JP5881453B2 - 等化装置、受信装置及び等化方法 - Google Patents

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本発明は、伝送路を経た信号を受信し、その受信信号を等化する技術に関し、特に、シングルキャリア変調方式を用いて伝送路を伝送された信号を受信し、その受信信号を等化する技術に関する。
搬送波（キャリア）を用いて伝送された信号を受信し、その受信信号を復調する際には、伝送路歪みやフェージングを補償するために、受信信号の位相や振幅の補正すなわち受信信号の等化を行う必要がある。特に、伝送路歪みが大きい場合や伝送路特性の時間変動が大きい場合には、等化精度を向上させる技術や、伝送路特性の急激な変動に対する等化処理の高い追従性を保証する技術が要求される。
一般に、受信信号の等化は、当該受信信号から伝送路のインパルス応答（ＣＩＲ：Ｃｈａｎｎｅｌ Ｉｍｐｕｌｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）を推定し、その推定結果を用いて当該受信信号の歪みを補正（位相や振幅を補正）することにより行われる。このような等化としては、受信信号の歪みを時間領域で補正する等化（時間軸等化）と、当該受信信号にフーリエ変換などの直交変換を施して周波数領域信号を生成し、当該周波数領域信号の歪みを補償する等化（周波数軸等化）とが知られている。たとえば、北米等の国で採用されているＡＴＳＣ（Ａｄｖａｎｃｅｄ Ｔｅｌｅｖｉｓｉｏｎ Ｓｙｓｔｅｍｓ Ｃｏｍｍｉｔｔｅｅ）放送規格では、ＶＳＢ（Ｖｅｓｔｉｇｉａｌ ＳｉｄｅＢａｎｄ）変調を用いたシングルキャリア変調方式が規定されている。この放送規格では、各データフレームに、ＰＮ（Ｐｓｅｕｄｏ Ｒａｎｄｏｍ）符号からなる既知信号を含むフィールド同期信号が挿入されているので、その既知信号を参照信号として用いたＣＩＲ推定を行い、その推定結果を用いて周波数軸等化を行うことができる。この種の等化技術は、たとえば、米国特許出願公開第２００７／０２２３６２８号明細書（特許文献１）に開示されている。
特許文献１には、シングルキャリア変調方式で伝送され受信された信号を等化する等化装置が開示されており、この等化装置は、ＬＳ（Ｌｅａｓｔ Ｓｑｕａｒｅ）アルゴリズムを用いるＣＩＲ推定器と、ＬＭＳ（Ｌｅａｓｔ Ｍｅａｎ Ｓｑｕａｒｅ）アルゴリズムを用いるＣＩＲ推定器と、これら２種類のＣＩＲ推定器のいずれか一方の出力を用いてＭＭＳＥ（Ｍｉｎｉｍｕｍ Ｍｅａｎ Ｓｑｕａｒｅ）基準による周波数軸等化を行う等化手段と、この等化手段により等化された信号を判定する判定器とを備えている。
特許文献１に開示されている２種類のＣＩＲ推定器は、受信信号（受信データフレーム）のうち既知信号以外のデータ領域の信号を用いてＣＩＲを推定することができ、等化手段は、その推定結果を用いて受信信号に対して周波数軸等化を実行することができる。等化手段は、受信信号を高速フーリエ変換するＦＦＴ部と、ＭＭＳＥ基準により求められた係数をＦＦＴ部の出力に乗算する乗算器と、この乗算器の出力を逆高速フーリエ変換して等化信号を生成するＩＦＦＴ部とを含む。判定器は、このＩＦＦＴ部から出力された等化信号を判定し、その判定結果をＣＩＲ推定器にフィードバックさせる。ＣＩＲ推定器は、当該フィードバックされた判定結果を用いてＣＩＲ推定を実行する。
米国特許出願公開第２００７／０２２３６２８号明細書（ＦＩＧ．２など）
上述したように、特許文献１の等化装置は、ＦＦＴ部、乗算器及びＩＦＦＴ部を用いて周波数軸等化を実行し、その後、等化信号の判定結果を用いてＣＩＲを推定する。この等化装置では、ＣＩＲ推定及びフーリエ変換に要する処理時間が長く、ＣＩＲの推定精度を維持しつつＣＩＲ推定値の更新速度を速めることに限界があった。このため、伝送路の時間変動が速い通信環境下では、ＣＩＲの推定精度が悪化するという問題がある。
上記に鑑みて本発明の目的は、伝送路の時間変動が速い通信環境下でも、伝送路のインパルス応答の推定精度の低下を抑制することができる等化装置、受信装置及び等化方法を提供することである。
本発明の第１の態様による等化装置は、シングルキャリア変調方式により伝送路を伝送され受信された受信ディジタル変調信号を等化する等化装置であって、時間領域における前記伝送路のインパルス応答推定値を検出する伝送路推定部と、前記受信ディジタル変調信号の系列のうち第１の変換期間内の信号に対して直交変換を実行して周波数領域信号を生成する第１の直交変換部と、前記インパルス応答推定値の系列のうち前記第１の変換期間内の推定値に対して直交変換を実行して周波数領域における伝送路特性を生成する第２の直交変換部と、前記伝送路特性を用いて前記周波数領域信号の歪みを補正して周波数領域等化信号を生成する周波数軸等化部と、前記周波数領域等化信号を逆直交変換して時間領域における等化信号を生成する逆直交変換部と、前記受信ディジタル変調信号の系列のうち前記第１の変換期間よりも短い第２の変換期間内の信号に対して直交変換を実行して周波数領域における副周波数領域信号を生成する第１の副直交変換部と、前記インパルス応答推定値の系列のうち前記第２の変換期間内の推定値に対して直交変換を実行して周波数領域における副伝送路特性を生成する第２の副直交変換部と、前記副伝送路特性を用いて前記副周波数領域信号の歪みを補正して副周波数領域等化信号を生成する副周波数軸等化部と、前記副周波数領域等化信号に対して逆直交変換を実行して時間領域における副等化信号を生成する副逆直交変換部と、前記副等化信号及び前記等化信号のうちのいずれか一方の信号を選択して出力する信号選択部と、前記受信ディジタル変調信号に適用されたディジタル変調方式に従って、前記信号選択部で選択された一方の信号の信号点を判定する判定部とを備え、前記伝送路推定部は、前記受信ディジタル変調信号の系列に含まれる受信既知信号に基づいて前記インパルス応答推定値の系列の初期推定値を検出した後に、前記判定部で判定された信号点と前記受信ディジタル変調信号とに基づいて前記インパルス応答推定値の系列のうち前記初期推定値に後続する推定値を検出し、前記信号選択部は、前記副等化信号を出力した後に当該一方の信号を前記副等化信号から前記等化信号に切り替えることを特徴とする。
本発明の第２の態様による受信装置は、シングルキャリア変調方式により伝送路を伝送された受信ディジタル変調信号を受信する受信部と、前記受信ディジタル変調信号を等化する等化装置とを備え、前記等化装置は、時間領域における前記伝送路のインパルス応答推定値を検出する伝送路推定部と、前記受信ディジタル変調信号の系列のうち第１の変換期間内の信号に対して直交変換を実行して周波数領域信号を生成する第１の直交変換部と、前記インパルス応答推定値の系列のうち前記第１の変換期間内の推定値に対して直交変換を実行して周波数領域における伝送路特性を生成する第２の直交変換部と、前記伝送路特性を用いて前記周波数領域信号の歪みを補正して周波数領域等化信号を生成する周波数軸等化部と、前記周波数領域等化信号を逆直交変換して時間領域における等化信号を生成する逆直交変換部と、前記受信ディジタル変調信号の系列のうち前記第１の変換期間よりも短い第２の変換期間内の信号に対して直交変換を実行して周波数領域における副周波数領域信号を生成する第１の副直交変換部と、前記インパルス応答推定値の系列のうち前記第２の変換期間内の推定値に対して直交変換を実行して周波数領域における副伝送路特性を生成する第２の副直交変換部と、前記副伝送路特性を用いて前記副周波数領域信号の歪みを補正して副周波数領域等化信号を生成する副周波数軸等化部と、前記副周波数領域等化信号に対して逆直交変換を実行して時間領域における副等化信号を生成する副逆直交変換部と、前記副等化信号及び前記等化信号のうちのいずれか一方の信号を選択する信号選択部と、前記受信ディジタル変調信号に適用されたディジタル変調方式に従って、前記信号選択部で選択された当該一方の信号の信号点を判定する判定部とを有し、前記伝送路推定部は、前記受信ディジタル変調信号の系列に含まれる受信既知信号に基づいて前記インパルス応答推定値の系列の初期推定値を検出した後に、前記判定部で判定された信号点と前記受信ディジタル変調信号とに基づいて前記インパルス応答推定値の系列のうち前記初期推定値に後続する推定値を検出し、前記信号選択部は、前記副等化信号を選択した後に当該一方の信号を前記副等化信号から前記等化信号に切り替えることを特徴とする。
本発明の第３の態様による等化方法は、シングルキャリア変調方式により伝送路を伝送され受信された受信ディジタル変調信号を等化する等化方法であって、時間領域における前記伝送路のインパルス応答推定値を検出するステップと、前記受信ディジタル変調信号の系列のうち第１の変換期間内の信号に対して直交変換を実行して周波数領域信号を生成するステップと、前記インパルス応答推定値の系列のうち前記第１の変換期間内の推定値に対して直交変換を実行して周波数領域における伝送路特性を生成するステップと、前記伝送路特性を用いて前記周波数領域信号の歪みを補正して周波数領域等化信号を生成するステップと、前記周波数領域等化信号を逆直交変換して時間領域における等化信号を生成するステップと、前記受信ディジタル変調信号の系列のうち前記第１の変換期間よりも短い第２の変換期間内の信号に対して直交変換を実行して周波数領域における副周波数領域信号を生成するステップと、前記インパルス応答推定値の系列のうち前記第２の変換期間内の推定値に対して直交変換を実行して周波数領域における副伝送路特性を生成するステップと、前記副伝送路特性を用いて前記副周波数領域信号の歪みを補正して副周波数領域等化信号を生成するステップと、前記副周波数領域等化信号に対して逆直交変換を実行して時間領域における副等化信号を生成するステップと、前記副等化信号及び前記等化信号のうちのいずれか一方の信号を選択するステップと、前記受信ディジタル変調信号に適用されたディジタル変調方式に従って、当該選択された一方の信号の信号点を判定するステップとを備え、前記伝送路のインパルス応答推定値を検出する当該ステップは、前記受信ディジタル変調信号の系列に含まれる受信既知信号に基づいて前記インパルス応答推定値の系列の初期推定値を検出するステップと、前記初期推定値の生成後、当該判定された信号点と前記受信ディジタル変調信号とに基づいて前記インパルス応答推定値の系列のうち前記初期推定値に後続する推定値を検出するステップとを含み、前記一方の信号を選択する当該ステップは、前記副等化信号を選択するステップと、前記副等化信号の選択後、当該一方の信号を前記副等化信号から前記等化信号に切り替えるステップとを含むことを特徴とする。
本発明の第４の態様による等化装置は、シングルキャリア変調方式により伝送路を伝送され受信された受信ディジタル変調信号を等化する等化装置であって、時間領域における前記伝送路のインパルス応答推定値を検出する伝送路推定部と、前記受信ディジタル変調信号の系列のうち第１の変換期間内の信号に対して直交変換を実行して周波数領域信号を生成する第１の直交変換部と、前記インパルス応答推定値の系列のうち前記第１の変換期間内の推定値に対して直交変換を実行して周波数領域における伝送路特性を生成する第２の直交変換部と、前記伝送路特性を用いて前記周波数領域信号の歪みを補正して周波数領域等化信号を生成する周波数軸等化部と、前記周波数領域等化信号に対して逆直交変換を実行して時間領域における等化信号を生成する逆直交変換部と、前記受信ディジタル変調信号の系列のうち前記第１の変換期間よりも短い第２の変換期間内の信号に対して直交変換を実行して周波数領域における副周波数領域信号を生成する第１の副直交変換部と、前記インパルス応答推定値の系列のうち前記第２の変換期間内の推定値に対して直交変換を実行して周波数領域における副伝送路特性を生成する第２の副直交変換部と、前記副伝送路特性を用いて前記副周波数領域信号の歪みを補正して副周波数領域等化信号を生成する副周波数軸等化部と、前記副周波数領域等化信号に対して逆直交変換を実行して時間領域における副等化信号を生成する副逆直交変換部と、前記副等化信号及び前記等化信号を合成して合成等化信号を生成する信号選択部と、前記受信ディジタル変調信号に適用されたディジタル変調方式に従って、前記合成等化信号の信号点を判定する判定部とを備え、前記伝送路推定部は、前記受信ディジタル変調信号の系列に含まれる受信既知信号に基づいて前記インパルス応答推定値の系列の初期推定値を検出した後に、前記判定部で判定された信号点と前記受信ディジタル変調信号とに基づいて前記インパルス応答推定値の系列のうち前記初期推定値に後続する推定値を検出し、前記信号選択部は、前記等化信号に対する前記副等化信号の合成比率を１の値に設定して前記副等化信号を前記合成等化信号として出力した後に、前記合成比率を１未満の値に切り替えることを特徴とする。
