さい第２の所定の係数を乗じて得られた結果を、前記第１のループフィルタの入力とし、
    　前記第２の制限部は、
    　前記第２の復調信号から抽出されたパイロット信号の振幅が前記第２の所定値未満の場合には、前記第２の位相誤差に前記第２の所定の係数を乗じて得られた結果を、前記第２のループフィルタの入力とする
    ことを特徴とする搬送波再生装置。
  8. 　請求項５に記載の搬送波再生装置において、
    　前記第１の制限部は、
    　前記第１の復調信号から抽出されたパイロット信号の電力が所定値未満の場合には、前記第１の位相誤差に１未満の所定の係数を乗じ、前記所定の係数を乗じた結果を、その他の場合には前記第１の位相誤差をそのまま、前記第１のループフィルタの入力とし、
    　前記第２の制限部は、
    　前記第２の復調信号から抽出されたパイロット信号の電力が前記所定値未満の場合には、前記第２の位相誤差に１未満の所定の係数を乗じ、前記所定の係数を乗じた結果を、その他の場合には前記第２の位相誤差をそのまま、前記第２のループフィルタの入力とする
    ことを特徴とする搬送波再生装置。
  9. 　請求項２に記載の搬送波再生装置において、
    　前記選択部は、
    　前記第１の復調信号が選択された場合には、前記第２の復調信号から抽出されたパイロット信号の振幅の平均値を求め、前記第２の復調信号が選択された場合には、前記第１の復調信号から抽出されたパイロット信号の振幅の平均値を求める平均部と、
    　前記第１の復調信号が選択された場合には前記第１の搬送波を生成するためのパラメータを前記第１の搬送波再生部に、前記第２の復調信号が選択された場合には前記第２の搬送波を生成するためのパラメータを前記第２の搬送波再生部に、前記平均部で求められた平均値に従って設定するパラメータ設定部を有する
    ことを特徴とする搬送波再生装置。
  10. 　請求項２に記載の搬送波再生装置において、
    　前記第１の搬送波再生部は、
    　前記第１の復調信号からＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）信号としての誤差を検出する第１のＱＡＭ誤差検出部と、
    　前記第１のＱＡＭ誤差検出部で検出された誤差又は前記第１の位相誤差を切り替え信号に従って選択し、選択された誤差を前記第１のループフィルタの入力とする第１のセレクタとを更に有し、
    　前記第２の搬送波再生部は、
    　前記第２の復調信号からＱＡＭ信号としての誤差を検出する第２のＱＡＭ誤差検出部と、
    　前記第２のＱＡＭ誤差検出部で検出された誤差又は前記第２の位相誤差を前記切り替え信号に従って選択し、選択された誤差を前記第２のループフィルタの入力とする第２のセレクタとを更に有する
    ことを特徴とする搬送波再生装置。
  11. 　ベースバンド信号と搬送波とを乗算し、その結果を復調信号として出力する乗算部と、
    　前記復調信号からパイロット信号を抽出するパイロット信号抽出部と、
    　前記復調信号から抽出されたパイロット信号の位相誤差を検出する誤差検出部と、
    　前記復調信号から抽出されたパイロット信号に従って、前記位相誤差を当該位相誤差以下にして出力する制限部と、
    　前記制限部の出力を平滑化して出力するループフィルタと、
    　前記ループフィルタの出力に応じた信号を生成して前記搬送波として出力する周波数可変発振部とを備える
    搬送波再生装置。
  12. 　請求項１１に記載の搬送波再生装置において、
    　前記復調信号の位相雑音量を求める位相雑音検出部と、
    　前記搬送波を生成するためのパラメータを前記パイロット信号抽出部及び前記ループフィルタの少なくとも一方に、前記位相雑音検出部で求められた位相雑音量に従って設定するパラメータ設定部とを更に有する
    ことを特徴とする搬送波再生装置。
  13. 　請求項１１に記載の搬送波再生装置において、
    　前記復調信号から抽出されたパイロット信号の振幅の平均値を求める平均部と、
    　前記搬送波を生成するためのパラメータを前記パイロット信号抽出部及び前記ループフィルタの少なくとも一方に、前記平均部で求められた平均値に従って設定するパラメータ設定部とを更に有する
    ことを特徴とする搬送波再生装置。
  14. 　請求項１１に記載の搬送波再生装置において、
    　前記制限部は、
    　前記復調信号から抽出されたパイロット信号の振幅が第１の所定値未満の場合には前記位相誤差に１未満の所定の係数を乗じて得られた結果を出力し、その他の場合には前記位相誤差をそのまま出力する
    ことを特徴とする搬送波再生装置。
  15. 　請求項１４に記載の搬送波再生装置において、
    　前記制限部は、
    　前記復調信号から抽出されたパイロット信号の振幅が前記第１の所定値より小さい第２の所定値未満の場合には、前記位相誤差に前記第１の所定の係数より小さい第２の所定の係数を乗じて得られた結果を出力する
    ことを特徴とする搬送波再生装置。
  16. 　請求項１１に記載の搬送波再生装置において、
    　前記制限部は、
