CN102037700A - 载波再生装置和方法以及解调装置 - Google Patents

载波再生装置和方法以及解调装置 Download PDF

Info

Publication number
CN102037700A
CN102037700A CN2009801179232A CN200980117923A CN102037700A CN 102037700 A CN102037700 A CN 102037700A CN 2009801179232 A CN2009801179232 A CN 2009801179232A CN 200980117923 A CN200980117923 A CN 200980117923A CN 102037700 A CN102037700 A CN 102037700A
Authority
CN
China
Prior art keywords
signal
carrier
restituted signal
phase error
pilot signal
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
CN2009801179232A
Other languages
English (en)
Inventor
长谷川照晃
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Panasonic Holdings Corp
Original Assignee
Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Matsushita Electric Industrial Co Ltd filed Critical Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Publication of CN102037700A publication Critical patent/CN102037700A/zh
Pending legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/0014—Carrier regulation
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
    • H04L27/22—Demodulator circuits; Receiver circuits
    • H04L27/227—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
    • H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
    • H04L27/38—Demodulator circuits; Receiver circuits
    • H04L27/3818—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation, i.e. using one or more nominally phase synchronous carriers
    • H04L27/3827—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation, i.e. using one or more nominally phase synchronous carriers in which the carrier is recovered using only the demodulated baseband signals
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/0014—Carrier regulation
    • H04L2027/0024—Carrier regulation at the receiver end
    • H04L2027/0026—Correction of carrier offset
    • H04L2027/003—Correction of carrier offset at baseband only
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/0014—Carrier regulation
    • H04L2027/0044—Control loops for carrier regulation
    • H04L2027/0053—Closed loops
    • H04L2027/0057—Closed loops quadrature phase
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/0014—Carrier regulation
    • H04L2027/0044—Control loops for carrier regulation
    • H04L2027/0063—Elements of loops
    • H04L2027/0067—Phase error detectors
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/0014—Carrier regulation
    • H04L2027/0083—Signalling arrangements
    • H04L2027/0087—Out-of-band signals, (e.g. pilots)

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
  • Circuits Of Receivers In General (AREA)

Abstract

提供一种载波再生装置，其缩短载波再生动作结束为止的时间，其具有：第1载波再生部，其将基带信号和第1载波相乘来求出第1解调信号，并从所述第1解调信号中抽出导频信号，根据从所述第1解调信号中抽出的导频信号的相位误差来生成所述第1载波；第2载波再生部，其将所述基带信号和第2载波相乘来求出第2解调信号，并从所述第2解调信号中抽出导频信号，根据从所述第2解调信号中抽出的导频信号的相位误差来生成所述第2载波；和选择部，其选择并输出所述第1或第2解调信号中，由所述第1和第2载波再生部中的载波再生动作先结束的一方求出的解调信号。