本発明の第５の態様による受信装置は、シングルキャリア変調方式により伝送路を伝送された受信ディジタル変調信号を受信する受信部と、前記受信ディジタル変調信号を等化する等化装置とを備え、前記等化装置は、時間領域における前記伝送路のインパルス応答推定値を検出する伝送路推定部と、前記受信ディジタル変調信号の系列のうち第１の変換期間内の信号に対して直交変換を実行して周波数領域信号を生成する第１の直交変換部と、前記インパルス応答推定値の系列のうち前記第１の変換期間内の推定値に対して直交変換を実行して周波数領域における伝送路特性を生成する第２の直交変換部と、前記伝送路特性を用いて前記周波数領域信号の歪みを補正して周波数領域等化信号を生成する周波数軸等化部と、前記周波数領域等化信号に対して逆直交変換を実行して時間領域における等化信号を生成する逆直交変換部と、前記受信ディジタル変調信号の系列のうち前記第１の変換期間よりも短い第２の変換期間内の信号に対して直交変換を実行して周波数領域における副周波数領域信号を生成する第１の副直交変換部と、前記インパルス応答推定値の系列のうち前記第２の変換期間内の推定値に対して直交変換を実行して周波数領域における副伝送路特性を生成する第２の副直交変換部と、前記副伝送路特性を用いて前記副周波数領域信号の歪みを補正して副周波数領域等化信号を生成する副周波数軸等化部と、前記副周波数領域等化信号に対して逆直交変換を実行して時間領域における副等化信号を生成する副逆直交変換部と、前記副等化信号及び前記等化信号を合成して合成等化信号を生成する信号選択部と、前記受信ディジタル変調信号に適用されたディジタル変調方式に従って、前記合成等化信号の信号点を判定する判定部とを備え、前記伝送路推定部は、前記受信ディジタル変調信号の系列に含まれる受信既知信号に基づいて前記インパルス応答推定値の系列の初期推定値を検出した後に、前記判定部で判定された信号点と前記受信ディジタル変調信号とに基づいて前記インパルス応答推定値の系列のうち前記初期推定値に後続する推定値を検出し、前記信号選択部は、前記等化信号に対する前記副等化信号の合成比率を１の値に設定して前記副等化信号を前記合成等化信号として出力した後に、前記合成比率を１未満の値に切り替えることを特徴とする。
本発明の第６の態様による等化方法は、シングルキャリア変調方式により伝送路を伝送され受信された受信ディジタル変調信号を等化する等化方法であって、時間領域における前記伝送路のインパルス応答推定値を検出するステップと、前記受信ディジタル変調信号の系列のうち第１の変換期間内の信号に対して直交変換を実行して周波数領域信号を生成するステップと、前記インパルス応答推定値の系列のうち前記第１の変換期間内の推定値に対して直交変換を実行して周波数領域における伝送路特性を生成するステップと、前記伝送路特性を用いて前記周波数領域信号の歪みを補正して周波数領域等化信号を生成するステップと、前記周波数領域等化信号を逆直交変換して時間領域における等化信号を生成するステップと、前記受信ディジタル変調信号の系列のうち前記第１の変換期間よりも短い第２の変換期間内の信号に対して直交変換を実行して周波数領域における副周波数領域信号を生成するステップと、前記インパルス応答推定値の系列のうち前記第２の変換期間内の推定値に対して直交変換を実行して周波数領域における副伝送路特性を生成するステップと、前記副伝送路特性を用いて前記副周波数領域信号の歪みを補正して副周波数領域等化信号を生成するステップと、前記副周波数領域等化信号に対して逆直交変換を実行して時間領域における副等化信号を生成するステップと、前記副等化信号及び前記等化信号を合成して合成等化信号を生成するステップと、前記受信ディジタル変調信号に適用されたディジタル変調方式に従って、前記合成等化信号の信号点を判定するステップとを備え、前記伝送路のインパルス応答推定値を検出する当該ステップは、前記受信ディジタル変調信号の系列に含まれる受信既知信号に基づいて前記インパルス応答推定値の系列の初期推定値を検出するステップと、前記初期推定値の生成後、当該判定された信号点と前記受信ディジタル変調信号とに基づいて前記インパルス応答推定値の系列のうち前記初期推定値に後続する推定値を検出するステップとを含み、前記合成等化信号を生成する当該ステップは、前記等化信号に対する前記副等化信号の合成比率を１の値に設定して前記副等化信号を前記合成等化信号として出力するステップと、前記合成比率が１の値に設定された後に、前記合成比率を１未満の値に切り替えるステップとを含むことを特徴とする。
本発明の態様によれば、信号点の判定対象として、一度、副等化信号が選択された後に、この副等化信号は、等化信号または合成等化信号に切り替えられる。このため、副等化信号に基づく精度の粗いインパルス応答推定値が検出された後に、この精度の粗いインパルス応答推定値に基づいて、等化信号に基づくより精度の高いインパルス応答推定値が検出される。副等化信号は、第１の変換期間よりも短い第２の変換期間に対する直交変換を通じて生成されるので、等化信号と比べて短時間で副等化信号を生成することが可能である。よって、インパルス応答推定値の更新速度を速くすることができ、伝送路の時間変動が速い通信環境下でも、インパルス応答の推定精度の低下を抑制することができる。
本発明に係る実施の形態１の受信装置の概略構成を示す機能ブロック図である。 実施の形態１の等化装置の概略構成を示す機能ブロック図である。 ＡＴＳＣ規格によるデータフレーム構造の一例を示す図である。 （Ａ）は、図３のデータフレームを構成する同期セグメントの構造を示す概略図であり、（Ｂ）は、図３のデータフレームを構成するデータセグメントの構造を示す概略図である。 実施の形態１の伝送路推定部の構成例を概略的に示す機能ブロック図である。 実施の形態１のフィルタ部の構成例を概略的に示す図である。 第１の等化動作モードで動作する伝送路推定部による処理手順を概略的に示すフローチャートである。 第２の等化動作モードで動作する伝送路推定部による処理手順を概略的に示すフローチャートである。 第１の等化動作モードで動作する等化装置における各種信号を例示するタイミングチャートである。 第２の等化動作モードで動作する等化装置における各種信号を例示するタイミングチャートである。 本発明に係る実施の形態２の等化装置の概略構成を示す機能ブロック図である。 本発明に係る実施の形態３の等化装置の概略構成を示す機能ブロック図である。 実施の形態３の伝送路推定部の構成例を概略的に示す機能ブロック図である。 実施の形態３に係る遅延プロファイルの一例を示すグラフである。 本発明に係る実施の形態４の等化装置の概略構成を示す機能ブロック図である。 本発明に係る実施の形態５の等化装置の概略構成を示す機能ブロック図である。 本発明に係る実施の形態６の等化装置の概略構成を示す機能ブロック図である。 本発明に係る実施の形態７の等化装置の概略構成を示す機能ブロック図である。 本発明に係る実施の形態８の等化装置の概略構成を示す機能ブロック図である。
以下、本発明に係る種々の実施の形態について図面を参照しつつ説明する。
実施の形態１．
図１は、本発明に係る実施の形態１の受信装置１の概略構成を示す機能ブロック図である。図１に示されるように、この受信装置１は、アンテナ素子１０、チューナー部１１、Ａ／Ｄ変換器（ＡＤＣ）１２、等化装置１３、ブロックデコーダ１４、デインタリーバ１５及び誤り訂正部１６を備えている。
アンテナ素子１０にシングルキャリア変調方式で伝送された無線信号が到来したとき、チューナー部１１は、アンテナ素子１０を介してその無線信号を受信する。シングルキャリア変調方式は、単一搬送波を用いて情報信号を伝送する方式である。チューナー部１１は、その無線信号からＲＦ信号を抽出（選局）し、このＲＦ信号を周波数変換してＩＦ信号を生成する。ＩＦ信号はＡ／Ｄ変換器１２に出力される。Ａ／Ｄ変換器１２は、チューナー部１１の出力をＡ／Ｄ変換して受信信号（受信シンボル）Ｒｓの系列を生成する。本実施の形態では、受信信号は、ＡＴＳＣ（Ａｄｖａｎｃｅｄ Ｔｅｌｅｖｉｓｉｏｎ Ｓｙｓｔｅｍｓ Ｃｏｍｍｉｔｔｅｅ）規格で採用されているＭ値ＶＳＢ（Ｍ−ａｒｙ Ｖｅｓｔｉｇｉａｌ ＳｉｄｅＢａｎｄ）変調方式に従って生成されたディジタル変調信号である（Ｍは、２のべき乗を表す正整数）。ここで、Ｍ値ＶＳＢ変調方式に限定されず、ＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）やＭ値ＱＡＭ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）といった他のディジタル変調方式が採用されてもよい。
等化装置１３は、受信信号Ｒｓを等化して等化信号Ｅｍ（以下、主等化信号Ｅｍと呼ぶ。）を出力する機能を有する。図２は、実施の形態１の等化装置１３の概略構成を示す機能ブロック図である。この等化装置１３の構成の詳細については後述する。本実施の形態では、等化装置１３の出力は、トレリス（Ｔｒｅｌｌｉｓ）符号化データを含む。ブロックデコーダ１４は、トレリス符号化データを復号して復号データを生成する機能を有する。デインタリーバ１５は、ブロックデコーダ１４から供給された復号データにデインタリーブ処理を施す。そして、誤り訂正部１６は、デインタリーバ１５の出力に誤り訂正（リードソロモン復号）を施す。なお、誤り訂正部１６は、誤り訂正処理の過程でデインタリーバ１５の出力の信号品質を表す信号（ビットエラーレートなど）を検出する機能を有する。
次に、図２を参照しつつ本実施の形態の等化装置１３の構成について説明する。図２を参照すると、等化装置１３は、伝送路推定部２１、遅延部２２、第１信号選択部２３、硬判定部２４、第２信号選択部２５、主等化処理部３０及び副等化処理部４０を含む。
受信信号Ｒｓは、伝送路推定部２１と遅延部２２とに供給される。伝送路推定部２１は、受信信号Ｒｓの系列から、時間領域における伝送路のインパルス応答推定値（以下「ＣＩＲ推定値」と呼ぶ。）を検出し、検出されたＣＩＲ推定値Ｈｄを主等化処理部３０及び副等化処理部４０に供給する。伝送路推定部２１は、受信信号Ｒｓの系列に含まれる受信既知信号の系列とこの系列に対応する既知信号ＰＮの系列とを用いて、伝送路の推定（同定）を行うことができる。本実施の形態では、受信信号Ｒｓは、所定のデータフレーム単位で等化装置１３に入力される。各データフレーム内の所定領域に複数の受信既知信号（既知信号ＰＮが伝送路歪みを受けた信号）が連続的に配置されており、伝送路推定部２１は、これら受信既知信号を用いてＣＩＲの初期推定値（先行推定値）を生成することができる。