    　前記復調信号から抽出されたパイロット信号の電力が第１の所定値未満の場合には前記位相誤差に１未満の所定の係数を乗じて得られた結果を出力し、その他の場合には前記位相誤差をそのまま出力する
    ことを特徴とする搬送波再生装置。
  17. 　ベースバンド信号と第１の搬送波とを乗算して第１の復調信号を求め、前記第１の復調信号からパイロット信号を抽出し、前記第１の復調信号から抽出されたパイロット信号の位相誤差に従って前記第１の搬送波を生成する第１の搬送波再生部と、
    　前記ベースバンド信号と第２の搬送波とを乗算して第２の復調信号を求め、前記第２の復調信号からパイロット信号を抽出し、前記第２の復調信号から抽出されたパイロット信号の位相誤差に従って前記第２の搬送波を生成する第２の搬送波再生部と、
    　前記第１の復調信号から抽出されたパイロット信号の位相誤差及び前記第２の復調信号から抽出されたパイロット信号の位相誤差に従って、前記第１又は第２の復調信号のうち、前記第１及び第２の搬送波再生部のうちの搬送波再生動作が先に収束した方で求められた復調信号を選択して出力する選択部と、
    　前記選択部で選択された復調信号を等化するイコライザとを備える
    復調装置。
  18. 　請求項１７に記載の復調装置において、
    　前記選択部は、
    　前記第１及び第２の復調信号のうち、選択されなかった復調信号の位相雑音量を求める位相雑音検出部と、
    　前記イコライザのパラメータを前記位相雑音量に従って設定するパラメータ設定部とを有する
    ことを特徴とする復調装置。
  19. 　請求項１７に記載の復調装置において、
    　前記選択部は、
    　前記第１及び第２の復調信号のうち、選択されなかった復調信号から抽出されたパイロット信号の振幅の平均値を求める平均部と、
    　前記イコライザのパラメータを前記平均値に従って設定するパラメータ設定部とを有する
    ことを特徴とする復調装置。
  20. 　ベースバンド信号と搬送波とを乗算し、その結果を復調信号として出力する乗算部と、
    　前記復調信号からパイロット信号を抽出するパイロット信号抽出部と、
    　前記復調信号から抽出されたパイロット信号の位相誤差を検出する誤差検出部と、
    　前記復調信号から抽出されたパイロット信号に従って、前記位相誤差を当該位相誤差以下にして出力する制限部と、
    　前記制限部の出力を平滑化して出力するループフィルタと、
    　前記ループフィルタの出力に応じた信号を生成して前記搬送波として出力する周波数可変発振部と、
    　前記復調信号を等化するイコライザとを備える
    復調装置。
  21. 　請求項２０に記載の復調装置において、
    　前記ループフィルタの出力の位相雑音量を求める位相雑音検出部と、
    　前記イコライザのパラメータを前記位相雑音量に従って設定するパラメータ設定部とを更に有する
    ことを特徴とする復調装置。
  22. 　請求項２０に記載の復調装置において、
    　前記復調信号から抽出されたパイロット信号の振幅の平均値を求める平均部と、
    　前記イコライザのパラメータを前記平均値に従って設定するパラメータ設定部とを更に有する
    ことを特徴とする復調装置。
  23. 　ベースバンド信号と第１の搬送波とを乗算して第１の復調信号を求め、前記第１の復調信号からパイロット信号を抽出し、前記第１の復調信号から抽出されたパイロット信号の位相誤差に従って前記第１の搬送波を生成する第１の搬送波再生ステップと、
    　前記ベースバンド信号と第２の搬送波とを乗算して第２の復調信号を求め、前記第２の復調信号からパイロット信号を抽出し、前記第２の復調信号から抽出されたパイロット信号の位相誤差に従って前記第２の搬送波を生成する第２の搬送波再生ステップと、
    　前記第１の復調信号から抽出されたパイロット信号の位相誤差及び前記第２の復調信号から抽出されたパイロット信号の位相誤差に従って、前記第１又は第２の復調信号のうち、前記第１及び第２の搬送波再生ステップのうちの搬送波再生動作が先に収束した方で求められた復調信号を選択する選択ステップとを備える
    搬送波再生方法。
  24. 　ベースバンド信号と搬送波とを乗算し、その結果を復調信号として出力する乗算ステップと、
    　前記復調信号からパイロット信号を抽出するパイロット信号抽出ステップと、
    　前記復調信号から抽出されたパイロット信号の位相誤差を検出する誤差検出ステップと、
    　前記復調信号から抽出されたパイロット信号に従って、前記位相誤差を当該位相誤差以下にする制限ステップと、
    　前記制限ステップで処理後の前記位相誤差を平滑化するループフィルタステップと、
    　前記ループフィルタステップで平滑化された位相誤差に応じた信号を前記搬送波として生成する周波数可変発振ステップとを備える
    搬送波再生方法。
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Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2012075028A (ja) * 2010-09-29 2012-04-12 Sony Corp 同期回路、同期方法、および受信システム