Description

载波再生装置和方法以及解调装置
技术领域
在本说明书中公开的技术涉及在对包含了导频信号的调制信号进行解调的情况下使用的载波再生装置。
背景技术
近年，影像的数字化进步，各国分别在卫星广播、CATV、地面波广播中开始了数字广播。作为其传输方式，选择了适应各传输路径的特征的方式。例如，在美国的地面波数字广播中使用了VSB(Vestigial-Sideband)调制方式。对于在这样的广播中使用的数字调制信号的解调系统，在许多文献中被介绍(例如，参照非专利文献1)。
例如，在从包含了导频信号的VSB调制信号进行载波再生的情况下，抽出导频信号，并根据其与基准信号的差计算频率误差和相位误差。
非专利文献1：多贺，石川，小松，「QPSK解调系统的一研究」，电视学会技术报告，1991年8月，第15卷，第46号，CE′91-42(图3)
为了缩短载波再生动作结束为止的时间，需要使与载波再生相关的解调参数，例如，导频抽出滤波器的频带，或环路滤波增益等最优化，但是很难得到在各种各样的条件下的最合适的值。此外，存在如下的问题：为了维持载波再生动作，需要根据导频信号的相位噪声来改变解调参数，但若改变了解调参数，则会对相位噪声的检测产生影响，很难正确地继续载波再生动作。
此外，有存在反射波的情况等，根据传输路径的状态，导频信号损伤或消失的情况。因此，有到载波再生动作结束为止浪费时间，或解调性能降低的情况。
发明内容
本发明的目的在于，缩短载波再生动作结束为止的时间，以及正确地继续载波再生动作。
此外，本发明的目的在于，维持对能够正常接收导频信号的情况下的相位噪声的跟踪性能，同时抑制不能正常接收导频信号的情况下的解调性能的降低。
根据本发明的实施方式的载波再生装置，具备：第1载波再生部，其将基带信号和第1载波相乘来求出第1解调信号，并从所述第1解调信号中抽出导频信号，根据从所述第1解调信号中抽出的导频信号的相位误差来生成所述第1载波；第2载波再生部，其将所述基带信号和第2载波相乘来求出第2解调信号，并从所述第2解调信号中抽出导频信号，根据从所述第2解调信号中抽出的导频信号的相位误差来生成所述第2载波；和选择部，其根据从所述第1解调信号中抽出的导频信号的相位误差和从所述第2解调信号中抽出的导频信号的相位误差，选择并输出所述第1或第2解调信号中由所述第1和第2载波再生部中的载波再生动作先结束的一方求出的解调信号。
由此，因为选择第1解调信号和第2解调信号中由载波再生动作先结束的载波再生部求出的解调信号，所以能够缩短载波再生动作结束为止的时间。
根据本发明的实施方式的其他载波再生装置，具备：乘法部，其将基带信号和载波相乘，并将其结果作为解调信号输出；导频信号抽出部，其从所述解调信号中抽出导频信号；误差检测部，其检测从所述解调信号中抽出的导频信号的相位误差；限制部，其根据从所述解调信号中抽出的导频信号，使所述相位误差在该相位误差以下并输出；环路滤波器，其将所述限制部的输出平滑化后输出；和可变频振荡部，其生成与所述环路滤波器的输出相应的信号，并作为所述载波输出。
根据本发明的实施方式的解调装置，具备：第1载波再生部，其将基带信号和第1载波相乘来求出第1解调信号，并从所述第1解调信号中抽出导频信号，根据从所述第1解调信号中抽出的导频信号的相位误差来生成所述第1载波；第2载波再生部，其将所述基带信号和第2载波相乘来求出第2解调信号，并从所述第2解调信号中抽出导频信号，根据从所述第2解调信号中抽出的导频信号的相位误差来生成所述第2载波；选择部，其根据从所述第1解调信号中抽出的导频信号的相位误差和从所述第2解调信号中抽出的导频信号的相位误差，选择并输出所述第1或第2解调信号中由所述第1和第2载波再生部中的载波再生动作先结束的一方求出的解调信号；和均衡器，其均衡在所述选择部中选择的解调信号。
根据本发明的实施方式的其他解调装置，具备：乘法部，其将基带信号和载波相乘，并将其结果作为解调信号输出；导频信号抽出部，其从所述解调信号中抽出导频信号；误差检测部，其检测从所述解调信号中抽出的导频信号的相位误差；限制部，其根据从所述解调信号中抽出的导频信号，使所述相位误差想该相位误差以下并输出；环路滤波器，其将所述限制部的输出平滑化后输出；可变频振荡部，其生成与所述环路滤波器的输出相应的信号，并作为所述载波输出；和均衡器，其均衡所述解调信号。
根据本发明的实施方式的载波再生方法，具备：第1载波再生步骤，其将基带信号和第1载波相乘来求出第1解调信号，并从所述第1解调信号中抽出导频信号，根据从所述第1解调信号中抽出的导频信号的相位误差来生成所述第1载波；第2载波再生步骤，其将所述基带信号和第2载波相乘来求出第2解调信号，并从所述第2解调信号中抽出导频信号，根据从所述第2解调信号中抽出的导频信号的相位误差来生成所述第2载波；和选择步骤，其根据从所述第1解调信号中抽出的导频信号的相位误差和从所述第2解调信号中抽出的导频信号的相位误差，选择所述第1或第2解调信号中由所述第1和第2载波再生步骤中的载波再生动作先结束的一方求出的解调信号。
根据本发明的实施方式的其他载波再生方法，具备：乘法步骤，其将基带信号和载波相乘，并将其结果作为解调信号输出；导频信号抽出步骤，其从所述解调信号中抽出导频信号；误差检测步骤，其检测从所述解调信号中抽出的导频信号的相位误差；限制步骤，其根据从所述解调信号中抽出的导频信号，使所述相位误差在该相位误差以下；环路滤波步骤，其将在所述限制步骤中处理后的所述相位误差平滑化；和可变频振荡步骤，其生成与在所述环路滤波步骤中平滑化之后的相位误差相应的信号作为所述载波。
根据本发明的实施方式，由于具有多个载波再生部，因此能够缩短载波再生动作结束为止的时间，并且，能正确地继续载波再生动作。此外，在导频信号不能正常接收的情况下，不重视针对该导频信号的相位误差，因此能够抑制解调性能的下降。
附图说明
图1是表示具有本发明的第1实施方式所涉及的载波再生装置的解调装置的结构的模块图。
图2是表示图1的环路滤波器的结构例的模块图。
图3是表示输入到图1的限制部的导频信号振幅PIA的例子，和在输入了这样的导频信号振幅PIA的情况下的限制部的输入相位误差EN和输出相位误差EL的例子的曲线图。
图4是表示图1的选择部的结构例的模块图。
图5是表示图1的载波再生装置的变形例的模块图。
图6是表示具有本发明的第2实施方式所涉及的载波再生装置的解调装置的结构的模块图。
图7是表示具有本发明的第3实施方式所涉及的载波再生装置的解调装置的结构的模块图。
符号说明：
10、20、310、320载波再生部；
11、21乘法器；
12、22导频信号抽出部；
13、23QAM误差检测部；
14、24误差检测部；
15、25、115限制部；
16、26环路滤波器；
18、28可变频振荡部；
40选择部；
52相位噪声检测部；
54、254参数设定部；
58平均部；
62时钟再生部；
64滚降滤波器；
66均衡器；
68错误订正部。
具体实施方式
以下，参照附图，对本发明的实施方式进行说明。在附图中，后2位用相同的参照号码表示的构成要素相互对应，是相同或类似的构成要素。