図３は、ＡＴＳＣ規格によるデータフレーム構造の一例を示す図である。図３に示されるように、各データフレーム１００は、偶数データフィールド１０１と奇数データフィールド１０２という２種類のデータフィールドを有する。各データフィールドは、３１３個のセグメントで構成され、各セグメントは８３２個のシンボルで構成されている。偶数データフィールド１０１及び奇数データフィールド１０２の各々は、セグメント同期（Ｓｅｇｍｅｎｔ Ｓｙｎｃ）信号ＳＳが配置される領域と、フィールド同期（Ｆｉｅｌｄ Ｓｙｎｃ）信号ＦＳが配置される領域と、データ信号を含むデータ領域とを有している。図４（Ａ）は、４シンボル長のセグメント同期信号ＳＳと８２８シンボル長のフィールド同期信号ＦＳとを有する同期セグメントＤＦＳの構造を示す概略図であり、図４（Ｂ）は、４シンボル長のセグメント同期信号ＳＳと８２８シンボル長のデータ領域とを有するデータセグメントＳの構造を示す概略図である。図４（Ａ），（Ｂ）に示されるように、各セグメントの先頭領域には、４個のシンボルがセグメント同期信号ＳＳとして配置されている。また、フィールド同期信号ＦＳは、７００シンボル長の既知信号（疑似ランダム符号）ＰＮを有している。本実施の形態の伝送路推定部２１は、フィールド同期信号ＦＳに含まれる既知信号ＰＮを参照信号として用いてＣＩＲの初期推定値を検出することができる。
遅延部２２は、受信信号Ｒｓを所定の遅延時間Δだけ遅延させて遅延受信信号ＤＲｓとして主等化処理部３０に入力させる遅延回路である。遅延時間Δは、伝送路推定部２１での処理時間、すなわち、伝送路推定部２１に受信０信号Ｒｓが入力された時点からＣＩＲ推定値Ｈｄが出力される時点までの時間を考慮した値に設定されればよい。
主等化処理部３０は、図２に示されるように、第１フーリエ変換部３１、第２フーリエ変換部３２、周波数軸等化部３３及び逆フーリエ変換部３４を有する。第１フーリエ変換部３１は、遅延部２２から入力された遅延受信信号ＤＲｓの系列のうち変換期間Ｔｗ１内のＬ点の信号（Ｌは２以上の整数）に対して離散フーリエ変換を実行してＬ点の周波数領域信号Ｆ０，Ｆ１，…，ＦＬ−１を生成する。これと並行して、第２フーリエ変換部３２は、伝送路推定部２１から入力されたＣＩＲ推定値Ｈｄの系列のうち変換期間Ｔｗ１内のＬ点の推定値に対して離散フーリエ変換を実行して周波数領域におけるＬ点の伝送路特性Ｄ０，Ｄ１，…，ＤＬ−１を生成する。周波数軸等化部３３は、これら伝送路特性Ｄ０，Ｄ１，…，ＤＬ−１を用いて周波数領域信号Ｆ０，Ｆ１，…，ＦＬ−１の歪みを補正（周波数軸等化）して周波数領域等化信号Ｇ０，Ｇ１，…，ＧＬ−１を生成する。たとえば、周波数領域信号Ｆｉを伝送路特性Ｄｉで複素除算することにより周波数領域等化信号Ｇｉ（＝Ｆｉ／Ｄｉ）を算出することができる。
逆フーリエ変換部３４は、周波数軸等化部３３から入力されるＬ点の周波数領域等化信号Ｇ０，Ｇ１，…，ＧＬ−１に対して逆離散フーリエ変換を実行してＬ点の主等化信号Ｅｍを生成する。これら主等化信号Ｅｍは、後段のブロックデコーダ１４（図２）と第１信号選択部２３とに与えられる。なお、第１フーリエ変換部３１及び第２フーリエ変換部３２に代えて、離散フーリエ変換以外の離散直交変換を行う直交変換部を使用してもよい。
一方、副等化処理部４０は、図２に示されるように、第１副フーリエ変換部４１、第２副フーリエ変換部４２、副周波数軸等化部４３及び副逆フーリエ変換部４４を有する。第１副フーリエ変換部４１は、遅延部２２から入力された遅延受信信号ＤＲｓの系列のうち変換期間Ｔｗ２内（Ｔｗ２＜Ｔｗ１）のＫ点の信号に対して離散フーリエ変換を実行してＫ点の副周波数領域信号ｆ０，ｆ１，…，ｆＫ−１を生成する。これと並行して、第２副フーリエ変換部４２は、伝送路推定部２１から入力されたＣＩＲ推定値Ｈｄの系列のうち変換期間Ｔｗ２内のＫ点の推定値に対して離散フーリエ変換を実行して周波数領域におけるＫ点の副伝送路特性ｄ０，ｄ１，…，ｄＫ−１を生成する。副周波数軸等化部４３は、これら副伝送路特性ｄ０，ｄ１，…，ｄＫ−１を用いて副周波数領域信号ｆ０，ｆ１，…，ｆＫ−１の歪みを補正（周波数軸等化）して副周波数領域等化信号ｇ０，ｇ１，…，ｇＫ−１を生成する。たとえば、副周波数領域信号ｆｉを副伝送路特性ｄｉで複素除算することにより副周波数領域等化信号ｇｉ（＝ｆｉ／ｄｉ）を算出することができる。
副逆フーリエ変換部４４は、副周波数軸等化部４３から入力されるＫ点の副周波数領域等化信号ｇ０，ｇ１，…，ｇＫ−１に対して逆離散フーリエ変換を実行してＫ点の副等化信号Ｅｓを生成する。これら副等化信号Ｅｓは第１信号選択部２３に与えられる。なお、第１副フーリエ変換部４１及び第２副フーリエ変換部４２に代えて、離散フーリエ変換以外の離散直交変換を行う直交変換部を使用してもよい。
主等化処理部３０内の第１フーリエ変換部３１及び逆フーリエ変換部３４は、変換期間Ｔｗ１内のＬ点の入力信号を離散フーリエ変換するのに対し、副等化処理部４０内の第１副フーリエ変換部４１及び副逆フーリエ変換部４４は、変換期間Ｔｗ１よりも短い変換期間Ｔｗ２内のＫ点の入力信号を離散フーリエ変換するので（すなわち、サンプリング点数Ｋは、サンプリング点数Ｌよりも少ないので）、主等化処理部３０での信号処理量は、副等化処理部４０での信号処理量よりも大きい。これにより、主等化処理部３０と副等化処理部４０との間に信号処理時間の差が生じる。
第１信号選択部２３は、副等化信号Ｅｓが入力される入力端子Ｑ１と、主等化信号Ｅｍが入力される入力端子Ｑ２とを有しており、主等化信号Ｅｍに先行して副等化信号Ｅｓが入力端子Ｑ１に入力される期間は、副等化信号Ｅｓを選択して硬判定部２４に出力する。次いで、入力端子Ｑ２に主等化信号Ｅｍが入力されると、硬判定部２４への出力を副等化信号Ｅｓから主等化信号Ｅｍに切り替える。その後、第１信号選択部２３は、後述する処理手順に従って、入力端子Ｑ１，Ｑ２を交互に選択して副等化信号Ｅｓと主等化信号Ｅｍとを交互に硬判定部２４に出力する。
硬判定部（デマッピング部）２４は、たとえば、ディジタル変調方式所定の複数の信号点の中から、第１信号選択部２３の出力値とのユークリッド距離が最も近い信号点を硬判定により選択することができる。８値ＶＳＢ変調方式の場合、８シンボルのコンステレーション（座標配置）が規定されているので、硬判定部２４は、これら８シンボルをそれぞれ表す８個（＝２３個）の信号点の中から、第１信号選択部２３の出力値に最も近い信号点を硬判定により選択すればよい。硬判定部２４は、硬判定された信号点を表す推定信号（推定送信シンボル）を第２信号選択部２５に供給する。
第２信号選択部２５は、等化装置１３に入力される受信信号Ｒｓが受信既知信号であるときは、当該受信既知信号に対応する既知信号ＰＮを選択し、この既知信号ＰＮを参照信号Ｘｓとして伝送路推定部２１に供給する。このとき、伝送路推定部２１は、既知信号ＰＮを用いてＣＩＲの初期推定値を検出する。一方、等化装置１３に入力される受信信号Ｒｓが受信既知信号以外の信号であるときには、第２信号選択部２５は、硬判定部２４から供給された推定信号を選択し、この推定信号を参照信号Ｘｓとして伝送路推定部２１に出力する。このとき、伝送路推定部２１は、既知信号ＰＮ以外の推定信号を用いてＣＩＲ推定値を検出する。
次に、伝送路推定部２１の構成について説明する。
伝送路推定部２１は、ＣＩＲ推定値を可変フィルタ係数群として有する適応フィルタを含み、この適応フィルタは、たとえば、ＬＭＳ（Ｌｅａｓｔ−Ｍｅａｎ−Ｓｑｕａｒｅ：最小２乗平均）アルゴリズム、ＮＬＭＳ（Ｎｏｒｍａｌｉｚｅｄ ＬＭＳ：正規化最小２乗平均）アルゴリズムあるいはＲＬＳ（Ｒｅｃｕｒｓｉｖｅ Ｌｅａｓｔ Ｓｑｕａｒｅ：再帰的最小２乗）アルゴリズムといった適応アルゴリズムを使用して可変フィルタ係数群Ｈｄを逐次更新する機能を有する。
図５は、伝送路推定部２１の適応フィルタ構成例を概略的に示す機能ブロック図である。図５に示されるように、伝送路推定部２１は、受信信号Ｒｓの系列を一時的に記憶する信号記憶部２１１と、可変フィルタ係数群Ｈ（ｋ）を供給する係数更新部２１６と、可変フィルタ係数群Ｈ（ｋ）を用いて第２信号選択部２５の出力信号（参照信号）Ｘｓをフィルタリングすることで受信信号ＲｓのレプリカＲ（ｋ）を生成するフィルタ部２１２と、信号記憶部２１１から読み出された選択受信信号ｒ（ｋ）とレプリカＲ（ｋ）との間の誤差ｅ（ｋ）（＝ｒ（ｋ）−Ｒ（ｋ））を生成する減算部２１７と、可変フィルタ係数群Ｈ（ｋ）をＣＩＲ推定値Ｈｄとして出力する推定値出力部２１８とを含む。係数更新部２１６は、誤差ｅ（ｋ）を最小化する適応アルゴリズムに基づいて可変フィルタ係数群Ｈ（ｋ）を逐次更新する機能を有する。フィルタ部２１２は、ＦＩＲ（Ｆｉｎｉｔｅ Ｉｍｐｌｕｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）フィルタあるいはＩＩＲ（Ｉｎｆｉｎｉｔｅ Ｉｍｐｕｌｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）フィルタで構成され得る。
ＬＭＳアルゴリズムが適用される場合、係数更新部２１６は、次式（１）に従って可変フィルタ係数群Ｈ（ｋ）を逐次更新すればよい。
Ｈ（ｋ＋１）＝Ｈ（ｋ）−μ・Ｘ（ｋ）・ｅ（ｋ） ・・・（１）
上式（１）中、Ｈ（ｋ）は、ｋ回目（ｋは整数）の更新時の可変フィルタ係数ｈｋ（０），ｈｋ（１），…，ｈｋ（Ｌ−１）を要素とする係数ベクトルであり、Ｘ（ｋ）は、ｋ回目から（ｋ−Ｌ＋１）回目までの更新時に第２信号選択部２５から入力された参照信号ｘ（ｋ），ｘ（ｋ−１），…，ｘ（ｋ−Ｌ＋１）を要素とするベクトルであり、μは、各回の更新における修正量を決定する修正係数である。また、Ｈ（ｋ＋１）は、更新時に生成されるべき可変フィルタ係数ｈｋ＋１（０），ｈｋ＋１（１），…，ｈｋ＋１（Ｌ−１）を要素とする係数ベクトルである。係数ベクトルＨ（ｋ）とベクトルＸ（ｋ）とは、次式（２），（３）により定義される。
Ｈ（ｋ）＝［ｈｋ（０），ｈｋ（１），…，ｈｋ（Ｌ−１）］Ｔ ・・・（２）
Ｘ（ｋ）＝［ｘ（ｋ），ｘ（ｋ−１），…，ｘ（ｋ−Ｌ＋１）］Ｔ ・・・（３）
上式（２），（３）において、各ベクトルの右肩に付された記号Ｔは、ベクトル要素を転置させる演算子である。
図６は、ＦＩＲフィルタであるフィルタ部２１２の構成例を概略的に示す図である。図６に示されるように、フィルタ部２１２は、遅延素子２１３１〜２１３Ｌ−１と乗算器２１４０〜２１４Ｌ−１と総和演算器２１５とを含む。図６のフィルタ部２１２は、可変フィルタ係数ｈｋ（０），ｈｋ（１），…，ｈｋ（Ｌ−１）と入力信号ｘ（ｋ），ｘ（ｋ−１），…，ｘ（ｋ−Ｌ＋１）とを積和演算することにより受信信号ｒ（ｋ）のレプリカＲ（ｋ）を算出することができる。
次に、図７を参照しつつ、伝送路推定部２１の動作について説明する。本実施の形態の等化装置１３は、複数の等化動作モードを有する。図７は、第１の等化動作モードで動作する伝送路推定部２１による処理手順を概略的に示すフローチャートである。
図７に示されるように、伝送路推定部２１は、受信既知信号の系列が入力されるまで待機している（ステップＳ１１のＮＯ）。受信既知信号の系列が伝送路推定部２１に入力されると（ステップＳ１１のＹＥＳ）、係数更新部２１６、フィルタ部２１２及び減算部２１７は、上式（１）に従って、第２信号選択部２５から入力される既知信号ＰＮの系列を用いて可変フィルタ係数群Ｈ（ｋ）を逐次更新することでＣＩＲの初期推定値を生成する（ステップＳ１３）。ここで、既知信号ＰＮの系列のシンボル長は、図４（Ａ）に示したように７００シンボルあり、フィルタ部２１２のフィルタタップ長Ｌは、そのシンボル長よりも短い。係数更新部２１６は、このような既知信号ＰＮの系列に応じて、たとえば、数十回〜数百回程度、フィルタ部２１２における可変フィルタ係数群Ｈ（ｋ）を更新することできる。そして、推定値出力部２１８は、逐次更新後の初期推定値をＣＩＲ推定値Ｈｄとして主等化処理部３０及び副等化処理部４０に出力する（ステップＳ１４）。主等化処理部３０及び副等化処理部４０は、それぞれ、ＣＩＲ推定値（初期推定値）Ｈｄを用いて遅延受信信号ＤＲｓを等化することができる。