Families Citing this family (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
TWI638541B (zh) * 2013-05-28 2018-10-11 新力股份有限公司 通信裝置、通信系統及通信方法
CN105340184B (zh) * 2013-06-03 2018-10-12 瑞典爱立信有限公司 用于无线传送的失真抑制
JP6102533B2 (ja) * 2013-06-05 2017-03-29 富士通株式会社 受信回路
CN114050955A (zh) * 2021-11-04 2022-02-15 北京集创北方科技股份有限公司 解调系统及方法

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2002051092A (ja) * 2000-08-02 2002-02-15 Matsushita Electric Ind Co Ltd 残留側波帯復調装置
JP2004328284A (ja) * 2003-04-23 2004-11-18 Toyota Motor Corp 同期検波装置
JP2006067595A (ja) * 2004-08-27 2006-03-09 Samsung Electronics Co Ltd Ｖｓｂ方式の受信機のための搬送波再生装置及びその再生方法
WO2006027916A1 (ja) * 2004-09-09 2006-03-16 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. 位相誤差補正回路

Family Cites Families (13)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP3206550B2 (ja) * 1998-05-11 2001-09-10 日本電気株式会社 位相同期ループ付き信号推定器
US6850563B1 (en) * 1998-06-19 2005-02-01 Netwave Communications Data slicer for combined trellis decoding and equalization
US6842495B1 (en) * 1998-11-03 2005-01-11 Broadcom Corporation Dual mode QAM/VSB receiver
US6560299B1 (en) * 1999-07-30 2003-05-06 Christopher H Strolle Diversity receiver with joint signal processing
US6985432B1 (en) * 2000-01-28 2006-01-10 Zion Hadad OFDM communication channel
JP4579458B2 (ja) * 2001-07-03 2010-11-10 富士通セミコンダクター株式会社 復調装置、放送システム及び半導体デバイス
US7245677B1 (en) * 2003-03-14 2007-07-17 Ralink Technology, Inc. Efficient method for multi-path resistant carrier and timing frequency offset detection
US7558340B2 (en) * 2003-12-01 2009-07-07 Lg Electronics Inc. VSB receiver and carrier recovery apparatus thereof
US7545891B1 (en) * 2004-03-09 2009-06-09 Ralink Technology, Inc. Carrier recovery architectures for multi input multi output orthogonal frequency division multiplexing receivers
KR100631203B1 (ko) * 2004-10-07 2006-10-04 삼성전자주식회사 Ｖｓｂ 방식 수신기를 위한 반송파 및 심볼 타이밍복원장치 그리고 그 복원방법
JP4229180B2 (ja) * 2006-12-08 2009-02-25 ソニー株式会社 受信装置、制御方法、及びプログラム
EP2040428A1 (en) * 2006-12-15 2009-03-25 Panasonic Corporation Carrier reproducer and carrier reproducing method
US8175193B2 (en) * 2007-03-29 2012-05-08 Lg Electronics Inc. Apparatus for recovering carrier wave in digital broadcasting receiver and method therefor

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2002051092A (ja) * 2000-08-02 2002-02-15 Matsushita Electric Ind Co Ltd 残留側波帯復調装置
JP2004328284A (ja) * 2003-04-23 2004-11-18 Toyota Motor Corp 同期検波装置
JP2006067595A (ja) * 2004-08-27 2006-03-09 Samsung Electronics Co Ltd Ｖｓｂ方式の受信機のための搬送波再生装置及びその再生方法
WO2006027916A1 (ja) * 2004-09-09 2006-03-16 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. 位相誤差補正回路

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2012075028A (ja) * 2010-09-29 2012-04-12 Sony Corp 同期回路、同期方法、および受信システム

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