本说明书中的各功能模块通常情况下能够用硬件实现。例如各功能模块能够作为IC(集成电路)的一部分形成于半导体基板上。在此IC包括LSI(Large-Scale Integrated circuit)、ASIC(Application-Specific Integrated Circuit)、门阵列、FPGA(Field Programmable Gate Array)等。作为替代，各功能模块的一部分或全部能够用软件实现。例如这种功能模块能够通过在处理器上执行的程序来实现。换言之，在本说明书中说明的各功能模块，可以用硬件实现，也可以用软件实现，并且能够用硬件和软件的任意组合来实现。
(第1实施方式)
图1是表示具有本发明的第1实施方式所涉及的载波再生装置的解调装置的结构的模块图。图1的解调装置，具有：载波再生部10、20；选择部40；时钟再生部62；滚降滤波器64；均衡器66；和错误订正部68。载波再生部10、20和选择部40构成了载波再生装置。
载波再生部10，具有：乘法器11；导频信号抽出部12；误差检测部14；限制部15；环路滤波器16；和可变频振荡部18。载波再生部20，具有：乘法器21；导频信号抽出部22；误差检测部24；限制部25；环路滤波器26；可变频振荡部28。
接收依据ATSC(Advanced Television Systems Committee)标准的信号，并对其进行正交检波而得到的基带信号BI/BQ被输入到图1的载波再生部10、20。接收到的信号通过VSB调制方式被调制，包含了导频信号。基带信号BI/BQ是复合信号，包含同相信号BI和正交信号BQ。
对载波再生部10进行说明。在载波再生部10的前段进行正交检波时，用于正交检波的载波不一定总是具有正确的频率和正确的相位。因此，在同相信号BI和正交信号BQ上残留频率和相位的偏差。
若用Si表示同相信号(I信号)，用Sq表示正交信号(Q信号)，则输入到图1的载波再生部10、20的基带信号BI/BQ能够用下式(1)来表示，即，
(Si+jSq)·exp(j(ΔWt+Δθ))...(1)
ΔW：频率偏差
Δθ：相位偏差。
可变频振荡部18将与用式(1)表示的信号的载波分量exp(j(ΔWt+Δθ))具有共轭关系的信号，
exp(-j(ΔWt+Δθ))...(2)
作为再生后的载波输出。
乘法器11将可变频振荡部18的输出与输入的基带信号BI/BQ如下式(3)，即，
(Si+jSq)·exp(j(ΔWt+Δθ))·exp(-j(ΔWt+Δθ))
＝(Si+jSq)...(3)
这样进行复数相乘。也就是说，乘法器11消除输入的基带信号BI/BQ的频率和相位的偏差，并输出得到的用式(3)表示的解调信号IA/QA。
导频信号抽出部12从解调信号IA/QA中抽出导频信号，并输出到误差检测部14。误差检测部14检测并输出所抽出的导频信号和基准相位之间的相位差，作为该导频信号的相位误差EN。可变频振荡部18在输出式(2)的信号时，误差检测部14检测出0作为相位误差EN。此外，可变频振荡部18在输出与式(2)的信号之间存在相位误差的信号时，误差检测部14检测出该相位误差。
限制部15根据在导频信号抽出部12中抽出的导频信号，将相位误差EN修改为与相位误差EN相应的相位误差EN以下的值，并输出修改后的相位误差EL。环路滤波器16将从限制部15输出的相位误差EL平滑化，即，在对相位误差EL消除其高频分量之后，将其作为输出信号LA输出到可变频振荡部18和选择部40。可变频振荡部18生成与环路滤波器16的输出信号LA相应的频率的振荡信号，并作为再生后的载波输出到乘法器11。
以上的导频信号抽出部12、误差检测部14、和环路滤波器16各自的特性是根据从选择部40输出的解调参数PMA而设定的。
像这样构成的相位控制环路构成了负反馈环路，因此与接收到的数字调制信号相位同步的载波，在可变频振荡部18中再生。再生的载波与输入到乘法器11的基带信号的载波分量具有共轭关系，两者之间没有频率误差和相位误差，因此能够得到正确的解调信号。
除了导频信号抽出部22、误差检测部24、和环路滤波器26的各自的特性根据从选择部40输出的解调参数PMB而设定这一点之外，载波再生部20也与载波再生部10相同地构成。载波再生部10和载波再生部20被设定为具有相互不同的特性。
选择部40选择从载波再生部10输出的解调信号IA/QA和从载波再生部20输出的解调信号IB/QB的任意一方，并输出到时钟再生部62。在此，选择部40选择由载波再生部10、20中载波再生动作先结束的一方中求出的解调信号。此外，选择部40根据载波再生部10或20的环路滤波器输出的相位噪声，生成解调参数PMA、PMB、PM。
针对选择的解调信号按照顺序进行如下处理：时钟再生部62进行定时同步处理；滚降滤波器64进行波形整形处理；均衡器66进行波形均衡处理；错误订正部68进行解映射(demap)和错误订正处理。错误订正部68输出错误订正后的数据。均衡器66例如具有FIR(Finite Impulse Response)滤波器和IIR(Infinite Impulse Response)滤波器，时钟再生部62的环路滤波增益和均衡器66的滤波系数更新步长根据从选择部40输出的解调参数PM来进行控制。由时钟再生部62、滚降滤波器64、和均衡器66进行的处理也可以按照除了在此表示的顺序之外的顺序进行。
此外，虽然未作图示，图1的解调装置具有场同步部，场同步部根据在选择部40中选择的解调信号来检测场同步，并将检测结果输出到选择部40。
图2是表示图1的环路滤波器16的结构例的模块图。环路滤波器16，具有：直接系电路31；积分系电路32；和加法器33。直接系电路31具有放大器34。积分系电路32，具有：放大器36；加法器37；和延迟部38。加法器33将直接系电路31的输出和积分系电路32的输出相加，并将其结果作为控制信号LA输出。
直接系电路31的放大器34对从限制部15输出的相位误差EL以增益α进行放大。另外，可变频振荡部18使输出的信号的相位与输入的控制信号LA成比例地提前(或延迟)。因此，直接系电路31进行使可变频振荡部18的输出信号的相位相对于相位误差EL线性地提前(或延迟)的工作。即，直接系电路31在载波再生处理中进行相位误差的补正。
另一方面，在积分系电路32中，放大器36对输入的相位误差EL以增益β进行放大并输出。加法器37将放大器36的输出和延迟部38的输出相加，并输出其结果。延迟部38使加法器37的输出延迟并输出到加法器33、37。由加法器37和延迟部38构成的环路具有积分功能。因此，积分系电路32进行根据相位误差信号来控制可变频振荡部18的输出信号的频率的工作。即，积分系电路32在载波再生处理中进行频率误差的补正。
放大器34的增益α和放大器36的增益β根据解调参数PMA而设定。此外，除了放大器的增益α、β根据解调参数PMB而设定这一点之外，环路滤波器26也与环路滤波器16相同地构成。另外，也可以根据解调参数PMA或PMB，只设定增益α，或只设定增益β。
图3是表示输入到图1的限制部15的导频信号振幅PIA的例子，和在输入了这样的导频信号振幅PIA的情况下的限制部15的输入相位误差EN和输出相位误差EL的例子的曲线图。