その後、伝送路推定部２１は、第２信号選択部２５から、初期推定値を用いて等化された副等化信号Ｅｓの判定結果を示す参照信号Ｘｓが入力されるまで待機する（ステップＳ１５のＮＯ）。副等化信号Ｅｓの判定結果を示す参照信号Ｘｓが入力されると（ステップＳ１５のＹＥＳ）、係数更新部２１６、フィルタ部２１２及び減算部２１７は、上式（１）に従って、信号記憶部２１１から読み出された受信既知信号以外の信号とこれに対応する参照信号Ｘｓの系列とを用いて可変フィルタ係数群Ｈ（ｋ）を逐次更新（たとえば、数十回〜数百回程度更新）することによって精度の粗いＣＩＲ推定値を生成する（ステップＳ１６）。この副等化信号Ｅｓの判定結果を用いたＣＩＲ推定（ステップＳ１６）は、第２信号選択部２５から主等化信号Ｅｍの判定結果を示す参照信号Ｘｓが入力されるまでの間（ステップＳ１７でＮＯの場合）、実行される。ここで、ステップＳ１６で生成された精度の粗いＣＩＲ推定値は、主等化処理部３０及び副等化処理部４０に出力されない。
その後、主等化信号Ｅｍの判定結果を示す参照信号Ｘｓが入力されると（ステップＳ１７のＹＥＳ）、係数更新部２１６、フィルタ部２１２及び減算部２１７は、上式（１）に従って、信号記憶部２１１から読み出された受信既知信号以外の信号とこれに対応する参照信号Ｘｓの系列とを用いて可変フィルタ係数群Ｈ（ｋ）を逐次更新（たとえば、数十回〜数百回程度更新）することによって高精度のＣＩＲ推定値を生成する（ステップＳ１８）。このＣＩＲ推定（ステップＳ１８）は、ステップＳ１６で生成された精度の粗いＣＩＲ推定値を初期値とする適応アルゴズムにより実行されるので、適応アルゴリズムにおける収束速度が速く、高精度のＣＩＲ推定値を比較的短い時間で求めることができる。そして、推定値出力部２１８は、当該ＣＩＲ推定値Ｈｄを主等化処理部３０及び副等化処理部４０に出力する（ステップＳ１９）。主等化処理部３０及び副等化処理部４０は、それぞれ、高精度のＣＩＲ推定値Ｈｄを用いて遅延受信信号ＤＲｓを等化することができる。
その後、伝送路推定部２１は、次の受信既知信号の系列あるいは副受信信号の判定結果の信号系列が入力されるまで待機している（ステップＳ２０のＮＯ及びステップＳ２１のＮＯ）。次の受信既知信号の系列の入力が無く（ステップＳ２０のＮＯ）、副等化信号の判定結果の信号系列が入力されると（ステップＳ２１のＹＥＳ）、ステップＳ１６に手順が移行する。一方、次の受信既知信号の系列が入力されると（ステップＳ２０のＹＥＳ）、ステップＳ１３以後の処理が実行されることとなる。
次に、等化装置１３の第２の等化動作モードについて説明する。図８は、第２の等化動作モードで動作する伝送路推定部２１による処理手順を概略的に示すフローチャートである。この第２の等化動作モードの場合は、上記第１の等化動作モードの場合とは異なり、第１信号選択部２３は、全ての期間に亘って主等化信号Ｅｍのみを選択して硬判定部２４に出力する。
第２の等化動作モードでは、図８に示されるように、先ず、図７のステップＳ１１〜Ｓ１４と同じステップが実行される。その後、伝送路推定部２１は、第２信号選択部２５から、初期推定値を用いて等化された主等化信号Ｅｍの判定結果を示す参照信号Ｘｓが入力されるまで待機する（ステップＳ２５のＮＯ）。主等化信号Ｅｍの判定結果を示す参照信号Ｘｓが入力されると（ステップＳ２５のＹＥＳ）、係数更新部２１６、フィルタ部２１２及び減算部２１７は、上式（１）に従って、信号記憶部２１１から読み出された受信既知信号以外の信号とこれに対応する参照信号Ｘｓの系列とを用いて可変フィルタ係数群Ｈ（ｋ）を逐次更新（たとえば、数十回〜数百回程度更新）することによってＣＩＲ推定値を生成する（ステップＳ２６）。そして、推定値出力部２１８は、当該ＣＩＲ推定値Ｈｄを主等化処理部３０及び副等化処理部４０に出力する（ステップＳ２７）。主等化処理部３０及び副等化処理部４０は、ＣＩＲ推定値Ｈｄを用いて遅延受信信号ＤＲｓを等化することができる。その後、伝送路推定部２１は、次の受信既知信号の系列あるいは主等化信号の判定結果の信号系列が入力されるまで待機している（ステップＳ２８のＮＯ及びステップＳ２９のＮＯ）。次の受信既知信号の系列の入力が無く（ステップＳ２８のＮＯ）、主等化信号の判定結果の信号系列が入力されると（ステップＳ２９のＹＥＳ）、ステップＳ２６に手順が移行する。一方、次の受信既知信号の系列が入力されると（ステップＳ２８のＹＥＳ）、ステップＳ１３以後の処理が実行されることとなる。
上記第２の等化動作モードでは、主等化信号Ｅｍの判定結果を用いたＣＩＲ推定（図８のステップＳ２６）に先立ち、副等化信号Ｅｓの判定結果を用いたＣＩＲ推定が実行されない。これに対し、上記第１の等化動作モードでは、主等化信号Ｅｍの判定結果を用いたＣＩＲ推定（図７のステップＳ１８）に先立ち、副等化信号Ｅｓの判定結果を用いたＣＩＲ推定（図７のステップＳ１６）が実行されるので、主等化信号Ｅｍの判定結果を用いた高精度のＣＩＲ推定を短い時間で行うことができるという利点がある。したがって、第１の等化動作モードは、伝送路の時間変動が速い通信環境下でも、その時間変動に素早く追従してＣＩＲ推定値を高精度で検出することができる。
図９は、第１の等化動作モードで動作する等化装置１３における各種信号を例示するタイミングチャートである。図９において、受信信号Ｒｓは、同期セグメントＤＦＳ（図４（Ａ））とデータセグメントＳ（１），Ｓ（２），…（図４（Ｂ））とを含む一連のセグメントからなる。また、遅延受信信号ＤＲｓに対して副等化処理部４０の処理時間に相当する遅延時間δ１だけ遅れて一連の副等化信号Ｅｓ（１），Ｅｓ（２），…が生成されており、遅延受信信号ＤＲｓに対して主等化処理部３０の処理時間に相当する遅延時間δ２（δ２＞δ１）だけ遅れて一連の主等化信号Ｅｍ（１），Ｅｍ（２），…が生成されている。ここで、ｉ番目の副等化信号Ｅｓ（ｉ）は、ｉ番目のデータセグメントＳ（ｉ）を副等化処理部４０が等化することで生成された信号であり、ｉ番目の主等化信号Ｅｍ（ｉ）は、ｉ番目のデータセグメントＳ（ｉ）を主等化処理部３０が等化することで生成された信号である。
図９を参照すると、時刻ｔ０に同期セグメントＤＦＳが等化装置１３に入力されると（図７のステップＳ１１のＹＥＳ）、伝送路推定部２１は、時刻ｔ１で、同期セグメントＤＦＳ内の受信既知信号に基づいてＣＩＲの初期推定値「ＣＩＲ（ＤＦＳ）」を生成する（ステップＳ１３）。その後、伝送路推定部２１は、初期推定値「ＣＩＲ（ＤＦＳ）」を主等化処理部３０及び副等化処理部４０に出力する（ステップＳ１４）。その後、副等化処理部４０は、初期推定値「ＣＩＲ（ＤＦＳ）」を用いて遅延受信信号Ｓ（３）を等化することで副等化信号Ｅｓ（３）を生成する。この副等化信号Ｅｓ（３）の判定結果が入力されると（ステップＳ１５のＹＥＳ）、伝送路推定部２１は、その判定結果と選択受信信号Ｓ（３）とを用いた適応アルゴリズムにより可変フィルタ係数群「ＣＣＩＲ（３）」を検出する（ステップＳ１６）。この可変フィルタ係数群「ＣＣＩＲ（３）」は、精度の粗いＣＩＲ推定値である。
一方、主等化処理部３０は、初期推定値「ＣＩＲ（ＤＦＳ）」を用いて遅延受信信号Ｓ（３）を等化することで主等化信号Ｅｍ（３）を生成している。この主等化信号Ｅｍ（３）の判定結果が入力されると（図７のステップＳ１７のＹＥＳ）、伝送路推定部２１は、その判定結果と選択受信信号Ｓ（３）とを用いた適応アルゴリズムにより可変フィルタ係数群「ＣＩＲ（３）」を検出する（ステップＳ１８）。この可変フィルタ係数群「ＣＩＲ（３）」は、ＣＩＲ推定値「ＣＣＩＲ（３）」に基づいて生成された精度の高いＣＩＲ推定値Ｈｄとして、主等化処理部３０及び副等化処理部４０に出力される（ステップＳ１９）。
その後は、図９に示されるように、副等化処理部４０は、ＣＩＲ推定値「ＣＩＲ（３）」を用いて遅延受信信号Ｓ（６）を等化することで副等化信号Ｅｓ（６）を生成する。この副等化信号Ｅｓ（６）の判定結果が入力されると（ステップＳ２１のＹＥＳ）、伝送路推定部２１は、その判定結果と選択受信信号Ｓ（６）とを用いた適応アルゴリズムにより可変フィルタ係数群「ＣＣＩＲ（６）」を検出する（ステップＳ１６）。一方、主等化処理部３０は、ＣＩＲ推定値「ＣＩＲ（３）」を用いて遅延受信信号Ｓ（６）を等化することで主等化信号Ｅｍ（６）を生成している。この主等化信号Ｅｍ（６）の判定結果が入力されると（ステップＳ１７のＹＥＳ）、伝送路推定部２１は、その判定結果と選択受信信号Ｓ（６）とを用いた適応アルゴリズムにより可変フィルタ係数群「ＣＩＲ（６）」を検出する（ステップＳ１８）。この可変フィルタ係数群「ＣＩＲ（６）」は、ＣＩＲ推定値「ＣＣＩＲ（６）」に基づいて生成された精度の高いＣＩＲ推定値Ｈｄとして、主等化処理部３０及び副等化処理部４０に出力される（ステップＳ１９）。その後は、次の同期セグメントＤＦＳが入力されるまで、同様の手順が繰り返し実行される。
これに対し、図９は、第２の等化動作モードで動作する等化装置１３における各種信号を例示するタイミングチャートである。図１０を参照すると、時刻ｔ０に同期セグメントＤＦＳが等化装置１３に入力されると（図８のステップＳ１１のＹＥＳ）、伝送路推定部２１は、時刻ｔ１で、同期セグメントＤＦＳ内の受信既知信号に基づいてＣＩＲの初期推定値「ＣＩＲ（ＤＦＳ）」を生成する（ステップＳ１３）。その後、伝送路推定部２１は、初期推定値「ＣＩＲ（ＤＦＳ）」を主等化処理部３０及び副等化処理部４０に出力する（ステップＳ１４）。その後、主等化処理部３０は、初期推定値「ＣＩＲ（ＤＦＳ）」を用いて遅延受信信号Ｓ（３）を等化することで主等化信号Ｅｍ（３）を生成する。この副等化信号Ｅｍ（３）の判定結果が入力されると（ステップＳ２５のＹＥＳ）、伝送路推定部２１は、その判定結果と選択受信信号Ｓ（３）とを用いた適応アルゴリズムにより可変フィルタ係数群「ＣＩＲ（３）」を検出する（ステップＳ２６）。この可変フィルタ係数群「ＣＩＲ（３）」は、主等化処理部３０及び副等化処理部４０に出力される（ステップＳ２７）。
その後は、図１０に示されるように、主等化処理部３０は、ＣＩＲ推定値「ＣＩＲ（３）」を用いて遅延受信信号Ｓ（７）を等化することで主等化信号Ｅｍ（７）を生成する。この主等化信号Ｅｍ（６）の判定結果が入力されると（ステップＳ２９のＹＥＳ）、伝送路推定部２１は、その判定結果と選択受信信号Ｓ（７）とを用いた適応アルゴリズムにより可変フィルタ係数群「ＣＩＲ（７）」を検出する（ステップＳ２６）。この可変フィルタ係数群「ＣＩＲ（７）」は、主等化処理部３０及び副等化処理部４０に出力される（ステップＳ２７）。その後は、次の同期セグメントＤＦＳが入力されるまで、同様の手順が繰り返し実行される。
上述したように、第２の等化動作モードでは、副等化信号Ｅｓの判定結果を用いたＣＩＲ推定が実行されず、主等化信号Ｅｍの判定結果を用いたＣＩＲ推定（図８のステップＳ２６）が実行されるので、適応アルゴリズムによる可変フィルタ係数群の逐次更新の際にＣＩＲ推定値の収束が遅い。これにより、図１０に示したように、所望の精度を確保するためにはＣＩＲ推定値Ｈｄの更新間隔を短くことに限界がある。これに対し、第１の等化動作モードでは、副等化信号Ｅｓの判定結果を用いたＣＩＲ推定（図７のステップＳ１６）に続いて、主等化信号Ｅｍの判定結果を用いたＣＩＲ推定（図８のステップＳ１８）が実行されるので、ＣＩＲ推定値の収束が速い。これにより、図９に示したように、ＣＩＲ推定値Ｈｄの更新間隔を短くすることができる。
ところで、係数更新部２１６は、誤差ｅ（ｋ）を監視してこの誤差ｅ（ｋ）が大きい場合（たとえば、所定の閾値を超える場合）には、可変フィルタ係数群Ｈ（ｋ）を初期値にリセットしてもよい。特に、図７のステップＳ１６からステップＳ１８に処理が移行する過程で誤差ｅ（ｋ）の大きさが所定の閾値を超えた場合には、可変フィルタ係数群Ｈ（ｋ）を初期値にリセットすることが望ましい。
また、係数更新部２１６は、誤差ｅ（ｋ）の大きさに応じて修正係数μの値を最適化してもよい。具体的には、誤差ｅ（ｋ）の絶対値が比較的小さい場合（たとえば、所定の閾値を下回る場合）には、係数更新部２１６は、ＣＩＲの推定精度が高いと判断して修正係数μを小さい値に設定し、誤差ｅ（ｋ）の絶対値が比較的大きい場合（たとえば、所定の閾値を超える場合）には、ＣＩＲの推定精度が低いと判断して修正係数μを大きい値に設定することが望ましい。
以上に説明したように実施の形態１の等化装置１３では、伝送路推定部２１は、主等化信号Ｅｍに先行して入力される副等化信号Ｅｓを用いて比較的精度の粗いＣＩＲ推定値Ｈｄを検出し、続いて入力される主等化信号Ｅｍを用いて精度の高いＣＩＲ推定値Ｈｄを検出する。よって、ＣＩＲ推定値Ｈｄの更新速度を速くしつつ、伝送路の時間変動が速い通信環境下でも、ＣＩＲ推定値Ｈｄを高い精度で検出することができる。したがって、ＣＩＲ推定値Ｈｄの更新頻度の向上と、高速フェージング環境下での受信性能の向上とを両立させることができる。
実施の形態２．
次に、本発明に係る実施の形態２について説明する。図１１は、実施の形態２の等化装置１３Ｂの概略構成を示す機能ブロック図である。本実施の形態の受信装置の構成は、等化装置の構成を除いて、上記実施の形態１の受信装置１の構成と同じである。
図１１に示されるように、等化装置１３Ｂは、伝送路推定部２１、遅延部２２、第１信号選択部２３、硬判定部２４、第２信号選択部２５、主等化処理部３０Ｂ及び副等化処理部４０Ｂを含む。図１１の処理ブロック２１，２２，２３，２４，２５の構成及び動作は、図２の伝送路推定部２１、遅延部２２、第１信号選択部２３、硬判定部２４及び第２信号選択部２５の構成及び動作と同じである。
この等化装置１３Ｂは、後段の処理ブロック（たとえば、図１の誤り訂正部１６）から主等化信号Ｅｍの信号品質を表す制御信号Ｓｑの供給を受けている。この制御信号Ｓｑは、たとえば、誤り率（ビットエラーレート）、ＣＮ比（搬送波対雑音比）あるいはＳＮ比（信号対雑音比）を表す信号であればよい。
主等化処理部３０Ｂは、第１フーリエ変換部３１Ｂ、第２フーリエ変換部３２Ｂ、周波数軸等化部３３及び逆フーリエ変換部３４を含む。図１１の処理ブロック３３，３４の構成は、図２の周波数軸等化部３３及び逆フーリエ変換部３４の構成と同じである。第１フーリエ変換部３１Ｂ及び第２フーリエ変換部３２Ｂは、上記実施の形態１の第１フーリエ変換部３１及び第２フーリエ変換部３２と同様に離散フーリエ変換を実行する機能を有する。本実施の形態の第１フーリエ変換部３１Ｂ及び第２フーリエ変換部３２Ｂは、さらに、制御信号Ｓｑで表される信号品質に応じて変換期間Ｔｗ１を変化させる機能を有する。具体的には、第１フーリエ変換部３１Ｂ及び第２フーリエ変換部３２Ｂは、信号品質が低い程、変換期間Ｔｗ１を長くし（すなわち、サンプリング点数Ｌを多くし）、信号品質が高い程、変換期間Ｔｗ１を短くして（すなわち、サンプリング点数Ｌを少なくして）信号処理量を少なくすることができる。
一方、副等化処理部４０Ｂは、第１副フーリエ変換部４１Ｂ、第２副フーリエ変換部４２Ｂ、副周波数軸等化部４３及び副逆フーリエ変換部４４を含む。図１１の処理ブロック４３，４４の構成は、図２の副周波数軸等化部４３及び副逆フーリエ変換部４４の構成と同じである。第１副フーリエ変換部４１Ｂ及び第２副フーリエ変換部４２Ｂは、上記実施の形態１の第１副フーリエ変換部４１及び第２副フーリエ変換部４２と同様に離散フーリエ変換を実行する機能を有する。第１副フーリエ変換部４１Ｂ及び第２副フーリエ変換部４２Ｂは、さらに、制御信号Ｓｑで表される信号品質に応じて変換期間Ｔｗ２を変化させる機能を有する。具体的には、第１副フーリエ変換部４１Ｂ及び第２副フーリエ変換部４２Ｂは、信号品質が低い程、変換期間Ｔｗ２を長くし（すなわち、サンプリング点数Ｋを多くし）、信号品質が高い程、変換期間Ｔｗ２を短くして（すなわち、サンプリング点数Ｋを少なくして）信号処理量を少なくすることができる。
以上に説明したように実施の形態２の等化装置１３Ｂは、上記実施の形態１の等化装置１３と同様に、ＣＩＲ推定値Ｈｄの更新速度を速くしつつ、伝送路の時間変動が速い通信環境下でも、ＣＩＲ推定値Ｈｄを高い精度で検出することができる。したがって、ＣＩＲ推定値Ｈｄの更新頻度の向上と、高速フェージング環境下での受信性能の向上とを両立させることができる。本実施の形態では、さらに、信号品質に応じて離散フーリエ変換の変換期間Ｔｗ１，Ｔｗ２が可変設定されるので、受信状況に応じてＣＩＲ推定値Ｈｄの更新頻度や処理速度を最適化することが可能である。たとえば、信号品質が低い場合には、長遅延波成分の存在を考慮して変換期間Ｔｗ１，Ｔｗ２を長くすることにより等化精度を向上させることができる。一方、通信品質が高い場合には、変換期間Ｔｗ１，Ｔｗ２を短くすることにより処理速度の向上、ひいてはＣＩＲ推定値Ｈｄの更新頻度の向上を実現することができる。
なお、伝送路推定部２１のフィルタタップ長は、変換期間Ｔｗ１，Ｔｗ２に応じた可変長となるように設計することができる。あるいは、伝送路推定部２１のフィルタタップ長よりも変換期間Ｔｗ１（第２フーリエ変換部３２のサンプリング点数Ｌ）が長い場合には、ＣＩＲ推定値Ｈｄの信号点に零値の信号点を補間して第２フーリエ変換部３２への入力を生成してもよい。後述する実施の形態でも同様である。
実施の形態３．
次に、本発明に係る実施の形態２について説明する。図１２は、実施の形態３の等化装置１３Ｃの概略構成を示す機能ブロック図である。本実施の形態の受信装置の構成は、等化装置の構成を除いて、上記実施の形態１の受信装置１の構成と同じである。
図１２に示されるように、等化装置１３Ｃは、伝送路推定部２１Ｃ、遅延部２２、第１信号選択部２３、硬判定部２４、第２信号選択部２５、主等化処理部３０Ｃ及び副等化処理部４０Ｃを含む。図１２の処理ブロック２２，２３，２４，２５の構成及び動作は、図２の遅延部２２、第１信号選択部２３、硬判定部２４及び第２信号選択部２５の構成及び動作と同じである。
伝送路推定部２１Ｃは、上記実施の形態１の伝送路推定部２１と同様にＣＩＲ推定値Ｈｄを検出（更新）する機能を有し、さらに、ＣＩＲ推定値Ｈｄの系列に基づいて、主波（希望波）に対する遅延波の遅延時間及び強度を示す遅延プロファイルを推定し、その遅延プロファイルの特性を示す制御信号Ｄｐを生成する機能を有する。この制御信号Ｄｐは、主等化処理部３０Ｃ及び副等化処理部４０Ｃに供給される。
主等化処理部３０Ｃは、第１フーリエ変換部３１Ｃ、第２フーリエ変換部３２Ｃ、周波数軸等化部３３及び逆フーリエ変換部３４を含む。図１２の処理ブロック３３，３４の構成は、図２の周波数軸等化部３３及び逆フーリエ変換部３４の構成と同じである。第１フーリエ変換部３１Ｃ及び第２フーリエ変換部３２Ｃは、上記実施の形態１の第１フーリエ変換部３１及び第２フーリエ変換部３２と同様に離散フーリエ変換を実行する機能を有する。本実施の形態の第１フーリエ変換部３１Ｃ及び第２フーリエ変換部３２Ｃは、さらに、制御信号Ｄｐに応じて変換期間Ｔｗ１を変化させる機能を有する。
一方、副等化処理部４０Ｃは、第１副フーリエ変換部４１Ｃ、第２副フーリエ変換部４２Ｃ、副周波数軸等化部４３及び副逆フーリエ変換部４４を含む。図１２の処理ブロック４３，４４の構成は、図２の副周波数軸等化部４３及び副逆フーリエ変換部４４の構成と同じである。第１副フーリエ変換部４１Ｃ及び第２副フーリエ変換部４２Ｃは、上記実施の形態１の第１副フーリエ変換部４１及び第２副フーリエ変換部４２と同様に離散フーリエ変換を実行する機能を有する。第１副フーリエ変換部４１Ｃ及び第２副フーリエ変換部４２Ｃは、さらに、制御信号Ｄｐに応じて変換期間Ｔｗ２を変化させる機能を有する。
図１３は、実施の形態３の伝送路推定部２１Ｃの構成例を概略的に示す機能ブロック図である。図１３に示されるように、伝送路推定部２１Ｃは、フィルタ部２１２、係数更新部２１６、減算部２１７及び推定値出力部２１８を有し、これら構成要素２１２，２１６，２１７，２１８の構成及び動作は、図５のフィルタ部２１２、係数更新部２１６、減算部２１７及び推定値出力部２１８の構成及び動作と同じである。伝送路推定部２１Ｃは、さらにＣＩＲ推定値Ｈｄの遅延プロファイルを算出する遅延プロファイル生成部２１９を有する。
この遅延プロファイル生成部２１９は、たとえば、ＣＩＲ推定値ｈｋ（０），ｈｋ（１），…，ｈｋ（Ｌ−１）の絶対値（＝｜ｈｋ（０）｜，｜ｈｋ（１）｜，…，｜ｈｋ（Ｌ−１）｜）またはそれらの電力値（＝｜ｈｋ（０）｜２，｜ｈｋ（１）｜２，…，｜ｈｋ（Ｌ−１）｜２）を算出して遅延プロファイルを生成することができる。
図１４は、横軸を遅延時間τとし、縦軸を電力とする遅延プロファイルの一例を示すグラフである。遅延波成分が存在する場合には、図１４に示されるように主波成分Ｃｍと遅延波成分Ｃｄとが現れる。遅延プロファイル生成部２１９は、主波成分Ｃｍのピーク位置及び強度と遅延波成分Ｃｄのピーク位置及び強度とを検出し、主波成分Ｃｍに対する遅延波成分Ｃｄの遅延時間及び強度（または強度比）の少なくとも一方を示す制御信号Ｄｐを生成することができる。
たとえば、主波成分Ｃｍの強度と比較して遅延波成分Ｃｄの強度（または強度比）が比較的低い場合（たとえば、所定の閾値未満の場合）には、変換期間Ｔｗ１，Ｔｗ２を短くして（すなわち、サンプリング点数Ｌ，Ｋを少なくして）信号処理量を少なくすることができる。一方、主波成分Ｃｍの強度と比較して遅延波成分Ｃｄの強度（または強度比）が比較的高い場合（たとえば、所定の閾値を超える場合）には、変換期間Ｔｗ１，Ｔｗ２を長くして（すなわち、サンプリング点数Ｌ，Ｋを多くして）、遅延波成分Ｃｄの影響をＣＩＲ推定値Ｈｄに反映させることができ、精度の高いＣＩＲ推定が可能となる。
また、主波成分Ｃｍに対する遅延波成分Ｃｄの遅延時間が大きい程、変換期間Ｔｗ１，Ｔｗ２を長くすることで遅延波成分（長遅延波成分）Ｃｄの影響をＣＩＲ推定値Ｈｄに反映させて精度の高いＣＩＲ推定を実現することができる。一方、主波成分Ｃｍに対する遅延波成分Ｃｄの遅延時間が小さい程、変換期間Ｔｗ１，Ｔｗ２を短くして等化精度を低下させることなく処理速度の向上を実現することができる。
以上に説明したように実施の形態３の等化装置１３Ｃは、上記実施の形態１の等化装置１３と同様に、ＣＩＲ推定値Ｈｄの更新速度を速くしつつ、伝送路の時間変動が速い通信環境下でも、ＣＩＲ推定値Ｈｄを高い精度で検出することができる。したがって、ＣＩＲ推定値Ｈｄの更新頻度の向上と、高速フェージング環境下での受信性能の向上とを両立させることができる。本実施の形態では、さらに、推定された遅延プロファイルに応じて離散フーリエ変換の変換期間Ｔｗ１，Ｔｗ２が可変設定されるので、受信状況に応じてＣＩＲ推定値Ｈｄの更新頻度や処理速度を最適化することが可能である。
実施の形態４．
次に、本発明に係る実施の形態４について説明する。図１５は、実施の形態４の等化装置１３Ｄの概略構成を示す機能ブロック図である。本実施の形態の受信装置の構成は、等化装置の構成を除いて、上記実施の形態１の受信装置１の構成と同じである。また、本実施の形態の等化装置１３Ｄの構成及び動作は、第１信号選択部２３Ｄを除いて、上記実施の形態１の等化装置１３の構成及び動作と同じである。
本実施の形態の第１信号選択部２３Ｄは、後段の処理ブロック（たとえば、図１の誤り訂正部１６）から主等化信号Ｅｍの信号品質を表す制御信号Ｓｑの供給を受けている。この制御信号Ｓｑは、たとえば、誤り率（ビットエラーレート）、ＣＮ比あるいはＳＮ比を表す信号であればよい。
第１信号選択部２３Ｄは、上記実施の形態１の第１信号選択部２３と同じ機能を有し、さらに、制御信号Ｓｑに応じて、硬判定部２４への出力を副等化信号Ｅｓから主等化信号Ｅｍに切り替えるタイミングを変化させる機能を有する。