限制部15将导频信号振幅PIA(在导频信号抽出部12中抽出的导频信号的与基准相位同相的分量(I轴信号))与设定的阈值(在此假设为100)相比较。在导频信号振幅PIA比阈值小的情况下，限制部15判断从误差检测部14输出的相位误差EN的可靠性低，并将相位误差EN的值修改为其二分之一的值，来作为相位误差EL输出。在导频信号振幅PIA为阈值以上的情况下，限制部15判断从误差检测部14输出的相位误差EN的可靠性高，并将相位误差EN原样作为相位误差EL输出。
像这样，在导频信号振幅PIA比阈值小的情况下，限制部15使相位误差EN的值减少为与其值相应的值，因此即使在导频信号损伤或消失，不能正常接收导频信号的情况下，也能够抑制由于在载波再生部的负反馈环路中残留有残留相位误差而导致的解调性能的下降。此外，能够不降低在导频信号能够正常接收的情况下的对相位噪声的跟踪性能。
也可以使限制部15对导频信号振幅PIA和多个阈值进行比较。例如，限制部15也可以在导频信号振幅PIA比阈值TAA小的情况下，将相位误差EN的值修改为其二分之一的值，在导频信号振幅PIA比阈值TAB(假设TAB＜TAA)小的情况下，将相位误差EN的值修改为其四分之一的值。
阈值也可以为上述以外的值。此外，在导频信号振幅PIA比阈值小的情况下，限制部15也可以将相位误差EN的值修改为其二分之一的值以外。即，限制部15在导频信号振幅PIA比阈值小的情况下，只要修改相位误差EN的值使其绝对值变小即可。
限制部15通过组合放大器和选择器能够容易地实现，因此对限制部15的具体结构省略说明。另外，也可以省略图1的限制部15、25。
图4是表示图1的选择部40的结构例的模块图。选择部40，具有：同步判定部41、42；判定部44；选择器46、48、56；相位噪声检测部52；参数设定部54；和平均部58。
在从载波再生部10输出的控制信号LA的变动幅度为设定的阈值THA以下的情况下，同步判定部41判定载波再生部10的动作结束，并输出判定结果。在从载波再生部20输出的控制信号LB的变动幅度为设定的阈值THB以下的情况下，同步判定部42判定载波再生部20的动作结束，并输出判定结果。
判定部44在初始状态下输出判定结果，使得选择器46选择例如载波再生部10的输出信号。判定部44根据同步判定部41、42的判定结果，对载波再生部10、20的哪个结束早进行判定，并输出其结果。选择器46根据判定部44的判定结果，从载波再生部10和载波再生部20中，选择结束早的一方的输出信号(解调信号IA/QA或解调信号IB/QB)，输出到时钟再生部62。在由场同步部检测出了场同步后，判定部44将其输出固定。
不过，选择判定部44优先选择在初始状态下选择了的载波再生部10。即，在载波再生部10和20同时结束的情况下，判定部44输出判定结果，使得选择器46选择载波再生部10的解调信号IA/QA。此外，即使在判定为载波再生部20的动作先结束的情况下，判定部44也可以输出判定结果，使得之后到经过规定的时间为止，选择器46选择载波再生部10的解调信号IA/QA。
像这样，图1的载波再生装置具有被设定为具有相互不同的特性的载波再生部10和载波再生部20，从这些中选择从结束早的一方输出的解调信号，因此能够缩短载波再生动作结束为止的时间，更早地开始稳定的解调信号的使用。另外，虽然对载波再生装置具有两个载波再生部的情况进行了说明，但也可以使其具有三个以上的载波再生部，并选择结束最早的载波再生部的解调信号。
选择器48根据判定部44的输出来选择载波再生部10的环路滤波器输出LA，或载波再生部20的环路滤波器输出LB，并输出到相位噪声检测部52。在此，选择器48从载波再生部10、20中选择在选择器46中没有被选择的一方的环路滤波器输出LA或LB。例如，在选择器46选择了载波再生部10的输出的情况下，选择器48选择载波再生部20的环路滤波器输出LB。
相位噪声检测部52根据由选择器48选择的环路滤波器输出来计算相位噪声量，并输出到参数设定部54。参数设定部54在初始状态下，输出规定的参数作为解调参数PMA，PMB，PM。在检测出场同步后，参数设定部54根据在相位噪声检测部52中求出的相位噪声量来计算并输出解调参数PMA，PMB，PM。
解调参数PMA用于载波再生部10中的导频信号抽出部12的导频抽出滤波器的频带，和环路滤波器16的增益α，β的设定。解调参数PMB用于载波再生部20中的导频信号抽出部22的导频抽出滤波器的频带，和环路滤波器26的增益的设定。
参数设定部54生成解调参数PMA或PMB，使得相位噪声越大、则导频信号抽出部12或22的导频抽出滤波器的频带越宽，或者，环路滤波器16或26的增益越大。并且，参数设定部54生成解调参数PM，使得相位噪声越大、则时钟再生部62的环路滤波增益越大，均衡器66的滤波系数更新步长越大。
由此，能够提高相位噪声较大的情况下的载波再生装置的跟踪性能。此外，在相位噪声较小的情况下，导频信号抽出部12或22的导频抽出滤波器的频带变窄，时钟再生部62的环路滤波增益以及环路滤波器16或26的增益变小，均衡器66的滤波系数更新步长变小。因此，能够抑制在载波再生装置的负反馈环路中残留有残留相位误差而导致的解调性能的下降。另外，也可以根据解调参数PM只控制时钟再生部62和均衡器66中一方的特性。
参数设定部54对解调参数PMA或PMB、和解调参数PM继续进行更新，该解调参数PMA或PMB、和解调参数PM被传给由选择器46根据判定部44的判定结果从载波再生部10和20中选择的一方。
像这样，图1的载波再生装置将由选择器46选择的载波再生部的输出用作向时钟再生部62的解调输出，将没有被选择器46选择的载波再生部的环路滤波器输出用于相位噪声检测。也就是说，生成被选择了的解调输出的载波再生部的解调参数，根据检测出的相位噪声而改变，但其改变对另一方的载波再生部的相位噪声的检测结果不产生影响。因此，能够在正确地进行相位噪声检测的同时，将解调参数保持在与传输路径的状況相应的合适的值，并且能够正确地继续载波再生动作。
另外，也可以代替改变载波再生部10、20中的环路滤波器的增益，而进行与此相当的动作。例如，也可以在使基带信号BI/BQ的振幅根据解调参数PMA(或PMB)改变后传给载波再生部10(或20)。
此外，参数设定部54也可以对传给载波再生部10和20中没有被选择器46选择的一方的解调参数PMA或PMB进行更新，使得相位噪声的检测变得简单。
选择器56选择载波再生部10、20中没有被选择器46选择的一方的导频信号振幅(I轴信号)PIA或PIB。例如，在选择器46选择了载波再生部10的输出的情况下，选择器56选择载波再生部20的导频信号振幅PIB。平均部58对由选择器56选择的导频信号振幅进行平均化处理，并将得到的平均值输出到参数设定部54。
参数设定部54也可以代替在相位噪声检测部52中求出的相位噪声量，而是根据在平均部58中求出的平均值，来计算解调参数PMA、PMB、PM。在此情况下，参数设定部54生成解调参数PMA或PMB，使得求出的平均值越大则导频信号抽出部12或22的导频抽出滤波器的频带越宽，而且，环路滤波器16或26的增益越大。并且，参数设定部54生成解调参数PM，使得求出的平均值越大，则时钟再生部62的环路滤波增益越大，均衡器66的滤波系数更新步长越小。