具体的には、たとえば、第１信号選択部２３Ｄは、制御信号Ｓｑで表される信号品質が所定条件（たとえば、誤り率が所定の閾値未満であるとの条件）を満たさないときには、上記実施の形態１の場合と同様のタイミングで、硬判定部２４への出力を副等化信号Ｅｓから主等化信号Ｅｍに切り替えるが、信号品質が所定条件（たとえば、誤り率が所定の閾値未満であるとの条件）を満たすときには、副等化信号Ｅｓを選択し続けて主等化信号Ｅｍを選択しないようにすることができる。このように、誤り率が十分に低い場合には、副等化信号Ｅｓを用いてＣＩＲ推定値Ｈｄを検出し続けることで、ＣＩＲ推定値Ｈｄの更新速度を向上させて、伝送路の時間変動に対するＣＩＲ推定の追従性を高くすることができる。よって、等化精度を低下させることなく、リアルタイム性の高いＣＩＲ推定を実現することが可能である。一方、誤り率が大きい場合には、第１信号選択部２３Ｄは、主等化信号Ｅｍを選択し続けて副等化信号Ｅｓを選択しないようにすることができる。これにより、精度の高いＣＩＲ推定を優先して行うことが可能である。
以上に説明したように実施の形態４の等化装置１３Ｄは、上記実施の形態１の等化装置１３と同様のタイミングで第１信号選択部２３の出力を副等化信号Ｅｓから主等化信号Ｅｍに切り替えることで、ＣＩＲ推定値Ｈｄの更新速度を速くしつつ、伝送路の時間変動が速い通信環境下でも、ＣＩＲ推定値Ｈｄを高い精度で検出することができる。したがって、ＣＩＲ推定値Ｈｄの更新頻度の向上と、高速フェージング環境下での受信性能の向上とを両立させることができる。本実施の形態では、さらに、受信状況に応じて、第１信号選択部２３の出力を副等化信号Ｅｓから主等化信号Ｅｍに切り替えるタイミングが制御されるので、ＣＩＲ推定処理を最適化することが可能である。
なお、実施の形態４の変形例として、図１５の主等化処理部３０及び副等化処理部４０に代えて、実施の形態２の主等化処理部３０Ｂ及び副等化処理部４０Ｂを採用した形態もあり得る。
実施の形態５．
次に、本発明に係る実施の形態５について説明する。図１６は、実施の形態５の等化装置１３Ｅの概略構成を示す機能ブロック図である。本実施の形態の受信装置の構成は、等化装置の構成を除いて、上記実施の形態１の受信装置１の構成と同じである。また、本実施の形態の等化装置１３Ｅの構成及び動作は、伝送路推定部２１Ｃ及び第１信号選択部２３Ｅを除いて、上記実施の形態１の等化装置１３の構成及び動作と同じである。
本実施の形態の伝送路推定部２１Ｃは、上記実施の形態３の伝送路推定部２１Ｃと同様の機能を有し、遅延プロファイルの特性を示す制御信号Ｄｐを生成する機能を有する。本実施の形態の第１信号選択部２３Ｅは、伝送路推定部２１Ｃから制御信号Ｄｑの供給を受けている。第１信号選択部２３Ｅは、上記実施の形態１の第１信号選択部２３と同じ機能を有し、さらに、制御信号Ｄｑに応じて、硬判定部２４への出力を副等化信号Ｅｓから主等化信号Ｅｍに切り替えるタイミングを変化させる機能を有する。
具体的には、たとえば、第１信号選択部２３Ｅは、推定された遅延プロファイルが所定条件（たとえば、主波成分Ｃｍの強度と比較して遅延波成分Ｃｄの強度または強度比が所定の閾値未満であるとの条件）を満たすときには、副等化信号Ｅｓを選択し続けて主等化信号Ｅｍを選択しないようにすることができる。これにより、ＣＩＲ推定値Ｈｄの更新速度を向上させて、伝送路の時間変動に対するＣＩＲ推定の追従性を高くすることができる。よって、等化精度を低下させることなく、リアルタイム性の高いＣＩＲ推定を実現することが可能である。一方、第１信号選択部２３Ｅは、推定された遅延プロファイルが所定条件（たとえば、主波成分Ｃｍの強度と比較して遅延波成分Ｃｄの強度または強度比が所定の閾値未満であるとの条件）を満たさないときに、主等化信号Ｅｍを選択し続けて副等化信号Ｅｓを選択しないようにすることもできる。これにより、精度の高いＣＩＲ推定を優先して行うことが可能である。
以上に説明したように実施の形態５の等化装置１３Ｅは、上記実施の形態１の等化装置１３と同様のタイミングで第１信号選択部２３の出力を副等化信号Ｅｓから主等化信号Ｅｍに切り替えることで、ＣＩＲ推定値Ｈｄの更新速度を速くしつつ、伝送路の時間変動が速い通信環境下でも、ＣＩＲ推定値Ｈｄを高い精度で検出することができる。したがって、ＣＩＲ推定値Ｈｄの更新頻度の向上と、高速フェージング環境下での受信性能の向上とを両立させることができる。本実施の形態では、さらに、受信状況に応じてＣＩＲ推定処理を最適化することが可能である。
なお、実施の形態５の変形例として、図１６の主等化処理部３０及び副等化処理部４０に代えて、実施の形態３の主等化処理部３０Ｃ及び副等化処理部４０Ｃを採用した形態もあり得る。
実施の形態６．
次に、本発明に係る実施の形態６について説明する。図１７は、実施の形態６の等化装置１３Ｆの概略構成を示す機能ブロック図である。本実施の形態の受信装置の構成は、等化装置の構成を除いて、上記実施の形態１の受信装置１の構成と同じである。また、本実施の形態の等化装置１３Ｆの構成は、第１信号選択部２３の代わりに第１信号選択部（信号合成部）２３Ｆを採用した点を除いて、上記実施の形態１の等化装置１３の構成と同じである。
本実施の形態の第１信号選択部２３Ｆは、副等化信号Ｅｓ及び主等化信号Ｅｍを合成して合成等化信号を生成し、この合成等化信号を硬判定部２４に出力する機能を有する。より具体的には、図１７に示されるように、副等化信号Ｅｓに合成比率α（０≦α≦１）を乗算する重み付け部５１と、当該副等化信号Ｅｓに対応する主等化信号Ｅｍに合成比率β（＝１−α）を乗算する重み付け部５２と、重み付け部５１，５２の出力を加算して合成等化信号Ｍｘ（＝α×Ｅｓ＋β×Ｅｍ）を生成する混合部５３とを有する。たとえば、図９に示したように主等化信号Ｅｍ（１），Ｅｍ（２），…が生成され、副等化信号Ｅｓ（１），Ｅｓ（２），…が生成される場合には、合成等化信号Ｍｘ（１）（＝α×Ｅｓ（１）＋β×Ｅｍ（１）），Ｍｘ（２）（＝α×Ｅｓ（２）＋β×Ｅｍ（２）），Ｍｘ（３）（＝α×Ｅｓ（３）＋β×Ｅｍ（３）），…が生成される。
第１信号選択部２３Ｆは、合成比率α，βの値を変化させることにより上記第１信号選択部２３と実質的に同じ機能を有する。すなわち、第１信号選択部２３Ｆは、主等化信号Ｅｍに先行して副等化信号Ｅｓが入力される期間は、合成比率αを１に設定して副等化信号Ｅｓを硬判定部２４に出力する。これにより、伝送路推定部２１は、硬判定部２４による副等化信号Ｅｓの判定結果を参照信号Ｘｓとして用いた精度の粗いＣＩＲ推定（図７のステップＳ１６）を実行することができる。次いで、主等化信号Ｅｍが入力されると、合成比率αを１から零に切り替えることで硬判定部２４への出力を副等化信号Ｅｓから主等化信号Ｅｍに切り替えることができる。これにより、伝送路推定部２１は、硬判定部２４による主等化信号Ｅｍの判定結果を参照信号Ｘｓとして用いたＣＩＲ推定（図７のステップＳ１８）を実行することができる。このような第１信号選択部２３Ｆの動作により、上記実施の形態１の等化装置１３と同様の機能を実現することができる。
また、たとえば、主等化信号Ｅｍに含まれるノイズや偽の長遅延波成分の存在により伝送路推定部２１Ｃでの適応アルゴリズムの収束性が低くなる場合がある。このような場合には、合成比率αを１に設定して副等化信号Ｅｓの判定結果を用いたＣＩＲ推定を実行した後に、合成比率αを１未満の非零の値に設定して主等化信号Ｅｍと副等化信号Ｅｓとを合成した合成等化信号Ｍｘの判定結果を伝送路推定部２１Ｃに与えてもよい。これにより、伝送路推定部２１は、ノイズの影響や偽の長遅延波成分の影響が軽減されたＣＩＲ推定値を生成することができるので、ＣＩＲ推定精度の低下を抑制することができる。
以上に説明したように、本実施の形態の等化装置１３Ｆは、上記実施の形態１の等化装置１３と同じ効果を奏することができる。また、副等化信号Ｅｓの判定結果を用いたＣＩＲ推定が実行された後に、合成比率αを１未満の非零の値に設定して主等化信号Ｅｍと副等化信号Ｅｓとを合成した合成等化信号の判定結果を伝送路推定部２１Ｃに与える場合には、ＣＩＲ推定精度の低下を抑制することもできる。
実施の形態７．
次に、本発明に係る実施の形態７について説明する。図１８は、実施の形態７の等化装置１３Ｇの概略構成を示す機能ブロック図である。本実施の形態の受信装置の構成は、等化装置の構成を除いて、上記実施の形態１の受信装置１の構成と同じである。また、本実施の形態の等化装置１３Ｇの構成及び動作は、第１信号選択部２３Ｆの代わりに第１信号選択部（信号合成部）２３Ｇを採用した点を除いて、上記実施の形態６の等化装置１３Ｆの構成及び動作と同じである。
本実施の形態の第１信号選択部２３Ｇは、上記実施の形態６の第１信号選択部２３Ｆと同じ機能を有する。すなわち、重み付け部５１Ｇ，５２Ｇ及び混合部５３Ｇは、実施の形態６の重み付け部５１，５２及び混合部５３と同様に動作して、主等化信号Ｅｍに先行して副等化信号Ｅｓが入力される期間は、合成比率αを１に設定して副等化信号Ｅｓを硬判定部２４に出力し、続いて主等化信号Ｅｍが入力される期間には、合成比率αを１から零または１未満の非零の値に切り替えることで硬判定部２４へ合成等化信号Ｍｘを出力することができる。
また、第１信号選択部２３Ｇは、後段の処理ブロック（たとえば、図１の誤り訂正部１６）から主等化信号Ｅｍの信号品質を表す制御信号Ｓｑの供給を受けている。この制御信号Ｓｑは、たとえば、誤り率（ビットエラーレート）、ＣＮ比あるいはＳＮ比を表す信号であればよい。重み付け部５１Ｇ，５２Ｇは、制御信号Ｓｑに応じて合成比率α，βの値を変化させる機能を有している。この機能を用いて、等化装置１３Ｇは、実施の形態４の等化装置１３Ｄと同様に動作することが可能である。
以上に説明したように、本実施の形態の等化装置１３Ｇは、上記実施の形態４，６の等化装置１３Ｄ，１３Ｆと同じ効果を奏することができる。また、制御信号Ｓｑに応じた合成比率α，βの可変設定により、受信状況に応じてＣＩＲ推定処理を最適化することができる。
実施の形態８．
次に、本発明に係る実施の形態８について説明する。図１９は、実施の形態８の等化装置１３Ｈの概略構成を示す機能ブロック図である。本実施の形態の受信装置の構成は、等化装置の構成を除いて、上記実施の形態１の受信装置１の構成と同じである。図１９に示されるように本実施の形態の等化装置１３Ｈは、伝送路推定部２１Ｃと第１信号選択部（信号合成部）２３Ｈとを有している。図１９の伝送路推定部２１Ｃは、上記実施の形態３の伝送路推定部２１Ｃ（図１２）と同じである。
本実施の形態の第１信号選択部２３Ｈは、上記実施の形態６の第１信号選択部２３Ｆと同じ機能を有する。すなわち、重み付け部５１Ｈ，５２Ｈ及び混合部５３Ｈは、実施の形態６の重み付け部５１，５２及び混合部５３と同様に動作して、主等化信号Ｅｍに先行して副等化信号Ｅｓが入力される期間は、合成比率αを１に設定して副等化信号Ｅｓを硬判定部２４に出力し、続いて主等化信号Ｅｍが入力される期間には、合成比率αを１から零または１未満の非零の値に切り替えることで硬判定部２４へ合成等化信号Ｍｘを出力することができる。
また、第１信号選択部２３Ｈは、伝送路推定部２１Ｃから制御信号Ｄｑの供給を受けている。重み付け部５１Ｈ，５２Ｈは、制御信号Ｄｑに応じて合成比率α，βの値を変化させる機能を有し、この機能を用いて、等化装置１３Ｇは、実施の形態５の第１信号選択部２３Ｅと同様に動作することが可能である。
以上に説明したように、本実施の形態の等化装置１３Ｈは、上記実施の形態５，６の等化装置１３Ｅ，１３Ｆと同じ効果を奏することができる。また、制御信号Ｄｑに応じた合成比率α，βの可変設定により、受信状況に応じてＣＩＲ推定処理を最適化することができる。
実施の形態１〜８の変形例．
以上、図面を参照して本発明に係る種々の実施形態について述べたが、これらは本発明の例示であり、上記以外の様々な形態を採用することもできる。たとえば、上記実施の形態７の変形例として、図１８の主等化処理部３０及び副等化処理部４０に代えて、実施の形態２の主等化処理部３０Ｂ及び副等化処理部４０Ｂを採用した形態もあり得る。また、上記実施の形態８の変形例として、図１９の主等化処理部３０及び副等化処理部４０に代えて、実施の形態３の主等化処理部３０Ｃ及び副等化処理部４０Ｃを採用した形態もあり得る。
また、上記実施の形態１〜８の受信装置の機能の全部または一部は、ハードウェア構成で実現されてもよいし、あるいは、ＣＰＵを含むマイクロプロセッサにより実行されるコンピュータプログラムで実現されてもよい。当該機能の全部または一部がコンピュータプログラムで実現される場合には、マイクロプロセッサは、コンピュータ読み取り可能な記録媒体から当該コンピュータプログラムをロードし実行することによって当該機能の全部または一部を実現することができる。
また、上記実施の形態１〜８の受信装置の構成の一部は、ＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ−Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ Ｇａｔｅ Ａｒｒａｙ）やＡＳＩＣ（Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ Ｓｐｅｃｉｆｉｃ Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔ）などのＬＳＩ（Ｌａｒｇｅ ｓｃａｌｅ ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ ｃｉｒｃｕｉｔ）により実現されてもよい。
また、たとえば、地上波ディジタル放送受信装置、無線ＬＡＮ機器、あるいは、移動体通信システムの受信端末といった通信装置に上記実施の形態１〜８の受信装置の機能を組み込むことが可能である。
１ 受信装置、 １１ チューナー部、 １２ Ａ／Ｄ変換器（ＡＤＣ）、 １３，１３Ｂ〜１３Ｈ 等化装置、 １４ ブロックデコーダ、 １５ デインタリーバ、 １６ 誤り訂正部、 ２１，２１Ｃ 伝送路推定部、 ２２ 遅延部、 ２３，２３Ｄ，２３Ｅ，２３Ｆ，２３Ｇ，２３Ｈ 第１信号選択部、 ２４ 硬判定部、 ２５ 第２信号選択部、 ２１２ フィルタ部、 ２１３１〜２１３Ｌ−１ 遅延素子、 ２１４０〜２１４Ｌ−１ 乗算器、 ２１５ 総和演算器、 ２１６ 係数更新部、 ２１７ 減算部、 ２１８ 推定値出力部、 ２１９ 遅延プロファイル生成部、 ３０，３０Ｂ，３０Ｃ 主等化処理部、 ３１，３１Ｂ，３１Ｃ 第１フーリエ変換部、 ３２，３２Ｂ，３２Ｃ 第２フーリエ変換部、 ３３ 周波数軸等化部、 ３４ 逆フーリエ変換部、 ４０，４０Ｂ，４０Ｃ 副等化処理部、 ４１，４１Ｂ，４１Ｃ 第１副フーリエ変換部、 ４２，４２Ｂ，４２Ｃ 第２副フーリエ変換部、 ４３ 副周波数軸等化部、 ４４ 副逆フーリエ変換部、 ５１ 重み付け部、 ５２ 重み付け部、 ５３ 混合部。

Claims (21)

  1. シングルキャリア変調方式により伝送路を伝送され受信された受信ディジタル変調信号を等化する等化装置であって、
    時間領域における前記伝送路のインパルス応答推定値を検出する伝送路推定部と、
    前記受信ディジタル変調信号の系列のうち第１の変換期間内の信号に対して直交変換を実行して周波数領域信号を生成する第１の直交変換部と、
    前記インパルス応答推定値の系列のうち前記第１の変換期間内の推定値に対して直交変換を実行して周波数領域における伝送路特性を生成する第２の直交変換部と、
    前記伝送路特性を用いて前記周波数領域信号の歪みを補正して周波数領域等化信号を生成する周波数軸等化部と、
    前記周波数領域等化信号を逆直交変換して時間領域における等化信号を生成する逆直交変換部と、
    前記受信ディジタル変調信号の系列のうち前記第１の変換期間よりも短い第２の変換期間内の信号に対して直交変換を実行して周波数領域における副周波数領域信号を生成する第１の副直交変換部と、
    前記インパルス応答推定値の系列のうち前記第２の変換期間内の推定値に対して直交変換を実行して周波数領域における副伝送路特性を生成する第２の副直交変換部と、
    前記副伝送路特性を用いて前記副周波数領域信号の歪みを補正して副周波数領域等化信号を生成する副周波数軸等化部と、
    前記副周波数領域等化信号に対して逆直交変換を実行して時間領域における副等化信号を生成する副逆直交変換部と、
    前記副等化信号及び前記等化信号のうちのいずれか一方の信号を選択して出力する信号選択部と、
    前記受信ディジタル変調信号に適用されたディジタル変調方式に従って、前記信号選択部で選択された一方の信号の信号点を判定する判定部と
    を備え、
    前記伝送路推定部は、前記受信ディジタル変調信号の系列に含まれる受信既知信号に基づいて前記インパルス応答推定値の系列の初期推定値を検出した後に、前記判定部で判定された信号点と前記受信ディジタル変調信号とに基づいて前記インパルス応答推定値の系列のうち前記初期推定値に後続する推定値を検出し、
    前記信号選択部は、前記副等化信号を出力した後に当該一方の信号を前記副等化信号から前記等化信号に切り替える
    ことを特徴とする等化装置。
  2. 請求項１に記載の等化装置であって、前記伝送路推定部は、前記判定部で判定された信号点と前記インパルス応答推定値とに基づいて前記受信ディジタル変調信号のレプリカを生成し、前記受信ディジタル変調信号と前記レプリカとの間の誤差を小さくするように前記インパルス応答推定値を逐次更新することを特徴とする等化装置。
  3. 請求項２に記載の等化装置であって、
    前記伝送路推定部は、前記インパルス応答推定値を可変フィルタ係数として有する適応フィルタを含み、
    前記適応フィルタは、前記誤差の大きさを最小化する適応アルゴリズムに従って前記可変フィルタ係数を逐次更新する
    ことを特徴とする等化装置。
  4. 請求項１から３のうちのいずれか１項に記載の等化装置であって、前記信号選択部は、前記等化信号の信号品質を表す制御信号を当該等化装置の外部からの入力とし、前記信号品質に応じて、当該一方の信号を前記副等化信号から前記等化信号に切り替えるタイミングを変化させることを特徴とする等化装置。
  5. 請求項４に記載の等化装置であって、前記信号選択部は、前記信号品質が所定条件を満たさないときに、前記副等化信号を選択した後に前記等化信号を選択し、前記信号品質が所定条件を満たすときには、前記副等化信号を選択し続けて前記等化信号を選択しないことを特徴とする等化装置。
  6. 請求項１から３のうちのいずれか１項に記載の等化装置であって、
    前記伝送路推定部は、
    前記インパルス応答推定値を算出する推定値算出部と、
    前記インパルス応答推定値の系列に基づいて、希望波に対する遅延波の遅延時間及び強度を示す遅延プロファイルを推定する遅延プロファイル算出部と
    を含み、
    前記信号選択部は、当該推定された遅延プロファイルに応じて、当該一方の信号を前記副等化信号から前記等化信号に切り替えるタイミングを変化させる
    ことを特徴とする等化装置。
  7. 請求項６に記載の等化装置であって、前記信号選択部は、当該推定された遅延プロファイルが所定条件を満たさないときに、前記副等化信号を選択した後に前記等化信号を選択し、当該推定された遅延プロファイルが所定条件を満たすときには、前記副等化信号を選択し続けて前記等化信号を選択しないことを特徴とする等化装置。
  8. シングルキャリア変調方式により伝送路を伝送され受信された受信ディジタル変調信号を等化する等化装置であって、
    時間領域における前記伝送路のインパルス応答推定値を検出する伝送路推定部と、
    前記受信ディジタル変調信号の系列のうち第１の変換期間内の信号に対して直交変換を実行して周波数領域信号を生成する第１の直交変換部と、
    前記インパルス応答推定値の系列のうち前記第１の変換期間内の推定値に対して直交変換を実行して周波数領域における伝送路特性を生成する第２の直交変換部と、
    前記伝送路特性を用いて前記周波数領域信号の歪みを補正して周波数領域等化信号を生成する周波数軸等化部と、
    前記周波数領域等化信号に対して逆直交変換を実行して時間領域における等化信号を生成する逆直交変換部と、
    前記受信ディジタル変調信号の系列のうち前記第１の変換期間よりも短い第２の変換期間内の信号に対して直交変換を実行して周波数領域における副周波数領域信号を生成する第１の副直交変換部と、
    前記インパルス応答推定値の系列のうち前記第２の変換期間内の推定値に対して直交変換を実行して周波数領域における副伝送路特性を生成する第２の副直交変換部と、
    前記副伝送路特性を用いて前記副周波数領域信号の歪みを補正して副周波数領域等化信号を生成する副周波数軸等化部と、
    前記副周波数領域等化信号に対して逆直交変換を実行して時間領域における副等化信号を生成する副逆直交変換部と、
    前記副等化信号及び前記等化信号を合成して合成等化信号を生成する信号選択部と、
    前記受信ディジタル変調信号に適用されたディジタル変調方式に従って、前記合成等化信号の信号点を判定する判定部と
    を備え、
    前記伝送路推定部は、前記受信ディジタル変調信号の系列に含まれる受信既知信号に基づいて前記インパルス応答推定値の系列の初期推定値を検出した後に、前記判定部で判定された信号点と前記受信ディジタル変調信号とに基づいて前記インパルス応答推定値の系列のうち前記初期推定値に後続する推定値を検出し、
    前記信号選択部は、前記等化信号に対する前記副等化信号の合成比率を１の値に設定して前記副等化信号を前記合成等化信号として出力した後に、前記合成比率を１未満の値に切り替える
    ことを特徴とする等化装置。
  9. 請求項８に記載の等化装置であって、前記伝送路推定部は、前記判定部で判定された信号点と前記インパルス応答推定値とに基づいて前記受信ディジタル変調信号のレプリカを生成し、前記受信ディジタル変調信号と前記レプリカとの間の誤差を小さくするように前記インパルス応答推定値を逐次更新することを特徴とする等化装置。
  10. 請求項９に記載の等化装置であって、
    前記伝送路推定部は、前記インパルス応答推定値を可変フィルタ係数として有する適応フィルタを含み、
    前記適応フィルタは、前記誤差の大きさを最小化する適応アルゴリズムに従って前記可変フィルタ係数を逐次更新する
    ことを特徴とする等化装置。
  11. 請求項８から１０のうちのいずれか１項に記載の等化装置であって、前記信号選択部は、前記等化信号の信号品質を表す制御信号を当該等化装置の外部からの入力とし、前記信号品質に応じて、前記合成比率を切り替えるタイミングを変化させることを特徴とする等化装置。
  12. 請求項８から１０のうちのいずれか１項に記載の等化装置であって、
    前記伝送路推定部は、
    前記インパルス応答推定値を算出する推定値算出部と、
    前記インパルス応答推定値の系列に基づいて、希望波に対する遅延波の遅延時間及び強度を示す遅延プロファイルを推定する遅延プロファイル算出部と
    を含み、
    前記信号選択部は、当該推定された遅延プロファイルに応じて、前記合成比率を切り替えるタイミングを変化させる
    ことを特徴とする等化装置。
  13. 請求項１から１２のうちのいずれか１項に記載の等化装置であって、前記第１の副直交変換部及び前記第２の副直交変換部は、前記等化信号の信号品質を表す制御信号を当該等化装置の外部からの入力とし、前記信号品質に応じて前記第２の変換期間を変化させることを特徴とする等化装置。