由此，能够提高导频信号振幅较大的情况下的载波再生装置的跟踪性能。此外，在导频信号振幅较小的情况下(即，导频信号损伤或消失，不能正常接收导频信号的情况下)，导频信号抽出部12或22的导频抽出滤波器的频带变窄，时钟再生部62的环路滤波增益和环路滤波器16或26的增益变小，均衡器66的滤波系数更新步长变大。因此，能够抑制由于在载波再生装置的负反馈环路中残留有残留相位误差而导致的解调性能的降低。
另外，参数设定部54也可以根据在相位噪声检测部52中求出的相位噪声量，和在平均部58中求出的平均值这两者，来计算解调参数PMA、PMB和PM。
此外，参数设定部54也可以生成解调参数PMA、PMB或PM，使得导频信号抽出部12和22的导频抽出滤波器的频带、环路滤波器16和26的增益、时钟再生部62的环路滤波增益、以及均衡器66的滤波系数更新步长(step size)的并非全部，而是这些中的至少一个，成为与在相位噪声检测部52中求出的相位噪声量或在平均部58中求出的平均值相应的值。
图5是表示图1的载波再生装置10的变形例的模块图。图5的载波再生装置在代替限制部15而具有限制部115这一点上与图1的载波再生装置10不同。
限制部115在不是将导频信号振幅PIA，而是将导频信号的功率与设定的阈值相比较这一点上，与限制部15不同。限制部115计算导频信号振幅PIA的二次方和导频信号振幅PQA(在导频信号抽出部12中抽出的导频信号的与基准相位正交的分量(Q轴信号))的二次方的和，作为导频信号的功率。此外，使阈值或修改相位误差EN时的倍率为合适的值。限制部115在其他点上与限制部15相同地构成。在图1的载波再生装置20中，也代替限制部25而使用与限制部115相同的限制部。
使用了限制部115后，在导频信号处于不稳定的状态时，能够比使用导频信号振幅(I轴信号)时更高精度地计算相位误差，因此能够提高相位噪声较大的情况下的载波再生装置的跟踪性能。此外，在导频信号损伤或消失，不能正常接收导频信号的情况下，也能够抑制由于在载波再生装置的负反馈环路中残留有残留相位误差而导致的解调性能的下降。
(第2实施方式)
图6是表示具有本发明的第2实施方式所涉及的载波再生装置的解调装置的结构的模块图。图6的解调装置，具有：载波再生部10；相位噪声检测部52；参数设定部254；平均部58；时钟再生部62；滚降滤波器64；均衡器66；和错误订正部68。载波再生部10、相位噪声检测部52、参数设定部254、和平均部58构成了载波再生装置。对与在第1实施方式中已说明的要素相同的构成要素赋予相同的参照号码，而省略其说明。
相位噪声检测部52根据环路滤波器输出LA计算相位噪声量，并输出到参数设定部254。平均部58对导频信号振幅PIA进行平均化处理，并将得到的平均值输出到参数设定部254。参数设定部254与图4的参数设定部54相同，根据在相位噪声检测部52中求出的相位噪声量，和在平均部58中求出的平均值的至少任意一方，来计算解调参数PMA、PM。
图6的载波再生装置虽然只具有一个载波再生部，但因为具有限制部15，所以即使在导频信号损伤或消失的情况下，也能够使得不容易发生由于在载波再生部的负反馈环路中残留有残留相位误差而导致的解调性能的降低。此外，能够不降低在能够正常接收导频信号的情况下的对相位噪声的跟踪性能。
(第3实施方式)
图7是表示具有本发明的第3实施方式所涉及的载波再生装置的解调装置的结构的模块图。图7的解调装置以不仅能够接收VSB调制信号，而且能够接收QAM(Quadrature Amplitude Modulation)调制信号的方式构成。
图7的解调装置，具有：载波再生部310、320；选择部340；时钟再生部362；滚降滤波器364；均衡器366；和错误订正部368。载波再生部310、320和选择部340构成了载波再生装置。对与在第1实施方式中已说明的要素相同的结构要素赋予相同的参照号码，而省略其说明。
图7的载波再生部310在代替限制部15而具有QAM误差检测部13和选择器17这一点上与图1的载波再生部10不同。载波再生部320在代替限制部25而具有QAM误差检测部23和选择器27这一点上与图1的载波再生部20不同。
QAM误差检测部13使用从乘法器11输出的解调信号IA/QA，来检测接收到的QAM调制信号的相位误差并输出。选择器17根据VSB/QAM切换信号VQS，对在QAM误差检测部13中求出的相位误差，或在误差检测部14中求出的相位误差进行选择，并输出到环路滤波器16。
QAM误差检测部23使用从乘法器21输出的解调信号IB/QB，来检测接收到的VSB调制信号的相位误差并输出。选择器27根据VSB/QAM切换信号VQS，对在QAM误差检测部23中求出的相位误差，或在误差检测部24中求出的相位误差进行选择，并输出到环路滤波器26。
时钟再生部362、滚降滤波器364、均衡器366、以及错误订正部368除了以也能够处理根据QAM调制信号求出的解调信号的方式构成这一点之外，与图1的时钟再生部62、滚降滤波器64、均衡器66、以及错误订正部68相同。
根据图7的载波再生装置，在QAM调制信号的接收时也能够使用在VSB调制信号的接收时使用的结构要素的大部分，因此能够抑制能够接收VSB调制信号和QAM调制信号的任意一个的装置的规模。
另外，QAM误差检测部13、23也可以代替解调信号IA/QA、IB/QB而使用均衡器366的输出来检测相位误差。
此外，也可以根据VSB/QAM切换信号VQS来切换环路滤波器16、26的特性。
此外，也可以将图7的载波再生部310、320的QAM误差检测部13、23的任意一个替换为检测NTSC(National Television System Committee)信号的误差的NTSC误差检测部。
像这样，图7的载波再生装置以接收性能的提高为目的具有两个载波再生部。在接收使用于地面波广播的VSB调制信号的情况下，优选这样的结构，但在接收使用于有线广播的QAM调制信号的情况下，因为传输路径的状态较好，所以也可以只使用一个载波再生部。因此，在接收QAM调制信号的情况下，也可以使各载波再生部接收相互不同的频率的信号。
在此情况下，延迟波的延迟时间不像地面波广播时那么长，均衡器具有的滤波器的TAP数也可以比VSB调制信号接收时少，因此将均衡器具有的各滤波器分割成两部分，针对各滤波器，使两个载波再生部分别使用分割而得到的两个部分。这样一来，能够用与图7的解调装置大致相同的规模的电路，在VSB调制信号接收时使用两个载波再生部来接收一个沟道的信号，在QAM调制信号接收时同时接收两个沟道的信号。
本发明的众多特征和优势根据记载的说明是显而易见的，因此想要通过附上的权利要求书的范围，将本发明的这种特征和优势全部覆盖。并且，因为对本领域技术人员来说能够容易地进行众多的变更和改变，所以本发明不应限定于与图示和记载的内容完全相同的结构和动作。因此，所有适当的改变物和等价物都落入本发明的范围。
如上所述，根据本发明的实施方式，能够缩短载波再生动作结束为止的时间，因此本发明对载波再生装置和解调装置等是有用的。