  14. 請求項１３に記載の等化装置であって、前記第１の直交変換部及び前記第２の直交変換部は、前記制御信号を入力とし、前記信号品質に応じて前記第１の変換期間を変化させることを特徴とする等化装置。
  15. 請求項１から３及び請求項８から１０のうちのいずれか１項に記載の等化装置であって、
    前記伝送路推定部は、
    前記インパルス応答推定値を算出する推定値算出部と、
    前記インパルス応答推定値の系列に基づいて、希望波に対する遅延波の遅延時間及び強度を示す遅延プロファイルを推定する遅延プロファイル算出部と
    を含み、
    前記第１の副直交変換部及び前記第２の副直交変換部は、当該推定された遅延プロファイルに応じて前記第２の変換期間を変化させる
    ことを特徴とする等化装置。
  16. 請求項１５に記載の等化装置であって、前記第１の直交変換部及び前記第２の直交変換部は、当該推定された遅延プロファイルに応じて前記第１の変換期間を変化させることを特徴とする等化装置。
  17. 請求項１から１６のうちのいずれか１項に記載の等化装置であって、
    前記第１の直交変換部は、前記受信ディジタル変調信号の系列のうち前記第１の変換期間内のＬ点（Ｌは２以上の整数）の信号に対して離散フーリエ変換を実行することにより前記周波数領域信号を生成し、
    前記第２の直交変換部は、前記インパルス応答推定値の系列のうち前記第１の変換期間内のＬ点の推定値に対して離散フーリエ変換を実行することにより前記伝送路特性を生成し、
    前記第１の副直交変換部は、前記受信ディジタル変調信号の系列のうち前記第２の変換期間内のＬ点よりも少ないＫ点（Ｋは正整数）の信号に対して離散フーリエ変換を実行することにより前記副周波数領域信号を生成し、
    前記第２の副直交変換部は、前記インパルス応答推定値の系列のうち前記第２の変換期間内のＫ点の推定値に対して離散フーリエ変換を実行することにより前記副伝送路特性を生成する
    ことを特徴とする等化装置。
  18. シングルキャリア変調方式により伝送路を伝送された受信ディジタル変調信号を受信する受信部と、
    前記受信ディジタル変調信号を等化する等化装置と
    を備え、
    前記等化装置は、
    時間領域における前記伝送路のインパルス応答推定値を検出する伝送路推定部と、
    前記受信ディジタル変調信号の系列のうち第１の変換期間内の信号に対して直交変換を実行して周波数領域信号を生成する第１の直交変換部と、
    前記インパルス応答推定値の系列のうち前記第１の変換期間内の推定値に対して直交変換を実行して周波数領域における伝送路特性を生成する第２の直交変換部と、
    前記伝送路特性を用いて前記周波数領域信号の歪みを補正して周波数領域等化信号を生成する周波数軸等化部と、
    前記周波数領域等化信号を逆直交変換して時間領域における等化信号を生成する逆直交変換部と、
    前記受信ディジタル変調信号の系列のうち前記第１の変換期間よりも短い第２の変換期間内の信号に対して直交変換を実行して周波数領域における副周波数領域信号を生成する第１の副直交変換部と、
    前記インパルス応答推定値の系列のうち前記第２の変換期間内の推定値に対して直交変換を実行して周波数領域における副伝送路特性を生成する第２の副直交変換部と、
    前記副伝送路特性を用いて前記副周波数領域信号の歪みを補正して副周波数領域等化信号を生成する副周波数軸等化部と、
    前記副周波数領域等化信号に対して逆直交変換を実行して時間領域における副等化信号を生成する副逆直交変換部と、
    前記副等化信号及び前記等化信号のうちのいずれか一方の信号を選択する信号選択部と、
    前記受信ディジタル変調信号に適用されたディジタル変調方式に従って、前記信号選択部で選択された当該一方の信号の信号点を判定する判定部と
    を有し、
    前記伝送路推定部は、前記受信ディジタル変調信号の系列に含まれる受信既知信号に基づいて前記インパルス応答推定値の系列の初期推定値を検出した後に、前記判定部で判定された信号点と前記受信ディジタル変調信号とに基づいて前記インパルス応答推定値の系列のうち前記初期推定値に後続する推定値を検出し、
    前記信号選択部は、前記副等化信号を選択した後に当該一方の信号を前記副等化信号から前記等化信号に切り替える
    ことを特徴とする受信装置。
  19. シングルキャリア変調方式により伝送路を伝送された受信ディジタル変調信号を受信する受信部と、
    前記受信ディジタル変調信号を等化する等化装置と
    を備え、
    前記等化装置は、
    時間領域における前記伝送路のインパルス応答推定値を検出する伝送路推定部と、
    前記受信ディジタル変調信号の系列のうち第１の変換期間内の信号に対して直交変換を実行して周波数領域信号を生成する第１の直交変換部と、
    前記インパルス応答推定値の系列のうち前記第１の変換期間内の推定値に対して直交変換を実行して周波数領域における伝送路特性を生成する第２の直交変換部と、
    前記伝送路特性を用いて前記周波数領域信号の歪みを補正して周波数領域等化信号を生成する周波数軸等化部と、
    前記周波数領域等化信号に対して逆直交変換を実行して時間領域における等化信号を生成する逆直交変換部と、
    前記受信ディジタル変調信号の系列のうち前記第１の変換期間よりも短い第２の変換期間内の信号に対して直交変換を実行して周波数領域における副周波数領域信号を生成する第１の副直交変換部と、
    前記インパルス応答推定値の系列のうち前記第２の変換期間内の推定値に対して直交変換を実行して周波数領域における副伝送路特性を生成する第２の副直交変換部と、
    前記副伝送路特性を用いて前記副周波数領域信号の歪みを補正して副周波数領域等化信号を生成する副周波数軸等化部と、
    前記副周波数領域等化信号に対して逆直交変換を実行して時間領域における副等化信号を生成する副逆直交変換部と、
    前記副等化信号及び前記等化信号を合成して合成等化信号を生成する信号選択部と、
    前記受信ディジタル変調信号に適用されたディジタル変調方式に従って、前記合成等化信号の信号点を判定する判定部と
    を備え、
    前記伝送路推定部は、前記受信ディジタル変調信号の系列に含まれる受信既知信号に基づいて前記インパルス応答推定値の系列の初期推定値を検出した後に、前記判定部で判定された信号点と前記受信ディジタル変調信号とに基づいて前記インパルス応答推定値の系列のうち前記初期推定値に後続する推定値を検出し、
    前記信号選択部は、前記等化信号に対する前記副等化信号の合成比率を１の値に設定して前記副等化信号を前記合成等化信号として出力した後に、前記合成比率を１未満の値に切り替える
    ことを特徴とする受信装置。
  20. シングルキャリア変調方式により伝送路を伝送され受信された受信ディジタル変調信号を等化する等化方法であって、
    時間領域における前記伝送路のインパルス応答推定値を検出するステップと、
    前記受信ディジタル変調信号の系列のうち第１の変換期間内の信号に対して直交変換を実行して周波数領域信号を生成するステップと、
    前記インパルス応答推定値の系列のうち前記第１の変換期間内の推定値に対して直交変換を実行して周波数領域における伝送路特性を生成するステップと、
    前記伝送路特性を用いて前記周波数領域信号の歪みを補正して周波数領域等化信号を生成するステップと、
    前記周波数領域等化信号を逆直交変換して時間領域における等化信号を生成するステップと、
    前記受信ディジタル変調信号の系列のうち前記第１の変換期間よりも短い第２の変換期間内の信号に対して直交変換を実行して周波数領域における副周波数領域信号を生成するステップと、
    前記インパルス応答推定値の系列のうち前記第２の変換期間内の推定値に対して直交変換を実行して周波数領域における副伝送路特性を生成するステップと、
    前記副伝送路特性を用いて前記副周波数領域信号の歪みを補正して副周波数領域等化信号を生成するステップと、
    前記副周波数領域等化信号に対して逆直交変換を実行して時間領域における副等化信号を生成するステップと、
    前記副等化信号及び前記等化信号のうちのいずれか一方の信号を選択するステップと、
    前記受信ディジタル変調信号に適用されたディジタル変調方式に従って、当該選択された一方の信号の信号点を判定するステップと
    を備え、
    前記伝送路のインパルス応答推定値を検出する当該ステップは、
    前記受信ディジタル変調信号の系列に含まれる受信既知信号に基づいて前記インパルス応答推定値の系列の初期推定値を検出するステップと、
    前記初期推定値の生成後、当該判定された信号点と前記受信ディジタル変調信号とに基づいて前記インパルス応答推定値の系列のうち前記初期推定値に後続する推定値を検出するステップと
    を含み、
    前記一方の信号を選択する当該ステップは、
    前記副等化信号を選択するステップと、
    前記副等化信号の選択後、当該一方の信号を前記副等化信号から前記等化信号に切り替えるステップと
    を含む
    ことを特徴とする等化方法。
  21. シングルキャリア変調方式により伝送路を伝送され受信された受信ディジタル変調信号を等化する等化方法であって、
    時間領域における前記伝送路のインパルス応答推定値を検出するステップと、
    前記受信ディジタル変調信号の系列のうち第１の変換期間内の信号に対して直交変換を実行して周波数領域信号を生成するステップと、
    前記インパルス応答推定値の系列のうち前記第１の変換期間内の推定値に対して直交変換を実行して周波数領域における伝送路特性を生成するステップと、
    前記伝送路特性を用いて前記周波数領域信号の歪みを補正して周波数領域等化信号を生成するステップと、
    前記周波数領域等化信号を逆直交変換して時間領域における等化信号を生成するステップと、
    前記受信ディジタル変調信号の系列のうち前記第１の変換期間よりも短い第２の変換期間内の信号に対して直交変換を実行して周波数領域における副周波数領域信号を生成するステップと、
    前記インパルス応答推定値の系列のうち前記第２の変換期間内の推定値に対して直交変換を実行して周波数領域における副伝送路特性を生成するステップと、
    前記副伝送路特性を用いて前記副周波数領域信号の歪みを補正して副周波数領域等化信号を生成するステップと、
    前記副周波数領域等化信号に対して逆直交変換を実行して時間領域における副等化信号を生成するステップと、
    前記副等化信号及び前記等化信号を合成して合成等化信号を生成するステップと、
    前記受信ディジタル変調信号に適用されたディジタル変調方式に従って、前記合成等化信号の信号点を判定するステップと
    を備え、
    前記伝送路のインパルス応答推定値を検出する当該ステップは、
    前記受信ディジタル変調信号の系列に含まれる受信既知信号に基づいて前記インパルス応答推定値の系列の初期推定値を検出するステップと、
    前記初期推定値の生成後、当該判定された信号点と前記受信ディジタル変調信号とに基づいて前記インパルス応答推定値の系列のうち前記初期推定値に後続する推定値を検出するステップと
    を含み、
    前記合成等化信号を生成する当該ステップは、
    前記等化信号に対する前記副等化信号の合成比率を１の値に設定して前記副等化信号を前記合成等化信号として出力するステップと、
    前記合成比率が１の値に設定された後に、前記合成比率を１未満の値に切り替えるステップと
    を含む
    ことを特徴とする等化方法。
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