Claims (24)

1.一种载波再生装置，其特征在于，
具备：
第1载波再生部，其将基带信号和第1载波相乘来求出第1解调信号，并从所述第1解调信号中抽出导频信号，根据从所述第1解调信号中抽出的导频信号的相位误差来生成所述第1载波；
第2载波再生部，其将所述基带信号和第2载波相乘来求出第2解调信号，并从所述第2解调信号中抽出导频信号，根据从所述第2解调信号中抽出的导频信号的相位误差来生成所述第2载波；和
选择部，其根据从所述第1解调信号中抽出的导频信号的相位误差和从所述第2解调信号中抽出的导频信号的相位误差，选择并输出所述第1或第2解调信号中由所述第1和第2载波再生部中的载波再生动作先结束的一方求出的解调信号。
2.根据权利要求1所述的载波再生装置，其特征在于，
所述第1载波再生部具有：
第1乘法部，其将所述基带信号和所述第1载波相乘，并将其结果作为所述第1解调信号输出；
第1导频信号抽出部，其从所述第1解调信号中抽出导频信号；
第1误差检测部，其检测从所述第1解调信号中抽出的导频信号的第1相位误差；
第1环路滤波器，其将所述第1相位误差作为输入，将其平滑化后输出；和
第1可变频振荡部，其生成与所述第1环路滤波器的输出相应的信号并作为所述第1载波输出，
所述第2载波再生部具有：
第2乘法部，其将所述基带信号和所述第2载波相乘，并将其结果作为所述第2解调信号输出；
第2导频信号抽出部，其从所述第2解调信号中抽出导频信号；
第2误差检测部，其检测从所述第2解调信号中抽出的导频信号的第2相位误差；
第2环路滤波器，其将所述第2相位误差作为输入，将其平滑化后输出；和
第2可变频振荡部，其生成与所述第2环路滤波器的输出相应的信号并作为所述第2载波输出。
3.根据权利要求2所述的载波再生装置，其特征在于，
所述选择部，在所述第1环路滤波器的输出值的变动幅度比所述第2环路滤波器的输出值的变动幅度更早地控制在了规定值以内的情况下，选择所述第1解调信号，在其他情况下选择所述第2解调信号。
4.根据权利要求2所述的载波再生装置，其特征在于，
所述选择部具有：
相位噪声检测部，其求出所述第1和第2解调信号中没有被选择的解调信号的相位噪声量；和
参数设定部，其根据在所述相位噪声检测部中求出的相位噪声量，在选择了所述第1解调信号的情况下将用于生成所述第1载波的参数设定到所述第1载波再生部，在选择了所述第2解调信号的情况下将用于生成所述第2载波的参数设定到所述第2载波再生部。
5.根据权利要求2所述的载波再生装置，其特征在于，
所述第1载波再生部还具有：
第1限制部，其根据从所述第1解调信号中抽出的导频信号，使所述第1相位误差成为该第1相位误差以下，并将其作为所述第1环路滤波器的输入，
所述第2载波再生部还具有：
第2限制部，其根据从所述第2解调信号中抽出的导频信号，使所述第2相位误差成为该第2相位误差以下，并将其作为所述第2环路滤波器的输入。
6.根据权利要求5所述的载波再生装置，其特征在于，
所述第1限制部，在从所述第1解调信号中抽出的导频信号的振幅小于第1规定值的情况下，将对所述第1相位误差乘以小于1的第1规定系数而得到的结果作为所述第1环路滤波器的输入，在其他情况下将所述第1相位误差原样作为所述第1环路滤波器的输入；
所述第2限制部，在从所述第2解调信号中抽出的导频信号的振幅小于所述第1规定值的情况下，将对所述第2相位误差乘以小于1的所述第1规定系数而得到的结果作为所述第2环路滤波器的输入，在其他情况下将所述第2相位误差原样作为所述第2环路滤波器的输入。
7.根据权利要求6所述的载波再生装置，其特征在于，
所述第1限制部，在从所述第1解调信号中抽出的导频信号的振幅小于比所述第1规定值小的第2规定值的情况下，将对所述第1相位误差乘以比所述第1规定系数小的第2规定系数而得到的结果作为所述第1环路滤波器的输入；
所述第2限制部，在从所述第2解调信号中抽出的导频信号的振幅小于所述第2规定值的情况下，将对所述第2相位误差乘以所述第2规定系数而得到的结果作为所述第2环路滤波器的输入。
8.根据权利要求5所述的载波再生装置，其特征在于，
所述第1限制部，在从所述第1解调信号中抽出的导频信号的功率小于规定值的情况下，对所述第1相位误差乘以小于1的规定系数，并将乘以所述规定系数后的结果作为所述第1环路滤波器的输入，在其他情况下将所述第1相位误差原样作为所述第1环路滤波器的输入；
所述第2限制部，在从所述第2解调信号中抽出的导频信号的功率小于所述规定值的情况下，对所述第2相位误差乘以小于1的规定系数，并将乘以所述规定系数后的结果作为所述第2环路滤波器的输入，在其他情况下将所述第2相位误差原样作为所述第2环路滤波器的输入。
9.根据权利要求2所述的载波再生装置，其特征在于，
所述选择部具有：
平均部，其在选择了所述第1解调信号的情况下，求出从所述第2解调信号中抽出的导频信号的振幅的平均值，在选择了所述第2解调信号的情况下，求出从所述第1解调信号中抽出的导频信号的振幅的平均值；和
参数设定部，其根据在所述平均部中求出的平均值，在选择了所述第1解调信号的情况下将用于生成所述第1载波的参数设定到所述第1载波再生部，在选择了所述第2解调信号的情况下将用于生成所述第2载波的参数设定到所述第2载波再生部。
10.根据权利要求2所述的载波再生装置，其特征在于，
所述第1载波再生部还具有：
第1QAM误差检测部，其根据所述第1解调信号来检测作为QAM(Quadrature Amplitude Modulation)信号的误差；和
第1选择器，其根据切换信号来选择在所述第1QAM误差检测部中检测出的误差或所述第1相位误差，并将选择的误差作为所述第1环路滤波器的输入，
所述第2载波再生部还具有：
第2QAM误差检测部，其根据所述第2解调信号检测作为QAM信号的误差；和
第2选择器，其根据所述切换信号来选择在所述第2QAM误差检测部中检测出的误差或所述第2相位误差，并将选择的误差作为所述第2环路滤波器的输入。
11.一种载波再生装置，其特征在于，
具备：
乘法部，其将基带信号和载波相乘，并将其结果作为解调信号输出；
导频信号抽出部，其从所述解调信号中抽出导频信号；
误差检测部，其检测从所述解调信号中抽出的导频信号的相位误差；
限制部，其根据从所述解调信号中抽出的导频信号，使所述相位误差成为该相位误差以下并输出；
环路滤波器，其将所述限制部的输出平滑化后输出；和
可变频振荡部，其生成与所述环路滤波器的输出相应的信号，并作为所述载波输出。
12.根据权利要求11所述的载波再生装置，其特征在于，
还具备：
相位噪声检测部，其求出所述解调信号的相位噪声量；和
参数设定部，其根据在所述相位噪声检测部中求出的相位噪声量，将用于生成所述载波的参数设定于所述导频信号抽出部和所述环路滤波器的至少一方。
13.根据权利要求11所述的载波再生装置，其特征在于，
还具备：
平均部，其求出从所述解调信号中抽出的导频信号的振幅的平均值；和
参数设定部，其根据在所述平均部中求出的平均值，将用于生成所述载波的参数设定于所述导频信号抽出部和所述环路滤波器的至少一方。
14.根据权利要求11所述的载波再生装置，其特征在于，
所述限制部，在从所述解调信号中抽出的导频信号的振幅小于第1规定值的情况下，输出对所述相位误差乘以小于1的规定系数而得到的结果，在其他情况下原样输出所述相位误差。
15.根据权利要求14所述的载波再生装置，其特征在于，
所述限制部，在从所述解调信号中抽出的导频信号的振幅小于比所述第1规定值小的第2规定值的情况下，输出对所述相位误差乘以比所述第1规定系数小的第2规定系数而得到的结果。
16.根据权利要求11所述的载波再生装置，其特征在于，
所述限制部，在从所述解调信号中抽出的导频信号的功率小于第1规定值的情况下，输出对所述相位误差乘以小于1的规定系数而得到的结果，在其他情况下原样输出所述相位误差。
17.一种解调装置，其特征在于，
具备：
第1载波再生部，其将基带信号和第1载波相乘来求出第1解调信号，并从所述第1解调信号中抽出导频信号，根据从所述第1解调信号中抽出的导频信号的相位误差来生成所述第1载波；
第2载波再生部，其将所述基带信号和第2载波相乘来求出第2解调信号，并从所述第2解调信号中抽出导频信号，根据从所述第2解调信号中抽出的导频信号的相位误差来生成所述第2载波；
选择部，其根据从所述第1解调信号中抽出的导频信号的相位误差和从所述第2解调信号中抽出的导频信号的相位误差，选择并输出所述第1或第2解调信号中由所述第1和第2载波再生部中的载波再生动作先结束的一方求出的解调信号；和
均衡器，其均衡在所述选择部中选择的解调信号。
18.根据权利要求17所述的解调装置，其特征在于，
所述选择部具有：
相位噪声检测部，其求出所述第1和第2解调信号中，没有被选择的解调信号的相位噪声量；和
参数设定部，其根据所述相位噪声量设定所述均衡器的参数。
19.根据权利要求17所述的解调装置，其特征在于，
所述选择部具有：
平均部，其求出从所述第1和第2解调信号中没有被选择的解调信号中抽出的导频信号的振幅的平均值；和
参数设定部，其根据所述平均值设定所述均衡器的参数。
20.一种解调装置，其特征在于，
具备：
乘法部，其将基带信号和载波相乘，并将其结果作为解调信号输出；
导频信号抽出部，其从所述解调信号中抽出导频信号；
误差检测部，其检测从所述解调信号中抽出的导频信号的相位误差；
限制部，其根据从所述解调信号中抽出的导频信号，使所述相位误差成为该相位误差以下并输出；
环路滤波器，其将所述限制部的输出平滑化后输出；
可变频振荡部，其生成与所述环路滤波器的输出相应的信号，并作为所述载波输出；和
均衡器，其均衡所述解调信号。
21.根据权利要求20所述的解调装置，其特征在于，
还具有：
相位噪声检测部，其求出所述环路滤波器的输出的相位噪声量；和
参数设定部，其根据所述相位噪声量设定所述均衡器的参数。
22.根据权利要求20所述的解调装置，其特征在于，
还具有：
平均部，其求出从所述解调信号中抽出的导频信号的振幅的平均值；和
参数设定部，其根据所述平均值设定所述均衡器的参数。
23.一种载波再生方法，其特征在于，
具备：
第1载波再生步骤，将基带信号和第1载波相乘来求出第1解调信号，并从所述第1解调信号中抽出导频信号，根据从所述第1解调信号中抽出的导频信号的相位误差来生成所述第1载波；
第2载波再生步骤，将所述基带信号和第2载波相乘来求出第2解调信号，并从所述第2解调信号中抽出导频信号，根据从所述第2解调信号中抽出的导频信号的相位误差来生成所述第2载波；和
选择步骤，根据从所述第1解调信号中抽出的导频信号的相位误差和从所述第2解调信号中抽出的导频信号的相位误差，选择所述第1或第2解调信号中由所述第1和第2载波再生步骤中的载波再生动作先结束的一方求出的解调信号。
24.一种载波再生方法，其特征在于，
具备：
乘法步骤，将基带信号和载波相乘，并将其结果作为解调信号输出；
导频信号抽出步骤，从所述解调信号中抽出导频信号；
误差检测步骤，检测从所述解调信号中抽出的导频信号的相位误差；
限制步骤，根据从所述解调信号中抽出的导频信号，使所述相位误差成为该相位误差以下；
环路滤波步骤，将在所述限制步骤中处理后的所述相位误差平滑化；和
可变频振荡步骤，生成与在所述环路滤波步骤中平滑化之后的相位误差相应的信号作为所述载波。
CN2009801179232A 2008-05-22 2009-05-22 载波再生装置和方法以及解调装置 Pending CN102037700A (zh)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2008134760 2008-05-22
JP2008-134760 2008-05-22
PCT/JP2009/002275 WO2009142027A1 (ja) 2008-05-22 2009-05-22 搬送波再生装置及び方法、並びに復調装置

Publications (1)

Publication Number Publication Date
CN102037700A true CN102037700A (zh) 2011-04-27

Family

ID=41339967

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN2009801179232A Pending CN102037700A (zh) 2008-05-22 2009-05-22 载波再生装置和方法以及解调装置

Country Status (4)

Country Link
US (1) US20110063519A1 (zh)
JP (1) JPWO2009142027A1 (zh)
CN (1) CN102037700A (zh)
WO (1) WO2009142027A1 (zh)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN114050955A (zh) * 2021-11-04 2022-02-15 北京集创北方科技股份有限公司 解调系统及方法

Families Citing this family (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP5621476B2 (ja) * 2010-09-29 2014-11-12 ソニー株式会社 同期回路、同期方法、および受信システム
TWI638541B (zh) * 2013-05-28 2018-10-11 新力股份有限公司 通信裝置、通信系統及通信方法
US9712194B2 (en) * 2013-06-03 2017-07-18 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Distortion suppression for wireless transmission
JP6102533B2 (ja) * 2013-06-05 2017-03-29 富士通株式会社 受信回路

Family Cites Families (17)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP3206550B2 (ja) * 1998-05-11 2001-09-10 日本電気株式会社 位相同期ループ付き信号推定器
US6850563B1 (en) * 1998-06-19 2005-02-01 Netwave Communications Data slicer for combined trellis decoding and equalization
US6842495B1 (en) * 1998-11-03 2005-01-11 Broadcom Corporation Dual mode QAM/VSB receiver
US6560299B1 (en) * 1999-07-30 2003-05-06 Christopher H Strolle Diversity receiver with joint signal processing
US6985432B1 (en) * 2000-01-28 2006-01-10 Zion Hadad OFDM communication channel
JP2002051092A (ja) * 2000-08-02 2002-02-15 Matsushita Electric Ind Co Ltd 残留側波帯復調装置
JP4579458B2 (ja) * 2001-07-03 2010-11-10 富士通セミコンダクター株式会社 復調装置、放送システム及び半導体デバイス
US7245677B1 (en) * 2003-03-14 2007-07-17 Ralink Technology, Inc. Efficient method for multi-path resistant carrier and timing frequency offset detection
JP2004328284A (ja) * 2003-04-23 2004-11-18 Toyota Motor Corp 同期検波装置
US7558340B2 (en) * 2003-12-01 2009-07-07 Lg Electronics Inc. VSB receiver and carrier recovery apparatus thereof
US7545891B1 (en) * 2004-03-09 2009-06-09 Ralink Technology, Inc. Carrier recovery architectures for multi input multi output orthogonal frequency division multiplexing receivers
KR100577703B1 (ko) * 2004-08-27 2006-05-10 삼성전자주식회사 Ｖｓｂ 방식 수신기를 위한 반송파 복원장치 및 그 복원방법
JP4304210B2 (ja) * 2004-09-09 2009-07-29 パナソニック株式会社 位相誤差補正回路
KR100631203B1 (ko) * 2004-10-07 2006-10-04 삼성전자주식회사 Ｖｓｂ 방식 수신기를 위한 반송파 및 심볼 타이밍복원장치 그리고 그 복원방법
JP4229180B2 (ja) * 2006-12-08 2009-02-25 ソニー株式会社 受信装置、制御方法、及びプログラム
US8451948B2 (en) * 2006-12-15 2013-05-28 Panasonic Corporation Carrier recovering apparatus and carrier recovering method
US8175193B2 (en) * 2007-03-29 2012-05-08 Lg Electronics Inc. Apparatus for recovering carrier wave in digital broadcasting receiver and method therefor

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN114050955A (zh) * 2021-11-04 2022-02-15 北京集创北方科技股份有限公司 解调系统及方法
CN114050955B (zh) * 2021-11-04 2024-06-28 北京集创北方科技股份有限公司 解调系统及方法

Also Published As

Publication number Publication date
WO2009142027A1 (ja) 2009-11-26
US20110063519A1 (en) 2011-03-17
JPWO2009142027A1 (ja) 2011-09-29

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP4492264B2 (ja) 直交検出器ならびにそれを用いた直交復調器およびサンプリング直交復調器
CN108270715B (zh) 适合高阶4096-qam的载波恢复系统和方法
CN101005480B (zh) 解调电路和解调方法
US6640093B1 (en) Broadcast receiver
CN104272692B (zh) 载波再生装置和载波再生方法
EP3068044A1 (en) Module for a radio receiver
CN102037700A (zh) 载波再生装置和方法以及解调装置
RU2502196C1 (ru) Устройство компенсации фазовой ошибки и способ компенсации фазовой ошибки
CN101710884B (zh) 基于信道估计和均衡的qam模式识别的方法
KR100406970B1 (ko) 잔류측파대 방송신호 수신기의 반송파 복원장치 및 방법
JPH11136597A (ja) シンボルタイミング回復装置及び方法
US10608846B2 (en) Receiving device
US7424054B2 (en) Carrier recovery apparatus and methods for high-definition television receivers
JP4690655B2 (ja) デジタルｔｖ受信システムの復調回路及び復調方法
JP4180593B2 (ja) Ｖｓｂ方式の受信機のための搬送波再生装置及びその再生方法
US20080285693A1 (en) Receiver apparatus for processing amplitude-modulated signal
US20060176980A1 (en) Symbol timing recovery apparatus usable with VSB receiver and method thereof
CN101401378A (zh) 载波再生装置和载波再生方法
KR20040070567A (ko) 디지털 ｔｖ 수신기
CN103368881B (zh) 通信信号频偏调整系统和方法
KR100859868B1 (ko) 2개의 파일럿을 이용하여 안정되게 반송파를 복원할 수있는 디지털 방송 수신기의 반송파 복원장치
JP3593307B2 (ja) 直交周波数分割多重信号受信装置、直交周波数分割多重信号補正器及び信号補正方法
JP2006521075A (ja) 信号を受信するための方法および装置
EP2048844A2 (en) Receiving apparatus having equalizer and receiving method
JP2005033407A (ja) 受信装置およびフィルタ装置

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
C02 Deemed withdrawal of patent application after publication (patent law 2001)
WD01 Invention patent application deemed withdrawn after publication

Application publication date: 20110427